JP2000037077A - 3ポイントコンバ―タおよびその動作方法 - Google Patents
3ポイントコンバ―タおよびその動作方法Info
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- JP2000037077A JP2000037077A JP11183982A JP18398299A JP2000037077A JP 2000037077 A JP2000037077 A JP 2000037077A JP 11183982 A JP11183982 A JP 11183982A JP 18398299 A JP18398299 A JP 18398299A JP 2000037077 A JP2000037077 A JP 2000037077A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 3ポイントコンバータについての構成および
使用方法。 【解決手段】 デカップリングネットワークの第1の入
力が中間回路の正極に、第1の出力が3ポイントコンバ
ータの正極に接続されている上半分のブリッジのための
デカップリングネットワーク(1)と、デカップリング
ネットワークの第2の入力が中間回路の負極に、第2の
出力が3ポイントコンバータの負極に接続されている下
半分のブリッジのためのデカップリングネットワーク
(2)とを有し、デカップリングネットワーク(1、
2)の残りの入力は中間回路のセンタータップ(3)に
接続され、デカップリングネットワーク(1、2)の残
りの出力はNPCダイオードを経てブリッジの半分に接
続され、上下半分の各ブリッジのメインスイッチ(T11
・・・T34)についての転流電圧はデカップリングネッ
トワーク(1、2)により、一方より独立して中間回路
電圧の1/2(Vdc)からデカップルされる3ポイント
コンバータ。
使用方法。 【解決手段】 デカップリングネットワークの第1の入
力が中間回路の正極に、第1の出力が3ポイントコンバ
ータの正極に接続されている上半分のブリッジのための
デカップリングネットワーク(1)と、デカップリング
ネットワークの第2の入力が中間回路の負極に、第2の
出力が3ポイントコンバータの負極に接続されている下
半分のブリッジのためのデカップリングネットワーク
(2)とを有し、デカップリングネットワーク(1、
2)の残りの入力は中間回路のセンタータップ(3)に
接続され、デカップリングネットワーク(1、2)の残
りの出力はNPCダイオードを経てブリッジの半分に接
続され、上下半分の各ブリッジのメインスイッチ(T11
・・・T34)についての転流電圧はデカップリングネッ
トワーク(1、2)により、一方より独立して中間回路
電圧の1/2(Vdc)からデカップルされる3ポイント
コンバータ。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項1の前文に
係る3ポイントコンバータおよびこの3ポイントコンバ
ータを使用する方法に関する。本発明は電圧中間回路に
よって給電される3ポイントコンバータの分野に関連す
る。この型のコンバータは電気的駆動におよび大電力レ
ベルを含むフィルタそして補償装置の両方に使用されて
いる。特に、提案する保護回路は中間電圧領域の大電力
コンバータの実現に関し可能性がある。
係る3ポイントコンバータおよびこの3ポイントコンバ
ータを使用する方法に関する。本発明は電圧中間回路に
よって給電される3ポイントコンバータの分野に関連す
る。この型のコンバータは電気的駆動におよび大電力レ
ベルを含むフィルタそして補償装置の両方に使用されて
いる。特に、提案する保護回路は中間電圧領域の大電力
コンバータの実現に関し可能性がある。
【0002】
【従来の技術】NPC(Neutral Point Clamped )3ポ
イントコンバータの構成は長い期間にわたり既に一般的
に知られている。これはまた大電力レベルの分野におい
て工業的に使用されている。この場合、IGBT、GT
Oサイリスタまたは集積ゲート転流サイリスタ(IGC
T Integrated Gate Commutated Thyristor)がメイン
スイッチとして使用されている。
イントコンバータの構成は長い期間にわたり既に一般的
に知られている。これはまた大電力レベルの分野におい
て工業的に使用されている。この場合、IGBT、GT
Oサイリスタまたは集積ゲート転流サイリスタ(IGC
T Integrated Gate Commutated Thyristor)がメイン
スイッチとして使用されている。
【0003】GTOサイリスタを使用する場合は、ター
ンオン期間の電流上昇速度di/dtと、さらにターン
オフ期間のスイッチの電圧上昇速度du/dtとを制限
することが必要である。IGCTを使用する場合には、
電流上昇速度di/dtのみを制限する必要がある。こ
の目的のために、スイッチング負荷低減ネットワーク、
いわゆるスナッバー(snubber )、が回路に配置され、
これらは上記制限を確実に行い、それによってスイッチ
のスイッチング損失を低減する。
ンオン期間の電流上昇速度di/dtと、さらにターン
オフ期間のスイッチの電圧上昇速度du/dtとを制限
することが必要である。IGCTを使用する場合には、
電流上昇速度di/dtのみを制限する必要がある。こ
の目的のために、スイッチング負荷低減ネットワーク、
いわゆるスナッバー(snubber )、が回路に配置され、
これらは上記制限を確実に行い、それによってスイッチ
のスイッチング損失を低減する。
【0004】かかる装置の多数の実例が、Suh, J.-H. e
t al: A New Snubber Circuit forHigh Efficiency and
Overvoltage Limitation in Three Level GTO Inverte
rs, IEEE Trans. On Industrial Electronics, Vol.4
4,No. 2, April 1977 に記載されている。電圧および電
流の上昇の速度の制限は、スイッチに平行に接続された
キャパシタそして、それぞれ、常に必要である追加の能
動および/または受動素子と同様に直列に接続されたイ
ンダクタにより理論的に達成される。GTOサイリスタ
が使用された場合、これらの保護回路は一般的には各G
TOに対しまたは各相に関し別個に配置しなければなら
ない。それ故に能動および受動素子に係る経費は高い。
従来のRCDスナッバーの場合および提案された改善変
形例の場合の双方とも、スナッバーに蓄積されたエネル
ギーは抵抗を経て熱に変換される。GTOサイリスタの
両端が過電圧(直列のインダクタにより生ずる)となり
そして各GTO間のブロッキング電圧分布が等しくなら
ない従来のRCDスナッバーを使用した場合に生ずる問
題点は、上記改善されたスナッバーにおいてさえ、単に
小さくすることは可能であるがしかし解決はされてはな
い。
t al: A New Snubber Circuit forHigh Efficiency and
Overvoltage Limitation in Three Level GTO Inverte
rs, IEEE Trans. On Industrial Electronics, Vol.4
4,No. 2, April 1977 に記載されている。電圧および電
流の上昇の速度の制限は、スイッチに平行に接続された
キャパシタそして、それぞれ、常に必要である追加の能
動および/または受動素子と同様に直列に接続されたイ
ンダクタにより理論的に達成される。GTOサイリスタ
が使用された場合、これらの保護回路は一般的には各G
TOに対しまたは各相に関し別個に配置しなければなら
ない。それ故に能動および受動素子に係る経費は高い。
従来のRCDスナッバーの場合および提案された改善変
形例の場合の双方とも、スナッバーに蓄積されたエネル
ギーは抵抗を経て熱に変換される。GTOサイリスタの
両端が過電圧(直列のインダクタにより生ずる)となり
そして各GTO間のブロッキング電圧分布が等しくなら
ない従来のRCDスナッバーを使用した場合に生ずる問
題点は、上記改善されたスナッバーにおいてさえ、単に
小さくすることは可能であるがしかし解決はされてはな
い。
【0005】工業的に製造されたスナッバーの事例はKo
mulainen, R.: Inverter Protectedin Respect of the
Rates of Increase of Current and Voltage, US Paten
t No. 4,566,051, January 21,1986 に記載されてい
る。この回路において、負荷低減インダクタおよび負荷
低減キャパシタに蓄えられた全エネルギ(スナッバーエ
ネルギ)はDC電圧中間回路に戻される。しかしながら
この方法は回路に関し高い経費を必要とする。
mulainen, R.: Inverter Protectedin Respect of the
Rates of Increase of Current and Voltage, US Paten
t No. 4,566,051, January 21,1986 に記載されてい
る。この回路において、負荷低減インダクタおよび負荷
低減キャパシタに蓄えられた全エネルギ(スナッバーエ
ネルギ)はDC電圧中間回路に戻される。しかしながら
この方法は回路に関し高い経費を必要とする。
【0006】さらに3ポイントコンバータに関する全て
の既知のスイッチング負荷低減ネットワークの不利益
は、高い転流電圧(3ポイントコンバータ内の中間回路
電圧の1/2)によるスイッチング損失が、制限された
範囲でのみ、そして素子について高い経費を伴う場合の
み低減し得ることである。
の既知のスイッチング負荷低減ネットワークの不利益
は、高い転流電圧(3ポイントコンバータ内の中間回路
電圧の1/2)によるスイッチング損失が、制限された
範囲でのみ、そして素子について高い経費を伴う場合の
み低減し得ることである。
【0007】同様に使用されている別のスナッバー回路
に加えて、2ポイントコンバータの構成に関し、低損失
のスイッチングがほとんど零の転流電圧により達成され
る原理が知られている。この目的のため、例えばSalam
a, S, Tadros, Y.: Quasi Resonant 3-Phase IGBT Inve
rter,IEEE-PESC Conference Records, 1995に記載され
ているように、スイッチング動作の期間に中間回路電圧
から一時的に転流電圧をデカップリングするための電気
的ネットワークが中間回路キャパシタとコンバータのブ
リッジ経路との間に結合される。
に加えて、2ポイントコンバータの構成に関し、低損失
のスイッチングがほとんど零の転流電圧により達成され
る原理が知られている。この目的のため、例えばSalam
a, S, Tadros, Y.: Quasi Resonant 3-Phase IGBT Inve
rter,IEEE-PESC Conference Records, 1995に記載され
ているように、スイッチング動作の期間に中間回路電圧
から一時的に転流電圧をデカップリングするための電気
的ネットワークが中間回路キャパシタとコンバータのブ
リッジ経路との間に結合される。
【0008】要約すると、従来のNPC3ポイントコン
バータにおいて現在使用されているスナッバー回路は、
上記スナッバー回路の基本的原理のため、メインスイッ
チ内のスイッチング損失の制限された低減のみを確実に
するものであることが確認されるであろう。多くのスナ
ッバーにおいて、スナッバーエネルギはDC電圧中間回
路には戻されず、むしろスイッチおよび保護回路内の熱
損失として転流される。さらに、素子の経費と従来のス
ナッバーの価格は相当のものである。
バータにおいて現在使用されているスナッバー回路は、
上記スナッバー回路の基本的原理のため、メインスイッ
チ内のスイッチング損失の制限された低減のみを確実に
するものであることが確認されるであろう。多くのスナ
ッバーにおいて、スナッバーエネルギはDC電圧中間回
路には戻されず、むしろスイッチおよび保護回路内の熱
損失として転流される。さらに、素子の経費と従来のス
ナッバーの価格は相当のものである。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、3ポイント
コンバータ内のメインスイッチについて極めて低損失の
スイッチングを実現する、導入部において述べた形式の
3ポイントコンバータについて規定することを目的とす
る。さらに、その目的は3ポイントコンバータの動作方
法を規定することにある。
コンバータ内のメインスイッチについて極めて低損失の
スイッチングを実現する、導入部において述べた形式の
3ポイントコンバータについて規定することを目的とす
る。さらに、その目的は3ポイントコンバータの動作方
法を規定することにある。
【0010】3ポイントコンバータに関し、この目的は
前文の構成と組合わせた請求項1の特徴ある部分におい
て規定される構成に従う本発明によって達成される。
前文の構成と組合わせた請求項1の特徴ある部分におい
て規定される構成に従う本発明によって達成される。
【0011】この3ポイントコンバータを動作させる方
法に関し、この目的は前文の構成と組合わせた請求項4
の特徴ある部分において規定される構成に従う本発明に
よって達成される。
法に関し、この目的は前文の構成と組合わせた請求項4
の特徴ある部分において規定される構成に従う本発明に
よって達成される。
【0012】本発明により得ることのできる特別の利点
は、3ポイントコンバータに関するスナッバーの上記欠
点−例えば熱損失の発生、素子に関する高経費、高価格
−を防止することである。本発明は、分離形式による3
ポイントコンバータ内の上および下半分づつのブリッジ
デに対するデカップリングネットワーク(decouplingne
twork)の形式による2つの別個の保護回路により中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの利用を含む
ものである。2つのデカップリングネットワークは互い
に完全に独立して動作する。これらはそれぞれ半分のブ
リッジのためにほとんど零の転流電圧を得ることを確実
にし、一方中間回路電圧の半分が他の半分のブリッジに
与えられる。全体として、この回路は能動および受動素
子について安い経費ですむ。電流上昇速度di/dtお
よび電圧上昇速度du/dtの限定は確実に保証され
る。加えて、この回路はメインスイッチが短絡した場合
にも短絡回路の電流の上昇速度を制限することにより保
護の能力を有する。
は、3ポイントコンバータに関するスナッバーの上記欠
点−例えば熱損失の発生、素子に関する高経費、高価格
−を防止することである。本発明は、分離形式による3
ポイントコンバータ内の上および下半分づつのブリッジ
デに対するデカップリングネットワーク(decouplingne
twork)の形式による2つの別個の保護回路により中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの利用を含む
ものである。2つのデカップリングネットワークは互い
に完全に独立して動作する。これらはそれぞれ半分のブ
リッジのためにほとんど零の転流電圧を得ることを確実
にし、一方中間回路電圧の半分が他の半分のブリッジに
与えられる。全体として、この回路は能動および受動素
子について安い経費ですむ。電流上昇速度di/dtお
よび電圧上昇速度du/dtの限定は確実に保証され
る。加えて、この回路はメインスイッチが短絡した場合
にも短絡回路の電流の上昇速度を制限することにより保
護の能力を有する。
【0013】既に述べたように、上半分のブリッジと下
半分のブリッジにおいて独立した転流が可能である。こ
のことはまたブリッジの上半分から下半分への直接の転
流すなわち「正電圧から負電圧へ」およびその逆を許容
するという利点を有する。
半分のブリッジにおいて独立した転流が可能である。こ
のことはまたブリッジの上半分から下半分への直接の転
流すなわち「正電圧から負電圧へ」およびその逆を許容
するという利点を有する。
【0014】
【発明の実施の形態】本発明を図面に示す以下に例示の
実施の形態により説明する。3ポイントコンバータの3
相基本回路図を図1に示す。第1相のブリッジの上半分
のメインスイッチT11、T12および逆ダイオード(逆ダ
イオード=逆向きに接続された並列ダイオード)D11、
D12と、第1相のブリッジの下半分のメインスイッチT
13、T14および逆ダイオードD13、D14と、第2相のブ
リッジの上半分のメインスイッチT21、T22および逆ダ
イオードD21、D22と、第2相のブリッジの下半分のメ
インスイッチT23、T24および逆ダイオードD23、D24
と、第3相のブリッジの上半分のメインスイッチT31、
T32および逆ダイオードD31、D32と、第3相のブリッ
ジの下半分のメインスイッチT33、T34および逆ダイオ
ードD33、D34とを含む3相ブリッジ回路が出力側の負
荷に接続され、負荷インダクタはL1 、L2 、L3 によ
り示されてる。
実施の形態により説明する。3ポイントコンバータの3
相基本回路図を図1に示す。第1相のブリッジの上半分
のメインスイッチT11、T12および逆ダイオード(逆ダ
イオード=逆向きに接続された並列ダイオード)D11、
D12と、第1相のブリッジの下半分のメインスイッチT
13、T14および逆ダイオードD13、D14と、第2相のブ
リッジの上半分のメインスイッチT21、T22および逆ダ
イオードD21、D22と、第2相のブリッジの下半分のメ
インスイッチT23、T24および逆ダイオードD23、D24
と、第3相のブリッジの上半分のメインスイッチT31、
T32および逆ダイオードD31、D32と、第3相のブリッ
ジの下半分のメインスイッチT33、T34および逆ダイオ
ードD33、D34とを含む3相ブリッジ回路が出力側の負
荷に接続され、負荷インダクタはL1 、L2 、L3 によ
り示されてる。
【0015】入力側において、3相ブリッジ回路はブリ
ッジの上半分のデカップリングネットワーク1およびブ
リッジの下半分のデカップリングネットワーク2に接続
されている。デカップリングネットワーク1は中間回路
の正極と前記中間回路のセンタータップ3に接続されて
いる。デカップリングネットワーク2は中間回路の負極
と該センタータップ3に接続されている。
ッジの上半分のデカップリングネットワーク1およびブ
リッジの下半分のデカップリングネットワーク2に接続
されている。デカップリングネットワーク1は中間回路
の正極と前記中間回路のセンタータップ3に接続されて
いる。デカップリングネットワーク2は中間回路の負極
と該センタータップ3に接続されている。
【0016】第1相のブリッジの上半分はNPCダイオ
ードD15(NPCダイオード=中性点がクランプされた
(Neutral Point Clamped )ダイオード=センタータッ
プダイオード)を経て入力側において直列に接続された
2つの中間回路キャパシタC d /2のセンタータップ3
に接続されている。第1相のブリッジの下半分はNPC
ダイオードD16を経てセンタータップ3に接続されてい
る。第2相のブリッジの上半分はNPCダイオードD25
を経て入力側において直列に接続された2つの中間回路
キャパシタCd /2のセンタータップ3に接続されてい
る。第2相のブリッジの下半分はNPCダイオードD26
を経てセンタータップ3に接続されている。第3相のブ
リッジの上半分はNPCダイオードD35を経て入力側に
おいて直列に接続された2つの中間回路キャパシタCd
/2のセンタータップ3に接続されている。第3相のブ
リッジの下半分はNPCダイオードD36を経てセンター
タップ3に接続されている。
ードD15(NPCダイオード=中性点がクランプされた
(Neutral Point Clamped )ダイオード=センタータッ
プダイオード)を経て入力側において直列に接続された
2つの中間回路キャパシタC d /2のセンタータップ3
に接続されている。第1相のブリッジの下半分はNPC
ダイオードD16を経てセンタータップ3に接続されてい
る。第2相のブリッジの上半分はNPCダイオードD25
を経て入力側において直列に接続された2つの中間回路
キャパシタCd /2のセンタータップ3に接続されてい
る。第2相のブリッジの下半分はNPCダイオードD26
を経てセンタータップ3に接続されている。第3相のブ
リッジの上半分はNPCダイオードD35を経て入力側に
おいて直列に接続された2つの中間回路キャパシタCd
/2のセンタータップ3に接続されている。第3相のブ
リッジの下半分はNPCダイオードD36を経てセンター
タップ3に接続されている。
【0017】デカップリングネットワーク構成を有する
基本回路図を図2に示す。デカップリングネットワーク
1は中間回路の正極に接続された共振インダクタLR1を
有する。スイッチTR1と逆ダイオードDR1は該インダク
タLR1とブリッジの上半分の接合点に接続されている。
これら2つの構成部品の他の端子はスイッチTC1、逆ダ
イオードDC1に、共振キャパシタCR1を経てセンタータ
ップ3に接続されている。スイッチTC1および逆ダイオ
ードDC1の他の端子は充電キャパシタCC1を経てセンタ
ータップ3に接続されている。
基本回路図を図2に示す。デカップリングネットワーク
1は中間回路の正極に接続された共振インダクタLR1を
有する。スイッチTR1と逆ダイオードDR1は該インダク
タLR1とブリッジの上半分の接合点に接続されている。
これら2つの構成部品の他の端子はスイッチTC1、逆ダ
イオードDC1に、共振キャパシタCR1を経てセンタータ
ップ3に接続されている。スイッチTC1および逆ダイオ
ードDC1の他の端子は充電キャパシタCC1を経てセンタ
ータップ3に接続されている。
【0018】デカップリングネットワーク2は中間回路
の負極に接続された共振インダクタLR2を有する。充電
キャパシタCC2と共振キャパシタCR2は前記インダクタ
LR2とブリッジの下半分の接合点に接続されている。充
電キャパシタCC2の他の端子はスイッチTC2と逆ダイオ
ードDC2に接続されている。スイッチTC2および逆ダイ
オードDC2の他の端子は共振キャパシタCR2の他の端子
に、そして又、スイッチTR2および逆ダイオードRR2に
接続されている。スイッチTR2および逆ダイオードRR2
は他の端子においてセンタータップ3に接続されてい
る。
の負極に接続された共振インダクタLR2を有する。充電
キャパシタCC2と共振キャパシタCR2は前記インダクタ
LR2とブリッジの下半分の接合点に接続されている。充
電キャパシタCC2の他の端子はスイッチTC2と逆ダイオ
ードDC2に接続されている。スイッチTC2および逆ダイ
オードDC2の他の端子は共振キャパシタCR2の他の端子
に、そして又、スイッチTR2および逆ダイオードRR2に
接続されている。スイッチTR2および逆ダイオードRR2
は他の端子においてセンタータップ3に接続されてい
る。
【0019】中間回路キャパシタ両端の中間回路の1/
2の電圧はVdc/2により示され、デカップリングネッ
トワーク1および2の両端の電圧はそれぞれVk1および
Vk2で示され、負荷の電圧はV1 、V2 、V3 により示
される。
2の電圧はVdc/2により示され、デカップリングネッ
トワーク1および2の両端の電圧はそれぞれVk1および
Vk2で示され、負荷の電圧はV1 、V2 、V3 により示
される。
【0020】3ポイントコンバータにおけるブリッジの
上下半分に対する3極デカップリングネットワーク1お
よび2の形式を有する2つの別個の保護回路による中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの機能が、図
2の回路の例を用いて以下詳細に説明される。2つの回
路において追加される受動素子は、その電圧が1.2*
Vdc/2の値で実質的に一定に保たれる大きな充電キャ
パシタCC1およびCC2、共振インダクタLR1およびLR2
そして静止状態においてそれぞれ充電キャパシタCC1お
よびCC2の電圧に充電される共振キャパシタCR1および
CR2である。Salama,S,Tadros、Y.に
よる「疑似共振3相IGBTインバータ」、IEEE−
PESC Conference Records、1
995年に記載された回路に対し、転流は常にNPCダ
イオードを経て行われる。回路は、ブリッジの上半分か
らセンタータップへの転流およびを戻る場合「正電圧+
←→零電圧0」はデカップリングネットワーク1が用い
られ、センタータップからブリッジの下半分への転流の
ためおよびを戻るため「零電圧0←→負電圧−」には下
のデカップリングネットワーク2が用いられるような方
法により制御される。ブリッジの上下半分において転流
動作がデカップル(decouple)されるので、転流動作が
同時にコンバータの異なる相において生ずることを可能
とする。
上下半分に対する3極デカップリングネットワーク1お
よび2の形式を有する2つの別個の保護回路による中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの機能が、図
2の回路の例を用いて以下詳細に説明される。2つの回
路において追加される受動素子は、その電圧が1.2*
Vdc/2の値で実質的に一定に保たれる大きな充電キャ
パシタCC1およびCC2、共振インダクタLR1およびLR2
そして静止状態においてそれぞれ充電キャパシタCC1お
よびCC2の電圧に充電される共振キャパシタCR1および
CR2である。Salama,S,Tadros、Y.に
よる「疑似共振3相IGBTインバータ」、IEEE−
PESC Conference Records、1
995年に記載された回路に対し、転流は常にNPCダ
イオードを経て行われる。回路は、ブリッジの上半分か
らセンタータップへの転流およびを戻る場合「正電圧+
←→零電圧0」はデカップリングネットワーク1が用い
られ、センタータップからブリッジの下半分への転流の
ためおよびを戻るため「零電圧0←→負電圧−」には下
のデカップリングネットワーク2が用いられるような方
法により制御される。ブリッジの上下半分において転流
動作がデカップル(decouple)されるので、転流動作が
同時にコンバータの異なる相において生ずることを可能
とする。
【0021】転流について説明するため図3の単相回路
を使用する。この場合、電流ILR1はLR1を流れ、電流
ILR2 はLR2を流れ、電流IT11 はT11を流れ、電流I
T12はT12を流れ、電流ID11 はD11を流れ、電流I
D13 はD13を流れ、電流ID14はD14を流れ、電流I
D15 はD15を流れ、電流ID16 はD16を流れ、そして負
荷電流ILORDがそれぞれ特定される。
を使用する。この場合、電流ILR1はLR1を流れ、電流
ILR2 はLR2を流れ、電流IT11 はT11を流れ、電流I
T12はT12を流れ、電流ID11 はD11を流れ、電流I
D13 はD13を流れ、電流ID14はD14を流れ、電流I
D15 はD15を流れ、電流ID16 はD16を流れ、そして負
荷電流ILORDがそれぞれ特定される。
【0022】8つの相異なる基本の転流が存在し、ここ
で正の負荷電流ILORDの場合は4つであり、(a) T
11からD15、(b) T12およびD15からD13およびD
14、(c) D13およびD14からT12およびD15、
(d) D15からT11、そして、負の負荷電流ILORDの
場合もまた4つであり、(e) D11およびD12からT
13およびD16、(f) D16からT14、(g) T14か
らD16、(h) T13およびD16からD11よびD12であ
る。
で正の負荷電流ILORDの場合は4つであり、(a) T
11からD15、(b) T12およびD15からD13およびD
14、(c) D13およびD14からT12およびD15、
(d) D15からT11、そして、負の負荷電流ILORDの
場合もまた4つであり、(e) D11およびD12からT
13およびD16、(f) D16からT14、(g) T14か
らD16、(h) T13およびD16からD11よびD12であ
る。
【0023】転流(e)は転流(c)に類似しており、
同様に(f)は(d)に、(g)は(a)に、そして
(h)は(b)に類似している。このため、(a)から
(d)への転流動作についてのみ説明する必要がある。
以下の記載においては大きい負荷電流を想定する。負荷
電流が小さい場合は、ある事例において、メインスイッ
チおよび逆向に接続された平行ダイオード(逆ダイオー
ド)および/またはセンタータップのダイオード(NP
Cダイオード)との間の伝導間隔について変化する。転
流の原理はこのことにより影響を受けることはない。
同様に(f)は(d)に、(g)は(a)に、そして
(h)は(b)に類似している。このため、(a)から
(d)への転流動作についてのみ説明する必要がある。
以下の記載においては大きい負荷電流を想定する。負荷
電流が小さい場合は、ある事例において、メインスイッ
チおよび逆向に接続された平行ダイオード(逆ダイオー
ド)および/またはセンタータップのダイオード(NP
Cダイオード)との間の伝導間隔について変化する。転
流の原理はこのことにより影響を受けることはない。
【0024】ブリッジの上半分のデカップリングネット
ワーク1は転流動作(a)のために使用される。転流の
経過および本質的な電流および電圧特性が図4から図1
4に示されている。詳細は以下の通りである。
ワーク1は転流動作(a)のために使用される。転流の
経過および本質的な電流および電圧特性が図4から図1
4に示されている。詳細は以下の通りである。
【0025】図4は転流の前を示し、図5は共振インダ
クタLR1のチャージを示し、図6はCR1の共振放電プロ
セスを示し、図7はT11のターンオフ前におけるNPC
ダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、図
8はCR1の共振充電プロセスを示し、図9は共振インダ
クタLR1の放電を示し、図10は転流が終了した後を示
し、図11はVK1の電圧特性を示し、図12はILR1 の
電流特性を示し、図13はIT11 の電流特性を示し、図
14はID15 の電流特性を示す。
クタLR1のチャージを示し、図6はCR1の共振放電プロ
セスを示し、図7はT11のターンオフ前におけるNPC
ダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、図
8はCR1の共振充電プロセスを示し、図9は共振インダ
クタLR1の放電を示し、図10は転流が終了した後を示
し、図11はVK1の電圧特性を示し、図12はILR1 の
電流特性を示し、図13はIT11 の電流特性を示し、図
14はID15 の電流特性を示す。
【0026】転流はターンオンしたスイッチTC1および
TR1、そしてCC1により実質的に線形的にチャージされ
るLR1により始まる。TC1のターンオフの後、LR1とC
R1間の振動プロセスが開始する。CR1両端の電圧だ零と
なった後、CR1およびTR1からD15およびT11に共振電
流が転流する。転流電圧が零になりそしてT11を低損失
の方法でターンオフすることが可能となる。負荷電流が
実質的に即時に−即ちスイッチおよびダイオードの寄生
インダクタンスにより制限されるだけで−T11からダイ
オードD15に転流し、そして電流ILR1 がDR1およびC
R1に転流する。T11両端の電圧上昇速度はその結果CR1
により規定される。その後のリングバックプロセス(ri
ng-back process )において、キャパシタCR1はCC1の
電圧に充電されそして、最終的に、LR1の電流はCC1に
より零に減少させられる。転流はこのようにして終了す
る。
TR1、そしてCC1により実質的に線形的にチャージされ
るLR1により始まる。TC1のターンオフの後、LR1とC
R1間の振動プロセスが開始する。CR1両端の電圧だ零と
なった後、CR1およびTR1からD15およびT11に共振電
流が転流する。転流電圧が零になりそしてT11を低損失
の方法でターンオフすることが可能となる。負荷電流が
実質的に即時に−即ちスイッチおよびダイオードの寄生
インダクタンスにより制限されるだけで−T11からダイ
オードD15に転流し、そして電流ILR1 がDR1およびC
R1に転流する。T11両端の電圧上昇速度はその結果CR1
により規定される。その後のリングバックプロセス(ri
ng-back process )において、キャパシタCR1はCC1の
電圧に充電されそして、最終的に、LR1の電流はCC1に
より零に減少させられる。転流はこのようにして終了す
る。
【0027】転流(b)はブリッジの下半分のデカップ
リングネットワーク2の助けにより行われる。転流の経
過と実質的な電流および電圧特性を図15から図25に
示す。詳細は以下の通りである。
リングネットワーク2の助けにより行われる。転流の経
過と実質的な電流および電圧特性を図15から図25に
示す。詳細は以下の通りである。
【0028】図15は転流の前を示し、図16は共振イ
ンダクタLR2のチャージを示し、図17はCR2の共振放
電プロセスを示し、図18はT12のターンオフ前のNP
Cダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、
図19はCR2の共振充電プロセスを示し、図20は共振
インダクタLR2の放電を示し、図21は転流が終了した
後を示し、図22はVK2の電圧特性を示し、図23はI
LR2 の電流特性を示し、図24はIT12 およびID15 の
電流特性を示し、図25はID14 およびID13の電流特
性を示す。
ンダクタLR2のチャージを示し、図17はCR2の共振放
電プロセスを示し、図18はT12のターンオフ前のNP
Cダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、
図19はCR2の共振充電プロセスを示し、図20は共振
インダクタLR2の放電を示し、図21は転流が終了した
後を示し、図22はVK2の電圧特性を示し、図23はI
LR2 の電流特性を示し、図24はIT12 およびID15 の
電流特性を示し、図25はID14 およびID13の電流特
性を示す。
【0029】TC2およびTR2のターンオンの後、電流は
LR2を通過して実質的に線形的に立ち上がり、この電流
のために、TC2のターンオフの後、CR2両端の電圧はL
R2との共振プロセスにより零に向かって振動する。一度
CR2両端の電圧が零になると、共振電流はCR2およびT
R2から経路D14、D13、T12およびD15に転流する。こ
こでT12を低損失の方法でターンオフすることが可能と
なる。負荷電流は実質的に即時にD14およびD13に転流
する。T12のターンオフ直前に負荷電流とLR2の共振電
流から形成される差が同じ瞬間にDR2およびCR2に転流
し、そしてこのようにしてその後のCR2をCC2の電圧に
充電するリングバックプロセスのための初期状態を形成
する。CC2によるLR2の共振電流成分の低減の後、転流
動作は終了する。
LR2を通過して実質的に線形的に立ち上がり、この電流
のために、TC2のターンオフの後、CR2両端の電圧はL
R2との共振プロセスにより零に向かって振動する。一度
CR2両端の電圧が零になると、共振電流はCR2およびT
R2から経路D14、D13、T12およびD15に転流する。こ
こでT12を低損失の方法でターンオフすることが可能と
なる。負荷電流は実質的に即時にD14およびD13に転流
する。T12のターンオフ直前に負荷電流とLR2の共振電
流から形成される差が同じ瞬間にDR2およびCR2に転流
し、そしてこのようにしてその後のCR2をCC2の電圧に
充電するリングバックプロセスのための初期状態を形成
する。CC2によるLR2の共振電流成分の低減の後、転流
動作は終了する。
【0030】転流(c)はブリッジの下半分のデカップ
リングネットワーク2の助けにより行われ、TC2および
TR2のターンオンにより開始する。転流の経過と実質的
な電流および電圧特性を図26から図38に示す。詳細
は以下の通りである。
リングネットワーク2の助けにより行われ、TC2および
TR2のターンオンにより開始する。転流の経過と実質的
な電流および電圧特性を図26から図38に示す。詳細
は以下の通りである。
【0031】図26は転流の前を示し、図27は共振イ
ンダクタLR2のチャージを示し、図28はCR2の共振放
電プロセスを示し、図29はNPCダイオード(T12の
ターンオン)を経由する共振電流の減少を示し、図30
は負荷電流の転流を示し、図31はCR2の共振充電を示
し、図32は共振インダクタの放電を示し、図33は転
流が終了した後を示し、図34はVK2の電圧特性を示
し、図35はILR2 の電流特性を示し、図36はID16
の電流特性を示し、図37はID14 の電流特性を示し、
図38はID15 およびIT12 の電流特性を示す。
ンダクタLR2のチャージを示し、図28はCR2の共振放
電プロセスを示し、図29はNPCダイオード(T12の
ターンオン)を経由する共振電流の減少を示し、図30
は負荷電流の転流を示し、図31はCR2の共振充電を示
し、図32は共振インダクタの放電を示し、図33は転
流が終了した後を示し、図34はVK2の電圧特性を示
し、図35はILR2 の電流特性を示し、図36はID16
の電流特性を示し、図37はID14 の電流特性を示し、
図38はID15 およびIT12 の電流特性を示す。
【0032】再びインダクタLR2は実質的に線形的にチ
ャージされる。共振プロセスがTC2のターンオフの後で
開始され、この共振プロセスの継続中CR2の両端の電圧
は零に向かって振動する。一度零電圧に到達すると、共
振電流はCR2およびTR2からD14およびD16に転流しそ
して線形的に減少する。ここでT12は低損失の方法でタ
ーンオン可能となる。D16を流れる共振電流が完全に減
少した後、負荷電流が、LR2を通して制限され、D14お
よびD13からD15およびT12に転流する。結論として、
最初にLR2による共振プロセスにおいてCR2がCC2の電
圧に充電され、それからLR2を流れる電流が零に減少す
る。
ャージされる。共振プロセスがTC2のターンオフの後で
開始され、この共振プロセスの継続中CR2の両端の電圧
は零に向かって振動する。一度零電圧に到達すると、共
振電流はCR2およびTR2からD14およびD16に転流しそ
して線形的に減少する。ここでT12は低損失の方法でタ
ーンオン可能となる。D16を流れる共振電流が完全に減
少した後、負荷電流が、LR2を通して制限され、D14お
よびD13からD15およびT12に転流する。結論として、
最初にLR2による共振プロセスにおいてCR2がCC2の電
圧に充電され、それからLR2を流れる電流が零に減少す
る。
【0033】転流(d)の経過に関し、これはブリッジ
の上半分のデカップリングネットワーク1の助けにより
行われ、実質的な電流および電圧特性は図39から図5
1に示されている。詳細は以下の通りである。
の上半分のデカップリングネットワーク1の助けにより
行われ、実質的な電流および電圧特性は図39から図5
1に示されている。詳細は以下の通りである。
【0034】図39は転流の前を示し、図40は共振イ
ンダクタLR1のチャージを示し、図41はCR1の共振放
電プロセスを示し、図42はNPCダイオード(T11の
ターンオン)を経由する共振電流の線形的な減少を示
し、図43は負荷電流の転流を示し、図44はCR1の共
振充電プロセスを示し、図45は共振インダクタの放電
を示し、図46は転流が終了した後を示し、図47はV
K1の電圧特性を示し、図48はILR1 の電流特性を示
し、図49はID11 の電流特性を示し、図50はI D15
の電流特性を示し、図51はIT11 の電流特性を示す。
ンダクタLR1のチャージを示し、図41はCR1の共振放
電プロセスを示し、図42はNPCダイオード(T11の
ターンオン)を経由する共振電流の線形的な減少を示
し、図43は負荷電流の転流を示し、図44はCR1の共
振充電プロセスを示し、図45は共振インダクタの放電
を示し、図46は転流が終了した後を示し、図47はV
K1の電圧特性を示し、図48はILR1 の電流特性を示
し、図49はID11 の電流特性を示し、図50はI D15
の電流特性を示し、図51はIT11 の電流特性を示す。
【0035】転流動作を開始するために、再びブリッジ
の上半分のスイッチTC1およびTR1がターンオンされ、
LR1がチャージされ、TC1のターンオフの後、CR1が振
動プロセスにおいて零電圧に低下するよう放電される。
共振電流はそこでCR1およびTR1からD15およびD11に
転流し、線形的に減少する。D11の導通が継続する間、
T11は低損失の方法でターンオンすることが可能であ
り、その上、LR1において電流は零クロス(zero cros
sing)であり、負荷電流は、LR1を通して制限され、D
15からT11に転流する。負荷電流の転流が終了した後、
リングバックプロセスによりCR1がCC1の電圧に再び充
電され、最終的に、LR1の共振電流成分はCC1により低
下させられる。
の上半分のスイッチTC1およびTR1がターンオンされ、
LR1がチャージされ、TC1のターンオフの後、CR1が振
動プロセスにおいて零電圧に低下するよう放電される。
共振電流はそこでCR1およびTR1からD15およびD11に
転流し、線形的に減少する。D11の導通が継続する間、
T11は低損失の方法でターンオンすることが可能であ
り、その上、LR1において電流は零クロス(zero cros
sing)であり、負荷電流は、LR1を通して制限され、D
15からT11に転流する。負荷電流の転流が終了した後、
リングバックプロセスによりCR1がCC1の電圧に再び充
電され、最終的に、LR1の共振電流成分はCC1により低
下させられる。
【0036】転流動作(a)と(b)、そして又(c)
と(d)が重複する結果、上ブリッジから下ブリッジ電
流路への低損失の直接の転流を実現することが可能とな
り、デカップリングネットワーク1、2の双方がこの目
的のために使用される。
と(d)が重複する結果、上ブリッジから下ブリッジ電
流路への低損失の直接の転流を実現することが可能とな
り、デカップリングネットワーク1、2の双方がこの目
的のために使用される。
【0037】T11およびT12からD14およびD13への転
流の過程、および実質的な電流および電圧特性が図52
から図62に示されている。詳細は以下の通りである。
流の過程、および実質的な電流および電圧特性が図52
から図62に示されている。詳細は以下の通りである。
【0038】図52は転流の前を示し、図53は共振イ
ンダクタのチャージを示し、図54はCR1およびCR2の
共振放電プロセスを示し、図55はT11およびT12のタ
ーンオフ前の共振電流の線形的減少を示し、図56はC
R1およびCR2の共振充電プロセスを示し、図57は共振
インダクタの放電を示し、図58は転流が終了した後を
示し、図59はVK1およびVK2の電圧特性を示し、図6
0はILR1 およびILR 2 の電流特性を示し、図61はI
T11 およびIT12 の電流特性を示し、図62はID14 お
よびID13 の電流特性を示す。
ンダクタのチャージを示し、図54はCR1およびCR2の
共振放電プロセスを示し、図55はT11およびT12のタ
ーンオフ前の共振電流の線形的減少を示し、図56はC
R1およびCR2の共振充電プロセスを示し、図57は共振
インダクタの放電を示し、図58は転流が終了した後を
示し、図59はVK1およびVK2の電圧特性を示し、図6
0はILR1 およびILR 2 の電流特性を示し、図61はI
T11 およびIT12 の電流特性を示し、図62はID14 お
よびID13 の電流特性を示す。
【0039】共振インダクタLR1およびLR2のチャージ
プロセスは後の振動プロセスと同様に同期して続行され
るので、その結果電圧VK1およびVK2は同じ瞬間に零に
到達する。共振電流はその結果、経路D14、D13、T12
およびT11に、そして又もし適切ならばD16およびD15
に転流する。ここでT11およびT12は低損失の方法でタ
ーンオフし、負荷電流は実質的に同時にD13およびD14
に転流する。同時に、電流ILR1 がDR1およびCR1に転
流し、負荷電流と電流ILR2 から形成される差がDR2お
よびCR2に転流する。リングバックプロセスがそれによ
り開始され、L R1およびLR2の放電が転流動作を終了さ
せる。
プロセスは後の振動プロセスと同様に同期して続行され
るので、その結果電圧VK1およびVK2は同じ瞬間に零に
到達する。共振電流はその結果、経路D14、D13、T12
およびT11に、そして又もし適切ならばD16およびD15
に転流する。ここでT11およびT12は低損失の方法でタ
ーンオフし、負荷電流は実質的に同時にD13およびD14
に転流する。同時に、電流ILR1 がDR1およびCR1に転
流し、負荷電流と電流ILR2 から形成される差がDR2お
よびCR2に転流する。リングバックプロセスがそれによ
り開始され、L R1およびLR2の放電が転流動作を終了さ
せる。
【0040】D14およびD13からT11およびT12への転
流が図63から図75に示されている。詳細は以下の通
りである。
流が図63から図75に示されている。詳細は以下の通
りである。
【0041】図63は転流の前を示し、図64は共振イ
ンダクタのチャージを示し、図65はCR1およびCR2の
共振放電プロセスを示し、図66は共振電流(T11およ
びT 12のターンオン)の線形的減少を示し、図67は負
荷電流の転流を示し、図68はCR1およびCR2の共振充
電プロセスを示し、図69は共振インダクタの放電を示
し、図70は転流が終了した後を示し、図71はVK1お
よびVK2の電圧特性を示し、図72はILR1 およびI
LR2 の電流特性を示し、図73はID11 の電流特性を示
し、図74はID14 の電流特性を示し、図75はIT11
およびIT12 の電流特性を示す。
ンダクタのチャージを示し、図65はCR1およびCR2の
共振放電プロセスを示し、図66は共振電流(T11およ
びT 12のターンオン)の線形的減少を示し、図67は負
荷電流の転流を示し、図68はCR1およびCR2の共振充
電プロセスを示し、図69は共振インダクタの放電を示
し、図70は転流が終了した後を示し、図71はVK1お
よびVK2の電圧特性を示し、図72はILR1 およびI
LR2 の電流特性を示し、図73はID11 の電流特性を示
し、図74はID14 の電流特性を示し、図75はIT11
およびIT12 の電流特性を示す。
【0042】転流はLR1およびLR2の同時に起こるチャ
ージおよびCR1およびCR2の同時に起こる放電から開始
する。一度零電圧に到達すると、共振電流はD15および
D16に平行な経路D14、D13およびD12に、そして又D
11に転流し、そして線形的に減少する。T11およびT12
はここで低損失の方法でターンオン可能となり、その結
果、電流がLR1において零クロスした後、LR1およびL
R2を通して制限される負荷電流はD14およびD13からT
11およびT12に転流可能となる。その後、同時に起こる
リングバックプロセスの結果として、CR1およびCR2は
それぞれCC1およびCC2の電圧に充電され、そしてLR1
およびLR2の共振電流はその結果として線形的に減少す
る。転流動作はこのようにして終了する。
ージおよびCR1およびCR2の同時に起こる放電から開始
する。一度零電圧に到達すると、共振電流はD15および
D16に平行な経路D14、D13およびD12に、そして又D
11に転流し、そして線形的に減少する。T11およびT12
はここで低損失の方法でターンオン可能となり、その結
果、電流がLR1において零クロスした後、LR1およびL
R2を通して制限される負荷電流はD14およびD13からT
11およびT12に転流可能となる。その後、同時に起こる
リングバックプロセスの結果として、CR1およびCR2は
それぞれCC1およびCC2の電圧に充電され、そしてLR1
およびLR2の共振電流はその結果として線形的に減少す
る。転流動作はこのようにして終了する。
【0043】転流はコンバータ相の瞬間的パワーのパワ
ー勾配(power gradient)、正のパワー勾配を伴う転流
および負のパワー勾配を伴う転流、に従って一般的に差
異が生ずる。
ー勾配(power gradient)、正のパワー勾配を伴う転流
および負のパワー勾配を伴う転流、に従って一般的に差
異が生ずる。
【0044】正のパワー勾配を伴う転流の場合、転流後
のコンバータ出力相の瞬間的なパワーは転流前よりも大
きい。負のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流後の瞬
間的なパワーは転流前よりも小さい。これらの転流動作
は正のパワー勾配を伴う転流よりも短い。負のパワー勾
配を伴う転流の場合、能動素子(GTO、IGCTまた
はIGBT)は相電流をターンオフする。その結果、電
流は能動的にターンオフを行う素子から電流を受け入れ
るダイオードに瞬間的に転流する。この場合、リングバ
ックプロセスに関する初期条件は負荷電流のレベルに従
う。正のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流継続時間
(di/dt)は中間回路電圧および共振インダクタン
スにより定まる。リングバックプロセスに関する初期条
件は零である。
のコンバータ出力相の瞬間的なパワーは転流前よりも大
きい。負のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流後の瞬
間的なパワーは転流前よりも小さい。これらの転流動作
は正のパワー勾配を伴う転流よりも短い。負のパワー勾
配を伴う転流の場合、能動素子(GTO、IGCTまた
はIGBT)は相電流をターンオフする。その結果、電
流は能動的にターンオフを行う素子から電流を受け入れ
るダイオードに瞬間的に転流する。この場合、リングバ
ックプロセスに関する初期条件は負荷電流のレベルに従
う。正のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流継続時間
(di/dt)は中間回路電圧および共振インダクタン
スにより定まる。リングバックプロセスに関する初期条
件は零である。
【0045】全ての転流動作の第1相の継続期間、LR1
および/またはLR2のチャージ、において、エネルギは
充電キャパシタCC1および/またはCC2からそれぞれの
共振インダクタおよび中間回路に放出される。CC1およ
び/またはCC2の両端の電圧はわずかに減少する。転流
動作の終了までの共振インダクタの放電が継続する期間
において、エネルギはCC1および/またはCC2に帰還す
る。この場合、帰還するエネルギの量は転流の形式と負
荷電流の大きさに依存する。CC1および/またはCC2の
両端の電圧を1.2*Vdc/2の一定に維持するため、
帰還制御が用いられる。電圧が増加した場合には、各転
流の最初において共振インダクタのチャージング相を長
くすることにより、追加のエネルギについて放出が可能
であり、電圧は減少する。
および/またはLR2のチャージ、において、エネルギは
充電キャパシタCC1および/またはCC2からそれぞれの
共振インダクタおよび中間回路に放出される。CC1およ
び/またはCC2の両端の電圧はわずかに減少する。転流
動作の終了までの共振インダクタの放電が継続する期間
において、エネルギはCC1および/またはCC2に帰還す
る。この場合、帰還するエネルギの量は転流の形式と負
荷電流の大きさに依存する。CC1および/またはCC2の
両端の電圧を1.2*Vdc/2の一定に維持するため、
帰還制御が用いられる。電圧が増加した場合には、各転
流の最初において共振インダクタのチャージング相を長
くすることにより、追加のエネルギについて放出が可能
であり、電圧は減少する。
【0046】他方、メインスイッチのスイッチング期間
における相の重複の結果、追加のエネルギがCC1および
/またはCC2に蓄積される場合があり、電圧が増加し得
る。転流動作(a)の例を用いると、このことは、一度
CR1の両端の電圧が零に到達すると、T13は直ちにター
ンオンするが、T11はわずかに遅延をともなってターン
オフすることを意味する。その結果、追加の電流がLR1
に発生し、充電キャパシタCC1が全ての振動プロセスの
終了の後に余分のエネルギを蓄えるような方法でリング
バックプロセスに影響を及ぼす。
における相の重複の結果、追加のエネルギがCC1および
/またはCC2に蓄積される場合があり、電圧が増加し得
る。転流動作(a)の例を用いると、このことは、一度
CR1の両端の電圧が零に到達すると、T13は直ちにター
ンオンするが、T11はわずかに遅延をともなってターン
オフすることを意味する。その結果、追加の電流がLR1
に発生し、充電キャパシタCC1が全ての振動プロセスの
終了の後に余分のエネルギを蓄えるような方法でリング
バックプロセスに影響を及ぼす。
【図1】本発明に係る3ポイントコンバ−タの3相基本
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図2】デカップリングネットワークの構造を有する基
本回路を示す図である。
本回路を示す図である。
【図3】転流について明らかにするための単相回路を示
す図である。
す図である。
【図4】T11からD15への転流を示す図であり、転流前
を示す。
を示す。
【図5】同じく、共振インダクタLR1のチャージを示
す。
す。
【図6】同じく、CR1の共振放電プロセスを示す。
【図7】同じく、T11のターンオフ前のNPCダイオー
ドを経由する共振電流の線形減少を示す。
ドを経由する共振電流の線形減少を示す。
【図8】同じく、CR1の共振充電プロセスを示す。
【図9】同じく、共振インダクタLR1の放電を示す。
【図10】同じく、転流が終了した後を示す。
【図11】同じく、VK1の電圧特性を示す。
【図12】同じく、ILR1 の電流特性を示す。
【図13】同じく、IT11 の電流特性を示す。
【図14】同じく、ID15 の電流特性を示す。
【図15】D15およびT12からD14およびD13への転流
を示す図で、転流前を示す。
を示す図で、転流前を示す。
【図16】同じく、共振インダクタLR2のチャージを示
す。
す。
【図17】同じく、CR2の共振放電プロセスを示す。
【図18】同じく、T12のターンオフ前のNPCダイオ
ードを経由する共振電流の線形的減少を示す。
ードを経由する共振電流の線形的減少を示す。
【図19】同じく、CR2の共振充電プロセスを示す。
【図20】同じく、共振インダクタLR2の放電を示す。
【図21】同じく、転流が終了した後を示す。
【図22】同じく、VK2の電圧特性を示す。
【図23】同じく、ILR2 の電流特性を示す。
【図24】同じく、IT12 およびID15 の電流特性を示
す。
す。
【図25】同じく、ID14 およびID13 の電流特性を示
す。
す。
【図26】D14およびD13からD15およびT12への転流
を示す図で、転流前を示す。
を示す図で、転流前を示す。
【図27】同じく、共振インダクタLR2のチャージを示
す。
す。
【図28】同じく、CR2の共振放電プロセスを示す。
【図29】同じく、NPCダイオードを経由する共振電
流の減少を示す。
流の減少を示す。
【図30】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図31】同じく、CR2の共振充電を示す。
【図32】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図33】同じく、転流が終了した後を示す。
【図34】同じく、VK2の電圧特性を示す。
【図35】同じく、ILR2 の電流特性を示す。
【図36】同じく、ID16 の電流特性を示す。
【図37】同じく、ID14 の電流特性を示す。
【図38】同じく、ID15 およびIT12 の電流特性を示
す。
す。
【図39】D15からT11への転流を示す図であり、転流
前を示す。
前を示す。
【図40】同じく、共振インダクタLR1のチャージを示
す。
す。
【図41】同じく、CR1の共振放電プロセスを示す。
【図42】同じく、NPCダイオードを経由する共振電
流の線形的減少を示す。
流の線形的減少を示す。
【図43】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図44】同じく、CR1の共振充電プロセスを示す。
【図45】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図46】同じく、転流が終了した後を示す。
【図47】同じく、VK1の電圧特性を示す。
【図48】同じく、ILR1 の電流特性を示す。
【図49】同じく、ID11 の電流特性を示す。
【図50】同じく、ID15 の電流特性を示す。
【図51】同じく、IT11 の電流特性を示す。
【図52】T11およびT12からD14およびD13への転流
を示す図で、転流前を示す。
を示す図で、転流前を示す。
【図53】同じく、共振インダクタのチャージを示す。
【図54】同じく、CR1およびCR2の共振放電プロセス
を示す。
を示す。
【図55】同じく、T11およびT12のターンオフ前の共
振電流の線形的減少を示す。
振電流の線形的減少を示す。
【図56】同じく、CR1およびCR2の共振充電プロセス
を示す。
を示す。
【図57】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図58】同じく、転流が終了した後を示す。
【図59】同じく、VK1およびVK2の電圧特性を示す。
【図60】同じく、ILR1 およびILR2 の電流特性を示
す。
す。
【図61】同じく、IT11 およびIT12 の電流特性を示
す。
す。
【図62】同じく、ID14 およびID13 の電流特性を示
す。
す。
【図63】D14およびD13からT11およびT12への転流
を示す図で、転流前を示す。
を示す図で、転流前を示す。
【図64】同じく、共振インダクタのチャージを示す。
【図65】同じく、CR1およびCR2の共振放電プロセス
を示す。
を示す。
【図66】同じく、共振電流(T11およびT12のターン
オン)の線形的減少を示す。
オン)の線形的減少を示す。
【図67】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図68】同じく、CR1およびCR2の共振充電プロセス
を示す。
を示す。
【図69】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図70】同じく、転流が終了した後を示す。
【図71】同じく、VK1およびVK2の電圧特性を示す。
【図72】同じく、ILR1 およびILR2 の電流特性を示
す。
す。
【図73】同じく、ID11 の電流特性を示す。
【図74】同じく、ID14 の電流特性を示す。
【図75】同じく、IT11 およびIT12 の電流特性を示
す。
す。
1、2…デカップリングネットワーク 3…センタータップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペーター・シュタイマー スイス国、ツェーハー−5424 ウンターエ ーレンディンゲン、シュリーレンバッハ 16
Claims (5)
- 【請求項1】 ブリッジの半分と中間回路のセンタータ
ップと間にNPCダイオードを有する3ポイントコンバ
ータであって、この装置はブリッジ上半分のためのデカ
ップリングネットワーク(1)を具備し、ここでデカッ
プリングネットワーク(1)の第1の入力は中間回路の
正極に接続され、そしてデカップリングネットワーク
(1)の第1の出力は3ポイントコンバータの正極に接
続され、さらにこの装置はブリッジ下半分のための第2
のデカップリングネットワーク(2)を具備し、ここで
デカップリングネットワーク(2)の第2の入力は中間
回路の負極に接続され、そしてデカップリングネットワ
ーク(2)の第2の出力は3ポイントコンバータの負極
に接続され、さらにデカップリングネットワーク(1)
および(2)の残りの入力は中間回路のセンタータップ
(3)に接続され、デカップリングネットワーク(1)
および(2)の残りの出力はNPCダイオードを経てブ
リッジの半分に接続され、上下半分のブリッジのメイン
スイッチ(T 11・・・T34、D11・・・D36)について
の転流電圧はデカップリングネットワーク(1)および
(2)により中間回路電圧の1/2(Vdc)から互いに
独立してデカップルされることを特徴とする3ポイント
コンバータ。 - 【請求項2】 ブリッジ上半分のデカップリングネット
ワーク(1)は第1の入力および第1の出力の間に配置
された共振インダクタ(LR1)を有し、第1のスイッチ
(TR1)および第1の逆ダイオード(DR1)は第1の出
力に接続され、これらの他の端子において第1のスイッ
チ(TR1)および第1の逆ダイオード(DR1)は第2の
スイッチ(TC1)および第2の逆ダイオード(DC1)に
接続され、これらの他の端子において第2のスイッチ
(TC1)および第2の逆ダイオード(DC1)が充電キャ
パシタ(CC1)に接続され、そして共振キャパシタ(C
R1)が2つのスイッチと2つの逆ダイオードの共通接合
点に接続され、そしてこれらの他の端子において充電キ
ャパシタ(CC1)および共振キャパシタ(CR1)が第2
の入力/第2の出力に接続されることを特徴とする請求
項1に記載の3ポイントコンバータ。 - 【請求項3】 ブリッジ下半分のデカップリングネット
ワーク(2)は第2の入力および第2の出力の間に配置
された共振インダクタ(LR2)を有し、第3のスイッチ
(TR2)および第3の逆ダイオード(DR2)は第1の入
力/第1の出力に接続され、これらの他の端子において
第3のスイッチ(TR2)および第3の逆ダイオード(D
R2)は第4のスイッチ(TC2)および第4の逆ダイオー
ド(D C2)に接続され、これらの他の端子において第4
のスイッチ(TC2)および第4の逆ダイオード(DC2)
が充電キャパシタ(CC2)に接続され、そして共振キャ
パシタ(CR2)が2つのスイッチと2つの逆ダイオード
の共通接合点に接続され、そしてこれらの他の端子にお
いて充電キャパシタ(CC2)および共振キャパシタ(C
R2)が第2の出力に接続されることを特徴とする請求項
1に記載の3ポイントコンバータ。 - 【請求項4】 請求項1に記載の3ポイントコンバータ
を使用する方法であって、ブリッジ上半分からセンター
タップ(3)への転流および戻り(+←→0)の場合
は、上部のデカップリングネットワーク(1)および各
NPCダイオード(D15・・・D35)を使用し、センタ
ータップ(3)からブリッジ下半分への転流および戻り
(0←→−)の場合は、下部のデカップリングネットワ
ーク(2)および各NPCダイオード(D16・・・
D36)を使用するステップを有することを特徴とする3
ポイントコンバータの動作方法。 - 【請求項5】 請求項1に記載の3ポイントコンバータ
を動作する方法であって、ブリッジ上半分からブリッジ
下半分への転流および戻り(+←→−)の場合は、上部
のデカップリングネットワーク(1)と下部のデカップ
リングネットワーク(2)を使用するステップを有する
ことを特徴とする3ポイントコンバータの動作方法。
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