JP2000037077A - ３ポイントコンバ―タおよびその動作方法 - Google Patents

３ポイントコンバ―タおよびその動作方法

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JP2000037077A
JP2000037077A JP11183982A JP18398299A JP2000037077A JP 2000037077 A JP2000037077 A JP 2000037077A JP 11183982 A JP11183982 A JP 11183982A JP 18398299 A JP18398299 A JP 18398299A JP 2000037077 A JP2000037077 A JP 2000037077A
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bridge
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decoupling
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JP11183982A
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Steffen Bernet
シュテフェン・ベルネット
Thomas Brueckner
トーマス・ブリュックナー
Peter Dr Steimer
ペーター・シュタイマー
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ABB RES Ltd
ABB Research Ltd Sweden
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ABB RES Ltd
ABB Research Ltd Sweden
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

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  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ３ポイントコンバータについての構成および
使用方法。 【解決手段】 デカップリングネットワークの第１の入
力が中間回路の正極に、第１の出力が３ポイントコンバ
ータの正極に接続されている上半分のブリッジのための
デカップリングネットワーク（１）と、デカップリング
ネットワークの第２の入力が中間回路の負極に、第２の
出力が３ポイントコンバータの負極に接続されている下
半分のブリッジのためのデカップリングネットワーク
（２）とを有し、デカップリングネットワーク（１、
２）の残りの入力は中間回路のセンタータップ（３）に
接続され、デカップリングネットワーク（１、２）の残
りの出力はＮＰＣダイオードを経てブリッジの半分に接
続され、上下半分の各ブリッジのメインスイッチ（Ｔ11
・・・Ｔ34）についての転流電圧はデカップリングネッ
トワーク（１、２）により、一方より独立して中間回路
電圧の１／２（Ｖdc）からデカップルされる３ポイント
コンバータ。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項１の前文に
係る３ポイントコンバータおよびこの３ポイントコンバ
ータを使用する方法に関する。本発明は電圧中間回路に
よって給電される３ポイントコンバータの分野に関連す
る。この型のコンバータは電気的駆動におよび大電力レ
ベルを含むフィルタそして補償装置の両方に使用されて
いる。特に、提案する保護回路は中間電圧領域の大電力
コンバータの実現に関し可能性がある。
【０００２】
【従来の技術】ＮＰＣ（Neutral Point Clamped ）３ポ
イントコンバータの構成は長い期間にわたり既に一般的
に知られている。これはまた大電力レベルの分野におい
て工業的に使用されている。この場合、ＩＧＢＴ、ＧＴ
Ｏサイリスタまたは集積ゲート転流サイリスタ（ＩＧＣ
Ｔ Integrated Gate Commutated Thyristor）がメイン
スイッチとして使用されている。
【０００３】ＧＴＯサイリスタを使用する場合は、ター
ンオン期間の電流上昇速度ｄｉ／ｄｔと、さらにターン
オフ期間のスイッチの電圧上昇速度ｄｕ／ｄｔとを制限
することが必要である。ＩＧＣＴを使用する場合には、
電流上昇速度ｄｉ／ｄｔのみを制限する必要がある。こ
の目的のために、スイッチング負荷低減ネットワーク、
いわゆるスナッバー（snubber ）、が回路に配置され、
これらは上記制限を確実に行い、それによってスイッチ
のスイッチング損失を低減する。
【０００４】かかる装置の多数の実例が、Suh, J.-H. e
t al: A New Snubber Circuit forHigh Efficiency and
Overvoltage Limitation in Three Level GTO Inverte
rs, IEEE Trans. On Industrial Electronics, Vol.4
4,No. 2, April 1977 に記載されている。電圧および電
流の上昇の速度の制限は、スイッチに平行に接続された
キャパシタそして、それぞれ、常に必要である追加の能
動および／または受動素子と同様に直列に接続されたイ
ンダクタにより理論的に達成される。ＧＴＯサイリスタ
が使用された場合、これらの保護回路は一般的には各Ｇ
ＴＯに対しまたは各相に関し別個に配置しなければなら
ない。それ故に能動および受動素子に係る経費は高い。
従来のＲＣＤスナッバーの場合および提案された改善変
形例の場合の双方とも、スナッバーに蓄積されたエネル
ギーは抵抗を経て熱に変換される。ＧＴＯサイリスタの
両端が過電圧（直列のインダクタにより生ずる）となり
そして各ＧＴＯ間のブロッキング電圧分布が等しくなら
ない従来のＲＣＤスナッバーを使用した場合に生ずる問
題点は、上記改善されたスナッバーにおいてさえ、単に
小さくすることは可能であるがしかし解決はされてはな
い。
【０００５】工業的に製造されたスナッバーの事例はKo
mulainen, R.: Inverter Protectedin Respect of the
Rates of Increase of Current and Voltage, US Paten
t No. 4,566,051, January 21,1986 に記載されてい
る。この回路において、負荷低減インダクタおよび負荷
低減キャパシタに蓄えられた全エネルギ（スナッバーエ
ネルギ）はＤＣ電圧中間回路に戻される。しかしながら
この方法は回路に関し高い経費を必要とする。
【０００６】さらに３ポイントコンバータに関する全て
の既知のスイッチング負荷低減ネットワークの不利益
は、高い転流電圧（３ポイントコンバータ内の中間回路
電圧の１／２）によるスイッチング損失が、制限された
範囲でのみ、そして素子について高い経費を伴う場合の
み低減し得ることである。
【０００７】同様に使用されている別のスナッバー回路
に加えて、２ポイントコンバータの構成に関し、低損失
のスイッチングがほとんど零の転流電圧により達成され
る原理が知られている。この目的のため、例えばSalam
a, S, Tadros, Y.: Quasi Resonant 3-Phase IGBT Inve
rter,IEEE-PESC Conference Records, 1995に記載され
ているように、スイッチング動作の期間に中間回路電圧
から一時的に転流電圧をデカップリングするための電気
的ネットワークが中間回路キャパシタとコンバータのブ
リッジ経路との間に結合される。
【０００８】要約すると、従来のＮＰＣ３ポイントコン
バータにおいて現在使用されているスナッバー回路は、
上記スナッバー回路の基本的原理のため、メインスイッ
チ内のスイッチング損失の制限された低減のみを確実に
するものであることが確認されるであろう。多くのスナ
ッバーにおいて、スナッバーエネルギはＤＣ電圧中間回
路には戻されず、むしろスイッチおよび保護回路内の熱
損失として転流される。さらに、素子の経費と従来のス
ナッバーの価格は相当のものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、３ポイント
コンバータ内のメインスイッチについて極めて低損失の
スイッチングを実現する、導入部において述べた形式の
３ポイントコンバータについて規定することを目的とす
る。さらに、その目的は３ポイントコンバータの動作方
法を規定することにある。
【００１０】３ポイントコンバータに関し、この目的は
前文の構成と組合わせた請求項１の特徴ある部分におい
て規定される構成に従う本発明によって達成される。
【００１１】この３ポイントコンバータを動作させる方
法に関し、この目的は前文の構成と組合わせた請求項４
の特徴ある部分において規定される構成に従う本発明に
よって達成される。
【００１２】本発明により得ることのできる特別の利点
は、３ポイントコンバータに関するスナッバーの上記欠
点−例えば熱損失の発生、素子に関する高経費、高価格
−を防止することである。本発明は、分離形式による３
ポイントコンバータ内の上および下半分づつのブリッジ
デに対するデカップリングネットワーク（decouplingne
twork）の形式による２つの別個の保護回路により中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの利用を含む
ものである。２つのデカップリングネットワークは互い
に完全に独立して動作する。これらはそれぞれ半分のブ
リッジのためにほとんど零の転流電圧を得ることを確実
にし、一方中間回路電圧の半分が他の半分のブリッジに
与えられる。全体として、この回路は能動および受動素
子について安い経費ですむ。電流上昇速度ｄｉ／ｄｔお
よび電圧上昇速度ｄｕ／ｄｔの限定は確実に保証され
る。加えて、この回路はメインスイッチが短絡した場合
にも短絡回路の電流の上昇速度を制限することにより保
護の能力を有する。
【００１３】既に述べたように、上半分のブリッジと下
半分のブリッジにおいて独立した転流が可能である。こ
のことはまたブリッジの上半分から下半分への直接の転
流すなわち「正電圧から負電圧へ」およびその逆を許容
するという利点を有する。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明を図面に示す以下に例示の
実施の形態により説明する。３ポイントコンバータの３
相基本回路図を図１に示す。第１相のブリッジの上半分
のメインスイッチＴ11、Ｔ12および逆ダイオード（逆ダ
イオード＝逆向きに接続された並列ダイオード）Ｄ11、
Ｄ12と、第１相のブリッジの下半分のメインスイッチＴ
13、Ｔ14および逆ダイオードＤ13、Ｄ14と、第２相のブ
リッジの上半分のメインスイッチＴ21、Ｔ22および逆ダ
イオードＤ21、Ｄ22と、第２相のブリッジの下半分のメ
インスイッチＴ23、Ｔ24および逆ダイオードＤ23、Ｄ24
と、第３相のブリッジの上半分のメインスイッチＴ31、
Ｔ32および逆ダイオードＤ31、Ｄ32と、第３相のブリッ
ジの下半分のメインスイッチＴ33、Ｔ34および逆ダイオ
ードＤ33、Ｄ34とを含む３相ブリッジ回路が出力側の負
荷に接続され、負荷インダクタはＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 によ
り示されてる。
【００１５】入力側において、３相ブリッジ回路はブリ
ッジの上半分のデカップリングネットワーク１およびブ
リッジの下半分のデカップリングネットワーク２に接続
されている。デカップリングネットワーク１は中間回路
の正極と前記中間回路のセンタータップ３に接続されて
いる。デカップリングネットワーク２は中間回路の負極
と該センタータップ３に接続されている。
【００１６】第１相のブリッジの上半分はＮＰＣダイオ
ードＤ15（ＮＰＣダイオード＝中性点がクランプされた
（Neutral Point Clamped ）ダイオード＝センタータッ
プダイオード）を経て入力側において直列に接続された
２つの中間回路キャパシタＣ d ／２のセンタータップ３
に接続されている。第１相のブリッジの下半分はＮＰＣ
ダイオードＤ16を経てセンタータップ３に接続されてい
る。第２相のブリッジの上半分はＮＰＣダイオードＤ25
を経て入力側において直列に接続された２つの中間回路
キャパシタＣd ／２のセンタータップ３に接続されてい
る。第２相のブリッジの下半分はＮＰＣダイオードＤ26
を経てセンタータップ３に接続されている。第３相のブ
リッジの上半分はＮＰＣダイオードＤ35を経て入力側に
おいて直列に接続された２つの中間回路キャパシタＣd
／２のセンタータップ３に接続されている。第３相のブ
リッジの下半分はＮＰＣダイオードＤ36を経てセンター
タップ３に接続されている。
【００１７】デカップリングネットワーク構成を有する
基本回路図を図２に示す。デカップリングネットワーク
１は中間回路の正極に接続された共振インダクタＬR1を
有する。スイッチＴR1と逆ダイオードＤR1は該インダク
タＬR1とブリッジの上半分の接合点に接続されている。
これら２つの構成部品の他の端子はスイッチＴC1、逆ダ
イオードＤC1に、共振キャパシタＣR1を経てセンタータ
ップ３に接続されている。スイッチＴC1および逆ダイオ
ードＤC1の他の端子は充電キャパシタＣC1を経てセンタ
ータップ３に接続されている。
【００１８】デカップリングネットワーク２は中間回路
の負極に接続された共振インダクタＬR2を有する。充電
キャパシタＣC2と共振キャパシタＣR2は前記インダクタ
ＬR2とブリッジの下半分の接合点に接続されている。充
電キャパシタＣC2の他の端子はスイッチＴC2と逆ダイオ
ードＤC2に接続されている。スイッチＴC2および逆ダイ
オードＤC2の他の端子は共振キャパシタＣR2の他の端子
に、そして又、スイッチＴR2および逆ダイオードＲR2に
接続されている。スイッチＴR2および逆ダイオードＲR2
は他の端子においてセンタータップ３に接続されてい
る。
【００１９】中間回路キャパシタ両端の中間回路の１／
２の電圧はＶdc／２により示され、デカップリングネッ
トワーク１および２の両端の電圧はそれぞれＶk1および
Ｖk2で示され、負荷の電圧はＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 により示
される。
【００２０】３ポイントコンバータにおけるブリッジの
上下半分に対する３極デカップリングネットワーク１お
よび２の形式を有する２つの別個の保護回路による中間
回路電圧からの転流電圧のデカップリングの機能が、図
２の回路の例を用いて以下詳細に説明される。２つの回
路において追加される受動素子は、その電圧が１．２＊
Ｖdc／２の値で実質的に一定に保たれる大きな充電キャ
パシタＣC1およびＣC2、共振インダクタＬR1およびＬR2
そして静止状態においてそれぞれ充電キャパシタＣC1お
よびＣC2の電圧に充電される共振キャパシタＣR1および
ＣR2である。Ｓａｌａｍａ，Ｓ，Ｔａｄｒｏｓ、Ｙ．に
よる「疑似共振３相ＩＧＢＴインバータ」、ＩＥＥＥ−
ＰＥＳＣ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄｓ、１
９９５年に記載された回路に対し、転流は常にＮＰＣダ
イオードを経て行われる。回路は、ブリッジの上半分か
らセンタータップへの転流およびを戻る場合「正電圧＋
←→零電圧０」はデカップリングネットワーク１が用い
られ、センタータップからブリッジの下半分への転流の
ためおよびを戻るため「零電圧０←→負電圧−」には下
のデカップリングネットワーク２が用いられるような方
法により制御される。ブリッジの上下半分において転流
動作がデカップル（decouple）されるので、転流動作が
同時にコンバータの異なる相において生ずることを可能
とする。
【００２１】転流について説明するため図３の単相回路
を使用する。この場合、電流ＩLR1はＬR1を流れ、電流
ＩLR2 はＬR2を流れ、電流ＩT11 はＴ11を流れ、電流Ｉ
T12はＴ12を流れ、電流ＩD11 はＤ11を流れ、電流Ｉ
D13 はＤ13を流れ、電流ＩD14はＤ14を流れ、電流Ｉ
D15 はＤ15を流れ、電流ＩD16 はＤ16を流れ、そして負
荷電流ＩLORDがそれぞれ特定される。
【００２２】８つの相異なる基本の転流が存在し、ここ
で正の負荷電流ＩLORDの場合は４つであり、（ａ） Ｔ
11からＤ15、（ｂ） Ｔ12およびＤ15からＤ13およびＤ
14、（ｃ） Ｄ13およびＤ14からＴ12およびＤ15、
（ｄ） Ｄ15からＴ11、そして、負の負荷電流ＩLORDの
場合もまた４つであり、（ｅ） Ｄ11およびＤ12からＴ
13およびＤ16、（ｆ） Ｄ16からＴ14、（ｇ） Ｔ14か
らＤ16、（ｈ） Ｔ13およびＤ16からＤ11よびＤ12であ
る。
【００２３】転流（ｅ）は転流（ｃ）に類似しており、
同様に（ｆ）は（ｄ）に、（ｇ）は（ａ）に、そして
（ｈ）は（ｂ）に類似している。このため、（ａ）から
（ｄ）への転流動作についてのみ説明する必要がある。
以下の記載においては大きい負荷電流を想定する。負荷
電流が小さい場合は、ある事例において、メインスイッ
チおよび逆向に接続された平行ダイオード（逆ダイオー
ド）および／またはセンタータップのダイオード（ＮＰ
Ｃダイオード）との間の伝導間隔について変化する。転
流の原理はこのことにより影響を受けることはない。
【００２４】ブリッジの上半分のデカップリングネット
ワーク１は転流動作（ａ）のために使用される。転流の
経過および本質的な電流および電圧特性が図４から図１
４に示されている。詳細は以下の通りである。
【００２５】図４は転流の前を示し、図５は共振インダ
クタＬR1のチャージを示し、図６はＣR1の共振放電プロ
セスを示し、図７はＴ11のターンオフ前におけるＮＰＣ
ダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、図
８はＣR1の共振充電プロセスを示し、図９は共振インダ
クタＬR1の放電を示し、図１０は転流が終了した後を示
し、図１１はＶK1の電圧特性を示し、図１２はＩLR1 の
電流特性を示し、図１３はＩT11 の電流特性を示し、図
１４はＩD15 の電流特性を示す。
【００２６】転流はターンオンしたスイッチＴC1および
ＴR1、そしてＣC1により実質的に線形的にチャージされ
るＬR1により始まる。ＴC1のターンオフの後、ＬR1とＣ
R1間の振動プロセスが開始する。ＣR1両端の電圧だ零と
なった後、ＣR1およびＴR1からＤ15およびＴ11に共振電
流が転流する。転流電圧が零になりそしてＴ11を低損失
の方法でターンオフすることが可能となる。負荷電流が
実質的に即時に−即ちスイッチおよびダイオードの寄生
インダクタンスにより制限されるだけで−Ｔ11からダイ
オードＤ15に転流し、そして電流ＩLR1 がＤR1およびＣ
R1に転流する。Ｔ11両端の電圧上昇速度はその結果ＣR1
により規定される。その後のリングバックプロセス（ri
ng-back process ）において、キャパシタＣR1はＣC1の
電圧に充電されそして、最終的に、ＬR1の電流はＣC1に
より零に減少させられる。転流はこのようにして終了す
る。
【００２７】転流（ｂ）はブリッジの下半分のデカップ
リングネットワーク２の助けにより行われる。転流の経
過と実質的な電流および電圧特性を図１５から図２５に
示す。詳細は以下の通りである。
【００２８】図１５は転流の前を示し、図１６は共振イ
ンダクタＬR2のチャージを示し、図１７はＣR2の共振放
電プロセスを示し、図１８はＴ12のターンオフ前のＮＰ
Ｃダイオードを経由する共振電流の線形的減少を示し、
図１９はＣR2の共振充電プロセスを示し、図２０は共振
インダクタＬR2の放電を示し、図２１は転流が終了した
後を示し、図２２はＶK2の電圧特性を示し、図２３はＩ
LR2 の電流特性を示し、図２４はＩT12 およびＩD15 の
電流特性を示し、図２５はＩD14 およびＩD13の電流特
性を示す。
【００２９】ＴC2およびＴR2のターンオンの後、電流は
ＬR2を通過して実質的に線形的に立ち上がり、この電流
のために、ＴC2のターンオフの後、ＣR2両端の電圧はＬ
R2との共振プロセスにより零に向かって振動する。一度
ＣR2両端の電圧が零になると、共振電流はＣR2およびＴ
R2から経路Ｄ14、Ｄ13、Ｔ12およびＤ15に転流する。こ
こでＴ12を低損失の方法でターンオフすることが可能と
なる。負荷電流は実質的に即時にＤ14およびＤ13に転流
する。Ｔ12のターンオフ直前に負荷電流とＬR2の共振電
流から形成される差が同じ瞬間にＤR2およびＣR2に転流
し、そしてこのようにしてその後のＣR2をＣC2の電圧に
充電するリングバックプロセスのための初期状態を形成
する。ＣC2によるＬR2の共振電流成分の低減の後、転流
動作は終了する。
【００３０】転流（ｃ）はブリッジの下半分のデカップ
リングネットワーク２の助けにより行われ、ＴC2および
ＴR2のターンオンにより開始する。転流の経過と実質的
な電流および電圧特性を図２６から図３８に示す。詳細
は以下の通りである。
【００３１】図２６は転流の前を示し、図２７は共振イ
ンダクタＬR2のチャージを示し、図２８はＣR2の共振放
電プロセスを示し、図２９はＮＰＣダイオード（Ｔ12の
ターンオン）を経由する共振電流の減少を示し、図３０
は負荷電流の転流を示し、図３１はＣR2の共振充電を示
し、図３２は共振インダクタの放電を示し、図３３は転
流が終了した後を示し、図３４はＶK2の電圧特性を示
し、図３５はＩLR2 の電流特性を示し、図３６はＩD16
の電流特性を示し、図３７はＩD14 の電流特性を示し、
図３８はＩD15 およびＩT12 の電流特性を示す。
【００３２】再びインダクタＬR2は実質的に線形的にチ
ャージされる。共振プロセスがＴC2のターンオフの後で
開始され、この共振プロセスの継続中ＣR2の両端の電圧
は零に向かって振動する。一度零電圧に到達すると、共
振電流はＣR2およびＴR2からＤ14およびＤ16に転流しそ
して線形的に減少する。ここでＴ12は低損失の方法でタ
ーンオン可能となる。Ｄ16を流れる共振電流が完全に減
少した後、負荷電流が、ＬR2を通して制限され、Ｄ14お
よびＤ13からＤ15およびＴ12に転流する。結論として、
最初にＬR2による共振プロセスにおいてＣR2がＣC2の電
圧に充電され、それからＬR2を流れる電流が零に減少す
る。
【００３３】転流（ｄ）の経過に関し、これはブリッジ
の上半分のデカップリングネットワーク１の助けにより
行われ、実質的な電流および電圧特性は図３９から図５
１に示されている。詳細は以下の通りである。
【００３４】図３９は転流の前を示し、図４０は共振イ
ンダクタＬR1のチャージを示し、図４１はＣR1の共振放
電プロセスを示し、図４２はＮＰＣダイオード（Ｔ11の
ターンオン）を経由する共振電流の線形的な減少を示
し、図４３は負荷電流の転流を示し、図４４はＣR1の共
振充電プロセスを示し、図４５は共振インダクタの放電
を示し、図４６は転流が終了した後を示し、図４７はＶ
K1の電圧特性を示し、図４８はＩLR1 の電流特性を示
し、図４９はＩD11 の電流特性を示し、図５０はＩ D15
の電流特性を示し、図５１はＩT11 の電流特性を示す。
【００３５】転流動作を開始するために、再びブリッジ
の上半分のスイッチＴC1およびＴR1がターンオンされ、
ＬR1がチャージされ、ＴC1のターンオフの後、ＣR1が振
動プロセスにおいて零電圧に低下するよう放電される。
共振電流はそこでＣR1およびＴR1からＤ15およびＤ11に
転流し、線形的に減少する。Ｄ11の導通が継続する間、
Ｔ11は低損失の方法でターンオンすることが可能であ
り、その上、ＬR1において電流は零クロス（zero cros
sing）であり、負荷電流は、ＬR1を通して制限され、Ｄ
15からＴ11に転流する。負荷電流の転流が終了した後、
リングバックプロセスによりＣR1がＣC1の電圧に再び充
電され、最終的に、ＬR1の共振電流成分はＣC1により低
下させられる。
【００３６】転流動作（ａ）と（ｂ）、そして又（ｃ）
と（ｄ）が重複する結果、上ブリッジから下ブリッジ電
流路への低損失の直接の転流を実現することが可能とな
り、デカップリングネットワーク１、２の双方がこの目
的のために使用される。
【００３７】Ｔ11およびＴ12からＤ14およびＤ13への転
流の過程、および実質的な電流および電圧特性が図５２
から図６２に示されている。詳細は以下の通りである。
【００３８】図５２は転流の前を示し、図５３は共振イ
ンダクタのチャージを示し、図５４はＣR1およびＣR2の
共振放電プロセスを示し、図５５はＴ11およびＴ12のタ
ーンオフ前の共振電流の線形的減少を示し、図５６はＣ
R1およびＣR2の共振充電プロセスを示し、図５７は共振
インダクタの放電を示し、図５８は転流が終了した後を
示し、図５９はＶK1およびＶK2の電圧特性を示し、図６
０はＩLR1 およびＩLR 2 の電流特性を示し、図６１はＩ
T11 およびＩT12 の電流特性を示し、図６２はＩD14 お
よびＩD13 の電流特性を示す。
【００３９】共振インダクタＬR1およびＬR2のチャージ
プロセスは後の振動プロセスと同様に同期して続行され
るので、その結果電圧ＶK1およびＶK2は同じ瞬間に零に
到達する。共振電流はその結果、経路Ｄ14、Ｄ13、Ｔ12
およびＴ11に、そして又もし適切ならばＤ16およびＤ15
に転流する。ここでＴ11およびＴ12は低損失の方法でタ
ーンオフし、負荷電流は実質的に同時にＤ13およびＤ14
に転流する。同時に、電流ＩLR1 がＤR1およびＣR1に転
流し、負荷電流と電流ＩLR2 から形成される差がＤR2お
よびＣR2に転流する。リングバックプロセスがそれによ
り開始され、Ｌ R1およびＬR2の放電が転流動作を終了さ
せる。
【００４０】Ｄ14およびＤ13からＴ11およびＴ12への転
流が図６３から図７５に示されている。詳細は以下の通
りである。
【００４１】図６３は転流の前を示し、図６４は共振イ
ンダクタのチャージを示し、図６５はＣR1およびＣR2の
共振放電プロセスを示し、図６６は共振電流（Ｔ11およ
びＴ 12のターンオン）の線形的減少を示し、図６７は負
荷電流の転流を示し、図６８はＣR1およびＣR2の共振充
電プロセスを示し、図６９は共振インダクタの放電を示
し、図７０は転流が終了した後を示し、図７１はＶK1お
よびＶK2の電圧特性を示し、図７２はＩLR1 およびＩ
LR2 の電流特性を示し、図７３はＩD11 の電流特性を示
し、図７４はＩD14 の電流特性を示し、図７５はＩT11
およびＩT12 の電流特性を示す。
【００４２】転流はＬR1およびＬR2の同時に起こるチャ
ージおよびＣR1およびＣR2の同時に起こる放電から開始
する。一度零電圧に到達すると、共振電流はＤ15および
Ｄ16に平行な経路Ｄ14、Ｄ13およびＤ12に、そして又Ｄ
11に転流し、そして線形的に減少する。Ｔ11およびＴ12
はここで低損失の方法でターンオン可能となり、その結
果、電流がＬR1において零クロスした後、ＬR1およびＬ
R2を通して制限される負荷電流はＤ14およびＤ13からＴ
11およびＴ12に転流可能となる。その後、同時に起こる
リングバックプロセスの結果として、ＣR1およびＣR2は
それぞれＣC1およびＣC2の電圧に充電され、そしてＬR1
およびＬR2の共振電流はその結果として線形的に減少す
る。転流動作はこのようにして終了する。
【００４３】転流はコンバータ相の瞬間的パワーのパワ
ー勾配（power gradient）、正のパワー勾配を伴う転流
および負のパワー勾配を伴う転流、に従って一般的に差
異が生ずる。
【００４４】正のパワー勾配を伴う転流の場合、転流後
のコンバータ出力相の瞬間的なパワーは転流前よりも大
きい。負のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流後の瞬
間的なパワーは転流前よりも小さい。これらの転流動作
は正のパワー勾配を伴う転流よりも短い。負のパワー勾
配を伴う転流の場合、能動素子（ＧＴＯ、ＩＧＣＴまた
はＩＧＢＴ）は相電流をターンオフする。その結果、電
流は能動的にターンオフを行う素子から電流を受け入れ
るダイオードに瞬間的に転流する。この場合、リングバ
ックプロセスに関する初期条件は負荷電流のレベルに従
う。正のパワー勾配を伴う転流の場合は、転流継続時間
（ｄｉ／ｄｔ）は中間回路電圧および共振インダクタン
スにより定まる。リングバックプロセスに関する初期条
件は零である。
【００４５】全ての転流動作の第１相の継続期間、ＬR1
および／またはＬR2のチャージ、において、エネルギは
充電キャパシタＣC1および／またはＣC2からそれぞれの
共振インダクタおよび中間回路に放出される。ＣC1およ
び／またはＣC2の両端の電圧はわずかに減少する。転流
動作の終了までの共振インダクタの放電が継続する期間
において、エネルギはＣC1および／またはＣC2に帰還す
る。この場合、帰還するエネルギの量は転流の形式と負
荷電流の大きさに依存する。ＣC1および／またはＣC2の
両端の電圧を１．２＊Ｖdc／２の一定に維持するため、
帰還制御が用いられる。電圧が増加した場合には、各転
流の最初において共振インダクタのチャージング相を長
くすることにより、追加のエネルギについて放出が可能
であり、電圧は減少する。
【００４６】他方、メインスイッチのスイッチング期間
における相の重複の結果、追加のエネルギがＣC1および
／またはＣC2に蓄積される場合があり、電圧が増加し得
る。転流動作（ａ）の例を用いると、このことは、一度
ＣR1の両端の電圧が零に到達すると、Ｔ13は直ちにター
ンオンするが、Ｔ11はわずかに遅延をともなってターン
オフすることを意味する。その結果、追加の電流がＬR1
に発生し、充電キャパシタＣC1が全ての振動プロセスの
終了の後に余分のエネルギを蓄えるような方法でリング
バックプロセスに影響を及ぼす。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る３ポイントコンバ−タの３相基本
回路を示す図である。
【図２】デカップリングネットワークの構造を有する基
本回路を示す図である。
【図３】転流について明らかにするための単相回路を示
す図である。
【図４】Ｔ11からＤ15への転流を示す図であり、転流前
を示す。
【図５】同じく、共振インダクタＬR1のチャージを示
す。
【図６】同じく、ＣR1の共振放電プロセスを示す。
【図７】同じく、Ｔ11のターンオフ前のＮＰＣダイオー
ドを経由する共振電流の線形減少を示す。
【図８】同じく、ＣR1の共振充電プロセスを示す。
【図９】同じく、共振インダクタＬR1の放電を示す。
【図１０】同じく、転流が終了した後を示す。
【図１１】同じく、ＶK1の電圧特性を示す。
【図１２】同じく、ＩLR1 の電流特性を示す。
【図１３】同じく、ＩT11 の電流特性を示す。
【図１４】同じく、ＩD15 の電流特性を示す。
【図１５】Ｄ15およびＴ12からＤ14およびＤ13への転流
を示す図で、転流前を示す。
【図１６】同じく、共振インダクタＬR2のチャージを示
す。
【図１７】同じく、ＣR2の共振放電プロセスを示す。
【図１８】同じく、Ｔ12のターンオフ前のＮＰＣダイオ
ードを経由する共振電流の線形的減少を示す。
【図１９】同じく、ＣR2の共振充電プロセスを示す。
【図２０】同じく、共振インダクタＬR2の放電を示す。
【図２１】同じく、転流が終了した後を示す。
【図２２】同じく、ＶK2の電圧特性を示す。
【図２３】同じく、ＩLR2 の電流特性を示す。
【図２４】同じく、ＩT12 およびＩD15 の電流特性を示
す。
【図２５】同じく、ＩD14 およびＩD13 の電流特性を示
す。
【図２６】Ｄ14およびＤ13からＤ15およびＴ12への転流
を示す図で、転流前を示す。
【図２７】同じく、共振インダクタＬR2のチャージを示
す。
【図２８】同じく、ＣR2の共振放電プロセスを示す。
【図２９】同じく、ＮＰＣダイオードを経由する共振電
流の減少を示す。
【図３０】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図３１】同じく、ＣR2の共振充電を示す。
【図３２】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図３３】同じく、転流が終了した後を示す。
【図３４】同じく、ＶK2の電圧特性を示す。
【図３５】同じく、ＩLR2 の電流特性を示す。
【図３６】同じく、ＩD16 の電流特性を示す。
【図３７】同じく、ＩD14 の電流特性を示す。
【図３８】同じく、ＩD15 およびＩT12 の電流特性を示
す。
【図３９】Ｄ15からＴ11への転流を示す図であり、転流
前を示す。
【図４０】同じく、共振インダクタＬR1のチャージを示
す。
【図４１】同じく、ＣR1の共振放電プロセスを示す。
【図４２】同じく、ＮＰＣダイオードを経由する共振電
流の線形的減少を示す。
【図４３】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図４４】同じく、ＣR1の共振充電プロセスを示す。
【図４５】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図４６】同じく、転流が終了した後を示す。
【図４７】同じく、ＶK1の電圧特性を示す。
【図４８】同じく、ＩLR1 の電流特性を示す。
【図４９】同じく、ＩD11 の電流特性を示す。
【図５０】同じく、ＩD15 の電流特性を示す。
【図５１】同じく、ＩT11 の電流特性を示す。
【図５２】Ｔ11およびＴ12からＤ14およびＤ13への転流
を示す図で、転流前を示す。
【図５３】同じく、共振インダクタのチャージを示す。
【図５４】同じく、ＣR1およびＣR2の共振放電プロセス
を示す。
【図５５】同じく、Ｔ11およびＴ12のターンオフ前の共
振電流の線形的減少を示す。
【図５６】同じく、ＣR1およびＣR2の共振充電プロセス
を示す。
【図５７】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図５８】同じく、転流が終了した後を示す。
【図５９】同じく、ＶK1およびＶK2の電圧特性を示す。
【図６０】同じく、ＩLR1 およびＩLR2 の電流特性を示
す。
【図６１】同じく、ＩT11 およびＩT12 の電流特性を示
す。
【図６２】同じく、ＩD14 およびＩD13 の電流特性を示
す。
【図６３】Ｄ14およびＤ13からＴ11およびＴ12への転流
を示す図で、転流前を示す。
【図６４】同じく、共振インダクタのチャージを示す。
【図６５】同じく、ＣR1およびＣR2の共振放電プロセス
を示す。
【図６６】同じく、共振電流（Ｔ11およびＴ12のターン
オン）の線形的減少を示す。
【図６７】同じく、負荷電流の転流を示す。
【図６８】同じく、ＣR1およびＣR2の共振充電プロセス
を示す。
【図６９】同じく、共振インダクタの放電を示す。
【図７０】同じく、転流が終了した後を示す。
【図７１】同じく、ＶK1およびＶK2の電圧特性を示す。
【図７２】同じく、ＩLR1 およびＩLR2 の電流特性を示
す。
【図７３】同じく、ＩD11 の電流特性を示す。
【図７４】同じく、ＩD14 の電流特性を示す。
【図７５】同じく、ＩT11 およびＩT12 の電流特性を示
す。
【符号の説明】
１、２…デカップリングネットワーク ３…センタータップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペーター・シュタイマー スイス国、ツェーハー−5424 ウンターエ ーレンディンゲン、シュリーレンバッハ 16

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ブリッジの半分と中間回路のセンタータ
    ップと間にＮＰＣダイオードを有する３ポイントコンバ
    ータであって、この装置はブリッジ上半分のためのデカ
    ップリングネットワーク（１）を具備し、ここでデカッ
    プリングネットワーク（１）の第１の入力は中間回路の
    正極に接続され、そしてデカップリングネットワーク
    （１）の第１の出力は３ポイントコンバータの正極に接
    続され、さらにこの装置はブリッジ下半分のための第２
    のデカップリングネットワーク（２）を具備し、ここで
    デカップリングネットワーク（２）の第２の入力は中間
    回路の負極に接続され、そしてデカップリングネットワ
    ーク（２）の第２の出力は３ポイントコンバータの負極
    に接続され、さらにデカップリングネットワーク（１）
    および（２）の残りの入力は中間回路のセンタータップ
    （３）に接続され、デカップリングネットワーク（１）
    および（２）の残りの出力はＮＰＣダイオードを経てブ
    リッジの半分に接続され、上下半分のブリッジのメイン
    スイッチ（Ｔ 11・・・Ｔ34、Ｄ11・・・Ｄ36）について
    の転流電圧はデカップリングネットワーク（１）および
    （２）により中間回路電圧の１／２（Ｖdc）から互いに
    独立してデカップルされることを特徴とする３ポイント
    コンバータ。
  2. 【請求項２】 ブリッジ上半分のデカップリングネット
    ワーク（１）は第１の入力および第１の出力の間に配置
    された共振インダクタ（ＬR1）を有し、第１のスイッチ
    （ＴR1）および第１の逆ダイオード（ＤR1）は第１の出
    力に接続され、これらの他の端子において第１のスイッ
    チ（ＴR1）および第１の逆ダイオード（ＤR1）は第２の
    スイッチ（ＴC1）および第２の逆ダイオード（ＤC1）に
    接続され、これらの他の端子において第２のスイッチ
    （ＴC1）および第２の逆ダイオード（ＤC1）が充電キャ
    パシタ（ＣC1）に接続され、そして共振キャパシタ（Ｃ
    R1）が２つのスイッチと２つの逆ダイオードの共通接合
    点に接続され、そしてこれらの他の端子において充電キ
    ャパシタ（ＣC1）および共振キャパシタ（ＣR1）が第２
    の入力／第２の出力に接続されることを特徴とする請求
    項１に記載の３ポイントコンバータ。
  3. 【請求項３】 ブリッジ下半分のデカップリングネット
    ワーク（２）は第２の入力および第２の出力の間に配置
    された共振インダクタ（ＬR2）を有し、第３のスイッチ
    （ＴR2）および第３の逆ダイオード（ＤR2）は第１の入
    力／第１の出力に接続され、これらの他の端子において
    第３のスイッチ（ＴR2）および第３の逆ダイオード（Ｄ
    R2）は第４のスイッチ（ＴC2）および第４の逆ダイオー
    ド（Ｄ C2）に接続され、これらの他の端子において第４
    のスイッチ（ＴC2）および第４の逆ダイオード（ＤC2）
    が充電キャパシタ（ＣC2）に接続され、そして共振キャ
    パシタ（ＣR2）が２つのスイッチと２つの逆ダイオード
    の共通接合点に接続され、そしてこれらの他の端子にお
    いて充電キャパシタ（ＣC2）および共振キャパシタ（Ｃ
    R2）が第２の出力に接続されることを特徴とする請求項
    １に記載の３ポイントコンバータ。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の３ポイントコンバータ
    を使用する方法であって、ブリッジ上半分からセンター
    タップ（３）への転流および戻り（＋←→０）の場合
    は、上部のデカップリングネットワーク（１）および各
    ＮＰＣダイオード（Ｄ15・・・Ｄ35）を使用し、センタ
    ータップ（３）からブリッジ下半分への転流および戻り
    （０←→−）の場合は、下部のデカップリングネットワ
    ーク（２）および各ＮＰＣダイオード（Ｄ16・・・
    Ｄ36）を使用するステップを有することを特徴とする３
    ポイントコンバータの動作方法。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の３ポイントコンバータ
    を動作する方法であって、ブリッジ上半分からブリッジ
    下半分への転流および戻り（＋←→−）の場合は、上部
    のデカップリングネットワーク（１）と下部のデカップ
    リングネットワーク（２）を使用するステップを有する
    ことを特徴とする３ポイントコンバータの動作方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101501118B1 (ko) 2014-04-08 2015-03-19 아주대학교산학협력단 3레벨 엔피씨 타입 백투백 컨버터의 스위칭 소자 고장진단장치 및 방법

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19843692C2 (de) * 1998-09-24 2003-04-30 Aloys Wobben Wechselrichter für die Einspeisung sinusförmiger Ströme in ein Wechselstromnetz
DE19942258A1 (de) * 1999-09-04 2001-03-08 Abb Ind Ag Baden Schaltung und Verfahren zur Einschaltentlastung von abschaltbaren Leistungsschaltern in Dreipunkt-Stromrichtern
CN1236545C (zh) * 2000-04-28 2006-01-11 Tdk股份有限公司 电力变换装置
EP1168565A1 (en) 2000-06-30 2002-01-02 ABB Industrie AG Protection of a dynamic voltage restorer
KR100387758B1 (ko) * 2000-09-23 2003-06-18 로크웰오토메이션코리아 주식회사 전압 변조 방법
US6449179B1 (en) * 2000-11-02 2002-09-10 American Superconductor Corp. Multi-level quasi-resonant power inverter
DE10055396B4 (de) * 2000-11-09 2014-05-28 Lust Antriebstechnik Gmbh Vorrichtung zum Betrieb einer schnelllaufenden Drehfeldmaschine und deren Verwendung
WO2002050989A1 (fr) * 2000-12-07 2002-06-27 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Convertisseur pwm de calage au point neutre a trois niveaux et unite de commande de tension du point neutre
SE521885C2 (sv) * 2001-04-11 2003-12-16 Abb Ab Strömriktare
DE10146896A1 (de) * 2001-09-24 2003-05-22 Siemens Ag Antriebssystem
JPWO2007069314A1 (ja) * 2005-12-14 2009-05-21 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
US8228695B2 (en) * 2009-11-16 2012-07-24 General Electric Company Multilevel converter operation
EP2525491B1 (en) * 2011-05-16 2021-03-10 Vincotech GmbH Switching loss reduction in converter modules
CN102427302B (zh) * 2011-12-27 2014-03-12 中国东方电气集团有限公司 电池储能用全npc三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法
DE102012206409A1 (de) 2012-04-18 2013-10-24 Ge Energy Power Conversion Gmbh Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Schaltung
FI20126218A (fi) * 2012-11-20 2014-05-21 Vacon Oyj Tehoelektroniikkalaite
GB201507669D0 (en) * 2015-05-05 2015-06-17 Univ Birmingham Elimination of commutation failure by hybrid HVDC system
DE102015215886A1 (de) * 2015-08-20 2017-02-23 Robert Bosch Gmbh Inverterschaltung mit einer Schaltungsanordnung zum regenerativen Dämpfen elektrischer Schwingungen und Verfahren zum regenerativen Dämpfen elektrischer Schwingungen
JP6671017B2 (ja) * 2016-01-13 2020-03-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換システム及び電力変換装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI70493C (fi) * 1982-08-19 1986-09-19 Stroemberg Oy Ab Vaexelriktare skyddad med avseende pao stighastigheten av stroem och spaenning
JP2664275B2 (ja) * 1990-09-14 1997-10-15 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP2770099B2 (ja) * 1992-02-27 1998-06-25 株式会社日立製作所 直列多重インバータのゲート駆動回路
JP2888104B2 (ja) * 1993-09-01 1999-05-10 株式会社日立製作所 電力変換装置
DE69610000T2 (de) * 1995-02-14 2001-05-17 Toshiba Kawasaki Kk Leistungswandler
DE19536470A1 (de) * 1995-09-29 1997-04-03 Siemens Ag Verlustarmer Leistungs-Wechselrichter
US5684688A (en) * 1996-06-24 1997-11-04 Reliance Electric Industrial Company Soft switching three-level inverter
US5910892A (en) * 1997-10-23 1999-06-08 General Electric Company High power motor drive converter system and modulation control

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101501118B1 (ko) 2014-04-08 2015-03-19 아주대학교산학협력단 3레벨 엔피씨 타입 백투백 컨버터의 스위칭 소자 고장진단장치 및 방법

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US6219265B1 (en) 2001-04-17

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