JP2000004579A - 自励型dc−dcコンバータ及び電源装置 - Google Patents
自励型dc−dcコンバータ及び電源装置Info
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Abstract
る小型で低損失の自励型DC−DCコンバータ及び電源
装置を提供することにある。 【解決手段】入力端子t1,t2間にPNP形トランジ
スタQ1、一次巻線L1、及びコンデンサC2からなる
直列回路が接続され、一次巻線L1およびコンデンサC
2と並列にダイオードD1が接続される。帰還巻線L2
は一次巻線L1に磁気結合されており、コンデンサC1
及び抵抗R3を介してトランジスタQ1のベース・エミ
ッタ間に接続されている。PNP形トランジスタQ2は
エミッタがトランジスタQ1のエミッタに、コレクタが
トランジスタQ1のベースにそれぞれ接続されており、
トランジスタQ1のベース電流の一部をバイパスする。
ここで、トランジスタQ2は出力電圧に応じてバイパス
量を変化させることにより、トランジスタQ1のオンオ
フを制御して、出力電圧を略一定に制御する。
Description
コンバータ及び電源装置に関するものである。
び電源装置としては図5に示すような回路構成のものが
あった。この自励型DC−DCコンバータは、入力端子
t1,t2間に接続されたPNP形トランジスタQ1、
一次巻線L1、及びコンデンサC2からなる直列回路
と、トランジスタQ1および一次巻線L1の接続点にカ
ソードが接続されると共にコンデンサC2および入力端
子t2の接続点(グランド)にアノードが接続されたダ
イオードD1とで構成される降圧チョッパ回路を有し、
トランジスタQ1のベース・エミッタ間にはコンデンサ
C1を介して一次巻線L1に磁気結合された帰還巻線L
2が接続されている。また、コンデンサC2の両端間に
は抵抗R5,R6からなる直列回路が接続され、抵抗R
5,R6の接続点にはNPN形トランジスタQ7のベー
スが接続されている。トランジスタQ7のコレクタはト
ランジスタQ6のベースに接続されると共に抵抗R10
を介してトランジスタQ1のエミッタに接続され、トラ
ンジスタQ7のエミッタはグランドに接続される。ま
た、NPN形トランジスタQ6のコレクタは抵抗R9を
介してトランジスタQ1のベースに接続されると共に、
トランジスタQ6のエミッタはグランドに接続される。
の動作を説明する。なお、図6(a)〜(d)に本回路
の各部の波形図を示す。入力端子t1,t2間に直流の
入力電源Eが投入されると、抵抗R10を介してトラン
ジスタQ6にベース電流が流れ、トランジスタQ6がオ
ンする。トランジスタQ6がオンすると、抵抗R9を介
してトランジスタQ1にベース電流I4(=I2−I
5)が流れ、トランジスタQ1がオンする。トランジス
タQ1がオンすると、トランジスタQ1にコレクタ電流
I1が流れ、一次巻線L1の両端間に電位差が発生す
る。この時、一次巻線L1に磁気結合された帰還巻線L
2にも電位差が発生し、この電位差によってトランジス
タQ1がバイアスされ、トランジスタQ1が急速にオン
に至る。この時、入力電源E→トランジスタQ1→一次
巻線L1→コンデンサC2→入力電源Eの経路でコンデ
ンサC2が充電され、コンデンサC2および出力端子t
3,t4間に接続される負荷回路(図示せず)にエネル
ギが供給される。
タ電流I1は一次巻線L1のインダクタンスで決定され
る傾きで増加するが、トランジスタQ1のベース電流I
4は抵抗R9とトランジスタQ6とで決定されるため、
電流I1が(I4×hFE)よりも大きくなると、ベース
電流I4がトランジスタQ1の飽和を保つことができ
ず、トランジスタQ1は非飽和領域で動作し、電圧V1
(トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧)が増
加する。ここで、電圧V1が増加すると、一次巻線L1
の両端電圧が低下し、一次巻線L1に磁気結合された帰
還巻線L2の両端電圧も低下する。したがって、トラン
ジスタQ1のベース電流I4が減少し、トランジスタQ
1のコレクタ・エミッタ間電圧V1が更に増加して、ト
ランジスタQ1が急速にオフに至る。この時、トランジ
スタQ1のオン時に一次巻線L1に蓄積されたエネルギ
が一次巻線L1→コンデンサC2→ダイオードD1→一
次巻線L1の経路で放出され、コンデンサC2および負
荷回路にエネルギが供給される。その後、一次巻線L1
に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラン
ジスタQ1にベース電流が流れ、上述の動作を繰り返し
て発振を継続する。
びトランジスタQ7からなる回路が出力電圧に応じてト
ランジスタQ6のベース電流を制御し、トランジスタQ
1のベース電流I4を制御している。例えば、負荷が軽
くなって出力電圧が増加すると、抵抗R5,R6の接続
点の電位が上昇して、トランジスタQ7を流れる電流が
増加し、トランジスタQ6のベース電位が低下し、トラ
ンジスタQ6のベース電流が低下する。したがって、ト
ランジスタQ1のベース電流I4が低下し、トランジス
タQ1のオフするタイミングが早まり、電流I1のピー
ク値が低下して、出力電圧の増加を抑制する。一方、負
荷が重くなって出力電圧が低下すると、抵抗R5,R6
の接続点の電位が低下して、トランジスタQ7を流れる
電流が低下し、トランジスタQ6のベース電位が上昇
し、トランジスタQ6のベース電流が増加する。したが
って、トランジスタQ1のベース電流I4が増加し、ト
ランジスタQ1のオフするタイミングが遅れ、電流I1
のピーク値が増加して、出力電圧の低下を抑制する。こ
のように、本回路では抵抗R5,R6およびトランジス
タQ7からなる回路が出力電圧に応じてトランジスタQ
6のベース電流を制御し、トランジスタQ1のベース電
流I4を制御して、出力電圧を略一定に制御している
(例えば、実開平5−2585号公報参照)。
コンバータでは簡単な回路構成で定電圧出力を得ること
ができるが、例えば入力電源Eとして商用電源(例えば
AC100V〜AC240V)を整流平滑した電源を用
いる場合、トランジスタQ1のベース電流I4を制御す
る抵抗R9およびトランジスタQ6に非常に高い電圧が
印加され、数mA〜数十mAのベース電流が流れるた
め、トランジスタQ6の発熱が大きくなって損失が増加
し、しかも高耐圧の素子を用いるため、素子の形状が大
きくなるという問題があった。また、入力電源Eの電源
電圧に応じてトランジスタQ7を流れる電流が変化する
ため、トランジスタQ7により定電圧フィードバックす
ることができないという問題もあった。
であり、その目的とするところは、入力電源の電源電圧
が大きく変動する場合にも使用できる小型で低損失の自
励型DC−DCコンバータ及び電源装置を提供すること
にある。
に、請求項1の発明では、直流の入力電圧をスイッチン
グする第1のトランジスタと、第1のトランジスタのコ
レクタに一端が接続された一次巻線と、カソードが第1
のトランジスタおよび一次巻線の接続点に接続されると
共にアノードがグランドに接続されたダイオードと、一
次巻線の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ
と、一次巻線に磁気結合され第1のトランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続された帰還巻線とを備え、入力電
圧を第1のトランジスタでスイッチングして降圧した直
流の出力電圧を負荷回路に供給する自励型DC−DCコ
ンバータにおいて、第1のトランジスタのベース・エミ
ッタ間に第1のトランジスタのベース電流をバイパスす
ると共に出力電圧に応じてベース電流のバイパス量を変
化させる第2のトランジスタを設けて成ることを特徴と
し、第1のトランジスタのベース電流を制御する第2の
トランジスタは第1のトランジスタのベース・エミッタ
間に接続されているので、第2のトランジスタに過大な
電圧が印加されることがなく、第2のトランジスタの発
熱を低減して損失を低減することができ、第2のトラン
ジスタに低損失の素子を用いることができるから、自励
型DC−DCコンバータの小型化を図ることもできる。
そのうえ、第2のトランジスタは第1のトランジスタの
ベース電流のバイパス量を変化させることによって、第
1のトランジスタのベース電流を制御しているので、直
流入力電圧が大きく変動する場合でも、第1のトランジ
スタのベース電流を制御して、出力電圧を略一定に制御
することができる。
いて、上記第1及び第2のトランジスタはPNP形トラ
ンジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい
実施態様である。
いて、上記負荷回路の温度特性と逆の温度特性を有し、
負荷回路の温度特性を補償する温度補償手段を設けたこ
とを特徴とし、温度補償手段により負荷回路の温度特性
を補償することができる。
1のトランジスタでスイッチングして降圧する自励型D
C−DCコンバータと、自励型DC−DCコンバータの
出力電圧をスイッチング素子でスイッチングして所望の
電圧に変換するスイッチング電源とで構成される電源装
置において、自励型DC−DCコンバータは、直流の入
力電圧をスイッチングする第1のトランジスタと、第1
のトランジスタのコレクタに一端が接続された一次巻線
と、カソードが第1のトランジスタおよび一次巻線の接
続点に接続されると共にアノードがグランドに接続され
たダイオードと、一次巻線の他端とグランドとの間に接
続されたコンデンサと、一次巻線に磁気結合され第1の
トランジスタのベース・エミッタ間に接続された帰還巻
線と、第1のトランジスタのベース・エミッタ間に接続
され第1のトランジスタのベース電流をバイパスすると
共に出力電圧に応じてベース電流のバイパス量を変化さ
せる第2のトランジスタとを備え、上記出力電圧が所定
の電圧値に上昇するまでの間、スイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止させる動作停止手段をスイッチング
電源に設けたことを特徴とし、自励型DC−DCコンバ
ータの動作開始時にスイッチング電源がスイッチング動
作を行うと、コンデンサの充電電荷がスイッチング電源
に流れて、コンデンサの両端電圧、すなわち自励型DC
−DCコンバータの出力電圧が昇圧しない虞があるが、
動作開始時に動作停止手段がスイッチング電源のスイッ
チング動作を停止させることによって、自励型DC−D
Cコンバータは所定の電圧値の出力電圧をスイッチング
電源に供給することができ、自励型DC−DCコンバー
タの出力電圧の低下によってスイッチング電源の出力が
低下するのを防止できる。
して説明する。
DCコンバータの回路図を図1に、各部の波形図を図2
(a)〜(c)に示す。
力端子t1,t2間に接続された第1のトランジスタた
るPNP形トランジスタQ1、一次巻線L1、及び電解
コンデンサC2からなる直列回路と、トランジスタQ1
および一次巻線L1の接続点にカソードが接続されると
共にコンデンサC2および入力端子t2の接続点(グラ
ンド)にアノードが接続されたダイオードD1とで構成
される降圧チョッパ回路を有し、トランジスタQ1のベ
ース・エミッタ間にはコンデンサC1と一次巻線L1に
磁気結合された帰還巻線L2と抵抗R3との直列回路が
接続されている。
R4を介してグランドに接続されている。また、コンデ
ンサC2の両端間には抵抗R5,R6からなる直列回路
が接続され、抵抗R5,R6の接続点にはNPN形トラ
ンジスタQ3のベースが接続されている。トランジスタ
Q3のエミッタはグランドに接続され、コレクタは抵抗
R1,R2よりなる直列回路を介してトランジスタQ1
のコレクタに接続される。また、抵抗R1,R2の接続
点には第2のトランジスタたるPNP形トランジスタQ
2のベースが接続され、トランジスタQ2のエミッタは
トランジスタQ1のエミッタに、コレクタはトランジス
タQ1のベースに夫々接続されている。
の動作を説明する。
Eを投入すると、抵抗R4を介してトランジスタQ1に
ベース電流が流れ、トランジスタQ1がオンする。トラ
ンジスタQ1がオンすると、トランジスタQ1にコレク
タ電流I1が流れ、一次巻線L1の両端間に電位差が発
生する。この時、一次巻線L1に磁気結合された帰還巻
線L2にも電位差が発生し、この電位差によってトラン
ジスタQ1がバイアスされ、トランジスタQ1が急速に
オンに至る。この時、入力電源E→トランジスタQ1→
一次巻線L1→コンデンサC2→入力電源Eの経路でコ
ンデンサC2が充電され、コンデンサC2および出力端
子t3,t4間に接続される負荷回路にエネルギが供給
される。
I1は一次巻線L1のインダクタンスで決定される傾き
で増加するが、コレクタ電流I1が(ベース電流)×h
FEよりも大きくなると、ベース電流がトランジスタQ1
の飽和状態を保つことができなくなり、トランジスタQ
1が非飽和領域で動作し、電圧V1(すなわち、トラン
ジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧)が増加する。
電圧V1が増加すると、一次巻線L1の両端電圧が低下
し、一次巻線L1に磁気結合された帰還巻線L2の両端
電圧も低下する。したがって、トランジスタQ1のベー
ス電流が減少し、トランジスタQ1のコレクタ・エミッ
タ間電圧V1が更に増加して、トランジスタQ1が急速
にオフに至る。トランジスタQ1がオフすると、トラン
ジスタQ1のオン時に一次巻線L1に蓄積されたエネル
ギが一次巻線L1→コンデンサC2→ダイオードD1→
一次巻線L1の経路で放出され、コンデンサC2および
負荷回路にエネルギが供給される。そして、一次巻線L
1に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラ
ンジスタQ1にベース電流が流れて、トランジスタQ1
がオンし、上述の動作を繰り返して発振を継続する。
5,R6およびトランジスタQ2,Q3からなる回路が
出力電圧に応じてトランジスタQ1のベース電流を制御
している。例えば、入力電源Eの電圧変動や負荷変動な
どによって、出力電圧が増加すると(図2の期間T
b)、抵抗R5,R6の接続点の電位が上昇して、トラ
ンジスタQ3のベース電流が増加し、トランジスタQ3
のコレクタ電流が増加する。この時、抵抗R1の両端間
に発生する電位差が増加してトランジスタQ2のベース
電流が増加する。ここで、トランジスタQ1のベース電
流の一部はトランジスタQ2を介してバイパスされてい
るので、トランジスタQ2のベース電流が増加すると、
トランジスタQ1のベース電流のバイパス量が増加し
て、トランジスタQ1のベース電流が減少し、トランジ
スタQ1のオフするタイミングが早まり、出力電圧が低
下する。
どによって、出力電圧が低下すると(図2の期間T
a)、抵抗R5,R6の接続点の電位が低下して、トラ
ンジスタQ3のベース電流が低下し、トランジスタQ3
のコレクタ電流が低下する。この時、抵抗R1の両端間
に発生する電位差が小さくなりトランジスタQ2のベー
ス電流が低下するので、トランジスタQ2を介してバイ
パスされるトランジスタQ1のベース電流のバイパス量
が減少し、トランジスタQ1のベース電流が増加して、
トランジスタQ1がオフするタイミングが遅くなり、出
力電圧が増加する。
Cコンバータ1では、トランジスタQ1のベース・エミ
ッタ間に接続されたトランジスタQ2によりトランジス
タQ1のベース電流の一部をバイパスしており、出力電
圧に応じてトランジスタQ2がベース電流のバイパス量
を変化させることによって、トランジスタQ1のオフす
るタイミングが変化し、出力電圧が略一定に制御され
る。したがって、起動用の抵抗R4は、トランジスタQ
1を起動するのに必要な小さいベース電流を流せれば良
いので、抵抗R4の抵抗値を大きくすることができ、抵
抗R4に発生する損失を低減することができる。また、
トランジスタQ1のベース電流を制御するトランジスタ
Q2は、トランジスタQ1のベース・エミッタ間に接続
されており、入力電源Eの電源電圧に比べて比較的小さ
い電位差で動作するため、トランジスタQ2の発熱を小
さくして損失を低減することができ、しかもトランジス
タQ2に耐圧の低い小型の素子を用いることができ、自
励型DC−DCコンバータ1を小型化することができ
る。
DCコンバータを用いる電源装置の回路図を図3に示
す。尚、基本的な回路構成は実施形態1と同様であるの
で、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を
省略する。
コンバータ1と自励型DC−DCコンバータ1の出力電
圧をスイッチング素子でスイッチングして所望の電圧に
変換するスイッチング電源3とで構成される。
た図1の回路と略同様の構成を有しており、図1の回路
において抵抗R5,R6の接続点にカソードが接続され
ると共にトランジスタQ3のベースにアノードが接続さ
れたツェナダイオードZD1を設けている。
t3,t4間にはスイッチング電源3が接続されてい
る。スイッチング電源3は、DC−DCコンバータ1の
出力端子t3,t4間に接続されたトランスT2の一次
巻線L3およびコンデンサC4からなる共振回路、スイ
ッチング素子たる電界効果トランジスタ(以下、MOS
FETと略す)Q4、及び抵抗R8からなる直列回路
と、ベースがMOSFETQ4のドレインに接続されコ
レクタがMOSFETQ4のゲートに接続されると共に
エミッタがグランドに接続されたNPN形トランジスタ
Q5と、出力端子t3,t4間に接続された抵抗R7お
よびコンデンサC3からなる直列回路とから構成され、
MOSFETQ4のゲートはトランスT2の帰還巻線L
5を介して抵抗R7およびコンデンサC3の接続点に接
続されている。また、トランスT2の二次巻線L4には
ダイオードD2を介して負荷4が接続される。ここで、
MOSFETQ4のオンオフにより自励型DC−DCコ
ンバータ1から一次巻線L3に流入する電流がスイッチ
ングされ、トランスT2の二次巻線L4および帰還巻線
L5に電圧が誘起されるようになっている。ここに、ス
イッチング電源3及び負荷4から自励型DC−DCコン
バータ1の負荷回路2が構成される。
る。
ッチング電源3に供給されると、抵抗R7を介してコン
デンサC3が充電され、コンデンサC3の両端電圧がM
OSFETQ4のしきい値電圧に達すると、MOSFE
TQ4がオン状態になる。MOSFETQ4がオン状態
になると、MOSFETQ4を介してトランスT2の一
次巻線L3に電流が流れ、帰還巻線L5に一次巻線L3
からの誘起電圧が発生するので、MOSFETQ4に流
れる電流が大きくなる。
略直線的に増加し、MOSFETQ4に流れる電流によ
って抵抗R8の両端間に電位差が発生し、この電位差が
トランジスタQ5のしきい値電圧を超えると、トランジ
スタQ5がオンしてMOSFETQ4のゲート電荷が放
電され、MOSFETQ4がオフ状態となって、一次巻
線L3とコンデンサC4よりなる共振回路が共振を開始
する。この共振回路による共振の1周期が終了する時点
では、帰還巻線L5に誘起する電圧がMOSFETQ4
のゲートをオンにする電位に達するので、MOSFET
Q4が再びオンする。以後上述の動作を継続し安定発振
に移行する。ここで、温度が上昇すると、トランジスタ
Q5のベース・エミッタ間電圧が低下し、MOSFET
Q4がオフするタイミングが早くなるので、MOSFE
TQ4に流れる電流が低下して、負荷4に供給される出
力電圧が減少する虞がある。このような温度変化を補償
するためには、トランジスタQ5と逆の温度特性を有す
るツェナダイオードをトランジスタQ5のベースに接続
すれば良いが、その場合抵抗R8の両端電圧が大きくな
り、抵抗R8の定格電力が小さい場合は、抵抗R8の定
格電力を超える虞があるから、抵抗R8に定格電力の大
きい大型の抵抗を用いる必要がある。
タではトランジスタQ3のベースと抵抗R5,R6の接
続点との間に正の温度特性を有する温度補償手段たるツ
ェナダイオードZD1を接続している。したがって、周
囲温度が高くなると、ツェナダイオードZD1のツェナ
電圧が高くなり、その分だけトランジスタQ3のベース
電位が低下するので、トランジスタQ3に流れる電流が
低下して、抵抗R1の両端電圧が低下する。抵抗R1の
両端電圧が低下すると、トランジスタQ2に流れるバイ
パス電流が低下し、トランジスタQ1のベース電流が増
加するので、トランジスタQ1のオフするタイミングが
遅くなって、自励型DC−DCコンバータ1の出力電圧
が増加する。したがって、温度上昇によるスイッチング
電源3の出力低下を自励型DC−DCコンバータ1の出
力を増加させることによって補償することができ、負荷
回路2の温度特性を補償して、負荷4に略一定の電圧を
供給することができる。
DCコンバータを用いる電源装置の回路図を図4に示
す。尚、基本的な回路構成は実施形態1又は2と同様で
あるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその
説明を省略する。
DCコンバータ1に入力電源Eが投入されると、上述の
動作によりコンデンサC2が充電され、コンデンサC2
の両端電圧が上昇する。一方、スイッチング電源3で
は、抵抗R7を介してコンデンサC3に充電電流が流
れ、コンデンサC3の両端電圧がMOSFETQ4のし
きい値電圧を越えると、MOSFETQ4がオン状態に
なり、一次巻線L3およびコンデンサC4からなる共振
回路が動作を開始する。この時、自励型DC−DCコン
バータ1では負荷電流が急激に増加するためコンデンサ
C2に充電された電荷がスイッチング電源3に供給さ
れ、コンデンサC2の両端電圧が低下する。そのため、
コンデンサC2に充電される電流量とコンデンサC2か
らスイッチング電源3に供給される電流量とが均衡する
と、コンデンサC2の両端電圧がそれ以上昇圧せず、コ
ンデンサC2の両端電圧、すなわちDC−DCコンバー
タ1の出力電圧が低い電圧値となる虞がある。
3のコンデンサC3と並列に抵抗R11を接続してお
り、抵抗R7,R11およびコンデンサC3から動作開
始時にMOSFETQ4のスイッチング動作を停止させ
る動作停止手段が構成される。動作開始時、コンデンサ
C2の両端電圧が、MOSFETQ4のしきい値電圧と
抵抗R7,R11の分圧比とで決定される所定の電圧値
以上に昇圧するまで、コンデンサC3の両端電圧がMO
SFETQ4のしきい値電圧に達しないので、スイッチ
ング電源3の発振動作を停止させることができ、コンデ
ンサC2の両端電圧、すなわち自励型DC−DCコンバ
ータ1の出力電圧を所定の電圧値以上に昇圧させること
ができるから、自励型DC−DCコンバータ1の出力電
圧の低下によって、スイッチング電源3の出力電圧が低
下するのを防止することができる。
の入力電圧をスイッチングする第1のトランジスタと、
第1のトランジスタのコレクタに一端が接続された一次
巻線と、カソードが第1のトランジスタおよび一次巻線
の接続点に接続されると共にアノードがグランドに接続
されたダイオードと、一次巻線の他端とグランドとの間
に接続されたコンデンサと、一次巻線に磁気結合され第
1のトランジスタのベース・エミッタ間に接続された帰
還巻線とを備え、入力電圧を第1のトランジスタでスイ
ッチングして降圧した直流の出力電圧を負荷回路に供給
する自励型DC−DCコンバータにおいて、第1のトラ
ンジスタのベース・エミッタ間に第1のトランジスタの
ベース電流をバイパスすると共に出力電圧に応じてベー
ス電流のバイパス量を変化させる第2のトランジスタを
設けて成ることを特徴とし、第1のトランジスタのベー
ス電流を制御する第2のトランジスタは第1のトランジ
スタのベース・エミッタ間に接続されているので、第2
のトランジスタに過大な電圧が印加されることがなく、
第2のトランジスタの発熱を低減し、損失を低減するこ
とができ、第2のトランジスタに低損失の素子を用いる
ことができるから、自励型DC−DCコンバータの小型
化を図ることもできる。そのうえ、第2のトランジスタ
は第1のトランジスタのベース電流のバイパス量を変化
させることによって、第1のトランジスタのベース電流
を制御しているので、直流入力電圧が大きく変動する場
合でも、第1のトランジスタのベース電流を制御して、
直流出力電圧を制御することができるという効果があ
る。
て、上記第1及び第2のトランジスタはPNP形トラン
ジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい実
施態様である。
て、上記負荷回路の温度特性と逆の温度特性を有し、負
荷回路の温度特性を補償する温度補償手段を設けたこと
を特徴とし、温度補償手段により負荷回路の温度特性を
補償でき、温度変化によって負荷回路の特性が変化する
のを補償できるという効果がある。
のトランジスタでスイッチングして降圧する自励型DC
−DCコンバータと、自励型DC−DCコンバータの出
力電圧をスイッチング素子でスイッチングして所望の電
圧に変換するスイッチング電源とで構成される電源装置
において、自励型DC−DCコンバータは、直流の入力
電圧をスイッチングする第1のトランジスタと、第1の
トランジスタのコレクタに一端が接続された一次巻線
と、カソードが第1のトランジスタおよび一次巻線の接
続点に接続されると共にアノードがグランドに接続され
たダイオードと、一次巻線の他端とグランドとの間に接
続されたコンデンサと、一次巻線に磁気結合され第1の
トランジスタのベース・エミッタ間に接続された帰還巻
線と、第1のトランジスタのベース・エミッタ間に接続
され第1のトランジスタのベース電流をバイパスすると
共に出力電圧に応じてベース電流のバイパス量を変化さ
せる第2のトランジスタとを備え、上記出力電圧が所定
の電圧値に上昇するまでの間、スイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止させる動作停止手段をスイッチング
電源に設けたことを特徴とし、自励型DC−DCコンバ
ータの動作開始時にスイッチング電源がスイッチング動
作を行うと、コンデンサの充電電荷がスイッチング電源
に流れて、コンデンサの両端電圧、すなわち自励型DC
−DCコンバータの出力電圧が昇圧しない虞があるが、
動作開始時に動作停止手段がスイッチング電源のスイッ
チング動作を停止させることによって、自励型DC−D
Cコンバータは所定の電圧値の出力電圧をスイッチング
電源に供給することができ、自励型DC−DCコンバー
タの出力電圧の低下によってスイッチング電源の出力が
低下するのを防止できるという効果がある。
す回路図である。
る。
図である。
る。
1)
R4を介してグランドに接続されている。また、コンデ
ンサC2の両端間には抵抗R5,R6からなる直列回路
が接続され、抵抗R5,R6の接続点にはNPN形トラ
ンジスタQ3のベースが接続されている。トランジスタ
Q3のエミッタはグランドに接続され、コレクタは抵抗
R1,R2よりなる直列回路を介してトランジスタQ1
のエミッタに接続される。また、抵抗R1,R2の接続
点には第2のトランジスタたるPNP形トランジスタQ
2のベースが接続され、トランジスタQ2のエミッタは
トランジスタQ1のエミッタに、コレクタはトランジス
タQ1のベースに夫々接続されている。
t3,t4間にはスイッチング電源3が接続されてい
る。スイッチング電源3は、DC−DCコンバータ1の
出力端子t3,t4間に接続されたトランスT2の一次
巻線L3およびコンデンサC4からなる共振回路、スイ
ッチング素子たる電界効果トランジスタ(以下、MOS
FETと略す)Q4、及び抵抗R8からなる直列回路
と、ベースがMOSFETQ4のソースに接続されコレ
クタがMOSFETQ4のゲートに接続されると共にエ
ミッタがグランドに接続されたNPN形トランジスタQ
5と、出力端子t3,t4間に接続された抵抗R7およ
びコンデンサC3からなる直列回路とから構成され、M
OSFETQ4のゲートはトランスT2の帰還巻線L5
を介して抵抗R7およびコンデンサC3の接続点に接続
されている。また、トランスT2の二次巻線L4にはダ
イオードD2を介して負荷4が接続される。ここで、M
OSFETQ4のオンオフにより自励型DC−DCコン
バータ1から一次巻線L3に流入する電流がスイッチン
グされ、トランスT2の二次巻線L4および帰還巻線L
5に電圧が誘起されるようになっている。ここに、スイ
ッチング電源3及び負荷4から自励型DC−DCコンバ
ータ1の負荷回路2が構成される。
Claims (4)
- 【請求項1】直流の入力電圧をスイッチングする第1の
トランジスタと、第1のトランジスタのコレクタに一端
が接続された一次巻線と、カソードが第1のトランジス
タおよび一次巻線の接続点に接続されると共にアノード
がグランドに接続されたダイオードと、一次巻線の他端
とグランドとの間に接続されたコンデンサと、一次巻線
に磁気結合され第1のトランジスタのベース・エミッタ
間に接続された帰還巻線とを備え、入力電圧を第1のト
ランジスタでスイッチングして降圧した直流の出力電圧
を負荷回路に供給する自励型DC−DCコンバータにお
いて、第1のトランジスタのベース・エミッタ間に第1
のトランジスタのベース電流をバイパスすると共に出力
電圧に応じてベース電流のバイパス量を変化させる第2
のトランジスタを設けて成ることを特徴とする自励型D
C−DCコンバータ。 - 【請求項2】上記第1及び第2のトランジスタはPNP
形トランジスタからなることを特徴とする請求項1記載
の自励型DC−DCコンバータ。 - 【請求項3】上記負荷回路の温度特性と逆の温度特性を
有し、負荷回路の温度特性を補償する温度補償手段を設
けたことを特徴とする請求項1記載の自励型DC−DC
コンバータ。 - 【請求項4】直流の入力電圧を第1のトランジスタでス
イッチングして降圧する自励型DC−DCコンバータ
と、自励型DC−DCコンバータの出力電圧をスイッチ
ング素子でスイッチングして所望の電圧に変換するスイ
ッチング電源とで構成される電源装置において、自励型
DC−DCコンバータは、直流の入力電圧をスイッチン
グする第1のトランジスタと、第1のトランジスタのコ
レクタに一端が接続された一次巻線と、カソードが第1
のトランジスタおよび一次巻線の接続点に接続されると
共にアノードがグランドに接続されたダイオードと、一
次巻線の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ
と、一次巻線に磁気結合され第1のトランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続された帰還巻線と、第1のトラン
ジスタのベース・エミッタ間に接続され第1のトランジ
スタのベース電流をバイパスすると共に出力電圧に応じ
てベース電流のバイパス量を変化させる第2のトランジ
スタとを備え、上記出力電圧が所定の電圧値に上昇する
までの間、スイッチング素子のスイッチング動作を停止
させる動作停止手段をスイッチング電源に設けたことを
特徴とする電源装置。
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