ITTO20130013A1 - Giroscopio microelettromeccanico con compensazione di componenti di segnale di quadratura e metodo di controllo di un giroscopio microelettromeccanico - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“GIROSCOPIO MICROELETTROMECCANICO CON COMPENSAZIONE DI COMPONENTI DI SEGNALE DI QUADRATURA E METODO DI CONTROLLO DI UN GIROSCOPIO MICROELETTROMECCANICOâ€

La presente invenzione à ̈ relativa a un giroscopio microelettromeccanico con compensazione di componenti di segnale di quadratura e a un metodo di controllo di un giroscopio microelettromeccanico.

Come à ̈ noto, l’impiego di sistemi microelettromeccanici o MEMS (dall’inglese “Micro-Electro-Mechanical Systems†) si à ̈ andato sempre più diffondendo in vari settori della tecnologia e ha dato risultati incoraggianti specialmente nella realizzazione di sensori inerziali, giroscopi microintegrati, e oscillatori elettromeccanici per svariate applicazioni.

I sistemi MEMS di questo tipo sono di solito basati su strutture microelettromeccaniche comprendenti almeno una massa collegata a un corpo di supporto (detto anche statore) mediante molle e mobile rispetto allo statore secondo prefissati gradi di libertà. La massa mobile e lo statore sono accoppiati capacitivamente mediante una pluralità di rispettivi elettrodi reciprocamente affacciati, in modo da formare dei condensatori. Il movimento della massa mobile rispetto allo statore, ad esempio a causa di una sollecitazione esterna, modifica la capacità dei condensatori; da qui si può risalire allo spostamento relativo della massa mobile rispetto al corpo di supporto e quindi alla forza applicata. Viceversa, fornendo opportune tensioni di polarizzazione, à ̈ possibile applicare una forza elettrostatica alla massa mobile per metterla in movimento. Inoltre, per realizzare oscillatori elettromeccanici si sfrutta la risposta in frequenza delle strutture MEMS inerziali, che tipicamente à ̈ di tipo passa-basso del secondo ordine, con una frequenza di risonanza.

I giroscopi MEMS, in particolare, hanno una struttura elettromeccanica più complessa, che comprende due masse mobili rispetto allo statore e accoppiate fra loro in modo da avere un grado di libertà relativo traslatorio o rotatorio. Le due masse mobili sono entrambe capacitivamente accoppiate allo statore. Una delle masse à ̈ dedicata al pilotaggio e viene mantenuta in oscillazione con ampiezza controllata alla frequenza di risonanza. L’altra massa viene trascinata nel moto oscillatorio e, in caso di rotazione della microstruttura rispetto a un asse di rilevamento prefissato con una velocità angolare, à ̈ soggetta a una forza di Coriolis proporzionale alla velocità angolare stessa. In pratica, la massa trascinata opera come un accelerometro che consente di rilevare la forza e l’accelerazione di Coriolis e quindi di risalire alla velocità angolare.

Per operare correttamente, un giroscopio MEMS richiede, oltre alla microstruttura, un dispositivo di pilotaggio, che ha il compito di mantenere la massa mobile in oscillazione alla frequenza di risonanza e con ampiezza controllata, e un dispositivo di lettura degli spostamenti della massa trascinata, in accordo al grado di libertà relativo alla massa di pilotaggio. Tali spostamenti, infatti, sono indicativi della forza di Coriolis e, di conseguenza, della velocità angolare e sono rilevabili attraverso segnali elettrici di lettura correlati alle variazioni dell’accoppiamento capacitivo fra la massa trascinata e lo statore. Per effetto del pilotaggio alla frequenza di risonanza, i segnali di lettura, determinati dalla rotazione del giroscopio e correlati alla velocità angolare, sono in forma di segnali a doppia banda laterale e portante soppressa (DSB-SC, “Dual Side Band – Suppressed Carrier†; la portante à ̈ in questo caso la velocità di oscillazione della massa di pilotaggio e ha frequenza pari alla frequenza di risonanza meccanica).

La lettura degli spostamenti della massa trascinata viene normalmente effettuata mediante un convertitore carica-tensione, che fornisce un segnale proporzionale alla capacità presente fra la massa trascinata stessa e il corpo di supporto. Il segnale generato dal convertitore caricatensione viene demodulato e filtrato per estrarre il segnale modulante, che à ̈ rappresentativo della velocità angolare del corpo di supporto attorno all’asse di rilevamento.

Poiché però il giroscopio MEMS ha una struttura complessa e le interazioni elettromeccaniche fra le masse mobili e statore sono spesso non lineari, le componenti di segnale utili sono spesso sovrapposte a componenti spurie, che non sono significative per la misurazione della velocità angolare. Le componenti spurie possono essere dovute a varie cause. Ad esempio, cause di disturbi praticamente impossibile da eliminare sono le imperfezioni realizzative e le dispersioni di processo, per cui il comportamento dei dispositivi reali differisce in modo solo statisticamente prevedibile dal progetto. Un difetto molto comune dipende dal fatto che la massa utilizzata per il pilotaggio oscilla secondo una direzione non perfettamente coincidente con il grado di libertà previsto in sede di progetto. In questo caso, il difetto di trascinamento influisce sul segnale utile introducendo una componente di ampiezza incognita alla stessa frequenza della portante e sfasata di 90° (disturbi in quadratura).

D’altra parte, l’entità delle componenti di disturbo in molti casi à ̈ significativa e non può essere semplicemente trascurata, senza introdurre distorsioni non accettabili.

Per risolvere questo problema, à ̈ stato proposto di utilizzare segnali di compensazione prelevati dal dispositivo di pilotaggio. Il dispositivo di pilotaggio à ̈ infatti accoppiato alla massa di pilotaggio in modo da formare un anello risonante che definisce l’ampiezza e la frequenza della portante. L’anello risonante genera segnali sfasati di 90° rispetto alla portante che vengono prelevati e forniti in ingresso al convertitore carica tensione attraverso un accoppiamento capacitivo. Quest’ultimo, se opportunamente dimensionato, permette di iniettare o sottrarre una quantità di carica che varia in modo sinusoidale alla frequenza della portante con sfasamento di 90° e di compensare le componenti di disturbo in quadratura.

Pur rappresentando un miglioramento, la soluzione descritta presenta ancora alcune limitazioni, specialmente dovute al fatto che il dimensionamento della capacità necessaria per applicare il segnale di compensazione in ingresso al convertitore carica-tensione à ̈ critico. La capacità di accoppiamento determina infatti la quantità di carica iniettata o sottratta e, se non à ̈ correttamente calibrata, la compensazione non à ̈ completa. D’altra parte, l’entità dei disturbi in quadratura può variare nel tempo, ad esempio in funzione della temperatura o a causa dell’invecchiamento, specie delle parti mobili della struttura micromeccanica. La compensazione non à ̈ quindi stabile nel tempo.

Scopo della presente invenzione à ̈ fornire un giroscopio microelettromeccanico con compensazione di componenti di segnale di quadratura e un metodo di controllo di un giroscopio microelettromeccanico.

Secondo la presente invenzione viene fornito un giroscopio microelettromeccanico con compensazione di componenti di segnale di quadratura e un metodo di controllo di un giroscopio microelettromeccanico come definiti rispettivamente nelle rivendicazioni 1 e 13.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne verranno ora descritte alcune forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 Ã ̈ uno scherma a blocchi semplificato di un giroscopio microelettromeccanico in accordo a una forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 2 à ̈ uno schema a blocchi più dettagliato del giroscopio microelettromeccanico di figura 1; e

- la figura 3 uno schema a blocchi semplificato di un sistema elettronico incorporante un giroscopio microelettromeccanico secondo una forma di realizzazione della presente invenzione.

La figura 1 mostra nel complesso un giroscopio 1 microelettromeccanico, che comprende una microstruttura 2, realizzata in materiale semiconduttore, un dispositivo di pilotaggio 3, un generatore di lettura 4, un dispositivo di lettura 5 e un dispositivo di compensazione 10.

La microstruttura 2 à ̈ realizzata in materiale semiconduttore e comprende un corpo di supporto 6, una massa di pilotaggio 7 e almeno una massa di rilevamento 8. Per semplicità, nella forma di realizzazione qui illustrata si farà riferimento al caso di un giroscopio monoassiale, in cui à ̈ presente una sola massa di rilevamento 8. Quanto di seguito descritto si applica tuttavia anche nel caso di giroscopi multiassiali, che comprendono due o più masse o sistemi di masse di rilevamento, per rilevare rotazioni secondo rispettivi assi indipendenti.

La massa di pilotaggio 7 à ̈ vincolata elasticamente al corpo di supporto 6 in modo da poter oscillare attorno a una posizione di riposo secondo un grado di libertà traslatorio o rotatorio.

Con riferimento ai movimenti della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8, le espressioni “secondo un grado di libertà†e “in accordo a un grado di libertà†saranno indifferentemente utilizzate per indicare movimenti traslatori o rotatori, come consentito dal grado di libertà medesimo. Analogamente, le espressioni “secondo un asse†e “in accordo a un asse†verranno indifferentemente utilizzate per indicare movimenti lungo un asse o attorno a un asse, secondo che i movimenti consentiti alle masse dai rispettivi gradi di libertà siano traslatori (lungo un asse) oppure rotatori (attorno a un asse), rispettivamente.

La massa di rilevamento 8 à ̈ meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio 7 in modo da essere trascinata in moto secondo il grado di libertà della massa di pilotaggio 7 stessa. Inoltre, la massa di rilevamento 8 à ̈ vincolata elasticamente alla massa di pilotaggio 7 in modo da oscillare a sua volta rispetto alla massa di pilotaggio 7 stessa, con un rispettivo ulteriore grado di libertà. Nella forma di realizzazione qui descritta, in particolare, la massa di pilotaggio 7 à ̈ mobile linearmente lungo un asse di pilotaggio X, mentre la massa di rilevamento 8 à ̈ mobile rispetto alla massa di pilotaggio 7 secondo un asse di rilevamento Y perpendicolare all’asse di pilotaggio X. Si intende tuttavia che il tipo di movimento (traslatorio o rotatorio) consentito dai gradi di libertà e la disposizione degli assi di pilotaggio e di rilevamento possono variare secondo il tipo di giroscopio.

Inoltre, la massa di pilotaggio 7 (con la massa di rilevamento 8) à ̈ collegata al corpo di supporto 6 in modo da definire un sistema meccanico risonante con una frequenza di risonanza ωR(secondo l’asse di pilotaggio X).

La massa di pilotaggio 7 e la massa di rilevamento 8 sono capacitivamente accoppiate al corpo di supporto 6 rispettivamente attraverso primi e secondi gruppi di elettrodi di pilotaggio, che formano primi condensatori di pilotaggio 7a, 7b e secondi condensatori di pilotaggio 7c, 7d, e attraverso gruppi di elettrodi di rilevamento, che formano condensatori di rilevamento 8a, 8b. In particolare, i condensatori i rilevamento 8a, 8b sono configurati in modo che le loro capacità dipendano in modo differenziale dalla posizione della massa di rilevamento 8 rispetto al corpo fisso 6 secondo l’asse di rilevamento Y.

Il dispositivo di pilotaggio 3 à ̈ collegato ai primi condensatori di pilotaggio 7a, 7b e ai secondi condensatori di pilotaggio 7c, 7d in modo da formare, con la massa di pilotaggio 7, un anello microelettromeccanico 12 oscillante, configurato per mantenere la massa di pilotaggio 7 (e la massa di rilevamento 8 ad essa collegata) in oscillazione alla frequenza di risonanza ωRcon ampiezza controllata. In una forma di realizzazione, il dispositivo di pilotaggio 3 comprende un amplificatore di carica 20, un modulo sfasatore 21, un filtro passa-basso 22, uno stadio di attuazione 23, un controllore 24, un comparatore 25 e un circuito ad aggancio di fase o circuito PLL 27. Inoltre, un oscillatore 28 e un generatore di temporizzazione 30, controllato dal circuito PLL 27, sono impiegati per fornire segnali di temporizzazione per il dispositivo di pilotaggio 3, per il generatore di lettura 4 e per il dispositivo di lettura 5.

In una forma di realizzazione, l’anello microelettromeccanico 12 à ̈ di tipo ibrido. L’amplificatore di carica 20 à ̈ infatti del tipo a condensatori commutati ed à ̈ configurato per operare a tempo discreto, mentre il filtro passa-basso 22 e lo stadio di attuazione 23 operano a tempo continuo. Il modulo sfasatore 21 effettua la conversione da tempo discreto a tempo continuo.

I componenti del dispositivo di pilotaggio 3 cooperano per controllare l’ampiezza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 12, in particolare l’ampiezza di oscillazione della massa di pilotaggio 7, e mantenerla prossima a un’ampiezza di riferimento.

L’amplificatore di carica 20, che à ̈ di tipo completamente differenziale e ha ingressi collegati ai primi condensatori di pilotaggio 7a, 7b, definisce un’interfaccia di rilevamento per rilevare la posizione x della massa di pilotaggio 7 rispetto all’asse di pilotaggio X. L’amplificatore di carica 20 riceve pacchetti di carica di retroazione differenziali dai primi condensatori di pilotaggio 7a, 7b e li converte in tensioni di retroazione VFB1, VFB2, indicative della posizione x della massa di pilotaggio 7. In questo modo, l’amplificatore di carica 20 effettua una lettura a tempo discreto della posizione x della massa di pilotaggio 7.

Il modulo sfasatore 21 à ̈ collegato in cascata all’amplificatore di carica 20 e introduce uno sfasamento il più possibile vicino a 90°. In una forma di realizzazione, il modulo sfasatore 21 comprende un circuito di “sample and hold†ed à ̈ inoltre configurato in modo da operare un primo filtraggio di tipo passa-basso. Tensioni di retroazione sfasate VFB1’, VFB2’ fornite dal modulo sfasatore 21 sono quindi ritardate e attenuate rispetto alle tensioni di retroazione VFB1, VFB2.

Il filtro passa-basso 22 à ̈ posto a valle del modulo sfasatore 21, à ̈ un filtro completamente differenziale del secondo ordine e fornisce tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†variabili con continuità nel tempo. La frequenza di taglio del filtro passa-basso 22 à ̈ selezionata in modo che la frequenza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 12 (in particolare della massa di pilotaggio 7), nel seguito indicata come frequenza di pilotaggio ωD, sia inclusa nella banda passante e in modo che la fase del segnale utile indicativo della posizione x della massa di pilotaggio 7 non sia sostanzialmente alterata. Inoltre, la banda passante del filtro passa-basso 22 à ̈ tale che le componenti di segnale indesiderate, legate al campionamento mediante lettura a tempo discreto, siano attenuate di almeno 30 dB.

Lo stadio di attuazione 23 à ̈ di tipo completamente differenziale a tempo continuo e ha guadagno variabile. Inoltre, lo stadio di attuazione 23 à ̈ posto in cascata al filtro passa-basso 22 e ha uscite collegate ai secondi condensatori di pilotaggio 7c, 7d per fornire tensioni di pilotaggio VD1, VD2tali da sostenere l’oscillazione dell’anello microelettromeccanico 12 alla frequenza di pilotaggio ωD, che à ̈ prossima alla frequenza di risonanza meccanica ωRdella microstruttura 2. A questo scopo, il guadagno G dello stadio di attuazione 23 à ̈ determinato dal controllore 24 mediante un segnale di controllo VCcorrelato alle tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†fornite dal filtro passa-basso 22. Il controllore 24 à ̈ ad esempio un controllore PID a tempo discreto. In particolare, il guadagno G à ̈ determinato in modo da mantenere le condizioni di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 12.

Il comparatore 25 ha ingressi collegati alle uscite del filtro passa-basso 22 per ricevere la tensione differenza ∆V fra le tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†. L’uscita del comparatore 25 commuta ad ogni passaggio per lo zero (“zero-crossing†) della tensione differenza ∆V, operando così come dispositivo rilevatore di frequenza.

L’uscita del comparatore 25, che fornisce un segnale di clock nativo CKN, à ̈ collegata a un ingresso del circuito PLL 27, così da consentire l’aggancio di fase con l’anello microelettromeccanico 12. Il segnale di clock nativo CKNà ̈ tuttavia sfasato rispetto al movimento della massa di pilotaggio, per la presenza dell’amplificatore di carica 20, del primo modulo sfasatore 21 e del filtro passa-basso 22.

Il circuito PLL 27 fornisce un segnale di clock principale CKM(“Master†) e un segnale di clock in quadratura CK90. Il segnale di clock principale CKMha frequenza pari a un multiplo intero della frequenza del segnale di clock nativo CKN.

Il segnale di clock in quadratura CK90ha la stessa frequenza ed à ̈ sfasato di 90° rispetto al segnale di clock principale CKMe viene utilizzato per temporizzare il controllore 24. In pratica, il segnale di clock in quadratura CK90commuta ai massimi e ai minimi delle tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†in uscita dal filtro passa-basso 22. Il controllore 24 viene così correttamente temporizzato in modo da prelevare i valori di picco della tensione differenza ∆V fra le tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†.

L’oscillatore 28 fornisce al generatore di temporizzazione 30 un segnale di clock ausiliario CKAUXavente frequenza calibrata, prossima alla frequenza di pilotaggio ωDper controllare le oscillazioni della massa di pilotaggio 7 quando il circuito PLL 27 non à ̈ agganciato (per esempio nei transitori di avvio).

Il generatore di temporizzazione 30 riceve il segnale di clock principale CKMe il segnale di clock ausiliario CKAUXe li utilizza per generare i segnali di temporizzazione necessari per i componenti a tempo discreto e, più in generale, per il corretto funzionamento del giroscopio 1. Il segnale di clock ausiliario viene utilizzato quando il circuito PLL 27 non à ̈ sincronizzato con le oscillazioni dell’anello microelettromeccanico 12 e quindi il segnale di clock principale CKMnon à ̈ disponibile, come ad esempio durante fasi di avviamento o durante fasi di ripristino a seguito di urti. Il segnale di clock principale CKMviene utilizzato quando le oscillazioni dell’anello microelettromeccanico 12 sono stabilizzate alla frequenza di pilotaggio ωD.

In una forma di realizzazione, il generatore di temporizzazione 30 fornisce anche un segnale di conversione di lettura SCRe un segnale di conversione di compensazione SCCsinusoidali alla frequenza di pilotaggio ωD, che sono rispettivamente in fase e in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di pilotaggio X (in particolare, “in quadratura†indica uno sfasamento di 90° k360° o 270° k360°, k essendo un numero intero). In una forma di realizzazione alternativa, il segnale di conversione di lettura SCRe il segnale di conversione di compensazione SCCsono generati internamente dal dispositivo di compensazione 10 a partire da un segnale di temporizzazione dell’anello microelettromeccanico 12, ad esempio il segnale di clock principale CKMo il segnale di clock in quadratura CK90.

Il dispositivo di lettura 5 à ̈ del tipo ad anello aperto a tempo discreto e, nella forma di realizzazione qui descritta, à ̈ configurato per eseguire una lettura cosiddetta “double-ended†degli spostamenti della massa di rilevamento 8 secondo il rispettivo grado di libertà (in particolare, per rilevare una posizione della massa di rilevamento lungo l’asse di rilevamento Y) e per convertire gli spostamenti rilevati in un segnale di uscita SOUT, indicativo della velocità angolare Ω della microstruttura 2. A questo scopo, il dispositivo di lettura 5 ha ingressi collegati ai condensatori di rilevamento 8a, 8b e un’uscita 5a, fornente il segnale di uscita SOUT.

Come mostrato in figura 2, in una forma di realizzazione il dispositivo di lettura 5 comprende un amplificatore di lettura 32, un demodulatore 33, uno stadio di “sample and hold†o stadio S&H 34, un filtro passa-basso 35 e un amplificatore di uscita 36, collegati fra loro in cascata. L’amplificatore di lettura 32 e il demodulatore 33 sono del tipo completamente differenziale a condensatori commutati.

L’amplificatore di lettura 32 fornisce un segnale di trasduzione VTche à ̈ correlato, in particolare proporzionale, alle variazioni dell’accoppiamento capacitivo (capacità dei condensatori di rilevamento 8a, 8b) fra la massa di rilevamento 7 e il corpo di supporto 6 in risposta alla forza di Coriolis causata da rotazioni del corpo di supporto 6 attorno a un asse giroscopico Z perpendicolare all’asse di pilotaggio X e all’asse di rilevamento Y. In pratica, il segnale di trasduzione VTà ̈ rappresentativo della posizione della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di rilevamento Y rispetto a una posizione di equilibrio. Il segnale di trasduzione VTsi presenta come la combinazione di un segnale portante, alla frequenza di pilotaggio ωDe in fase con la velocità di oscillazione della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di pilotaggio X, e di un segnale modulante, determinato dalla velocità angolare istantanea del corpo di supporto 6 attorno all’asse giroscopico Z. Inoltre, nel segnale di trasduzione VTpossono essere presenti componenti di quadratura, che sono in fase rispetto alla posizione e sfasate di 90° (o meglio, di 90° k360° oppure di 270° k360°) rispetto alla velocità della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di pilotaggio X.

In pratica, l’amplificatore di lettura 32 converte le variazioni dell’accoppiamento capacitivo fra la massa di rilevamento 7 e il corpo di supporto 6 in un segnale elettrico indicativo della velocità angolare del corpo di supporto 6 attorno all’asse giroscopico Z. In una forma di realizzazione, l’amplificatore di lettura 32 à ̈ un convertitore carica-tensione.

Il demodulatore 33 à ̈ accoppiato all’amplificatore di lettura 32 per ricevere il segnale di trasduzione VTe utilizza il segnale di conversione di lettura SCRsinusoidale per demodulare il segnale di trasduzione VT. Il segnale di conversione di lettura SCR, che viene fornito dall’anello di microelettromeccanico 12, ha la frequenza di pilotaggio ωDed à ̈ in fase con la velocità di oscillazione della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8 lungo l’asse di pilotaggio X.

Il dispositivo di compensazione 10 comprende un demodulatore 40, un filtro passa-basso 41, uno stadio di controllo 42, un modulatore 44 e uno stadio capacitivo di accoppiamento 45, i quali sono collegati all’amplificatore di lettura in modo da formare un anello di controllo in retroazione che sopprime o almeno attenua le componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione VT(ossia le componenti con sfasamento di 90° k360° o di 270° k360° rispetto al segnale portante sincrono alla velocità di oscillazione della massa di pilotaggio 7 e della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di pilotaggio X).

Il demodulatore 40 à ̈ accoppiato all’amplificatore di carica per ricevere il segnale di trasduzione VTe utilizza un segnale di conversione di compensazione SCCsinusoidale per demodulare il segnale di trasduzione VT. Il segnale di conversione di compensazione SCCha la frequenza di pilotaggio ωDed à ̈ in quadratura rispetto al segnale di conversione di lettura SCRe alla velocità di oscillazione della massa di pilotaggio 7e e della massa di rilevamento 8 secondo l’asse di pilotaggio X.

Il filtro passa-basso 41 à ̈ collegato in cascata al demodulatore 40 ed à ̈ configurato in modo da sopprimere le componenti di segnale a frequenza 2ωMderivanti dalla demodulazione. Per effetto della demodulazione e del filtraggio, il filtro passa-basso 41 fornisce un segnale di errore SEche à ̈ rappresentativo sostanzialmente delle sole componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione VT.

Lo stadio di controllo 42 à ̈ configurato per annullare o almeno attenuare le componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione VT. In particolare, lo stadio di controllo 42 à ̈ collegato in cascata al filtro passa-basso 41 per ricevere il segnale di errore SEe fornisce un segnale di compensazione SCOMPche, modulato dal modulatore 44 e applicato agli ingressi dell’amplificatore di lettura 32 attraverso lo stadio capacitivo di accoppiamento 45 (SCOMP’), tende a sopprimere o almeno ridurre il segnale errore SE, che, come sopra accennato, à ̈ rappresentativo delle componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione VT. Per esempio, lo stadio di controllo 42 può essere un controllore PI o PID.

Il modulatore 44 à ̈ collegato in cascata allo stadio di controllo 42 e utilizza il segnale di conversione di compensazione SCCper modulare il segnale di compensazione SCOMP, prima di applicarlo agli ingressi dell’amplificatore di lettura 32 attraverso lo stadio capacitivo di accoppiamento 45.

Il dispositivo di compensazione 10 e l’amplificatore di lettura 32 formano un anello di controllo in retroazione che, annullando o riducendo il segnale di errore SE, tende a sopprimere o ridurre le componenti spurie di quadratura presenti nel segnale di trasduzione VT. L’effetto à ̈ ottenuto grazie all’iniezione o rimozione di carica agli ingressi dell’amplificatore di lettura 32, causata dal segnale di compensazione SCOMP, generato dallo stadio di controllo 42, modulato dal modulatore 44 e applicato attraverso lo stadio capacitivo di accoppiamento 45. Poiché il modulatore 44 utilizza il segnale di conversione di compensazione SCC, la demodulazione e la modulazione dei segnali nell’anello di controllo viene effettuata in fase. Come conseguenza della soppressione delle componenti di quadratura nel segnale di trasduzione VT, anche il segnale di uscita SOUTà ̈ ripulito dalle componenti spurie.

Il dispositivo di compensazione descritto ha anche il vantaggio di ottenere la soppressione delle componenti spurie attraverso una struttura controllo in retroazione. Rispetto ai sistemi ad anello aperto à ̈ quindi più robusto, in particolare rispetto a errori dovuti a dispersioni di processo, a calibrazione imperfetta e a derive causate dall’invecchiamento dei componenti.

In figura 3 à ̈ illustrata una porzione di un sistema elettronico 100 in accordo a una forma di realizzazione della presente invenzione. Il sistema 100 incorpora il giroscopio 1 e può essere utilizzato in dispositivi come, ad esempio, un calcolatore palmare (personal digital assistant, PDA), calcolatore “laptop†o portatile, eventualmente con capacità “wireless†, un telefono cellulare, un dispositivo di messaggistica, un lettore musicale digitale, una camera digitale o altri dispositivi atti a elaborare, immagazzinare, trasmettere o ricevere informazioni. Ad esempio, il dispositivo microelettromeccanico 1 può essere utilizzato in una camera digitale per rilevare movimenti ed effettuare una stabilizzazione di immagine. In un’ulteriore forma di realizzazione, il dispositivo microelettromeccanico 1 à ̈ incluso in un’interfaccia utente attivata da movimento per calcolatori o console per videogiochi. In un’ulteriore forma di realizzazione, il dispositivo microelettromeccanico 1 à ̈ incorporato in un dispositivo di navigazione satellitare ed à ̈ utilizzato per il tracciamento temporaneo di posizione in caso di perdita del segnale di posizionamento satellitare.

Il sistema elettronico 100 può comprendere un controllore 110, un dispositivo di ingresso/uscita (I/O) 120 (ad esempio una tastiera o uno schermo), il dispositivo microelettromeccanico 1, un’interfaccia “wireless†140 e una memoria 160, di tipo volatile o non volatile, accoppiati fra loro attraverso un bus 150. in una forma di realizzazione, una batteria 180 può essere utilizzata per alimentare il sistema 100. Si noti che l’ambito della presente invenzione non à ̈ limitato a forme di realizzazione aventi necessariamente uno o tutti i dispositivi elencati.

Il controllore 110 può comprendere, ad esempio, uno o più microprocessori, microcontrollori e simili.

Il dispositivo di I/O 120 può essere utilizzato per generare un messaggio. Il sistema 100 può utilizzare l’interfaccia wireless 140 per trasmettere e ricevere messaggi a e da una rete di comunicazione wireless con un segnale a radiofrequenza (RF). Esempi di interfaccia wireless possono comprendere un’antenna, un ricetrasmettitore wireless, come un’antenna a dipolo, benché l’ambito della presente invenzione non sia limitato sotto questo aspetto. Inoltre, il dispositivo I/O 120 può fornire una tensione rappresentativa di ciò che à ̈ memorizzato sia in forma di uscita digitale (se sono state immagazzinate informazioni digitali), sia in forma di informazione analogica (se sono state immagazzinate informazioni analogiche).

Al dispositivo microelettromeccanico e al metodo descritti possono essere apportate modifiche e varianti, senza uscire dall’ambito della presente invenzione, come definita nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, il dispositivo microelettromeccanico può incorporare uno o più sensori microelettromeccanici di qualsiasi tipo, ma anche micromotori e microattuatori.

Il raggruppamento e il pilotaggio degli interruttori del modulo di selezione può ovviamente variare ed à ̈ essenzialmente determinato dal modo di funzionamento dei sensori, micromotori o microattuatori incorporati nel dispositivo.

Al giroscopio descritto possono essere apportate modifiche e varianti, senza uscire dall’ambito della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

La compensazione ad anello chiuso può essere utilizzata in giroscopi di qualsiasi tipo, sia monoassiali, sia multiassiali. In particolare, il pilotaggio può essere effettuato con anelli microelettromeccanici a tempo discreto, così come a tempo continuo, e può sfruttare gradi di libertà traslatori o rotatori. Il dispositivo di rilevamento che legge gli spostamenti della massa di rilevamento ed estrae la velocità angolare può essere anch’esso a tempo discreto oppure a tempo continuo. Inoltre, il dispositivo di lettura può essere ad anello aperto, come nell’esempio descritto, oppure può sfruttare un anello di retroazione di forza sulla massa di rilevamento. La lettura può essere differenziale di tipo “double-ended†oppure di tipo “single-ended†.

Il dispositivo di compensazione descritto può essere vantaggiosamente applicato anche in giroscopi che utilizzano una singola massa (o un sistema di masse mobili accoppiate in controfase) con più gradi di libertà, in cui la massa (ciascuna massa) à ̈ utilizzata sia per il pilotaggio e per il rilevamento. In questo caso, la massa à ̈ dotata sia di elettrodi di pilotaggio, sia di elettrodi di rilevamento.

Claims (15)

1. RIVENDICAZIONI 1. Giroscopio microelettromeccanico comprendente: un corpo di supporto (6); una massa di rilevamento (8), elasticamente collegata al corpo di supporto (6) e mobile rispetto al corpo di supporto (6) secondo un asse di pilotaggio (X) e un asse di rilevamento (Y); un anello microelettromeccanico di pilotaggio (12) collegato alla massa di rilevamento (8) e azionabile per mantenere la massa di rilevamento (8) in oscillazione secondo l’asse di pilotaggio (X) con una frequenza (ωD); un dispositivo di lettura (5), accoppiato alla massa di rilevamento (8) e configurato per fornire un segnale di uscita (SOUT) indicativo di una velocità angolare (Ω) del corpo di supporto (6); e un dispositivo di compensazione (10), configurato per attenuare componenti di segnale spurie in quadratura rispetto a una velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8) secondo l’asse di pilotaggio (X); in cui il dispositivo di lettura (5) comprende un amplificatore di lettura (32), configurato per fornire un segnale di trasduzione (VT) indicativo di una posizione della massa di rilevamento (8) secondo l’asse di rilevamento (Y); e in cui il dispositivo di compensazione (10) forma un anello di controllo in retroazione con l’amplificatore di lettura (32) ed à ̈ configurato per estrarre dal segnale di trasduzione (VT) un segnale di errore (SE) rappresentativo di componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione (VT) e per fornire all’amplificatore di lettura (32) un segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) funzione del segnale di errore (SE) e tale da attenuare le componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione (VT).
2. 2. Giroscopio secondo la rivendicazione 1, in cui il dispositivo di compensazione (10) comprende un demodulatore di compensazione (40), configurato per demodulare il segnale di trasduzione (VT) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
3. 3. Giroscopio secondo la rivendicazione 2, in cui l’anello microelettromeccanico di pilotaggio (12) à ̈ configurato per fornire al demodulatore di compensazione (40) un segnale di conversione di compensazione (SCC) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
4. 4. Giroscopio secondo la rivendicazione 2 o 3, comprendente un filtro passa-basso di compensazione (41) accoppiato in cascata al demodulatore di compensazione (40) e configurato per fornire il segnale di errore (SE).
5. 5. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 2 a 4, in cui il dispositivo di compensazione (10) comprende un modulatore di compensazione (44) configurato per modulare il segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
6. 6. Giroscopio secondo la rivendicazione 5, in cui il dispositivo di compensazione (10) à ̈ accoppiato all’anello microelettromeccanico di pilotaggio (12) ed à ̈ configurato per ottenere un segnale di conversione di compensazione (SCC) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
7. 7. Giroscopio secondo la rivendicazione 6, in cui il demodulatore di compensazione (40) e il modulatore di compensazione (44) utilizzano il segnale di conversione di compensazione (SCC) rispettivamente per demodulare segnale di trasduzione (VT) e per modulare il segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’).
8. 8. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il dispositivo di compensazione (10) comprende un stadio di controllo (42) configurato per fornire il segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) in funzione del segnale di errore (SE).
9. 9. Giroscopio secondo la rivendicazione 5, in cui lo stadio di controllo (42) comprende un controllore PI o PID.
10. 10. Giroscopio secondo la rivendicazione 8 o 9, comprendente uno stadio capacitivo di accoppiamento (45) fra lo stadio di controllo (42) e l’amplificatore di lettura (32).
11. 11. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il dispositivo di lettura (5) comprende un demodulatore di lettura (33) accoppiato in cascata all’amplificatore di lettura (32) e configurato per demodulare il segnale di trasduzione (VT) in fase rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
12. 12. Sistema elettronico comprendente un’unità di controllo (110) e un giroscopio microelettromeccanico (1) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti accoppiato all’unità di controllo (110).
13. 13. Metodo di controllo di un giroscopio microelettromeccanico avente un corpo di supporto (6) e una massa di rilevamento (8), elasticamente collegata al corpo di supporto (6) e mobile rispetto al corpo di supporto (6) secondo un asse di pilotaggio (X) e un asse di rilevamento (Y); il metodo comprendendo: porre la massa di rilevamento (8) in oscillazione secondo l’asse di pilotaggio (X) con una frequenza (ωD); fornire un segnale di uscita (SOUT) indicativo di una velocità angolare (Ω) del corpo di supporto (6); e attenuare componenti di segnale spurie in quadratura rispetto a una velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8) secondo l’asse di pilotaggio (X); in cui: fornire il segnale di uscita (SOUT) comprende fornire un segnale di trasduzione (VT) indicativo di una posizione della massa di rilevamento (8) secondo l’asse di rilevamento (Y); e attenuare componenti di segnale spurie comprende estrarre dal segnale di trasduzione (VT) un segnale di errore (SE) rappresentativo di componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione (VT) e fornire in retroazione all’amplificatore di lettura (32) un segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) in funzione del segnale di errore (SE) e tale da attenuare le componenti di quadratura presenti nel segnale di trasduzione (VT).
14. 14. Metodo secondo la rivendicazione 13, in cui estrarre dal segnale di trasduzione (VT) il segnale di errore (SE) comprende demodulare il segnale di trasduzione (VT) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).
15. 15. Metodo secondo la rivendicazione 14, in cui fornire in retroazione all’amplificatore di lettura (32) il segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) comprende modulare il segnale di compensazione (SCOMP, SCOMP’) in quadratura rispetto alla velocità di oscillazione della massa di rilevamento (8).