IT201900000989A1 - Circuito per rilevare un segnale analogico generato da un sensore, sistema elettronico e procedimento corrispondenti - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:
“Circuito per rilevare un segnale analogico generato da un sensore, sistema elettronico e procedimento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione è relativa ai circuiti di front-end analogici (AFE, “Analog Front-End”).
Una o più forme di attuazione possono essere applicate a circuiti di front-end analogici per rilevare segnali da sensori piezoresistivi (PZR).
Per esempio, una o più forme di attuazione possono essere applicate al rilevamento (“sensing”) di segnali da sensori piezoresistivi in sistemi micro-elettro-meccanici (MEMS, “Micro-Electro-Mechanical System”), come i microspecchi risonanti.
Sfondo tecnologico
Un circuito di front-end analogico comprende generalmente una circuiteria di condizionamento di segnale analogico che usa amplificatori analogici sensibili, per es. amplificatori operazionali (op-amps), filtri, e talvolta circuiti integrati specifici per l’applicazione (ASIC, “Application-Specific Integrated Circuit”) per fornire un blocco funzionale elettronico che facilita l’interfacciamento di un sensore a uno stadio di elaborazione successivo, come un convertitore analogico/digitale (ADC), un microcontrollore o simili.
Condizionare il segnale significa manipolare un segnale analogico in modo tale che soddisfi i requisiti dello stadio successivo per una elaborazione ulteriore, per es. in termini di intervallo (di tensione) di ingresso massimo.
In varie applicazioni, uno stadio di rilevamento (per es., un sensore) può essere seguito da uno stadio di condizionamento del segnale (che comporta eventualmente un’amplificazione del segnale ricevuto dal sensore) e da uno stadio di elaborazione (comprendente, per es., un ADC e/o un microcontrollore). Amplificatori operazionali sono impiegati generalmente per effettuare l’amplificazione del segnale nello stadio di condizionamento del segnale, cioè nel circuito di AFE.
Per esempio, un circuito di front-end analogico può essere usato per leggere un segnale da un sensore piezoresistivo associato a un micro-specchio MEMS.
Secondo differenti applicazioni, i micro-specchi possono essere pilotati in:
- una modalità “lineare”, in cui il movimento (angolare) del micro-specchio segue un segnale di pilotaggio approssimativamente lineare, come un segnale a rampa e/o un segnale a dente di sega; o
- una modalità “risonante”, in cui il micro-specchio è pilotato da un segnale di pilotaggio periodico (per es., un segnale a onda quadra) a una frequenza approssimativamente uguale alla frequenza di risonanza del micro-specchio stesso.
In quest’ultimo caso, cioè nella modalità risonante, la frequenza del segnale di pilotaggio dovrebbe essere mantenuta il più vicino possibile alla frequenza di risonanza del micro-specchio al fine di contrastare efficacemente gli effetti di smorzamento e di sostenere la vibrazione del micro-specchio alla sua frequenza di risonanza. In aggiunta, il segnale di pilotaggio dovrebbe essere sincronizzato con il movimento del micro-specchio, per es. con i fronti del segnale di pilotaggio corrispondenti ad eventi di passaggio per lo zero di un segnale generato da un sensore (piezoresistivo) accoppiato al micro-specchio e configurato per rilevare la sua posizione.
Perciò, possibili spostamenti della frequenza di risonanza del micro-specchio durante il funzionamento (per es., a causa delle variazioni di temperatura e/o di pressione) dovrebbero essere rilevati affinché il segnale di pilotaggio segua gli spostamenti di frequenza.
Come esemplificato nella Figura 1, un sensore piezoresistivo 10 può essere usato per rilevare informazioni meccaniche (per es., una deformazione e/o un movimento) di un micro-specchio associato a esso (non visibile nelle Figure qui annesse).
In particolare, il sensore piezoresistivo 10 comprende quattro piezoresistori R1, R2, R3, R4 in una configurazione a ponte (“full-bridge”), la configurazione a ponte essendo polarizzata con una certa tensione di alimentazione tra un rail di alimentazione (positivo) BIAS_P e un rail di alimentazione (negativo) BIAS_N. Un segnale analogico VS può essere rilevato tra i nodi intermedi dei due semi-ponti (“half-bridge”) del sensore piezoresistivo 10, cioè tra il nodo PZR_P (intermedio ai resistori R3 e R4) e il nodo PZR_N (intermedio ai resistori R1 e R2).
Come esemplificato nella Figura 1, un segnale (di tensione) analogico VS rilevato tra i nodi PZR_P e PZR_N è propagato a un circuito di rilevamento 12 comprendente un blocco circuitale di front-end analogico 121 (indicato anche come blocco circuitale di condizionamento nella presente descrizione) configurato per condizionare il segnale analogico VS rilevato tra i nodi PZR_P e PZR_N.
Il circuito di rilevamento 12 può anche comprendere un convertitore analogico/digitale 122 configurato per fornire un segnale digitale di uscita ADC_out risultante da una conversione in digitale del segnale condizionato analogico VS,C fornito dal blocco circuitale di front-end analogico 121, e così indicativo del segnale analogico VS fornito dal sensore piezoresistivo 10.
In alternativa o in aggiunta, il circuito di rilevamento 12 può comprendere un circuito comparatore 123 (per es., un comparatore con o senza isteresi) accoppiato all’uscita del blocco circuitale di front-end analogico 121 per generare un segnale di passaggio per lo zero ZC_out indicativo di eventi di passaggio per lo zero del segnale analogico VS fornito dal sensore piezoresistivo 10.
In alcune applicazioni, per es. quando sono lette informazioni da micro-specchi risonanti, il sensore piezoresistivo 10 può fornire un segnale analogico VS simile a una sinusoide (per es., dovuto a una deformazione e/o a un movimento meccanico periodico del micro-specchio risonante) a una frequenza fS corrispondente alla frequenza di risonanza del micro-specchio. Come discusso precedentemente, la frequenza di risonanza del microspecchio può cambiare durante il funzionamento, a causa di varie cause di fondo relative al micro-specchio stesso (per es., variazioni di temperatura, pressione, ecc.). Perciò, può essere usato un anello di controllo (per es., un anello di retroazione sensibile al segnale ADC_out, ZC_out o a entrambi), al fine di mantenere il movimento del microspecchio a una certa frequenza (fissata), indipendentemente da possibili variazioni della frequenza di risonanza del micro-specchio stesso, e/o di adattare la frequenza del segnale di pilotaggio alla nuova frequenza di risonanza (spostata) del micro-specchio.
Perciò, un cambiamento della frequenza di risonanza del micro-specchio può essere rilevato in base al segnale digitale di uscita ADC_out e/o al segnale di passaggio per lo zero ZC_out. Tuttavia, lo stesso blocco circuitale di front-end analogico 121 può introdurre sfasamenti assoluti e/o derive di fase nel segnale propagato VS,C rispetto al segnale analogico di ingresso VS a causa, per es., di variazioni di temperatura.
Così, la deriva di fase del blocco circuitale di front-end analogico 121 dovrebbe essere ridotta (cioè, mantenuta più bassa possibile) al fine di non compromettere un rilevamento corretto della deriva della frequenza di risonanza del micro-specchio.
La deriva di fase del blocco circuitale di front-end analogico 121 è relativa alla deriva di fase della funzione di trasferimento VS,C/VS del blocco circuitale di front-end analogico 121.
Per esempio, la Figura 2A è esemplificativa di una possibile funzione di trasferimento semplificata di un blocco circuitale di front-end analogico 121, in una gamma di frequenze di interesse per applicazioni che coinvolgono micro-specchi risonanti, per es. dalle centinaia di Hz alle decine di kHz.
Nella porzione superiore della Figura 2A, è riprodotta l’ampiezza G della funzione di trasferimento VS,C/VS mentre, nella porzione inferiore della Figura 2A, è riprodotta la fase PH della funzione di trasferimento VS,C/VS.
Come esemplificato con una linea spessa nella Figura 2A, nella gamma di frequenze di interesse, una funzione di trasferimento semplificata di un blocco circuitale di front-end analogico 121 può comprendere un singolo polo a una certa frequenza f0, indicata anche come la “frequenza di taglio” del blocco circuitale di front-end analogico 121 nella presente descrizione.
Generalmente, il blocco circuitale di front-end analogico 121 è progettato in modo tale che, in condizioni operative normali, la frequenza f0 sia ben al di sopra della frequenza fS del segnale analogico VS (simile a una sinusoide) ricevuto nel blocco circuitale di front-end analogico 121, facilitando con ciò un condizionamento del segnale analogico di ingresso VS senza introdurre alcuno sfasamento rilevante nel segnale condizionato analogico di uscita VS,C. Per esempio, la frequenza f0 può essere una decade (cioè, un ordine di grandezza) superiore alla frequenza fS del segnale analogico VS, per es. con fS = 300 Hz e f0 = 3 kHz.
La frequenza dei poli e degli zeri nella funzione di trasferimento può variare come risultato di un cambiamento delle condizioni operative del blocco circuitale di frontend analogico 121, per es. un cambiamento della temperatura operativa.
Per esempio, la linea sottile nella Figura 2A è esemplificativa di un caso in cui la frequenza f0 del polo è ridotta a un nuovo valore f0’ (per esempio, nell’esempio considerato precedentemente in cui f0 = 3 kHz, f0’ può essere intorno a 2,9 kHz). Come risultato, la nuova frequenza f0’ del polo può essere più vicina della vecchia frequenza f0 del polo alla frequenza fS del segnale analogico VS, cosicché la fase del segnale condizionato di uscita VS,C del blocco circuitale di front-end analogico 121 può essere spostata rispetto alla fase del segnale di ingresso VS, cioè il segnale condizionato di uscita VS,C può presentare uno spostamento dipendente dalla temperatura nel <dominio del tempo, secondo la seguente equazione:>
in cui Δφ è lo sfasamento introdotto dal blocco circuitale di AFE 121, fS è la frequenza del segnale di ingresso VS e Δt è lo spostamento risultante nel dominio del tempo del segnale condizionato di uscita VS,C.
Per esempio, uno sfasamento Δφ = 10 mdeg a una frequenza fS = 400 Hz del segnale avrebbe come risultato uno spostamento nel tempo Δt = 69 ns del segnale condizionato di uscita VS,C, e così del segnale digitale di uscita ADC_out così come del segnale di asserzione di passaggio per lo zero ZC_out, come esemplificato nella Figura 2B. In varie applicazioni, tale spostamento nel tempo Δt può non essere conforme ai requisiti dell’anello di controllo.
Generalmente, due cause principali possono condurre a uno spostamento della frequenza dei poli e/o degli zeri della funzione di trasferimento di un blocco circuitale di front-end analogico 121.
La prima causa principale può essere una variazione della larghezza di banda di uno o più amplificatori operazionali compresi nel blocco circuitale di front-end analogico 121. Soluzioni note a questo problema si basano sul progetto di amplificatori operazionali con ampia larghezza di banda, il che ha tuttavia come risultato un consumo di potenza più elevato e una più alta complessità progettuale, con una maggiore occupazione di area di silicio e un maggiore rumore elettronico corrispondenti.
La seconda causa principale può essere una variazione del guadagno della rete (delle reti) di retroazione compresa (comprese) nel blocco circuitale di front-end analogico 121, per es. a causa di variazioni delle costanti di tempo RC risultanti principalmente da una dipendenza non trascurabile dalla temperatura dei valori di resistenza. Soluzioni note a questo problema si basano sulla progettazione di circuiti di front-end analogici con un’architettura a condensatori commutati (“switchedcapacitor”), il che ha un certo numero di inconvenienti, cioè:
- la necessità di un filtro antialiasing tempocontinuo all’estremità della catena di rilevamento, cioè tra il blocco circuitale di front-end analogico 121 e il convertitore analogico/digitale 122, che può ancora introdurre derive di fase relative alla temperatura nella catena di rilevamento,
- un’adeguatezza ridotta per la generazione di un segnale di passaggio per lo zero ZC_out a causa di una commutazione ad alta frequenza,
- una correlazione tra la frequenza di commutazione e la frequenza di risonanza dello specchio, risultante in problemi di intermodulazione, e
- un aumento dell’area di silicio e della complessità circuitale dovuto all’implementazione di una pluralità di amplificatori a guadagno programmabile nell’architettura a condensatori commutati, per es. a causa del fatto che i condensatori integrati non sono adatti per l’implementazione di architetture a condensatori commutati.
Il sensore piezoresistivo 10 può anche essere fornito come un circuito integrato associato a un micro-specchio. Similmente, anche il circuito di rilevamento 12 può essere fornito come un circuito integrato, per es. un ASIC. Il sensore piezoresistivo 10 e il circuito di rilevamento 12 possono così essere montati su un substrato S comune, per es. una scheda a circuito stampato (PCB, “Printed Circuit Board”), come esemplificato nella Figura 1.
Così, in aggiunta alla deriva di fase indesiderata generata eventualmente dal comportamento dipendente dalla temperatura del blocco circuitale di front-end analogico 121, una seconda sorgente di una possibile deriva di fase del segnale condizionato analogico VS,C (e così, del segnale digitale di uscita ADC_out e/o del segnale di asserzione di passaggio per lo zero ZC_out) è relativa al comportamento di filtro passa-basso dipendente dalla temperatura delle connessioni elettriche sul substrato S tra il sensore piezoresistivo 10 e il circuito di rilevamento 12.
In particolare, possono essere presenti capacità parassite CP e CN accoppiate ai nodi PZR_P e PZR_N, come esemplificato nella Figura 3. Tali capacità possono comprendere:
- una capacità ai pad del package del micro-specchio, - una capacità dovuta alle connessioni elettriche tra il sensore piezoresistivo 10 e il circuito di rilevamento 12, implementate per es. come piste conduttive su una PCB, - una capacità ai pad del package del circuito di rilevamento 12, e
- una capacità di ingresso del blocco circuitale di front-end analogico 121.
Le capacità parassite CP e CN all’uscita del sensore piezoresistivo 10 combinate con i piezoresistori R1, R2, R3, R4 nel sensore piezoresistivo 10 possono avere come risultato una funzionalità di filtro passa-basso che agisce sul segnale analogico VS generato dal sensore piezoresistivo 10 (indicato anche come il segnale di uscita PZR nella presente descrizione) in modo simile a quanto descritto precedentemente con riferimento alla funzione di trasferimento del blocco circuitale di front-end analogico 121. Vale a dire, la frequenza di taglio del filtro passabasso può cambiare a causa delle variazioni di temperatura (per es., a causa del comportamento dipendente dalla temperatura dei piezoresistori R1, R2, R3, R4), generando con ciò sfasamenti aggiuntivi del segnale condizionato analogico VS,C (e così, del segnale digitale di uscita ADC_out e/o del segnale di asserzione di passaggio per lo zero ZC_out).
Soluzioni note al problema summenzionato possono basarsi sull’inserimento di rispettivi resistori di compensazione RP e RN tra i nodi di uscita del sensore piezoresistivo 10 e i nodi di ingresso del circuito di rilevamento 12 come esemplficato nella Figura 3, con i resistori RP e RN che hanno un coefficiente di temperatura opposto al coefficiente di temperatura dei piezoresistori R1, R2, R3, R4.
In particolare, i piezoresistori R1, R2, R3, R4 hanno generalmente un coefficiente di temperatura positivo (PTC, “Positive Temperature Coefficient”), cosicché resistori RP e RN con un coefficiente di temperatura negativo (NTC, “Negative Temperature Coefficient”) possono essere implementati sulla PCB, come esemplificato nella Figura 3, al fine di compensare la deriva del polo del filtro passabasso dovuta alle variazioni di temperatura.
Tuttavia, il dimensionamento dei resistori RP e RN può essere una procedura complessa, cosicché la soluzione descritta in precedenza consente soltanto correzioni approssimative che sono fortemente dipendenti dalla specifica applicazione, e uno sfasamento residuo – spesso inaccettabile nel caso di requisiti stringenti del sistema – è presente quasi sempre nel segnale condizionato analogico VS,C.
Ancora un’altra soluzione nota ulteriore al problema della deriva di fase dipendente dalla temperatura nei circuiti di AFE fa affidamento su procedure di calibrazione complesse.
I circuiti di AFE calibrati possono comprendere un sensore di temperatura integrato, per es. implementato come un ASIC. Calibrando il circuito di AFE a due (o più) temperature differenti, può essere dedotta un’interpolazione della relazione tra la temperatura operativa e la deriva di fase del segnale condizionato analogico VS,C, in modo tale che durante il funzionamento normale il segnale digitale di uscita ADC_out possa essere corretto in tempo reale in base alla temperatura rilevata dal sensore di temperatura integrato e alla relazione dedotta con la deriva di fase del segnale condizionato analogico VS,C.
I circuiti di AFE calibrati in temperatura sono generalmente costosi, e la stabilità risultante della compensazione di fase è limitata dalla precisione della procedura di calibrazione, dall’accuratezza dell’interpolazione e da altri fattori. In aggiunta, i circuiti di AFE calibrati in temperatura richiedono una post-elaborazione digitale del segnale digitale di uscita ADC_out che può spesso essere inaccettabile in termini di requisiti del sistema.
Scopo e sintesi
Nonostante la vasta attività nell’area, sono desiderabili ulteriori soluzioni migliorate.
Per esempio, sono desiderabili soluzioni per ridurre lo sfasamento dall’ingresso all’uscita di un circuito di AFE dovuto a variazioni delle sue condizioni operative (per es., variazioni di temperatura), con un impatto ridotto sull’area di silicio e sul consumo di potenza.
In aggiunta, sono desiderabili soluzioni per compensare lo sfasamento dovuto a variazioni delle condizioni operative delle connessioni elettriche tra un sensore e un circuito di AFE corrispondente senza l’uso di componenti aggiuntivi (quali resistori NTC) accoppiati tra il sensore e il circuito di AFE.
Sono desiderabili soluzioni che possono fornire una compensazione dello sfasamento rispetto a cambiamenti delle condizioni operative diversi dalla temperatura, per es. variazioni della tensione di alimentazione.
Sono desiderabili soluzioni che possano non richiedere una calibrazione in temperatura per la compensazione dello sfasamento.
Uno scopo di una o più forme di attuazione è di contribuire a fornire tali soluzioni perfezionate.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un circuito avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un sistema elettronico corrispondente.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un procedimento di funzionamento corrispondente di tale circuito o sistema elettronico.
Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico qui fornito con riferimento alle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione sono relative a un circuito per rilevare un segnale analogico di ingresso generato da un sensore a una prima frequenza e generare un segnale digitale di uscita indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato.
In una o più forme di attuazione il circuito comprende:
- un blocco circuitale di condizionamento configurato per ricevere a una porta di ingresso il segnale analogico di ingresso e generare a una porta di uscita un segnale analogico condizionato,
- un convertitore analogico/digitale accoppiato alla porta di uscita del blocco circuitale di condizionamento, il convertitore analogico/digitale configurato per ricevere il segnale analogico condizionato e fornire a un nodo di uscita del convertitore un segnale digitale convertito risultante dalla conversione in digitale del segnale analogico condizionato e indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato,
- un blocco circuitale di retroazione tra il nodo di uscita del convertitore analogico/digitale e un ingresso di controllo del blocco circuitale di condizionamento, il blocco circuitale di retroazione comprendendo un filtro passa-banda configurato per rivelare selettivamente un segnale periodico a una seconda frequenza, la seconda frequenza superiore alla prima frequenza, il blocco circuitale di retroazione essendo configurato per agire sul blocco circuitale di condizionamento per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza, e - un filtro passa-basso accoppiato al nodo di uscita del convertitore analogico/digitale ed avente una frequenza di taglio del filtro passa-basso inferiore alla seconda frequenza, il filtro passa-basso configurato per filtrare il segnale periodico dal segnale digitale convertito per generare il segnale digitale di uscita.
In una o più forme di attuazione il blocco circuitale di retroazione è configurato per rivelare un’ampiezza del segnale periodico alla seconda frequenza, e:
i) come risultato del fatto che detta ampiezza del segnale periodico aumenta, agire sul blocco circuitale di condizionamento al fine di diminuire una frequenza di taglio del blocco circuitale di condizionamento; o
ii) come risultato del fatto che detta ampiezza del segnale periodico diminuisce, agire sul blocco circuitale di condizionamento al fine di aumentare una frequenza di taglio del blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione, il blocco circuitale di retroazione è configurato per rivelare una fase del segnale periodico alla seconda frequenza, e:
i) come risultato del fatto che detta fase del segnale periodico si sposta nel senso negativo, agire sul blocco circuitale di condizionamento al fine di aumentare una frequenza di taglio del blocco circuitale di condizionamento; o
ii) come risultato del fatto che detta fase del segnale periodico si sposta nel senso positivo, agire sul blocco circuitale di condizionamento al fine di diminuire una frequenza di taglio del blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione il blocco circuitale di retroazione comprende un convertitore digitale/analogico con uscita in corrente configurato per agire sul blocco circuitale di condizionamento per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza variando una corrente di polarizzazione di almeno un amplificatore operazionale incluso nel blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione, il blocco circuitale di retroazione è configurato per agire sul blocco circuitale di condizionamento per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza variando il valore di almeno un resistore variabile e/o di almeno un condensatore variabile inclusi nel blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione il blocco circuitale di retroazione comprende un blocco circuitale di filtro digitale passa-basso avente una frequenza passa-basso inferiore alla prima frequenza e configurato per filtrare via il rumore dal segnale periodico alla seconda frequenza rivelata.
In una o più forme di attuazione il circuito comprende inoltre un blocco circuitale generatore di segnale configurato per sovrapporre detto segnale periodico alla seconda frequenza al segnale analogico di ingresso ricevuto nel blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione, il blocco circuitale generatore di segnale comprende un oscillatore di tensione e un circuito convertitore da tensione a corrente configurati per generare il segnale periodico alla seconda frequenza sotto forma di un segnale di corrente a onda quadra.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un sistema elettronico comprendente:
- un sensore polarizzato con una tensione di alimentazione e configurato per generare un segnale analogico di sensore a una prima frequenza,
- un circuito secondo una o più forme di attuazione accoppiato al sensore per rilevare il segnale analogico di sensore alla prima frequenza e configurato per generare un segnale digitale di uscita indicativo del segnale analogico di sensore rilevato, e
- un circuito generatore di segnale configurato per generare detto segnale periodico alla seconda frequenza.
In una o più forme di attuazione il circuito generatore di segnale è accoppiato al blocco circuitale di condizionamento nel circuito ed è configurato per sovrapporre il segnale periodico alla seconda frequenza al segnale analogico di sensore ricevuto nel blocco circuitale di condizionamento.
In una o più forme di attuazione il circuito generatore di segnale è accoppiato al sensore ed è configurato per sovrapporre il segnale periodico alla seconda frequenza sulla tensione di alimentazione che polarizza il sensore.
In una o più forme di attuazione il circuito generatore di segnale comprende un oscillatore di tensione e un circuito convertitore da tensione a corrente configurati per generare il segnale periodico alla seconda frequenza sotto forma di un segnale di corrente a onda quadra.
In una o più forme di attuazione:
- il blocco circuitale di condizionamento comprende uno stadio differenziale di ingresso comprendente un primo amplificatore operazionale e un secondo amplificatore operazionale aventi ciascuno una rispettiva resistenza di guadagno, e il segnale analogico di ingresso è ricevuto tra un primo nodo di ingresso del primo amplificatore operazionale e un primo nodo di ingresso del secondo amplificatore operazionale;
- il circuito generatore di segnale è configurato per generare un primo segnale periodico alla seconda frequenza e un secondo segnale periodico alla seconda frequenza, il secondo segnale periodico essendo in anti-fase con il primo segnale periodico, applicando una tensione di riferimento a una resistenza adattata alle resistenze di guadagno del primo amplificatore operazionale e del secondo amplificatore operazionale; e
- il primo segnale periodico è fornito a un secondo nodo di ingresso del primo amplificatore operazionale, e il secondo segnale periodico è fornito a un secondo nodo di ingresso del secondo amplificatore operazionale.
In una o più forme di attuazione il sensore comprende un sensore piezoresistivo accoppiato a un micro-specchio e configurato per rivelare un moto del micro-specchio.
Una o più forme di attuazione sono relative a un procedimento per fare funzionare un circuito secondo una o più forme di attuazione o un sistema elettronico secondo una o più forme di attuazione, il procedimento comprendendo:
- ricevere alla porta di ingresso del blocco circuitale di condizionamento un segnale analogico di ingresso generato da un sensore a una prima frequenza e condizionare il segnale analogico di ingresso per generare a una porta di uscita del blocco circuitale di condizionamento un segnale analogico condizionato;
- ricevere il segnale analogico condizionato al convertitore analogico/digitale accoppiato alla porta di uscita del blocco circuitale di condizionamento e convertire il segnale analogico condizionato in un segnale digitale convertito indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato;
- rivelare selettivamente un segnale periodico a una seconda frequenza superiore alla prima frequenza nel blocco circuitale di retroazione e agire sul blocco circuitale di condizionamento per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza; e
- filtrare via il segnale periodico alla seconda frequenza dal segnale digitale convertito per generare il segnale digitale di uscita.
Breve descrizione delle figure
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:
- le Figure 1, 2A, 2B e 3 sono state descritte in precedenza;
- la Figura 4 è uno schema circuitale esemplificativo di una possibile architettura di un blocco circuitale di front-end analogico;
- la Figura 5 è uno schema a blocchi circuitale esemplificativo di forme di attuazione;
- la Figura 6 è esemplificativa di dettagli di implementazione delle forme di attuazione della Figura 5;
- la Figura 7 è uno schema a blocchi circuitale esemplificativo di ulteriori forme di attuazione; e
- la Figura 8 è esemplificativa di dettagli di implementazione delle forme di attuazione della Figura 7.
Descrizione dettagliata
Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita di esempi di forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
In tutte le figure qui annesse, parti o elementi simili sono indicati con riferimenti/numeri simili e una descrizione corrispondente non sarà ripetuta per brevità.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.
A titolo di introduzione generale alla descrizione dettagliata di esempi di forme di attuazione, si può fare riferimento dapprima alla Figura 4.
La Figura 4 è uno schema circuitale esemplificativo di una possibile architettura di un circuito di front-end analogico 121, avente nodi di ingresso PZR_P e PZR_N per l’accoppiamento all’uscita di un sensore 10 (per es., un sensore piezoresistivo che coopera con un micro-specchio) e nodi di uscita AFE_P e AFE_N per fornire una replica condizionata VS,C del segnale di ingresso VS ricevuto dal sensore 10.
In particolare, un circuito di front-end analogico 121 comprende amplificatori analogici, quali amplificatori operazionali, che implementano un circuito amplificatore a singolo stadio o multi-stadio. Vari stadi del circuito di front-end analogico 121 sono accoppiati per mezzo di reti RC, opzionalmente regolabili (per es., per mezzo di resistori variabili, come esemplificato nella Figura 4). Lo stadio di ingresso del circuito di front-end analogico 121 può comprendere una coppia di amplificatori operazionali, aventi rispettivi primi nodi di ingresso accoppiati ai nodi PZR_P e PZR_N per ricevere il segnale di ingresso VS.
In generale, il comportamento in frequenza di un circuito di front-end analogico 121 come esemplificato nella Figura 4 può essere approssimato, nell’intervallo di frequenze di interesse per le applicazioni di microspecchi, con una funzione di trasferimento a singolo polo, come già discusso con riferimento alla Figura 2A. Generalmente, la frequenza f0 di tale polo singolo può essere una decade superiore alla frequenza fS del segnale di ingresso VS ricevuto ai nodi PZR_P e PZR_N, cioè f0 può avere un valore nell’intervallo da alcuni kHz (per es., 3 kHz) alle centinaia di kHz (per es., 700 kHz).
La funzione di trasferimento di un circuito di frontend analogico 121 può comprendere ulteriori poli e/o zeri, che sono tuttavia situati tipicamente a frequenze che non sono di interesse nel contesto della presente descrizione.
Secondo forme di attuazione della soluzione qui descritta ed esemplificata nella Figura 5, un circuito 12 per rilevare un segnale analogico VS generato da un sensore 10 comprende:
- un blocco circuitale di front-end analogico 121 configurato per condizionare un segnale analogico di ingresso VS rilevato tra i nodi PZR_P e PZR_N, generando con ciò un segnale condizionato analogico VS,C;
- un convertitore analogico/digitale 122 configurato per fornire un segnale di uscita digitale ADC_out risultante da una conversione in digitale del segnale condizionato analogico VS,C fornito dal blocco circuitale di front-end analogico 121;
- un blocco circuitale di retroazione 125 accoppiato tra il nodo di uscita del convertitore analogico/digitale 122 e un ingresso di controllo del blocco circuitale di front-end analogico 121, il blocco circuitale di retroazione 125 essendo configurato per:
- rivelare, all’uscita del convertitore analogico/digitale 122, un segnale periodico di riferimento a una frequenza fH superiore alla (o comparabile con la) frequenza di taglio f0 del blocco circuitale di front-end analogico 121 (pertanto, anche superiore alla frequenza fS: fH > f0 > fS) propagato attraverso il blocco circuitale di AFE 121 e il convertitore analogico/digitale 122, e
- agire sul blocco circuitale di front-end analogico 121 per contrastare le variazioni di ampiezza e/o di fase del segnale periodico di riferimento rivelato; e
- un filtro passa-basso digitale 126 accoppiato all’uscita del convertitore analogico/digitale 122, il filtro passa-basso digitale 126 avendo una frequenza di taglio f126 inferiore alla frequenza di taglio f0 del blocco circuitale di AFE 121 e inferiore alla frequenza fH del segnale periodico di riferimento.
Perciò, il filtro passa-basso digitale 126 è configurato per filtrare il segnale di uscita digitale ADC_out per fornire un ulteriore segnale di uscita digitale ADC_out’ a una frequenza fS indicativo del segnale analogico VS generato dal sensore 10, e non disturbato dalla propagazione di un segnale a una frequenza fH attraverso il blocco circuitale di AFE 121 e il convertitore analogico/digitale 122.
La frequenza fH è preferibilmente superiore a f0 (per es., fH > 2∙f0) così da facilitare un filtraggio del segnale periodico di riferimento nel filtro passa-basso 126.
Tuttavia, il funzionamento di un circuito come qui descritto può essere efficace a condizione che la frequenza fH sia “comparabile” alla frequenza di taglio f0, cioè a condizione che la propagazione di un segnale a una frequenza fH attraverso il blocco circuitale di AFE 121 sia affetta (in termini di ampiezza e/o fase) da variazioni (anche leggere variazioni) della frequenza di taglio f0. A questo riguardo, la frequenza fH può anche essere inferiore alla frequenza di taglio f0.
In una o più forme di attuazione, il segnale periodico di riferimento alla frequenza fH è sovrapposto al segnale di ingresso VS ricevuto ai nodi PZR_P e PZR_N del blocco circuitale di front-end analogico 121.
In una configurazione circuitale come descritta in precedenza e illustrata nella Figura 6, il segnale periodico di riferimento alla frequenza fH (per es., un segnale a onda quadra) si propaga attraverso il blocco circuitale di AFE 121 ai nodi di uscita AFE_P e AFE_N, e così attraverso il circuito ADC 122, in modo analogo a quello del segnale analogico di ingresso VS ricevuto ai nodi PZR_P e PZR_N dal sensore 10 (indicato anche come “segnale di ingresso efficace” nella presente descrizione).
Come risultato del fatto che la frequenza fH è più alta della frequenza fS e più alta della (o comparabile alla) frequenza di taglio f0, la propagazione (in termini di ampiezza e/o fase) del segnale periodico di riferimento alla frequenza fH è affetta (anche) da leggere variazioni della frequenza di taglio f0 (per es., a causa delle variazioni di temperatura).
Per esempio, come risultato del fatto che la frequenza di taglio f0 diminuisce (leggermente), l’ampiezza del segnale periodico di riferimento propagato all’uscita del blocco circuitale di ADC 122 può diminuire (cioè, può avere luogo un’attenuazione) e la fase può spostarsi nel senso negativo.
Per contro, come risultato del fatto che la frequenza di taglio f0 aumenta (leggermente), l’ampiezza del segnale periodico di riferimento propagato può aumentare (cioè, può avere luogo un’amplificazione) e la fase può spostarsi nel senso positivo.
Perciò, il fatto di rilevare variazioni di ampiezza e/o di fase del segnale periodico di riferimento alla frequenza fH può facilitare un’azione sul blocco circuitale di AFE 121 al fine di compensare variazioni (anche lievi) della frequenza di taglio f0, allo scopo di consentire al segnale efficace di ingresso VS alla frequenza fS di propagarsi inalterato.
Il blocco circuitale di retroazione 125 è configurato per filtrare il segnale digitale di uscita ADC_out rilevato all’uscita del convertitore analogico/digitale 122 con un filtro passa-banda 1251 centrato intorno alla frequenza fH del segnale periodico di riferimento (cioè, f1251 ≈ fH).
Il blocco circuitale di retroazione 125 può così essere configurato per misurare l’ampiezza di tale segnale filtrato alla frequenza fH, per es. misurando l’ampiezza della prima armonica, e per pilotare un convertitore digitale/analogico (DAC, “digital-to-analog converter”) 1253 con uscita in corrente al fine di variare la corrente di polarizzazione di almeno un amplificatore operazionale nel blocco circuitale di AFE 121, così da contrastare qualsiasi variazione di detta ampiezza del segnale filtrato, questa operazione avendo anche come risultato di contrastare qualsiasi variazione (o spostamento) della frequenza f0 del polo principale del blocco circuitale di AFE 121.
In alternativa o in aggiunta, il blocco circuitale di retroazione 125 può essere configurato per misurare la fase di tale segnale filtrato alla frequenza fH e per pilotare il convertitore DAC 1253 con uscita in corrente, al fine di variare la corrente di polarizzazione di almeno un amplificatore operazionale nel blocco circuitale di AFE 121, così da contrastare qualsiasi variazione di detta fase del segnale filtrato, questa operazione avendo anche come risultato di contrastare qualsiasi variazione (o spostamento) della frequenza f0 del polo principale del blocco circuitale di AFE 121.
In alternativa o in aggiunta, il blocco circuitale di retroazione 125 può essere configurato per operare su un parametro (su parametri) di almeno un amplificatore operazionale nel blocco circuitale di AFE 121 diverso dalla corrente di polarizzazione, al fine di contrastare qualsiasi variazione (sia essa una variazione di ampiezza o una variazione di fase) del segnale filtrato alla frequenza fH.
In alternativa o in aggiunta, il blocco circuitale di retroazione 125 può essere configurato per operare su altri parametri del blocco circuitale di AFE 121, anche non relativi agli amplificatori operazionali compresi in esso (per es., valori di resistori e/o di condensatori).
Perciò, il blocco circuitale di retroazione 125 implementa una sorta di anello di controllo che funziona in parallelo al comportamento normale del blocco circuitale di front-end analogico 121, al fine di misurare (indirettamente) il segno e la grandezza dello sfasamento del blocco circuitale di AFE 121 (per es., dovuto a variazioni di temperatura) e di regolare di conseguenza la polarizzazione e/o altri parametri del blocco circuitale di AFE 121 per compensare tale sfasamento.
Come descritto, tale misurazione del segno e della grandezza dello sfasamento del blocco circuitale di AFE 121 può essere effettuata:
- misurando direttamente lo sfasamento del segnale periodico di riferimento propagato attraverso il blocco circuitale di AFE 121 e il circuito ADC 122, o
- misurando la variazione di ampiezza del segnale periodico di riferimento propagato attraverso il blocco circuitale di AFE 121 e il circuito ADC 122, e correlando tale variazione di ampiezza con uno sfasamento corrispondente.
Nelle forme di attuazione rappresentate in precedenza come esempio, il blocco circuitale di retroazione 125 prende come ingresso digitale il segnale ADC_out e funziona con gradini discreti al fine di mantenere costante l’ampiezza e/o la fase del segnale periodico di riferimento propagato, facilitando con ciò il fatto di mantenere costante la frequenza di taglio f0 del polo principale della funzione di trasferimento del blocco circuitale di AFE 121.
La larghezza di tali gradini discreti dovrebbe essere inferiore allo sfasamento massimo che può essere tollerato nella specifica applicazione, e il numero di gradini disponibili dovrebbe essere relativo all’intervallo dello sfasamento per cui si cerca la compensazione.
Opzionalmente, nel blocco circuitale di retroazione 125 può essere implementato un filtraggio digitale aggiuntivo da parte di un blocco circuitale di filtro digitale 1252 tra il filtro passa-banda 1251 e il convertitore DAC 1253 con uscita in corrente, per es. per filtrare via il rumore e fornire un comportamento di retroazione a bassa frequenza del blocco circuitale di retroazione 125. L’ampiezza del segnale alla frequenza fH filtrato dal filtro passa-banda 1251 può essere abbastanza scarsa e può avere eventualmente un basso rapporto di segnale su rumore, in modo tale che un filtraggio digitale passa-basso nel blocco circuitale di filtro 1252 può facilitare la rilevazione di variazioni lente del segnale di retroazione (per es., su una scala di tempo comparabile con la tipica scala di tempo delle variazioni di temperatura) e fornire così una maggiore gamma dinamica (“dynamic range”) del segnale di retroazione misurato.
Perciò, un filtraggio digitale aggiuntivo effettuato nel blocco circuitale di filtro digitale 1252 può essere vantaggioso nel fornire un segnale di compensazione a bassa frequenza (per es., un segnale di compensazione di corrente con una frequenza inferiore a fS) per migliorare la stabilità del sistema.
In una o più forme di attuazione, il circuito 12 può comprendere un blocco circuitale generatore di segnale 124, configurato per generare il segnale periodico di riferimento alla frequenza fH e per fornire tale segnale periodico di riferimento al blocco circuitale di front-end analogico 121 così da essere sovrapposto al segnale analogico di ingresso VS.
In particolare, come esemplificato nella Figura 6, il blocco circuitale generatore di segnale 124 è configurato per generare un segnale periodico di riferimento quale un segnale a onda quadra, un segnale sinusoidale, o di altro tipo.
Per esempio, il blocco circuitale generatore di segnale 124 può comprendere un oscillatore di tensione e un circuito da tensione a corrente (V2I, “voltage-tocurrent”), al fine di generare un segnale di corrente di riferimento a onda quadra. Il fatto di generare il segnale periodico (i segnali periodici) di riferimento per mezzo di un oscillatore di tensione e di un circuito da tensione a corrente può facilitare una riduzione della dipendenza dalla resistenza di guadagno del blocco circuitale di front-end analogico 121.
Come esemplificato nella Figura 6, il segnale periodico (i segnali periodici) di riferimento può (possono) essere fornito (forniti) in ingresso come un segnale (segnali) di corrente agli ingressi invertenti degli amplificatori operazionali nel primo stadio del blocco circuitale di AFE 121. Tali segnali di corrente hanno come risultato una tensione di ingresso equivalente che ha un valore che dipende dalla grandezza della corrente e dalla resistenza di guadagno del primo stadio del blocco circuitale di AFE 121, e che è amplificata ulteriormente negli stadi seguenti del blocco circuitale di AFE 121. I segnali di corrente periodici di riferimento possono essere generati applicando una tensione di riferimento precisa e indipendente dalla temperatura (per es., un riferimento bandgap) a una resistenza dello stesso tipo tecnologico della resistenza di guadagno e adattata ad essa, in modo tale che la grandezza della tensione di ingresso equivalente possa non dipendere dal valore del segnale (dei segnali) di corrente periodico (periodici) di riferimento o dal valore della resistenza di guadagno. La grandezza della tensione di ingresso equivalente può dipendere (quasi) soltanto dal valore della tensione di riferimento, così da essere a sua volta quasi indipendente dalla temperatura.
Opzionalmente, il blocco circuitale generatore di segnale 124 può generare una coppia di segnali periodici di riferimento, per es. segnali di corrente a onda quadra, con il secondo segnale nella coppia che è in anti-fase rispetto al primo segnale nella coppia.
Il primo segnale nella coppia di segnali periodici di riferimento può essere fornito a un secondo ingresso del primo amplificatore operazionale dello stadio di ingresso del blocco circuitale di AFE 121 (con il primo ingresso del primo amplificatore operazionale configurato per essere accoppiato al nodo PZR_P), e il secondo segnale nella coppia di segnali periodici di riferimento può essere fornito a un secondo ingresso del secondo amplificatore operazionale dello stadio di ingresso del blocco circuitale di AFE 121 (con il primo ingresso del secondo amplificatore operazionale configurato per essere accoppiato al nodo PZR_N).
Si comprenderà che il fatto di fornire una coppia di segnali periodici di riferimento in anti-fase come esemplificato nella Figura 6 è vantaggioso nel contesto di un’architettura completamente differenziale come illustrata. Tuttavia, in una o più forme di attuazione, al blocco circuitale di AFE 121 può essere fornito un singolo segnale periodico di riferimento.
Secondo una o più forme di attuazione della soluzione qui descritta ed esemplificata nella Figura 7, il blocco circuitale generatore di segnale 124 può essere configurato per fornire il segnale periodico di riferimento a una frequenza fH al sensore 10 invece che al blocco circuitale di AFE 121.
Nelle forme di attuazione della Figura 7, il segnale periodico di riferimento è sovrapposto al “segnale di ingresso efficace” VS generato dal sensore 10 direttamente nel sensore 10.
Per esempio, come esemplificato nella Figura 8, il segnale periodico di riferimento può essere sovrapposto alla tensione di polarizzazione del sensore piezoresistivo 10, essendo propagato con ciò al segnale di uscita VS.
Perciò, nella configurazione circuitale illustrata nella Figura 8, il segnale periodico di riferimento alla frequenza fH si propaga non solo attraverso il blocco circuitale di AFE 121, ma anche attraverso le linee elettricamente conduttive che accoppiano il sensore 10 al circuito di rilevamento 12.
Come risultato, la propagazione (in termini di ampiezza e/o fase) del segnale periodico di riferimento alla frequenza fH è affetta non solo dalle variazioni della frequenza di taglio f0, ma anche dalle variazioni della frequenza del polo del filtro passa-basso dovute alle capacità parassite CP e CN combinate con i piezoresistori R1, R2, R3, R4 nel sensore piezoresistivo 10.
Perciò, forme di attuazione secondo la topologia illustrata nelle Figure 7 e 8 forniscono vantaggiosamente mezzi per compensare gli sfasamenti di un intero sistema “sensore più circuito”, facendo sì che il segnale periodico di riferimento si propaghi attraverso l’intero percorso di propagazione del segnale efficace VS.
Si apprezzerà che varie caratteristiche aggiuntive o opzionali descritte con riferimento alle forme di attuazione delle Figure 5 e 6 possono applicarsi anche alle forme di attuazione delle Figure 7 e 8.
Forme di attuazione della presente descrizione facilitano così una riduzione dei fenomeni di sfasamento in circuiti di front-end analogici, per es. dovuti a variazioni di temperatura, per mezzo di un anello di retroazione configurato per rilevare un segnale periodico di riferimento sovrapposto al segnale di ingresso efficace ed avente una frequenza superiore alla frequenza del segnale di ingresso efficace, con prestazioni migliorate rispetto agli approcci di tecnica nota.
In aggiunta, forme di attuazione della presente descrizione forniscono la possibilità di implementare circuiti di AFE, come 121, con una funzionalità di filtro passa-basso “aggressiva” (cioè, con una frequenza f0 del polo dominante più vicina alla frequenza del segnale fS in confronto a soluzioni di tecnica nota), il che fornisce migliori prestazioni di reiezione del rumore.
Una o più forme di attuazione sono adatte per l’uso con circuiti di front-end analogici tempo-continui e fanno affidamento su pochi circuiti aggiuntivi per implementare una compensazione dello sfasamento, avendo così come risultato un incremento trascurabile dell’area di silicio e del consumo di potenza in confronto a circuiti non compensati.
Una o più forme di attuazione facilitano una compensazione dell’effetto di capacità parassite CP, CN non trascurabili e/o l’effetto di piezoresistori con un comportamento PTC senza la necessità che resistori NTC siano montati sulla PCB.
Una o più forme di attuazione sono efficaci nel fornire una compensazione dello sfasamento non solo rispetto alle variazioni di temperatura, ma anche rispetto alle variazioni dell’alimentazione o ad altre variazioni delle condizioni operative.
Vantaggiosamente, forme di attuazione della presente descrizione non richiedono un costoso processo di calibrazione in temperatura.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall’ambito di protezione.
L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.
Claims (15)
- RIVENDICAZIONI 1. Circuito (12) per rilevare un segnale analogico di ingresso (VS) generato da un sensore (10) a una prima frequenza (fS) e generare un segnale digitale di uscita (ADC_out’) indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato (VS), il circuito (12) comprendendo: - un blocco circuitale di condizionamento (121) configurato per ricevere a una porta di ingresso (PZR_P, PZR_N) il segnale analogico di ingresso (VS) e generare a una porta di uscita (AFE_P, AFE_N) un segnale analogico condizionato (VS,C), e - un convertitore analogico/digitale (122) accoppiato alla porta di uscita (AFE_P, AFE_N) del blocco circuitale di condizionamento (121), il convertitore analogico/digitale (122) configurato per ricevere il segnale analogico condizionato (VS,C) e fornire a un nodo di uscita del convertitore un segnale digitale convertito (ADC_out) risultante dalla conversione in digitale del segnale analogico condizionato (VS,C) e indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato (VS), caratterizzato dal fatto che il circuito (12) comprende inoltre: - un blocco circuitale di retroazione (125) tra il nodo di uscita del convertitore analogico/digitale (122) e un ingresso di controllo del blocco circuitale di condizionamento (121), il blocco circuitale di retroazione (125) comprendendo un filtro passa-banda (1251) configurato per rilevare selettivamente un segnale periodico a una seconda frequenza (fH), la seconda frequenza (fH) superiore alla prima frequenza (fS), il blocco circuitale di retroazione (125) essendo configurato per agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza (fH), e - un filtro passa-basso (126) accoppiato al nodo di uscita del convertitore analogico/digitale (122) e avente una frequenza di taglio del filtro passa-basso inferiore alla seconda frequenza (fH), il filtro passa-basso (126) configurato per filtrare via il segnale periodico dal segnale digitale convertito (ADC_out) per generare il segnale digitale di uscita (ADC_out’).
- 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui il blocco circuitale di retroazione (125) è configurato per rilevare (1251) un’ampiezza del segnale periodico alla seconda frequenza (fH), e: i) come risultato del fatto che detta ampiezza del segnale periodico aumenta, agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) al fine di diminuire una frequenza di taglio (f0) del blocco circuitale di condizionamento (121); o ii) come risultato del fatto che detta ampiezza del segnale periodico diminuisce, agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) al fine di aumentare una frequenza di taglio (f0) del blocco circuitale di condizionamento (121).
- 3. Circuito secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui il blocco circuitale di retroazione (125) è configurato per rilevare (1251) una fase del segnale periodico alla seconda frequenza (fH), e: i) come risultato del fatto che detta fase del segnale periodico si sposta nel senso negativo, agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) al fine di aumentare una frequenza di taglio (f0) del blocco circuitale di condizionamento (121); o ii) come risultato del fatto che detta fase del segnale periodico si sposta nel senso positivo, agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) al fine di diminuire una frequenza di taglio (f0) del blocco circuitale di condizionamento (121).
- 4. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il blocco circuitale di retroazione (125) comprende un convertitore digitale/analogico (1253) con uscita in corrente configurato per agire sul blocco circuitale di condizionamento (121) per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza (fH) variando una corrente di polarizzazione di almeno un amplificatore operazionale incluso nel blocco circuitale di condizionamento (121).
- 5. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il blocco circuitale di retroazione (125) è configurato per agire sul blocco circuitale di condizionamento (121) per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza (fH) variando il valore di almeno un resistore variabile e/o almeno un condensatore variabile incluso nel blocco circuitale di condizionamento (121).
- 6. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il blocco circuitale di retroazione (125) comprende un blocco circuitale di filtro digitale passa-basso (1252) avente una frequenza passa-basso inferiore alla prima frequenza (fS) e configurato per filtrare via il rumore dal segnale periodico alla seconda frequenza (fH) rilevato.
- 7. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre un blocco circuitale generatore di segnale (124) configurato per sovrapporre detto segnale periodico alla seconda frequenza (fH) al segnale analogico di ingresso (VS) ricevuto nel blocco circuitale di condizionamento (121).
- 8. Circuito secondo la rivendicazione 7, in cui il blocco circuitale generatore di segnale (124) comprende un oscillatore di tensione e un circuito convertitore da tensione a corrente configurati per generare il segnale periodico alla seconda frequenza (fH) sotto forma di un segnale di corrente a onda quadra.
- 9. Sistema elettronico comprendente: - un sensore (10) polarizzato (BIAS_P, BIAS_N) con una tensione di alimentazione e configurato per generare un segnale analogico di sensore (VS) a una prima frequenza (fS), - un circuito (12) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 6 accoppiato al sensore (10) per rilevare il segnale analogico di sensore (VS) alla prima frequenza (fS) e configurato per generare un segnale digitale di uscita (ADC_out’) indicativo del segnale analogico di sensore rilevato (VS), e - un circuito generatore di segnale (124) configurato per generare detto segnale periodico alla seconda frequenza (fH).
- 10. Sistema elettronico secondo la rivendicazione 9, in cui il circuito generatore di segnale (124) è accoppiato al blocco circuitale di condizionamento (121) nel circuito (12) ed è configurato per sovrapporre il segnale periodico alla seconda frequenza (fH) al segnale analogico di sensore (VS) ricevuto nel blocco circuitale di condizionamento (121).
- 11. Sistema elettronico secondo la rivendicazione 9, in cui il circuito generatore di segnale (124) è accoppiato al sensore (10) ed è configurato per sovrapporre il segnale periodico alla seconda frequenza (fH) alla tensione di alimentazione del sensore (10).
- 12. Sistema elettronico secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 9 a 11, in cui il circuito generatore di segnale (124) comprende un oscillatore di tensione e un circuito convertitore da tensione a corrente configurati per generare il segnale periodico alla seconda frequenza (fH) sotto forma di un segnale di corrente a onda quadra.
- 13. Sistema elettronico secondo la rivendicazione 12, in cui: - il blocco circuitale di condizionamento (121) comprende uno stadio differenziale di ingresso comprendente un primo amplificatore operazionale e un secondo amplificatore operazionale aventi ciascuno una rispettiva resistenza di guadagno, e il segnale analogico di ingresso (VS) è ricevuto tra un primo nodo di ingresso (PZR_P) del primo amplificatore operazionale e un primo nodo di ingresso (PZR_N) del secondo amplificatore operazionale; - il circuito generatore di segnale (124) è configurato per generare un primo segnale periodico alla seconda frequenza (fH) e un secondo segnale periodico alla seconda frequenza (fH), il secondo segnale periodico essendo in anti-fase con il primo segnale periodico, applicando una tensione di riferimento a una resistenza adattata alle resistenze di guadagno del primo amplificatore operazionale e del secondo amplificatore operazionale; e - il primo segnale periodico è fornito a un secondo nodo di ingresso del primo amplificatore operazionale, e il secondo segnale periodico è fornito a un secondo nodo di ingresso del secondo amplificatore operazionale.
- 14. Sistema elettronico secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 9 a 13, in cui il sensore (10) comprende un sensore piezoresistivo accoppiato a un micro-specchio risonante e configurato per rivelare un moto del microspecchio risonante.
- 15. Procedimento per fare funzionare un circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 8 o un sistema elettronico secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 9 a 14, il procedimento comprendendo: - ricevere alla porta di ingresso (PZR_P, PZR_N) del blocco circuitale di condizionamento (121) un segnale analogico di ingresso (VS) generato da un sensore (10) a una prima frequenza (fS) e condizionare il segnale analogico di ingresso (VS) per generare a una porta di uscita (AFE_P, AFE_N) del blocco circuitale di condizionamento (121) un segnale analogico condizionato (VS,C); - ricevere il segnale analogico condizionato (VS,C) nel convertitore analogico/digitale (122) accoppiato alla porta di uscita (AFE_P, AFE_N) del blocco circuitale di condizionamento (121) e convertire il segnale analogico condizionato (VS,C) in un segnale digitale convertito (ADC_out) indicativo del segnale analogico di ingresso rilevato (VS); - rilevare selettivamente un segnale periodico a una seconda frequenza (fH) superiore alla prima frequenza (fS) nel blocco circuitale di retroazione (125) e agire (1253) sul blocco circuitale di condizionamento (121) per contrastare le variazioni del segnale periodico alla seconda frequenza (fH); e - filtrare via il segnale periodico alla seconda frequenza (fH) dal segnale digitale convertito (ADC_out) per generare il segnale digitale di uscita (ADC_out’).
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