FR2967540A1 - Procede de reception d'un signal multiporteuse mettant en œuvre une estimation des interferences, dispositif de reception et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'égalisation du signal multiporteuse mettant en œuvre les étapes suivantes pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - décomposition (12) dudit signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; estimation (13) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée ; - soustraction (14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé.

Description

Procédé de réception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre une estimation des interférences, dispositif de réception et programme d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des communications mettant en oeuvre des modulations à porteuses multiples. Plus précisément, l'invention concerne la réception de signaux multiporteuses, et l'estimation des données transmises dans de tels signaux. Notamment, la technique selon l'invention est bien adaptée à la réception de signaux multiporteuses ayant subi une modulation OFDM « avancée » ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde et présentant une orthogonalité dans le domaine réel. Par exemple, une telle modulation est de type OFDM/OQAM (en anglais « Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation »), BFDM/OQAM (en anglais « Biorthogonal Frequency Division Multiplexing / OQAM »), HS-OQAM (en anglais « Hermitian-Symmetry OQAM »), Wavelet OFDM, etc.

L'invention trouve notamment des applications dans le domaine des communications sans fil (DAB, DVB-T, WLAN, optique non guidée, etc) ou filaires (xDSL, PLC, optique, etc). En particulier, l'invention est bien adaptée aux transmissions filaires de type PLC, telles que définies dans la norme IEEE P1901 présentée notamment dans le document «Recent Developments in the Standardization of Power Line Communications within the IEEE» de Stefano Galli et Oleg Logvinov, IEEE Communications Magazine, Juillet 2008. 2. Art antérieur Les techniques de transmission à porteuses multiples présentent de nombreux avantages, notamment dans le contexte de canaux multi-trajets. Ainsi, les modulations de type OFDM sont particulièrement bien adaptées pour contrer les effets des évanouissements dans les canaux à trajets multiples. Toutefois, ces modulations OFDM présentent l'inconvénient de générer un signal présentant une mauvaise localisation fréquentielle, et nécessitent donc l'introduction d'un intervalle de garde dans le domaine temporel pour limiter les interférences. Or l'insertion d'un tel intervalle de garde engendre une diminution de l'efficacité spectrale du signal multiporteuse.

Des solutions alternatives ont alors été proposées pour limiter les interférences tout en s'affranchissant de l'insertion d'un intervalle de garde. Ces techniques reposent sur la mise en forme du signal par des filtres (pour un signal discrétisé) ou des fonctions (pour un signal continu), dits prototypes, permettant une meilleure localisation fréquentielle grâce à des propriétés d'orthogonalité restreintes au corps des réels. Il s'agit par exemple des modulations de type OFDM/OQAM, classiquement utilisées pour les communications radiofréquences. Plus précisément, si l'on considère les modulations OFDM/OQAM, le signal OFDM/OQAM peut être représenté, en bande de base, sous la forme suivante : M-1 s(t) = am,n P(t - nz0ei2lcmfètei¢m,n m=0 neZ gm.n(t) - am n un élément de données à valeur réelle à transmettre sur une porteuse m à l'instant n ; - Mle nombre de porteuses d'un symbole multiporteuse ; - p(t) la fonction prototype utilisée par le modulateur ; 1 - 20 = -T0 , avec Tp la durée d'un symbole multiporteuse en sortie du modulateur ; - Fo =1 / To l'espacement entre deux porteuses adjacentes du multiplex ; 0m n un terme de phase choisi de manière à réaliser une alternance partie réelle-10 partie imaginaire permettant l'orthogonalité, par exemple égal à 2 (n + m) ou

(n+m)±7Lnm. Par analogie avec l' OFDM, on appelle « symboles multiporteuses » les symboles obtenus en sortie du modulateur, après mise en forme par la fonction prototype. Il s'agit toutefois d'un abus de langage simplificateur dans le cas de l'OFDM/OQAM, où les symboles modulés ont un support 15 qui dépend de la durée de la fonction prototype p(t). On note que la fonction p(t) doit satisfaire la condition d'orthogonalité réelle, c'est-à-dire que les fonctions de base gyn n doivent être telles que : (gmm,gm= 9i gm,n(t)gm',n'(t)dt = 5m m,5n n, (.,.)R désigne le produit scalaire réel ; 9i { } désigne la partie réelle ; S désigne le symbole de Kronecker. De plus, pour une modulation de type OFDM/OQAM, les éléments de données am n portent une valeur réelle et sont, à l'instant symbole n et pour la porteuse m, issus d'opérations 25 préliminaires usuelles, comprenant la transformation de données initiales sous forme binaire en symboles q-aire. Dans le cas d'une modulation d'amplitude en quadrature QAM à constellation carrée à 22x états, où chaque état correspond à un complexe, cette transformation est de type binaire à 2K aire. Par exemple, pour une 4-QAM, les quatre états sont (1+i), (1-i), (-1+i), (-1-i). Ensuite, comme dans avec : où : 20 le cadre d'une transmission en OFDM/OQAM, les parties réelle et imaginaire sont traitées séparément, cela revient à avoir une constellation unidimensionnelle à K états, où chaque état possible correspond à une valeur réelle (1 ou -1 pour une 4-QAM par exemple). Autrement dit, les éléments de données am n , encore appelés symboles OQAM dans ce cas, sont le résultat d'une transformation binaire à K-aire de type PAM (en anglais « Pulse Amplitude Modulation »). Les éléments de données am n sont ensuite modulés sur chaque porteuse (Le sous- porteuse) en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.

Toutefois, après passage dans le canal de transmission, les éléments de données reçus sont complexes, et la condition d'orthogonalité n'est plus remplie.

Plus précisément, si l'on considère un canal de transmission à Lh trajets d'amplitude hl , avec 0 l Lh -1, produisant un retard maximum de durée LhTs avec Ts la période d'échantillonnage, le coefficient de canal appliqué à chaque porteuse peut s'exprimer par :

Lh-1 -~27dm

Hm = hle M l=0 Le signal OFDM/OQAM reçu démodulé, noté ym n , peut alors s'exprimer à partir des expressions de la fonction d'ambiguïté du filtre prototype et des coefficients du canal, comme décrit plus précisément dans le document "Transmission capacity for indoor PLC : A comparison between DMT and HS-OQAM" de H. Lin et P. Siohan (IEEE Int. Symp. on Power Line Commun. and Its Appl. vol. 20, pp. 233-238, Mars 2009), selon l'équation suivante :

- J(p+R-FM 7c nH ym,n = amam,n + am+p,n+qe 2 e~ p (p,R) + wm n (p°,q°) Jm,n 20 avec : (po ,q°) = 1(p,q) zl(p,,) (o,o)l ;

- am un terme de distorsion tel que : Lh -1 27cm1 am = 1 110p [-1,0]e M l=0 - Ap (2,v) la fonction d'ambiguïté du filtre prototype, telle que : +.0 25 Ap(2= f p(t+2/2)p (t-z/2)é j2n-vtdt - un terme d'interférence ; - H(P'q) Lh_1 z(2m+p)l H(p,q) = hlAp [_qN _ l p] e -j M l=0 - wyn n un terme de bruit blanc gaussien.

Ainsi, dans cette représentation du signal OFDM/OQAM reçu, les termes am et Jm,n traduisent la perte d'orthogonalité réelle due au passage au travers du canal. Afin d'estimer les données transmises, on égalise classiquement le signal multiporteuse démodulé, puis on extrait la partie réelle du signal égalisé. Il est ensuite possible de reconstruire des symboles complexes à partir de la partie réelle de ce signal égalisé. Par exemple, pour reconstruire des symboles complexes de type QAM, on met en oeuvre une opération duale à celle permettant de passer à l'émission des symboles QAM aux symboles OQAM. Le récepteur réalise ensuite une détection de type maximum de vraisemblance qui permet de décider quels sont les symboles QAM qui ont le plus probablement été transmis. Si le canal de transmission n'introduit qu'un faible retard, i.e. LhTs «T0 = MTs, et si les éléments de données am n sont issus de constellations QAM de petites tailles, par exemple QPSK ou 16-QAM, on peut montrer que am 1 quelque soit m, et que le terme d'interférence Jyn n est négligeable devant le bruit. Dans ce cas, une technique d'égalisation simple du signal reçu, de type forçage à zéro par exemple (en anglais ZF ou « Zero Forcing »), peut être mise en oeuvre.

Dans tous les autres cas, c'est-à-dire dans les cas où l'interférence affectant le signal reçu devient non négligeable, il est nécessaire de réduire ou supprimer cette interférence en utilisant une technique d'égalisation plus complexe. Par exemple, H. Lin et P. Siohan ont proposé une technique spécifique d'égalisation permettant d'éliminer quasi totalement l'interférence affectant un signal OFDM/OQAM présentant une symétrie hermitienne, dans le cas d'un canal statique. Cette technique, encore appelée EIC pour « Equalization with interference cancellation » (« égalisation avec annulation d'interférences» en français), est décrite plus précisément dans le document "Equalization with interference cancellation for hermitian symmetric OFDM/OQAM systems " (IEEE Int. Symp. on Power Line Commun. and Its Appt. Mars 2008).

Bien que cette technique présente de bonnes performances en termes d'annulation de l'interférence, elle est particulièrement complexe à mettre en oeuvre, et donc difficilement acceptable par les constructeurs des récepteurs. Il existe donc un besoin pour une nouvelle technique d'égalisation d'un signal 4 m le coefficient de canal appliqué à la porteuse (m,n), tel que : multiporteuse, qui soit simple à mettre en oeuvre et offre de bonnes performances, même en présence d'interférences non négligeables. 3. Exposé de l'invention L'invention propose un nouveau procédé de réception d'un signal multiporteuse, formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, pour lequel un symbole multiporteuse comprend, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'égalisation du signal multiporteuse mettant en oeuvre les étapes suivantes, pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - décomposition du signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; - estimation d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée ; - soustraction de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé. Ainsi, l'invention se situe dans le contexte des modulations OFDM « avancée » (OFDM/OQAM, BFDM/OQAM, HS-OQAM, Wavelet OFDM, etc), pour lesquelles les porteuses d'un symbole multiporteuse forment une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel, et ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde.

Plus précisément, l'invention propose une approche nouvelle et inventive de l'égalisation d'un tel signal multiporteuse, basée sur l'utilisation de la partie imaginaire du signal reçu pour la reconstruction (partielle) de l'interférence et la réduction de cette interférence en réception. La solution proposée permet ainsi d'égaliser correctement le signal multiporteuse reçu en présence d'interférences, tout en présentant une complexité réduite par rapport aux techniques d'égalisation de l'état de la technique. Notamment, les gains obtenus en termes de taux d'erreur binaire sont significatifs, notamment pour les constellations présentant un grand nombre d'états et pour les filtres prototypes très sélectifs en fréquence. En particulier, l'étape d'égalisation met en oeuvre une étape de pré-égalisation, préalable à l'étape de décomposition du signal multiporteuse.

Cette pré-égalisation est particulièrement simple, et peut être mise en oeuvre au moyen d'un égaliseur simple de type forçage à zéro à un coefficient (en anglais « 1-tap ») ou trois coefficients (en anglais « 3-taps ») par exemple. En effet, il n'est pas nécessaire de mettre en oeuvre une technique de pré-égalisation complexe du signal, qui permettrait d'éliminer une grande partie (voire la totalité) de l'interférence affectant le signal multiporteuse, puisque les interférences sont estimées et supprimées lors des étapes suivant l'étape de pré-égalisation selon l'invention. L'invention est donc particulièrement simple à mettre en oeuvre.

Selon un autre aspect, le procédé de réception selon l'invention comprend une étape de démodulation du signal multiporteuse, préalable à l'étape d'égalisation. L'invention propose ainsi d'utiliser la partie imaginaire du signal reçu démodulé pour la reconstruction de l'interférence et la réduction de cette interférence en réception.

On tient de cette façon compte des coefficients du canal appliqués à chaque porteuse lors de l'étape d'égalisation. Selon un aspect particulier de l'invention, l'étape d'estimation tient compte d'au moins une porteuse d'un symbole multiporteuse précédent et/ou d'un symbole multiporteuse suivant le symbole multiporteuse courant dans le signal multiporteuse, et correspondant à une même fréquence que la porteuse courante. On cherche ainsi à détecter les pics de corrélation entre les parties réelle et imaginaire du signal reçu au niveau des différentes porteuses, en l'absence de bruit gaussien, pour déterminer l'interférence affectant la porteuse courante. Par exemple, l'étape d'estimation tient compte des deux porteuses des symboles multiporteuses adjacents au symbole multiporteuse courant dans le signal multiporteuse, correspondant à une même fréquence que la porteuse courante, notées porteuse précédente et porteuse suivante. En effet, les inventeurs ont constaté que la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante, notée ym n , est corrélée à la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse précédente, notée ym n_1, et à la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse suivante, notée ym,n+1 Par conséquent, puisqu'en l'absence de bruit gaussien, la corrélation entre la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante ym n et la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante yÿn n se réduit exactement à la corrélation entre la J partie réelle de l'interférence affectant la porteuse courante, notée 9î 'n et la partie m J J imaginaire de l'interférence affectant la porteuse courante, notée S m'n , alors 9î m'n est Hm Hm corrélée à la partie imaginaire de l'interférence affectant la porteuse précédente, notée Jm,n-1 H et à la partie imaginaire de l'interférence affectant la porteuse suivante m Jm,n+1 Hm En particulier, l'étape d'estimation met en oeuvre un algorithme de régression linéaire entre : J - la partie réelle de l'interférence affectant la porteuse courante 9î m'n , correspondant à Hm la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante ( ym n ) en l'absence de bruit, et

- la somme des parties imaginaires de l'interférence affectant la porteuse précédente et la `lm,n-1 + `lm,n+1 Hm

imaginaires du signal multiporteuse au niveau des porteuses précédente et suivante

(ym,n_1 + Ym,n+1 ) en l'absence de bruit, pour déterminer un coefficient directeur d'une droite de régression associée à la porteuse courante, noté pm,n En particulier, le coefficient directeur de la droite de régression associée à la porteuse (m,n) est défini par l'équation suivante : r i i cov (Ym ,n ,Ym ,n+1 +Ym,n-1 var (ymi ,n+1 + Ymi ,n-1 où : var correspond à l'expression de la variance ; et cov correspond à l'expression de la covariance. Un coefficient directeur distinct peut ainsi être défini pour chaque porteuse. Selon une caractéristique particulière de l'invention, l'interférence estimée affectant la porteuse courante, à l'issue de l'étape d'estimation, est obtenue en multipliant le coefficient 20 directeur par la somme des parties imaginaires de l'interférence affectant la porteuse précédente et de l'interférence affectant la porteuse suivante. En d'autres termes : Jm,n = p s Jm,n-1 + Jm,n+1 Jm n = 9Z soit encore : a a pm,n (Ym,n-1 +Ym,n+1 en l'absence de bruit gaussien.

En particulier, le coefficient directeur est actualisé périodiquement et/ou en fonction d'une variation d'un canal de transmission du signal multiporteuse. porteuse suivante S , correspondant à la somme des parties pm,n yn n Hm ~ Hm 25 r Jm,n On estime ainsi de manière précise l'interférence affectant les porteuses, de façon à réaliser une égalisation du signal multiporteuse de bonne qualité, même en présence d'un canal variant relativement rapidement. Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel. Un tel dispositif comprend des moyens d'égalisation du signal multiporteuse comprenant les moyens suivants, activés pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - des moyens de décomposition dudit signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; - des moyens d'estimation d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée ; - des moyens de soustraction de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé. Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en oeuvre le procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un terminal de type radiotéléphone, ordinateur portable, assistant personnel de type PDA (en anglais «Personal Digital Assistant» ), du récepteur d'une paire émission-réception ou d'un modem PLC, d'un boîtier décodeur (« set top box »), etc. Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de réception selon l'invention. Un autre aspect de l'invention concerne un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre du procédé de réception tel que décrit ci-dessus, lorsque ce programme est exécuté par un processeur. L'invention peut ainsi être mise en oeuvre de diverses manières, notamment sous forme câblée ou sous forme logicielle. 4. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1 présente les principales étapes de la technique de réception selon l'invention ; - la figure 2 illustre un exemple de chaîne de réception mettant en oeuvre les étapes de la figure 1 ; - les figures 3A et 3B illustrent les performances de l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur ; - la figure 4 présente la structure d'un dispositif de réception mettant en oeuvre une technique de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention. 5. Description d'un mode de réalisation de l'invention 5.1 Principe général L'invention se place dans le contexte des modulations OFDM avancées, ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde, et pour lesquelles les éléments de données sont modulées sur des porteuses d'un symbole multiporteuse en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel. On considère donc que les différentes porteuses sont modulées, à l'émission, par une valeur réelle.

Après passage dans le canal de transmission, le signal multiporteuse reçu présente un terme d'interférence imaginaire. Le principe général de l'invention repose sur l'utilisation de la partie imaginaire du signal reçu pour estimer les interférences affectant ce signal, et égaliser correctement ce signal en utilisant une technique d'égalisation simple à mettre en oeuvre.

Pour ce faire, on propose selon l'invention une technique de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses comprenant une étape spécifique d'égalisation du signal multiporteuse, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.

Plus précisément, comme illustré en figure 1, une telle étape d'égalisation met en oeuvre les étapes suivantes, pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - une étape de décomposition 12 du signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; - une étape d'estimation 13 d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée. Cette étape permet donc de reconstruire, au moins partiellement, l'interférence affectant la porteuse courante ; - une étape de soustraction 14 de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé. Cette étape permet donc d'annuler ou de réduire l'interférence affectant la porteuse courante. On note que l'étape de décomposition 12 peut être mise en oeuvre une fois pour toute pour l'ensemble du signal multiporteuse, ou bien porteuse par porteuse. Cette étape de décomposition peut être précédée par une étape de pré-égalisation 11 particulièrement simple, de type forçage à zéro à un coefficient par exemple. La solution proposée permet ainsi d'égaliser correctement le signal multiporteuse reçu en présence d'interférences, tout en présentant une complexité réduite par rapport aux techniques d'égalisation de l'état de la technique. Notamment, la solution proposée est très peu complexe comparativement aux techniques robustes de suppression d'interférence telles que la méthode EIC présentée en relation avec l'art antérieur. 5.2 Exemple de réalisation On décrit ci-après un exemple d'application de l'invention à la réception d'un signal multiporteuse de type OFDM/OQAM. Un tel signal peut être construit à partir d'une modulation OQAM présentant un grand nombre d'états (par exemple une QAM présentant 64 états ou plus), puisque la solution proposée permet d'égaliser le signal reçu même en présence d'interférences. A) Théorie Comme indiqué en relation avec l'art antérieur, le signal multiporteuse reçu, après démodulation et pré-égalisation, peut s'exprimer sous la forme suivante : Ym,n - amam,n + Jm,n + wm n L'invention propose de prendre en compte non seulement la partie réelle du signal reçu ym n , mais également sa partie imaginaire yÿn n , tels que : r am Jm,n wm,n Ym,n - ~Z am ,n + 9i + 9i Hm Hm Hm Ym,n Si l'on suppose que le retard du canal est relativement négligeable devant la durée d'un symbole multiporteuse, c'est-à-dire Lh -1 « M , avec M le nombre de porteuses d'un symbole multiporteuse, alors am Hm , et on déduit des équations précédentes : J Ym,n am n +9i m,n +9i w m,n Hm Hm i Ym,n + wm,n Hm A partir du terme d'interférence Jm n extrait de l'expression du signal multiporteuse reçu ym,n , on peut déduire que la partie réelle du signal reçu ym n et la partie imaginaire du signal reçu yÿn n sont deux variables aléatoires corrélées, et leur corrélation se réduit exactement, en absence de bruit gaussien, à la corrélation entre les parties réelle et imaginaire du terme {Jm,n J d'interférence, 9i et S Jm,n , puisque les valeurs des éléments de donnees am n sont Hm Hm indépendantes des valeurs des interférences Jm,n .

On propose donc selon l'invention d'utiliser la partie imaginaire ym n pour estimer et ensuite réduire l'interférence générée par l'OFDM/OQAM en présence d'un canal multitrajet. Pour chaque porteuse d'indice m, si on calcule la corrélation entre les deux séquences {9i{-'m'n et Jm'n m Hm m H pour un nombre Nt d'observations, on constate que des pics de n corrélation apparaissent pour n0 = n ± 1. On obtient donc un maximum de corrélation en se décalant d'un temps symbole. On rappelle à cet effet que l'intercorrélation entre deux processus aléatoires et stationnaires xn et yn se définit classiquement par : Rxy (n0 ) = E{ xn+no yn } = Et xnyn-no } et peut donc être approximé par la formule suivante : 1 Nt-no -1 1n=0 xn+noYn Nt-n0 Ryx (-n0 ) A titre d'exemple, considérant un canal de transmission de type PLC à quatre trajets, un nombre M de porteuses égal à 128, une fréquence d'échantillonnage Fs = 1 / Ts = 10MHz, et considérant un filtre prototype de type TFL1, de longueur M, orthogonal, et dont les coefficients sont optimisés suivant le critère de localisation temps-fréquence, l'intercorrélation entre les parties réelle ym n et imaginaire yÿn n du signal reçu, et donc l'intercorrélation entre les parties réelle ~Z Jm,n et imaginaire Jm,n du terme d'interférence, pour 300 observations Hm n Hm n (Nt = 300) par exemple, présente des pics de corrélation pour n0 = n ± 1. J J D'autre part, les variables 9i m'n et `3 m'n peuvent être approchées par deux Hm Hm variables aléatoires gaussiennes centrées, puisque le terme d'interférences Jyn n s'exprime comme une somme infinie de variables aléatoires de même distribution : .tc J 2 (p+q+pq) eJ7cnH(mp,q) Jm,n = am+p,n+qe (p°,q°) Rxy (n0 ) si n00 sinon De ce fait, le vecteur aléatoire 9Z Jm,n Jm,n+1 + Jm,n-1 Hm Hm Gaussienne bivariée. Or on rappelle que les isocontours de la densité de probabilité jointe d'une telle distribution ont des formes ellipsoïdales centrées en (mi, m2 ) , où mi et m2 désignent les moyennes du vecteur aléatoire à deux composantes, soit mi = m2 = 0 selon notre exemple.

Il est alors possible de déterminer la pente du grand axe de ces ellipses, puis d'estimer le J terme d'interférence 9i m'n , en appliquant un algorithme de type régression linéaire. Hm Plus précisément, puisque l'intercorrélation entre les parties réelle ym n et imaginaire ym n du signal reçu présente des pics de corrélation aux positions n-1 et n+l, on considère la somme des deux échantillons imaginaires ym n-1 et Ym,n+1 pour estimer le terme d'interférence : i i / Jm,n-1 + Jm,n+1 r wm,n-1 + wm,n+l Ym,n+l + Ym,n-1 = + \ Hm Hm / On détermine ensuite, au moins pour la porteuse courante (m, n), le coefficient directeur de la droite de régression associée à cette porteuse (correspond au grand axe de l'ellipse), étant donné que la pente de la droite de régression est spécifique à chaque porteuse d'indice m.

En utilisant une technique classique de type régression linéaire (ou toute autre technique permettant de déterminer le coefficient directeur correspondant au grand axe de l'ellipse), la pente de chacune de ces droites de régression peut se calculer, en l'absence de bruit gaussien, par l'expression : r i i _ cov (Ym ,n ,Ym ,n+1 +Ym,n-1 Pm,n - var (Ymi ,n+1 + Ymi ,n-1) L'interférence affectant la porteuse (m,n) peut alors être estimée par l'expression : Jm,n-1 + Jm,n+1 Hm , soit encore, en l'absence de bruit gaussien : cov (Ymr ,n Jm,n+1 + Ym,n-1) r J m,n = Pm,n (Ym,n-1 +Ym,n+1 = Ym,n-1 +Ym,n+1 i

var ymi ,n+1 +Ym,n-1 suit une distribution r J m,n = =p

Il est ainsi possible, selon cet exemple, d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante (m,n) en tenant notamment compte de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de la porteuse précédent la porteuse courante, et de la porteuse suivant la porteuse courante. On note qu'il est également possible d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante directement à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de cette porteuse courante, par exemple selon l'équation : cov(ym,n, ym,n) _ i r Jm,n - Pm nym,n - i ym,n var(ym,n ) ou encore d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'une ou plusieurs porteuses précédent la porteuse courante et/ou suivant la porteuse courante dans le signal multiporteuse. Par exemple, les interférences affectant les porteuses du premier symbole multiporteuse sont estimées à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'un ou plusieurs symboles multiporteuses suivant le premier symbole multiporteuse dans le signal multiporteuse. Les interférences affectant les porteuses du dernier symbole multiporteuse sont estimées à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'un ou plusieurs symboles multiporteuses précédent le dernier symbole multiporteuse dans le signal multiporteuse. Ainsi, l'invention n'est pas limitée à la technique d'estimation de l'interférence décrite ci-dessus. B) Application pratique On présente désormais, en relation avec la figure 2, un exemple de chaîne de réception mettant en oeuvre un tel procédé de réception. Tout d'abord, le signal reçu est démodulé par un démodulateur OFDM/OQAM 21, puis pré-égalisé par un égaliseur ZF 22 à un coefficient. Le signal reçu démodulé et pré-égalisé, yyn n , est alors décomposé (231, 232) en partie réelle ym n et partie imaginaire y;n n . Selon l'invention, on utilise la partie imaginaire yn ,i n pour estimer l'interférence affectant la porteuse courante (m,n) . Ainsi, si on considère l'exemple précédent selon lequel l'intercorrélation entre les parties réelle ym n et imaginaire yml n présente des pics de corrélations aux instants (n-1) et (n+l), on applique à la partie imaginaire du signal ym n un décalage en positif (241) et en négatif (242) d'une durée égale à celle d'un symbole OQAM (2p)pour obtenir les échantillons imaginaires ym n-1 et ym,n+1 permettant d'estimer le terme d'interférence.

L'interférence affectant la porteuse courante (m,n) est alors estimée dans un module d'estimation 25, en utilisant les formules obtenues précédemment : _ _ cov(Ymr,n~Ym ,n+1+Ym,n-1 r Jm,n = Pm,n (Yml ,n-1 +Ym,n+l = Ym,n-1 +Ym,n+1 i i var (ym,n+1 +Ym,n-1 On note que ces opérations de décalage sont facultatives, notamment dans le cas où l'interférence affectant la porteuse courante est directement estimée à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de cette porteuse courante. Le terme d'interférence affectant la porteuse courante ainsi estimé est alors soustrait à la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante, ce qui permet d'estimer l'élément de données transmis am,n .

Il est ensuite possible de reconstruire 27 des symboles complexes de type QAM à partir de cette estimation de l'élément de données, en mettant en oeuvre une opération duale à celle permettant de passer à l'émission des symboles QAM aux symboles OQAM. Le récepteur réalise alors une détection de type maximum de vraisemblance 28 classique, qui permet de décider quel est le symbole QAM qui a le plus probablement été transmis.

Le traitement décrit précédemment peut être mis en oeuvre pour l'ensemble des porteuses du multiplex. En particulier, dans le cas d'un canal variant peu dans le temps, dans un système de transmission PLC selon la norme IEEE P1901 par exemple, le coefficient directeur pm n peut être calculé une fois pour plusieurs symboles. Ainsi, si le canal est invariant sur P symboles multiporteuses, le terme d'interférence peut être calculé pour ces P symboles : _r _ cm' (Ym,n ,Ym,n+l + Ym,n-1 ) Jm,nP = Pm np (Ym,n-1 +Ym,n+1) _

i i var (Ym,n+l + Ym,n-1 Le coefficient directeur pm n peut alors être actualisé périodiquement, et ou en fonction d'une variation du canal de transmission. Si le canal varie dans le temps, dans un système de transmission selon la norme DVB-H nouvelle génération (DVB-NGH) par exemple, il convient d'ajuster en temps réel les valeurs des paramètres de variance et covariance. En d'autres termes, le coefficient directeur pm n est mis à jour en permanence. 5.3 Evaluation des performances On présente ci-après, en relation avec les figures 3A et 3B, les performances obtenues par la technique selon l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur, dans le cadre d'une transmission PLC sur un canal multi-trajets à quatre trajets. On considère pour la transmission un nombre total de porteuse M égal à 128, une fréquence d'échantillonnage Fs =10MHz , et que l'on transmet des constellations de type 64-QAM sur les différentes porteuses d'une symbole multiporteuse. Plus précisément, les courbes des figures 3A et 3B représentent le taux d'erreur binaire en fonction du rapport signal à bruit Eh/NO obtenu à partir : - d'une transmission OFDM classique avec intervalle de garde, encore notée CPOFDM, où la longueur de l'intervalle de garde est choisie égale au retard maximum produit par le canal Lh = 8 (courbe 31) ; - d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype TFL1 de longueur 128, utilisant une technique classique de réception (courbe 321) ou la solution de l'invention (courbe 322) ; - d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype I0TA4 (en anglais « Isotropie Orthogonal Transform Algorithm »), de longueur 4* 128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFL1, utilisant une technique classique de réception (courbe 331) ou la solution de l'invention (courbe 332) ; - d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype SRRC4 (en anglais « Square Root Raised Cosine »), de longueur 4* 128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFL1, utilisant une technique classique de réception (courbe 341) ou la solution de l'invention (courbe 342) ; - d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype parfaitement orthogonal FS4 (en anglais «Frequency Selective»), de longueur 4*128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFL1, utilisant une technique classique de réception (courbe 351) ou la solution de l'invention (courbe 352). On constate, au vu de ces figures 3A et 3B, que les performances des systèmes de transmission mettant en oeuvre une technique de réception selon l'invention sont proches de celles obtenues dans le cadre d'une transmission OFDM classique avec insertion d'un intervalle de 30 garde. Par exemple, pour un rapport Eb/NO=50dB, avec Eb l'énergie émise par bit utile et NO la densité spectrale du bruit, le taux d'erreur binaire est divisé par deux par rapport au taux d'erreur obtenu classiquement pour un filtre prototype TFL1, et divisé par quarante pour un filtre prototype IOTA4. 15 20 25 Pour les filtres prototypes les plus sélectifs en fréquence, SRRC4 et FS4, les paliers d'erreurs dus à l'interférence générée en OFDM/OQAM sont effacés dans l'intervalle [10 5, 3 X 10-1 1 du taux d'erreur binaire. Les gains en terme de taux d'erreur binaire obtenus en utilisant la technique selon l'invention sont donc significatifs, notamment pour les constellations QAM d'ordre élevé, et pour les filtres prototypes très sélectifs en fréquence. Par ailleurs, en plus de présenter de bonnes performances en termes de taux d'erreur binaire, l'invention présente de bonnes performances en termes de complexité opératoire. Ainsi, si l'on considère : - que le signal multiporteuse est transmis en bande de base, et correspond de ce fait à sa version dite OFDM/OQAM à symétrie hermitienne (c'est-à-dire que, pour une taille de transformée de Fourier rapide de M points, on a au maximum de M/2 - 1 porteuses actives par symbole multiporteuse), et - un cas «en ligne» indiquant le nombre d'opérations à effectuer à la cadence symbole OQAM ro (cas lié à la phase d'égalisation par un égaliseur de type ZF), et un cas «périodique» indiquant le nombre d'opérations à effectuer chaque fois que le canal change, i.e. tous les P symboles multiporteuses (cas lié aux formules exprimant une estimation de l'interférence), on constate que la solution proposée conduit à une complexité « en ligne » dix fois plus faible que celle des solutions de l'art antérieur, comme la technique d'égalisation avec annulation d'interférences EIC présentée en relation avec l'art antérieur. La complexité «périodique» peut s'avérer plus élevée que celle des techniques de l'art antérieur, car elle dépend du nombre d'observations Nt. Toutefois, le calcul de l'interférence étant mis en oeuvre moins souvent (par exemple uniquement lorsque le canal varie) et le nombre d'observations pouvant être diminué (notamment pour une mise en oeuvre dans un système de transmission de type PLC, pour lequel le canal varie peu), l'impact de ce coût est négligeable. 5.4 Structure du dispositif de réception On présente finalement, en relation avec la figure 4, la structure simplifiée d'un récepteur mettant en oeuvre la technique de réception selon le mode de réalisation particulier décrit ci-dessus.

Un tel récepteur comprend une mémoire 41 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 42, équipée par exemple d'un microprocesseur P, et pilotée par le programme d'ordinateur 43, mettant en oeuvre le procédé de réception selon l'invention. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 43 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 42. L'unité de traitement 42 reçoit en entrée un signal multiporteuse. Le microprocesseur de l'unité de traitement 42 met en oeuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 43, pour déterminer les interférences affectant le signal multiporteuse, et égalisé ce signal. Pour cela, le récepteur comprend, outre la mémoire tampon 41, des moyens d'égalisation du signal multiporteuse comprenant des moyens de décomposition du signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire, des moyens d'estimation d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée, et des moyens de soustraction de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 42.10

Claims (10)

1. REVENDICATIONS1. Procédé de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'égalisation dudit signal multiporteuse mettant en oeuvre les étapes suivantes pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - décomposition (12) dudit signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; - estimation (13) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée ; - soustraction (14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé.
2. 2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (13) tient compte d'au moins une porteuse d'un symbole multiporteuse précédent et/ou d'un symbole multiporteuse suivant ledit symbole multiporteuse courant dans ledit signal multiporteuse, et correspondant à une même fréquence que ladite porteuse courante.
3. 3. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (13) tient compte des deux porteuses des symboles multiporteuses adjacents audit symbole multiporteuse courant dans ledit signal multiporteuse, correspondant à une même fréquence que ladite porteuse courante, notées porteuse précédente et porteuse suivante.
4. 4. Procédé de réception selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (13) met en oeuvre un algorithme de régression linéaire entre ladite partie réelle du signal multiporteuse au niveau de ladite porteuse courante et la somme des parties imaginaires du signal multiporteuse au niveau desdites porteuse précédente et suivante pour déterminer un coefficient directeur d'une droite de régression associée à ladite porteuse courante.
5. 5. Procédé de réception selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite interférence estimée, affectant ladite porteuse courante, est obtenue en multipliant ledit coefficient directeur par la somme des parties imaginaires de l'interférence affectant ladite porteuse précédente et de l'interférence affectant ladite porteuse suivante.
6. 6. Procédé de réception selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit coefficient directeur est actualisé périodiquement et/ou en fonction d'une variation d'un canal de transmission dudit signal multiporteuse.
7. 7. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'égalisation met en oeuvre une étape de pré-égalisation (11) de type forçage à zéro, préalable à ladite étape de décomposition (12) dudit signal multiporteuse.
8. 8. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend une étapede démodulation dudit signal multiporteuse, préalable à ladite étape d'égalisation.
9. 9. Dispositif de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'égalisation dudit signal multiporteuse comprenant les moyens suivants, activés pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant : - des moyens de décomposition (12) dudit signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ; - des moyens d'estimation (13) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée ; - des moyens de soustraction (14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé.
10. 10. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé de réception selon la revendication 1 lorsque ledit programme est exécuté par un processeur.