EP1949629A1

EP1949629A1 - Procede et dispositif de demodulation souple dans un systeme ofdm-cdma

Info

Publication number: EP1949629A1
Application number: EP06831117A
Authority: EP
Inventors: Luc Maret; Dimitri Ktenas; Mathieu Bouvier Des Noes; Chiara Martinelli-Cattaneo
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; STMicroelectronics NV
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA; STMicroelectronics NV
Priority date: 2005-11-16
Filing date: 2006-11-14
Publication date: 2008-07-30
Also published as: FR2893433B1; WO2007057558A1; US7974357B2; US20080291888A1; JP2009516449A; FR2893433A1; JP5154431B2

Abstract

Ce procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature s'applique dans un système de communication mettant en œuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes ou CDMA et un multiplexage par division de fréquences orthogonales ou OFDM, utilisant des codes d'étalement non binaires. Il comporte des étapes (340) consistant à déterminer une expression simplifiée particulière du logarithme du rapport de vraisemblance.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE DEMODULATION SOUPLE DANS UN

SYSTEME OFDM-CDMA

La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif de démodulation souple (en anglais "soft demapping") dans un système OFDM- CDMA (multiplexage par division de fréquences orthogonales - accès multiple à répartition par codes, en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplexing - Code Division Multiple Access"). Plus précisément, l'invention a pour objet la définition de plusieurs Logarithmes du Rapport de Vraisemblance (LRV) pour un système OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement non binaires.

Le LRV est utilisé par des algorithmes de décodage des données travaillant avec une entrée dite "souple", c'est-à-dire non réduite aux deux valeurs "dures" "0" et "1". Le LRV mesure la probabilité que le bit en entrée du décodeur soit un "0" ou un "1". Il consiste à calculer une valeur souple pour chacun des bits à l'intérieur d'un symbole complexe modulé suivant une modulation d'amplitude en quadrature ou MAQ (en anglais QAM, "Quadrature Amplitude Modulation") et ce de façon indépendante pour les bits d'un même symbole MAQ reçu. Le principe est de démoduler le signal reçu en un ou plusieurs bit(s) souple(s) dont le signe correspond au bit qui serait fourni par un détecteur à décision dure et dont la valeur absolue indique la fiabilité de la décision du module de démodulation I/Q (en anglais "I/Q demapping module").

L'invention trouve en particulier une application dans le domaine des télécommunications, pour des systèmes de communication exploitant la technique OFDM-CDMA, tels que par exemple le système Multi-Band OFDM Alliance.

Comme le montre la figure 1 , dans un émetteur OFDM-CDMA classique avec codage de canal, un train binaire d'information d(k) est engendré pour chaque utilisateur k. Chaque train binaire est ensuite codé à l'aide d'un codeur de canal 1O₁, IO2, ... , 10κ, K étant le nombre total d'utilisateurs. Les types de codeurs de canal pouvant profiter de la présente invention sont tous ceux dont le décodeur correspondant au niveau du récepteur utilise des valeurs souples en entrée. Ainsi, le bloc effectuant le codage de canal peut être constitué par exemple :

- d'un codeur convolutif, d'un poinçonneur et d'un entrelaceur bit (le dispositif de poinçonnage permet d'obtenir le rendement de codage souhaité pour l'application tandis que Pentrelaceur évite les paquets d'erreurs à la réception), ou

- d'un turbocodeur, d'un poinçonneur et d'un entrelaceur bit, ou

- d'un codeur utilisant des codes en bloc avec décodeur à entrées souples, du type LDPC ('Low-Density Paήty-Check Code").

Le train binaire codé b(k) est ensuite transformé en une suite de symboles MAQ-M (en anglais M-QAM) complexes a(k), au moyen d'un modulateur d'amplitude en quadrature 12i, 122, •-, 12κ- L'entier M correspond au nombre de symboles complexes ou points dans la constellation associée à la modulation. Dans toute la suite, on suppose que M est une puissance de 2, soit M = 2^m avec m entier strictement positif. On a par exemple une modulation MAQ-2, appelée aussi BPSK, ou une modulation MAQ-4, appelée aussi QPSK, ou une modulation MAQ-8, etc. Si m = 2u avec u entier strictement positif, on parle de constellation MAQ carrée (par exemple MAQ-4, MAQ-16, MAQ-64, etc.). La modulation MAQ-2 (BPSK) n'utilisant que la voie en phase (voie I), les formules développées, dans la suite de la description, pour la voie en quadrature (voie Q) ne sont pas à prendre en compte pour une MAQ-2.

Le symbole a(k) = aι(k) + j.a_Q(k) correspond au symbole complexe MAQ-M de l'utilisateur k et {b|,i ... bι,_q ... b),_mι bo,i ... b_Q,q ... b_Q,mQ} est la séquence binaire ("0" ou "1") codée correspondante dans le cas d'une constellation carrée. L'indice q correspond au q^eme bit de la partie en phase du signal (voie I) et au q^ème bit de la partie en quadrature du signal (voie Q), et ml et mQ sont le nombre de bits sur la voie I et sur la voie Q, respectivement.

Les symboles MAQ-M sont ensuite étalés dans un module 14-i, 14₂, ... , 14_K par des codes d'étalement {c_k]{}, 1<k≤K et 1 <£<N (N étant le nombre de sous-porteuses) propres à chaque utilisateur k, puis sont sommés dans un module 16. Ils subissent alors une conversion série-parallèle dans un module 18, puis une transformation de Fourier rapide inverse (TFRI, en anglais IFFT, "Inverse Fast Fourier Transform") dans un module 20. On suppose que l'émetteur sépare les symboles OFDM-CDMA par un intervalle de garde (IG) suffisamment long pour supprimer les interférences entre symboles (IES). Cet intervalle de garde peut être un préfixe soit cyclique soit nul, les deux techniques permettant une égalisation scalaire simple dans le domaine fréquentiel. Les symboles obtenus sont émis sur un canal de transmission.

La figure 2 présente la structure d'un récepteur classique correspondant à l'émetteur illustré sur la figure 1.

Le signal reçu en provenance du canal de transmission est d'abord démodulé à l'aide d'un module 22 qui réalise une synchronisation entre les horloges de l'émetteur et du récepteur, supprime l'intervalle de garde et applique une transformation de Fourier rapide (TFR, en anglais FFT, "Fast Fourier Transform") au signal reçu.

En utilisant les notations vectorielles et matricielles, on peut écrire le signal reçu, après suppression de l'intervalle de garde et application de la TFR : r = H - C#a + n_b (1) où n est le vecteur de bruit de dimension N*1 , N étant le nombre de sous- porteuses, n_b contenant les échantillons de bruit iid (indépendant et identiquement distribué) complexe gaussien de variance σ² , H est la matrice diagonale de dimension NxN représentant le canal où le coefficient diagonal

N-1 h(i) = h(z = e^j2πi/N) (où h(z) = ∑g_n • z^~n , g_n étant la valeur du n^ième échantillon de n=0 la réponse impulsionnelle du canal de propagation) représente le coefficient du canal pour la i^eme sous-porteuse, P est une matrice diagonale de dimension KxK contenant les puissances appliquées à chacun des codes d'étalement, a et C sont respectivement le vecteur de symboles transmis de dimension N*1 et la matrice des codes d'étaiement de dimension NxK, où la k^leme colonne (1<k<K) représente le code {c_ki{} de l'utilisateur k.

Ensuite, la réponse fréquentielle du canal est estimée pour chaque sous-porteuse, dans un module 24. Ces estimées H sont utilisées conjointement avec les codes d'étalement afin de réaliser une égalisation linéaire des symboles reçus, dans un module 26. Dans le cas d'une détection mono-utilisateur, un égaliseur linéaire g_k = (g_k,i. ••- , 9_k,N)^τ suivi d'un désétalement par le code de l'utilisateur k est appliqué au vecteur reçu r afin de fournir une estimée du symbole transmis a(k) pour l'utilisateur k :

(2)

L'égaliseur mono- ou multi-utilisateur a pour but de remettre en forme le signal reçu pour qu'il corresponde le plus possible aux points de la constellation de référence. Néanmoins, en présence de bruit (thermique et accès multiple), les points retrouvés ne coïncident pas exactement avec la ι constellation initiale. C'est pourquoi on réalise après l'égalisation une démodulation I/Q souple, dans un module 28, avant de décoder le signal dans un module de décodage de canal 30.

L'opération de démodulation I/Q consiste à retrouver les valeurs binaires à partir des symboles complexes issus du détecteur linéaire. Lorsqu'on

• utilise un décodeur de canal à entrées souples, les valeurs optimales à injecter dans le décodeur de canal sont des valeurs souples, c'est-à-dire pas directement des valeurs dures "0" et "1".

Ainsi, si on utilise une modulation MAQ-16 (4 bits), la démodulation I/Q souple (en anglais "soft demapping") va consister à calculer 4 valeurs

• souples correspondant aux 4 bits de la modulation MAQ-16. Les valeurs souples (ou métriques) optimales à injecter dans le décodeur de canal correspondent à un Logarithme de Rapport de Vraisemblance (LRV).

Le LRV associé au bit b|_,q s'écrit :

où le signe Pr désigne la probabilité et :

• bι _q correspond à un utilisateur k et devrait s'écrire b|,_q,_k mais pour simplifier, on omet l'indice k dans le reste de la description.

• pour le bit b|_iq, la constellation MAQ est partagée en deux partitions complémentaires de symboles complexes, respectivement S^ contenant les symboles avec un "0" à la position (l,q) et Sf¹J contenant les symboles avec un

"1" à la position (l,q). La même procédure est applicable au bit pour la partie en quadrature bQ,_q.

• les λ sont les symboles de référence de la constellation MAQ. Par exemple, λ = {1+i,1-i,-1+i,-1-i} pour la constellation MAQ-4, bien connue de l'homme du métier.

En utilisant le théorème de Bayes et en faisant l'hypothèse que les symboles transmis sont distribués de façon équiprobable, le LRV peut s'exprimer comme suit :

Dans l'équation (4), le numérateur du logarithme somme les probabilités pour tous les symboles ayant un "1" pour le bit à la position q et le dénominateur somme les probabilités pour tous les symboles ayant un "0" pour le bit à la position q. Ces probabilités sont des fonctions en exponentielle décroissante de la distance euclidienne entre les symboles reçus et les symboles de référence λ.

Cette distance est pondérée par un terme qui sera détaillé plus loin et qui fait l'objet de l'invention. Le résultat est une valeur souple indiquant le degré de confiance pour un bit donné b|,_q, où une valeur positive indique un "1" binaire tandis qu'une valeur négative indique un "0" binaire.

Après l'opération de démodulation souple vient le processus de décodage qui réalise les opérations duales de celles effectuées par le codeur à l'émission. Si des opérations de poinçonnage et d'entrelacement bit sont présentes à l'émission, ce qui est le cas si des codes convolutifs ou des turbo- codes sont employés, les opérations de désentrelacement bit puis de dépoinçonnage sont donc réalisées après la démodulation I/Q souple. Le décodage de canal permet enfin de retrouver les données binaires émises. Par exemple, dans le cas où un codeur convolutif est utilisé à l'émission, le décodage de canal utilise le calcul de métrique de branche, qui fait appel au LRV donné par l'équation (4). La métrique de branche pour l'état s(i) du chemin i à l'instant t s'écrit :

(5) où M^₁ ⁰ r p q p , fjf p un bit codé transmis théorique (suivant un diagramme en treillis) pour un codeur de rendement 1/N, qt,_n représente le motif de poinçonnage et LRV(b_n) représente le LRV du bit codé transmis.

On connaît un calcul du LRV communément appliqué pour un système MC-CDMA (accès multiple à répartition par codes - multi-porteuses, en anglais " Multi-Carrier - Code Division Multiple Access") à codes d'étalement orthogonaux binaires, qui s'obtient à partir de l'équation (4) ci-dessus.

Le i^eme symbole de données complexes reçu pour l'utilisateur k après une détection mono-utilisateur s'exprime sous la forme suivante, si on considère que la donnée a été transmise et étalée sur N sous-porteuses :

(⁶) où P_k et pi son des paramètres représentatifs des puissances appliquées respectivement au k^leme et au i^leme utilisateurs, c_{k f} est la valeur du code d'étalement pour la £ ^mme sous-porteuse et l'utilisateur k, g_k/ est la valeur du coefficient d'égalisation linéaire associée à la £^>eme sous-porteuse et à l'utilisateur k, h_f est le coefficient du canal de transmission pour la ^^ieme sous- porteuse, n_p est le bruit associé à la £ '^eme sous-porteuse et le signe * désigne le complexe conjugué.

Si on considère des codes d'étalement de Walsh-Hadamard, qui sont des codes orthogonaux réels prenant les valeurs binaires c_k/ = ±1 , on obtient :

(7)

On décrit maintenant une façon connue d'obtenir l'expression exacte du LRV pour des codes d'étalement binaires. Lorsqu'un entrelaceur fréquentiel est appliqué, les coefficients complexes h, du canal affectant les symboles de données aι_< peuvent être considérés comme indépendants. Ainsi, pour des codes d'étalement suffisamment longs (N ≥ 8), les termes d'interférences d'accès multiple complexe (IAM) et de bruit peuvent être approchés par des bruits additifs gaussiens complexes (selon le théorème central limite) de moyenne nulle et de variance :

(8)

(9)

L'équation (8) correspond au cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique et l'équation (9) correspond à la généralisation au cas où les utilisateurs ont des puissances différentes.

La loi des grands nombres permet d'évaluer les espérances mathématiques en remplaçant les espérances par la moyenne empirique des termes considérés. Par conséquent, si N ≥ 8, les variances pour les termes de bruit et d'IAM peuvent se formuler comme suit, respectivement pour des puissances identiques et pour des puissances différentes :

où h, est l'estimée de h, provenant du module 24 d'estimation de canal.

Le LRV à utiliser à l'entrée du décodeur de canal dans le cas d'une modulation MAQ-M s'écrit alors, en utilisant l'équation (4) :

La même relation s'applique pour les bits de la voie en quadrature. A partir de l'équation (12), on peut obtenir la formule exacte pour une modulation MAQ-4 généralisée au cas des puissances différentes :

où y_k,ι correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. La même relation s'applique pour la partie imaginaire.

On sait également obtenir des versions simplifiées du LRV.

Pour la MAQ-4, pour des facteurs d'étalement grands, le calcul effectué dans l'équation (13) peut se simplifier comme suit :

En effet, pour des facteurs d'étalement grands, le terme pondérant V_k1I devient quasiment constant et n'a donc pas d'effet sur le processus de décodage à entrées souples.

Pour les facteurs d'étalement faibles, la simplification par l'équation (14) donne de nettement moins bons résultats que pour des facteurs d'étalement grands, parce que le théorème central limite n'est plus vérifié. Une approche donnant des résultats similaires à ceux de l'équation (13) même en utilisant une égalisation mono-utilisateur MMSE (minimisation de l'erreur quadratique moyenne, en anglais "Minimum Mean Square Error") consiste à pondérer le symbole reçu de la façon suivante :

On se reportera utilement à ce sujet à l'article de Stefan KAISER intitulé "Trade-off between Channel Coding and Spreading in Multi-Carrier CDMA Systems" publié dans Proceedings IEEE Fourth International Symposium on Spread Spectrum Techniques & Applications (ISSSTA'96), Mainz, Allemagne, pages 1366 à 1370, septembre 1996.

Dans la pratique, la formule (15) est préférable à l'équation (13) lorsqu'on utilise un égaliseur MMSE mono-utilisateur, puisque la complexité de calcul est réduite sans perte significative de performance. Cependant, il est à noter que l'équation (15) donne de nettement moins bons résultats que l'équation (13) pour les égaliseurs MRC (combinaison à rapport maximum, en anglais "Maximum Ratio Combining") et ZF (forçage à zéro, en anglais "Zéro Forcing"), mais pas pour l'égaliseur EGC (combinaison à gain identique, en anglais "Equal Gain Combining").

On sait également obtenir une expression simplifiée du LRV pour les modulations carrées d'ordre supérieur sans CSI (informations sur l'état du canal, en anglais "Channel State Information").

Dans les équations exacte (13) ou simplifiée (15), l'état du canal est présent dans le LRV grâce aux termes utilisant les valeurs h_é ou g_t . Ces termes représentent la CSI.

Dans un article intitulé "Simplified Soft-Output Demapper for Binary Interleaved COFDM with Application to HIPERLAN/2" publié dans IEEE International Conférence on Communications ICC 2002, pages 664 à 668, vol. 2, F. TOSATO et P. BISAGLIA ont proposé une simplification pour le calcul du LRV pour les constellations MAQ-M carrées pour les systèmes COFDM (OFDM codé, en anglais "Coded OFDM') uniquement, sans CSI.

Si on note y_k = yκ,ι + i.yk.α le symbole MAQ complexe reçu et égalisé pour l'utilisateur k, on obtient les LRV suivants si on ne tient pas compte des CSI :

Pour une MAQ-16 avec I = {b|,i,b|_ι2} et Q = {b_Q,i,bQ,₂} :

Pour la partie I :

(16)

formulation générique appliquée au COFDM pour les modulations MAQ-M carrées (M > 4) est également donnée dans l'article précité de F. TOSATO et P. BISAGLIA, à savoir (les mêmes relations s'appliquent pour la partie en quadrature) : ou

(18) où tri|_,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b|_,q. Par exemple, pour la modulation MAQ-16, rri|_,2 = 2 puisque la distance entre les deux frontières vaut 4.

Les méthodes présentées dans l'état de la technique pour calculer des LRV optimaux ou des versions simplifiées des LRV ont, d'une part, l'inconvénient de reposer sur l'hypothèse que les codes d'étalement CDMA sont des séquences binaires de +1 et -1 et, d'autre part, ces méthodes peuvent amener des dégradations des performances de systèmes de transmission OFDM-CDMA utilisant des codes non binaires.

L'invention a pour but de remédier aux inconvénients de l'art antérieur, en optimisant la métrique à injecter en entrée d'un décodeur de canal dans un système OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement orthogonaux non binaires.

Dans ce but, la présente invention propose un procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en œuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA₁ utilisant des codes d'étalement non binaires, remarquable en ce qu'il comporte des étapes consistant à déterminer :

- une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b_lq) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation :

OU

M,_,q = y_kJ pour q. = 1

^Mι,_q = - M l,q-1 + m_{l q} pour q > 1 où mι_,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bι,_q et où :

• P_k est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au k^ιeme utilisateur,

• σ² est la variance du bruit,

• N est le nombre de sous-porteuses,

• £ est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 ≤ -? ≤ N ),

• c_M est la valeur du code d'étalement pour la £^ième sous-porteuse et l'utilisateur k, • h, est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la £^ième sous-porteuse,

• y_k,ι correspond à la partie réelle du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, et

- une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b_{Q q}) pour la voie en quadrature pour l'utilisateur k suivant l'équation :

OÙ

M_Q,q = y_k,Q pour q = 1

M_Q,_q = ^~ M Q,q-1 + m_{Q q} pour q > 1 où rriQ.q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ_,q et où :

• Y_k1Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé.

La métrique simplifiée proposée est particulièrement appropriée dans le cas de facteurs d'étalement courts, qui donne un décodage sous-optimal mais qui garantit une faible complexité de réalisation pour une perte de performance négligeable.

Lorsque les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bι,_q) pour les bits bι_,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

où y_k ι correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,_q) pour les bits b_Q,_q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

où y_k,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement.

Cela permet également d'obtenir une amélioration sensible du taux d'erreur binaire du système.

La présente invention trouve une application privilégiée dans le cadre de la norme proposée par le consortium MBOA (Multi-Band OFDM Alliance).

Dans un tel mode particulier de réalisation, le logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits bm(π), b_m(n)₊5o, b_m(n)+1, b_m(n)+5i est donné par les équations suivantes :

ou : m(n) = 2n pour n = 0, 1 , 2, ... , 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ... ,

49,

• Yn,ι et y_n+50,ι sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• Y_Π,Q et y_n+5o,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• g_n et g_n+5o sont les deux coefficients d'égalisation employés,

• h_n et h_n+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses, et

• σ² est l'estimée de la variance du bruit. L'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par les équations suivantes :

OÙ m(n) = 2n pour n = 0, 1 , 2, ... , 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26,

49,

• y_n,ι et y_n+5o,ι sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• Yn₁Q et y_n+5o_,α sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, et

• lî_π et h_n+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses.

Dans le même but que celui indiqué plus haut, la présente invention propose également un dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en œuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement non binaires, remarquable en ce qu'il comporte un module pour déterminer :

- une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b,_q) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation :

OÙ où mι,_q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bι,_q et où :

• pι_< est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au k^ième utilisateur,

• σ² est la variance du bruit,

• N est le nombre de sous-porteuses,

• £ est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 < / < N ),

• c_M est la valeur du code d'étalement pour la /^lème sous-porteuse et l'utilisateur k,

• h_f est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la £^ième sous-porteuse,

• y_k|ι correspond à la partie réelle du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, et

OÙ

où niQ._q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ_,q et où :

• Y_k,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé. L'invention vise aussi un récepteur adapté à mettre en œuvre un procédé tel que ci-dessus.

L'invention vise aussi un récepteur comportant un dispositif tel que ci-dessus.

Les caractéristiques particulières et les avantages du dispositif et du récepteur étant similaires à ceux du procédé, ils ne sont pas répétés ici.

D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit de modes particuliers de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels :

- la figure 1 , déjà décrite, représente de façon schématique un émetteur OFDM-CDMA avec codage canal de type classique ;

- la figure 2, déjà décrite, représente de façon schématique un récepteur de type classique correspondant à un émetteur du type illustré sur la figure 1 ; et

- la figure 3 représente de façon schématique une partie d'un récepteur susceptible de mettre en oeuvre un procédé conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation.

Dans toute la suite, on considère un émetteur OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement orthogonaux non binaires.

On rappelle que le logarithme du rapport de vraisemblance (LRV) permet de passer de symboles complexes (voie I et voie Q) provenant d'un égaliseur, tel que le module 32 d'égalisation/désétalement représenté sur la figure 3, à des valeurs réelles (une par bit) indiquant la fiabilité du bit reçu avant d'entrer dans un décodeur de canal tel que le décodeur de canal 36.

Le LRV réalise donc ce qu'on appelle une opération 340 de démodulation I/Q souple, dans un module 34 de démodulation I/Q souple.

Cette opération de démodulation intervient entre les processus d'égalisation/désétalement et de décodage canal. Le processus de démodulation I/Q souple, ou calcul des décisions souples en entrée du décodeur, utilise les données issues de l'estimation de canal, effectuée par un module 38 d'estimation de canal, et de l'égalisation effectuée par le module 32. La sortie du module 34 de démodulation I/Q souple correspond au LRV injecté en entrée du décodeur de canal 36.

Conformément à la présente invention, les mêmes calculs que ceux présentés en introduction peuvent être conduits jusqu'à l'équation (6) décrivant le i'^eme symbole de données complexes reçu pour l'utilisateur k après une détection mono-utilisateur :

Un exemple non limitatif de codes d'étalement réels et orthogonaux non binaires est donné par la matrice de codes suivante :

Lorsqu'un entrelaceur fréquentiel est appliqué, les coefficients complexes h_f du canal affectant les symboles de données a_k peuvent être considérés comme indépendants. Ainsi, pour des codes d'étalement suffisamment longs (où le nombre N de sous-porteuses est supérieur ou égal à 8), les termes d'interférences d'accès multiple complexe (IAM) et de bruit peuvent être approchés par des bruits additifs gaussiens complexes (selon le théorème central limite) de moyenne nulle et de variance :

L'équation (20) correspond au cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique et l'équation (21) correspond à la généralisation au cas où les utilisateurs ont des puissances différentes.

La loi des grands nombres permet d'évaluer les espérances mathématiques en remplaçant les espérances par la moyenne empirique des termes considérés. Par conséquent, si N ≥ 8, les variances pour les termes de bruit et d'IAM peuvent se formuler de la façon suivante, respectivement pour des puissances identiques (équation (22)) et pour des puissances différentes (équation (23)) :

≈ σ²y|c^* g_k , (23) où h_e est l'estimée de \r\_t provenant du module d'estimation de canal.

Le LRV à utiliser à l'entrée du décodeur de canal dans le cas d'une modulation MAQ-M s'écrit alors, en utilisant l'équation (4) donnée en introduction :

où :

• λ est un symbole de référence de la constellation associée à la modulation d'amplitude en quadrature,

• S,⁽ _q ^} et S[^ sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un "0" à la position (l,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la position

(Lq).

• y_k correspond au symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé,

• N est le nombre de sous-porteuses, • t est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 < £ ≤ N ),

• c_{k f} est la valeur du code d'étalement pour la t^ème sous-porteuse et l'utilisateur k,

• g_M est la valeur du coefficient d'égalisation linéaire associée à la £^]ème sous-porteuse et à l'utilisateur k,

• h_e est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la £'^èmθ sous-porteuse,

• σ _bmi_t est la variance du bruit, et

• <jf_m est la variance des interférences d'accès multiple complexe.

La même relation s'applique pour la voie en quadrature, à savoir :

où :

• S^ et S^_q sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un "0" à la position (Q,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la position (Q, q).

A partir de l'équation (24), on peut obtenir la formule exacte du LRV pour une modulation MAQ-4 généralisée au cas des puissances différentes :

où y_k,ι correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. La même relation s'applique pour la partie imaginaire, à savoir : où y_k,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement.

Cependant, la formule exacte du LRV donnée par l'équation (24) et même son application à la modulation MAQ-4, donnée par l'équation (25), peuvent s'avérer difficiles à implémenter en pratique : en effet, les deux termes d'interférences d'accès multiple complexe et de bruit sont à estimer et, pour ce faire, le récepteur doit avoir connaissance de tous les codes CDMA actifs. De plus, ces équations utilisent la loi des grands nombres pour calculer les espérances mathématiques, ce qui peut n'être plus valable lorsque la longueur des codes d'étalement devient relativement faible.

C'est pourquoi la présente invention propose également une expression simplifiée des LRV d'un système OFDM-CDMA.

Dans le cas d'une modulation MAQ-4, on pondère l'expression simplifiée des LRV d'un système OFDM-CDMA à modulation MAQ-4 et à codes binaires, pour obtenir une expression simplifiée des LRV d'un système OFDM- CDMA à modulation MAQ-4 et à codes binaires ou non binaires :

Dans la pratique, la formule (26) est préférable à l'équation (25) lorsqu'on utilise un égaliseur MMSE mono-utilisateur, car la complexité de calcul est réduite sans perte significative de performance.

La présente invention propose également une expression simplifiée du LRV pour des constellations MAQ-M carrées, c'est-à-dire pour M = 2^2π, où n est un entier strictement positif, pour des systèmes MC-CDMA à codes d'étalement binaires ou non binaires.

Si on note y_k = y«,ι + i-Yk,Q le symbole MAQ complexe reçu et égalisé pour l'utilisateur k, on obtient les LRV suivants :

Pour une modulation MAQ-16 avec I = {bi.i.bi^} et Q = {boj.bcu} :

Pour la partie I :

our une modulation MAQ-64 avec et Q = (27)

Pour la partie I :

Pour la partie Q :

Pour une modulation MAQ-M carrée pour M > 4, on obtient (les mêmes relations s'appliquent pour la partie en quadrature) : ou

(29) où mι,_q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bι,_q. Par exemple, pour la modulation MAQ-16, mι,2 = 2, car la distance entre les deux frontières vaut 4.

On décrit dans la suite une application privilégiée de la présente invention dans le cadre de la norme proposée par le consortium MBOA ("Multi- Band OFDM Alliance").

Les formules de LRV optimaux et simplifiés fournies par la présente invention s'appliquent en effet dans le cadre de cette norme, qui utilise la technique OFDM et qui emploie pour ses modes de transmission haut débit une modulation à porteuses duales (DCM, en anglais "Dual-Carrier Modulation"). L'association de la DCM et de l'OFDM est entièrement équivalente à un émetteur OFDM-CDMA à codes non binaires, en pleine charge, utilisant une modulation MAQ-4 et un facteur d'étalement de 2.

Les bits d'entrée sont d'abord transformés en symboles bipolaires, comme suit :

Puis ces symboles bipolaires sont groupés par 4 pour former 2 symboles complexes S_n et s_n+5o, de la façon suivante :

où Xm(n), Xm(n)+5o, Xm(n)+1 et x_m(n)+5i sont les symboles bipolaires correspondant aux bits transmis b_m(_n), b_m{n)+5o, b_m(π)+i et b_m(_n)+5i avec : m(n) = 2n pour n = O, 1 , 2 24 m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ... , 49 (31) Cependant, il est possible de voir cette modulation comme 2 symboles a_n et a'_n provenant d'une modulation MAQ-4 et ensuite utilisés pour un étalement CDMA à codes non binaires de longueur 2, en réécrivant l'équation (30) de la façon suivante :

où sont les symboles complexes MAQ-4 normalisés en énergie, et est la matrice CDMA à codes d'étalement non binaires avec un facteur d'étalement de 2.

Soient h_n et h_n+50 les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal sur les 2 sous-porteuses modulées respectivement par S_n et s_n+50 et soient respectivement g_π et g_n+5o les 2 coefficients d'égalisation employés.

Soient y_n = y_n,ι + jy_n,Q et y_n+5o = y_π+5o,ι + jyn+so.α les symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux symboles complexes MAQ-4 transmis a_n et a'_n.

Pour obtenir l'expression du LRV optimal, on peut recalculer l'équation (6) dans le cadre MBOA, en notant que les puissances p_k sont toutes égales (étant donné que les 2 codes sont transmis à la même puissance) pour y_n et

Yn

y'_n

Dans le cadre de la norme MBOA, le facteur d'étalement CDMA est très petit, donc la loi des grands nombres n'est plus valable pour calculer les espérances mathématiques dans les deux termes d'IAM de l'équation (33). On choisit alors de prendre directement la puissance de ces termes d'IAM. De plus, quel que soit l'égaliseur utilisé (MMSE, MRC₁ EGC ou ZF), le produit g_nh_n est toujours réel et positif. Conformément à la présente invention, l'équation (25) permet d'aboutir à la formule suivante du LRV optimal :

(34)

Pour obtenir le LRV simplifié, on utilise l'équation (26), dans laquelle le

term st constant et n'a donc aucune influence sur le décodage de canal lorsque le codeur de canal à l'émission est de type codeur convolutif, ce qui est le cas en MBO. On aboutit ainsi aux formules suivantes des LRV simplifiés :

L'expérience montre qu'on constate une diminution significative du taux d'erreur binaire (TEB) lorsqu'on applique la formule (35) aux bits souples en entrée du décodeur de Viterbi d'un système MBO haut débit (480 Mbps). Les résultats obtenus sont encore meilleurs lorsque la réponse impulsionnelle du canal est longue, c'est-à-dire lorsque les variations de la réponse fréquentielle du canal (représentée par les coefficients h dans les formules de LRV) sont plus fortes et où les LRV apportent donc encore plus d'informations de fiabilité au décodeur.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des étapes consistant à déterminer :

OÙ

M_{1 q} = -|M_li(H| + m_lιq pour q > 1 où mι_>q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bι,_q et où :

• P_k est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au k'^eme utilisateur,

• σ² est la variance du bruit,

• N est le nombre de sous-porteuses,

• t est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse ( 1 ≤ J? ≤ N ),

• c_kif est la valeur du code d'étalement pour la i^léme sous-porteuse et l'utilisateur k,

• h, est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la f^Ième sous-porteuse,

• y_kιι correspond à la partie réelle du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, et

OU

où ITIQ_1C1 correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ,_q et où :

• Y_k,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé.

2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bι_,q) pour les bits bι,_q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

où y_k,ι correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,_q) pour les bits b_Q,_q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

où y_k,o correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement.

3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le système de communication met en œuvre la norme MBOA (Multi-Band OFDM Alliance).

4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits b_m(_n), bm(_n)+5o, b_m(n)+i, b_m(_n>+5i est donné par les équations suivantes :

ou : m(n) 2n pour n = 0, 1 , 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ...,

49,

• yπ,ι et y_n+50lι sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• Yn₁Q et y_n+₅o,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• gn et g_n+5o sont les deux coefficients d'égalisation employés,

• h_n et R_n+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses, et

• σ² est l'estimée de la variance du bruit.

5. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits b_m(_n), b_m(_n)₊5₀₎ b_m(n)+ii b_m(_n)+5i est donnée par les équations suivantes :

ou : • m(n) = 2n pour n = 0, 1 , 2, ... , 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49,

• Yn_1I et y_n+δo,ι sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• Yn₁Q et y_n+5o,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, et

• lî_n et h_n+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses.

6. Dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en œuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (34) pour déterminer :

- une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b_{l q}) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation :

où

M_lq = y_kJ pour q = 1

M_{l q} = -|M_li(H| + m, _A pour q > 1 où nri|,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b|,_q et où :

• σ² est la variance du bruit,

• N est le nombre de sous-porteuses, • £ est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 < £ < N ),

• c_M est la valeur du code d'étalement pour la £^éms sous-porteuse et l'utilisateur k,

• h, est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la £'^ème sous-porteuse,

• yk,ι correspond à la partie réelle du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, et

OÙ

où iïiQ.q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ,_q et où :

• Yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé.

7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b|,_q) pour les bits bι,_q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

où y_kiι correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,_q) pour les bits bQ_iq de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante :

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le système de communication met en œuvre la norme MBOA (Multi-Band OFDM Alliance).

9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits b_m(_n), b_m(n)₊5o, b_m(n)+i, b_m(_n)+5i est donné par les équations suivantes :

ou : m(n) = 2n pour n = 0, 1 , 2, ... , 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ...,

49,

• Vn_,ι et y_n+5o,ι sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• Yn₁Q et y_n+5o,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,

• gn et g_n+5o sont les deux coefficients d'égalisation employés,

• σ² est l'estimée de la variance du bruit.

10. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits b_m(_n), b_m(n)+5o, b_m(n)+i, b_m(n₎₊5i est donnée par les équations suivantes :

OU m(n) = 2n pour n = 0, 1 , 2, ... , 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26,

49,

• h_n et h_n+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses.

11. Récepteur caractérisé en ce qu'il est adapté à mettre en œuvre un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5.

12. Récepteur caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 à 10.