FR2875348A1 - Compensation en temperature d'un oscillateur commande en tension - Google Patents
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Abstract
L'invention porte sur un oscillateur comprenant :-une structure oscillante (1) générant un signal (out+) ayant une fréquence dérivant en fonction d'un paramètre de son environnement;-une commande en tension (Vctrl) de la fréquence d'oscillation des cellules ;-une autre commande (2) appliquant un signal de compensation dans la structure oscillante, ce signal de compensation variant en fonction de l'évolution du paramètre de façon à compenser la dérive de la fréquence du signal généré.L'invention permet notamment de compenser les dérives en température de l'oscillateur en l'absence de boucle de régulation.
Description
COMPENSATION EN TEMPERATURE D'UN OSCILLATEUR COMMANDE
EN TENSION
L'invention porte sur les oscillateurs commandés en tension, tels que ceux utilisés par des appareils pour des émissions radiofréquences.
Les applications mettant en oeuvre des appareils sans fil exigent des circuits analogiques à faible consommation de puissance, alimentés par des tensions réduites (le plus souvent de l'ordre de 1,5V) et présentant une intégration maximale.
Un appareil commercialisé comprend une boucle à verrouillage de phase munie d'un oscillateur commandé en tension. L'oscillateur présente une structure en anneau comprenant plusieurs cellules à retard rebouclées entre elles. Sa fréquence d'oscillation nominale est de 2,45 GHz. Un transistor de l'oscillateur fonctionnant en source de courant est utilisé pour définir sa fréquence d'oscillation.
Un tel oscillateur présente cependant des inconvénients. En effet, lors d'une phase d'émission, la boucle de verrouillage de phase peut être ouverte. La fréquence d'oscillation dérive alors vers une valeur définie par des paramètres extérieurs, tels que la température.
Il existe donc un besoin pour un oscillateur comprenant: - une structure oscillante générant un signal ayant une fréquence dérivant en fonction d'un paramètre de son environnement; -une commande en tension de la fréquence d'oscillation des cellules; -une autre commande appliquant un signal de compensation dans la structure oscillante, ce signal de compensation variant en fonction de l'évolution du paramètre de façon à compenser la dérive de la fréquence du signal généré.
Selon une variante, la structure oscillante présente une structure en anneau comprenant plusieurs cellules à retard bouclées sur elles-mêmes.
Selon encore une variante, chaque cellule à retard comprend: - un premier transistor ayant une première électrode connectée à une alimentation et recevant la tension de commande sur son électrode de commande; -des première et deuxième résistances connectées entre l'alimentation et respectivement des première et deuxième sorties; - des deuxième et troisième transistors, leur électrode de commande étant connectée respectivement à la seconde et à la première sorties, leur première électrode étant connectée à la seconde électrode du premier transistor et leur seconde électrode étant connectée respectivement à la première et à la seconde sorties; - des quatrième et cinquième transistors, leur électrode de commande étant connectée respectivement à des première et deuxième entrées, leur première électrode étant connectée respectivement aux première et deuxième sorties et leur seconde électrode étant connectée à une masse.
Selon une autre variante, -les premier, deuxième et troisième transistors sont des PMos dont la première électrode est la source; -les quatrième et cinquième transistors sont des NMos dont la première électrode est le drain.
Selon encore une autre variante, le paramètre impliquant une dérive est la température, et l'autre commande comprend une sortie générant une intensité croissant avec sa température.
On peut dans ce cas prévoir que l'autre commande 15 comprend -un sixième transistor connecté en diode ayant sa première électrode connectée à une alimentation; -un septième transistor ayant sa première électrode connectée à une alimentation, sa seconde électrode appliquant le signal de compensation dans la structure oscillante et son électrode de commande étant connectée à l'électrode de commande du sixième transistor; -un huitième transistor ayant sa première électrode connectée à la seconde électrode du sixième transistor et ayant sa seconde électrode connectée à une masse.
On peut en outre prévoir que la première électrode du sixième transistor est connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance. La première électrode du septième transistor peut alors être connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance. Autrement, la première électrode du septième transistor peut être connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'un neuvième transistor connecté en diode.
Selon une variante, les deuxièmes électrodes des septième et huitième transistors sont connectées par l'intermédiaire d'un condensateur.
Selon encore une variante, les transistors de l'autre commande sont des PMos.
On peut également prévoir que l'autre commande applique le signal de compensation sur les première et deuxième résistances des cellules à retard.
L'invention porte également sur une boucle à verrouillage de phase, comprenant: -un oscillateur tel que mentionné ci-dessus; -un comparateur de phase, recevant sur une entrée le signal généré par l'oscillateur, recevant sur une autre entrée un signal de référence et générant une tension de commande de la fréquence d'oscillation en fonction de la différence entre le signal d'entrée et le signal généré; -un commutateur plaçant sélectivement l'oscillateur en boucle ouverte ou en boucle fermée.
L'invention porte encore sur un appareil d'émission/réception radiofréquences, comprenant: -une boucle à verrouillage de phase mentionnée ci-dessus, dans laquelle l'oscillateur génère un signal radiofréquence; -un circuit d'émission; -un circuit de réception; -une antenne; -un circuit de pilotage: - plaçant l'oscillateur en boucle ouverte, appliquant le signal généré sur le circuit d'émission et connectant le circuit d'émission à l'antenne lors d'une phase d'émission; - plaçant l'oscillateur en boucle fermée, appliquant le signal généré sur le circuit de réception et connectant le circuit de réception à l'antenne lors d'une phase de réception.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit, accompagnée des dessins annexés qui représentent.
- Figure 1, une représentation schématique d'un exemple d'oscillateur à anneau selon l'art antérieur; -Figure 2, le détail d'une cellule d'oscillateur utilisable dans l'anneau de la figure 1; - Figure 3, une représentation schématique d'un oscillateur à anneau muni d'un dispositif de compensation de température selon l'invention -Figures 4 à 7, différentes variantes de dispositifs de compensation selon l'invention -Figures 8 et 9, des diagrammes illustrant les performances du dispositif de compensation de la figure 25 7; -Figure 10, une représentation détaillée d'un oscillateur muni du dispositif de la figure 7 -Figures 11 à 16, des diagrammes comparant les performances d'un oscillateur avec et sans dispositif 30 de compensation; -Figure 17, une représentation schématique d'un circuit intégré émetteur/récepteur incluant un tel oscillateur.
L'invention propose de munir un oscillateur ayant une commande en tension d'un dispositif compensant la dérive de fréquence résultant de la variation d'un paramètre de son environnement.
L'invention sera décrite par la suite dans le cas particulier d'un oscillateur muni d'une structure oscillante 1 en anneau illustrée à la figure 1. La structure oscillante utilise le retard d'inverseurs (11 et 12) identiques et bouclés sur eux-mêmes.
La figure 2 illustre un exemple de cellule 11 de la structure oscillante 1. La cellule 11 présente une paire de transistors NMos Mnll et Mn12, utilisée comme paire différentielle d'entrée. La cellule 11 présente en outre une paire de transistors PMos Mpll et Mp12 à rétroaction positive. La cellule présente en outre un transistor PMos Mp2, fonctionnant en source de courant: la tension de commande Vctil reçue sur la grille est transformée en courant de commande.
L'alimentation Vdd est connectée aux sorties Out- et Out+ respectivement par l'intermédiaire les résistances R11 et R12.
Plus précisément, la source de Mp2 est connectée à l'alimentation Vdd, sa grille est connectée à une entrée de tension de commande, son drain est connecté à la source des transistors Mpll et Mpl2. Le drain de Mpll est connecté à la sortie out-, à la grille de Mp12 et au drain de Mnll. Le drain de Mp12 est connecté à la sortie Out+, à la grille de Mpll et au drain de Mn12. La source des transistors Mpll et Mp12 est connectée à la tension Vss.
La cellule 11 a une structure particulièrement simple. En outre, sa symétrie permet de réduire la surface de Silicium occupée et fournit un excellent appariement des transistors (on réduit ainsi l'incidence des dérives de son procédé de fabrication).
Le fonctionnement de la cellule est le suivant: la transconductance gmpl des transistors Mpll et Mp12 est commandée par le courant du transistor Mp2. La variation de transconductance de Mpll et Mp12 est reproduite sur les transistors Mnll et Mn12. Les résistances R11 et R12 injectent un courant constant dans le drain des transistors Mnll et Mnl2. Le courant appliqué par les résistances R11 et R12 sur Mnll et Mn12 permet d'ajuster le rapport gmnl/gmpl. Le contrôle de la fréquence est donc réalisé par le contrôle de la transconductance de Mp2.
La fonction de transfert de la cellule 11 selon la figure 2 est la suivante: Vout 25 A(s) _ Vingmnl*Req*(1+s*Cgsrtl gm n 1 Req * (4(7gclp1 + C) (1 Re q * gmpl) * (1 + s * ) 1 Req*gmpl Les références étant définies comme suit: -Vout est la tension de sortie différentielle; -Vin est la tension d'entrée différentielle; - Reg est la valeur équivalant aux résistances rdsnl, rdspl et R en parallèle; - rdsnl est la résistance drain-source des transistors Mnll et Mn12 -rdspl est la résistance drain-source des transistors Mpll et Mp12 - gmnl est la transconductance des transistors Mnll et Mn12; -C est la somme des capacités Cdbnl, Cgspl et 10 Cdbpl; -Cdbnl est la capacité drain-substrat des transistors Mnll et Mn12 - Cgspl est la capacité grille-source des transistors Mpll et Mp12 -Cdbpl étant la capacité drain-substrat des transistors Mpll et Mp12.
D'après le critère de Barkhausen, afin de maintenir l'oscillation, le déphasage total de la chaîne de verrouillage de phase doit être de 360 avec un gain en tension unitaire. On en déduit alors la fréquence nominale.
gum12 - (-1 - gmpl)2
R
(C+4Cgdp1)2-Cgsr112 fosc = On va maintenant décrire des dispositifs de 25 compensation pour le cas particulier de la dérive en température.
La figure 3 illustre schématiquement un oscillateur comprenant une structure oscillante 1 et un dispositif de compensation de température 2. Comme décrit auparavant, la structure oscillante 1 reçoit une tension de commande Vctri sur une entrée. La structure oscillante fournit sur une sortie un signal à la fréquence fosc selon la loi suivante (au premier ordre) fosc = Kvco * Vctrl Kvco étant le gain de conversion tension/fréquence de l'oscillateur. Pour une tension Vctrl donnée et en l'absence de compensation, le gain Kvco baisse et aboutit à une baisse linéaire de fosc lors d'une augmentation de température.
Le dispositif de compensation 2 est prévu pour appliquer un courant de polarisation, proportionnel à la température absolue, dans la structure oscillante.
Le dispositif de compensation de température de la figure 4 présente trois transistors PMos Mp14, Mp24 et Mp34. Les transistors Mp14 et Mp34 sont connectés en diode. La source du transistor Mp14 est connectée à l'alimentation Vdd, son drain est connecté à la source du transistor Mp34. Le drain du transistor Mp34 est connecté à la tension Vss. La source du transistor Mp24 est connecté à l'alimentation Vdd, son drain est connectée à une sortie Iout et sa grille est connectée à la grille de Mp14. Le transistor Mp24 est donc connecté pour recopier le courant traversant Mp14 sur la sortie Iout.
La tension de sortie Iout est alors définie par la formule suivante: fout = ,uP * Cox * Wp2 * Vdd 2Lp2 Wpl/Lpl 1+ Wp3/Lp3 pP étant la mobilité des trous, Cox la capacité d'oxyde, Wp et Lp étant respectivement la largeur et la 5 longueur du canal des transistors.
Ainsi, dans cet exemple, Iout varie en fonction de la température car pP est approximativement proportionnelle à la température absolue.
Le dispositif de la figure 5 permet d'accroître l'influence de la température sur le courant Iout. A cet effet, la source du transistor Mp15 est connectée à l'alimentation Vdd par l'intermédiaire de la résistance R15.
fout =,uP*Cox* Wp2 *(Vdd -Va-2Lp 2 ) Vt (2R * Vt avec Va= *,/,i1 * /33) + 2R*\1f31*,33 A=,6-3- *,Q3)2-4R* /31*P3*[tai --\/f33)*!l/t;+R/j3*Vri1/l*l/dd] et,8=,up*Cox*W. 2L Le dispositif de la figure 6 favorise le contrôle de la pente et de la valeur du courant de sortie Iout. A cet effet, la source du transistor Mp26 est connectée a l'alimentation Vdd par l'intermédiaire de la résistance R26. Cette modification permet d'ajuster la compensation en température mais réduit la plage de variation du courant.
Par rapport au dispositif de la figure 6, le dispositif de la figure 7 augmente l'influence de la température sur l'intensité Iout et réduit la sensibilité du dispositif à l'impédance qui lui est connectée. Dans ce but, un transistor Mp47 connecté en diode remplace la résistance R26 pour une fonction équivalente. Par ailleurs, un condensateur C connecte le drain du transistor Mp37 et le drain du transistor Mp27. La réjection d'alimentation est ainsi améliorée.
Le dispositif de compensation 2 de la figure 7 est par exemple prévu pour fournir une compensation de courant de 7,4pA/ C, soit 1,4 mA dans la plage de -40 C à 150 C) Dans ces exemples, on utilise de préférence des transistors de type PMOS: -le bruit de scintillement (nommé flicker noise en langue anglaise), dont la densité spectrale de puissance varie en sens inverse de la fréquence, est réduit pour un courant de polarisation donné ; -la source et le substrat peuvent directement être reliés et donc la tension de seuil ne variera pas en fonction du point de polarisation du transistor. La linéarité du circuit de compensation est ainsi accrue.
Les transistors Mp3X des figures 4 à 7 peuvent être remplacés par des transistors équivalents de type Nmos.
Bien qu'on ait décrit auparavant des dispositifs présentant une compensation linéaire en fonction de la température, l'homme du métier adaptera ces dispositifs pour obtenir un diagramme qui corresponde aux dérives en température de la structure oscillante.
Les figures 8 et 9 illustrent les performances du dispositif de compensation de la figure 7. La figure 8 illustre la variation du courant de sortie Iout en fonction de la température. On remarque que la relation entre la température et Iout est très linéaire. La figure 9 illustre le bruit de sortie du dispositif de compensation. On constate que ce bruit présente un niveau particulièrement réduit.
La figure 10 illustre l'oscillateur muni du dispositif de compensation de la figure 7. Le dispositif de compensation 2 est connecté en série entre les résistances R11, R12 et l'alimentation Vdd. L'oscillateur présente une structure particulièrement simple: seulement treize transistors, cinq résistances et un condensateur.
L'homme du métier saura adapter la valeur des résistances R11 et R12 pour permettre un centrage de la fréquence nominale à la valeur souhaitée. Dans l'exemple, les composants ayant les mêmes références sont identiques, aux dispersions de fabrication près.
Le transistor Mp2 est utilisé pour transformer la tension Vctri en courant de commande Io, des cellules 11 et 12. Par application du courant variable Iout dans les résistances R11 et R12, la compensation en température est effectuée en modifiant le courant de polarisation des transistors Mn12 et Mnll.
Ainsi, pour une valeur V0tri donnée, la fréquence du signal généré par l'oscillateur sera très peu influencée par les variations de température.
Les figures 11 à 16 illustrent les performances respectives de l'oscillateur de la figure 8 et d'un oscillateur similaire sans dispositif de compensation. Les courbes reliant des carrés sur fond blancs correspondent à l'oscillateur selon l'invention. Les courbes reliant des cercles noirs correspondent à l'oscillateur sans compensation.
Les essais ont été réalisés avec les conditions de fonctionnement de base suivantes: une température de 50 C, une tension d'alimentation VDD de 2, 5V, et une tension de commande Vc-ri de 1V.
La figure 11 illustre la fréquence d'oscillation stabilisée en boucle ouverte en fonction de la température. L'oscillateur selon l'invention présente seulement une dérive en température d'environ 50 ppm/ C, ce qui implique une dérive d'environ 25 MHz sur la plage de température allant de -40 C à 150 C, pour une fréquence nominale de 2,45GHz. Par comparaison l'oscillateur présente une dérive de 950 ppm/ C, soit environ 450 MHz dans les mêmes conditions.
La figure 12 illustre le bruit de phase en boucle fermée en fonction de la température, à 500 KHz de la fréquence porteuse. On constate que le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention est relativement peu détérioré. Ainsi, sur la plage de -40 à 100 C, le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention ne dépasse pas le bruit de phase de l'oscillateur sans compensation de plus de 2dBc/Hz. Bien que l'écart entre les bruits de phase s'accroisse au-delà de 100 C, l'incidence en est relativement réduite car l'oscillateur est généralement prévu pour des applications à une température inférieure à 85 C. Quoi qu'il en soit, les performances de l'oscillateur compensé sont meilleures que celles requises par le standard Bluetooth sur l'ensemble de la plage de température. Le bruit de phase reste en outre relativement stable sur la plage de température comprise entre -40 C et 120 C.
La figure 13 illustre la fréquence d'oscillation en fonction du niveau de la tension Vctri. On constate que le dispositif de compensation fournit une augmentation du gain de conversion Kw.3. Par conséquent, le gain de la structure oscillante peut être réduit. L'influence des fuites de la tension de commande est alors réduite proportionnellement à la réduction du gain. En outre, les modulations de la tension de commande sont moins sensibles au bruit. Par ailleurs, la plage de linéarité de la fonction de transfert est considérablement accrue.
La figure 14 illustre le bruit de phase à 500KHz de la fréquence porteuse, en fonction du niveau de la tension V. Le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention reste inférieur à -89 dBc/Hz sur la plage de tension Vc,, testée.
La figure 15 illustre le bruit de phase à 500KHz de la fréquence porteuse, en fonction du niveau de la tension d'alimentation VDD. La dégradation du bruit de phase reste inférieure à 2dBc/Hz sur toute la plage testée. En outre, le bruit de phase reste également nettement inférieur au niveau exigé par le standard Bluetooth.
La figure 16 illustre la fréquence de l'oscillateur en fonction de la tension d'alimentation. L'oscillateur de l'invention est plus sensible à la variation de la tension d'alimentation que l'oscillateur sans compensation. Cependant, cette augmentation de sensibilité présente une incidence réduite sur le fonctionnement de l'oscillateur.
La puissance consommée par l'oscillateur sans compensation est de 10 mW contre 15,5 mW pour l'oscillateur selon l'invention. La perte en termes de puissance est donc extrêmement réduite comparativement aux gains de performances obtenus.
Les inventeurs ont également constaté que le temps d'établissement de l'oscillation passe de 3 ns sans compensation à 5 ns selon l'invention. Ainsi, le temps d'établissement n'est dégradé que d'un très faible ordre de grandeur. Cette dégradation du temps d'établissement sera le plus souvent négligeable par rapport à l'ordre de grandeur des autres retards dans le circuit accueillant l'oscillateur. Les inventeurs ont encore constaté que le bruit de phase en fonction de la fréquence de décalage était inchangé par la compensation de température.
La figure 17 illustre schématiquement un oscillateur selon l'invention intégré dans un appareil émetteur/récepteur radiofréquence 3. L'oscillateur peut être intégré en technologie CMOS avec le reste de l'appareil émetteur/récepteur 3.
L'appareil 3 comprend une antenne 105 d'émission réception. L'antenne est connectée sélectivement à un circuit de réception 122 ou à un circuit d'émission 121 par l'intermédiaire du commutateur 104. La commutation (et donc le mode de communication) est commandée par l'application d'un signal RX/TX sur l'entrée 106. Le circuit d'émission 121 reçoit des données binaires à moduler et à émettre sur une entrée 107 de l'appareil 3. Le circuit de réception 122 applique sur une sortie 124 des données binaires démodulées reçues.
Le circuit de réception 122 et le circuit d'émission 121 font usage d'un même oscillateur VCO 101 selon l'invention.
En mode de réception, l'oscillateur 101 incluant le dispositif de compensation est placé en boucle fermée dans une boucle à verrouillage de phase, au moyen du commutateur 103. Cette boucle comprend, de façon connue en soi, un diviseur de tension 108 sur lequel est appliqué le signal généré par l'oscillateur 101. Le signal divisé est appliqué sur un comparateur de phase 110. Le comparateur de phase 110 compare le signal de l'oscillateur à une valeur de fréquence de référence (correspondant à la fréquence à générer divisée par le facteur N du diviseur N). Le comparateur génère alors une tension de commande de l'oscillateur corrigée. Cette tension de commande traverse le filtre 109 et la tension Vctrl filtrée est ainsi stabilisée pour piloter l'oscillateur VCO 101. La tension de commande peut par exemple être générée par une pompe de charge alimentant une capacité. La capacité est alors chargée ou déchargée en fonction de la correction souhaitée sur la tension de commande.
Toujours en mode de réception, le signal réceptionné par l'antenne 105 traverse le filtre passe-bande 112. Le filtre conserve ainsi seulement une bande étroite incluant les signaux modulés en fréquence à 2,45GHz 2MHz. Le signal filtré traverse alors un amplificateur à faible bruit 113. La sortie de l'amplificateur 113 est connectée aux comparateurs de phase 114 et 117 d'un circuit de démodulation.
Le signal généré par l'oscillateur 101 est fourni au circuit de réception 122 par l'intermédiaire du commutateur 102. De façon connue en soi, le signal généré est appliqué sur deux branches du circuit de démodulation. Pour la branche associée à la détection des 0, le signal généré traverse un déphaseur +7/2, puis est appliqué sur le comparateur de phase 117. La sortie du comparateur 117 est appliquée sur le filtre 118. La sortie du filtre 118 est appliquée sur un comparateur à seuil 119. Pour la branche associée à la détection des 1, le signal généré est appliqué sur le comparateur de phase 114. La sortie du comparateur 114 est appliquée sur le filtre 115. La sortie du filtre 115 est appliquée sur un comparateur à seuil 116. Les comparateurs 116 et 119 sont connectés au circuit 111 qui fournit le signal binaire démodulé sur la sortie 124.
En mode d'émission, la boucle de verrouillage de phase incluant l'oscillateur 101 est placée en boucle ouverte au moyen du commutateur 103. L'oscillateur reçoit une tension de commande modulée en amplitude en fonction du niveau logique. Cette tension est appliquée comme tension de commande sur l'oscillateur 101 par l'intermédiaire du commutateur 103. En mode d'émission, le commutateur 102 applique le signal généré par l'oscillateur 101 sur l'amplificateur de puissance 123. Le commutateur 104 applique le signal de sortie de l'amplificateur 123 sur l'antenne 105. On peut prévoir que le circuit de réception 122 soit éteint en mode d'émission afin de réduire la consommation électrique de l'appareil. En mode de réception, on peut prévoir de ne pas alimenter l'amplificateur de puissance 123.
L'oscillateur à compensation 101 se révèle particulièrement utile dans l'appareil 3. En effet, la boucle de verrouillage de phase étant ouverte en émission, la température de l'oscillateur augmente notamment du fait de l'alimentation de l'amplificateur de puissance 123. Le dispositif de compensation permet ainsi de compenser la dérive en température de l'oscillateur en boucle ouverte. L'appareil peut alors émettre en respectant les normes d'erreur sur la fréquence d'émission. La dérive en température est alors négligeable par rapport à d'autres perturbations d'émission.
On notera que le mode d'émission est réduit au minimum. Ainsi, même si un circuit de compensation permet de rester dans les limites d'erreur seulement pendant une durée prédéterminée, cette durée peut être plus longue que la durée du mode d'émission.
Claims (14)
1. Oscillateur comprenant: -une structure oscillante (1) générant un signal (out+) ayant une fréquence dérivant en fonction d'un paramètre de son environnement; -une commande en tension (Vctrl) de la fréquence d'oscillation des cellules; caractérisé en ce qu'il comprend en outre: -une autre commande (2) appliquant un signal de compensation dans la structure oscillante, ce signal de compensation variant en fonction de l'évolution du paramètre de façon à compenser 1a dérive de la fréquence du signal généré.
2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la structure oscillante (1) présente une structure en anneau comprenant plusieurs cellules à retard (11, 12) bouclées sur elles-mêmes.
3. Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque cellule à retard comprend: -un premier transistor (Mp2) ayant une première électrode connectée à une alimentation et recevant la tension de commande sur son électrode de commande; -des première et deuxième résistances (R11, R12) connectées entre l'alimentation et respectivement des première et deuxième sorties -des deuxième et troisième transistors (Mpll, Mp12), leur électrode de commande étant connectée respectivement à la seconde et à la première sorties, leur première électrode étant connectée à la seconde électrode du premier transistor et leur seconde électrode étant connectée respectivement à la première et à la seconde sorties; -des quatrième et cinquième transistors (Mnll, Mnl2), leur électrode de commande étant connectée respectivement à des première et deuxième entrées, leur première électrode étant connectée respectivement aux première et deuxième sorties et leur seconde électrode étant connectée à une masse.
4. Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que -les premier, deuxième et troisième transistors sont des PMos dont la première électrode est la source; -les quatrième et cinquième transistors sont des NMos dont la première électrode est le drain.
5. Oscillateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le paramètre impliquant une dérive est la température, et en ce que l'autre commande comprend une sortie générant une intensité croissant avec sa température.
6. Oscillateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'autre commande comprend: - un sixième transistor (Mpl4, Mp15, Mp16, Mp17) connecté en diode ayant sa première électrode connectée à une alimentation - un septième transistor (Mp24, Mp25, Mp26, Mp27) ayant sa première électrode connectée à une alimentation, sa seconde électrode appliquant le signal de compensation dans la structure oscillante et son électrode de commande étant connectée à l'électrode de commande du sixième transistor; -un huitième transistor (Mp34, Mp35, Mp36, Mp37) ayant sa première électrode connectée à la seconde électrode du sixième transistor et ayant sa seconde électrode connectée à une masse.
7. Oscillateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la première électrode du sixième transistor est connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance (R15, R16, R17).
8. Oscillateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la première électrode du septième transistor est connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance (R26).
9. Oscillateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la première électrode du septième transistor est connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'un neuvième transistor (Mp47)connecté en diode.
10.Oscillateur selon l'une quelconque des
revendications 6 à 9, caractérisé en ce que les
deuxièmes électrodes des septième et huitième transistors sont connectées par l'intermédiaire d'un condensateur (C).
11.0scillateur selon l'une quelconque des revendications 6 à 10, caractérisé en ce que les transistors de l'autre commande (2) sont des PMos.
12.0scillateur selon la revendication 3 et l'une quelconque des revendications 5 à 11, caractérisé en ce que l'autre commande (2) applique le signal de compensation sur les première et deuxième résistances des cellules à retard.
13.Boucle à verrouillage de phase, caractérisée en ce qu'elle comprend: -un oscillateur selon l'une quelconque des
revendications précédentes;
-un comparateur de phase (110), recevant sur une entrée le signal généré par l'oscillateur, recevant sur une autre entrée un signal de référence et générant une tension de commande de la fréquence d'oscillation en fonction de la différence entre le signal d'entrée et le signal généré; -un commutateur (103) plaçant sélectivement l'oscillateur en boucle ouverte ou en boucle fermée.
14.Appareil d'émission/réception radiofréquences (3), caractérisé en ce qu'il comprend: 15 - une boucle à verrouillage de phase selon la revendication 13, dans laquelle l'oscillateur génère un signal radiofréquence; - un circuit d'émission (121) ; -un circuit de réception (122) - une antenne (105) ; - un circuit de pilotage: -plaçant l'oscillateur en boucle ouverte, appliquant le signal généré sur le circuit d'émission et connectant le circuit d'émission à l'antenne lors d'une phase d'émission; -plaçant l'oscillateur en boucle fermée, appliquant le signal généré sur le circuit de réception et connectant le circuit de réception à l'antenne lors d'une phase de réception.
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