FR2853468A1 - Circuit de detection pour convertisseur a courant continu - Google Patents

Abstract

Circuit de détection pour convertisseur à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel) disposé entre un premier accumulateur d'énergie et un deuxième accumulateur d'énergie, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut (M1, M2, M5) et/ou côté bas (M2, M4, M6) et une bobine de choc d'accumulation, chaque transistor de commutation étant un transistor de commutation "sense FET" auquel est associé un circuit de détection de courant qui comprend un premier transistor connecté en transdiode et un deuxième transistor connecté en montage à base commune ainsi qu'un circuit de miroir de courant.

Description

L'invention se réfère à un circuit de détection de courant pour un

convertisseur

à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel), disposé entre un premier accumulateur d'énergie d'un premier réseau de bord et un deuxième accumulateur d'énergie d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse que celle du 5 premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut et/ou côté bas et une bobine de choc d'accumulation.

L'augmentation continue de consommateurs électriques dans des véhicules à moteur demande la fourniture de puissances de génératrice de plus en plus élevées. 10 Des génératrices à pôles à griffes pouvant fournir une puissance d'environ 2,5 kW ne suffiront bientôt plus. On a donc défini avec 42V une tension de réseau de bord trois fois supérieure qui rend possible une puissance de génératrice environ trois fois plus élevée, les courants étant les mêmes.

On ne peut pas encore appliquer cette tension de réseau de bord plus élevée 15 de manière générale car beaucoup de consommateurs demandent encore une alimentation avec la tension usuelle de réseau de bord de 14V. Ceci nécessite des convertisseurs à courant continu alimentés par le réseau de bord 42V et fournissant une tension de sortie de 14V. Leur puissance se situe environ entre 1 et 3 kW.

Afin d'obtenir une compatibilité étendue avec le réseau de bord 14V existant, 20 ce convertisseur doit également être en mesure de pouvoir alimenter le réseau de bord 42V à partir du réseau de bord 14V. On a donc besoin d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu.

En raison des courants élevés et du rapport de tension des deux réseaux de bord, des convertisseurs à courant continu à plusieurs phases, en particulier 25 triphasés, se sont révélés avantageux.

Le schéma des connexions d'un convertisseur à courant continu triphasé et bidirectionnel, placé entre un premier réseau de bord (42V) comportant un premier accumulateur d'énergie Bi, et un deuxième réseau de bord (14V) comportant un deuxième accumulateur d'énergie B2, est représenté dans la fig. 2.

Ce convertisseur est composé de trois conducteurs de phase disposés de façon parallèle l'un par rapport aux autres et parallèle au premier accumulateur Bi (36V) du premier réseau de bord (42V), chaque conducteur de phase étant composé d'un circuit série formé d'un transistor de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et d'un transistor de commutation côté bas (M2, M4, M6). Le point d'interconnexion des 35 transistors de commutation Ml-M2, M3-M4 et M5-M6 de chacun de ces circuits série est relié, par un circuit série formé d'une bobine de choc d'accumulation Ll, L2 et L3 et d'une résistance de mesure Rmessl, Rmess2 et Rmess3, à un point de connexion A qui est connecté au potentiel de référence GND via un condensateur de filtrage C. Le deuxième accumulateur d'énergie 12V du second réseau de bord 14V est relié en parallèle au condensateur de filtrage C. Dans le fonctionnement abaisseur (charge du deuxième accumulateur 5 d'énergie B2 par le premier accumulateur d'énergie Bi), les transistors de commutation côté haut Ml, M3 et M5 travaillent comme interrupteurs, décalés de 1200 l'un par rapport à l'autre. Les transistors de commutation côté bas M2, M4 et M6 travaillent comme diodes de roue libre commutées de manière synchrone.

Par exemple, un courant s'écoule dans le premier conducteur de phase PHi à 10 partir du premier accumulateur d'énergie Bi à travers le transistor conducteur côté haut Ml et la bobine de choc LI qui est de ce fait chargée, vers le deuxième accumulateur d'énergie B2 qui est également chargé, et retourne dans le premier accumulateur d'énergie BI.

Lorsqu'une intensité de courant prédéterminée est atteinte, le transistor Ml 15 côté haut est commandé en fermeture; le courant circule maintenant de la bobine de choc Li qui se décharge par le deuxième accumulateur d'énergie B2, qui est également chargé, et par le transistor M2 côté bas commandé en conducteur vers la bobine de choc Li jusqu'à ce que celle-ci soit déchargée.

En fonctionnement élévateur (charge du premier accumulateur d'énergie Bi 20 par le second accumulateur d'énergie B2), les transistors de commutation côté bas M2, M4 et M6 fonctionnent comme interrupteurs, décalés par 1200 l'un par rapport à l'autre. Les transistors de commutation côté haut MI, M3 et M5 fonctionnent comme diodes de roue libre commutées de manière synchrone.

Un courant circule par exemple à nouveau dans le premier conducteur de 25 phase PHI du deuxième accumulateur d'énergie B2 à travers la bobine de choc Li qui est alors chargée et le transistor côté bas M2 en retour vers le deuxième accumulateur d'énergie B2.

Lorsqu'une certaine intensité de courant est atteinte, le transistor côté bas M2 est commandé en fermeture. Le courant circule alors depuis la bobine de choc LI 30 qui se décharge par le transistor côté haut Ml, commandé alors en conducteur, vers le premier accumulateur d'énergie BI qui est de ce fait chargé et retourne vers le deuxième accumulateur d'énergie B2.

Les signaux de commande st1 à st6 des transistors de commutation Ml à M6 sont fournis par un circuit de commande et de régulation non représenté.

En raison de l'espace constructif et restreint dans le véhicule à moteur, les valeurs des bobines de choc d'accumulation Li à L3 sont relativement faibles, par exemple de 5piH, de sorte qu'une haute fréquence de commutation de I50kHz est par exemple nécessaire. La mesure rapide des courants élevés s'établissant jusqu'à environ 100A - représente un challenge particulièrement difficile pour la technique de commutation. Cette mesure des courants Il à 13 dans chaque conducteur de phase est effectuée jusqu'à maintenant (Figure 2) par des 5 amplificateurs différentiels Dl à D3 dont les entrées reçoivent les potentiels aux bornes des résistances de mesure Rmessl à Rmess3. Le signal de tension se produisant à la sortie de chaque amplificateur différentiel Dl à D3 est proportionnel à la tension à travers la résistance de mesure correspondante qui est à son tour proportionnelle au courant circulant par cette résistance de mesure. Les signaux de 10 sortie des amplificateurs différentiels Dl à D3 sont transmis au circuit de commande et de régulation non représenté du convertisseur à courant continu.

Puisque le potentiel de référence de cette mesure de courant est la tension du deuxième réseau de bord (+12 à +14V), la valeur de mesure doit d'abord être remise au potentiel de référence de masse GND avant un traitement subséquent au moyen 15 des amplificateurs différentiels Dl à D3.

La réjection en mode commun et la vitesse sont des paramètres particulièrement critiques: a) la réjection en mode commun puisque - le signal de mesure, en raison des courants élevés et de la puissance 20 dissipée en conséquence sur la résistance de mesure Rmess, doit être très faible (< mV, puisque 100A*lOOmV = 1 OW!) et - la tension de 14V du second réseau de bord comporte une plage de variation de plusieurs volts; un amplificateur différentiel approprié doit présenter une réjection en mode 25 commun de >80dB; b) la vitesse, car les valeurs de mesure doivent être saisies en moins de ljis avec une tension d'entrée donnée (par exemple 42V) et des inductances données de la bobine de choc d'accumulation (par exemple 51tH) afin d'empêcher, dans le cas d'un court-circuit, une montée excessive des courants de phase dans le deuxième 30 réseau de bord.

Un amplificateur différentiel répondant à ces conditions ne peut être construit qu'en circuit intégré. Un tel composant intégré existe, à titre de solution coûteuse, par exemple sous la référence AD22057.

Le circuit représenté dans la fig. 2 mesure exclusivement les courants de 35 sortie Il à 13 des conducteurs de phase PH1 à PH3. Une saisie des courants individuels des transistors de commutation Ml à M6 n'est pas possible, de sorte qu'un défaut de transistor ne peut pas être détecté directement. Puisque la régulation réagit dans un tel cas avec retard, on doit craindre une surcharge ou une destruction d'un conducteur de phase entier.

En plus, les résistances de mesure Rmessl à Rmess3 sont des composants spéciaux et coûteux qui chargent le budget de tout le circuit par des frais et également le budget thermique par leur dégagement de chaleur.

L'invention a pour objectif de fournir un dispositif pour la saisie rapide de courants dans des régulateurs de commutation qui rendent possible une mesure directe et individuelle des courants pour chaque transistor séparément, qui offre une protection contre une surcharge par une détection rapide d'une situation de défaut, et 10 qui évite des résistances de mesure onéreuses et leur réchauffement excessif ainsi que les amplificateurs différentiels également onéreux.

Cet objectif est atteint, selon l'invention, par un circuit de détection de courant pour un convertisseur à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel) disposé entre un premier accumulateur d'énergie d'un premier réseau de bord et un 15 deuxième accumulateur d'énergie d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse par rapport à celle du premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut et/ou côté bas et une bobine de choc d'accumulation, caractérisé en ce que chacun des transistors de commutation côté haut et/ou côté bas du convertisseur à courant 20 continu est un transistor de commutation FET de détection comportant une borne de source Kelvin et une borne de détection de courant, et en ce que chacun des transistors de commutation comporte un circuit de détection de courant associé qui comprend - un premier transistor connecté en transdiode et relié à la borne de source 25 Kelvin du transistor de commutation, - un deuxième transistor exploité en montage à base commune et connecté à la borne de détection de courant du transistor de commutation, et - un circuit de miroir de courant relatif à un potentiel de référence qui par sa fonction de miroir impose le courant de collecteur du deuxième transistor au courant 30 de collecteur du premier transistor.

Le circuit de détection de courant selon l'invention peut en outre comporter une ou plusieurs des caractéristiques avantageuses suivantes: le deuxième transistor est connecté de telle manière que son émetteur est relié à la borne de détection de courant du transistor de commutation et que sa base 35 est reliée à la base du premier transistor, le premier transistor est connecté de telle manière que son émetteur est relié à la borne de source Kelvin du transistor de commutation et que sa base est reliée à son collecteur, et le circuit de miroir de courant comprend un troisième transistor dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor et dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une première résistance au potentiel de référence, ainsi qu'un quatrième transistor dont le collecteur est relié au collecteur du deuxième transistor, dont la base est reliée à son 5 collecteur et à la base du troisième transistor, et dont l'émetteur est relié au potentiel de référence par l'intermédiaire d'une deuxième résistance; - le circuit de miroir de courant est réalisé en forme de circuit Wilson de miroir de courant, un premier transistor additionnel étant intercalé entre le premier et le troisième transistor, transistor additionnel dont le collecteur est relié au collecteur du 10 premier transistor, dont l'émetteur est relié au collecteur du troisième transistor, et dont la base est relié au collecteur du quatrième transistor, et un deuxième transistor additionnel étant intercalé entre le deuxième et le quatrième transistor, transistor additionnel dont l'émetteur est relié au collecteur du deuxième transistor, dont le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor, et dont la base est reliée au 15 collecteur du premier transistor; - un deuxième circuit de miroir de courant comportant un cinquième transistor est prévu, cinquième transistor dont la base est reliée au collecteur du quatrième transistor, dont l'émetteur est relié au potentiel de référence par l'intermédiaire d'une troisième résistance, et dont le collecteur est relié à un potentiel d'alimentation positif 20 par l'intermédiaire d'une quatrième résistance; - les potentiels d'alimentation ou de référence d'un microcontrôleur sont prévus à titre de potentiel de référence du circuit de détection de courant et à titre de potentiel d'alimentation du deuxième circuit de miroir de courant; - le potentiel de référence est d'au moins 1,5 V inférieur à la tension de source 25 la plus basse du transistor de commutation associé; - la tension chutant aux bornes de la deuxième ou de la quatrième résistance est proportionnelle au courant de détection passant par le transistor de commutation associé; - les deux quatrième résistances des circuits de détection de courant des deux 30 transistors de commutation d'un conducteur de phase forment une quatrième résistance commune disposée entre le potentiel d'alimentation positif et les collecteurs reliés entre eux des deux cinquième transistors, et la tension chutant aux bornes de cette quatrième résistance commune est proportionnelle au courant s'écoulant dans le conducteur de phase associé; - les transistors de chaque circuit de détection de courant sont réalisés sous forme de transistors MOSFET.

L'invention comprend l'enseignement technique d'utiliser des transistors appelés "sense FET" ou FET de détection pour les transistors de commutation dans les conducteurs de phase et de mesurer les courants circulant dans ces conducteurs au moyen d'un circuit spécial d'évaluation.

Les exemples de réalisation de l'invention seront expliqués dans ce qui suit à l'aide d'un dessin schématique. Dans ce dessin: la fig. 1 montre un schéma des connexions d'un conducteur de phase d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu associé à un circuit d'évaluation de courant selon l'invention, la fig. la est un croquis partiel associé, la fig.2 représente le schéma des connexions d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu connu ayant un circuit d'évaluation de courant, la fig. 3 montre le symbole des connexions d'un transistor FET de détection, la fig. 4 montre un circuit selon l'invention pour la saisie de principe du courant 15 de détection d'un transistor FET de détection, la fig. 5 montre un circuit amélioré pour saisir le courant de détection du transistor FET de détection, la fig. 6 représente un autre circuit pour saisir le courant de détection d'un transistor FET de détection, réalisé avec des transistors MOSFET, et la fig. 7 montre un circuit d'un régulateur abaisseur selon l'invention entre deux réseaux de bord.

Selon l'invention, on utilise pour des transistors de commutation dans les conducteurs de phase des transistors appelés "sense FET" ou "current sensing FET" c'est-à-dire, FET de détection de courant, par exemple du type IRCZ44 dont les 25 données peuvent être reprises de la feuille de données ayant la même désignation et dont le symbole de connexion est représenté dans la fig. 3. Il s'agit de transistors de puissance MOS spéciaux ayant des sorties additionnelles qui rendent possible la mesure du courant de transistor.

Hormis les bornes de connexion de grille G, de drain D et de source S, on peut 30 mesurer entre deux bornes de connexion additionnelles Ks ("source Kelvin") et Cs ("current-sense" ou détection de courant) un courant faible, par exemple de 1 mA qui est une image réduite, par exemple dans un rapport 1:1000, du courant de source de 1A.

On connaît des "notices d'application" AN-959 de ces transistors FET de 35 détection, des circuits pour saisir le courant de transistor, représentés en fig. 5 (avec un amplificateur opérationnel) et en fig. 6 (avec une résistance), qui sont cependant limités à des applications se référant à la masse. Ils ne rentrent en ligne de compte que pour les transistors côté bas M2, M4 et M6 du circuit selon la fig. 2. Ils ne sont pas appropriés pour être utilisés comme transistors côte haut Ml, M3 et M5. Le circuit avec amplificateur opérationnel présente une erreur de transfert plus petite mais il est limité en vitesse par l'amplificateur opérationnel. Le circuit à résistance, 5 par contre, est plus rapide, mais présente une erreur de transfert plus grande. En plus, le signal sur la résistance est assez faible (-100mV) et doit être amplifié avant un usage ultérieur.

La fig. 4 montre un circuit selon l'invention pour une saisie fondamentale du courant de détection d'un transistor FET de détection, par exemple du de principe 10 côté haut Ml de la fig. 2.

Le transistor FET de détection constitue entre les bornes Ks (source Kelvin) et Cs (détection de courant) une source de courant Is qui doit être exploitée en courtcircuit. La borne Ks est en plus reliée par une connexion à basse impédance à la borne de source S du transistor FET de détection (voir la fig. 3) et définit donc le 15 potentiel de tension de source +VS du transistor FET de détection Ml (représenté dans la fig. 4 comme source de tension VS).

Le circuit, réalisé avec des transistors bipolaires, comporte: - d'une part, un circuit série, disposé entre la borne Ks et le potentiel de référence GND, formé d'un transistor PNP QI dont l'émetteur est relié à la borne Ks, 20 d'un transistor NPN Q3 dont le collecteur est relié au collecteur du transistor PNP QI, et d'une résistance RI qui est placée entre l'émetteur du transistor NPN Q3 et le potentiel de référence GND; et - d'autre part, un circuit série, placé entre la borne Cs et le potentiel de référence GND, formé d'un transistor PNP Q2 dont l'émetteur est relié à la borne Cs, 25 d'un transistor NPN Q4 dont le collecteur est relié au collecteur du transistor PNP Q2, et d'une résistance R2 qui est disposée entre l'émetteur du transistor NPN Q4 et le potentiel de référence GND.

Les bases des transistors QI et Q2 ainsi que des transistors Q3 et Q4 sont reliées les unes aux autres, et les bases des transistors QI et Q4 sont chacune 30 reliées avec leur collecteur.

Le potentiel de tension de source +VS du transistor Ml (fig. 2) oscille avec la fréquence de commutation du signal de commande sti très rapidement entre +42V et environ -0,7V.

Le premier objectif du circuit selon l'invention est la création d'un noeud virtuel 35 de tension sur la borne Cs avec le potentiel de référence de la borne Ks.

On atteint cet objectif par le transistor Q2 fonctionnant en montage à base commune car son émetteur constitue alors une entrée à très basse impédance. Pour régler la tension continue, la base de Q2 est reliée au transistor Qi connecté en transdiode et dont l'émetteur est relié à la borne Ks.

Lorsque le même courant (par exemple le courant de détection du transistor côté haut Ml de la fig. 2, réalisé sous forme de transistor FET de détection selon 5 l'invention) circule dans les deux transistors Qi et Q2, la tension base-émetteur des deux transistors sera identique (sauf une petite erreur due aux différentes tensions émetteur-collecteur): V(Ks) = V(Cs).

Afin de générer le même courant dans les deux transistors, le courant de collecteur du transistor Q2 sera appliqué à QI au moyen d'un miroir de courant formé 10 par les transistors Q3 et Q4 ainsi que les résistances Rl et R2.

Une tension peut être prise sur la résistance R2 entre la sortie OUT et le potentiel de référence GND qui est proportionnelle au courant de détection circulant dans le transistor côté haut MI.

Ce circuit selon la fig. 4 présente le désavantage d'une erreur résiduelle 15 provoquée par l'amplification de courant finale des transistors QI à Q4.

La fig. 5 montre un circuit amélioré dans lequel le miroir de courant (Q3, Q4) est réalisé sous forme de miroir de courant dit "Wilson" qui est connu en soi. A cette fin, on ajoute, - d'une part, un transistor NPN Q3b supplémentaire entre les deux collecteurs 20 des transistors Qi et Q3 (fig. 4), transistor dont le collecteur est relié au collecteur du transistor Qi, dont l'émetteur est relié au collecteur du transistor Q3 (qui porte dans la fig. 5 le signe de référence Q3a), et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q4; et - d'autre part, on ajoute un transistor PNP Q2b supplémentaire entre les deux 25 connexions de collecteur des transistors Q2 et Q4 (fig. 4), transistor dont le collecteur est relié au collecteur du transistor Q4, dont l'émetteur est relié au collecteur du transistor Q2 (qui porte dans la fig. 5 le signe de référence Q2a), et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q1.

A l'aide d'un tel circuit, on peut réduire de façon substantielle l'erreur résiduelle 30 due à l'amplification finale des transistors Q1 à Q4.

La fig. 6 montre un circuit correspondant à celui de la fig. 4 dans lequel les transistors bipolaires Qi à Q4 sont cependant remplacés par les transistors MOSFET Fi à F4 à signal faible. Dans cette réalisation, l'erreur résiduelle due à l'amplification de courant finale des transistors Qi à Q4 se trouve complètement éliminée.

Une autre erreur est donnée par la dépendance des variations de la tension 42V, à savoir par le fonctionnement de commutation des transistors côté haut Ml, M3 et M5 du convertisseur à courant continu (fig. 2). Cette erreur se trouve cependant diminuée par le facteur 4 à 5 dans le circuit selon la fig. 6 par rapport à une mesure de courant à l'aide de résistances de mesure Rmess dans le circuit connu de la fig. 2.

La fig. 7 montre comment un circuit selon l'invention pour mesurer le courant, par exemple le circuit selon la fig. 4, est intégré dans un convertisseur abaisseur à 5 courant continu. Aux fins de clarté, on ne montre qu'un exemple comportant un seul conducteur de phase.

Ce convertisseur est composé d'un circuit série, disposé parallèlement au premier accumulateur d'énergie Bi (36V) du premier réseau de bord (42V) et formé d'un transistor de commutation FET de détection Ml et d'une diode FD qui conduit en 10 direction du potentiel de référence GND vers la borne de source du transistor de commutation Ml. Un circuit série formé de la bobine de choc d'accumulation Ll et du condensateur de filtrage C est placé parallèlement à la diode FD, et le deuxième accumulateur d'énergie B2 (12V) du deuxième réseau de bord (14V) est placé parallèlement au condensateur de filtrage C. Le signal de commande stl est 15 appliqué à la grille du transistor de commutation Ml. Au lieu du transistor côté bas M2 dans la fig. 2, on utilise ici une diode FD à titre de diode de roue libre.

Entre les bornes Ks et Cs du transistor de commutation FET de détection Ml et le potentiel de référence GND, le circuit selon la fig. 4 (Qi à Q4, RI, R2) est inséré, la source de courant Is et le potentiel de tension de source +VS qui se 20 trouvent dans la fig. 4 pour une meilleure compréhension, n'étant plus représentés ici.

Au lieu du transistor côté bas M2 dans la fig. 2, une diode FD agit ici comme diode en roue libre.

Le courant circulant dans le transistor de commutation FET de détection Ml, mis à l'échelle et sous forme de tension chutant aux bornes de la résistance R2 par 25 rapport à la masse, est disponible sur la borne OUT, et cette tension peut être traitée ultérieurement dans le circuit de commande et de régulation non représenté ici.

Dans ce circuit, on doit échanger le transistor de commutation FET de détection et la diode afin d'obtenir un convertisseur élévateur.

La fig. 1 montre un circuit selon l'invention d'un convertisseur à courant continu 30 bidirectionnel qui est disposé entre un premier réseau de bord (42V) ayant un premier accumulateur d'énergie BI, et un deuxième réseau de bord (14V) comportant un deuxième accumulateur d'énergie B2 et qui peut charger le deuxième accumulateur d'énergie B2 à partir du premier accumulateur d'énergie Bi ou le premier accumulateur d'énergie B1 à partir du deuxième accumulateur d'énergie B2.

Aux fins de clarté, on n'a représenté qu'un seul conducteur de phase PHIl du convertisseur encadré en traits interrompus. D'autres conducteurs de phase de construction identique, s'ils sont présents, peuvent être disposés parallèlement à ce premier conducteur de phase.

Ce conducteur de phase PHII du convertisseur consiste en un circuit série formé d'un transistor de commutation FET de détection côté haut Ml et d'un 5 transistor de commutation FET de détection côté bas M2, ce circuit série étant connecté en parallèle au premier accumulateur d'énergie Bi (36V) du premier réseau de bord (42V). Un circuit série formé de la bobine de choc d'accumulation Ll et du condensateur de filtrage C, qui est commun à tous les conducteurs de phase, est connecté parallèlement au transistor de commutation FET de détection côté bas M2, 10 et le deuxième accumulateur d'énergie B2 (12V) du deuxième réseau de bord (14V) est inséré parallèlement au condensateur de filtrage C. Les deux réseaux de bord ont le même potentiel de référence GND. Le signal de commande stl est appliqué à la grille du transistor de commutation côté haut Ml, le signal de commande st2 au transistor de commutation côté bas M2, les deux transistors de commutation n'étant 15 pas simultanément conducteurs.

Le transistor de commutation FET de détection côté haut Ml ainsi que le transistor côté bas M2, est équipé d'un circuit de détection de courant associé à ce transistor, par exemple d'un circuit de détection de courant (QI à Q4, RI, R2) tel que décrit dans la fig. 4, le deuxième circuit de détection de courant de construction 20 identique pour le transistor de commutation FET de détection côté bas M2 recevant les signes de référence Q6 à Q9 et R5, R6. Cependant, on peut également utiliser un circuit décrit dans la fig. 5 ou la fig. 6.

Ce circuit selon l'invention pour saisir le courant de mesure est inséré chaque fois entre les bornes Ksl, Csl ou, respectivement, Ks2, Cs2, et un potentiel 25 d'alimentation négatif -Vcc (non pas le potentiel de référence GND comme dans la fig. 7).

En raison de la tension de saturation, un fonctionnement du circuit de détection de courant n'est possible qu'à partir d'une tension de source qui dépasse d'environ 1,5V la tension de référence de ce circuit. Pour saisir des courants de 30 détection jusqu'à OV ou inférieurs (par exemple jusqu'à -0,7V, la tension de source la plus basse du convertisseur), on a donc besoin d'une tension négative qui est inférieure d'au moins 1,5V à la tension de source la plus basse. Ceci s'applique également aux circuits de détection de courant selon les fig. 4 à 7 dans lesquels le potentiel de référence GND ne devrait pas être de OV mais d'au moins -1, 5V.

Afin de rendre possible l'application d'autres évaluations - par exemple pour des convertisseurs analogiques/numériques de microcontrôleurs non représentés ou pour une détection de surintensité - le courant de détection des transistors de commutation FET de détection côté haut ainsi que côté bas Ml, M2 est représenté aux bornes de résistances au moyen d'une source de courant additionnelle.

On a prévu à cette fin pour le circuit de détection de courant du transistor côté haut Ml un transistor Q5 dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance 5 R3 au potentiel négatif d'alimentation -Vcc, dont le collecteur est relié par une résistance R4 à un potentielpositif d'alimentation +Vcc, et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q4.

Pour le circuit de détection de courant du transistor côté bas M2, un transistor Q10 est prévu de manière identique dont l'émetteur est relié par une résistance R7 10 au potentiel négatif d'alimentation -Vcc, dont le collecteur est relié par une résistance R8 au potentiel positif d'alimentation +Vcc et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q9.

Les potentiels d'alimentation +Vcc et -Vcc correspondent de manière sensée aux potentiels d'alimentation de référence, respectivement, du microcontrôleur 15 mentionné non représenté de sorte que la saisie des courants de détection peut être effectuée à l'aide des tensions chutant aux bornes des résistances R4 et R8 entre les bornes Csl' et +Vcc ou Cs2' et +Vcc, respectivement, avec le potentiel de référence fixe +Vcc.

Puisque les deux transistors FET de détection Ml et M2 ne sont généralement 20 pas conducteurs en même temps, on peut également effectuer une mesure simultanée du courant de phase total à l'aide de la tension se produisant aux bornes de la résistance R48 entre les bornes Cs et +Vcc lorsqu'on réunit les résistances R4 et R8 en une seule résistance R48, ce qui est représenté dans le croquis sur la fig. 1a.

Le fonctionnement de ce convertisseur bidirectionnel à courant continu correspond au fonctionnement déjà décrit du convertisseur à courant continu bidirectionnel connu et représenté dans la fig. 2.

A l'aide de tous les exemples d'exécution du circuit de détection de courant selon l'invention, il est possible - d'effectuer une mesure rapide, individuelle et directe des courants des transistors de commutation côté haut ainsi que côté bas de chaque conducteur de phase dans un convertisseur à courant continu élévateur, abaisseur ou bidirectionnel, - d'obtenir une grande largeur de bande (vitesse) de la saisie de courant et une largeur de bande de régulation améliorée du convertisseur à courant continu, - d'obtenir une mise à l'échelle simple du signal de sortie; par exemple une possibilité d'adaptation facile au domaine de mesure d'un convertisseur analogique/numérique (micro-ordinateurs), - d'obtenir une protection contre une surcharge des transistors de commutation par la mesure des courants qui y circulent détection d'une situation anormale -, - d'éviter des résistances de détection onéreuses et leur réchauffement additionnel ainsi que des amplificateurs différentiels à prix élevé.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Circuit de détection de courant pour un convertisseur à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel) disposé entre un premier accumulateur d'énergie (B1) d'un premier réseau de bord et un deuxième accumulateur d'énergie 5 (B2) d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse par rapport à celle du premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et/ou côté bas (M2, M4, M6) et une bobine de choc d'accumulation (LI, L2, L3), caractérisé en ce que chacun des transistors de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et/ou côté bas (M2, M4, M6) du convertisseur à courant continu est un transistor de commutation FET de détection comportant une borne de source Kelvin (Ks, Ksl, Ks2) et une borne de détection de courant (Cs, Csi, Cs2), et que chacun des transistors de commutation (MI à M6) comporte un circuit de 15 détection de courant associé qui comprend - un premier transistor (QI, Q6) connecté en transdiode et relié à la borne de source Kelvin (Ks, Ksl, Ks2) du transistor de commutation (Mi à M6), - un deuxième transistor (Q2, Q2a, Q7) exploité en montage à base commune et connecté à la borne de détection de courant (Cs, Csi, Cs2) du transistor 20 de commutation, et - un circuit de miroir de courant (Q3, Q3a, Q4, Q8, RI, R2, R5, R6) relatif à un potentiel de référence (GND, -Vcc) qui par sa fonction de miroir impose le courant de collecteur du deuxième transistor (Q2, Q2a, Q7) au courant de collecteur du premier transistor (Qi, Q6).

2. Circuit de détection de courant selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième transistor (Q2) est connecté de telle manière - que son émetteur est relié à la borne de détection de courant (Cs) du transistor de commutation (Ml à M6), et - que sa base est reliée à la base du premier transistor (QI), 30 que le premier transistor (QI) est connecté de telle manière - que son émetteur est relié à la borne de source Kelvin (Ks) du transistor de commutation (Ml à M6), et - que sa base est reliée à son collecteur, et que le circuit de miroir de courant (Q3, Q4, RI, R2) comprend un troisième 35 transistor (Q3) - dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor (Qi), et - dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une première résistance (Rl) au potentiel de référence (GND, -Vcc), et un quatrième transistor (Q4) - dont le collecteur est relié au collecteur du deuxième transistor (Q2), - dont la base est reliée à son collecteur et à la base du troisième transistor (Q3), et - dont l'émetteur est relié au potentiel de référence (GND, -Vcc) par l'intermédiaire d'une deuxième résistance (R2).

3. Circuit de détection de courant selon la revendication 2, caractérisé en ce 10 que le circuit de miroir de courant (Q3a, Q4, Rl, R2) est réalisé en forme de circuit Wilson de miroir de courant, un premier transistor additionnel (Q3b) étant intercalé entre le premier (Qi) et le troisième transistor (Q3a), transistor additionnel (Q3b) - dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor (Qi), 15 - dont l'émetteur est relié au collecteur du troisième transistor (Q3a) , et - dont la base est relié au collecteur du quatrième transistor (Q4), et un deuxième transistor additionnel (Q2b) étant intercalé entre le deuxième (Q2a) et le quatrième transistor (Q4), transistor additionnel (Q2b) - dont l'émetteur est relié au collecteur du deuxième transistor (Q2a), 20 - dont le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor (Q4), et - dont la base est reliée au collecteur du premier transistor (Qi).

4. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'un deuxième circuit de miroir de courant comportant un cinquième transistor (Q5, Q10) est prévu, transistor (Q5, Q10) dont la base est reliée au collecteur du quatrième transistor (Q4, Q9), dont l'émetteur est relié au potentiel de référence (GND, -Vcc) par l'intermédiaire d'une troisième résistance (R3, R7), et dont le collecteur est relié à un potentiel d'alimentation positif (+Vcc) par l'intermédiaire d'une quatrième résistance (R4, R8).

5. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les potentiels d'alimentation ou de référence d'un microcontrôleur sont prévus à titre de potentiel de référence (-Vcc) du circuit de détection de courant et à titre de potentiel d'alimentation (+ Vcc) du deuxième circuit de miroir de courant.

6. Circuit de détection de courant selon la revendication 5, caractérisé en ce que le potentiel de référence (-Vcc) est d'au moins 1,5 V inférieur à la tension de source la plus basse du transistor de commutation associé (Ml à M6).

7. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la tension chutant aux bornes de la deuxième (R2, R6) ou de la quatrième résistance (R4, R8) est proportionnelle au courant de détection passant par le transistor de commutation associé (MI à M6).

8. Circuit de détection de courant selon la revendication 7, caractérisé en ce - que les deux quatrième résistances (R4, R8) des circuits de détection de courant des deux transistors de commutation (M1-M2, M3-M4, M5-M6) d'un conducteur de phase (PH1, PH2, PH3) forment une quatrième résistance commune (R48) disposée entre le potentiel d'alimentation positif (+Vcc) et les collecteurs reliés 10 entre eux des deux cinquième transistors (Q5, Q9), et - que la tension chutant aux bornes de cette quatrième résistance commune (R48) est proportionnelle au courant s'écoulant dans le conducteur de phase associé (PHI, PH2, PH3).

9. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 8, 15 caractérisé en ce que les transistors de chaque circuit de détection de courant sont réalisés sous forme de transistors MOSFET.