FR2853468A1 - Current detection circuit for bi-directional DC converter, has high and low side FETs, and current mirror circuit imposing collector current of one set of MOSFETs to collector current of other set based on reference potential - Google Patents

Abstract

The circuit has a phase conductor with high side field effect transistors (FETs) (M1, M3, M5) and/or low side field effect transistors (FETs) (M2, M4, M6), and inductors (L1-L3). A current mirror circuit (Q3, Q4, Q8, R1, R2, R5, R6) imposes a collector current of one set of MOSFETs (Q2, Q7) to a collector current of other set of MOSFETs (Q1, Q6) relative to a reference potential.

Description

L'invention se réfère à un circuit de détection de courant pour unThe invention relates to a current detection circuit for a

convertisseurconverter

à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel), disposé entre un premier accumulateur d'énergie d'un premier réseau de bord et un deuxième accumulateur d'énergie d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse que celle du 5 premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut et/ou côté bas et une bobine de choc d'accumulation.  direct current (step-up, step-down or bidirectional), disposed between a first energy accumulator from a first on-board network and a second energy accumulator from a second on-board network whose voltage is lower than that of the 5 first on-board network, comprising at least one phase conductor which comprises a switching transistor high side and / or low side and an accumulation shock coil.

L'augmentation continue de consommateurs électriques dans des véhicules à moteur demande la fourniture de puissances de génératrice de plus en plus élevées. 10 Des génératrices à pôles à griffes pouvant fournir une puissance d'environ 2,5 kW ne suffiront bientôt plus. On a donc défini avec 42V une tension de réseau de bord trois fois supérieure qui rend possible une puissance de génératrice environ trois fois plus élevée, les courants étant les mêmes.  The continuous increase in electric consumers in motor vehicles demands the supply of increasingly higher generator powers. 10 Claw-pole generators capable of supplying power of around 2.5 kW will soon no longer be sufficient. We therefore defined with 42V an on-board network voltage three times higher which makes possible a generator power approximately three times higher, the currents being the same.

On ne peut pas encore appliquer cette tension de réseau de bord plus élevée 15 de manière générale car beaucoup de consommateurs demandent encore une alimentation avec la tension usuelle de réseau de bord de 14V. Ceci nécessite des convertisseurs à courant continu alimentés par le réseau de bord 42V et fournissant une tension de sortie de 14V. Leur puissance se situe environ entre 1 et 3 kW.  It is not yet possible to apply this higher on-board network voltage in general since many consumers still require a supply with the usual on-board network voltage of 14V. This requires direct current converters supplied by the 42V on-board network and providing an output voltage of 14V. Their power is approximately between 1 and 3 kW.

Afin d'obtenir une compatibilité étendue avec le réseau de bord 14V existant, 20 ce convertisseur doit également être en mesure de pouvoir alimenter le réseau de bord 42V à partir du réseau de bord 14V. On a donc besoin d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu.  In order to obtain wide compatibility with the existing 14V on-board network, this converter must also be able to supply the 42V on-board network from the 14V on-board network. We therefore need a bidirectional DC converter.

En raison des courants élevés et du rapport de tension des deux réseaux de bord, des convertisseurs à courant continu à plusieurs phases, en particulier 25 triphasés, se sont révélés avantageux.  Due to the high currents and the voltage ratio of the two on-board networks, multi-phase DC converters, in particular three-phase, have proved to be advantageous.

Le schéma des connexions d'un convertisseur à courant continu triphasé et bidirectionnel, placé entre un premier réseau de bord (42V) comportant un premier accumulateur d'énergie Bi, et un deuxième réseau de bord (14V) comportant un deuxième accumulateur d'énergie B2, est représenté dans la fig. 2.  The diagram of the connections of a three-phase and bidirectional direct current converter, placed between a first on-board network (42V) comprising a first energy accumulator Bi, and a second on-board network (14V) comprising a second energy accumulator B2, is shown in fig. 2.

Ce convertisseur est composé de trois conducteurs de phase disposés de façon parallèle l'un par rapport aux autres et parallèle au premier accumulateur Bi (36V) du premier réseau de bord (42V), chaque conducteur de phase étant composé d'un circuit série formé d'un transistor de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et d'un transistor de commutation côté bas (M2, M4, M6). Le point d'interconnexion des 35 transistors de commutation Ml-M2, M3-M4 et M5-M6 de chacun de ces circuits série est relié, par un circuit série formé d'une bobine de choc d'accumulation Ll, L2 et L3 et d'une résistance de mesure Rmessl, Rmess2 et Rmess3, à un point de connexion A qui est connecté au potentiel de référence GND via un condensateur de filtrage C. Le deuxième accumulateur d'énergie 12V du second réseau de bord 14V est relié en parallèle au condensateur de filtrage C. Dans le fonctionnement abaisseur (charge du deuxième accumulateur 5 d'énergie B2 par le premier accumulateur d'énergie Bi), les transistors de commutation côté haut Ml, M3 et M5 travaillent comme interrupteurs, décalés de 1200 l'un par rapport à l'autre. Les transistors de commutation côté bas M2, M4 et M6 travaillent comme diodes de roue libre commutées de manière synchrone.  This converter is composed of three phase conductors arranged parallel to each other and parallel to the first Bi accumulator (36V) of the first on-board network (42V), each phase conductor being composed of a series circuit formed a high-side switching transistor (Ml, M3, M5) and a low-side switching transistor (M2, M4, M6). The interconnection point of the 35 switching transistors Ml-M2, M3-M4 and M5-M6 of each of these series circuits is connected, by a series circuit formed by an accumulation shock coil L1, L2 and L3 and a measurement resistor Rmessl, Rmess2 and Rmess3, at a connection point A which is connected to the reference potential GND via a filter capacitor C. The second 12V energy accumulator of the second on-board network 14V is connected in parallel to the filter capacitor C. In the step-down operation (charging of the second energy accumulator 5 by B2 by the first energy accumulator Bi), the high-side switching transistors Ml, M3 and M5 work as switches, offset by 1200 l ' one over the other. The low-side switching transistors M2, M4 and M6 work as synchronously switched freewheeling diodes.

Par exemple, un courant s'écoule dans le premier conducteur de phase PHi à 10 partir du premier accumulateur d'énergie Bi à travers le transistor conducteur côté haut Ml et la bobine de choc LI qui est de ce fait chargée, vers le deuxième accumulateur d'énergie B2 qui est également chargé, et retourne dans le premier accumulateur d'énergie BI.  For example, a current flows in the first phase conductor PHi from the first energy accumulator Bi through the high-side conductive transistor Ml and the shock coil LI which is therefore charged, towards the second accumulator of B2 energy which is also charged, and returns to the first BI energy accumulator.

Lorsqu'une intensité de courant prédéterminée est atteinte, le transistor Ml 15 côté haut est commandé en fermeture; le courant circule maintenant de la bobine de choc Li qui se décharge par le deuxième accumulateur d'énergie B2, qui est également chargé, et par le transistor M2 côté bas commandé en conducteur vers la bobine de choc Li jusqu'à ce que celle-ci soit déchargée.  When a predetermined current intensity is reached, the transistor M1 15 on the high side is controlled to close; the current now flows from the shock coil Li which is discharged by the second energy accumulator B2, which is also charged, and by the transistor M2 low side controlled as a conductor towards the shock coil Li until the latter be discharged.

En fonctionnement élévateur (charge du premier accumulateur d'énergie Bi 20 par le second accumulateur d'énergie B2), les transistors de commutation côté bas M2, M4 et M6 fonctionnent comme interrupteurs, décalés par 1200 l'un par rapport à l'autre. Les transistors de commutation côté haut MI, M3 et M5 fonctionnent comme diodes de roue libre commutées de manière synchrone.  In boost operation (charging of the first energy accumulator Bi 20 by the second energy accumulator B2), the low-side switching transistors M2, M4 and M6 operate as switches, offset by 1200 relative to each other . The high-side switching transistors MI, M3 and M5 function as synchronously switched freewheeling diodes.

Un courant circule par exemple à nouveau dans le premier conducteur de 25 phase PHI du deuxième accumulateur d'énergie B2 à travers la bobine de choc Li qui est alors chargée et le transistor côté bas M2 en retour vers le deuxième accumulateur d'énergie B2.  A current flows for example again in the first phase conductor PHI of the second energy accumulator B2 through the shock coil Li which is then charged and the low side transistor M2 back to the second energy accumulator B2.

Lorsqu'une certaine intensité de courant est atteinte, le transistor côté bas M2 est commandé en fermeture. Le courant circule alors depuis la bobine de choc LI 30 qui se décharge par le transistor côté haut Ml, commandé alors en conducteur, vers le premier accumulateur d'énergie BI qui est de ce fait chargé et retourne vers le deuxième accumulateur d'énergie B2.  When a certain current intensity is reached, the low side transistor M2 is commanded to close. The current then flows from the shock coil LI 30 which is discharged by the high side transistor Ml, then controlled as a conductor, towards the first energy accumulator BI which is therefore charged and returns to the second energy accumulator B2 .

Les signaux de commande st1 à st6 des transistors de commutation Ml à M6 sont fournis par un circuit de commande et de régulation non représenté.  The control signals st1 to st6 of the switching transistors M1 to M6 are supplied by a control and regulation circuit not shown.

En raison de l'espace constructif et restreint dans le véhicule à moteur, les valeurs des bobines de choc d'accumulation Li à L3 sont relativement faibles, par exemple de 5piH, de sorte qu'une haute fréquence de commutation de I50kHz est par exemple nécessaire. La mesure rapide des courants élevés s'établissant jusqu'à environ 100A - représente un challenge particulièrement difficile pour la technique de commutation. Cette mesure des courants Il à 13 dans chaque conducteur de phase est effectuée jusqu'à maintenant (Figure 2) par des 5 amplificateurs différentiels Dl à D3 dont les entrées reçoivent les potentiels aux bornes des résistances de mesure Rmessl à Rmess3. Le signal de tension se produisant à la sortie de chaque amplificateur différentiel Dl à D3 est proportionnel à la tension à travers la résistance de mesure correspondante qui est à son tour proportionnelle au courant circulant par cette résistance de mesure. Les signaux de 10 sortie des amplificateurs différentiels Dl à D3 sont transmis au circuit de commande et de régulation non représenté du convertisseur à courant continu.  Due to the limited and constructive space in the motor vehicle, the values of the accumulation shock coils Li to L3 are relatively low, for example 5piH, so that a high switching frequency of I50kHz is for example necessary. The rapid measurement of high currents up to around 100A - represents a particularly difficult challenge for the switching technique. This measurement of the currents Il to 13 in each phase conductor has been carried out so far (FIG. 2) by 5 differential amplifiers Dl to D3 whose inputs receive the potentials at the terminals of the measurement resistors Rmessl to Rmess3. The voltage signal occurring at the output of each differential amplifier Dl to D3 is proportional to the voltage across the corresponding measurement resistor which is in turn proportional to the current flowing through this measurement resistor. The output signals of the differential amplifiers D1 to D3 are transmitted to the control and regulation circuit not shown of the DC converter.

Puisque le potentiel de référence de cette mesure de courant est la tension du deuxième réseau de bord (+12 à +14V), la valeur de mesure doit d'abord être remise au potentiel de référence de masse GND avant un traitement subséquent au moyen 15 des amplificateurs différentiels Dl à D3.  Since the reference potential of this current measurement is the voltage of the second on-board network (+12 to + 14V), the measurement value must first be returned to the ground reference potential GND before further processing by means 15 differential amplifiers Dl to D3.

La réjection en mode commun et la vitesse sont des paramètres particulièrement critiques: a) la réjection en mode commun puisque - le signal de mesure, en raison des courants élevés et de la puissance 20 dissipée en conséquence sur la résistance de mesure Rmess, doit être très faible (< mV, puisque 100A*lOOmV = 1 OW!) et - la tension de 14V du second réseau de bord comporte une plage de variation de plusieurs volts; un amplificateur différentiel approprié doit présenter une réjection en mode 25 commun de >80dB; b) la vitesse, car les valeurs de mesure doivent être saisies en moins de ljis avec une tension d'entrée donnée (par exemple 42V) et des inductances données de la bobine de choc d'accumulation (par exemple 51tH) afin d'empêcher, dans le cas d'un court-circuit, une montée excessive des courants de phase dans le deuxième 30 réseau de bord.  Rejection in common mode and speed are particularly critical parameters: a) rejection in common mode since - the measurement signal, due to the high currents and the power dissipated accordingly on the measurement resistor Rmess, must be very low (<mV, since 100A * 100mV = 1 OW!) and - the voltage of 14V of the second on-board network includes a variation range of several volts; an appropriate differential amplifier must have a common mode rejection of> 80dB; b) speed, because the measured values must be entered in less than ljis with a given input voltage (for example 42V) and given inductances of the accumulation shock coil (for example 51tH) in order to prevent , in the case of a short circuit, an excessive rise in phase currents in the second on-board network.

Un amplificateur différentiel répondant à ces conditions ne peut être construit qu'en circuit intégré. Un tel composant intégré existe, à titre de solution coûteuse, par exemple sous la référence AD22057.  A differential amplifier meeting these conditions can only be built in an integrated circuit. Such an integrated component exists, as an expensive solution, for example under the reference AD22057.

Le circuit représenté dans la fig. 2 mesure exclusivement les courants de 35 sortie Il à 13 des conducteurs de phase PH1 à PH3. Une saisie des courants individuels des transistors de commutation Ml à M6 n'est pas possible, de sorte qu'un défaut de transistor ne peut pas être détecté directement. Puisque la régulation réagit dans un tel cas avec retard, on doit craindre une surcharge ou une destruction d'un conducteur de phase entier.  The circuit shown in fig. 2 exclusively measures the output currents II to 13 of the phase conductors PH1 to PH3. It is not possible to enter the individual currents of the switching transistors M1 to M6, so that a transistor fault cannot be detected directly. Since the regulation reacts in such a case with delay, there is a risk of overloading or destroying an entire phase conductor.

En plus, les résistances de mesure Rmessl à Rmess3 sont des composants spéciaux et coûteux qui chargent le budget de tout le circuit par des frais et également le budget thermique par leur dégagement de chaleur.  In addition, the measurement resistors Rmessl to Rmess3 are special and expensive components which charge the budget for the whole circuit with costs and also the thermal budget with their heat generation.

L'invention a pour objectif de fournir un dispositif pour la saisie rapide de courants dans des régulateurs de commutation qui rendent possible une mesure directe et individuelle des courants pour chaque transistor séparément, qui offre une protection contre une surcharge par une détection rapide d'une situation de défaut, et 10 qui évite des résistances de mesure onéreuses et leur réchauffement excessif ainsi que les amplificateurs différentiels également onéreux.  The object of the invention is to provide a device for the rapid capture of currents in switching regulators which make possible a direct and individual measurement of the currents for each transistor separately, which offers protection against an overload by rapid detection of a fault situation, and 10 which avoids expensive measurement resistors and their excessive heating as well as differential amplifiers also expensive.

Cet objectif est atteint, selon l'invention, par un circuit de détection de courant pour un convertisseur à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel) disposé entre un premier accumulateur d'énergie d'un premier réseau de bord et un 15 deuxième accumulateur d'énergie d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse par rapport à celle du premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut et/ou côté bas et une bobine de choc d'accumulation, caractérisé en ce que chacun des transistors de commutation côté haut et/ou côté bas du convertisseur à courant 20 continu est un transistor de commutation FET de détection comportant une borne de source Kelvin et une borne de détection de courant, et en ce que chacun des transistors de commutation comporte un circuit de détection de courant associé qui comprend - un premier transistor connecté en transdiode et relié à la borne de source 25 Kelvin du transistor de commutation, - un deuxième transistor exploité en montage à base commune et connecté à la borne de détection de courant du transistor de commutation, et - un circuit de miroir de courant relatif à un potentiel de référence qui par sa fonction de miroir impose le courant de collecteur du deuxième transistor au courant 30 de collecteur du premier transistor.  This objective is achieved, according to the invention, by a current detection circuit for a direct current converter (step-up, step-down or bidirectional) disposed between a first energy accumulator of a first on-board network and a second accumulator energy of a second on-board network whose voltage is lower compared to that of the first on-board network, comprising at least one phase conductor which comprises a switching transistor high side and / or low side and a coil of accumulation shock, characterized in that each of the switching transistors on the high side and / or the low side of the DC converter 20 is a detection FET switching transistor comprising a Kelvin source terminal and a current detection terminal, and in that each of the switching transistors comprises an associated current detection circuit which comprises - a first transistor connected in transdiode and connected to the terminal 25 Kelvin source of the switching transistor, - a second transistor operated in common base mounting and connected to the current detection terminal of the switching transistor, and - a current mirror circuit relating to a reference potential which by its mirror function imposes the collector current of the second transistor on the collector current 30 of the first transistor.

Le circuit de détection de courant selon l'invention peut en outre comporter une ou plusieurs des caractéristiques avantageuses suivantes: le deuxième transistor est connecté de telle manière que son émetteur est relié à la borne de détection de courant du transistor de commutation et que sa base 35 est reliée à la base du premier transistor, le premier transistor est connecté de telle manière que son émetteur est relié à la borne de source Kelvin du transistor de commutation et que sa base est reliée à son collecteur, et le circuit de miroir de courant comprend un troisième transistor dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor et dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une première résistance au potentiel de référence, ainsi qu'un quatrième transistor dont le collecteur est relié au collecteur du deuxième transistor, dont la base est reliée à son 5 collecteur et à la base du troisième transistor, et dont l'émetteur est relié au potentiel de référence par l'intermédiaire d'une deuxième résistance; - le circuit de miroir de courant est réalisé en forme de circuit Wilson de miroir de courant, un premier transistor additionnel étant intercalé entre le premier et le troisième transistor, transistor additionnel dont le collecteur est relié au collecteur du 10 premier transistor, dont l'émetteur est relié au collecteur du troisième transistor, et dont la base est relié au collecteur du quatrième transistor, et un deuxième transistor additionnel étant intercalé entre le deuxième et le quatrième transistor, transistor additionnel dont l'émetteur est relié au collecteur du deuxième transistor, dont le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor, et dont la base est reliée au 15 collecteur du premier transistor; - un deuxième circuit de miroir de courant comportant un cinquième transistor est prévu, cinquième transistor dont la base est reliée au collecteur du quatrième transistor, dont l'émetteur est relié au potentiel de référence par l'intermédiaire d'une troisième résistance, et dont le collecteur est relié à un potentiel d'alimentation positif 20 par l'intermédiaire d'une quatrième résistance; - les potentiels d'alimentation ou de référence d'un microcontrôleur sont prévus à titre de potentiel de référence du circuit de détection de courant et à titre de potentiel d'alimentation du deuxième circuit de miroir de courant; - le potentiel de référence est d'au moins 1,5 V inférieur à la tension de source 25 la plus basse du transistor de commutation associé; - la tension chutant aux bornes de la deuxième ou de la quatrième résistance est proportionnelle au courant de détection passant par le transistor de commutation associé; - les deux quatrième résistances des circuits de détection de courant des deux 30 transistors de commutation d'un conducteur de phase forment une quatrième résistance commune disposée entre le potentiel d'alimentation positif et les collecteurs reliés entre eux des deux cinquième transistors, et la tension chutant aux bornes de cette quatrième résistance commune est proportionnelle au courant s'écoulant dans le conducteur de phase associé; - les transistors de chaque circuit de détection de courant sont réalisés sous forme de transistors MOSFET.  The current detection circuit according to the invention may also include one or more of the following advantageous characteristics: the second transistor is connected in such a way that its emitter is connected to the current detection terminal of the switching transistor and that its base 35 is connected to the base of the first transistor, the first transistor is connected in such a way that its emitter is connected to the Kelvin source terminal of the switching transistor and that its base is connected to its collector, and the current mirror circuit comprises a third transistor whose collector is connected to the collector of the first transistor and whose emitter is connected via a first resistance to the reference potential, as well as a fourth transistor whose collector is connected to the collector of the second transistor, whose base is connected to its 5 collector and to the base of the third transistor, and whose emitter is r linked to the reference potential via a second resistor; the current mirror circuit is made in the form of a Wilson current mirror circuit, a first additional transistor being inserted between the first and the third transistor, an additional transistor whose collector is connected to the collector of the first transistor, the emitter is connected to the collector of the third transistor, and the base of which is connected to the collector of the fourth transistor, and a second additional transistor being inserted between the second and the fourth transistor, an additional transistor whose emitter is connected to the collector of the second transistor, the collector of which is connected to the collector of the fourth transistor, and the base of which is connected to the collector of the first transistor; - a second current mirror circuit comprising a fifth transistor is provided, fifth transistor whose base is connected to the collector of the fourth transistor, whose emitter is connected to the reference potential via a third resistor, and whose the collector is connected to a positive supply potential 20 via a fourth resistor; the supply or reference potentials of a microcontroller are provided as the reference potential of the current detection circuit and as the supply potential of the second current mirror circuit; the reference potential is at least 1.5 V lower than the lowest source voltage of the associated switching transistor; - the voltage falling across the second or fourth resistance is proportional to the detection current passing through the associated switching transistor; the two fourth resistors of the current detection circuits of the two switching transistors of a phase conductor form a fourth common resistor arranged between the positive supply potential and the collectors connected to each other of the two fifth transistors, and the voltage falling across this fourth common resistor is proportional to the current flowing in the associated phase conductor; - the transistors of each current detection circuit are produced in the form of MOSFET transistors.

L'invention comprend l'enseignement technique d'utiliser des transistors appelés "sense FET" ou FET de détection pour les transistors de commutation dans les conducteurs de phase et de mesurer les courants circulant dans ces conducteurs au moyen d'un circuit spécial d'évaluation.  The invention includes the technical teaching of using transistors called "sense FET" or detection FET for switching transistors in phase conductors and measuring the currents flowing in these conductors by means of a special circuit Evaluation.

Les exemples de réalisation de l'invention seront expliqués dans ce qui suit à l'aide d'un dessin schématique. Dans ce dessin: la fig. 1 montre un schéma des connexions d'un conducteur de phase d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu associé à un circuit d'évaluation de courant selon l'invention, la fig. la est un croquis partiel associé, la fig.2 représente le schéma des connexions d'un convertisseur bidirectionnel à courant continu connu ayant un circuit d'évaluation de courant, la fig. 3 montre le symbole des connexions d'un transistor FET de détection, la fig. 4 montre un circuit selon l'invention pour la saisie de principe du courant 15 de détection d'un transistor FET de détection, la fig. 5 montre un circuit amélioré pour saisir le courant de détection du transistor FET de détection, la fig. 6 représente un autre circuit pour saisir le courant de détection d'un transistor FET de détection, réalisé avec des transistors MOSFET, et la fig. 7 montre un circuit d'un régulateur abaisseur selon l'invention entre deux réseaux de bord.  The exemplary embodiments of the invention will be explained in the following using a schematic drawing. In this drawing: fig. 1 shows a diagram of the connections of a phase conductor of a bidirectional direct current converter associated with a current evaluation circuit according to the invention, FIG. 1a is an associated partial sketch, FIG. 2 represents the diagram of the connections of a known bidirectional DC converter having a current evaluation circuit, FIG. 3 shows the symbol of the connections of a detection FET transistor, FIG. 4 shows a circuit according to the invention for entering the principle of the detection current 15 of a detection FET transistor, FIG. 5 shows an improved circuit for entering the detection current of the detection FET transistor, FIG. 6 shows another circuit for entering the detection current of a detection FET transistor, produced with MOSFET transistors, and FIG. 7 shows a circuit of a step-down regulator according to the invention between two on-board networks.

Selon l'invention, on utilise pour des transistors de commutation dans les conducteurs de phase des transistors appelés "sense FET" ou "current sensing FET" c'est-à-dire, FET de détection de courant, par exemple du type IRCZ44 dont les 25 données peuvent être reprises de la feuille de données ayant la même désignation et dont le symbole de connexion est représenté dans la fig. 3. Il s'agit de transistors de puissance MOS spéciaux ayant des sorties additionnelles qui rendent possible la mesure du courant de transistor.  According to the invention, transistors called "sense FET" or "current sensing FET", that is to say, current detection FET, for example of the IRCZ44 type, are used for switching transistors in the phase conductors. the data can be taken from the data sheet having the same designation and the connection symbol of which is represented in FIG. 3. These are special MOS power transistors with additional outputs which make it possible to measure the transistor current.

Hormis les bornes de connexion de grille G, de drain D et de source S, on peut 30 mesurer entre deux bornes de connexion additionnelles Ks ("source Kelvin") et Cs ("current-sense" ou détection de courant) un courant faible, par exemple de 1 mA qui est une image réduite, par exemple dans un rapport 1:1000, du courant de source de 1A.  Apart from the gate G, drain D and source S connection terminals, it is possible to measure between two additional connection terminals Ks ("Kelvin source") and Cs ("current-sense" or current detection) a weak current. , for example 1 mA which is a reduced image, for example in a 1: 1000 ratio, of the source current of 1A.

On connaît des "notices d'application" AN-959 de ces transistors FET de 35 détection, des circuits pour saisir le courant de transistor, représentés en fig. 5 (avec un amplificateur opérationnel) et en fig. 6 (avec une résistance), qui sont cependant limités à des applications se référant à la masse. Ils ne rentrent en ligne de compte que pour les transistors côté bas M2, M4 et M6 du circuit selon la fig. 2. Ils ne sont pas appropriés pour être utilisés comme transistors côte haut Ml, M3 et M5. Le circuit avec amplificateur opérationnel présente une erreur de transfert plus petite mais il est limité en vitesse par l'amplificateur opérationnel. Le circuit à résistance, 5 par contre, est plus rapide, mais présente une erreur de transfert plus grande. En plus, le signal sur la résistance est assez faible (-100mV) et doit être amplifié avant un usage ultérieur.  There are known "application instructions" AN-959 of these FET detection transistors, circuits for recording the transistor current, represented in FIG. 5 (with an operational amplifier) and in fig. 6 (with resistance), which are however limited to applications referring to mass. They are only taken into account for the low side transistors M2, M4 and M6 of the circuit according to fig. 2. They are not suitable for use as high side transistors Ml, M3 and M5. The circuit with operational amplifier has a smaller transfer error, but is limited in speed by the operational amplifier. The resistance circuit, on the other hand, is faster, but has a larger transfer error. In addition, the signal on the resistor is quite weak (-100mV) and must be amplified before further use.

La fig. 4 montre un circuit selon l'invention pour une saisie fondamentale du courant de détection d'un transistor FET de détection, par exemple du de principe 10 côté haut Ml de la fig. 2.  Fig. 4 shows a circuit according to the invention for a fundamental recording of the detection current of a detection FET transistor, for example of the principle 10 high side Ml of FIG. 2.

Le transistor FET de détection constitue entre les bornes Ks (source Kelvin) et Cs (détection de courant) une source de courant Is qui doit être exploitée en courtcircuit. La borne Ks est en plus reliée par une connexion à basse impédance à la borne de source S du transistor FET de détection (voir la fig. 3) et définit donc le 15 potentiel de tension de source +VS du transistor FET de détection Ml (représenté dans la fig. 4 comme source de tension VS).  The detection FET transistor constitutes between the terminals Ks (Kelvin source) and Cs (current detection) a current source Is which must be exploited in short circuit. Terminal Ks is additionally connected by a low impedance connection to the source terminal S of the detection FET transistor (see fig. 3) and therefore defines the source voltage potential + VS of the detection FET transistor Ml ( shown in Fig. 4 as a voltage source VS).

Le circuit, réalisé avec des transistors bipolaires, comporte: - d'une part, un circuit série, disposé entre la borne Ks et le potentiel de référence GND, formé d'un transistor PNP QI dont l'émetteur est relié à la borne Ks, 20 d'un transistor NPN Q3 dont le collecteur est relié au collecteur du transistor PNP QI, et d'une résistance RI qui est placée entre l'émetteur du transistor NPN Q3 et le potentiel de référence GND; et - d'autre part, un circuit série, placé entre la borne Cs et le potentiel de référence GND, formé d'un transistor PNP Q2 dont l'émetteur est relié à la borne Cs, 25 d'un transistor NPN Q4 dont le collecteur est relié au collecteur du transistor PNP Q2, et d'une résistance R2 qui est disposée entre l'émetteur du transistor NPN Q4 et le potentiel de référence GND.  The circuit, produced with bipolar transistors, comprises: - on the one hand, a series circuit, disposed between the terminal Ks and the reference potential GND, formed of a PNP transistor QI whose emitter is connected to the terminal Ks , An NPN transistor Q3 whose collector is connected to the collector of the PNP transistor QI, and a resistor RI which is placed between the emitter of the NPN transistor Q3 and the reference potential GND; and - on the other hand, a series circuit, placed between the terminal Cs and the reference potential GND, formed of a PNP transistor Q2 whose emitter is connected to the terminal Cs, of an NPN transistor Q4 whose collector is connected to the collector of the PNP transistor Q2, and a resistor R2 which is disposed between the emitter of the NPN transistor Q4 and the reference potential GND.

Les bases des transistors QI et Q2 ainsi que des transistors Q3 et Q4 sont reliées les unes aux autres, et les bases des transistors QI et Q4 sont chacune 30 reliées avec leur collecteur.  The bases of transistors QI and Q2 as well as transistors Q3 and Q4 are connected to each other, and the bases of transistors QI and Q4 are each connected with their collector.

Le potentiel de tension de source +VS du transistor Ml (fig. 2) oscille avec la fréquence de commutation du signal de commande sti très rapidement entre +42V et environ -0,7V.  The source voltage potential + VS of the transistor Ml (fig. 2) oscillates with the switching frequency of the control signal sti very quickly between + 42V and around -0.7V.

Le premier objectif du circuit selon l'invention est la création d'un noeud virtuel 35 de tension sur la borne Cs avec le potentiel de référence de la borne Ks.  The first objective of the circuit according to the invention is the creation of a virtual node 35 of voltage on the terminal Cs with the reference potential of the terminal Ks.

On atteint cet objectif par le transistor Q2 fonctionnant en montage à base commune car son émetteur constitue alors une entrée à très basse impédance. Pour régler la tension continue, la base de Q2 est reliée au transistor Qi connecté en transdiode et dont l'émetteur est relié à la borne Ks.  This objective is achieved by the transistor Q2 operating in common base mounting because its emitter then constitutes an input at very low impedance. To adjust the DC voltage, the base of Q2 is connected to the transistor Qi connected in transdiode and whose emitter is connected to the terminal Ks.

Lorsque le même courant (par exemple le courant de détection du transistor côté haut Ml de la fig. 2, réalisé sous forme de transistor FET de détection selon 5 l'invention) circule dans les deux transistors Qi et Q2, la tension base-émetteur des deux transistors sera identique (sauf une petite erreur due aux différentes tensions émetteur-collecteur): V(Ks) = V(Cs).  When the same current (for example the detection current of the high side transistor Ml of FIG. 2, produced in the form of detection FET transistor according to the invention) flows in the two transistors Qi and Q2, the base-emitter voltage of the two transistors will be identical (except for a small error due to the different emitter-collector voltages): V (Ks) = V (Cs).

Afin de générer le même courant dans les deux transistors, le courant de collecteur du transistor Q2 sera appliqué à QI au moyen d'un miroir de courant formé 10 par les transistors Q3 et Q4 ainsi que les résistances Rl et R2.  In order to generate the same current in the two transistors, the collector current of the transistor Q2 will be applied to QI by means of a current mirror formed by the transistors Q3 and Q4 as well as the resistors R1 and R2.

Une tension peut être prise sur la résistance R2 entre la sortie OUT et le potentiel de référence GND qui est proportionnelle au courant de détection circulant dans le transistor côté haut MI.  A voltage can be taken from the resistor R2 between the output OUT and the reference potential GND which is proportional to the detection current flowing in the high side transistor MI.

Ce circuit selon la fig. 4 présente le désavantage d'une erreur résiduelle 15 provoquée par l'amplification de courant finale des transistors QI à Q4.  This circuit according to fig. 4 has the disadvantage of a residual error 15 caused by the final current amplification of the transistors QI to Q4.

La fig. 5 montre un circuit amélioré dans lequel le miroir de courant (Q3, Q4) est réalisé sous forme de miroir de courant dit "Wilson" qui est connu en soi. A cette fin, on ajoute, - d'une part, un transistor NPN Q3b supplémentaire entre les deux collecteurs 20 des transistors Qi et Q3 (fig. 4), transistor dont le collecteur est relié au collecteur du transistor Qi, dont l'émetteur est relié au collecteur du transistor Q3 (qui porte dans la fig. 5 le signe de référence Q3a), et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q4; et - d'autre part, on ajoute un transistor PNP Q2b supplémentaire entre les deux 25 connexions de collecteur des transistors Q2 et Q4 (fig. 4), transistor dont le collecteur est relié au collecteur du transistor Q4, dont l'émetteur est relié au collecteur du transistor Q2 (qui porte dans la fig. 5 le signe de référence Q2a), et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q1.  Fig. 5 shows an improved circuit in which the current mirror (Q3, Q4) is produced in the form of a so-called "Wilson" current mirror which is known per se. To this end, we add, - on the one hand, an additional NPN transistor Q3b between the two collectors 20 of the transistors Qi and Q3 (fig. 4), transistor whose collector is connected to the collector of transistor Qi, whose emitter is connected to the collector of transistor Q3 (which bears in Fig. 5 the reference sign Q3a), and the base of which is connected to the collector of transistor Q4; and - on the other hand, an additional PNP transistor Q2b is added between the two collector connections of transistors Q2 and Q4 (fig. 4), a transistor whose collector is connected to the collector of transistor Q4, whose emitter is connected to the collector of transistor Q2 (which bears in Fig. 5 the reference sign Q2a), and the base of which is connected to the collector of transistor Q1.

A l'aide d'un tel circuit, on peut réduire de façon substantielle l'erreur résiduelle 30 due à l'amplification finale des transistors Q1 à Q4.  Using such a circuit, the residual error 30 due to the final amplification of the transistors Q1 to Q4 can be reduced substantially.

La fig. 6 montre un circuit correspondant à celui de la fig. 4 dans lequel les transistors bipolaires Qi à Q4 sont cependant remplacés par les transistors MOSFET Fi à F4 à signal faible. Dans cette réalisation, l'erreur résiduelle due à l'amplification de courant finale des transistors Qi à Q4 se trouve complètement éliminée.  Fig. 6 shows a circuit corresponding to that of FIG. 4 in which the bipolar transistors Qi to Q4 are however replaced by the weak signal MOSFET Fi to F4 transistors. In this embodiment, the residual error due to the final current amplification of the transistors Qi to Q4 is completely eliminated.

Une autre erreur est donnée par la dépendance des variations de la tension 42V, à savoir par le fonctionnement de commutation des transistors côté haut Ml, M3 et M5 du convertisseur à courant continu (fig. 2). Cette erreur se trouve cependant diminuée par le facteur 4 à 5 dans le circuit selon la fig. 6 par rapport à une mesure de courant à l'aide de résistances de mesure Rmess dans le circuit connu de la fig. 2.  Another error is given by the dependence of the variations of the voltage 42V, namely by the switching operation of the high side transistors Ml, M3 and M5 of the DC converter (fig. 2). This error is however reduced by the factor 4 to 5 in the circuit according to fig. 6 with respect to a current measurement using Rmess measurement resistors in the known circuit of FIG. 2.

La fig. 7 montre comment un circuit selon l'invention pour mesurer le courant, par exemple le circuit selon la fig. 4, est intégré dans un convertisseur abaisseur à 5 courant continu. Aux fins de clarté, on ne montre qu'un exemple comportant un seul conducteur de phase.  Fig. 7 shows how a circuit according to the invention for measuring the current, for example the circuit according to FIG. 4, is integrated in a step-down 5 DC converter. For clarity, only one example is shown with a single phase conductor.

Ce convertisseur est composé d'un circuit série, disposé parallèlement au premier accumulateur d'énergie Bi (36V) du premier réseau de bord (42V) et formé d'un transistor de commutation FET de détection Ml et d'une diode FD qui conduit en 10 direction du potentiel de référence GND vers la borne de source du transistor de commutation Ml. Un circuit série formé de la bobine de choc d'accumulation Ll et du condensateur de filtrage C est placé parallèlement à la diode FD, et le deuxième accumulateur d'énergie B2 (12V) du deuxième réseau de bord (14V) est placé parallèlement au condensateur de filtrage C. Le signal de commande stl est 15 appliqué à la grille du transistor de commutation Ml. Au lieu du transistor côté bas M2 dans la fig. 2, on utilise ici une diode FD à titre de diode de roue libre.  This converter is composed of a series circuit, arranged parallel to the first energy accumulator Bi (36V) of the first on-board network (42V) and formed of a switching FET switching transistor Ml and a diode FD which conducts in the direction of the reference potential GND towards the source terminal of the switching transistor Ml. A series circuit formed by the accumulation shock coil L1 and the filtering capacitor C is placed parallel to the diode FD, and the second energy accumulator B2 (12V) of the second on-board network (14V) is placed parallel to the filter capacitor C. The control signal stl is applied to the gate of the switching transistor Ml. Instead of the low side transistor M2 in fig. 2, a FD diode is used here as a freewheeling diode.

Entre les bornes Ks et Cs du transistor de commutation FET de détection Ml et le potentiel de référence GND, le circuit selon la fig. 4 (Qi à Q4, RI, R2) est inséré, la source de courant Is et le potentiel de tension de source +VS qui se 20 trouvent dans la fig. 4 pour une meilleure compréhension, n'étant plus représentés ici.  Between the terminals Ks and Cs of the detection FET switching transistor Ml and the reference potential GND, the circuit according to FIG. 4 (Qi to Q4, RI, R2) is inserted, the current source Is and the source voltage potential + VS which are in fig. 4 for a better understanding, no longer represented here.

Au lieu du transistor côté bas M2 dans la fig. 2, une diode FD agit ici comme diode en roue libre.  Instead of the low side transistor M2 in fig. 2, a FD diode acts here as a freewheeling diode.

Le courant circulant dans le transistor de commutation FET de détection Ml, mis à l'échelle et sous forme de tension chutant aux bornes de la résistance R2 par 25 rapport à la masse, est disponible sur la borne OUT, et cette tension peut être traitée ultérieurement dans le circuit de commande et de régulation non représenté ici.  The current flowing in the switching FET switching transistor M1, scaled and in the form of a voltage dropping across the terminals of the resistor R2 with respect to ground, is available on the terminal OUT, and this voltage can be processed later in the command and control circuit not shown here.

Dans ce circuit, on doit échanger le transistor de commutation FET de détection et la diode afin d'obtenir un convertisseur élévateur.  In this circuit, the detection FET switching transistor and the diode must be exchanged in order to obtain a step-up converter.

La fig. 1 montre un circuit selon l'invention d'un convertisseur à courant continu 30 bidirectionnel qui est disposé entre un premier réseau de bord (42V) ayant un premier accumulateur d'énergie BI, et un deuxième réseau de bord (14V) comportant un deuxième accumulateur d'énergie B2 et qui peut charger le deuxième accumulateur d'énergie B2 à partir du premier accumulateur d'énergie Bi ou le premier accumulateur d'énergie B1 à partir du deuxième accumulateur d'énergie B2.  Fig. 1 shows a circuit according to the invention of a bidirectional direct current converter 30 which is arranged between a first on-board network (42V) having a first energy accumulator BI, and a second on-board network (14V) comprising a second energy accumulator B2 and which can charge the second energy accumulator B2 from the first energy accumulator Bi or the first energy accumulator B1 from the second energy accumulator B2.

Aux fins de clarté, on n'a représenté qu'un seul conducteur de phase PHIl du convertisseur encadré en traits interrompus. D'autres conducteurs de phase de construction identique, s'ils sont présents, peuvent être disposés parallèlement à ce premier conducteur de phase.  For clarity, only one PHI phase conductor of the converter has been shown, framed in broken lines. Other conductors of identical construction phase, if present, can be arranged parallel to this first phase conductor.

Ce conducteur de phase PHII du convertisseur consiste en un circuit série formé d'un transistor de commutation FET de détection côté haut Ml et d'un 5 transistor de commutation FET de détection côté bas M2, ce circuit série étant connecté en parallèle au premier accumulateur d'énergie Bi (36V) du premier réseau de bord (42V). Un circuit série formé de la bobine de choc d'accumulation Ll et du condensateur de filtrage C, qui est commun à tous les conducteurs de phase, est connecté parallèlement au transistor de commutation FET de détection côté bas M2, 10 et le deuxième accumulateur d'énergie B2 (12V) du deuxième réseau de bord (14V) est inséré parallèlement au condensateur de filtrage C. Les deux réseaux de bord ont le même potentiel de référence GND. Le signal de commande stl est appliqué à la grille du transistor de commutation côté haut Ml, le signal de commande st2 au transistor de commutation côté bas M2, les deux transistors de commutation n'étant 15 pas simultanément conducteurs.  This phase conductor PHII of the converter consists of a series circuit formed by a high-side detection FET switching transistor Ml and a low-side detection FET switching transistor M2, this series circuit being connected in parallel to the first accumulator. Bi (36V) energy from the first on-board network (42V). A series circuit formed by the accumulation shock coil L1 and the filtering capacitor C, which is common to all the phase conductors, is connected in parallel to the low-side detection switching switching transistor M2, 10 and the second accumulator d energy B2 (12V) from the second on-board network (14V) is inserted parallel to the filter capacitor C. The two on-board networks have the same GND reference potential. The control signal stl is applied to the gate of the high side switching transistor M1, the control signal st2 to the low side switching transistor M2, the two switching transistors not being simultaneously conductive.

Le transistor de commutation FET de détection côté haut Ml ainsi que le transistor côté bas M2, est équipé d'un circuit de détection de courant associé à ce transistor, par exemple d'un circuit de détection de courant (QI à Q4, RI, R2) tel que décrit dans la fig. 4, le deuxième circuit de détection de courant de construction 20 identique pour le transistor de commutation FET de détection côté bas M2 recevant les signes de référence Q6 à Q9 et R5, R6. Cependant, on peut également utiliser un circuit décrit dans la fig. 5 ou la fig. 6.  The high-side detection FET switching transistor M1 as well as the low-side transistor M2, is equipped with a current detection circuit associated with this transistor, for example a current detection circuit (QI to Q4, RI, R2) as described in fig. 4, the second current detection circuit of identical construction for the low-side detection switching transistor FET M2 receiving the reference signs Q6 to Q9 and R5, R6. However, it is also possible to use a circuit described in FIG. 5 or fig. 6.

Ce circuit selon l'invention pour saisir le courant de mesure est inséré chaque fois entre les bornes Ksl, Csl ou, respectivement, Ks2, Cs2, et un potentiel 25 d'alimentation négatif -Vcc (non pas le potentiel de référence GND comme dans la fig. 7).  This circuit according to the invention for entering the measurement current is inserted each time between the terminals Ksl, Csl or, respectively, Ks2, Cs2, and a negative supply potential 25 -Vcc (not the reference potential GND as in Fig. 7).

En raison de la tension de saturation, un fonctionnement du circuit de détection de courant n'est possible qu'à partir d'une tension de source qui dépasse d'environ 1,5V la tension de référence de ce circuit. Pour saisir des courants de 30 détection jusqu'à OV ou inférieurs (par exemple jusqu'à -0,7V, la tension de source la plus basse du convertisseur), on a donc besoin d'une tension négative qui est inférieure d'au moins 1,5V à la tension de source la plus basse. Ceci s'applique également aux circuits de détection de courant selon les fig. 4 à 7 dans lesquels le potentiel de référence GND ne devrait pas être de OV mais d'au moins -1, 5V.  Due to the saturation voltage, an operation of the current detection circuit is only possible from a source voltage which exceeds by about 1.5V the reference voltage of this circuit. To enter detection currents up to OV or lower (for example up to -0.7V, the lowest source voltage of the converter), a negative voltage is therefore required which is at least minus 1.5V at the lowest source voltage. This also applies to the current detection circuits according to fig. 4 to 7 in which the GND reference potential should not be OV but at least -1.5V.

Afin de rendre possible l'application d'autres évaluations - par exemple pour des convertisseurs analogiques/numériques de microcontrôleurs non représentés ou pour une détection de surintensité - le courant de détection des transistors de commutation FET de détection côté haut ainsi que côté bas Ml, M2 est représenté aux bornes de résistances au moyen d'une source de courant additionnelle.  In order to make it possible to apply other evaluations - for example for analog / digital converters of microcontrollers not shown or for overcurrent detection - the detection current of the detection FET switching transistors on the high side as well as on the low side Ml, M2 is represented at the resistance terminals by means of an additional current source.

On a prévu à cette fin pour le circuit de détection de courant du transistor côté haut Ml un transistor Q5 dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance 5 R3 au potentiel négatif d'alimentation -Vcc, dont le collecteur est relié par une résistance R4 à un potentielpositif d'alimentation +Vcc, et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q4.  For this purpose, a transistor Q5 has been provided for the current detection circuit of the high side transistor Ml, the emitter of which is connected by means of a resistor 5 R3 to the negative supply potential -Vcc, the collector of which is connected by a resistor R4 to a positive supply potential + Vcc, and the base of which is connected to the collector of transistor Q4.

Pour le circuit de détection de courant du transistor côté bas M2, un transistor Q10 est prévu de manière identique dont l'émetteur est relié par une résistance R7 10 au potentiel négatif d'alimentation -Vcc, dont le collecteur est relié par une résistance R8 au potentiel positif d'alimentation +Vcc et dont la base est reliée au collecteur du transistor Q9.  For the current detection circuit of the low side transistor M2, a transistor Q10 is provided identically, the emitter of which is connected by a resistor R7 10 to the negative supply potential -Vcc, the collector of which is connected by a resistor R8 at the positive supply potential + Vcc and the base of which is connected to the collector of transistor Q9.

Les potentiels d'alimentation +Vcc et -Vcc correspondent de manière sensée aux potentiels d'alimentation de référence, respectivement, du microcontrôleur 15 mentionné non représenté de sorte que la saisie des courants de détection peut être effectuée à l'aide des tensions chutant aux bornes des résistances R4 et R8 entre les bornes Csl' et +Vcc ou Cs2' et +Vcc, respectivement, avec le potentiel de référence fixe +Vcc.  The supply potentials + Vcc and -Vcc correspond in a sensible manner to the reference supply potentials, respectively, of the mentioned microcontroller 15 not shown so that the capture of the detection currents can be carried out using the voltages falling to the resistance terminals R4 and R8 between terminals Csl 'and + Vcc or Cs2' and + Vcc, respectively, with the fixed reference potential + Vcc.

Puisque les deux transistors FET de détection Ml et M2 ne sont généralement 20 pas conducteurs en même temps, on peut également effectuer une mesure simultanée du courant de phase total à l'aide de la tension se produisant aux bornes de la résistance R48 entre les bornes Cs et +Vcc lorsqu'on réunit les résistances R4 et R8 en une seule résistance R48, ce qui est représenté dans le croquis sur la fig. 1a.  Since the two detection FET transistors M1 and M2 are generally not conductive at the same time, it is also possible to carry out a simultaneous measurement of the total phase current using the voltage occurring at the terminals of the resistor R48 between the terminals Cs and + Vcc when the resistors R4 and R8 are combined into a single resistor R48, which is shown in the sketch in fig. 1a.

Le fonctionnement de ce convertisseur bidirectionnel à courant continu correspond au fonctionnement déjà décrit du convertisseur à courant continu bidirectionnel connu et représenté dans la fig. 2.  The operation of this bidirectional direct current converter corresponds to the operation already described of the known bidirectional direct current converter and shown in FIG. 2.

A l'aide de tous les exemples d'exécution du circuit de détection de courant selon l'invention, il est possible - d'effectuer une mesure rapide, individuelle et directe des courants des transistors de commutation côté haut ainsi que côté bas de chaque conducteur de phase dans un convertisseur à courant continu élévateur, abaisseur ou bidirectionnel, - d'obtenir une grande largeur de bande (vitesse) de la saisie de courant et une largeur de bande de régulation améliorée du convertisseur à courant continu, - d'obtenir une mise à l'échelle simple du signal de sortie; par exemple une possibilité d'adaptation facile au domaine de mesure d'un convertisseur analogique/numérique (micro-ordinateurs), - d'obtenir une protection contre une surcharge des transistors de commutation par la mesure des courants qui y circulent détection d'une situation anormale -, - d'éviter des résistances de détection onéreuses et leur réchauffement additionnel ainsi que des amplificateurs différentiels à prix élevé.  With the aid of all the exemplary embodiments of the current detection circuit according to the invention, it is possible - to carry out a rapid, individual and direct measurement of the currents of the switching transistors on the high side as well as the low side of each phase conductor in a step-up, step-down or bidirectional DC converter, - to obtain a large bandwidth (speed) of the current capture and an improved regulation bandwidth of the DC converter, - to obtain simple scaling of the output signal; for example a possibility of easy adaptation to the measurement range of an analog / digital converter (microcomputers), - to obtain protection against an overload of the switching transistors by measuring the currents flowing there detection of abnormal situation -, - avoid expensive detection resistors and their additional heating as well as high-priced differential amplifiers.

Claims (9)

REVENDICATIONS 1. Circuit de détection de courant pour un convertisseur à courant continu (élévateur, abaisseur ou bidirectionnel) disposé entre un premier accumulateur d'énergie (B1) d'un premier réseau de bord et un deuxième accumulateur d'énergie 5 (B2) d'un deuxième réseau de bord dont la tension est plus basse par rapport à celle du premier réseau de bord, comportant au moins un conducteur de phase qui comprend un transistor de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et/ou côté bas (M2, M4, M6) et une bobine de choc d'accumulation (LI, L2, L3), caractérisé en ce que chacun des transistors de commutation côté haut (Ml, M3, M5) et/ou côté bas (M2, M4, M6) du convertisseur à courant continu est un transistor de commutation FET de détection comportant une borne de source Kelvin (Ks, Ksl, Ks2) et une borne de détection de courant (Cs, Csi, Cs2), et que chacun des transistors de commutation (MI à M6) comporte un circuit de 15 détection de courant associé qui comprend - un premier transistor (QI, Q6) connecté en transdiode et relié à la borne de source Kelvin (Ks, Ksl, Ks2) du transistor de commutation (Mi à M6), - un deuxième transistor (Q2, Q2a, Q7) exploité en montage à base commune et connecté à la borne de détection de courant (Cs, Csi, Cs2) du transistor 20 de commutation, et - un circuit de miroir de courant (Q3, Q3a, Q4, Q8, RI, R2, R5, R6) relatif à un potentiel de référence (GND, -Vcc) qui par sa fonction de miroir impose le courant de collecteur du deuxième transistor (Q2, Q2a, Q7) au courant de collecteur du premier transistor (Qi, Q6).  1. Current detection circuit for a direct current converter (step-up, step-down or bidirectional) arranged between a first energy accumulator (B1) of a first on-board network and a second energy accumulator 5 (B2) d '' a second on-board network whose voltage is lower compared to that of the first on-board network, comprising at least one phase conductor which comprises a switching transistor on the high side (Ml, M3, M5) and / or on the low side ( M2, M4, M6) and an accumulation shock coil (LI, L2, L3), characterized in that each of the switching transistors on the high side (Ml, M3, M5) and / or the low side (M2, M4, M6) of the DC converter is a detection FET switching transistor comprising a Kelvin source terminal (Ks, Ksl, Ks2) and a current detection terminal (Cs, Csi, Cs2), and that each of the switching transistors (MI to M6) has an associated current detection circuit which includes - a first er transistor (QI, Q6) connected in transdiode and connected to the Kelvin source terminal (Ks, Ksl, Ks2) of the switching transistor (Mi to M6), - a second transistor (Q2, Q2a, Q7) operated in common base and connected to the current detection terminal (Cs, Csi, Cs2) of the switching transistor 20, and - a current mirror circuit (Q3, Q3a, Q4, Q8, RI, R2, R5, R6) relative to a reference potential (GND, -Vcc) which by its mirror function imposes the collector current of the second transistor (Q2, Q2a, Q7) on the collector current of the first transistor (Qi, Q6). 2. Circuit de détection de courant selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième transistor (Q2) est connecté de telle manière - que son émetteur est relié à la borne de détection de courant (Cs) du transistor de commutation (Ml à M6), et - que sa base est reliée à la base du premier transistor (QI), 30 que le premier transistor (QI) est connecté de telle manière - que son émetteur est relié à la borne de source Kelvin (Ks) du transistor de commutation (Ml à M6), et - que sa base est reliée à son collecteur, et que le circuit de miroir de courant (Q3, Q4, RI, R2) comprend un troisième 35 transistor (Q3) - dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor (Qi), et - dont l'émetteur est relié par l'intermédiaire d'une première résistance (Rl) au potentiel de référence (GND, -Vcc), et un quatrième transistor (Q4) - dont le collecteur est relié au collecteur du deuxième transistor (Q2), - dont la base est reliée à son collecteur et à la base du troisième transistor (Q3), et - dont l'émetteur est relié au potentiel de référence (GND, -Vcc) par l'intermédiaire d'une deuxième résistance (R2).  2. Current detection circuit according to claim 1, characterized in that the second transistor (Q2) is connected in such a way that its emitter is connected to the current detection terminal (Cs) of the switching transistor (Ml to M6), and - that its base is connected to the base of the first transistor (QI), that the first transistor (QI) is connected in such a way - that its emitter is connected to the source terminal Kelvin (Ks) of the transistor switching (Ml to M6), and - that its base is connected to its collector, and that the current mirror circuit (Q3, Q4, RI, R2) comprises a third transistor (Q3) - whose collector is connected to the collector of the first transistor (Qi), and - whose emitter is connected via a first resistor (Rl) to the reference potential (GND, -Vcc), and a fourth transistor (Q4) - whose collector is connected to the collector of the second transistor (Q2), - the base of which is connected to its collection ur and at the base of the third transistor (Q3), and - whose emitter is connected to the reference potential (GND, -Vcc) via a second resistor (R2). 3. Circuit de détection de courant selon la revendication 2, caractérisé en ce 10 que le circuit de miroir de courant (Q3a, Q4, Rl, R2) est réalisé en forme de circuit Wilson de miroir de courant, un premier transistor additionnel (Q3b) étant intercalé entre le premier (Qi) et le troisième transistor (Q3a), transistor additionnel (Q3b) - dont le collecteur est relié au collecteur du premier transistor (Qi), 15 - dont l'émetteur est relié au collecteur du troisième transistor (Q3a) , et - dont la base est relié au collecteur du quatrième transistor (Q4), et un deuxième transistor additionnel (Q2b) étant intercalé entre le deuxième (Q2a) et le quatrième transistor (Q4), transistor additionnel (Q2b) - dont l'émetteur est relié au collecteur du deuxième transistor (Q2a), 20 - dont le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor (Q4), et - dont la base est reliée au collecteur du premier transistor (Qi).  3. Current detection circuit according to claim 2, characterized in that the current mirror circuit (Q3a, Q4, Rl, R2) is produced in the form of a Wilson current mirror circuit, a first additional transistor (Q3b ) being inserted between the first (Qi) and the third transistor (Q3a), additional transistor (Q3b) - whose collector is connected to the collector of the first transistor (Qi), 15 - whose emitter is connected to the collector of the third transistor (Q3a), and - whose base is connected to the collector of the fourth transistor (Q4), and a second additional transistor (Q2b) being interposed between the second (Q2a) and the fourth transistor (Q4), additional transistor (Q2b) - whose emitter is connected to the collector of the second transistor (Q2a), - whose collector is connected to the collector of the fourth transistor (Q4), and - whose base is connected to the collector of the first transistor (Qi). 4. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'un deuxième circuit de miroir de courant comportant un cinquième transistor (Q5, Q10) est prévu, transistor (Q5, Q10) dont la base est reliée au collecteur du quatrième transistor (Q4, Q9), dont l'émetteur est relié au potentiel de référence (GND, -Vcc) par l'intermédiaire d'une troisième résistance (R3, R7), et dont le collecteur est relié à un potentiel d'alimentation positif (+Vcc) par l'intermédiaire d'une quatrième résistance (R4, R8).  4. Current detection circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that a second current mirror circuit comprising a fifth transistor (Q5, Q10) is provided, transistor (Q5, Q10) whose base is connected to the collector of the fourth transistor (Q4, Q9), whose emitter is connected to the reference potential (GND, -Vcc) via a third resistor (R3, R7), and whose collector is connected to a positive supply potential (+ Vcc) via a fourth resistor (R4, R8). 5. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les potentiels d'alimentation ou de référence d'un microcontrôleur sont prévus à titre de potentiel de référence (-Vcc) du circuit de détection de courant et à titre de potentiel d'alimentation (+ Vcc) du deuxième circuit de miroir de courant.  5. Current detection circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that the supply or reference potentials of a microcontroller are provided as reference potential (-Vcc) of the detection circuit of current and as supply potential (+ Vcc) of the second current mirror circuit. 6. Circuit de détection de courant selon la revendication 5, caractérisé en ce que le potentiel de référence (-Vcc) est d'au moins 1,5 V inférieur à la tension de source la plus basse du transistor de commutation associé (Ml à M6).  6. Current detection circuit according to claim 5, characterized in that the reference potential (-Vcc) is at least 1.5 V lower than the lowest source voltage of the associated switching transistor (Ml to M6). 7. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la tension chutant aux bornes de la deuxième (R2, R6) ou de la quatrième résistance (R4, R8) est proportionnelle au courant de détection passant par le transistor de commutation associé (MI à M6).  7. Current detection circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that the voltage dropping across the second (R2, R6) or the fourth resistor (R4, R8) is proportional to the detection current passing through the associated switching transistor (MI to M6). 8. Circuit de détection de courant selon la revendication 7, caractérisé en ce - que les deux quatrième résistances (R4, R8) des circuits de détection de courant des deux transistors de commutation (M1-M2, M3-M4, M5-M6) d'un conducteur de phase (PH1, PH2, PH3) forment une quatrième résistance commune (R48) disposée entre le potentiel d'alimentation positif (+Vcc) et les collecteurs reliés 10 entre eux des deux cinquième transistors (Q5, Q9), et - que la tension chutant aux bornes de cette quatrième résistance commune (R48) est proportionnelle au courant s'écoulant dans le conducteur de phase associé (PHI, PH2, PH3).  8. Current detection circuit according to claim 7, characterized in that - the two fourth resistors (R4, R8) of the current detection circuits of the two switching transistors (M1-M2, M3-M4, M5-M6) a phase conductor (PH1, PH2, PH3) form a fourth common resistor (R48) placed between the positive supply potential (+ Vcc) and the collectors 10 connected to each other of the two fifth transistors (Q5, Q9), and - that the voltage falling across this fourth common resistor (R48) is proportional to the current flowing in the associated phase conductor (PHI, PH2, PH3). 9. Circuit de détection de courant selon l'une des revendications 1 à 8, 15 caractérisé en ce que les transistors de chaque circuit de détection de courant sont réalisés sous forme de transistors MOSFET.  9. Current detection circuit according to one of claims 1 to 8, characterized in that the transistors of each current detection circuit are produced in the form of MOSFET transistors.