FR2801745A1 - Transpondeur electromagnetique a desaccord en frequence - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un transpondeur électromagnétique (10') du type comprenant un circuit oscillant parallèle (L2, C2) propre à extraire d'un champ rayonné un signal d'alimentation, au moins un élément de désaccord (C3) commandable du circuit oscillant, et des moyens (18) pour mesurer une tension (Vdc) fonction du niveau de tension récupéré aux bornes (11, 12) du circuit oscillant, et pour activer l'élément de désaccord quand cette tension excède au moins un seuil d'activation prédéterminé.

Description

TRANSPONDEM ÉLECTROMAC,NETIQUE À DÉSACCORD FRÉQUENCE présente invention concerne un transpondeur électro magnétique c'est-à-dire un émetteur-récepteur plus souvent mobile) susceptible d'être interrogé, sans contact et sans fil, par une unité (généralement fixe), dite borne lecture et/ou écriture. 'invention concerne, plus particulièrement, des trans- pondeurs dépourvus d'alimentation autonome. transpondeurs extraient 'alimentation nécessaire aux circuits électroniques qu'ils comportent d'un champ haute fréquence rayonné par une antenne de la borne de lecture et d'écriture. L'invention s'ap plique à de tels transpondeurs, qu'il s'agisse de transpondeurs à lecture seule, c'est-à-dire propres à fonctionner avec une borne se contentant de lire des données du transpondeur, ou de trans- pondeurs ' lecture-écriture qui contiennent des données qui peu vent être modifiées par la borne.

systèmes utilisant des transpondeurs électromagné- tiques sont basés sur l'emploi de circuits oscillants comprenant un enroulement formant antenne, côté transpondeur et côté borne de lecture- écriture. Ces circuits sont destinés à être couplés par champ magnétique proche lorsque le transpondeur entre dans le champ de la borne de lecture-écriture.

figure 1 représente, de façon très schématique et simplifiée un exemple classique de système d'échange de données entre une borne 1 de lecture-écriture et un transpondeur 10 du type auquel s'applique la présente invention.

Généralement, la borne 1 est essentiellement constituée d'un circuit oscillant série, formé d'une inductance L1, en série avec un condensateur C1 et une résistance R1, entre une borne 2 de sortie d'un amplificateur ou coupleur d'antenne (non repré senté) et une borne 3 de référence (généralement, la masse). Le coupleur d'antenne fait partie d'un circuit 4 de commande du cir cuit oscillant et d'exploitation des données reçues comprenant, entre autres, un modulateur/démodulateur et un microprocesseur de traitement des commandes et des données. Dans l'exemple repré senté à la figure 1, le point 5 de connexion du condensateur C1 et de l'inductance L1 constitue une borne de prélèvement d'un signal de données reçues à destination du démodulateur. Le cir cuit 4 de la borne communique généralement avec différents cir cuits d'entrée-sortie (clavier, écran, moyen d'échange avec un serveur, etc.) et/ou de traitement non représentés. Les circuits de la borne de lecture-écriture tirent l'énergie nécessaire à leur fonctionnement d'un circuit d'alimentation (non représenté) raccordé, par exemple, au réseau de distribution électrique.

Un transpondeur 10, destiné à coopérer avec une borne 1, comporte essentiellement un circuit oscillant parallèle formé d'une inductance L2, en parallèle avec un condensateur C2, entre deux bornes 11, 12 d'entrée d'un circuit 13 de commande et de traitement. Les bornes 11 et 12 sont, en pratique, reliées à l'entrée d'un moyen de redressement (non représenté) dont les sorties constituent des bornes d'alimentation continue des cir cuits internes au transpondeur. Comme transpondeur 10 tire son énergie du champ rayonné par la borne 1, il est nécessaire de prévoir un moyen 14 de limitation de la tension d'entrée du cir cuit 13 qui risquerait autrement d'être endommagé par des ten sions trop élevées. Ce moyen 14 est symbolisé à la figure 1 par une diode zener formant un moyen d'écretement de la tension aux bornes du condensateur C2. Ce moyen 14 est représenté en paral lèle avec le condensateur C2. On notera toutefois qu'il peut s'agir de tout autre moyen équivalent et que le moyen d'écrête ment peut être placé en aval du moyen de redressement.

Le circuit oscillant de la borne 1 est excité par un signal haute fréquence (par exemple, 13,56 Nffiz) destiné à être capte par un transpondeur 10. Quand le transpondeur 10 se trouve dans le champ de la borne 1, une tension haute fréquence est engendrée aux bornes 11, 12 du circuit résonant du transpondeur. Cette tension, après redressement et écrêtement éventuel, est destinée à fournir la tension d'alimentation des circuits élec troniques 13 du transpondeur. Ces circuits comprennent générale ment, essentiellement, un microprocesseur, une mémoire, un démo- dulateur des signaux éventuellement reçus de la borne 1, et un modulateur pour transmettre des informations à la borne.

Les circuits oscillants de la borne et du transpondeur sont généralement accordés sur la fréquence d'une porteuse de transmission, c'est-à-dire que leur fréquence de résonance est réglée sur une fréquence de, par exemple, 13,56 MHz. Cet accord a pour objet de maximiser la diffusion d'énergie vers le transpon- deur, généralement, une carte de format type carte de crédit ou une étiquette (tag) de format encore inférieur, intégrant les différents constituants du transpondeur.

La porteuse de téléalimentation haute fréquence émise par borne sert également de porteuse de transmission don nées. Cette porteuse est généralement modulée en amplitude par la borne selon différentes techniques de codage de façon à transmet tre les données au transpondeur.

La figure 2 illustre un exemple classique de transmis sion de données de la borne 1 vers un transpondeur 10. Cette figure représente un exemple d'allure du signal d'excitation de l'antenne L1 pour une transmission d'un code 0101. La modulation couramment utilisée est une modulation d'amplitude avec un débit de 106 kbits/s (1 bit est transmis en environ 9,4 gs) nettement inférieur à la fréquence (par exemple,<B>13,56</B> Ngiz) de la porteuse provenant de l'oscillateur de transmission (période d'environ 74 ns). La modulation d'amplitude s'effectue généralement avec un taux de modulation (défini corme étant la différence amplitu des crête (a, b) entre deux états (1 et 0), divisé par la somme de ces amplitudes) nettement inférieur à l'unité en raison du besoin d'alimentation du transpondeur 10. Dans l'exemple de la figure 2, la porteuse à 13,56 MHz est modulée, avec un débit de 106 kbits/s, en amplitude avec un taux de modulation tm de, par exemple, 10 %. On notera que, quel que soit le type de modulation utilisé, (par exemple, d'amplitude, de phase, de fréquence) et quel que soit le type de codage des données (NRZ, NRZI, BPSK, Manchester, ASK, etc.), la transmission s'effectue par saut entre deux niveaux binaires sur la porteuse de téléalimentation.

Un inconvénient des transpondeurs classiques est que le recours des moyens d'écrêtement de la tension récupérée aux bornes du circuit oscillant (L2, C2, figure 1) est incompatible avec une transmission par saut d'amplitude qui ne soit pas en tout ou rien. En effet, si le transpondeur est relativement près de la borne, la tension est susceptible d'être écrêtée de telle manière que le démodulateur du transpondeur est alors incapable de distinguer un état 0 d'un état 1 en raison du taux de modula tion utilisé. De plus, cette perte d'information peut se produire sans que le niveau d'écrêtement soit inférieur au niveau de l'état 0 (b, figure 2). I1 suffit en effet que le niveau à l'état 1 soit écrêté pour qu'il y ait un risque d'erreur d'interpréta tion par le démodulateur du transpondeur.

Une solution connue pour résoudre ce problème consiste à limiter la puissance d'émission de la borne de sorte qu'un transpondeur qui se trouve tout près de la borne ne reçoive pas une tension telle que ses moyens d'écrêtement soient actifs. Un inconvénient d'une telle solution est cependant que cela limite alors la portée du système à transpondeur.

De plus, les champs magnétiques que sont sensés suppor ter les transpondeurs sont le plus souvent imposés par des normes et l'application des normes actuellement en vigueur conduit à ce que le champ magnétique reçu par le transpondeur, lorsque son moyen d'écrêtement se met en oeuvre, est nettement inférieur au champ magnétique maximal que le transpondeur doit être capable de supporter d'après les normes.

problèmes ci-dessus sont encore plus critiques pour des transpondeurs à faible consommation et qui sont accordés sur la fréquence de résonance. En effet, dans un tel cas, cir cuits internes au transpondeur prévus pour consommer faiblement ne sont capables de supporter des tensions élevées sorte que le moyen d'écrêtement doit être dimensionné en conséquence.

Un objet de la présente invention est de pallier les inconvénients des transpondeurs électromagnétiques connus du point de vue des effets néfastes des moyens d'écrêtement.

L'invention vise, plus particulièrement, à proposer un nouveau transpondeur électromagnétique qui puisse supporter des champs magnétiques élevés à proximité d'une borne de lecture- écriture, sans pour autant nuire à la récupération des données transmises par cette borne.

autre objet de la présente invention est de proposer une solution qui ne nécessite aucune modification des bornes de lecture-écriture et qui soit donc compatible avec les systèmes de lecture-écriture existants.

autre objet de la présente invention est de proposer une solution qui soit compatible avec la recherche d'une consom mation minimale du transpondeur.

Pour atteindre ces objets, l'invention prévoit un transpondeur électromagnétique du type comprenant un circuit oscillant parallèle propre à extraire d'un champ rayonné un signal d'alimentation, au moins un élément de désaccord commanda- ble du circuit oscillant, et des moyens pour mesurer une tension fonction niveau de tension récupéré aux bornes du circuit oscillant, et pour activer l'élément de désaccord quand cette tension excede au moins un seuil d'activation prédéterminé.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'élément désaccord est constitué d'un condensateur secondaire propre à être associé en parallèle à un condensateur principal du circuit oscillant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le condensateur secondaire est rendu commandable en étant associé en série avec un interrupteur aux bornes du circuit oscillant parallèle.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, le transpondeur comporte au moins deux éléments de désaccord com- mandables individuellement, chaque élément de désaccord étant associé un seuil d'activation prédéterminé qui lui est propre pour être activé quand ladite tension excède ce seuil, de sorte que le désaccord du circuit oscillant s'effectue par palier au fur et à mesure de l'augmentation du niveau de tension récupéré aux bornes du circuit oscillant.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, la désactivation des éléments de désaccord s'effectue simultane- ment pour tous les éléments de désaccord, lorsque ladite tension redescend en dessous d'un seuil de désactivation prédéterminé.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de mesure sont constitués d'un circuit comprenant, en cascade, un nombre d'étages de mesure correspondant au nombre d'éléments de désaccord plus un.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, tous les étages de mesure ont des structures identiques et reçoi vent, sur une borne d'entrée de mesure, ladite tension abaissee d'une quantité prédéterminée différente pour chaque étage.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit circuit délivre des signaux de commande d'activation et de désactivation des éléments de désaccord par l'intermédiaire de circuits bistables.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, le transpondeur comporte un moyen d'écrêtement de la tension aux bornes du circuit oscillant, dont le seuil de déclenchement est supérieur au seuil d'activation de l'élément de désaccord ayant le seuil le plus élevé.

Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite ' titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles les figures 1 et 2 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 3 représente, de façon très schématique et partiel un mode de réalisation d'un transpondeur électromagné tique selon la présente invention ; la figure 4 représente un mode de réalisation d'un cir cuit de commande d'un moyen de désaccord d'un transpondeur selon la présente invention ; et les figures 5A à 5F illustrent, sous forme de chrono- grammes, fonctionnement d'un transpondeur selon présente invention.

Les mêmes éléments ont été désignés par les memes réfé rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension l'inven tion ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. particulier, les différents circuits de traitement et d'exploitation des signaux reçus et émis par le transpondeur n'ont été détaillés et ne font pas l'objet de l'invention. on notera simplement que les circuits de réception sont destinés à recevoir des signaux en modulation par saut d'amplitude avec, de préférence, un taux de modulation inférieur à 30 %.

une caractéristique de la présente invention est de prévoir un désaccord du circuit oscillant du transpondeur lorsque celui-ci reçoit une énergie telle qu'il risquerait d'ecrêter la tension reçue. Ainsi, selon la présente invention, on prévoit de désaccorder le circuit oscillant à partir d'une surveillance de la tension reçue par le transpondeur, de façon à eviter tout écrêtement de cette tension qui risquerait de provoquer une perte d'information. En désaccordant le circuit oscillant transpon- deur, l'énergie que celui-ci prélève sur le champ d'un lecteur se trouve réduite et, par voie de conséquence, la tension aux bornes de ce circuit oscillant diminue.

Une autre caractéristique de la présente invention est de prévoir un désaccord capacitif du circuit oscillant du trans- pondeur. Ainsi, de préférence, on prévoit un ou plusieurs conden sateurs commutables en parallèle sur le condensateur du circuit oscillant du transpondeur. Le ou les condensateurs commutables sont commandés au moyen d'un circuit surveillant la tension récu pérée par le transpondeur aux bornes de son circuit oscillant. Ainsi, on provoque un désaccord en ajoutant une capacité au cir cuit résonant parallèle, donc en abaissant la caractéristique de résonance de ce circuit.

La figure 3 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'un transpondeur selon la présente inven tion. Comme précédemment, un tel transpondeur est basé sur l'em ploi d'un circuit oscillant parallèle formé 'une inductance L2 en parallèle avec un condensateur C2 entre deux bornes 11 et 12. La tension aux bornes du circuit oscillant L2-C2 est envoyée sur un circuit 13' contenant les circuits de commande et d'exploita- tion de données du transpondeur. Un élément de protection contre les surtensions 14, symbolisé par une diode zener, est monté en parallèle sur le circuit oscillant pour protéger le circuit 13' de tensions élevées récupérées par le circuit oscillant. Ce cir cuit 13' comporte, notamment, un élément de redressement 15 (par exemple, un pont de diodes) de la tension entre les bornes 11 et 12. Les sorties continues 16 et 17 de cet élément de redressement 15 délivrent une tension continue Vdc destinée, non seulement à alimenter les autres circuits du transpondeur, mais également à fournir les signaux transmis par la borne de lecture-écriture.

Selon la présente invention, au moins un condensateur de désaccord commandable C3 est associé en parallèle sur le condensateur C2. Ce condensateur C3 est rendu commandable au moyen d'un interrupteur K1, par exemple un transistor MOS, avec lequel il est monté en série entre les bornes 10 et 11. Le condensateur C3 est destiné à modifier la capacité du circuit résonant, donc sa fréquence de résonance. Par conséquent, désaccorde le circuit résonant par rapport à la porteuse de télé- alimentation. Un deuxième condensateur de désaccord commandable C4 a été symbolisé par des liaisons en pointillés. Ce condensa teur optionnel C4 est destiné à modifier la capacité de désaccord en étant commandable au moyen d'un deuxième interrupteur K2 (par exemple, un transistor MOS). Le condensateur C4 et l'interrupteur K2 sont connectés en série entre les bornes 11 et 12, donc en parallèle avec le circuit oscillant. Les dimensionnements des condensateurs C3 et C4 dépendent de l'importance des désaccords souhaités et, notamment, de la valeur du condensateur C2 et des niveaux de tension auxquels doit s'opérer le désaccord. Les interrupteurs K1 et K2 sont commandés au moyen d'un circuit 18 recevant, outre la tension Vdc, une tension de référence vref et, de préférence, un signal d'interruption du circuit de commande REGOFF. Le circuit 18 a pour rôle de mesurer la tension vdc et, en fonction de la valeur de cette tension par rapport à la ten sion de référence Vref, de provoquer le désaccord du circuit oscillant par la mise en conduction de l'interrupteur K1, ou de l'interrupteur K2, ou des deux. Le maintien d'un élément d'écrê tement 14 constitue une sécurité en cas d'apparition d'une sur tension que le désaccord ne suffirait pas à atténuer.

Un avantage du désaccord prévu par la présente inven tion est qu'il permet, en étant correctement dimensionné, d'évi ter l'intervention de l'élément d'écrêtement 14 et, par voie de conséquence, l'écrêtement d'un signal susceptible de contenir des données modulées en amplitude comme illustrées par la figure 2. Ainsi, grâce au désaccord opéré par l'invention qui intervient généralement lorsque le transpondeur se trouve très près d'une borne de lecture -écriture, les données transmises par la borne à destination du transpondeur sont reçues correctement. Le recours préféré au moins deux éléments de désaccord permet de préserver la réception des données sans nuire à la téléalimentation du transpondeur en évitant une trop forte atténuation de la tension récupérée par celui-ci lors de la mise en oeuvre d'un élément de désaccord. L'emploi de plusieurs condensateurs C3, C4 permet de générer le désaccord par palier. Plus le nombre d'éléments de dé saccord est important, plus il est possible de modifier par peti tes quantités la tension reçue par 1e transpondeur. Ce nombre doit cependant rester compatible avec un faible encombrement du transpondeur. Un nombre de circuits de désaccord compris entre 1 et 4 constitue, au sens de la présente invention, un bon compro mis, le nombre 2 constituant un mode de réalisation préféré.

Le désaccord du circuit oscillant est commandé par le circuit 18 qui compare une tension fonction de la tension redres sée à une tension de référence. En d'autres termes, quand la ten sion redressée atteint un certain niveau Vdcl correspondant à un champ magnétique donné, un signal de correction DETUNE est généré pour rendre passant l'interrupteur Ki de sorte que la tension redressée chute de quelques volts. De préférence, on prévoit une hystérésis lors de la réouverture de l'interrupteur Ki, c'est-à- dire lors d'une commutation en sens inverse du signal DETUNE, de façon à ne pas provoquer un retour du circuit oscillant dans ces conditions nominales pendant un palier bas (niveau b, figure 2) de la modulation de données provenant du lecteur. Cela signifie que le signal DETUNE n'est pas réinitialisé tant que la tension redressée n'a pas chuté en dessous d'un seuil de désactivation (VdcL) qui est inférieure au premier seuil d'activation Vdcl.

De préférence, si le champ magnétique continu à augmen ter, un autre signal de commande DETUNEH est commuté pour rendre passant le deuxième interrupteur K2 de l'élément de correction dès que la tension redressée a atteint un deuxième seuil d'acti vation vdc2 qui est supérieur au seuil Vdcl et qui correspond à un deuxième seuil de champ magnétique. Une capacité encore sup plémentaire est introduit dans le circuit résonant, ce qui conti nue à réduire la tension récupérée à ses bornes et permet au transpondeur de supporter un champ magnétique plus élevé avant que l'élément 14 d'écrêtement se mette à fonctionner. De préfé rence, on prévoit également une hystérésis lors de la commutation inverse du signal DETUNEH pour que celui-ci ne soit pas réinitia- l' tant que le seuil de désactivation n'est pas atteint.

Comme cela a été indiqué ci-dessus, le désaccord du circuit oscillant reste de préférence en fonction tant que la tension redressée n'a pas rechuté suffisamment de façon ne pas modifier la configuration du transpondeur pendant le palier bas de la modulation. De façon similaire et pour minimiser la consom mation d'énergie pendant une phase de démarrage lorsque le champ magnétique n'est pas trop élevé, une portion du circuit de com mande 18 destinée à la génération du signal DETUNEH n'est activée que lorsque le signal DETUNEH est actif, c'est-à-dire quand le niveau d'énergie a déjà dépassé le premier seuil Vdcl.

On pourra réaliser un circuit de commande 18 propre à mettre en oeuvre les fonctions indiquées ci-dessus de différentes manières accessibles à l'homme du métier. Toutefois, selon un autre objet de l'invention, on cherche à minimiser la consomma- tion. On prévoit alors un circuit de commande 18 dont la consom mation est minimisée au moins pendant les périodes où l'énergie reçue par le transpondeur est moindre. L'invention vise égale ment, selon cet autre objet, à minimiser le nombre de portes logiques nécessaires pour détecter les niveaux de tension et mettre en oeuvre les fonctions précitées.

La figure 4 représente un mode de réalisation détaillé d'un circuit de commande 18 selon ce deuxième objet de la pré sente invention. Ce circuit reçoit les signaux Vref fournissant une référence de tension ainsi qu'un signal de commande REGOFF pour inactiver le fonctionnement de l'ensemble du circuit comme on le verra par la suite. Le circuit 18 reçoit en outre la ten sion Vdc aux bornes de l'élément de redressement 15 (figure 3) du transpondeur qui doit être comparée aux seuils prédéterminés. En outre, le circuit 18 est alimenté par une tension Vdd correspon dant, de préférence, à une basse tension de niveau logique (par exemple, d'environ 3 volts) nettement inférieure au seuil d'ali mentation du circuit avant écrêtement, et qui correspond à la tension minimale de fonctionnement des circuits du transpondeur. Selon l'invention, on utilise une tension de reférence Vref relativement faible, c'est-à-dire nettement inférieure à la tension Vdd. Toutefois, les niveaux de tension que l'on est sus ceptible de recevoir aux bornes du pont 15 sont nettement supé rieurs, c'est-à-dire que la tension Vdc peut être très nettement supérieure la tension Vref. Il est par conséquent nécessaire d'abaisser la tension Vdc pour pouvoir la comparer de façon cor recte au niveau de référence souhaitée.

Selon l'invention, cet abaissement ne s'effectue pas par l'intermédiaire d'un pont diviseur résistif mais au moyen de diodes montées en série entre une ligne 20 d'application de la tension Vdc et des bornes d'entrée respectives 21, 21', 21" de trois étages de mesure 30, 30', 30" ayant tous des structures identiques comme on le verra ci-après. Dans l'exemple représenté à la figure 4, on prévoit trois étages de mesure<B>30, 301</B> et 3011 car on souhaite comparer la tension Vdc aux niveaux Vdcl et Vdc2 de déclenchement des signaux DETUNE et DETUNEH et au niveau de réinitialisation du système vers une position nominale.

On décrira ci-après la structure de l'étage mesure 30 étant entendu que, sauf indication contraire, les étages de mesure 30' et 30" sont rigoureusement identiques et les référen ces des mêmes éléments y sont respectivement affectées d'une apostrophe (') ou d'un guillemet (").

L'étage 30 est basé sur l'utilisation d'une structure de mesure différentielle dont une première entrée 22 est destinée à recevoir le signal à mesurer et dont une deuxième entrée 23 est destinée à recevoir le niveau de référence Vref. Les entrées 22 et 23 correspondent aux grilles de transistors MOS à canal N, respectivement MN1 et MN2, dont les drains respectifs sont reliés aux drains de transistors MOS à canal P MP1 et MP2 dont les sour ces sont reliées au potentiel d'alimentation Vdd. Les grilles du transistor MP1 et MP2 sont connectées au drain du transistor MP1. Le drain du transistor MP2 constitue une borne 24 de sortie de l'étage différentiel considéré. Les sources communes des transis tors MN1 et MN2 sont reliées à une association en série de deux transistors MOS à canal N MN3 et MN4 dont les rôles sont de commander l'activation ou la désactivation de l'étage différen tiel de mesure. Le drain du transistor MN3 est connecté aux sour ces transistors MN1 et MN2. Sa source est connectée drain du transistor MN4 dont la source est connectée à la masse 17. La grille transistor MN3 reçoit le signal Vref et a pour rôle de déconnecter l'étage de mesure et d'en supprimer toute consomma tion si niveau de tension de référence Vref n'est pas présent. On notera que le niveau de référence Vref doit donc être compati ble avec chutes de tension série des transistors MN3 MN4. Dans 1 exemple d'une tension Vref de l'ordre de 1,5 Volts cette tension est choisie pour correspondre à un peu plus de ten sions seuil de transistors MOS à canal N. Le transistor MN4 reçoit sur sa grille, un signal de commande correspondant, pour le premier étage 30, à un signal fonction du signal REGOFF de commande générale du circuit de désaccord. Ce signal lui est appliqué par l'intermédiaire d'un inverseur 25 dont 'entrée reçoit le signal REGOFF qui, dans cet exemple, est considéré comme étant actif à l'état bas. En d'autres termes, le signal REGOFF est à l'état bas, la grille du transistor MN4 est portee à un niveau haut ce qui le rend passant. Cet état est, pour le premier étage 30, l'état dans lequel se trouve le circuit 18 des l'activation du transpondeur par la réception d'un signal de teléalimentation. Dès que le signal Vref est présent, le tran sistor MN3 est également rendu conducteur de sorte que 'étage differentiel 30 est activé. L'entrée 21 de la tension à mesurer est reliée à la grille 22 du transistor MN1, constituant 1 entrée de mesure de l'étage 30, par l'intermédiaire d'un transistor MOS à canal N MN5 dont le rôle est d'isoler l'entrée 21 de 'étage differentiel 30 si le signal REGOFF est inactif, c'est-à-dire à l'état haut. La grille du transistor MN5 est pour cela reliée à la sortie de l'inverseur 25 de sorte que le transistor MN5 est passant quand le signal REGOFF est à l'état bas. La borne d'en trée 21 est reliée à la masse 17 par l'intermédiaire d'une asso ciation en série d'un transistor MOS à canal P MP3 monté en diode (sa grille étant reliée son drain tandis que sa source est connectée à la borne 21) et d'un transistor MOS à canal N MN6 dont la grille est reliée la sortie de l'inverseur 25. Le tran sistor MN6 est rendu passant quand le signal REGOFF est actif, c'est-à-dire à l'état bas. Le reste du temps, il déconnecte la branche d'entrée 21 de l'étage de mesure. Ainsi, toute consonmna- tion dans l'étage de mesure est supprimée quand le signal REGOFF est inactif (à l'état haut). Le rôle du transistor MP3 est de compenser la chute de tension dans le transistor MN3 de l'étage différentiel. Le signal REGOFF sert en outre à commander un tran sistor MOS à canal N MN7 dont la source est connectée à la masse et dont le drain est relié ' la sortie 24 de l'étage différentiel de façon à forcer la sortie à l'état bas quand le signal REGOFF est inactif.

La structure indiquée ci-dessus est celle qui est reproduite aux étages 30' et 30" en modifiant simplement la répartition des signaux de commande en activation et en désacti vation du circuit. Cette modification ne concerne pas le signal vref qui est donc envoyée sur les grilles des transistors MN3' et MN3" ainsi que sur celle des transistors MN2' et MN2".

Les grilles des transistors MN5', MN4' et MN6', respec tivement MN5", MN4" et MN6", reçoivent les signaux de sortie des inverseurs 25' et 25" d'activation des étages, respectivement 30' et 30". Les signaux d'entrée des inverseurs 25' et 25" sont envo yés aux grilles respectives des transistors MN7' et MN7". Comme les structures des étages 30' et 30" sont identiques à celles de l'étage 30, le signal d'activation (entrée de l'inverseur 25', 25") est actif à l'état bas. Ce signal vient, selon la présente invention, de la sortie de l'étage précédent de façon à n'activer un étage de mesure ultérieur que si l'étage de mesure précédent est actif. Pour ce faire, la sortie 24 de l'étage 30 est reliée à l'entrée de l'inverseur 25' par l'intermédiaire d'un inverseur 26 et la sortie 24' de l'étage 30' est reliée à l'entrée de l'inver seur 25" par l'intermédiaire d'un inverseur 26'. Les entrées 21, 21' et 21" des étages de mesure reçoi vent des niveaux de tension qui, tout en étant fonction de la tension Vdc, sont différents les uns des autres.

Selon la présente invention, chaque borne d'entrée 21, 21' ou 21" est connectée à la ligne 20 par l'intermédiaire d'un abaisseur de tension, respectivement 27, 27' et 27", de préfé rence forme de plusieurs diodes associées en série. Le nombre des diodes associées en série est différent selon l'étage concerné. Ainsi, le niveau de tension comparé au niveau de référence Vref correspond au niveau Vdc diminué d'un certain nombre de chutes de tension diode qui diffère selon l'étage de mesure concerné. Dans l'exemple représenté à la figure 4, quatre diodes sont asso ciées en série entre la ligne 20 et la borne 21, cinq diodes sont associées série entre la ligne 20 et la borne 21' six dio des sont associées en série entre la ligne 20 et la borne 21 . Ces diodes sont, de préférence, constituées de transistors MOS à canal P MP4, MP4' et MP4" montés en diodes, c'est-à-dire dont les grilles respectives sont reliées à leurs drains respectifs, la source d'un premier transistor étant reliée à la ligne 20 tandis que le drain d'un dernier transistor est relié à la borne d'en trée, respectivement 21, 21' ou 21 . Pour simplifier le schéma de la figure 4, un seul transistor a été représenté dans chaque abaisseur le nombre de transistors associés en serie a été indiqué en regard de l'élément abaisseur.

Les sorties 24, 24' et 24" sont, de préférence, exploi- tées après inversion ou double inversion. Le rôle de ces inver sions est de remettre en forme (états logiques) les signaux de sortie avant leur exploitation par un bloc logique délivrant les signaux DETUNE et DETUNEH. Ainsi, la sortie du premier étage 30 est prélevée en sortie de l'inverseur 25' qui restitue un signal VL correspondant à l'état de la sortie 24. La sortie de l'étage 30' est prélevée sur la sortie de l'inverseur 25" qui restitue un signal V1 correspondant à l'état de la borne 241. Et la sortie du troisième étage 30" est prélevée en sortie d'un inverseur 2611 qui restitue un signal NV2 correspondant à l'inverse de l'état de la borne 24". L'exploitation des signaux VL, V1 et NV2, est effec tuée, par exemple, au moyen de deux bascules RS 28, 29 qui resti tuent les signaux DETUNE et DETUNBi de sortie du circuit 18. Cha que bascule 28 ou 29 est, par exemple, constituée de deux portes logiques de type NON-ET (NAND1 et NAND2 pour la bascule 28, NANDl1 et NAND21 pour la bascule 29).

La porte NAND1 reçoit, sur une première entrée, le signal V1 et, sur une deuxième entrée, la sortie de la porte NAND2 dont une première entrée reçoit la sortie de la porte NAND1 et dont une deuxième entrée reçoit le signal VL. La sortie de la porte NAND1 délivre le signal DETUNE. Une première entrée de la porte NAND11 reçoit le signal NV2 et une deuxième entrée reçoit la sortie de la porte NAND2' dont une première entrée reçoit la sortie de la porte NAND11 et dont une deuxième entrée reçoit le signal VL. La sortie de la porte NAND11 constitue la sortie de la bascule 29 délivrant le signal DETUNEH.

On notera que l'hystérésis de chaque étage dépend essentiellement de ses transistors MN1 et MN2 (respectivement, MN1 1 et MN2 1 , MN1 11 et MN2 11) . Un déséquilibre dans les tensions de grille des transistors MN1 et MN2 engendre une différence dans les courants qui traversent ces transistors. Le noeud 24 (respectivement 241 et 2411) se charge ou se décharge donc en conséquence selon le sens du déséquilibre. Le temps requis dépends du courant dans les transistors MN1 et MN2. L'hystérésis dépend donc des transistors MN1 et MN2 et, accessoirement, des transistors MP1, MP2 et de la source de courant MN3.

Les figures 5A à 5F illustrent le fonctionnement d'un circuit de commande d'éléments de désaccord selon l'invention. Ces figures représentent, sous forme de chronogrammes, un exemple d'allure de signaux caractéristiques du circuit 18 (figure 4) en fonction de la tension Vdc. La figure 5A représente le signal VL. La figure 5B représente le signal Vl. La figure 5C représente le signal NV2. Les figures 5D et 5E représentent respectivement les signaux DETUNE et DETUNEH. La figure 5F représente un exemple d'allure de 1a tension Vdc. Lorsque le transpondeur s'approche d'une borne émettant un signal moyen de son circuit oscillant, il capte une énergie de téléalimentation par le circuit résonant (figure 3) lequel les condensateurs C3 et C4 n'interviennent pas pour l'ins tant. La tension Vdc croît (instants t0 à t1 et on suppose que le champ reste stable pendant une certaine durée (instants t1 à ), par exemple correspondant à une période pendant laquelle le transpondeur est situé à égale distance de la borne. Le niveau de la tension Vdc est alors également stable entre les instants t1 et t2. On suppose que le signal REGOFF, actif à l'état bas l'activat' du transpondeur, est à cet état actif depuis seuil de tension inférieur au niveau Vb.

partir de l'instant t2, on assiste à une augmentat' du niveau de tension Vdc, par exemple, sous l'effet d'un rappro chement du transpondeur de la borne de lecture- écriture. un instant t3 la tension Vdc atteint le seuil VdcL dans le sens d'une augmentation. On notera en effet que le seuil VdcL est - férent selon que la tension Vdc augmente ou diminue, en rai des hystéresis prévues par le circuit de l'invention. On dési gnera par VdcL, Vdcl et Vdc2 les seuils respectifs quand la - sion vdc augmente et par VdcL', Vdcl' et Vdc2', les seuils res pectifs quand la tension Vdc diminue. Ainsi, à l'instant t3 le signal VL commute vers l'état haut (1) et active l'étage 30 de comparaison de la tension vdc par rapport au seuil Vdc1. L'étage 30 reste actif dans la mesure où le signal REGOFF n'a pas paru. On suppose que la tension Vdc continue à augmenter et atteint le seuil vdcl à un instant t4. A cet instant t4, signal V1 commute vers l'état haut, de même que le signal DETUNE délivré le bistable 28. Il en découle que le condensateur est introduit dans le circuit résonant qui se trouve légèrement désaccorde ce qui fait chuter la tension Vdc. En supposant que transpondeur continue à s'approcher de la borne, l'allure de la tension poursuit son augmentation, mais en repartant d'un niveau inférieur au niveau Vdcl. En supposant qu'à un instant t5 1e niveau de tension vdc atteint le seuil Vdc2, le signal NV2 qui était initialement à<B>1,</B> état haut commute vers l'état , ce qui provoque la mise en parallèle du condensateur C4 dans le circuit résonant transpondeur et, par voie de conséquence, une nou velle chute de la tension Vdc à un niveau inférieur au seuil Vdc2. En figure 5F, on a illustré en pointillés l'allure non modifiée Vi qu'aurait la tension Vdc sans la mise en parallèle des condensateurs C3 et C4. On notera que l'étage 30" n'a été activé que quand le signal V1 est passé à l'état haut. Par consé quent, les consommations introduites par le circuit de mesure de l'invention sont progressives et interviennent au fur et mesure que la tension vdc augmente.

on suppose une décroissance de la tension Vdc à par tir d'un instant t6, cette décroissance va provoquer l'ouverture successive des commutateurs K2 et K1 à des instants t7 et t8 qui correspondent à des passages en décroissance de la tension vdc aux seuils Vdc2' et Vdcl'. A un instant t9, la tension vdc atteint le seuil vdcL'. Dans l'exemple représenté aux figures 5A à 5F, les seuils vdc2' et Vdcl' sont respectivement légèrement inférieurs aux seuils Vdcl et VdcL. Ces seuils ne sont séparés que par une chute de tension de diodes correspondant aux diffé rences de seuil des éléments 27, 27' et 27".

Les signaux DETUNE et DETUNEH ne repassent l'état 0 qu'à l'instant t9, c'est-à-dire qu'à partir du moment la ten sion Vdc a suffisamment chuté pour ne pas risquer de confondre une chute de la tension Vdc avec une modulation d'amplitude au niveau bas du signal de téléalimentation. A l'instant t9, le désaccord est supprimé (les signaux DETUNE et DETUNEH sont réini- tialisés). La tension Vdc augmente jusqu'à un niveau supérieur à VdcL et le signal VL (figure 5A) commute à l1état haut après être passé à l'état bas. Cela n'a pas d'importance car les signaux DETUNE et DETUNEH ne repasseront à l'état 1 qu'après que les seuils Vdci et vdc2 aient été respectivement atteints.

On notera que, dans les chronogrammes des figures 5A à 5F, on n'a pas tenu compte des retards de propagation des signaux dans le circuit 18, ni des éventuelles fluctuations parasites des niveaux des signaux logiques.

A titre d'exemple particulier de réalisation, on pourra prévoir un circuit dans lequel les seuils auront respectivement les valeurs suivantes. VdcL = 8 volts, VdcL' = 6,3 volts, Vdcl = 9,6 volts, Vdcl' = 7,8 volts, Vdc2 = 11,2 volts et Vdc2' = 9,3 volts. Dans cet exemple, le signal DETUNE passe à l'état haut lorsque la tension vdc dépasse en augmentation le niveau de 9,6 volts et le signal DETUNEH passe à l'état haut lorsque cette tension vdc augmente jusqu'à dépasser le niveau de 11,2 volts. Toutefois, les signaux DETUNE et DETUNEH ne sont remis à l'état bas que lorsque la tension vdc chute en dessous du niveau de 6,3 volts. Ainsi, les sauts de 10 5 d'amplitude liés à la modulation de la téléalimentation n'affectent pas le désaccord du circuit résonant. L'augmentation du nombre de diodes MP4 par l'intermédiaire desquelles la tension vdc est appliquée modifie légèrement l'amplitude de variation requise pour engendrer un effet identique sur le comparateur de l'étage. Cette modification d'amplitude est typiquement de l'ordre de 0,1 volt par diode sup plémentaire. Bien entendu, les valeurs respectives des seuils et des condensateurs seront adaptées en fonction de l'application et, en particulier, du taux de modulation du signal de télé- alimentation.

Un avantage de l'invention est qu'elle permet d'éviter une perte d'information en raison d'un écrêtement du signal de téléalimentation quand un transpondeur s'approche d'une borne de lecture-écriture ou reçoit un champ magnétique trop important.

Un autre avantage de la présente invention est que le désaccord opéré par le transpondeur n'affecte pas la téléalimen- tation grâce aux hystérésis prévues pour la désactivation des moyens de désaccord.

Un autre avantage de la présente invention est que le circuit de commande en désaccord est particulièrement économique grâce son activation successive par étage au fur et à mesure de l'augmentation du niveau de tension reçu par le transpondeur. A cet égard, on notera que la consommation du circuit de commande de l'invention est maximale quand l'énergie reçue par le trans- pondeur est également maximale.

Un autre avantage de la présente invention est qu'elle ne nécessite aucune modification de la borne de lecture-écriture et est par conséquent compatible avec les lecteurs classiques.

Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le dimensionnement des différents consti tuants prévus par l'invention pourra être modifié en fonction de l'application et des importances désaccord souhaitées. De plus, le nombre d'éléments de désaccord pourra être modifié selon le nombre de paliers souhaités pour commande en désaccord du circuit résonant du transpondeur. outre, d'autres circuits de commande que celui décrit en relation avec la figure 4 pourront être prévus. Par exemple, on pourrait prévoir une mesure en amont de l'élément de redressement au moyen 'un circuit acceptant une tension alternative. Le circuit de figure 4 constitue cepen dant un mode de réalisation préféré la mesure où il minimise le nombre de portes logiques et la consommation du circuit.

Parmi les applications de présente invention, on signalera plus particulièrement les cartes à puces sans contact (par exemple, les cartes d'identification pour contrôle d'accès, les cartes porte-monnaie électronique les cartes de stockage d'information sur le possesseur carte, les cartes de fidélité de consommateurs, les cartes de télévisions à péage, etc.), et les étiquettes d'identification de produits (par exem ple, les étiquettes antivol des produits de magasins en libre service, les étiquettes de colis systèmes d'acheminement, etc.) .

Claims (7)

REVENDICATIONS

1. Transpondeur électromagnetique (10') du type compre nant un circuit oscillant parallèle (L2, C2) propre à extraire d'un champ rayonné un signal d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un élément de désaccord (C3) conmandable du circuit oscillant ; et des moyens (18) pour mesurer une tension (Vdc) fonction du niveau de tension récupéré aux bornes (il, 12) du circuit oscillant, et pour activer l'élément de désaccord quand cette tension excède au moins un seuil d'activation prédéterminé (Vdci).

2. Transpondeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément de désaccord est constitué d'un condensateur secondaire (C3) propre à être associé parallèle à un condensa teur principal (C2) du circuit oscillant.

3. Transpondeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le condensateur secondaire (C3) est rendu commandable en étant associé en série avec un interrupteur (K1) aux bornes (11, 12) du circuit oscillant parallèle (L2, C2).

4. Transpondeur selon l'une quelconque des revendica tions 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux élé ments de désaccord (C3, C4) commandables individuellement, chaque élément de désaccord étant associé à un seuil d'activation prédé terminé (Vdcl, Vdc2) qui lui est propre pour être activé quand ladite tension (Vdc) excède ce seuil, de sorte que le désaccord du circuit oscillant (L2, C2) s'effectue par palier au fur et à mesure de l'augmentation du niveau de tension récupéré aux bornes (11, 12) du circuit oscillant.

5. Transpondeur selon la revendication 4, caractérisé en ce que la désactivation des éléments de désaccord (C3, C4) s'effectue simultanément pour tous les éléments de désaccord, lorsque ladite tension redescend en dessous d'un seuil de désac tivation (VdcL') prédéterminé.

6. Transpondeur selon la revendication 4 ou S, caracté risé en ce lesdits moyens de mesure sont constitués d'un cir cuit (18) comprenant, en cascade, un nombre d'étages de mesure (30, 30', ") correspondant au nombre d'éléments de désaccord (C3, C4) plus un.

7. Transpondeur selon la revendication 6, caractérisé en ce que tous les étages de mesure (30, 30', 30") ont des struc tures identiques et reçoivent, sur une borne d'entrée de mesure (21, 21', ), ladite tension (Vdc) abaissée d'une quantité déterminée différente pour chaque étage. Transpondeur selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit circuit (18) délivre des signaux de commande d'activation de désactivation des éléments de désaccord , C4) par l'intermédiaire de circuits bistables (28, 29). 9. Transpondeur selon l'une quelconque des revendica tions 1 à caractérisé en ce qu'il comporte un moyen (14) d'écrêtement la tension (Vdc) aux bornes (11, 12) du circuit oscillant C2), dont le seuil de déclenchement est supérieur au seuil (Vdc1, Vdc2) d'activation de l'élément de désaccord (C3, C4) ayant seuil le plus élevé.