FR2680291A1 - Amplificateur de puissance a transistors mesfet et son bloc d'alimentation, notamment pour l'amplification de signaux hyperfrequences a bord d'un stallite. - Google Patents

Abstract

Le bloc d'alimentation (32-43) délivre à un amplificateur de puissance à transistor(s) MESFET, les tensions nécessaires à son fonctionnement, notamment une tension continue de drain de MESFET (Vd d ). Il comprend: - un composant sensible à la température (14; 20), disposé à proximité du (des) transistor(s) MESFET, de manière à se trouver influencé par la température de celui(ceux)-ci, et - des moyens (13; 19), asservis à un paramètre délivré par ledit composant sensible à la température, pour faire varier le niveau de la tension continue de drain dans le même sens que la variation de température. De cette manière, on compense, par action sur le niveau de la tension continue de drain, la variation antagoniste de gain et de puissance de sortie de l'amplificateur en fonction de la température et ce, même s'il fonctionne en régime de saturation.

Description

Amplificateur de puissance à transistors MESFET
et son bloc d'alimentation, notamment pour l'amplification
de signaux hyperfréquences à bord d'un satellite
La présente invention concerne les amplificateurs de puissance à transistors, ou SSPAs (Solid-State Power Amplifiers), et plus précisément les amplificateurs comportant des transistors de puissance de type MESFET (AIEtal-Semiconductor Field-Effect Transistor transistor métal-semiconducteur à effet de champ).

On utilise en particulier de tels amplificateurs dans le domaine spatial pour les étages finals d'amplification des signaux radiofréquences, surtout dans le domaine des hyperfréquences, par exemple lorsqu'il s'agit d'alimenter un tube à ondes progressives (TOP) destiné à émettre un signal de communication de forte puissance. Ces amplificateurs sont particulièrement avantageux dans ce domaine du fait de leur très grande fiabilité intrinsèque, de leur faible masse, de leurs faibles dimensions et de la grande faciIité qu'il y a à les adapter à des applications différentes. L'utilisation de composants
MESFET est en particulier quasi-générale lorsqu'il s'agit d'amplifier des signaux dont les fréquences sont supérieures à 1,5 GHz.

Ces amplificateurs sont utilisés selon deux modes différents, en fonction de la plus ou moins grande sensibilité des signaux à amplifier aux non-linéarités de l'amplificateur, génératrices de distorsions.

Dans le premier mode, qui s'impose lorsque l'on doit amplifier des signaux particulièrement sensibles à ces non-linéarités, par exemple des signal à porteuses multiples, on ajuste le point de fonctionnement de l'amplificateur de telle sorte que celui-ci fonctionne en toutes circonstances avec une certaine marge de sécurité en-deçà de la puissance maximale de sortie. On dit alors que l'amplificateur fonctionne en décote , avec pour résultat de très faibles distorsions entre entrée et sortie.

Dans le second mode, applicable à l'amplification de signaux moins sensible aux non linéarités, par exemple, de signaux de type
QPSK (Quadrature Phase Shift Keying : codage par modulation quadratique de phase) à porteuse unique, on abandonne la marge de sécurité mentionnée plus haut, ce qui accroît de façon importante la puissance de sortie délivrée par l'amplificateur, avec en revanche, en contrepartie, un accroissement des distorsions. On dit alors que l'amplificateur fonctionne à saturation .

Dans l'un et l'autre cas, la température de fonctionnement de l'amplificateur est un paramètre qui affecte de façon notable les caractéristiques de celui-ci. Et le caractère critique de ce facteur est d'autant plus marqué dans le domaine spatial, compte tenu de la très large plage de variation des températures couramment rencontrées : ainsi, dans le cas des amplificateurs embarqués sur satellite, la température des transistors varie typiquement de -10 à +40"C, avec des cycles thermiques fréquents et relativement brusques.

Un accroissement de la température a pour effet de réduire la mobilité de dérive et la vitesse de dérive maximale des électrons dans le canal du MESFET, diminuant ainsi la transconductance du composant et le courant maximal de canal. n en résulte, pour les températures les plus élevées, une réduction du gain et de la puissance de sortie de l'amplificateur. Inversement, pour les températures les plus faibles, l'effet contraire sur le gain et la puissance de sortie entraîne une excessive consommation énergétique de l'amplificateur.

Des techniques de compensation de ces effets de la température ont déjà été proposées.

Plus précisément, dans une première série de techniques connues, on compense globalement le gain de l'amplificateur en agissant sur un étage préamplificateur situé en amont de l'étage amplificateur de puissance proprement dit. Cet étage préamplificateur comporte un circuit dont le gain varie, en fonction de la température, dans le sens opposé de la variation de gain des autres circuits de l'amplificateur, de manière à compenser ainsi le gain global de ce dernier.Le circuit à gain variable peut être soit un atténuateur variable ou un amplificateur à gain variable commandé par un composant sensible à la température, soit un circuit à commande automatique de gain contrôlé par un circuit mesurant la puissance de sortie de l'amplificateur (par exemple au moyen d'un coupleur) et ajustant le gain de l'étage préamplificateur de manière à maintenir constant le niveau de sortie, et donc le gain d'ensemble de la chaîne amplificatrice.

Cette technique, quelle que soit sa forme de réalisation, est efficace dans la région de fonctionnement linéaire mais devient inopérante à la saturation en raison de la trop faible dépendance de la puissance de sortie par rapport au niveau de la puissance d'entrée: en effet, lorsque l'amplificateur se sature, la variation du niveau de pilotage en sortie de l'étage préamplificateur ne produit qu'une faible variation de la puissance de sortie.

Une telle manière de procéder est donc insusceptible de compenser correctement l'effet des variations de température sur un amplificateur fonctionnant à saturation.

Une autre technique connue de compensation consiste à agir non plus globalement sur le gain de la chaîne amplificatrice, mais individuellement sur le comportement des divers MESFETs en accroissant, au moyen d'un circuit de contrôle du courant, le courant de drain de chacun de ces composants lorsque la température augmente: en effet, le gain étant (en région linéaire) proportionnel à la transconductance du composant et cette transconductance dépendant elle-même du courant de drain, l'accroissement commandé du courant de drain compense la réduction du gain du fait de la température.

Cette technique, bien qu'elle soit dans son principe efficace, présente un certain nombre d'inconvénients, parmi lesquels on peut citer:
- la nécessité de prévoir un circuit asservi par composant, ce qui
rend l'amplificateur plus complexe donc moins fiable, plus
lourd et plus volumineux, toutes ces caractéristiques étant
particulièrement critiques dans le domaine spatial,
- la pente de la courbe courant de drain/température n'est pas
constante, mais dépend de la fréquence ; cette technique n'est
donc pas applicable pour des amplificateurs fonctionnant en
large bande, sauf à prévoir une compensation supplémentaire
des effets de la variation de fréquence,
- pour les températures les plus élevées, un courant de drain
fortement accru peut produire une température de canal
excessive, réduisant la fiabilité du MESFET,
- enfin, comme dans le cas précédent, cette technique n'est
applicable que lorsque le transistor fonctionne essentiellement
en régime linéaire.

Comme on peut le voir, dans chacune de ces techniques connues, on compense certes le gain de l'amplificateur, mais seulement dans la région linéaire, la variation de puissance de sortie n'étant pas compensée dans la région à saturation.

Par ailleurs, à la différence d'un transistor bipolaire, il n'est pas possible de contrôler le point de fonctionnement d'un MESFET lorsqu'il se trouve à saturation en jouant sur la polarisation de la grille, car la commande de grille devient de moins en moins efficace au fur et à mesure que l'on s'approche de la saturation; en outre, toute tentative d'action sur la polarisation du composant saturé risque de dégrader celui-ci du fait d'un courant de grille excessif.

L'un des buts de la présente invention est de pallier ces inconvénients et de proposer donc une nouvelle technique de compensation des effets de la température sur un amplificateur de puissance à
MESFETs qui assure une compensation complète de ces effets non seulement dans la région linéaire, mais également - et surtout dans la région de la saturation.

On verra même que la technique de compensation de l'invention est d'autant plus efficace que la saturation est importante, qu'elle n'a qu'une très faible incidence sur la fiabilité du bloc, et qu'enfin elle n'entraîne pratiquement aucune dégradation du rendement du bloc d'alimentation de puissance.

On verra par ailleurs que la technique de compensation selon l'invention est parfaitement compatible avec les techniques actuelles de compensation utilisant un circuit à gain variable ; cette possibilité de double compensation simultanée est notamment intéressante dans les applications où il est nécessaire que le même bloc amplificateur puisse fonctionner aussi bien dans la région linéaire que dans la région saturée, le passage de l'un à l'autre mode de fonctionnement se faisant par exemple par télécommande : dans le domaine spatial, certains émetteurs doivent en effet pouvoir fonctionner avec des puissances très différentes selon que l'on doit effectuer une transmission à grande distance ou de proximité.

À cet effet, l'invention propose un bloc d'alimentation pour amplificateur de puissance à transistor(s) MESFET, pour délivrer à cet amplificateur les tensions nécessaires à son fonctionnement, notamment une tension continue de drain de MESEET, caractérisé par: un composant sensible à la température, disposé à proximité du (des) transistor(s) MESFET, de manière à se trouver influencé par la température de celui(ceux)-ci; et des moyens, asservis à un paramètre délivré par ledit composant sensible à la température, pour faire varier le niveau de la tension continue de drain dans le même sens que la variation de température. On compense de cette manière, par action sur le niveau de la tension continue de drain, la variation antagoniste de gain et de puissance de sortie de l'amplificateur en fonction de la température.

Avantageusement, le composant sensible à la température est un générateur de courant délivrant un courant sensiblement proportionnel à la température, et les moyens pour faire varier le niveau de la tension continue de drain comportent un générateur de tension constante débitant sur un réseau résistif modifiant cette tension en fonction du courant délivré par le générateur de courant. n peut également être prévu une pluralité de réseaux résistifs, commutés sélectivement en fonction de la température.

L'invention porte également sur un amplificateur de puissance considéré en tant que tel, comprenant au moins un circuit de puissance à transistor MESFET et un bloc d'alimentation du type précité.

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On va maintenant donner une description détaillée d'un exemple de réalisation de l'invention, en référence aux dessins annexés.

La figure 1 est une vue schématique des différents étages d'un amplificateur de puissance à MESFETs auquel la technique de compensation de l'invention est susceptible d'être appliquée.

La figure 2 montre l'excursion de tension sur le drain d'un
MESFET, pour différents niveaux de puissance d'entrée, de manière à illustrer le fonctionnement linéaire et le fonctionnement à saturation.

Les figure 3 et 4 sont des schémas de circuits de compensation de température, respectivement à rampe unique et à double rampe.

La figure 5 est un schéma général du bloc d'alimentation de puissance d'un amplificateur tel que celui de la figure 1, incorporant un circuit de compensation tel que celui de la figure 3 ou 4.

Les figures 6 et 7 sont des courbes donnant, pour trois températures différentes, la puissance de sortie de l'amplificateur en fonction de la puissance d'entrée qui lui est appliquée, respectivement pour un amplificateur de l'art antérieur et un amplificateur compensé selon l'invention.

Les figures 8 et 9 sont homologues des figures 6 et 7, pour la puissance d'alimentation consommée par l'amplificateur en fonction de la puissance d'entrée qui lui est appliquée.

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Sur la figure 1 on a représenté, de façon schématique, les différents circuits constituant l'amplificateur.

Cet amplificateur comporte un étage préamplificateur 1 pilotant un étage de puissance 2. L'étage préamplificateur 1 comporte deux circuits amplificateurs successifs 3, 4 recevant le signal radiofréquence à amplifier, et deux circuits atténuateurs variables successifs 5, 6 ; le premier atténuateur variable 5 peut notamment être utilisé pour compenser la variation de gain de l'amplificateur en régime linéaire, selon la technique connue exposée plus haut, le second atténuateur variable 6 fixant le gain de l'amplificateur, et donc le niveau de la puissance de sortie à puissance d'entrée constante.

L'étage de puissance 2 comporte, selon un schéma en lui-même classique, un circuit pilote 7 alimentant deux dispositifs en parallèle 8, 9 comportant des MESFETs de puissance ; le signal délivré par ces deux dispositifs en parallèle est ensuite délivré à la sortie radiofréquence, avec éventuellement interposition d'un circuit de filtrage/ détection approprié 10.

La figure 2 montre la variation de la tension de drain d'un transistor MESFET de l'amplificateur de la figure 1, en particulier d'un transistor de l'étage de puissance.

Cette tension de drain instantanée Vd varie, en fonction du signal de grille appliqué, autour d'une tension continue de drain Vdd.

En mode de fonctionnement linéaire, c'est-à-dire pour de faibles niveaux de puissance d'entrée appliqués à l'amplificateur, l'excur- sion de tension en sortie n'affecte pas la forme du signal, celle-ci ne dépendant que du gain du composant ; on obtient alors, pour un signal sinusoïdal appliqué en entrée, un signal sinusoïdal de sortie
Il présentant un très faible taux de distorsion. Dans cette situation, la réduction de la puissance de sortie en fonction de la température, proportionnelle à l'excursion de la tension de drain Vd, peut être compensée en accroissant, selon des techniques connues exposées plus haut, la puissance appliquée en entrée des deux dispositifs en parallèle par action sur le gain de l'étage préamplificateur 1.

En revanche, lorsque le niveau en entrée du MESFET s'accroît jusqu'à atteindre le niveau de saturation, la tension de drain Vd se trouve écrêtée par la tension de saturation Vsat du compostant, pour l'arche inférieure, et par un niveau de tension 2.VddVsat, pour l'arche supérieure. On obtient ainsi en sortie un signal fortement distordu présentant l'allure illustrée en 12 sur la figure 2. Dans cette situation de fonctionnement à saturation, le niveau de puissance de sortie n'est que faiblement dépendant de la variation du niveau d'entrée du composant, de sorte que la technique de compensation proposée plus haut devient inopérante ou faiblement opérante.

Pour pallier cette limitation, l'invention propose de faire dépendre de la température la tension continue de drain Vdd, e n accroissant Vdd lorsque la température augmente, et inversement: on réta blit ainsi la transconductance du MESFET à une valeur sensiblement constante, avec une action corrélative sur le niveau de sortie et sur le gain global de la chaîne.

On notera que cette technique de compensation selon l'invention est d'autant plus efficace que la saturation est importante, c'est-àdire que la forme de la tension de sortie (courbe 12) se rapproche d'un signal carré, une faible variation de la tension de drain produisant alors une variation très importante du niveau de tension de sortie.

Essentiellement, la variation de la tension continue de drain Vdd est obtenue en introduisant dans le bloc d'alimentation de l'amplificateur un circuit sensible à la température, par exemple un circuit permettant de faire varier en fonction de la température, suivant une rampe de pente prédéterminée, la tension de référence (valeur de consigne) contrôlant le niveau de la tension de drain.

On notera que cette nouvelle technique de compensation peut être utilisée concurremment avec une technique de compensation classique, agissant au niveau du gain de l'étage préamplificateur et assurant une compensation efficace dans le domaine linéaire.

Les figures 3 et 4 décrivent deux exemples de circuits sensibles à la température, l'un à simple rampe (figure 3), l'autre à double rampe (figure 4).

Chacun de ces circuits délivre une tension de référence Vref servant à l'asservissement du circuit fixant la tension de drain Vdd (circuit qui sera décrit en référence à la figure 5), cette tension Vref étant ajustée en fonction de la température.

Le circuit à simple rampe de la figure 3, désigné par la référence générale 13, comporte un élément sensible à la température 14, qui est dans ce mode de réalisation un circuit intégré générateur de courant (par exemple un AD590J de Analog Devices) produisant un courant variant d'environ 1 CIA par degré centigrade. Cet élément sensible à la température est situé le plus près possible du boîtier des transistors des deux dispositifs en parallèle de l'étage de sortie; il est par exemple fixé sur le châssis de l'amplificateur au voisinage immédiat de ces transistors. Le circuit comporte également un géné rateur de tension constitué par la diode Zener 15 polarisée par la résistance 16 reliée à la source de tension Vdc.Un réseau de deux séries de résistances ajustables 17 > 18 permet de combiner les effets respectifs du générateur de courant et du générateur de tension et de délivrer une tension de référence Vref fonction de la température, tension dont la pente et la valeur absolue peuvent être ajustées par un réglage approprié des résistances 17 et 18. Pour une tension de polarisation Vdc de 12 V, un tel circuit peut ainsi produire une tension de référence Bref" sur laquelle sera asservie la tension continue
Vdd appliquée au circuit pilote 7 et aux deux dispositifs en parallèle 8, 9, variant dans des limites comprises par exemple entre 8,8 V (à 40"C) et 7,8 V (à -10"C), valeurs correspondant à une tension nominale d'environ 8 V à la température ambiante.

Si l'on souhaite un contrôle plus précis de la température, il est possible d'utiliser un circuit à double rampe tel que le circuit 19 de la figure 4.

Ce circuit 19 comprend un générateur de courant 20 identique au générateur 14 du circuit de la figure 3, et un générateur de tension constitué d'une diode Zener 21 et d'une résistance de polarisation 22, identiques aux éléments homologues 15 et 16 du circuit de la figure 3. Il est en outre prévu un double transistor 24 (par exemple de type 2N2920) travaillant en commutation et assurant le bas cul e- ment entre les deux rampes de variation de la tension de référence
Bref: lorsque la température est inférieure à un seuil donné, la pente de la tension de référence est déterminée par le réseau formé par les résistances 25 et 26 en parallèle tandis que, pour une température plus élevée, le transistor de droite du double transistor 24 se bloque et la pente de la rampe n'est alors plus déterminée que par la résistance 26.Les autres composants 23 et 27 à 31 du circuit assurent des fonctions telles que la production d'une tension de référence interne, le réglage de la température de basculement d'une rampe à l'autre, et le réglage de la valeur absolue de la tension de référence
Vref.

La figure 5 montre le schéma du bloc d'alimentation de l'étage de puissance de l'amplificateur.

Ce bloc d'alimentation comporte des éléments 32 à 43, en euxmêmes connus et que l'on ne décrira donc que succintement, ainsi que divers circuits annexes, non représentés, destinés à assurer la protection contre les surcharges, le filtrage, la télésurveillance du fonctionnement du bloc, le séquencement de sa mise en route, etc.

La tension continue de drain Vdd est délivrée par un circuit de redressement et de filtrage 32 alimentée par la tension de sortie d'un oscillateur push-pull 33, tension amenée au niveau approprié par un transformateur principal 34. Le push-pull 33 est lui-même commandé par un circuit 35 via un circuit pilote 36. Le circuit de commande 35 alimente le push-pull 33 par le signal alternatif produit par un oscillateur 37 et, en outre, contrôle ce push-pull 33 de manière à maintenir constante (pour un niveau de température donné) la tension continue de drain Vdd grâce à un circuit d'asservissement 38 comparant la tension Vdd à une tension de consigne Vref de manière à asservir la tension de drain sur cette tension.

Selon l'invention, cette tension de consigne Vref est délivrée par un circuit 13 ou 19 tel qu'illustré figure 3 ou 4, ce qui permet de modifier la tension de consigne en fonction de la température détectée par un élément sensible 14, 20.

Les autres circuits du bloc d'alimentation délivrent des tensions auxiliaires générées par un convertisseur distinct 39 commandé par un circuit 40 à partir du même oscillateur 37, ce convertisseur délivrant, d'une part, des tensions auxiliaires diverses par l'intermédiaire du circuit 41 et, d'autre part, une tension de polarisation Vp par l'intermédiaire d'un circuit de transposition de tension 42 et d'un filtre 43. Ces derniers circuits, qui ne concernent pas l'invention, ne seront pas décrits en détail.

Les figures 6, 7, 8 et 9 illustrent les performances obtenues grâce à l'invention. Sur toutes les figures, la fréquence de travail est de 2,25 GHz; sur les figures 6 et 8, la tension continue de drain Vdd est fixe et égale à 8,5 V, tandis que sur les figures 7 et 9 cette même tension est variable: 7,8 V à -1 OOC, 8,2 V à 15"C et 8,8 V à 400C.

Les figures 6 et 7 montrent, respectivement sans et avec la technique de compensation de l'invention, la variation de la puissance de sortie de l'amplificateur de puissance en fonction de la puissance qui lui est appliquée en entrée. Les trois courbes A, B et C correspondent respectivement à des températures de châssis de 40"C, 15"C et -10 C. Sur la figure 6, les effets de la température sont compensés dans la région linéaire par variation du gain de préamplificateur selon la technique antérieure connue, mais on voit que cette compensation devient de moins en moins efficace au fur et à mesure que l'on s'approche de la saturation, la variation dépassant alors 1 dB crête. En revanche, en appliquant la technique de l'invention, cette variation devient inférieure à 0,1 dB crête.

Les figures 8 et 9 montrent les variations de la puissance consommée par l'amplificateur en fonction de la puissance appliquée en entrée, avec les mêmes conventions que sur les figures 6 et 7. En l'absence de compensation (figure 8), pour les températures les plus faibles (-10"C, courbe C) la puissance consommée maximale dépasse 82 W à saturation tandis que, en appliquant la technique de compensation de l'invention (figure 9), cette même puissance ne dépasse pas 79 W.

À cet égard, si l'on souhaite réduire plus encore la consommation énergétique (qui, comme on l'a vu, augmente lorsque la température diminue), il est possible de jouer sur les réglages de la compensation pour réduire encore la consommation, en contrepartie certes d'une moindre efficacité: dans l'exemple que l'on vient de donner, on pourrait ainsi réduire la consommation de plus de 10 W par rapport à un amplificateur non compensé, si l'on accepte une variation de la puissance de sortie de 0,5 dB crête.

On notera en outre, de façon générale, que la compensation en température selon l'invention ne requérant qu'une relativement faible variation de tension continue de drain (typiquement de l'ordre de +0,5 V entre -10 et +400C), le rendement global du bloc d'alimentation est pratiquement constant et n'est pas affecté par l'ajout de la compensation.

En outre, le circuit de commande 13 ou 19 est de schéma très simple et ne consomme pratiquement aucune énergie pour son fonctionnement propre, de sorte qu'il dégrade les performances du bloc d'alimentation ni sur le plan de la fiabilité ni sur celui du rendement.

En ce qui concerne l'incidence éventuelle de la compensation sur la fiabilité de l'amplificateur, on pourrait estimer, en première analyse, que l'augmentation de la tension de drain aux températures les plus élevées risquerait de diminuer la fiabilité des MESFETs ; en réalité, pour les températures les plus élevées, la tension de drain est augmentée mais le courant de drain diminue du fait de la diminution de la transconductance du composant ; de la sorte, l'augmentation de la tension de drain (en tout état de cause très faible, de l'ordre de 0,5 V) ne modifie pas de façon significative la température de jonction et est pratiquement sans incidence sur la fiabilité des composants de ce point de vue.

Claims (6)

REVENDICATIONS

1. Un amplificateur de puissance, notamment pour l'amplification de signaux hyperfréquences à bord d'un satellite, amplificateur comportant:

- au moins un circuit de puissance (8, 9) à transistor MESFET,

et

- un bloc d'alimentation (32-43), délivrant à (aux) circuit(s) de

puissance les tensions nécessaires à son (leur) fonctionne

ment, notamment une tension continue de drain (Vdd), caractérisé en ce que le bloc d'alimentation comprend:

- un composant sensible à la température (14 ; 20), disposé à

proximité du (des) transistor(s) MESFET du circuit de puis

sance, de manière à se trouver influencé par la température

de celui(ceux)-ci, et

- des moyens (13 ; 19), asservis à un paramètre délivré par ledit

composant sensible à la température, pour faire varier le

niveau de la tension continue de drain dans le même sens que

la variation de température, de manière à compenser, par action sur le niveau de la tension continue de drain, la variation antagoniste de gain et de puissance de sortie du circuit de puissance en fonction de la température.

2. L'amplificateur de la revendication 1, dans lequel le composant sensible à la température (14; 20) est un générateur de courant délivrant un courant sensiblement proportionnel à la température, et les moyens pour faire varier le niveau de la tension continue de drain comportent un générateur de tension constante (15, 16 ; 21, 22) débitant sur un réseau résistif (17, 18) modifiant cette tension en fonction du courant délivré par le générateur de courant.

3. L'amplificateur de la revendication 2, comportant une pluralité de réseaux résistifs (17, 18, 25-28), commutés sélectivement en fonction de la température.

4. Un bloc d'alimentation (32-43) pour amplificateur de puissance à transistor(s) hIESFET, pour délivrer à cet amplificateur les tensions nécessaires à son fonctionnement, notamment une tension continue de drain de MESFET (Vdd), caractérisé en ce qu'il comprend:

- un composant sensible à la température (14 ; 20), disposé à

proximité du (des) transistor(s) MESFET, de manière à se

trouver influencé par la température de celui(ceux)-ci, et

- des moyens (13 ; 19), asservis à un paramètre délivré par ledit

composant sensible à la température, pour faire varier le

niveau de la tension continue de drain dans le même sens que

la variation de température, de manière à compenser, par action sur le niveau de la tension continue de drain, la variation antagoniste de gain et de puissance de sortie de l'amplificateur en fonction de la température.

5. Le bloc d'alimentation de la revendication 4, dans lequel le composant sensible à la température (14 ; 20) est un générateur de courant délivrant un courant sensiblement proportionnel à la température, et les moyens pour faire varier le niveau de la tension continue de drain comportent un générateur de tension constante (15, 16 ; 21, 22) débitant sur un réseau résistif (17, 18) modifiant cette tension en fonction du courant délivré par le générateur de courant.

6. Le bloc d'alimentation de la revendication 5, comportant une pluralité de réseaux résistifs (17, 18, 25-28), commutés sélectivement en fonction de la température.