FR2648293A1

FR2648293A1 - Emetteur, recepteur et procede de telecommunication pour ameliorer le fonctionnement d'egaliseurs a retroaction dans des systemes de telecommunication utilisant une correction d'erreurs

Info

Publication number: FR2648293A1
Application number: FR9006704A
Authority: FR
Inventors: Jin-Der-Wang; Jean-Jacques Werner
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1989-06-09
Filing date: 1990-05-30
Publication date: 1990-12-14
Anticipated expiration: 2010-05-30
Also published as: GB2235112A; JPH0326134A; SG26494G; JP2645432B2; US5052000A; GB2235112B; HK105294A; GB9012238D0; FR2648293B1

Abstract

L'invention concerne les télécommunications numériques. L'utilisation d'un ensemble de codeurs et de décodeurs 206-1, ... 206-M; 216-1, ... 216-M dans l'émetteur et dans le récepteur d'un système de télécommunication permet de bénéficier des avantages combinés de l'égalisation à rétroaction et décision et du codage de correction d'erreurs. On utilise l'ensemble de codeurs et de décodeurs pour entrelacer les symboles de données, de façon que chaque codeur et décodeur travaille sur un symbole sur M, en désignant par M le nombre de codeurs ou de décodeurs. Un choix judicieux de M réduit les effets du bruit et de la propagation d'erreurs. Applications aux modems téléphoniques.

Description

2,48293

La présente invention concerne des systèmes de télécommunication, et porte plus particulièrement sur

l'utilisation combinée d'égaliseurs à rétroaction et déci-

sion, et du codage de correction d'erreurs dans de tels systèmes. Les égaliseurs sont des dispositifs largement

utilisés dans des systèmes de télécommunication pour com-

penser une distorsion linéaire (d'amplitude et de phase) dans le canal. Les égaliseurs linéaires et les égaliseurs à

rétroaction et décision constituent deux catégories impor-

tantes d'égaliseurs. Les égaliseurs linéaires sont plus

largement utilisés que les égaliseurs à rétroaction et dé-

cision dans de nombreuses applications de télécommunication,

du fait qu'ils sont plus simples à réaliser et qu'ils prc-

curent virtuellement les mêmes avantages de compensation.

Cependant, avec le développement de vitesses de transmis-

sion plus élevées, c'est-à-dire supérieures à 19,2 kbit/s pour des modems fonctionnant en bande vocale, un égaliseur à rétroaction et décision procure un avantage important par rapport à un égaliseur linéaire, et il est sans conteste l'appareil de compensation préféré, du fait qu'il est mieux

adapté à la compensation de la distorsion d'amplitude im-

portante qui se manifeste dans les modems les plus rapides.

Le problème de la mise en oeuvre de l'égalisation à rétro-

action et décision consiste en ce qu'elle ne fonctionne pas

de façon harmonieuse dans des systèmes qui utilisent un co-

dage de correction d'erreurs, comme on va maintenant l'ex-

pliquer.

Le codage de correction d'erreurs est une techni-

que de codage qui vise à augmenter l'immunité d'un signal

d'information numérique vis-à-vis de la présence de bruit.

Une telle immunité accrue augmente à son tour la probabili-

té de récupérer de façon exacte le signal d'information dans l'unité de réception d'un système de transmission de

données. La correction d'erreurs est de façon caractéristi-

que du type codage par blocs ou du type codage convolutif.

Le codage en treillis est une technique de codage de cor-

rection d'erreurs bien connue qui utilise le codage convo-

lutif et qui n'affecte pas la largeur de bande exigée pour le système de télécommunication.

En codage par blocs, un ou plusieurs bits de cor-

rection d'erreurs sont transmis en compagnie d'un "bloc" d'un ou plusieurs bits d'information. Chacun de ces bits de correction d'erreurs a une valeur qui est déterminée par la

valeur du ou des bits d'information dans le bloc associé.

Ce processus de transmission d'un nombre de bits accru pour la correction d'erreurs est également utilisé en codage

convolutif mais, contrairement au codage par blocs, la va-

leur de chaque bit en codage convolutif est fonction des bits d'information dans le bloc associé et dans un certain

nombre de blocs qui ont été transmis précédemment.

Le gain de codage est un terme qui désigne l'ac-

croissement des performances d'un système qui résulte de l'utilisation de la correction d'erreurs. I1 est défini comme étant la valeur de laquelle le rapport signal à bruit

peut se dégrader avant que le taux d'erreur de bits ne de-

vienne égal à celui du même système sans correction d'er-

reur. On peut calculer ce terme de façon analytique pour

n'importe quel système, et on appellera ici la quantité ré-

sultante le gain de codage théorique.

Du fait que l'égalisation à rétroaction et déci-

sion et le codage de correction d'erreurs s'attaquent res-

pectivement à différents effets indésirables dans des sys-

tèmes de télécommunication, à savoir respectivement la dis-

torsion d'amplitude et le bruit, la combinaison des deux techniques devrait procurer un plus grand avantage que l'utilisation de chaque technique seule. On a cependant trouvé que lorsque des égaliseurs à rétroaction et décision travaillent sur des signaux numériques dans lesquels est incorporée une correction d'erreurs, les performances du système sont dégradées. En fait, la performance résultante peut étre notablement inférieure à celle qu'il est possible d'obtenir par l'utilisation de la correction d'erreur seule ou de l'égalisation à rétroaction et décision seule. On pourrait donc obtenir une amélioration notable en télécom-

munication s'il était possible d'obtenir dans un seul sys-

tème de télécommunication les avantages combinés du codage

à rétroaction et décision et du codage de correction d'er-

reurs.

La présente invention permet d'obtenir les avan-

tages combinés de l'égalisation à rétroaction et décision et du codage de correction d'erreurs dans un système de

télécommunication. Conformément à la présente invention, cn.

utilise un égaliseur à rétroaction et décision avec un en-

semble de codeurs et de décodeurs qui sont respectivement incorporée. dans l'émetteur et le récepteur. L'utilisation de plusieurs codeurs procure un entrelacement des symboles émis et, par conséquent, chaque décodeur travaille sur un symbole sur M, en désignant par M le nombre de codeurs et de décodeurs. Si M est correctement choisi, la probabilité

que du bruit dégrade la récupération de deux symboles suc-

cessifs par un décodeur quelconque est réduite. En outre,

l'effet de propagation d'erreur qui est inhérent à des éga-

liseurs à rétroaction et décision est réparti entre diffé-

rents décodeurs.

Il résulte des considérations précédentes qu'on

peut obtenir les avantages combinés de l'égalisation à ré-

troaction et décision et du gain de codage qui est associé

à la technique de correction d'erreurs utilisée.

D'autres caractéristiques et avantages de l'in-

vention seront mieux compris à la lecture de la description

qui va suivre d'un mode de réalisation, donné à titre

d'exemple non limitatif. La suite de la description se ré-

fère aux dessins annexes dans lesquels:

La figure 1 représente un système de télécommuni-

cation de l'art antérieur comportant un égaliseur linéaire avec ou sans codage de correction d'erreurs; La figure 2 représente un mode de réalisation d'un système de télécommunication qui met en oeuvre la présente invention; et

La figure 3 représente des exemples de constella-

tions de signal utiles à la compréhension de l'invention.

Un système de télécommunication de l'art anté-

rieur, 100, est représenté sur la figure 1. Un émetteur de modem 101 génère un signal approprié pour l'émission sur un

canal à bande limitée 102, qui introduit diverses dégra-

dations liées au canal, comme une distorsion linéaire (d'amplitude et de phase) et un bruit additif. Ce sianal déaradé est ensuite traité par le récepteur de modem 103

qui tente de corriger les dégradations qui ont été intro-

duites par les perturbations du canal.

Dans une forme de réalisation de l'art antérieur pour l'émetteur 101, pour un modem non codé, c'est-à-dire un modem qui n'introduit aucune correction d'erreur, le train de données binaires série est directement appliqué au dispositif de projection de données binaires en symboles, 104, qui attribue des symboles discrets à niveaux multiples, qui sont de façon caractéristique multidimensionnels, à des blocs de bits successifs, conformément à une certaine règle de projection. Une regle de projection de ce type, qui est utilisée pour la norme V 32 du CCITT, pour une transmission de données non codée à 9,6 kbit/s utilisant la modulation

d'amplitude en quadrature (MAQ), est définie par la cons-

tellation de signal à 16 points 301 qui est représentée sur la figure 3. Chaque point de signal dans une constellation a un code de bits associé. Par exemple, le point de signal

304 a le code 1111. Dans cet exemple, quatre bits sont pro-

jetés dans l'un des 16 symboles bidimensionnels (ou comple-

xes) possibles. Ces symboles sont générés à une cadence de 2400 symboles par seconde, ce qui donne la cadence de bits désirée de 9,6 kbit/s, et ils sont ensuite transmis par le

filtre d'émission 109 qui établit le profil spectral appro-

prié pour la transmission sur le canal téléphonique à bande

limitée 102. Un récepteur caractéristique pour un tel Si-

gnal non codé consisterait simplement en un égaliseur li- néaire adaptatif 110 et en un quantificateur 111 dans le

récepteur 103. L'égaliseur linéaire 110 compense les per-

turbations linéaires dans le canal, et le quantificateur 111 détermine celui des 16 points de la constellation de

signal 301 de la figure 3 qui a été reçu dans chaque pério-

de de symbole. Par exemple, si l'information de sortie de

l'égaliseur 110 est le point complexe 303, le quantifica-

teur choisira le point dans la constellation de signal qui

est le plus proche, en ce qui concerne la distance eucli-

dienne, du point 303, c'est-à-dire le point 304 dans

l'exemplE qui est représenté. Après quantification, le ré-

cepteur effectue une opération de projection des symboles vers les bits (non représentée) qui permet de récupérer un

train de données binaires à 9,6 kbit/s à partir des symbo-

les quantifiés reçus. Il faut évidemment mentionner qu'un

signal MAQ exige une modulation dans l'émetteur et une dé-

modulation dans le récepteur. Ces opérations, qui sont bien

connues, ont été omises sur les figures dans un but de sim-

plicité.

Dans une autre forme de réalisation de l'art an-

térieur pour l'émetteur 101, dans le cas d'un modem codé, le train de données binaires entrant passe tout d'abord par

un codeur en treillis 105, au moyen des connexions repré-

sentées en pointillés, au lieu de passer par le dispositif de projection de données binaires en symboles 104. A titre d'exemple, la norme. V 32 du CCITT pour une transmission de

données à 9,6 kbit/s comporte une option codée pour laquel-

le le codeur en treillis 105 consiste en un codeur convolu-

tif qui génère un bit supplémentaire pour chaque groupe de quatre bits entrants, et un dispositif de projection de

données binaires en symboles qui projette les 5 bits résul-

tants vers l'un des 32 symboles bidimensionnels possibles qui sont définis par la constellation de signal 302 sur la

figure 3. Dans cet exemple, le codeur en treillis 105 uti-

lise la redondance dans la constellation de signal pour ga- rantir que seules des séquences de symboles autorisées bien définies soient transmises. Le récepteur d'un modem V 32 codé consiste de façon caractéristique en un égaliseur

adaptatif linéaire 110 dans le récepteur 103, dont le si-

gnal de sortie est appliqué à un décodeur en treillis 112 par l'intermédiaire des connexions en pointillés, au lieu d'être appliqué au quantificateur 111. Un tel décodeur met

en oeuvre un algorithme d'estimation de séquence à vraisem-

blance maximale qu'on appelle l'algorithme de Viterbi. Les séquences décodées sont ensuite appliquées à un dispositif de projection de symboles en bits pour rétablir le train de

bits à 9,6 kbit/s. On a montré de façon théorique et con-

firmé expérimentalement que, pour des modems codés en

treillis, un récepteur comportant l'égaliseur adaptatif li-

neaire 110 et le décodeur en treillis 112 fonctionne bien

et procure une meilleure immunité vis-a-vis du bruit addi-

tif qui est généré dans le canal.

On peut utiliser la version codée du modem V 32

pour obtenir des performances acceptables sur le réseau tée-

léphcnique commuté public pour des cadences de données

s'élevant jusqu'à environ 14,4 kbit/s, à condition cepen-

dant d'augmenter le nombre de points dans la constellation

de signal 302. A titre d'exemple, on peut obtenir une ca-

dence de données de 14,4 kbit/s avec une cadence de symbo-

les de 2400 bauds et 6 bits d'information par symbole. Du fait qu'un bit supplémentaire est nécessaire pour le codage,

il faut au total 128 points bidimensionnels dans la cons-

tellation de signal. Pour des cadences de données de 19,2

kbit/s, et plus, il n'est pas possible de continuer simple-

ment à augmenter le nombre de points dans la constellation

de signal, du fait que le modem, même avec codage, devien-

drait excessivement sensible au bruit additif qui est géné-

ré dans le canal téléphonique. A la place, on peut mainte-

nir le nombre de points à une valeur raisonnable et augmen-

ter la cadence à laquelle les symboles sont émis dans le canal. Malheureusement, une augmentation de la cadence de symboles entraîne une augmentation de la largeur de bande qui est utilisée par le signal analogique transmis, ce qui entraîne à son tour une distorsion d'amplitude considérable

du signal aux fréquences inférieures et supérieures lors-

qu'il traverse le canal téléphonique. Il est notoire que

l'égaliseur linéaire 110 de la figure 1 a de mauvaises per-

formances lorsqu'il s'agit de faire face à une distorsion

d'amplitude importante, à cause du problème dit du renfor-

cement du bruit. Un égaliseur linéaire "inverse" fondamen-

talement _e canal, c'est-à-dire qu'il introduit un gain

élevé dans les régions de fréquence dans lesquelles le ca-

nal introduit une atténuation élevée. Bien qu'une telle a_-

tion égalise le canal et supprime le brouillage intersymbo-

le, elle amplifie également le bruit, ce qui dégrade les performances du récepteur. On a déterminé que pour une

transmission de données à 19,2 kbit/s et plus, sur le ré-

seau téléphonique commuté public, il n'est pas souhaitable d'utiliser un égaliseur linéaire, et qu'on doit utiliser à

la place un égaliseur à rétroaction et décision (ou DFE).

Un tel égaliseur introduit un plus faible renforcement du bruit, mais on ne peut malheureusement pas l'utiliser en association avec le codage en treillis standard, comme on

l'expliquera ci-après.

La figure 2 représente un système de télécommuni-

cation 200 dans lequel l'invention est mise en oeuvre. Dans l'émetteur 201, le train de données binaires entrant ayant une cadence de bits rd, est tout d'abord appliqué au codeur de correction d'erreurs 204, qui le code pour donner un autre train de bits qui a de façon générale une cadence de bits rc un peu plus élevée. A titre d'exemple, le codeur 204 peut mettre en oeuvre un code de Reed-Solomon ou l'une

de ses variantes bien connues, comme des codes de Reed-

solomon entrelacés. Le train de bits qui est présent à la sortie du codeur 204 est ensuite transmis par le commuta- teur 205 qui, conformément à l'invention, dirige des bits, ou des blocs de bits, successifs vers un ensemble de

M codeurs parallèles 206-i, avec i = 1, 2,... M. Cet ai-

guillage est commodément effectué d'une manière cyclique, auquel cas le bit b est appliqué au codeur 206-1, le bit n bn.1 est appliqué au codeur 206-2, et ainsi de suite, et après M bits, le bit bn-M est à nouveau appliqué au codeur 206-1 pour commencer un nouveau cycle. Selon une variante,

des blocs de bits successifs peuvent également être appli-

qués d'une manière cyclique, par exemple selon une certaine

configuration ordonnée, aux codeurs 206-i. A titre d'exem-

ple, chaque codeur 206-i peut être un codeur convolutif du

type qui est utilisé dans un codeur en treillis classique.

Le commutateur 207 préleve les signaux de sortie des cc-

deurs 206-i, de préférence d'une manière cyclique, et il

les applique au dispositif de projection de données binai-

res en symboles 208, qui génère des symboles bidimension-

nels du type représenté sur la figure 3, avec unecadence de

symboles i/T, en désignant par T la période de symbole.

Dans l'exemple considéré, dans lequel les codeurs 206-i

sont des codeurs convolutifs, on peut considérer que l'as-

sociation en cascade de l'un quelconque des codeurs 206-i avec le dispositif de projection de données binaires en symboles 208, est l'équivalent fonctionnel d'un codeur en treillis. La configuration en cascade des codeurs 206-i en

parallèle et du dispositif de projection de données binai-

res en symboles 208, est alors fonctionnellement équivalen-

te à M codeurs en treillis parallèles, chacun d'eux gèné-

rant des symboles de sortie à une cadence 1/MT, qui est M

fois plus lente que la cadence, 1/T, à laquelle des symbo-

les sont transmis sur le canal téléphonique. Un multiplexa-

ge ou un entrelacement temporel des signaux de sortie des M codeurs en treillis produit ensuite la cadence de symboles

désirée, égale à 1/T.

Dans le récepteur 203, le signal reçu est tout d'abord égalisé par l'égaliseur à rétroaction et décision (DFE) 210, dont le fonctionnement détaillé sera expliqué

ci-après. Les échantillons de sortie du DFE 210 sont redi-

rigés par le commutateur 215 vers un groupe parallèle de M

décodeurs 216-i, avec i = 1, 2... M. L'opération consis-

tant à rediriger ou à désentrelacer les échantillons, qu'effectue le commutateur 215, doit être en accord avec l'opération d'entrelacement qui a été effectuée par le commutateur 207 dans l'émetteur. Ainsi, si l'entrelacement

a été effectué en prenant les signaux de sortie des déco-

deurs 206-i d'une manière cyclique, le commutateur 215 doit fournir de manière cyclique aux décodeurs 216-i des signaux de sortie successifs du DFE 210. A titre d'exemple chaque

décodeur 216-i peut être réalisé sous la forme d'un déco-

deur en treillis qui génère des symboles de sortie décodés à une cadence qui est M fois plus lente que la cadence à

laquelle des symboles sont transmis dans le canal. Le com-

mutateur 217 prélève les signaux de sortie des décodeurs

216-i, de préférence d'une manière cvcllque, et il les mul-

tiplexe dans le temps dans un train de bits ayant une ca-

dence de bits r. Ce train de bits est ensuite appliqué au c' décodeur 218 qui effectue une correction d'erreurs et qui fournit un train de bits d'information ayant une cadence de

bits rd.

Il faut noter que sur la figure 2, le fonctionne-

ment des commutateurs de l'émetteur doit être synchronisé, et le fonctionnement des commutateurs du récepteur doit être synchronisé. I1 n'est cependant pas nécessaire que

le fonctionnement des commutateurs de l'émetteur soit syn-

chronisé avec celui des commutateurs du récepteur.

Pour apprécier l'amélioration des performances

que procure le système de télécommunication 200, il est r.é-

cessaire de comprendre les inconvénients d'une structure qui tente de combiner un codeur DFE avec le codage en treillis standard. Le DFE 210 qui est représenté sur la fi-

gure 2 produit un moindre renforcement du bruit qu'un éga-

liseur linéaire, du fait qu'il soustait une partie du brouillage intersymbole qui est introduit par la distorsicn

d'amplitude du canal, au lieu d'inverser simplement la ca-

ractéristique d'amplitude du canal. On réalise ceci en uti-

lisant un filtre adaptatif d'action directe 211, un quanti-

ficateur 213, un filtre adaptatif de rétroaction 214 et un soustracteur 212. Le quantificateur 213 fonctionne de la même manière que le quantificateur 111 de la figure 1 qui a été utilisé pour décoder les symboles d'un modem à 9,6 kbit/s non codé. Ainsi, dans une période de symbole donnée, il sélectionne le point dans la constellation de signal qui

est le plus proche, en distance euclidienne, de l'échantil-

lon complexe qui est présent à son entrée. Lorsque le quan-

tificateur 213 fait une erreur, en sélectionnant un symbole

erroné, cette erreur influencera généralement la quantifi-

cation d'échantillons suivants qui sont générés par le

soustracteur 212 et entraînera des erreurs de quantifica-

tion supplémentaires, alors que le bruit additif seul n'au-

rait pas pu générer ces erreurs. Ce phénomène, qui est du

au chemin de rétroaction qu'établit le filtre de rétroac-

tion 214, est inhérent au fonctionnement du codeur DFE, et

on l'appelle propagation d'erreurs. La propagation d'er-

reurs a pour effet d'introduire un bruit impulsionnel de niveau élevé, se présentant sous la forme d'une salve,

après le soustracteur 212.

On note sur la figure 3 que le codage en treillis de type standard exige une augmentation de la taille de la constellation de,signal, en comparaison avec un système non codé procurant la même cadence de bits. Dans le cas de la

figure 3, un doublement du nombre de points dans la cons-

tellation de signal a été nécessaire lorsqu'on est passé de

l'option non codée à l'option codée en treillis. Cette aug-

mentation du nombre de points dans la constellation de si-

gnal entraîne une diminution de la distance entre des points adjacents. Il faut noter que si on faisait passer

les signaux de sortie de l'égaliseur linéaire 100 de la fi-

gure 1 à travers un quantificateur, aussi bien pour le mode

de fonctionnement codé que pour le mode non codé, la proba-

bilité de prendre des décisions erronées, à cause du bruit

additif, serait notablement plus grande pour le système co-

dé que pour le système non codé. (Dans l'exemple considéré de l'option codée du modem V 32, les signaux de sortie de l'égaliseur linéaire 110 sont tout d'abord traités par le décodeur en treillis 112 avant que la quantification ait lieu, et le résultat final est une augmentation effective de la robustesse en présence de bruit.) Par conséquent, si on utilisait l'égaliseur DFE 210 dans le récepteur 103, au lieu de l'égaliseur linéaire 110, la probabilité que le quantificateur 213 fasse une erreur serait notablement plus élevée pour le mode de fonctionnement codé que pour le mode

de fonctionnement non codé. De plus, comme on l'a mention-

né ci-dessus, chaque erreur de quantification est également

* susceptible d'induire des erreurs de quantification suivan-

tes, à cause de l'effet de propagation d'erreurs. On a

trouvé expérimentalement que les salves bruyantes que génè-

re un égaliseur DFE peuvent dégrader considérablement les performances d'un décodeur en treillis de type standard, jusqu'à un point o, pour certains canaux, un système non codé utilisant un égaliseur DFE, ou un système codé en treillis utilisant un égaliseur linéaire, procureront de meilleures performances qu'un système utilisant le codage

en treillis standard et un égaliseur DFE.

L'amélioration de performances que procure le système de télécommunication 200, conforme à l'invention,

est due à l'enchaînement de deux actions correctrices vis-

à-vis du bruit impulsionnel de niveau élevé et se présen-

tant par salves, qui est généré à la sortie du soustracteur

212 lorsqu'une propagation d'erreurs se produit. La pre-

mière action consiste à séparer ce bruit se présentant en salves en plus petites perturbations qu'il est possible de traiter plus aisément avec un dispositif de décodage tel

qu'un décodeur en treillis. On réalise ceci par l'utilisa-

tion de codeurs 206-i dans l'émetteur et de décodeurs 216-i dans le récepteur, avec i = 1, 2,... M. Lorsqu'une salve de bruit apparaît à la sortie du soustracteur 212, des

échantillons successifs de ce bruit sont appliqués à diffé-

rents décodeurs 216-i. Il en résulte que chacun des déco-

deurs doit traiter une plus petite quantité de bruit, et il a davantage de chances de corriger ce bruit, en comparaison avec le cas dans lequel un seul décodeur devrait corriger

la totalité de la salve de bruit. On a trouvé ex:périmenta-

lement qu'une association en parallèle de M décodeurs en treillis (M> 1), par exemple, fonctionne toujours mieux

qu'un système utilisant un seul décodeur en treillis (M=1).

On a cependant également trouvé que, pour certains canaux, l'un des décodeurs en treillis, par exemple le décodeur 216-1, peut toujours avoir à son entrée un échantillon de

bruit de niveau suffisamment élevé pour perturber le pro-

cessus de décodage. Dans ce cas, le train de bits qui est obtenu après le commutateur 217 consiste en blocs de bits

contenant du bruit sous forme de salve, générés par le dé-

codeur 216-1, qui sont susceptibles d'être erronés, et qui sont entrelacés avec d'autres blocs de bits, générés par

les autres décodeurs 216-i, avec i I 1, qui ne sont généra-

lement pas erronés. Il existe des techniques de codage bien connues, telles que les diverses variantes des codes de Reed-Solomon, qui sont bien adaptées au traitement de ce

type de chaînes de bits erronés, apparaissant par salves.

Le codeur 204 dans l'émetteur et le décodeur 218 dans le récepteur mettent en oeuvre une telle technique de codage et ils procurent une seconde action correctrice qui atténue encore davantage les effets perturbateurs du problème de la propagation des erreurs qui se manifeste dans l'égaliseur DFE. Il faut noter que l'utilisation du codeur 204 entraîne habituellement une légère augmentation de largeur de bande pour le signal de données analogique qui est transmis sur le canal 202. Cette augmentation de largeur de bande peut cependant être généralement maintenue suffisamment faible

pour que la dégradation résultante des performances des mo-

dems soit largement compensée par les avantages qui résul-

tent de l'utilisation du codeur 204 dans l'émetteur et de

son décodeur correspondant 218 dans le récepteur.

Il existe une troisième technique qui permet d'améliorer encore davantage les performances Cu récepteur

203 de le figure 2. On peut utiliser cette technique lors-

que l'association en parallèle de M codeurs convolutifs 206-i et du dispositif de projection de données binaires en symboles 208 dans l'émetteur 211, consiste en M codeurs en

treillis, comme expliqué ci-dessus. Dans ce cas, les déco-

deurs 216-i dans le récepteur 203 doivent être réalisés sous la forme d'un groupe parallèle de M décodeurs en

treillis. La technique consiste à réaliser un quantifica-

teur "intelligent" dont le processus de prise de décision, dans une période de symbole donnée, est déterminé par une information qui est reçue à partir de l'un des décodeurs

216-i. A titre d'illustration, on supposera que dans la pé-

riode de symbole considérée, le signal de sortie du sous-

tracteur 212 est transmis par le commutateur 215 à l'entrée du décodeur en treillis 216-1. Dans la période de symbole suivante, la technique décrite ci-après serait répétée avec le décodeur 216-2, et ainsi de suite. Avant de décrire la technique, on examinera brièvement le fonctionnement d'un décodeur en treillis, en se référant à la constellation de signal 302 correspondant à l'option codée de la norme V 32,

représentée sur la figure 3.

Lorsqu'on conçoit un code en treillis, on divise la constellation de signal (redondante) codée en sous-en-

sembles de plus en plus petits, comme il est expliqué par exemple dans le document "Channel Coding With Multilevel/

Phase Signals", G. Ungerboeck, IEEE Transactions on Infor-

mation Theory, janvier 1982. Dans le cadre de cette expli-

cation, on ne considère que les besoins de division au pre-

mier niveau. Pour la constellation de signal 302, cette di-

vision peut par exemple diviser les 32 points en deux sous-

ensembles A et B ayant 16 points chacun, et la plus petite distance entre des points adjacents dans un sous-ensemble

est écale à la plus petite distance entre des points adja-

cents dans une constellation non codée 301. Par exemple, si les points 305 et 307 appartiennent au sous-ensemble A, les points 306 et 308 appartiennent alors au sous-ensemble B. Dans n'importe quelle période de symbole donnée, un seul

des deux sous-ensembles, A ou B, peut être utilisé pour sé-

lectionner le symbole qui doit être transmis sur le canal.

Le sous-ensemble qui doit être utilisé est déterminé par ce qu'on appelle l'état du codeur pendant cette période de

symbole. Une transition d'un état, dans une période de sym-

bole donnée, vers un autre état, dans la période de symbole suivante, n'est pas arbitraire et est définie par le codeur

convolutif sélectionné. En retournant maintenant au récep-

teur 203, on suppose que le décodeur en treillis 216-1 a

reçu un nouvel échantillon d'entrée provenant du soustrac-

teur 212 par l'intermédiaire du commutateur 215. Le déco-

deur en treillis 216-1 peut contrôler toutes les séquences autorisées de transitions entre états, et il peut adjoindre à chaque séquence une métrique basée sur la vraisemblance, en traitant une suffisamment longue chaîne d'échantillons d'entrée. On peut ainsi déterminer si le nouvel échantillon reçu a plus de chances d'appartenir au sous-ensemble A ou au sous-ensemble B. On peut appliquer cette information au quantificateur intelligent 213 par l'intermédiaire de la

ligne en pointillés 219, pour effectuer alors une quantifi-

cation par rapport aux points de référence qui sont dans le sous-ensemble A ou dans le sous-ensemble B, en fonction de l'information qui est reçue à partir du décodeur 216-1. Si

l'information d'état qu'utilise le quantificateur intelli-

gent 213 était toujours correcte,ses performances (probabi-

lité de faire une erreur) seraient équivalentes aux perfor-

mances d'un quantificateur plus simpliste, ou "muet", fonc-

tionnant dans une constellation de signal non codée 301. En

pratique, on observe une certaine dégradation des perfor-

mances, mais le quantificateur intelligent procure toujours

de meilleures performances que le quantificateur muet lors-

qu'il travaille sur la constellation codée 302. Comme c'est

le cas pour la plupart des fonctions de modem qui sont re-

présentées sur la figure 2, lorsque la technique est utili-

sée pour des modems en bande vocale, le quantificateur in-

telligent peut commodément être réalisé sous la forme d'un sous-programme dans un programme exécuté par un processeur

de signal numérique.

Il faut évidemment noter que bien que l'invention

ait été décrite en considérant plusieurs modes de réalisa-

tion envisagés à titre d'exemples, d'autres configurations apparaîtront à l'homme de l'art. Par exemple, bien que les modes de réalisation de l'invention aient été décrits en

relation avec des éléments fonctionnels discrets, la fonc-

tion d'un ou de plusieurs de ces éléments peut être assurée par un ou plusieurs processeurs universels programmés de façon appropriée, ou par des circuits intégrés spécialisés,

ou par des processeurs de signal numérique, ou par un équi-

valent analogique ou hybride de l'un quelconque de ces dis-

positifs. Par exemple, bien qu'on ait décrit la présente

invention en considérant des constellations de signal bidi-

mensionnelles particulières, l'invention est également ap-

plicable à d'autres constellations de signal bidimension-

nelles. On peut effectivement appliquer l'invention à des

constellations de signal ayant un nombre de dimensions au-

tre que deux. De plus, bien qu'un code de correction d'er-

reurs de Reed-Solomon soit mis en oeuvre dans le codeur 204 et le décodeur 218, on peut utiliser d'autres types de co- des qui corrigent des salves ou des rafales d'erreurs de bits. De plus, bien que dans le mode de réalisation qui

est décrit, les codeurs 206-i et le dispositif de projec-

tion de données binaires en symboles 208 fonctionnent à la manière de codeurs en treillis, et que les décodeurs 206-i fonctionnent à la manière de décodeurs en treillis, chaque codeur 206-i peut fonctionner indépendamment du dispositif de projection de données binaires en symboles, de façon à constituer non pas un codeur en treillis mais un codeur par blocs ou convolutif. Dans de telles applications, chacun

des décodeurs 216-i fonctionnerait à la manière d'un déco-

deur par blocs ou convolutif.

Enfin, l'invention n'est pas limitée à des appli-

cations en bande vocale, mais peut être utilisée dans pra-

tiquement n'importe quelles applications de télécommunica-

tion, y compris dans des systèmes de télévision à haute dé-

finition.

Claims

REVENDICATIONS

1. Récepteur prévu pour l'utilisation dans un

système de télécommunication, caractérisé par: un égali-

seur à rétroaction et décision (210) ayant une sortie; un ensemble de décodeurs (216-1,... 216-M) connectés à l'éga- liseur à rétroaction et décision; et des moyens (215) pour entrelacer parmi l'ensemble de décodeurs des données qui proviennent de la sortie de l'égaliseur à rétroaction

et décision.

2. Récepteur selon la revendication 1, caractéri-

sé en ce que chacun des décodeurs est un décodeur en treil-

lis.

3. Récepteur selon la revendication 1, caractéri-

sé en ce qu'il comprend en outre des moyens (217) qui sont destinés à recevoir de façon cyclique le signal de sortie

de chaque décodeur parmi l'ensemble de décodeurs.

4. Récepteur selon la revendication 1, caractéri-

sé en ce qu'il comprend en outre un second décodeur (218) qui utilise une technique de décodage différente de celle du premier décodeur, ce second décodeur étant connecté à la

sortie des moyens d'entrelacement.

5. Récepteur selon la revendication 4, caracteri-

sé en ce que le second décodeur utilise un décodage du type Reed-Solomon.

6. Récepteur selon la revendication 1, caractéri-

sé en ce que l'égaliseur à rétroaction et décision comprend un quantificateur (213) qui prend des décisions et utilise une information reçue à partir d'un ensemble de décodeurs

pour prendre de telles décisions.

7. Procédé de récupération de données dans un

système de télécommunication, caractérisé par les opéra-

tions suivantes: on applique les données à un égaliseur à rétroaction et décision ayant une sortie; et on entrelace parmi un ensemble de décodeurs les données présentes à la

sortie précitée.

264!2.93

8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'opération qui consiste à

combiner les signaux de sortie de chaque décodeur de l'en-

semble de décodeurs, pour les appliquer à un second déco-

deur utilisant un processus de décodage différent de celui

de l'ensemble de décodeurs précité.

9. Procédé selon la revendicatin 8, caractérisé

en ce que le processus de décodage est le décodage de Reed-

Solomon.

10. Emetteur prévu pour l'utilisation dans un sys-

tème de télécommunication, caractérisé par un premier co-

deur (204) pour coder des symboles de données en utilisant une première technique de codage; un ensemble de seconds

codeurs (206-1,... 206-M) pour effectuer un codage supplé-

mentaire des symboles de données qui sont émis par le pre-

mier codeur, en utilisant une seconde technique de codage différente de celle du premier codeur; et des moyens (205) pour entrelacer l'information de sortie du premier codeur

parmi les codeurs de l'ensemble de seconds codeurs.

11. Emetteur selon la revendication 8, caractérisé

en ce qu'il comprend en outre des moyens (207) pour connec-

ter de façon cyclique les sorties de l'ensemble de seconds

codeurs à un canal de transmission.

12. Emetteur selon la revendication 8, caractérisé

en ce que le premier codeur utilise le codage de Reed-

Solomon.

13. Emetteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que chaque codeur de l'ensemble de seconds codeurs

est un codeur en treillis.

14. Système de télécommunication caractérisé par un émetteur (201) comprenant un ensemble de codeurs (206-1,

206-M); des moyens (205) pour entrelacer parmi l'ensem-

ble de codeurs des symboles à émettre; des moyens (207-209) pour connecter les sorties de codeurs par l'intermédiaire

d'un canal de transmission; et un récepteur (203) compre-

nant un égaliseur à rétroaction et décision (210); un en-

semble de décodeurs (216-1,... 216-M) connectés à l'égali-

seur à rétroaction et décision; et des moyens (215) pour entrelacer parmi l'ensemble de décodeurs des données qui proviennent de la sortie de l'égaliseur à rétroaction et décision.