FR2644953A1

FR2644953A1 - Dispositif de communication sur spectre disperse

Info

Publication number: FR2644953A1
Application number: FR9003770A
Authority: FR
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1989-03-24
Filing date: 1990-03-23
Publication date: 1990-09-28
Anticipated expiration: 2010-03-23
Also published as: JPH02250534A; US5099495A; GB2231243B; GB2231243A; DE4009458A1; GB9005912D0; CA2012183A1; FR2644953B1; DE4009458C2; JPH0810840B2

Abstract

L'invention concerne un dispositif de communication sur spectre dispersé. Selon l'invention, il comprend, du côté émetteur, des mélangeurs 1, 3, un oscillateur 2, un générateur de code PN 4, un filtre passe-bande 5, un amplificateur 6, une antenne 7, un contrôleur d'oscillateur 23 et un générateur d'horloge 24; du côté récepteur, sont prévus une antenne de réception 7', des filtres passe-bande 8, 10, 14, des amplificateurs 9, 15, un oscillateur 11, des mélangeurs 12, 21 et un convolutionneur à onde acoustique de surface 13, un détecteur d'enveloppe 16, un circuit de synchronisation 17, un contrôleur de code PN 18, un générateur de code PN 19, un circuit de synchronisation de porteuse 20, un circuit de modulation 22 et un contrôleur d'oscillateur 23'. L'information s'applique notamment aux communications.

Description

La présente invention se rapporte à un perfectionnement d'un dispositif de

communication sur spectre dispersé, qui émet et reçoit diverses sortes

d'informations en utilisant un spectre dispersé.

Jusqu'à maintenant, divers types de systèmes ont été recherchés et développés en tant que systèmes de communication. Parmi ceux-ci, le système de communication sur spectre dispersé est connu comme système ayant une

haute fiabilité.

Par ce système de communication sur spectre dispersé, du côté émetteur, un signal modulé primaire de la donnée dans une bande étroite de fréquences d'une information sur bande de base, du son etc., est émis avec un spectre dispersé obtenu par sautillement à un certain nombre de fréquences dans une large bande de fréquences avec une vitesse rapide (méthode FH, sautillement de fréquence), par dispersion du spectre sur une large bande de fréquences en utilisant un code de pseudo-bruit à forte dispersion (code PN) (méthodes DS, Séquence Directe), ou par combinaison de ces méthodes (méthode FH/DS), et du côté récepteur, un signal d'information est reproduit par dispersion inverse du signal sur large bande au signal modulé primaire sur

bande étroite d'origine au moyen d'un corrélateur.

L'attention a récemment été attirée vers ce système de communication sur spectre dispersé en tant que système de communication ayant une très haute fiabilité de plusieurs points de vue par le fait qu'il résiste à l'interférence et au bruit externes, qu'il est d'une grande discrétion, etc. Le point le plus important dans ces systèmes de communication sur spectre dispersé est la construction du corrélateur du côté récepteur'. Actuellement, dans le système de communication sur spectre dispersé sans fil, le corrélateur, qui est considéré comme étant le plus simple et ayant une haute fiabilité, est un dispositif utilisant

une onde acoustique de surface (SAW).

_ 2- Dans les convolutionneurs à onde acoustique de surface, il y a, en général, ceux du type corrélateur (type

ligne à retard à prise) et ceux du type convolutionneur.

Là, bien que ceux du type corrélateur aient une construction simple et généralement une haute efficacité, ils sont gravement influencés par le coefficient de température du substrat. Au contraire, ceux du type convolutionneurs sont à peine influencés par les variations de température, mais ont en général une mauvaise efficacité. Cependant, le code Pl. décrit ci-dessus de ceux du type corrélazeur est fixe et ils ne peuvent traiter des variations, tandis que le type du code PH peut être librement changé pour ceux du type convolutionneur. En conséquence, si l'efficacité est à un niveau utilisable dans la pratique, le corrélateur du type convolutionneur

peut être tien plus facilement utilisé.

Par ailleurs, dans le système de communication sur spectre dispersé, bien que la méthode DS puisse être réalisée d'une manière très simple, comme la bande des fréquences d'un code Pil rapide est élargie par son mélange avec l'information sur bande de base par un mélangeur, il a un point faible dans la séparation des autres canaux ou par

le problème distance-local.

Par conséquent, on peut dire que la méthode FH/DS est avantageuse, o la méthode DS est combinée à la méthode FH, afin de surmonter le point faible de la séparation ou du

problème distance-local.

Cette méthode est une méthode de modulation par dispersion directe, o la fréquence centrale sautille périodiquement. La figure 6 montre un spectre de ce système de modulation. Le signal su? spectre dispersé indiqué sur la figure se compose d'un certain nombre de signaux dispersés. Un signal dispersé direct couvrant une partie de toute-la bande apparàat dans chaque cas et, d'autre part,

le signal dans son ensemble a un schéma de sautille-

ment de fréquence. Le signal avec sautillement de -3 fréquence/dispersion directe est utilisé pour les raisons énumérées qui suivent. En effet, on l'emploie pour augmenter la capacité de dispersion du spectre, pour une connexion multiple et une adresse distincte et pour le multiplexage des signaux. La sortie du modulateur FH/DS n'est rien d'autre que celle obtenue par superposition d'une modulation par dispersion directe sur une porteuse sautillant en fréquence comme cela est indiqué à la figure 7. Sur la figure 7, le chiffre de référence 40 est un synthétiseur de fréquence; 41 est un générateur de code; 42 est un multiplicateur; 43 est un modulateur équilibré; et 44 est une antenne d'émission. La différence entre cette modulation FH/DS et la simple modulation par dispersion directe réside dans le fait que la fréquence porteuse est constante dans cette dernière tandis qu'elle change dans la première. Par ailleurs, on sait qu'il est possible de construire un système o la donnée codée provenant d'un générateur de séquence de code 41 est fournie non seulement pour déterminer le schéma de sautillement au moyen du synthétiseur de fréquence 40 mais également pour la

modulation équilibrée pour la dispersion directe.

Dans le récepteur, par cette méthode FH/DS, on utilise un corrélateur de dispersion directe et un corrélateur de sautillement de fréquence qui sont superposés l'un sur l'autre, pour démoduler la modulation sur spectre dispersé avant la démodulation de la bande de base. En effet, une onde de référence locale est le signal de sautillement de fréquence/dispersion directe qui est multiplié par le signal d'entrée. La figure 8 montre la construction d'un récepteur typique du type FH/DS o les chiffres de référence 50 et 54 sont des mélangeurs; 51 est un filtre à fréquence intermédiaire; 52 est un démodulateur sur bande de base; 53 est un modulateur équilibré; 55 est un synthétiseur de fréquence; 56 est un

générateur de code; et 57 est un circuit de synchroni-

t644953 - 4- sationr. L'oscillateur local de référence est sensiblement le m&me que le modulateur du coté émetteur à l'exception Tes deux points qui suiver.t, c'est-à-dire (a) que la fréquence centrale est décalée d'une fréquence intermédiaire correspondante et (b) que le code de dispersion directe n'est pas modulé par l'entrée sur bande

de base.

Bien qu'une combinaison du mélangeur de fréquence 50 et du filtre à fréquence intermédiaire 51 soit utilisée pour le corrélateur indiqué sur la figure 8 comme nr l'a indiqué ci-dessus, cela présente un inconvénient par le fait que le circuit de synchronisation 57 est compliqué et

que le temps de mise er. synchronisation est long.

Comme corrélateur du type FH/DS, un convolutionneur à SAW a un certain nombre d'avantages pratiques par le fait que l'on peut changer librement le mode de sautillement de fréquence e: le type du code Pli. Cependant, quand la fréquence de sautillement est choisie simplement arbitrairement, une complexité est produite dans la synchronisaicnr. de la temporisation du sautillement et l'on ne peut cbtenir de manière satisfaisante une amélioration

de la séparation des canaux ou du problème local-distance.

Par ailleurs, dans le cas o la largeur de la bande des fréquences que l'on peut utiliser est restreinte par une restriction légale, etc, la méthode de sautillement utilisant l'intervalle de fréquenees d'environ 1/2 de la largeur de la bande dispersée par la méthode DS, que l'on a étudiée jusqu'à maintenant, peut prendre un petit nombre de fréquences et ainsi l'effet d'amélioration des caractéristiques grâce à l'adoption de la méthode FH/DS est faible. La présente invention pour objet de réaliser la simplification de la méthode de modulation-démodulation en utilisant des caractéristiques particulières au convolutionneur dams le procédé de dispersion du spectre utilisant le sautillement de fréquence et le code PN, dans le cas o l'on utilise un convolutionneur comme corrélateur. Afin d'atteindre l'objectif ci-dessus, un dispositif de communication sur spectre dispersé selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comprend un émetteur comprenant un moyen de modulation primaire pour obtenir une information primaire modulée sur bande de base de la donnée à émettre, un moyen de modulation secondaire pour disperser le spectre par sautillement de la fréquence de L'information modulée primaire sur bande de base décrite ci-dessus et un moyen de modulation tertiaire pour disperser le spectre de la sortie du moyen de modulation secondaire en utilisant un code PN; et un récepteur ayant un moyen de démodulation consistant en un convolutionneur pour mettre un mélange d'un code PN du signal de référence, qui est inversé dans le temps par rapport au code PN dans l'émetteur ci-dessus décrit, et un signal de sautillement de fréquence qui est en synchronisme avec la temporisation du sautillement de fréquence du côté émetteur, en

corrélation avec le signal reçu sur spectre dispersé.

Dans le dispositif de communication sur spectre dispersé selon la présente invention, comme on adopte la méthode FH/DS, on peut faire sautiller la fréquence de manière asynchrone avec l'information sur bande de base du côté émetteur et de plus le code PN peut être produit de manière asynchrone. Par conséquent, aucune synchronisation compliquée n'est nécessaire. En particulier, lorsqu'un convolutionneur à onde acoustique de surface est utilisé pour le convolutionneur; comme la sortie disparait, si la fréquence du côté réception diffère de celle du côté référence d'une valeur plus _mportante que l'inverse (f) d'une période de temps nécessaire pour que l'onde acoustique de surface se propage sous l'électrode formant porte de sortie, seule la temporisation de FH peut être synchronisée entre l'émetteur et le récepteur, et par conséquent il est possible de les construire d'une manière -e- très simple en augmer.tant de façon satisfaisante la vitesse de sautillement de la fréquence de FH et la vitesse du code PN de ES par rapport à l'information sur bande de base en ajustant les points o la modulation FH décrite ci-dessus

sautille, à peu près avec un intervalle de cette fg.

En conséquence, il est possible d'utiliser un certain nombre de fréquences de sautillement dans la bande restreinte des fréquences et également d'obtenir une amélioration considérable de la séparation des canaux, du problème disance-local, etc. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schémariques annexes donnés uniquement à titre d'exemple illustrar.t plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc expliquant la façon d'utiliser le convolutionneur à onde acoustique de surface, qul est la base de la présente invention; - les figures 2 et 2 montrent les sorties en corrélation du convolutionneur indiqué à la figure 1; - la figure 4 donne un schéma bloc illustrant la construction de l'émetteur et du récepteur avec spectre dispersé qui forme un mode de réalisation de la présente invention; - la figure 5 donne un schéma bloc montrant un autre mode de réalisation de la présente invention; - la figure 6 indique le spectre du système FH/DS; - la figure 7 donne un schméa bloc indiquant un émetteur FH/DS de l'art antérieur; et - la figure 8 donne un schéna bloc indiquant un

récepteur FH/DS de l'art antérieur.

Plusieurs modes de réalisation de la présente invention seront décrits cidessous en se référant aux dessins. -7- Les figures 1 à 3 montrent la façon d'utiliser les nouvelles caractéristiques de base du convolutionneur à SAW selon la présente invention dans un récepteur sur spectre

dispersé utilisant le convolutionneur à SAW.

Dans le schéma bloc indiqué à la figure 1, le chiffre de référence 25 est un convolutionneur à SAW, 26 et 29 sont des mélangeurs; 27 et 30 sont des oscillateurs; et 28 et 31 sont des générateurs de code PN. Un signal mélangé obtenu en mélangeant un signal ayant une fréquence f1 provenant de l'oscillateur 27 et un code PN provenant du générateur de code PN 28 dans le mélangeur 26 est introduit dans le convolutionneur 25 en tant que signal reçu. Par ailleurs, un signal mélangé obtenu en mélangeant un signal ayant une fréquence f2 provenant de l'oscillateur 30 et un code PN provenant du générateur de code PN 31, qui est inversé dans le temps par rapport au générateur de code PN 28, est introduit dans le convolutionneur 25 en tant que signal de référence. A ce moment, la forme d'onde à la sortie 32 du convolutionneur a une crête de convolution, indiquée à la figure 2, dans le cas o: b f = fl - f2 I fg.......(1) (fg = inverse de la période de temps nécessaire pour que la SAW se propage sous l'électrode formant porte de convolution du convolutionneur à SAW) et une crête de convolution considérablement réduite, telle qu'indiquée à la figure 3 de sorte que seule une petite sortie ressemblant ou presque à un bruit est obtenue, dans le cas o L f = |fl - f2 1 > fg..... (2) En conséquence, étant donné le fait décrit ci-dessus, la fréquence qui sautille de FH dans le dispositif de communication sur spectre dispersé, qui forme un mode de _ e-_ réalisation de la présente invention, que l'on indiquera ultérieurement, est choisie de façon à être & peu près un nombre entier de fois aussi importante que f, caractéristique particulière au convolutionneur à SAW décrit ci-dessus, ou bien des points de sautillement de fréquence sont choisis de manière qu'il existe une différence de fréquence plus importan.te qu'environ fg entre des canaux différents. En choisissant ces points de sautillement de fréquence dans la dispersion de FH, on a pu augmenter considérablement le rapport signal/bruit à la réception par rapport à celui obtenu dans le cas o on les

choisit arbitrairement.

Par exemple, quand f = 215 MIHz et quand la fréquence du côté fê est séparée de 215 ruHz de plus d'environ 110 kHz, la sortie 32 du convoluticnneur est considérablement réduite. Comme la fréquence centrale du convolutionneur à onde acoustique de surface utilisée à ce moment était d'environ 21-5 I.:Hz et que la largeur de bande effective était d'environ 3$ z, les points de sautillemernt de fréquence ont pu être établis avec un intervalle d'environ 110 kHz dans cette bande de fréquences

d'environ $30 Mz.

Ze cette manière, on a trouvé qu'il était possible d'établir un certain nombre de points de sautillement de fréquence dans une bande de fréquences à peu près identique

à celle du convolutionneur à onde acoustique de surface.

Pour cette raison, on a pu obtenir une sortie er.

corrélation par sautillement de fréquence du signal de

référence du convolutionneur à onde acoustique de surface.

La figure 4 montre un mode de réalisation du dispositif de communication sur spectre dispersé du système FH/DS utilisant un convolutiznneur à onde acoustique de

surface selon la présente invention.

Sur la figure,-T représenhe la section d'émission et R la section de réceptior. La section d'émission T se compose de mélangeurs 1, 3, d'un oscillateur 2, d'un générateur de code PN 4, d'un filtre passe-bande 5, d'un amplificateur 6, d'une antenne d'émission 7, d'un contrôleur d'oscillateur 23 et d'un générateur d'horloge 24. D'autre part, la section de réception R se compose d'une antenne de réception 7', de filtres passe-bande 8, , 14, d'amplificateurs 9, 15, d'un oscillateur 11, de mélangeurs 12, 21, d'un convolutionneur à onde acoustique de surface 13, d'un détecteur d'enveloppe 16, d'un circuit de synchronisation 17, d'un contrôleur de code PN 18, d'un générateur de code PN 19, d'un circuit de synchronisation de porteuse 20, d'un circuit de démodulation 22 et d'un contrôleur d'oscillateur 23'. Dans la section d'émission T, l'information modulée primaire sur bande de base à émettre (c'est-à-dire un signal modulé primaire selon une donnée numérique) est appliquée au mélangeur 1 et un signal pour faire sautiller la fréquence à un intervalle comme on l'a décrit ci-dessus est produit au moyen du contrôleur d'oscillateur 23 par le signal d'horloge provenant du générateur d'horloge 24 synchronisé sur l'information sur bande de base. Une porteuse du signal FH est produite par l'oscillateur 2 en utilisant ce signal et la modulation dispersée FH de l'information est effectuée par le mélangeur 1. Ensuite, un code PN rapide est produit par le générateur 4 en synchronisme avec le signal d'horloge provenant du générateur 24, lequel code PN rapide est mélangé au signal modulé dispersé FH décrit ci-dessus dans le mélangeur 3 pour effectuer la modulation DS. Ensuite, le signal passe par le filtre passe-bande 5, forçant la bande de fréquences nécessaire à passer, puis à travers

l'amplificateur 6 afin d'obtenir la puissance nécessaire.

Ensuite, le spectre dispersé du système FH/DS est transmis

par l'antenne 7.

Dans la section de réception R, le signal sur spectre dispersé reçu par l'antenne 7' est fourni au convolutionneur à onde acoustique de surface 13 après avoir été amplifié dans la région haute fréquence par - 1 l'aiplificateur 9 ainsi que les filtres passe-bande 8 et 10. De plus, le signal FH/DS est fourni au convolutionneur 13 en tant que signal de référence 11, lequel signal FH/DS est obtenu par modulation de la porteuse provenant de l'oscillateur Il produisant la fréquence porteuse FH fournie au convolutioneur 13 et la fréquence sautillée de la même manière que le signal reçu, au moyen du générateur de code Pt 19 qui produit un code PN inversé dans le temps par rapport au code Pr produit par le générateur 4 du ceté émetteur. Le code PU utilisé pour la production du signal de référence décrit ci-dessus est maintenu en synchronisme avec le code PN qui est envoyé du c6té émetteur et reçu par le circuit de détection d'enveloppe 16, le circuit de synchronisation 17 et le circuit de ccntrele du code Pl 18. A ce moment, la sortie du convoluzionneur 13 (dont la fréquence est 2fc, c'est-à-dire le double de la fréquence porteuse d'entrée fc), est mélangée à un signal synchronisé sur la porteuse du signal reçu par le circuit de synchronisation 20 (fréquence 2fc} dans le mélangeur 21 à travers le filtre passe-bande 14 et l'amplificateur 15 et est conduit au circuit de détection d'enveloppe 16 pour la synchronisation du code FN ci-dessus décrit. Par ailleurs, le signal (fréquence fc) provenant du circuit de synchronisation 20 est également conduit au contrôleur d'oscillateur 23' et est également synchronisé avec l'oscillateur 1il qui oscille à la fréquence porteuse FH décrite ci-dessus. L'information modulée primaire sur bande de base est obtenue du circuit de modulation 22 quand la porteuse, le signal FH et le code

PN sont en synchronisme.

La figure 5 montre un autre mode de réalisation de l'émetteur et récepteur de spectre dispersé du type FH/DS selon la présente invention. Sur la figure, des chiffres de référence identiques à ceux de la figure 4 représentent des circuits qui leur sont identiques ou analogues. La section

- il -

d'émission T est presque identique à la section d'émission T indiquée à la figure 4 à l'exception que l'information modulée primaire sur bande de base est appliquée au générateur d'horloge 24. Par ailleurs, dans la section de réception R, le chiffre de référence 33 est un mélangeur, 34 est un circuit de réglage automatique du gain, 35 est un oscillateur local, 36 est un générateur d'horloge et 37 est un circuit de synchronisation de temporisation de FH. Dans le présent mode de réalisation, grâce au fait que le signal FE, c'est-à-dire la vitesse à laquelle l'oscillateur 2 sautille du fait du contrôleur 23 est plus rapide que l'information sur bande de base et que la vitesse du code PN produit par le générateur 4 est plus importante, il n'est pas nécessaire de synchroniser le contrôleur 23' et le générateur de code PN 4 sur l'information sur bande de base. Par ailleurs, si la vitesse du code PN produit par le générateur 4 est suffisamment plus élevée que la vitesse du contrôleur d'oscillateur 23', quand le récepteur utilise le convolutionneur à onde acoustique de surface 13, il n'est pas nécessaire de synchroniser le générateur de code PN 4

sur le contrôleur d'oscillateur 23 du côté émetteur.

En conséquence, la contruction de la section de réception T indiquée sur la figure 5 est simple, seule la

synchronisation étant requise pour le signal FH.

D'abord, le signal sur spectre dispersé reçu par l'antenne 7' dans la section de réception est converti en une bande à fréquence intermédiaire par l'oscillateur local et le mélangeur 33, après amplification par le filtre

passe-bande 8 et l'amplificateur 9.

A ce moment, le circuit de réglage automatique du gain 34 peut fonctionner facilement, si l'amplitude du signal modulé transmis par le côté émetteur est constante et ainsi il est possible d'éliminer les instabilités de l'intensité de l'onde électromagnétique reçue comme l'évanouissement. Il est introduit dans le convolutionneur

- 12 -

13 en tant que signal émis après passage à travers le

fîltre passe-bande rC.

Par ailleurs, en tant que signal de référence vers le convolutionneur à onde acoustique de surface 13, le même signal que FH/DS dispersé dans le spectre du côté émetteur (cependant le code PN pour DS est inversé dans le temps par rapport à celui utilisé du côté émetteur) est ajouté pour former la corrélation. L'information modulée primaire sur bande de base est restaurée par élimination du bruit, en extrayant le signal émis et en le forgant à passer à travers le circuit de modulation 2 après l'avoir forcé à passer à travers le filtre passe bande 14 et l'amplificateur 15. A ce moment, le circuit de synchronisation de temporisation de FH 37 est attaqué de manière que la cr9te de sortie du convolutionneur 13 soit au maximum et que le moment auquel le signal FH est produit soit régulé par le con-r8leur d'oscillateur 23' et l'oscillateur 1i. A ce moment, les points de sautillement de fréquence du signal FEH sont établis afin d'être à peu près un ncmbre entier de fois aussi grands que fg, ou bien ils sont établis de manière qu'il existe une différence de fréquence plus grande qu'environ fg entre les différents canaux, comme du e8té émetteur. Cependant, afin de synchroniser le c6té récepteur avec le c8té émetteur en ce qui concerne la temporisation et l'ordre du sautillement de

fréquence, le circuit 37 est entraTné.

Il n'est pas nécessaire de synchroniser le générateur d'horloge 36 du signal DS et le générateur de code PN 19 avec le ceté émetteur mais le code PN inversé dans le temps par rapport à celui utilisé du côté émetteur est produit, qui est mélangé avec le signal FH par le mélangeur et le signal FH/DS est appliqué au convolutionneur 13 en tant que

signal de référence.

De cette manière, dans le dispositif de communication sur spectre dispersé du type FH/DS, si les points de sautillement de fré4uence de FH sont établis de manière

- 13 -

qu'il existe toujours une différence plus importante que fg entre les points de fréquence, o les différents canaux sautillent, par rapport aux caractéristiques du convolutionneur à onde acoustique de surface, on peut facilement augmenter considérablement le rapport signal/bruit. Comme on l'a expliqué ci-dessus, selon la présente invention, dans un dispositif de communication sur spectre dispersé, comme il est possible de facilement construire le système FH/DS, la communication de l'information peut être effectuée avec une haute fiabilité et un petit nombre d'erreurs par un émetteur et récepteur très simples. En particulier, dans le cas o la communication est effectuée par l'utilisation d'un convolutionneur à onde acoustique de surface et d'une onde électromagnétique faible, dont la bande des fréquences est restreinte, cet effet est

remarquable et l'effet dans la pratique est très grand.

- 14 -

R E V E t D I C A T I 0; S I. Dispositif de comm.unication sur spectre dispersé, caractérisé en ce qu'il comprend: un émetteur (T) comprenarnt: un moyen de modulation primaire pour obtenir une information modulée primaire sur bande de base d'une donnée à émettre, un moyen de modulation secondaire pour étaler le spectre en faisant sautiller la fréquence de ladite information modulée primaire sur bande de base; et un moyen de modulation tertiaire pour étaler le spectre de la sortie dudit moyen de modulation secondaire en utilisant un code de pseudo-bruit; et un récepteur (R) comprenant: un moyen de de démodulation (22) comprenant un convolutionneur (13) pour mettre un mélange d'un code de pseudo-bruit d'un signal de référence qui est inversé dans le temps par rapport au code de pseudo-bruit dans l'émetteur, et un signal de sautillement de fréquence qui est en synchronisme avec la temporisation du sautillement de fréquence du côté émetteur, er. correlation avec le

signal reçu sur spectre dispersé.

2. Dispositif de communication sur spectre dispersé, caractérisé en ce qu'il comprend: un émetteur (T) comprenant: un moyen de modulation primaire pour obtenir une information modulée primaire sur bande de base d'une donnée à transmettre par la modulation primaire; un moyen de modulation secondaire pour disperser le spectre en faisant sautiller la fréquence de manière asynchrone avec l'informaticn modulée primaire sur bande de Case; et un moyen de modulation tertiaire pour disperser le spectre en utilisant un code de pseudo-bruit produit de manière asynchrone avec ladite première et ladite seconde

- 15 -

modulation; et un récepteur (R) comprenant: un moyen pour mélanger un code de pseudo-bruit du signal de référence qui est inversé dans le temps par rapport au code de pseudo-bruit dans l'émetteur et asynchrone avec la fréquence porteuse et le code de pseudo-bruit dudit émetteur, et un signal de sautillement de fréquence, qui est en synchronisme avec la temporisation du sautillement de fréquence du côté émetteur; et un convolutionneur (13) dans lequel le signal ainsi obtenu par mélange et le signal reçu sur spectre dispersé

sont introduits pour être mis en corrélation.

3. Dispositif selon l'une quelconque des

revendications précédentes, caractérisé en ce que le

convolutionneur (13) dans le récepteur est un

convolutionneur à onde acoustique de surface.

4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que des points de fréquences adjacentes du sautillement de fréquence diffèrent les uns des autres d'une valeur plus importante qu'environ l'inverse de la période de temps nécessaire pour que l'onde acoustique de surface se propage sous l'électrode formant porte d'entrée

dudit convolutionneur d'onde acoustique de surface (13).

5. Dispositif selon l'une quelconque des

revendications précédentes, caractérisé en ce que seule la

temporisation de sautillement de fréquence dans le récepteur est synchronisée entre l'émetteur et le récepteur en ajustant la vitesse du sautillement de fréquence et la vitesse du code de pseudo-bruit afin qu'elles soient plus importantes que la vitesse de l'information primaire sur bande de base dans les moyens de modulation secondaire et tertiaire.