FR2602620A1 - Circuit de commutation a semiconducteurs - Google Patents
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Abstract
CE CIRCUIT DE COMMUTATION A SEMI-CONDUCTEURS COMPORTE UN TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP DE SORTIE 12 RECEVANT UNE SORTIE PHOTOVOLTAIQUE GENEREE PAR UN RESEAU DE DIODES 11 REAGISSANT A UN SIGNAL LUMINEUX D'UN ELEMENT EMETTEUR DE LUMIERE, UN TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP D'ATTAQUE 17 DU MODE A APPAUVRISSEMENT CONNECTE PAR SON DRAIN ET SA SOURCE A LA GRILLE ET A LA SOURCE DU TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP DE SORTIE, ET UN ELEMENT 18 DE CONDUCTION A TENSION CONSTANTE CONNECTE EN PARALLELE AVEC UNE RESISTANCE CONNECTEE ENTRE LA GRILLE ET LA SOURCE DU TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP DE SORTIE. LA SENSIBILITE DU CIRCUIT EST ELEVEE EN FIXANT UNE VALEUR RELATIVEMENT ELEVEE POUR CETTE RESISTANCE, TANDIS QUE L'ON PEUT ASSURER LE FONCTIONNEMENT A GRANDE VITESSE EN SHUNTANT PAR LA RESISTANCE LE COURANT DE DECHARGE D'UNE CHARGE ACCUMULEE ENTRE LE DRAIN ET LA GRILLE DU TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP DE SORTIE.
Description
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CIRCUIT DE COMMUTATION A SEMICONDUCTEURS
Cette invention concerne des circuits de commutation à semiconducteurs, et plus particulièrement, un circuit de commutation à semiconducteurs qui convertit un signal lumineux en un signal électrique au moyen d'un réseau de diodes 5 photovoltaIques couplé optiquement à un élément émetteur de lumière tel qu'une diode électro-luminescente qui convertit un signal d'entrée en un signal lumineux, le signal électrique converti étant utilisé pour attaquer des moyens de sortie tels qu'un transistor à effet de champ, de préférence un 10 transistor à effet de champ à métal-oxydesemiconducteur (que l'on appellera dans la suite du texte sous la simple
dénomination de "MOSFET").
Pour le circuit de commutation à semiconducteurs du type exposé, il a été proposé dans le brevet américain 15 no 4 227 098, de Dale M. Brown et al. un tel circuit, dans lequel un réseau de diodes photovoltaiques est couplé optiquement à une diode électro-luminescente et connecté électriquement en parallèle avec une résistance qui donne au
réseau une impédance résistive et en série avec les électrodes 20 de grille et de source du MOSFET.
Lorsqu'un courant s'écoule entre les bornes d'entrée de la diode électroluminescente dans ce cas, une sortie photovoltaIque est générée entre les deux bornes du réseaude diodes photovoltaIques, sous forme d'une tension de sortie 25 qui est appliquée entre la grille et la source du MOSFET, et, en conséquence de celle-ci, l'impédance du MOSFET entre les bornes de sortie connectées aux électrodes de passage de courant du MOSFET est changée de façon remarquable en une valeur différente, c'est-à-dire que, dans le cas d'un MOSFET du mode à enrichissement, on fait passer l'état entre les bornes de sortie d'un état hors service à un état en
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service. En cet instant, la résistance connectée en parallèle avec le réseau de diodes sert à décharger les charges électrostatiques accumulées entre les électrodes de grille et de source du MOSFET, et, si cette résistance n'était pas présente, on ne pourrait pas faire repasser dans l'état hors service l'état entre les bornes de sortie, même si le courant
d'entrée de la diode électro-luminescente était interrompu.
Dans le brevet américain ci-dessus, on a rencontré des problèmes tels que le fait que, bien qu'il soit néces10 saire de donner à la résistance une valeur élevée afin de réduire le courant d'entrée minimal nécessaire pour obtenir un état en service entre les bornes de sortie, la valeur de résistance doit être faible pour diminuer le temps nécessaire pour refaire passer l'état entre les bornes de sortie 15 dans l'état hors service après l'interruption du courant d'entrée, ce qui fait qu'il a été difficile de concilier ces deux fonctions antinomiques; et que, lorsque le courant d'entrée est dans la plage de courant minimale, la tension entre la grille et la source du MOSFET varie proportion20 nellement au courant d'entrée, ce qui fait que l'impédance du MOSFET entre les bornes de sortie connectées aux électrodes de passage de courant du MOSFET peut prendre une valeur qui fait que l'état entre les bornes est intermédiaire entre les états en service et hors service, ce qui 25 provoque une forte perte d'énergie et la détérioration des éléments. D'autre part, le brevet américain n 4 390 790, de Edward T. Rodriguez, expose un circuit de commutation à semiconducteurs dans lequel un réseau de diodes photovol30 talques couplé optiquement à une diode électro-luminescente - est connecté en série avec un MOSFET sur la grille et la source duquel un transistor à effet de champ à jonction du type normalement en service est connecté, et un réseau de diodes photovoltalques additionnel est connecté entre la grille et la source de ce transistor à effet de champ à jonction par l'intermédiaire d'une résistance. Selon Rodriguez, l'état intermédiaire du MOSFET peut être évité par l'utilisation du réseau de diodes additionnel pour attaquer
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le transistor à effet de champ à jonction du type normalement en service, mais la disposition de circuit consistant à combiner le transistor à effet de champ à jonction avec le réseau de diodes additionnel a provoqué l'apparition d'un autre problème du fait que la taille de pastille nécessaire pour le réseau de diodes est agrandie et que le coefficient de conduction optique est détérioré au point d'abaisser la sensibilité lumineuse et l'opération de commutation. D'autre part, dans le brevet américain n 4 492 883, 10 de William J. Janutka, on trouve exposé un circuit de mise hors service pour le MOSFET, dans lequel un autre transistor à effet de champ du type à canal P est connecté entre la grille et la source du MOSFET, une diode Zener est insérée entre la grille et la source de cet autre transistor à effet de champ, c'est-à- dire entre la grille du MOSFET et la grille du transistor à effet de champ à canal P, et une résistance est insérée entre la grille et le drain du transistor à effet de champ à canal P. De plus, avec cette disposition de circuit, l'opération de commutation du MOSFET peut être 20 empêchée. Toutefois, du fait de l'utilisation d'une attaque à fuite de grille due à la résistance employée, il devient nécessaire pour l'opération de mise en service à grande vitesse d'utiliser une source de tension d'attaque à haute
tension et fort courant, ce qui rend le circuit désavantageux 25 pour le coupler au réseau de diodes photovolta!ques.
D'autre part, dans la demande de brevet américain n 26 994 (ou dans sa demande allemande correspondante P 37 08 812.2, sa demande britannique n 87 05701 ou sa demande coréenne n 87-2703) de Sigeo Akiyama, cédée au même cessionnaire que dans le cas présent, ontrouve suggéré un circuit de commutation à semiconducteurs dans lequel un MOSFET est connecté en série avec un réseau de diodes photovoltaiques couplé optiquement à une diode électro-luminescente, un élément d'impédance est connecté en série avec 35 le réseau de diodes photovoltaiques, et un transistor d'attaque du type normalement en service est connecté au MOSFET, connecté par exemple eu niveau de l'électrode de
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commande à un point de jonction entre le réseau de diodes photovoltaiques et l'élément d'impédance de façon à ce qu'il soit polarisé dans un état d'impédance élevée au moyen d'une tension générée aux bornes de l'élément d'impédance du fait d'une sortie photovoltalque du réseau de diodes photovoltalques. Dans ce cas, il est possible d'éviter qu'un état intermédiaire entre les états en service.et hors service se produise entre les bornes de sortie à l'intérieur de la plage de courants d'entrée minimaux requis pour obtenir 10 un état en service entre les bornes de sortie, et la vitesse de fonctionnement peut être accélérée dans une large mesure par rapport à la vitesse de mise en ou hors service dans les circuits de commutation à semiconducteurs respectifs
connus des trois brevets américains précédents.
Dans le cas de ce circuit de commutation à semiconducteurs de Akiyama, les divers problèmes rencontrés dans les circuits connus peuvent être effectivement éliminés, mais il est toujours nécessaire d'améliorer la sensibilité.d'entrée et de réduire également le temps de réponse pour 20 obtenir une opération.de commutation encore plus rapide, du fait que l'élément d'impédance, tel que la résistance, qui contribue à la polarisation du transistor d'attaque du type normalement en service dans l'état d'impédance élevée et qui est fixé de valeur élevée peut rendre le courant minimal requis, à savoir le courant de fonctionnement pour amener l'état entre les bornes de sortie à être en service encore plus petit, mais que le temps de réponse nécessaire pour que l'état des bornes de sortie atteigne l'état hors service est plutôt prolongé, tandis que le choix d'une 30 valeur plus faible se traduit par le phénomène inverse, bien que le circuit présente beaucoup plus d'améliorations que dans le cas des brevets précédents en ce qui concerne
ces conditions.
L'objet de la présente invention est de fournir un circuit de commutation à semiconducteurs qui soit remarquablement amélioré en ce qui concerne la sensibilité et
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la vitesse de fonctionnement, de façon à ce qu'elles soient plus élevées, en plus de l'effet de prévention des déclenchements instantanés erronés obtenu dans le circuit de Akiyama en empêchant que l'état entre les bornes de sortie puisse rester intermédiaire entre les états en service et hors service à l'intérieur de la plage du courant d'entrée
au voisinage du courant de fonctionnement.
Selon la présente invention, l'objet ci-dessus peut être atteint par un circuit de commutation à semicon10 ducteurs comportant un réseau de diodes couplé optiquement à un élément électro-luminescent qui génère un signal lumineux en présence d'un courant d'entrée afin de générer une sortie photovoltaique en réponse au signal lumineux, une résistance connectée en série avec le réseau de diodes photo15 voltaiques, un transistor à effet de champ de sortie connecté au réseau de diodes photovoltaIques de façon à être commuté d'un premier état d'impédance à un deuxième état d'impédance lors de l'application de la sortie photovoltaique entre la grille et la source du transistor à effet de champ de sortie, etun transistor à effet de champ d'attaque dumode à appauvrissement susceptibled'être polarisé.dans un état horsservice par une tension aux bornes de la résistance lors de la génération de la sortie photovoltaique sur le réseau de diodes et connecté par son drain et sa source à la grille et à la 25 source du transistor à effet de champ de sortie et par sa grille et sa source aux bornes de la résistance, dans lequel un élément de conduction à tension constante qui est conducteur lors de l'application d'une tension supérieure à une tension de seuil du transistor à effet de champ du mode 30 à appauvrissement de sortie charge la grilleet la source et décharge le drain et la grille du transistor à effet de champ de sortie.avec un courant lorsque la.conduction est connectée en parallèle avec la résistance qui est
connectée entre la grille et la source du transistor à effet 35 de champ d'attaque.
Dans le circuit de commutation à semiconducteurs selon la présente invention ci-dessus, la sensibilité peut être élevée en choisissant la valeur de la résistance connectée entre la grille et la source du transistor à effet 5 de champ d'attaque, de telle sorte que le transistor à effet de champ d'attaque puisse être commuté dans l'état hors service même avec un courant d'entrée faible, et que, éventuellement, le potentiel de grille du transistor à effet de champ de sortie puisse être élevé avec un faible courant 10 optique afin d'amener le transistor à effet de champ de sortie d'un état hors service à un état en service. Durant la période transitoire de ce passage de l'état hors service à l'état en service du transistor à effet de champ de sortie, d'autre part, une charge accumulée entre le drain et la grille du transistor à effet de champ de sortie est déchargée, sur quoi l'élément de conduction à tension constante est rendu conducteur par une tension générée aux deux extrémités d'un circuit parallèle à la résistance et à l'élément de conduction à tension constante de telle sorte que l'élé20 ment soit shunté afin de maintenir un courant de décharge dépendant du fait que la capacité entre le drain et la grille du transistor à effet de champ de sortie soit à un niveau élevé, et afin qu'une vitesse de passage élevée de l'état hors service à l'état en service du transistor à 25 effet de champ de sortie puisse être par conséquent assurée.
D'autres objets et avantages de la présente invention deviendront clairs dans la description qui suit,
détaillée par référence à des'réalisations de l'invention 30 telles qu'elles sont montrées dans les dessins joints.
La Figure 1 montre le schéma d'un circuit dans une réalisation du circuit de commutation à semiconducteurs selon la présente invention dans lequel une diode Zener est employée comme élément de conduction à tension constante;
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la Figure 2 est un graphique montrant la relation entre le courant d'entrée pour faire passer le MOSFET de sortie d'un état hors service à un état en service, c'està-dire la sensibilité, et la résistance; la Figure 3 est un graphique montrant la relation entre la vitesse de réponse du circuit de commutation à semiconducteurs en l'absence de l'élément de conduction à tension constante et le courant d'entrée; et la Figure 4 est le schéma de montage dans une autre réalisation du circuit de commutation à semiconducteurs selon la présente invention dans lequel un transistor à effet de champ du mode à enrichissement est employé comme
élément de conduction à tension constante.
Bien que l'invention soit expliquée en se référant 15 aux réalisations montrées dans les dessins joints, on appréciera le fait que l'intention n'est pas de limiter l'invention à ces réalisations, mais au contraire de couvrir toutes les différentes modifications de conception possibles à
l'intérieur de l'étendue de l'applicabilité des revendications 20 jointes.
Si l'on se réfère à la Figure 1, qui montre une réalisation du circuit de commutation à semiconducteurs de la présente invention, le circuit 10 comporte un réseau de diodes 11 couplé optiquement à un élément émetteur de lumière 25 tel qu'une diode électro-luminescente qui génère un signal lumineux en réponse à un signal en courant d'entrée, et le réseau de diodes 11 génère une sortie photovoltaique iors de la réception du signal lumineux venant de l'élément émetteur de lumière. Le réseau de diodes 11 est connecté 30 entre la grille et la source d'un transistor à effet de champ de sortie, de préférence un MOSFET 12 avec une résistance 13 de valeur relativement grande et connectée en série avec le réseau. le MOSFET de sortie 12 est de préférence du mode à enrichissement dutype à canal N, et fonctionne 35 de façon à passer d'un premier état d'impédance à un deuxième
état d'impédance lors de l'application de la sortie photo-
voltatque du réseau de diodes 11 entre sa grille et sa source, tandis que le MOSFET de sortie 12 est connecté par son drain et sa source, par l'intermédiaire d'une paire de bornes de sortie 14 et 14a, à un circuit série d'une source d'alimentation 15 et d'une charge 16 de façon à être à un potentiel positif du côté du drain par rapport au côté de la source, pour commander la charge 16 suivant l'état
d'impédance du MOSFET de sortie 12.
D'autre part, entre la grille et la source du 10 MOSFET de sortie 12 est connecté un transistor à effet de champ d'attaque 17 du mode à appauvrissement par le drain et la source de celui-ci, tandis que ce transistor à effet de champ d'attaque 17 est connecté par sa grille et sa source aux bornes de la résistance 13 connectée en série avec le 15 réseau de diodes 11. Pour le transistor à effet de champ d'attaque 17, de préférence, un transistor à effet de champ du type à jonction est employé de façon à être polarisé dans l'état hors service par une tension aux bornes de la résistance 13 lors de la génération de la sortie photovol20 taique sur le réseau de.diodes 11 réagissant au signal lumineux. De plus, en ce qui concerne la résistance 13, une diode Zener 18 employée comme élément de conduction à tension constante unique dans la présente invention, est connectée 25 en parallèle, et cette diode Zener 18 est déterminée de façon à avoir une tension de rupture supérieure à une tension de seuil du transistor à effet de champ d'attaque du mode à appauvrissement 17. De plus, la diode Zener 18 est insérée dans le circuit 10 de façon à être conductrice lorsqu'on 30 lui applique une tension supérieure à la tension de seuil du transistor à effet de champ d'attaque 17 et de façon à avoir une polarité dans laquelle un courant Zener lors d'une tel-le conduction effectue une charge entre la grille
et la source du MOSFET de sortie 12.
Le fonctionnement de la présente réalisation va à présent être expliqué. Si l'on se réfère tout d'abord au fonctionnement dans un état ou la diode Zener 18 est absente
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pour accélérer la compréhension de la présente invention, une réceptiondu signal lumineux dans le réseau de diodes photovoltalques 11 provoque la génération d'une tension photovoltaique aux bornes du réseau de diodes 11, et le passage d'un courant optique dans le circuit 10. Ce courant passe, par l'intermédiaire du transistor à effet de champ d'attaque 17 qui est normalement en service, jusqu'à la résistance de valeur relativement élevée 13, et, lorsque la tension aux bornes de la résistance 13 dépasse la tension 10 de seuil du transistor à effet de champ d'attaque 17, ce dernier passe dans l'état.hors service, sur quoi le courant optique passe de façon à charger la grille et la source du MOSFET de sortie 12 afin d'élever son potentiel de grille, et le MOSFET de sortie 12 passe de l'état hors service à 15 l'état en service. Durant la période transitoire de ce passage, le potentiel de drain du MOSFET 12 chute du niveau de tension de la source au niveau zéro, ce qui fait que la différence de potentiel entre le drain et.la grille du MOSFET 12 varie également beaucoup, et il devient nécessaire 20 de décharger une charge accumulée entre le drain et la grille par l'intermédiaire du réseau de diodes photovoltaiques 11. Le temps nécessaire à cette décharge va occuper la majeure partie du temps de fonctionnement de la totalité du circuit 10, ou, en d'autres termes, du temps de réponse. 25 Dans le cas présent, le courant d!entrée minimal requis, ou, en d'autres termes, le courant de fonctionnement pour faire passer l'état entre les bornes de sortie 14 et 14a du MOSFET 12 dans l'état en service est graduellement diminué, comme cela va apparaître clairement lorsque l'on va se référer à la Figure 2, lorsque la valeur de la résistance 13 connectée entre la grille et la source du transistor à effet de champ d'attaque est accrue. Autrement dit, en Figure 2, les courbes k, 1 et m représentent des cas respectifs dans lesquels les tensions grille-source du transistor 35 à effet de champ d'attaque 17 sont fixées à -0,3 V, -0,5 V et -0,9 V, respectivement, et dans lesquels le courant de fonctionnement Ion décroit au fur et à mesure que l'on on augmente la valeur de la résistance 13, de telle sorte que le courant de fonctionnement peut être de 2 mA environ avec une résistance de 1,0 ME pour la tension grille-source de -0,3 V, de 1,7 Mn pour -0,5 V et de 3,0 MA pour -0,9 V. Même si la valeur de la résistance 13 est encore augmentée pour accroître la quantité de lumière dans le réseau de diodes 11, c'est-à-dire le courant d'entrée If de l'élément électro-luminescent couplé optiquement au réseau de diodes 11, le temps de fonctionnement du circuit 10 tout entier, ou, en d'autres termes, le temps de réponse Ton ne présentera pas de changement substantiel, comme cela apparaît clairement si l'on se réfère à la Figure 3, et le fonctionnement à grande vitesse peut difficilement être réalisé. Autrement dit, en Figure 3, les courbes n, o et p représentent les cas 15 dans lesquels la valeur de la résistance 13 est fixée à 0,3 MR, 1 MAlet 3 Ma, et, dans un cas o la résistance 13 a une valeur supérieure à 3 Ml, par exemple, le temps de réponse Ton ne peut pas être inférieur à 60Q microsecondes, même lorsque le courant d'entrée If a atteint un niveau supérieur à 50 mA, du fait que le courant optique lors de la décharge de la charge accumulée entre le drain et la grille du MOSFET 12 est restreint de façon significative
par la résistance 13.
Dans la présente réalisation de l'invention, la diodeZener 18 est connectéeen parallèleavec la-résistance 13, ce qui fait que même si l'on utilise une résistance 13 de valeur élevée, la tension appliquée aux bornes du circuit parallèle formé par la résistance 13 et la diode Zener 18 va dépasser la tension de rupture de la diode Zener 18 lors 30 de la décharge de la charge entre la grille et le drain du MOSFET de sortie 12 dans la période transitoire entre l'état hors service et l'état en service du MOSFET 12, comme cela a été expliqué, et que la diode Zener 18 va donc être rendue conductrice de façon à assurer une fonction de shunt, et que le courant de décharge va principalement passer par la diode Zener 18. Le temps de décharge pour la charge accumulée
entre la grille et le drain du MOSFET 12 peut être suffisam-
1 1 ment raccourci, présentant des caractéristiques telles que celles représentées par une courbe q qui est linéaire en Figure 3, et un fonctionnement à vitesse plus élevée pour passer dans l'état en service du MOSFET de sortie 12 peut être assuré, même lorsque l'on donne à la résistance 13 une valeur élevée et au courant de fonctionnement une valeur faible. Dans le cas o le MOSFET de sortie 12 passe complètement dans l'état en service, la décharge de la charge entre le drain et la grille du MOSFET 12 se termine lorsqu'une charge entre la grille et la source est réalisée de façon à augmenter la tension grille-source, la tension aux bornes du circuit parallèle formé par la résistance 13 et la diode Zener 18 chute, la chute de tension dans la 15 résistance 13 devient petite et tombe en dessous de la tension de rupture de la diode Zener 18, après quoi la diode Zener 18 passe dans un état non conducteur. Ensuite, un faible courant passe entre le drain et la source du transistor à effet de champ d'attaque 17, et, du fait de la 20 présence de la résistance 13, le transistor à effet de champ d'attaque 17 peut être maintenu dans l'état d'impédance élevée. D'autre part, lorsque le courant d'entrée de l'élément émetteur de lumière couplé optiquement au réseau 25 de diodes photovoltaIques 11 disparaît, et que, par conséquent, le réseau 11 ne reçoit plus de signal lumineux, la génération de la sortie photovoltalque dans le réseau de diodes 11 est interrompue et la tension entre la grille et la source du transistor à effet de champ d'attaque 17 chute. 30 Le transistor à effet de champ d'attaque 17 passe par consequent dans l'état en service, et la charge accumulée entre la grille et la source du MOSFET de sortie 12 est rapidement déchargée dans le transistor à effet de champ d'attaque 17, de telle sorte que le MOSFET de sortie 12 passe dans l'état 35 hors service et qu'un état hors service soit également obtenu entre les bornes de sortie 14 et 14a. Bien que la charge accumulée entre la grille et la source du transistor à effet de champ d'attaque 17 doive être déchargée dans la résistance 13, la capacité entre les électrodes du transistor à effet de champ d'attaque est beaucoup plus faible que celle entre les électrodes du MOSFET de sortie 12, et le temps nécessaire pour décharger cette charge est court, ce qui fait que la décharge ne risque pas d'avoir d'influence substantielle sur le fonctionnement à grande vitesse du
MOSFET de sortie 12.
Si l'on se réfère à présent à la Figure 4, on 10 trouve représentée une autre réalisation du circuit de commutateur à semiconducteurs selon la présente invention, dans laquelle les mêmes constituants de circuit que dans la réalisation de la Figure 1 sont indiqués par les mêmes numéros de référence que dans la Figure 1, augmentés de 100. La présente réalisation n'est différente de celle de la Figure I qu'en ce qui concerne l'utilisation, comme élément de conduction à tension constante connecté en parallèle avec la résistance 113, d'un transistor à effet de champ du mode à enrichissement 118 court-circuité entre 20 la grille et le drain. Ce transistor à effet de champ du mode à enrichissement 118 a une tension de seuil plus élevée que celle du transistor à effet de champ d'attaque 117, et il est connecté en parallèle avec la résistance 113 et entre la grille et la source du transistor à effet de champ d'attaque 117, de façon à avoir une polarité. telle qu'une charge entre la grille et la source du MOSFET de sortie 112
soit obtenue grâce au courant de drain lors de la conduction.
Lorsque la tension appliquée entre les deux extrémités du circuitparallèle formé par la résistance 113 et le transistor 30 à effet de champ du mode à enrichissement 118 s'élève jusqu'à être supérieure à une tension de seuil prédéterminée entre le drain et la source du'transistor à effet de champ 118, un état de conduction est alors obtenu entre le drain et la source du transistor à effet de champ, mais, du fait du 35 court-circuit entre la grille et le drain, le transistor.à effet de champ du mode à enrichissement 118 peut accomplir substantiellement la même fonction que la diode Zener 18
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dans la réalisation de la Figure 1. Dans le cas de cette réalisation, le transistor à effet de champ du mode à enrichissement 118 a une structure similaire à celle du MOSFET 112 et du transistor à effet de champ d'attaque 117, de façon à être particulièrement avantageux lorsque le circuit de commutation à semiconducteurs 110 est formé au moyen d'une lamination dans une pastille unique, et de façon à être amélioré en ce qui concerne sa production en grande série. Dans le circuit de commutation à semiconducteurs de la réalisation de la Figure 4, les autres dispositions et le fonctionnement sont substantiellement les mêmes que
dans la réalisation de la Figure 1.
Dans la présente invention, toute une variété de 15 modifications de conception peuvent être apportées. Par exemple, bien que l'on ait indiqué qu'un MOSFET était utilisé comme transistor à effet de champ de sortie, on peut également utiliser un transistor du type à induction statique, ou équivalent. A la place du transistor à effet de champ du type à jonction indiqué comme étant utilisé comme transistor
à effet de champ d'attaque du mode à appauvrissement 17 ou 117, on peut également employer un MOSFET du mode à appauvrissement ou un transistor du type à induction statique.
D'autre part, on a indiqué que l'on avait utilisé le type à 25 canal N du mode à enrichissement pour le MOSFET de sortie 12 ou 112, mais il peut également être possible d'employer
un type à canal P ou du mode à appauvrissement.
Selon le circuit de commutation à semiconducteurs de la présente invention ayant une disposition telle que 30 celle qui a été décrite, le passage en service et hors service du transistor à effet de champ de sortie peut être réalisé avec un courant d'entrée faible, ce qui fait que le circuit peut être efficacement amélioré en ce qui concerne la sensibilité, et que la charge entre la grille et le drain 35 du transistor à effet de champ de sortie peut être rapidement
déchargée dans la période transitoire du passage du tran-
14 2602620
sistor à effet de champ de sortie dans l'état en service, grâce à quoi le fonctionnement à grande vitesse peut être
assuré de telle façon que les fonctions qui étaient mutuellement antinomiques dans les circuits de commutation à semi5 conducteurs du type exposé puissent être effectuées simultanément.
Claims (4)
1. Circuit de commutation à semiconducteurs dans lequel un réseau de diodes (11) est couplé optiquement à un élément émetteur de lumière qui génère un signal lumineux en présence d'un courant d'entrée de façon à générer une sortie photovoltaique en réponse audit signal lumineux, une résistance (13) est connectée ensérie avec leditréseau de diodes photovoltaiques, un transistor à effet de champ de sortie (12) est connecté audit réseau de diodes afin de pouvoir être commuté d'un premier état d'impédance à un deuxième 10 état d'impédance lors de l'application de ladite sortie photovoltaique sur la grille et la source, et un transistor à effet de champ d'attaque (17) du mode à appauvrissement susceptible d'être polarisé dans un état hors service par une tension aux bornes de ladite résistance lors de la génération de 15 ladite sortie photovoltaique dans ledit réseau de diodes photovoltaiques est connecté par son drain et sa source entre la grille et la source dudit transistor à effet de champ de sortie et par sa grille et sa source aux bornes de la résistance, caractérisé en qu'un élément (18) de conduction à tension constante est connecté en parallèle avec ladite résistance (13) connectée entre la grille et la source dudit transistor à effet de champ d'attaque (17) de façon à être conducteur lors de l'application d'une tension supérieure à une tension de seuil dudit transistor à effet de 25 champ d'attaque (17) du mode à appauvrissement et contribuant, avec un courant de conduction lors de ladite conduction, à une charge entre la grille et la source et à une décharge entre le drain et la grille du transistor à effet de champ
de sortie (12).
2. Circuit de commutation à semiconducteurs selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit élément de conduction à tension constante est une diode Zener ayant une tension de rupture supérieure à ladite tension de seuil
dudit transistor à effet de champ d'attaque.
16 2602620
3. Circuit de commutation à semiconducteurs selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit élément de conduction à tension constante est un transistor à effet de champ du mode à enrichissement ayant une tension de seuil supérieure à celle dudit transistor à effet de champ d'attaque, et qui est court-circuité entre la grille et le drain.
4. Circuit de commutation à semiconducteurs selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit transistor 10 à effet de champ de sortie est un transistor à effet de
champ à grille isolée par oxyde métallique.
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