FR2569857A1 - Simulateur de retard variable electriquement pour appareil de mesure de distance a onde continue modulee en frequence - Google Patents

Abstract

LE RADIOALTIMETRE RA A TESTER 1 EST DU TYPE QUI EMET UNE ONDE MODULEE EN FREQUENCE SELON DES SEGMENTS DE DROITE DE PENTE P ET QUI EFFECTUE UNE COMPARAISON DE FREQUENCE ENTRE L'ONDE EMISE ET L'ONDE RECUE APRES REFLEXION. LE SIMULATEUR SELON L'INVENTION 7 EST BRANCHE ENTRE LES ANTENNES EMETTRICE 2 ET RECEPTRICE 3 DU RA ET COMPORTE, ENTRE UNE PARTIE RECEPTION 6 ET UN MELANGEUR BLU 11 DONT LA SORTIE EST RELIEE A UNE PARTIE EMISSION 12, DEUX CHAINES DE TRAITEMENT DE SIGNAL DISPOSEES EN PARALLELE. LA PREMIERE CHAINE EST CONSTITUEE PAR DES PREMIERS MOYENS 8 QUI ENGENDRENT UNE GRANDEUR G PROPORTIONNELLE A P ET DES DEUXIEMES MOYENS 9 QUI ELABORENT UN SIGNAL DONT LA FREQUENCE FD EST AVEC G DANS UN RAPPORT PREDETERMINE REGLABLE Q. LA DEUXIEME CHAINE EST CONSTITUEE PAR UN COUPLEUR 37 RELIE A UN ATTENUATEUR VARIABLE. LE BLU EFFECTUE UN BATTEMENT SOUSTRACTIF ENTRE LES DEUX SIGNAUX QU'IL RECOIT. APPLICATION AU TEST D'UN RADIOALTIMETRE FM-CW.

Description

SIMULATEUR DE RETARD VARIABLE ELECTRONIQUEMENT POUR APBAREIL DE

MESURE DE DISTANCE A ONDE CONTINUE MODULEE EN FREQUENCE.

L'invention concerne un simultateur de retard pour

appareil de mesure de distance, notamment d'altitude, à onde con-

tinue modulée linéairement en fréquence, ledit appareil effectuant, en fonctionnement réel, une comparaison de fréquence entre l'onde émise et l'onde reçue après réflexion sur une cible ou réémission par un répondeur, ledit simulateur étant destiné à être connecté

audit appareil pour tester son fonctionnement.

L'invention s'applique aux essais d'appareils de me-

sure de distance et plus particulièrement aux radioaltimètres. A titre d'exemple préféré on s'intéresse dans la suite du texte, à des distances qui peuvent varier de 0 à 16 km (O à 50 000 pieds) et plus et que doivent mesurer des radioaltimètres dits FM-CW

fonctionnant dans une bande de fréquence couvrant quelques centai-

nes de MHz et centrée autour de quelques GHz, par exemple la bande 4,2 à 4,4 GHz. Un radioaltimètre de ce type, utilisant d'autres fréquences de fonctionnement, est décrit dans le brevet français

n 1 557 670.

Avant la mise en service d'un radioaltimètre, il est

nécessaire de le tester et, en particulier, de vérifier sa préci-

sion. Dans la technique connue on utilise à cette fin des lignes à

retard dont on connait avec précision le temps de retard Ts. Cha-

que ligne à retard est représentative d'une distance simulée Ds se-

lon la formule: C T D _ s (1) s 2(

c étant la vitesse d'une onde électromagnétique dans l'air. En ef-

fet, lorsqu'une ligne à retard est connectée à un radioaltimètre, elle retarde l'onde émise par ce dernier d'un temps Ts et, pour le radioaltimètre, tout se passe comme si l'onde avait été émise dans

l'air, réfléchie par un obstacle situé à une distance Ds du radio-

350 altimètre et captée par l'antenne réceptrice après retour de l'on-

de sur la même distance Ds (dans cette comparaison, on ne s'inté-

resse, en ce qui concerne l'onde, qu'aux fonctions de fréquence en fonction du temps, les problèmes d'atténuation du signal entre antennes émettrice et réceptrice étant supposés résolus). Cette méthode de test d'un radioaltimètre est précise mais, à cause du prix et du volume des lignes à retard nécessaires, il n'est pas

possible d'en rassembler un nombre suffisant pour tester la pré-

cision à beaucoup d'altitudes (de distances). On ne teste donc en pratique cette précision que pour quelques points, toujours les

mêmes, et on risque de ne pas détecter des défauts qui n'apparais.

sent que dans des zones d'altitude limitées. On notera par ailleurs

que même si l'on souhaite obtenir une ligne à retard qui permet-

trait de tester le radioaltimètre pour une valeur de distance Ds prédéterminée précise, cela est difficile à obtenir, à moins de pouvoir effectuer un tri parmi un assez grand nombre de lignes à retard conçues pour provoquer un retard Ts de valeur prédéterminée

correspondant à la valeur de distance en question, la valeur pré-

cise du temps de retard Ts d'une ligne à retard ne pouvant être

connu qu'après fabrication de la ligne par mesure, et non à priori.

L'invention a pour but principal de simuler, pour un appareil de mesure de distance FM-CW, toutes les altitudes comprises dans une

plage de distances couvrant plusieurs km ou même plusieurs dizai-

nes de km par pas ayant une valeur comprise entre quelques dizai-

nes de cm et quelques m.

Ce but est atteint et les inconvénients de l'art antérieur sont évités grâce au fait que le simulateur défini en

préambule est remarquable en ce qu'il permet une simulation de re-

tard variable électroniquement de l'onde émise par ledit appareil, lesdits retards pouvant atteindre plusieurs dizaines de milliers

de valeurs prédéterminées différentes, et qu'il comporte à cet ef-

fet entre une partie réception et un mélangeur à bande latérale

unique dont la sortie est reliée à une partie émission, deux chai-

nes de traitement de signal disposées en parallèle, la première chaîne étant constituée par des premiers moyens pour engendrer un premier signal dont la fréquence fr est proportionnelle à la refstportonleàa pente de la droite de modulation de fréquence, et des deuxièmes moyens pour élaborer à partir dudit premier signal un deuxième signal dont la fréquence fd est, avec la fréquence fref dans un rapport de valeur prédéterminée réglable à partir d'un organe

d'affichage de distance simulée, la deuxième chaîne étant consti-

tuée par un coupleur relié à un atténuateur variable commandé à partir dudit organe d'affichage, ledit mélangeur à bande latérale unique effectuant un battement soustractif entre l'onde reçue par

le simulateur après calibrage en amplitude et ledit deuxième signal.

= Dans le radioaltimètre envisagé, l'excursion de la fréquence de modulation AF ainsi que la fréquence de battement fb entre ondes émise et reçue sont maintenuesfixes et égales à des

valeurs prédéterminées, en conséquence de quoi seule varie la du-

rée T de la dent de scie de modulation qui est représentative de la

distance D à mesurer (et donc, de façon inversement proportionnel-

le, la pente p de la dent de scie). Le principe qui est à la base de l'invention consiste à opérer un bouelage, entre les antennes émettrice et réceptrice de l'appareil à tester, matérialisé par une chaîne de traitement de signal dans laquelle une grandeur G est proportionnelle à la-pente p de la dent de scie de modulation

et dans laquelle la grandeur G est ensuite multipliée par un nom-

bre Q de valeur prédéterminée, de préférence variable par pas.

Dans ces conditions, le produit: QG reste constant et le nombre Q

est représentatif de la distance à simuler (à un facteur de pro-

portionnalité près).

Selon un mode de réalisation préféré du simulateur selon l'invention lesdits deuxièmes moyens sont constitués par l'agencement en série d'une boucle d'accrochage de phase qui reçoit

ledit premier signal, qui est munie notamment d'un diviseur pro-

grammable de rapport Met d'au moins un filtre de boucle, et d'un diviseur programmable permettant de diviser la fréquence du signal de sortie de la boucle par un nombre entier N, de façon telle que ledit rapport de valeur prédéterminée entre lesdites fréquences fd

et fref soit égal à M/N.

Selon un autre mode de réalisation préféré du si-

mulateur, lesdits deuxièmes moyens sont constitués par l'agence-

ment en série d'un convertisseur fréquence-tension, d'au moins un filtre passe-bas, d'un atténuateur de tension programmable et d'un oscillateur commandé par tension. Dans ces deux modes de réalisation lesdits premiers

moyens sont de préférence constitués par la mise en parallèle en-

tre ladite partie réception et un mélangeur d'une ligne à retard de référence de valeur tref et d'un conducteur qui prélève une

fraction du signal reçu au moyen d'un coupleur, ledit mélangeur ef-

fectuant un battement soustractif entre ses deux signaux d'entrée pour engendrer ledit premier signal à fréquence f ef

Parmi les deux modes de réalisation indiqués ci-

dessus, le deuxième est le plus facile à réaliser et le plus éco-

nomique, étant données les grandes plages de fréquence des signaux

à traiter dans la deuxième chaine par lesdits deuxièmes moyens.

Par contre, le premier mode de réalisation qui comporte une boucle

à verrouillage (accrochage) de phase est plus précis que le deu-

xième et peut se révéler très intéressant dans l'avenir.

La description qui suit en regard des dessins an-

nexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre com-

ment l'invention peut être réalisée.

La figure 1 est un diagramme de fréquence en fonc-

tion du temps d'ondes émises et reçues par un radioaltimètre FM-CW.

La figure 2 est un schéma synoptique permettant d'expliciter le principe de fonctionnement du simulateur selon l'invention. La figure 3 est le schéma synoptique d'un mode de

réalisation préféré des premiers moyens pour engendrer une gran-

deur proportionnelle à la pente de la droite de modulation de fré-

quence. La figure 4 est le schéma synoptique d'un prcuiier

mode de réalisation du simulateur.

La figure 5 est le schéma synoptique d'un dcuxième

mode de réalisation du s:imJlateur.

L a figure 6 est un diagramme de fréquence en fonc-

tion du temps de différents signaux permettant d'expliciter le

fonctio-rnermenrit des premier et deuxième modes de réalisation.

Sur les figures, les mer.es références désignent les mènes éléi;ments ou des éléments équivalents ayant les mêmes fonctions. L'appareil de mesure de distance, respectivement le radioaltimètre auquel est destiné le simulateur de retard selon l'invention émet une onde continue modulée linéairement en fréquence comme représenté en B à la figure 1. La courbe B qui représente la fréquence F du signal émis en fonction du temps est constituée par des rampes positives séparées par des paliers de façon à constituer une dent de scie récurrente asymétrique. De préférence, l'excursion de fréquence de la dent de scie, AF, est maintenue constante. Pour fixer les idées on supposera dans la

suite du texte que la valeur de AF est égale à 120 MHz, la fré-

quence F variant de 4,24 à 4,36 GHz. En fonctionnement réel,

l'onde émise parcourt une distance D, est réfléchie par un obsta-

cle ou est renvoyée après amplification par un répondeur, et cap-

tée par l'antenne réceptrice du radioaltimètre selon la courbe de

fréquence en fonction du temps représentée en E en trait inter-

rompu à la figure 1. La courbe E se déduit de la courbe B par une translation selon l'axe du temps d'amplitude T, le temps T étant égal à:

=-. (2)

c

Dans le radioaltimètre, la fréquence fb' qui re-

présente le battement soustractif entre les courbes B et E, est au[si maintenue constante. Par ailleurs, la relation suivante existe entre les paramètres fb, T, AF et T: _b= F d(F) (3) io --T --d- - = P 3 r T - dt I Cr -nit la dui e de la dernt de scie

et p 1 a ponte de la dent de scie.

En rc.î,inant les formjles (2) et (3) on obtient: ceT D =c TF fb (4) 2'AFb

De la formule (4) il ressort que, lorsque les para-

mètres fb et AF sont constants, la distance D est proportionnelle à T. Autrument dit, le temps T constitue une i,,sure de D. D'autre part, 3la formule (4) peut s'écrire: D.p = 2b f =C (5) Dans le radioaltimètre considéré, le produit de la

distance à mesurer par la pente de la dent de scie est une constan-

te. Ceci signifie qu'en fonctionnement réel si l'on passe brusque-

ment d'une distance à mesurer à une autre (passage d'un avion au-

dessus d'une falaise, par exemple), les pentes des droites B et

E vont être modifiées brusquement de façon à correspondre à la nou-

velle distance à mesurer par variation de T, fb restant constant.

Par exemple, si la distance est réduite de moitié, on obtient les courbes B' et E'. Les deux dessins B, E d'une part, et B', E' ont été superposés pour permettre une construction graphique simple et

pour la commodité de la comparaison.

On notera par ailleurs qu'il serait sensiblement

équivalent de passer de la courbe B à la courbe E par une transla-

tion verticale d'amplitude fb' Cependant, ce décalage unique conve-

nant pour toutes les valeurs possibles de la pente de la dent de scie, et donc pour toutes les distances à simuler, il n'est pas possible d'obtenir de cette façon la simulation d'une distance de

valeur prédéterminée.

Par contre, la signification physique de la formule

(5) conduit au principe de fonctionnrriement du simulateur selon l'in-

vention illustrée par la figure 2.

Sur la figure 2, l'appareil de mesure de distance à

tester d'un tpfe connu est re:,rés:nté en 1 ô l'intôrieur d'un ca-

dre en tr:it interro;pu. L'appareil 1 corinporte des erohns d'mijs-

sion 2, constitués pFar,rne ante,:,trice et/ou uL;le prije (oa-

xisle, et ds oyos de;.cupIion 3 co:nstitués par,ie antn:e ré-

ceptrice et/ou une prise allaxia]e. Dans l'appareil, un baLttcm:nt

soustractif ust eff-ctuJé da;ns un i;;lanrneur 4, par exemple un i;élan-

lanigeur à diodes, entre une fraction de l'onde émise prélevée sur la voie drémission par un coupleur 5 et l'onde reçue. De façon connue, une régulation interne à l'appareil i maintient constante

la fréquence f du signal de battement obtenu en sortie du mélan-

b geur 4. L'idée de départ de l'invention consiste à engendrer,

à partir du signal émis en 2, une grandeur G qui soit proportionnel-

le à la pente p de la dent de scie. A la figure 2, cette fonction

est réalisée par prélèvement, au moyen d'un coupleur 10, d'une frac-

tion du signal émis, reçu par la partie réception 6 du simulateur 7, ainsi que du signal émis proprement dit, puis traitement adéquat dans un organe 8. La grandeur G- est ensuite multipliée par une

grandeur Q pouvant être modifiée de façon programmable dans un or-

gane 9, de façon telle que le produit Q.G soit homogène à une fré-

quence. En pratique, le produit Q.G représente une fréquence basse fd très proche de la fréquence de battement fb de l'appareil 1, et les valeurs de fréquence de signaux présents dans la chaîne de traitement constituée par les organes 8 et 9 sont relativement basses (de Hz à MHz), en comparaison des fréquences des signaux

émis et reçu par l'appareil 1 (GHz). Pour obtenir un signal identi-

fiable à un signal d'écho correspondant à une distance donnée (dis-

tance simulée-Ds représentée par la grandeur Q en l'occurrence),

le signal à fréquence Q.G est mélangé au signal d'émission de l'ap-

pareil 1 dans un mélangeur à bande latérale unique ll (mélangeur BLU)

qui réalise le battement soustractif entre le signal à haute fré-

quence F prélevé au moyen d'un coupleur 37 et le signal à fréquence fd' soit un signal de sortie du simulateur à fréquence F-Fd. Ce

signal de sortie du simulateur est transmis, par la partie émis-

sion 12 du simulateur aux moyens de réception 3 de l'appareil 1.

La régulation effectuée par l'appareil 1 sur la fréquence de déca-

lage fb entre ondes émise et reçue est telle que la fréquence: Q.G = fd demeure sensiblement constante, quelle que soit la valeur donnée à la grandeur (au nombre) Q. Ceci signifie, pour le système bouclé constitué par l'ensemble de l'appareil 1 et du simulateur- 7, que lorsque la valeur de Q est modifiée dans une certaine proportion, la valeur de G, c'est-àdire aussi la valeur de la pente p, est modifiée en proportion inverse. On réalise ainsi par simulation un fonctionnement sensiblement identique, pour l'appareil 1, à celui q'il aurait dans la réalité pour des mesures de distances variables, fonctionnement mis en évidence par la formule 5. Trans- posée au simulateur, la formule 5 peut s'écrire: D.p = kfd (6)

k étant une constante.

De préférence, la grandeur G, proportionnelle à p est homogène à une fréquence et s'obtient comme décrit ci-dessous en référence à la figure 3 sur laquelle les parties du simulateur

autres que l'organe 8 ne sont pas représentées. L'organe 8 com-

porte en l'occurrence deux entrées de signal, identiques en ce qui concerne la fréquence des signaux: une première entrée est reliée au coupleur 10 et une deuxième entrée est reliée directement à la partie réception 6 du simulateur, qui peut être soit une antenne réceptrice soit une prise coaxiale. Dans l'organe 8, la première entrée est reliée directement à un mélangeur 13, un mélangeur à diodes par exemple, et la deuxième entrée à une deuxième entrée du mélangeur 13 par l'intermédiaire d'une ligne à retard de référence,

14, de valeur Tref connue par mesure de façon précise. Le mélan-

geur 13 effectue le mélange entre l'onde retardée en 14 et celle qui ne l'est pas. Le mélange des ondes retardée et non retardée fournit un signal de battement de fréquence fref telle que: fref = Tref P (7) la valeur Tref étant fixe et connue, on peut obtenir directement la pente p par mesure de la fréquence fref' Dans ce cas préféré, la grandeur fref s'identifie à

la grandeur G de la figure 2 qui est alors homogène à une fréquen-

ce. Ceci entraîne que la grandeur Q peut alors être un simplc rnom-

bre sans dimension, variable par pas de préférernce.

Deux modes de réalisation préférés qui correspondent

à deux conceptions différentes de l'organe 9 coimpatibles avec l'or-

gane 8 de la figure 3 sont décrits ci-dessous en référence aux figures 4, 5, et 6. Sur les schémas des figures 4 et 5, l'appareil de mesure de distance 1 n'est pas représenté pour simplifier le dessin. L'organe 9 de la figure 4 comporte ensentiellement une boucle de phase constituée de façon connue par un comparateur de phase 15, un dispositif de filtrage et d'amplification 16, un

oscillateur comm:andé par tension 17 (VC0) et un diviseur de fré-

quence programliable 18 commandé à partir d'un organe d'affichage 19 pour l'affichage de la distance simulée Ds. Le comparateur 15 reçoit sur une entrée de référence le signal de sortie du mélangeur 13 à la fréquence fref et sur une autre entrée le signal de sortie

du V/C0 17 après division par un nombre entier M à travers le divi-

seur 18. Le signal de sortie du comparateur 15 commande le VC0 17 après filtrage et amplification en 16. La fréquence f du signal de sortie du VC0 17 est ainsi asservie à un multiple de la fréquernce fref' On obtient la relation: f = M f rf(8) -v rEf Selon un mode de réalisation simplifié, il est possible d'identifier

le nombre M à la grandeur Q (soit: f -= fd). Cependant, on obtien-

u

drait ainsi un simulateur de retard peu performant, et qui ne pour-

raît fonctionner que pour une plage de distances assez limitée.

Plusieurs facteurs interviennent en effet sur le fonctionnement de la bouele de phase qui rendent peu attrayant ce mode de réalisation simplifié: en premier lieu le pas de variation de distance est

égal, dans ce cas à: c.Tref/2, ce qui conduit, pour les applica-

tions envisagécs o le pas est de l'ordre de 1 pied (0,325 m) ou de]0 pieds (3,25 m), à des valeurs de Tref très faibles, à savoir 2,15 ns ou 21,5 ns. Il s'ensuit des valeurs de fref elles--mêmes très faibles. Ceci a pour conséquence un temps d'acquisition trop

long de la boucle de phase au début de chaqJe dent de scie et d'au-

tre part une difficulté de filtrage du signal de tension de co:nan-

de du TOD. D'une façon plus générale, deux problèmes se jscnrt poar l'tJiIisatioun d'une boucle de phase dans le simulateur: urne ủr.e pl] rge de \,arijtion de la fréquence fref due à une grande variatibn :'5 Cie p, l-scife au Fait que le sinal de réfrernce à fr-'!Jule f

l";hjclé au rthae de la iodulaLion.

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Quatre moyens dont trois,ont compatibles entre eux perriettent de résoudre ces problèmes: l'interposition entre la

sortie du VCO 17 et du mélarngeur BLU 11 d'un diviseur par un nom-

bre entier N référencé 20, l'utilisation de plusieurs filtres am-

plificateurs de boucle commutables en fonction de la distance D affichée en 19, commeindiqué par le commnutateur 21, l'utilisation connue de plusieurs VCO dont les plages de fréquence se recouvrent partiellement, en 17, et éventuellement l'utilisation de plusieurs

lignes à retard de référence commutables à partir de l'organe d'af-

fichage 19 et associées à autant de boueles de phases différentes.

Les trois premiers moyens sont compatibles entre eux.

L'introduction du diviseur 20 dans le circuit permet d'augmenter la fréquence f ref en la multipliant par un facteur N par rapport au cas précédent. En effet, le nombre Q est alors égal à M/N et non à N, le pas de distance simulée devenant alors: C.Tref ADs 2N (9) s2N Ceci permet d'obtenir pour la boucle de phase un temps d'acquisition admissible même pour les distances à simuler les plus courtes. On admettra pour fixer les idées que pour obtenir un fonctionnement correct de l'ensemble constitué par l'appareil 1 et le simulateur 7, le temps d'acquisition ne doit pas dépasser 10 '% de la durée de la dent de scie, ce temps correspondant sensiblement à la durée du régime transitoire pour l'établissement de la modulation linéaire

de fréquence à partir de la fin d'un palier de fréquence pour l'on-

de émise par l'appareil, et compte tenu du fait qu'un asservicse-

ment du VCO 17 en fréquence convient aussi bien qu'en phase puis-

que l'appareil 1 ne tient pas compte de la phase de modulation. Par ailleurs on peut noter que le nombre de sinusoïdes à la fréquence

fref pour chaque dent de scie est invariable, propriété qui se dé-

duit du fait de tra.qposer au simulateur la formule (3), ce qui revient à écrire sous une autre forme la formule (8): ref AF Tref T 1i sait encore: - fref.T: AF.Tref k' (11)

k' étant une constante, produit des deux =constantes AF et Tref.

A titre d'application numérique, on suppose que: k' - 1 300 sinusoides (AF = 120 MHz et ref = 10,83 ps).

Si la boucle de phase ne comporte qu'un filtre (temps d'acquisi-

tion constant et plage de distance limitée) on peut prévoir que le système sera critique pour les distances simulées les plus faibles

pour lesquelles les valeurs de f f sont les plus élevées. Il fau-

ref le dra donc s'assurer que pour ces distances les plus faibles, le

nombre de sinusoïdes à la fréquence fref pendant le temps d'acqui-

sition n'est pas trop élevé, raison pour laquelle une gamme de va-

leurs relativement élevée pour fref est nécessaire. En pratique, pour couvrir une grande plage de distances, de 0 à 50 000 pieds

par exemple, plusieurs filtres amplificateurs de boucle sont né-

cessaires, ce qui est indiqué à la figure 4 par le filtre repré-

senté en trait interrompu dans le dispositif de filtrage 16 et par la présence du commutateur 21. Chaque filtre (passe-bas) permet de réjecter la modulation parasite à la fréquence fref pour une bande de fréquence fref donnée, (bandes adjacentes) étant donné que la

boucle de phase fermée se comporte comme un filtre de bande.

La valeur de Tref doit être assez élevée pour per-

mettre un temps d'acquisition de boucle correct mais pas trop ce-

pendant, sans quoi les fréquences du-VC0, égales à: M.fref, pour-

raient devenir trop grandes pour les valeurs élevées de M. Une so-

lution connue pour obtenir une grande plage de fréquences, ces fréquences pouvant atteindre plusieurs centaines de MHz, en sortie

du VCO, consister utiliser de façon connue plusieurs VCO élémen-

taires, en 17, avec des plages de recouvrement, la commutation d'un VCO élémentaire au suivant se faisant autoriatiquement sous l'action

de la tension de comimarde de boucle. A titre d'application numéri-

que on choisit par exemple les valeurs suivantes:

AF = i20 11Hz -

fb: 25 kHz Tref = 10,83 ips AD = 32,5 cm ou 3,25 m (soit 1 pied ou 10 pieds) s 0,825 l012 -2 Pmax= 0,825 1 s ce choix impose pour N les valeurs: 5 000 (pas de 1 pied) ou 500 (pas de 10 pieds) en vertu de la formule suivante déduite de la formule (9): C.T ref N = 2ADf (12) s En choisissant M variable de 0 à 5 000, il est ainsi possible de tester la plage de distances0 à 5 000 pieds par pas de 1 pied ou la plage de distances 0 à 50 000 pieds par pas de 10 pieds. Dans le premier cas, fref varie de 8,93 MHz à 25 kHz, pour une valeur de fv égale à 125 MHz à l'accrochage, et dans le deuxième cas, fref varie de 8,93 MHz à 2,5 kHz, pour une valeur de fv égale à

12,5 MHz à l'accrochage.

Ce qui est indiqué au paragraphe précédent n'est vrai qu'en première approximation car la hauteur minimum admise pouvant être mesurée par un radioaltimètre est de 14 pieds, ce qui correspond à la valeur maximum de Pmax indiquée plus haut et aussi à la référence 0 pied du radioaltimètre et donc aussi à la référence 0 pied du simulateur. En toute rigueur, la plage de distancesO à 5 000 pieds est testée dans le premier cas pour M variable de 14 à 5014 et la plage de distances 6 pieds à 50 006 pieds est testée dans le deuxième cas pour M variable de 2 à 001. Une légère erreur systématique (cependant négligeable) est ainsi apportée par le simulateur, due au fait que les plages de variation pour M sont différentes dans les deux cas et qu'en

plus les valeurs de N indiquées au paragraphe précédent sont con-

servées. Une autre cause d'erreur qui se superpose à la pr,écédente est due à ce que le câble qui relie les deux antennes du simulateur a un retard résiduel non nul Ti. La fréquence de battfment fb qui apparalt à l'intérieur du radioaltimètre n'est donc pas exactement

fd mais la somme de f et de la fréquence de battement qui appa-

raitrait du seul fait de Ti: -M b = N trefp + TP (13) soit, en vertu de la formule (7):

M _ _

--- Mf + f b N\ ref T fref (14) ref ou encore, en vertu de ce que: N fref fd (15) b fd(l+ M - f (16) ref

Ti représente un retard qui est de l'ordre de 14 pieds ou plus.

L'effet de ce retard parasite est négligeable pour les valeurs élevées de M (supérieures ou égales à 1). Par contre, pour les M valeurs faibles de N l'effet de Ti n'est plus négligeable et il convient de corriger l'erreur systématique ainsi introduite, au

niveau de l'affichage en 19. Ceci peut être réalisé par étalonna-

ge du simulateur. En poursuivant l'application numérique, on voit que: si fb = 25 kHz, lorsque M varie de 14 à 5014, pour N égal à

5 000, fd (qui devrait être constant) varie de 24,93 kHz à 25 kHz.

On notera par ailleurs que l'erreur introduite par Ti est d'autant

plus grande que Tref est faible.

Il est aussi possible, en prenant pour N une valeur unique, 5 000 par exemple, de faire varier M de O à 50 000 (14 à 50 014) pour une plage de distancessimuléesvariable de O à 50000

pieds. Dans ce cas, fref varie de 8,93 MHz à 2,5 kHz pour une va-

leur de f égale à 125 [1Hz à l'accrochage.

v On notera quJe la boucle de phase fonctionne avec une fréquence d'entrée variable et une fréquence de sortie fixe, ce qui

est le contraire de l'utilisation habituelle et qui oblige à in-

troduire p]usiLeurs amplificateurs filtres conmiutables dans la bou-

cle (rcof.:uLtRon du gain et de la bande passante de l'amplificateur en 36 en foriction de la valeur du nombre M). En Fait, si N peut

prend plusieurs valeurs corme on l'a vu ci-dessus il devient né-

ccssaire de pr6voir une plage de fréquences de sortie]le,ée pour le VCO. D'autre part il faut reinmarq-uer que les calculs de fréquence

indiqués ci-dessus ont été effectués en supposant l'appareil 1 as-

servi, donc avec une fréquence fb externe égale à la valeur prévue

(25 kHz ou 100 kHz par exemple). En fait, le radioaltimètre commnen-

ce, à la mise sous tension, par une période de recherche pendant la- quelle la pente p varie du maximum au miniimum. Pendant cette phase, la

fréquence fv qui est reliée à p par la relation: fv = M'P ref (17)

devrait varier dans la même proportion que p et, lorsque M est im-

portant, commencer par prendre des valeurs très (trop) élevées pour le VCO 17. Cependant, il n'est pas utile que la fréquence du VCO varie de plus de 50 % par rapport à sa valeur d'équilibre car l'appareil considéré ne tient pas compte des fréquences fb trop écartées de la valeur nominale. Le système d'asservissement du VCO pourra donc comporter des "butées". Il est par exemple possible, si

* besoin est, d'utiliser l'association de trois VCO couvrant respec-

tivement les plages de 5 à 30 MHz, de 25 à 150 MHz et de 125 à

750 MHz.

Une autre possibilité pour faire varier la plage de distances à simuler consiste à agencer plusieurs lignes à retard de référence en parallèle en association avec un sélecteur pour

passer d'une ligne à retard à une autre selon la plage de fréquen-

ce désirée. Cette variante n'est pas représentée sur la figure 4.

On suppose par exemple qu'on dispose en 14 soit d'une ligne à re-

tard de 10,83 ps, soit d'une ligne à retard de 108,3 ps, et que la valeur de N est fixée à 5 000. La mise en circuit de la ligne à retard de 108,3 is permet de tester la plage de distance O à 000 pieds par pas de]0 pieds, fref variant de 62,5 [1Hz à 25 kHz, pour une valeur de fy égale à 125 MHz à l'accrochage. On notera v qu'il s'agit ici de deux simulateurs différents puisque la boucle de phase doit comporter un ensemble de filtres aimplificatucirs de

boucle, en 16, différents selon l'un ou l'autre cas.

La présence dans le premier imode de réalisation de

la figure 4 d'une boucle de phase confère au simulateur une gran-

de précision. La formule suivante permet d'évaluer cette préci-

sion cM Ds = (-. T + Ti) (18)

s 2 N' ref i.

L'erreur sur D vient presque uniquement de l'er-

s reur possible sur Tref* Si l'on désire une grande précision, on choisira des valeurs de Tref élevées réalisées par des lignes à retard électroacoustiques (à ondes de volume). Avec la valeur de Tef choisie pour les calculs: Tref = 10,83 ps, on doit pouvoir obtenir (par mesure) une précision de l'ordre de 1 /0. Avec des valeurs de Tref plus élevées on doit -pouvoir encore améliorer cette précision. L'inconvénient de ceci est que N (formule (9)) est proportionnel à Tr ef pour un AD donné ainsi que f (formule r v (17)). On peut résoudre ce problème technique en augmentant ADs dans la même proportion, ce qui d'ailleurs correspond bien à une utilisation- pratique (on dilate la plage de distances à explorer en dilatant-dans la même proportion le pas d'exploration de façon

à maintenir constant le nombre de pas comme on l'a vu dans les ap-

plications numériques ci-dessus). On peut ainsi concevoir un simu-

lateur comportant une ligne de 10,83 ps pour vérifier les distan-

cemètres ou radioaltimètres par pas de 1 pied à l%0et une secon-

de ligne de 108,3 ps pour une vérification avec- une précision meilleure que 1l/b par pas de 10 pieds. La première ligne serait surtout utilisable dans un test de piste (radioaltimètre embarqué

sur avion par exemple) et la seconde en laboratoire.

Ce mode de réalisation à boucle de phase semble très prometteur à moyen terme, lorsque la technique de la boucle de phase se sera perfectionnée et que le prix d'une boucle de

phase assez élaborée, comme c'est le cas ici, aura diminué. Ac-

tuellement, la réalisation d'un diviseur programmable capable de

diviser par n'importe quel nombre entier compris entre, par exem-

ple 10 et 10 000 ne- pose pas de problèmes compte tenu de la fr6-

quence à diviser (quelques dizaines de mégahertz). On peut utili-

ser par exemple le diviseur SN 54 196 S de Texas Instruments pour

le diviseur 18 aussi bien que pour le diviseur 20. L'organe d'af-

fichage 19, figure 4;est par exemple constitué par des roues co-

deuses et l'affichage du nombre M en]8 et éventuellement du nom7

Ubie N en 20 s'effecLuc au i,,oycn dc sigi,,ux souiquc. ur Jus cGn-

69857

ducteurs multiples 22, respectivement 23 symbolisés chacun par un conducteur barré d'un trait oblique. De préférence, le commutateur 21 est un multiplexeur analogique à circuit intégré, par exemple

le circuit MC 4066 de Texas Instruments ou RTC, commandé par ten-

sion à partir de l'organe d'affichage 19. Un deuxième mode de réalisation du simulateur est représenté à la figure 5, à la fois plus simple, plus économique,

mais un peu moins précis que le mode de réalisation de la figure 4.

L'organe 9 de la figure 5 comporte essentiellement un atténuateur

programmable numériquement qui permet d'introduire le facteur mul-

tiplicatif Q dans la chaîne de traitement constituée par les orga-

nes 8 et 9. Etant donné que cet atténuateur reçoit un signal de ten-

sion et fournit aussi un signal de tension, il doit comporter en

amont un organe qui réalise une conversion fréquence-tension et sy-

métriquement en aval un organe qui réalise une conversion inverse.

La deuxième chaîne de traitement de signal est alors constituée, entre la sortie du mélangeur 13 et une première entrée du mélangeur

BLU Il par le branchement en cascade d'un convertisseur fréquence-

tension (CFT) 25 symbolisé par un rectangle mixte, éventuellement un commutateur 26, l'atténuateur programmable 27 et un oscillateur

commandé par tension 28.

Le convertisseur 25 donne une image en tension de la fréquence fref V1 = Klfref (19) K1, le facteur de conversion, étant un rapport de proportionnalité

réglable entre V1 et fref' Ce convertisseur est par exemple consti-

tué, de façon connue, par un monostable 29, suivi d'un dispositif

de filtrage 31 comportant au moins un filtre passe-bas 32. Le mo-

nostable 29 produit lors de chaque dent de scie un train d'impul-

sions de tension, de largeur (durée) et d'amplitude constantes à la fréquence fref' La largeur d'impulsion est parfaitement définie par la présence d'une résistance R1 et d'un condensateur C1. Par

exemple aux valeurs 4 kS2 et 0,1 ps pour R1, respectivement C1, cor-

respond une largeur d'impulsions d'environ 100 ns. Le monostable est par exemple un circuit intégré de type HEF 4528 réalisé par Texas Instruments, Motorola, ou RTC. Le filtre 32 transforme le

train d'impulsions en la tension moyenne de ce train d'impulsions.

Un convertisseur fréquence-tension de ce type est aisément réali-

sable dans la plage 1 kHz à 10 [1Hz, ce qui est suffisant pour les

applications envisagées pour lesquelles les valeurs de f ef peu-

vent varier au maximum dans un rapport de l'ordre de 1 à 5 000.

Il est cependant nécessaire, si l'on souhaite couvrir toute cette gamme de valeurs de fref' de disposer plusieurs filtres tels que 32 en parallèle, en sortie du convertisseur 29, ce qui est indiqué à la figure 5 par le rectangle en trait interrompu 33. Selon la

plage de distances à couvrir, une commutation est réalisée, à par-

tir d'un-organe d'affichage 34 agissant sur le commutateur de sé-

lection 26 qui peut être le même que le commutateur 21 de la figu-

re 4. De cette façon un premier filtre ayant une fréquence de cou-

pure d'environ 6 kHz permet de tester une distance variant de 0 à

500O pieds, un deuxième filtre ayant une fréquence de coupure d'en-

viron 25 kHz permet de tester une distance variant de 500 à 000 pieds et un troisième filtre présentant une fréquence de cou-

pure de 100 kHz, une distance variant de 5 000 à 50 000 pieds.

L'atténuateur programmable (DAC) 27 est commandé nu-

mériquement à partir de l'organe d'affichage 34 au moyen d'un con-

ducteur multiple 35 qui véhicule des signaux logiques (0 ou 1). On peut utiliser par exemple le DAC 7524 d'Analog Devices soit à

12 bits pour obtenir 4096 points de test soit à 16 bits pour en ob-

tenir 65 536. La fonction de transfert - A du DAC se déduit de la formule classique:

V2 = A.V1 (20)

avec

A P

A -

2n - 1 n

P étant un -nuosmbre entier variable de 1 à 2.

Le nombjre de pas possibles est égal à 2n chdq;!e pas étant égal à 2n 2 La tension de sortie V2 (sensiblement constante) est ensuite t:ansformée en la fréquence fd au 'o}en du V\'O 28 d 2- K 2 (21) fd=K22 L'application numérique suivante permet de bien faire coijLprerldre comment peuvent être déterminées les valeurs de Tref, K], K2 et leur influence, ainsi que le choix de n, sur les gammes de distance à tester et la valeur du pas de distance AD: s On suppose que les valeurs de AF, fb' ADs et Pmax

sont les mêmes que celles indiquées pour le premier mode de réali-

sation. La formule qui exprime fd en fonction de p est: fd = A.K iK2' Tref'P (22) Le coefficient K2 doit être choisi entre certaines

limites assez rapprochées du fait que la fréquence fd est sensible-

ment constante et que la valeur maximale de V2 (valeur fixe en l'oc-

currence) est imposée par le fabricant du DAC. Par ailleurs, quelle que soit la valeur de n, le nombre fractionnaire A varie entre O et 1. C'est donc surtout au moyen de K1 et de Tref que peut être réglée la plage de distances à tester, avec deux contraintes, l'une, concernant les fréquences qui est la bande passante du CFT, par exemple de 1 kHz à 10 MHz comme on l'a vu ci-dessus, la seconde concernant l'amplitude du signal d'entrée à respecter à l'entrée de

l'atténuateur programmable 27.

On peut par exemple poser: A.K1.K2 = 1 pour A = 1.

Si alors on choisit une ligne à retard de valeur Tref= 10,83 ps, la fréquence fref varie de 25 kHz à 8,93 MHz à l'entrée du CFT pour une plage de hauteur limitée à O - 5 000 pieds lorsque A varie de 0 à 1. L'adaptation à une plage de valeurs correctes de la tension V1 à l'entrée de l'atténuateur 27 se fait par réglage de gain des

filtres en 33 (deux filtres commutables sont nécessaires).

Pour tester la plage de distances de 0 à 50 000 pieds (trois filtres), on est alors amené à choisir une valeur de Tref nettement plus faible par exemple Tiref = 1,083 1!s, ce qui entraîne

une variation de fref de 2,5 kHz à 8,93 MHz pour une plage de hau-

teur allant de O à 50 000 pieds. Dans la mesure o la plage de tensions à l'entrée de l'atténuateur 27 et/ou la bande passante du monostable 29 ne sont pas critiques, le choix de Tref n'est pas

critique non plus.

La distance simulée s'exprime par: D= - A.K.K2ref (23) et le pas élémentaire par i e

AD c----'K1< -

Ds 2n_ - 1 2- ref 2- Le pas s'exprime généralement par: b c AD= b K K as 2n l'KiK2' ref (24) b étant un nombre entier fixé, de façon à obtenir un pas multiple

du pas élémentaire, ce qui peut être réalisé par un trucage mathé-

m atique simple connu au sein de l'organe d'affichage 34.

l0 Une plage de distances à tester ayant été détermi-

née par réglage desvvaleurs de K2, K1 et ref comme indiqué aux paragraphes précédents, une valeur approchée du pas choisi peut

être déterminée à partir de la formule (24), pour une certaine va-

leur b1 (la plus proche du pas choisi, par exemple 1 pied ou 10 pieds). Il suffit ensuite de modifier très légèrement la valeur

de K1 et/ou de K et/ou de Tref pour obtenir exactement le pas dé-

siré qui correspond àCla valeur entière b1 dans la formule (24)

(au détriment d'une très légère modification de la plage de distan-

ces choisie).:

- = Ce mode de réalisation, beaucoup plus simple et éco-

nomique que celui de la figure 4 est cependant moins précis que ce dernier, dO à l'absence d'une boucle d'asservissement. Notamment le monostable 29 peut être sujet à une dérive au cours du temps, par

modification lente de la capacité du condensateur C1 qui s'accompa-

gne d'une modification du facteur K1.- Il est cependant possible de

compenser périodiquement la variation de Kl par action sur le fac-

teur de conversion K2 du VCO 28 par exemple. A titre de variante on-peut utiliser un monostable entièrement numérisé fonctionnant avec des compteurs très rapides à 1 ou 2 GHz (technologie MECL) et

qui ne présente pas de dérive-dans le temps. Une autre source d'er-

teur, analogue à celle déjà évoquée pour le mode de réalisation Je la figure 4, est l'existence d'un retard parasite Ti dO aux câbles

de liaison. Les moyens d'atténuer les effets de cette erreur sys-

tématique sont les mêmes: choix d'une valeur de Tref la plus éle-

vée possible et modification, grâce à un étalonnage, des valeurs de distances simulées affichées, au moins pour les distances les plus courtes.

On notera que la commande de l'atténuateur program-

mable 27 peut être analogique. Elle peut aussi s'effectuer sous

contrôle d'un ordinateur. Les références 19, figure 4 ou 34, figu-

re 5 peuvent en effet symboliser un ordinateur. D'autre part, l'at-

ténuateur 27 peut être un atténuateur variable réduit à un simple potentiomètre. Pour les modes de réalisation décrits ci-dessus ont

surtout été prises en considération les fréquences des signaux en-

gendrés dans le simulateur. Il faut noter que l'amplitude de ces

signaux a aussi une certaine importance. En effet, lorsqu'un ra-

dioaltimètre par exemple est en fonctionnement réel, l'amplitude des signaux d'écho qu'il reçoit décroît très vite à mesure que la distance s'accroit (typiquement de 6 dB par octave). Le simulateur

doit donc émettre en I2 des signaux qui sont aussi affaiblis de fa-

çon simulée en fonction de la distance simulée affichée, afin que ces signaux reçus par le radioaltimètre puissent être traités de façon correcte par celui-ci comme s'ils étaient des signaux d'écho réels. D'autre part ce signal d'écho simulé est lui-même obtenu par mélange de deux signaux dans le simulateur. Pour que le mélangeur

BLU 11 figures 4 et 5 ne risque pas de faire s'accrocher le radio-

altimètre de façon indésirable sur le signal de battement additif de fréquences parasite, il faut aussi que les amplitudes des deux signaux qu'il reçoit ainsi que le rapport entre ces amplitudes restent dans des fourchettes de valeurs aptes à assurer son bon

fonctionnement, à savoir la fourniture du signal de battement sous-

tractif dont l'amplitude décroît lorsque la distance simulée aug-

mente. Ce résultat est atteint par la présence dans la deuxième

chaîne de traitement du signal, entre un coupleur 37 et la deu-

xième entrée du mélangeur BLU 11, d'un circuit d'affaiblissementb 38, figures 4 et 5, commandé, à partir de l'organe d'affichage 19, respectivement 34, par le même signal qui commande le commutateur

des filtres 21, respectivement 26. De préférence, le circuit d'af-

faiblissement 38 est réalisé par exemple de façon numérique et

comporte dans un circuit de mémoire des valeurs de facteurs d'af-

faiblissement, le passage d'une valeur à une autre étant provoqué par la variation du signal de commande. Le circuit 38 peut aussi

comporter un atténuateur hyperfréquence, par exemple à diode PIN.

Sur la figure 6 sont représentées la forme de la dent de scie de fréquence émise par l'appareil 1, en trait plein soit BI, respectivement B2, et la forme de l'écho simulé de cette dent de scie, en trait mixte soit El, respectivement E2 chaque fois pour deux valeurs différentes de distance simulée. Sur cette figure,

obtenue par construction graphique, on fait coïncider l'instant fi-

nal de la dent de scie pour les deux valeurs de distance, ce qui facilite la construction graphique mais qui n'a bien entendu aucune signification en ce qui concerne la phase relative des deux couples de signaux, lesquels ne sont pas simultanés mais décalés dans le

temps l'un par rapport à l'autre et séparés par un régime transi-

toire non représenté. La figure 6 montre le passage d'une distance donnée, Bi, El, à une distance deux fois plus courte, B2, E2 (ou l'inverse). Les courbes en trait interrompu permettent de mettre en évidence les fréquences fref (fref = 2f refl) On notera que pour

les deux cas de figure, les valeurs de fd et de Tref sont les mêmes.

Cette figure est à comparer à la figure 1 pour laquelle la dent de scie de fréquence de l'écho commence et finit pour des valeurs de

fréquence constantes qui sont aussi celles de la dent de scie -

d'émission. Ceci n'est pas le cas pour la dent de scie d'écho simulé, figure 6, mais cette l6gbre différence est sans conséquence pour le fonctionnement de l'appareil à tester et ne fausse nullement son

processus de mvsre de distance.

D:ès les applications numériques ci-dessus, la valeur

de fb a été choisie égale à 25 kHz, ce qui est une valeur courante.

Plus glérraleoent la plage de choix pour la fréquence fb s'étend de quelques kHz à 200 kHz environ, cette plage étant par conséquent

assi celle de la fr 'ence Fd.

De préférence le simulateur selon l'invention com-

porte un appareil de mesure de distance du type décrit ci-dessus.

Cet appareil est intégré au simulateur et des moyens de commuta-

tion sont prévus pour le connecter en 6 et 12 au simulateur. Il s'agit d'un appareil de contrôle qui sert à déterminer, en cas de divergence notable entre la hauteur simulée affichée et la hauteur mesurée par l'appareil en cours de test, lequel des deux appareils

est défectueux, du simulateur ou de l'appareil à tester.

Claims (10)

REVENDICATIONS-.

1. Simulateur de retard pour appareil de mesure de

distance, notamment d'altitude, à onde continue modulée linéai-

rement en fréquence, ledit appareil effectuant, en fonctionne-

ment réel une comparaison de fréquence entre l'onde émise et : l'onde reçue après réflexion sur une cible ou réémission par un répondeur, ledit simulateur étant destiné à être connecté audit appareil pour-tester son fonctionnement, caractérisé en ce qu'il permet une simulation de retard variable électroniquement de l'onde émise par ledit appareil, lesdits retards pouvant atteindre

plusieurs dizaines de milliers de valeurs prédéterminées différen-

tes, et qu'il comporte à cet effet entre une partie réception et un mélangeur à bande latérale unique dont la sortie est reliée

à une partie émission, deux chaînes de traitement de signal dispo-

sées en parallèle, la première chaîne étant constituée par des premiers moyens pour engendrer un premier signal dont la fréquence fref est proportionnelle à la pente de la droite de modulation de fréquence, et des deuxièmes moyens pour élaborer à partir dudit premier signal un deuxième signal dont la fréquence fd est, avec la fréquence fef dans un rapport de valeur prédéterminée réglable à partir d'un organe d'affichage de distance simulée, la deuxième

chaîne étant constituée par un coupleur relié à un atténuateur va-

riable commandé à partir dudit organe d'affichage, ledit mélangeur à bande latérale unique effectuant un battement soustractif entre

l'onde reçue par le simulateur après calibrage en amplitude et le-

dit deuxième signal.

2. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit organe d'affichage de distance simulée est constitué par un ensemble de roues codeuses qui transmet sous forme de signaux logiques binaires auxdits deuxièmes moyens une valeur de distance affichée sous forme décimale.

3. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit organe d'affichage de distance simulée est constitué par un ordinateur qui transmet sous forme de signaux logiques binaires audits deuxièmes

moyens une valeur de distance affichée sous forme décimale.

4. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que

lesdits premiers moyens sont constitués par la mise en parallèle entre ladite partie réception et un mélangeur d'une ligne à retard

de référence de valeur Tref et d'un conducteur qui prélève une frac-

tion du signal reçu au moyen d'un coupleur, ledit mélangeur effec-

tuant un battement soustractif entre ses deux signaux d'entrée pour engendrer ledit premier signal à fréquence fref'

5. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que

lesdits deuxièmes moyens sont constitués par l'agencement en série d'une boucle d'accrochage de phase qui reçoit ledit premier signal, qui est munie notamment d'un diviseur programmable de rapport M et

d'au moins un filtre de boucle, et d'un diviseur programmable per-

mettant de diviser la fréquence du signal de sortie de la boucle par un nombre entier N, de façon telle que ledit rapport de valeur préféterminée entre lesdites fréquences fd et fref soit égal à:

M/N.

6. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite boucle de phase comporte plusieurs filtres passe-bas disposés en parallèle,

la commutation d'un filtre à un autre étant commandée électronique-

ment à partir dudit organe d'affichage de distance simulée.

7. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que ladite boucle de phase comporte un oscillateur commandé par tension (VCO) constitué par l'association de plusieurs oscillateurs élémentaires dont les plages de fréquence se recouvrent partiellement, de façon que la plage de fréquence totale en sortie du VCO puisse varier de

quelques mégahertz à plusieurs centaines de mégahertz.

8. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qub

lesdits deuxièmes moyens sont constitués par l'agencement en série

d'un convertisseur fréquence-tension, d'au moins un filtre passe-

bas, d'un atténuateur de tension programmable et d'un oscillateur

commandé par tension.

9. Simulateur de retard pour appareil de mesure de distance selon la revendication 8, caractérisé en ce que lesdits deuxièmes moyens comportent plusieurs filtres passe-bas disposés en parallèle, la commutation d'un filtre à un autre pour obtenir

le filtre adéquat dans ladite première chaîne étant commandée élec-

troniquement à partir dudit organe d'affichage de distance simulée.

10. Simulateur de retard pour appareil de mesure de dis-

tance selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il

comporte un appareil de mesure de distance interne de contrôle.