DE3334453A1 - Verzoegerungssimulator fuer ein entfernungsmessgeraet - Google Patents
Verzoegerungssimulator fuer ein entfernungsmessgeraetInfo
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- 210000000056 organ Anatomy 0.000 claims description 17
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 7
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 3
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 241001605695 Pareronia Species 0.000 description 1
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000011990 functional testing Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 238000010998 test method Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
- G01S7/4052—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes
- G01S7/4056—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes specially adapted to FMCW
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
- G01S13/882—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for altimeters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
- G01S7/4052—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes
- G01S7/406—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes using internally generated reference signals, e.g. via delay line, via RF or IF signal injection or via integrated reference reflector or transponder
- G01S7/4065—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes using internally generated reference signals, e.g. via delay line, via RF or IF signal injection or via integrated reference reflector or transponder involving a delay line
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Description
Die Erfindung betrifft einen Verzögerungssimulator für ein b
Entfernungs-, insbesondere ein Höhenmeßgerät, das im linear
frequenzmodulierten CW-Betrieb arbeitet und in Echtzeit die gesendete Frequenz mit der nach Reflexion von einem
Ziel oder der von einem Transponder empfangenen Frequenz vergleicht, wobei der Simulator mit diesem Meßgerät zum
Zwecke dessen Funktionsprüfung verbindbar ist.
Die Erfindung betrifft insbesondere die Überprüfung von
Entfernungsmeßgeräten, vor allem von Funkhöhenmessern. Innerhalb eines bevorzugten Beispiels, auf das sich nachfol-15
gende Beschreibung bezieht, können die Entfernungen zwischen 0 und 16 km (0 bis 50 000 Fuß) und mehr betragen,
die von sog. FM-CW Funkhöhenmessern gemessen werden sollen, die mit einer Bandbreite von einigen 100 MHz und einer
Mittenfrequenz von einigen GHz arbeiten, beispielsweise im 20
Band von 4,2 bis 4,4 GHz. Ein derartiger Funkhöhenmesser,
der allerdings auf anderen Frequenzbereichen arbeitet, ist aus der FR-PS 1 557 670 bekannt.
Vor der Inbetriebnahme eines Funkhöhenmessers muß dieser 25
überprüft werden, insbesondere muß seine' Genauigkeit nachgeprüft
werden. Im Stand der Technik werden hierzu Verzögerungsleitungen verwendet, deren Verzögerungszeit "t genau
bekannt ist. Diese' Verzögerungsleitung repräsentiert eine simulierte Entfernung D nach der Gleichung:
s
c t s ·" · -
Ds = ~~2 ; "(1)
worin c die Geschwindigkeit der elektromagnetischen Welle in Luft ist. Wenn eine Verzögerungsleitung mit einem Funk-3g
höhenmesser verbunden ist, verzögert sie dessen gesendete
Welle um eine Zeit γ und im Fall eines Funkhöhenmessers
ergibt sich genau das gleiche Verhalten, wie wenn die Welle in die Luft gesendet wurde, an'.reinemrin der Entfernung
D von dem Funkhöhenmesser gelegenen Hindernis reflektiert
und von der Empfangsantenne nach Durchlaufen der gleichen Entfernung D wieder empfangen worden wäre (für diesen Vergleich
ist bezüglich der Welle nur die zeitabhängige Frequenzfunktion von Interesse; die Probleme der Signaldämpfung
zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne werden als gelöst unterstellt). Dieses Verfahren zum Prüfen
eines Funkhöhenmessers ist präzise, jedoch ist es wegen des Preises und des Volumens der notwendigen Verzögerungsleitungen nicht möglich, diese in hinreichender Anzahl vorzusehen,
um die Genauigkeit für sehr viele Höhen (oder Entfernungen) zu testen. In der Praxis wird daher diese Genauigkeit
nur für einige, stets gleiche Punkte geprüft, so daß die Gefahr besteht, daß Fehler, die nur in begrenzten
Höhenbereichen auftreten, unentdeckt bleiben. Selbst wenn eine Verzögerungsleitung .wünschenswert wäre, die die Prüfung
des Funkhöhenmessers für einen vorgegebenen präzisen Entfernungswert D erlauben würde, ist eine solche Verzögerungsleitung
schwer zu beschaffen. Zumindest müßte eine solche Leitung aus einer großen Anzahl von für eine Verzögerung
f vorgegebenen Wertes entsprechend dem fraglichen Entfernungswert ausgelegten Verzögerungsleitungen herausgemessen
werden, da der präzise Wert der"Verzögerungsleitung Tr einer Verzögerungsleitung erst nach der Herstellung
der Leitung durch Messung, nicht aber\von vorneherein
festgestellt werden kann.
.:
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ,·-für. ein FM-CW-Entfernungsmeßgerät
alle Höhen zu simulieren, die in einem Bereich von Entfernungen liegen, die mehrere km oder sogar
mehrere 10 km betragen können, wobei die Auflösung zwischen
einigen 10 cm und einigen m liegt.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegeben,
ο
ο
Bei dem ins Auge gefaßten Funkhöhenmesser sind der Hub der Modulationsfreguenz AF sowie die Schwebungsfrequenz f, zwischen
der gesendeten und der empfangenen Welle konstant und gleich vorgegebenen Werten. Infolgedessen ändert sich lediglich
die Dauer T des modulierenden Sägezahnsignals, die repräsentativ für die zu messende Entfernung T ist (und zu
der folglich die Steigung ρ des Sägezahnsignals umgekehrt proportional ist). Der Grundgedanke der Erfindung besteht
. darin, eine Verbindung zwischen der Sendeantenne und der 15
Empfangsantenne des zu überprüfenden Gerätes herzustellen,
wobei diese Verbindung aus Signalverarbeitungseinrichtungen besteht, innerhalb derer eine Größe G proportional zur Steigung
ρ des modulierenden Sägezahnsignals ist und diese Größe G nachfolgend mit einer Zahl Q vorgegebenen Wertes,
die vorzugsweise schrittweise veränderbar ist, multipliziert wird. Unter diesen Umständen bleibt das Produkt Q . G konstant
und die Zahl Q symbolisiert bis auf einen Proportionalitätsfaktor die zu simulierende Entfernung.
' \u
Nach einer bevorzugten Ausführungsform des ,Simulators nach
der Erfindung bestehen die zweiten Mittel aus der Serienschaltung
einer Phasenverriegelungsschleife,, die das erste
Signal erhält und die insbesondere mit einem programmierbaren .Teilerverhältnis M sowie mit mindestens einem Schlei-30
fenfilter versehen ist, und aus einem programmierbaren Teiler, der es gestattet, die Frequenz des Ausgangssignals
der Schleife durch eine ganze Zahl N zu teilen, derart, daß das Verhältnis vorgegebenen Wertes zwischen den Frequenzen
f, und f c gleich M/N ist.
d ref
d ref
-0-
Bei der anderen bevorzugten Ausführungsform des Simulators
bestehen die zweiten Mittel aus der Serienschaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers und mindestens eines Tiefpaßfilters,
eines programmierbaren Spannungsteilers und eines 5
spannungsgesteuerten Oszillators.
Bei diesen beiden Ausführungsformen bestehen die ersten Mittel mit Vorteil aus der Parallelschaltung des Empfangsteiles
und eines Mischers einer Bezugsverzögerungsleitung mit dem Wert γ , und einem Leiter, der einen Teil des empfangenen
Signals mit Hilfe eines Kopplers entnimmt, wobei der Mischer eine subtraktive überlagerung zwischen seinen
beiden Eingangssignalen vornimmt, um das erste Signal der Frequenz f , zu erzeugen.
Unter diesen beiden vorstehend genannten Ausführungsformen
ist die zweite leichter herzustellen und wirtschaftlicher, und zwar in Anbetracht der großen Frequenzbereiche der in
dem zweiten Kanal durch die zweiten Mittel zu verarbeiten-
den Signale. Demgegenüber ist die erste Ausführungsform,
die eine Phasenverriegelungsschleife enthält, genauer als die zweite Ausführungsform und kann sich in Zukunft als
besonders zweckmäßig erweisen.
^
In der Zeichnung ist ein Simulator nach der Erfindung in einer beispielsweise gewählten Ausführungsform veranschaulicht.
Es zeigt: ;- .;.··
Fig. 1 ein Frequenz/Zeit-Diagramm der von einem FM-CW
:
Funkhöhenmesser gesendeten -und empfangenen Signale,
Fig. 2 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Funktionsprinzips des hier vorgeschlagenen Simulators,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der ersten Mittel zur Erzeugung einer zur Steigung
der Geraden der Frequenzmodulation proportionalen Größe,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform
des Simulators,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform
10
des Simulators,
Fig. 6 ein Frequenz/Zeit-Diagramm der verschiedenen Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise der ersten und
der zweiten Ausführungsform. 15
In den Zeichnungen sind gleiche oder äquivalente Bauteile mit gleichen Funktionen jeweils mit gleichen Bezugszeichen
versehen.
20
20
Das Entfernungsmeßgerät bzw. der Funkhöhenmesser, für den der hier vorgeschlagene Verzögerungssimulator vorgesehen
ist, sendet?1 ein linear frequenzmoduliertes CW-Signal, in
Fig. 1 mit B bezeichnet. Die Kurve B, die die Frequenz F
nc ' -^
des gesendeten Signals in Abhängigkeit von, der Zeit zeigt, besteht aus ansteigenden Rampen, die durch Treppen voneinander
getrennt sind, so daß sich ein unsymmetrischer, sich wiederholender Sägezahn ergibt. Vorzugsweise wird der Frequenzhub
Λ F des Sägezahns konstant gehalten. Zur Erläute-
rung des Arbeitsprinzips wird im folgenden angenommen, daß der Wert AF gleich 120 MHz ist und daß die Frequenz F sich
zwischen 4,24 und 4,36 GHz ändert. Im tatsächlichen Betrieb durchläuft das gesendete Signal eine Entfernung D, wird von
einem Hindernis reflektiert oder wird nach Verstärkung durch 35
einen Transponder zurückgesendet und von der Empfangsantenne des Funkhöhenmessers entsprechend der Kurve E der Abhängigkeit
der Frequenz von der Zeit (in Fig. 1 gestrichelt) empfangen. Die Kurve E leitet sich von der Kurve B durch
Verschiebung längs der Zeitachse um die Amplitude rab, wobei
die Zeittgleich ist:
T = ID . (2)
te
Bei einem Funkhöhenmesser wird die Frequenz f,, die die
subtraktive Schwebung zwischen den Kurven D und E darstellt, ebenfalls konstant gehalten. Folglich existiert die nachfolgende
Beziehung zwischen den Parametern f, , T, äf und
T:
b F d(F) (3)
Hierin ist T die Dauer des Sägezahns und ρ die Steigung
des Sägezahns. Aus den Gleichungen (2) und (3) ergibt sich:
n _ c T (4)
D - 2 ' Ef fb;
Aus der Gleichung (4) folgt, daß dann, wenn die Parameter it.
f, und A F konstant sind, die Entfernung D proportional
zu T ist. Mit anderen Worten bildet die Zeit T ein Maß für D. Andererseits läßt sich die Gleichung (4) wie folgt
umschreiben:
c te
D.ρ = § fb = Cte; ·. (5)
Bei dem betrachteten Funkhöhenmesser ist -das Produkt der
zu messenden Entfernung mit der Steigung des Sägezahns eine Konstante. Dies bedeutet, daß im tatsächlichen Betrieb
35
333U53
bei einem abrupten übergang von einer -zu messenden Entfernung
auf eine andere (beispielsweise wenn ein Flugzeug eine Steilküste überfliegt) die Steigungen der Geraden B und
E sich abrupt derart ändern müssen, daß sie der neuen Ent-5
fernung entsprechen, die durch Änderung von t gemessen
wird, wobei f, konstant bleibt. Wenn sich beispielsweise die Entfernung auf die Hälfte verringert, erhält man die
Kurven B1 und E1. Die beiden Diagramme B, E einerseits und
B' und E1 andererseits sind in Fig. 1 in Überlagerung gezeichnet,
um die Grafik zu vereinfachen und den Vergleich zu erleichtern.
Man erkennt hierbei aber auch, daß man von der Kurve B im
wesentlichen äquivalent zu der Kurve E durch eine Vertikal-15
verschiebung der Amplitude f, kommt. Diese für alle möglichen
Werte der Steigung des Sägezahns und folglich für alle zu simulierenden Entfernungen passende einzige Verschiebung
des Sägezahns ist jedoch nicht zur Simulierung
einer Entfernung vorgegebenen Wertes geeignet. 20
Demgegenüber führt die physikalische Bedeutung der Gleichung (5) zu dem Prinzip der Aibeitßweiar 'It-;; Uitun 1 .nUu V-.
nach dem vorliegenden Vorschlag, der in Fig. 2 dargestellt ist.
i..
In Fig. 2 ist das zu prüfende Entfernungsmeßgerät bekannter
Art bei 1 als gestrichelt gezeichneter Block wiedergegeben. Das Gerät 1 umfaßt Sendeeinrichtungen, die aus einer
Sendeantenne und/oder einem Koaxialanschluß bestehen,
30
sowie Empfangseinrichtungen 3, die aus einer Empfangsantenne und/oder einem Koaxialanschluß bestehen. In dem Gerät
erfolgt eine subtraktive überlagerung in einem Mischer 4, beispielsweise einem Diodenmischer zwischen einem
mittels eines Koppler 5 aus dem Sendekanal abgezweigten
35
25
-έ-
Teil des Sendesignals und dem Empfangssignal. In bekannter Weise sorgt eine interne Regelung in dem Gerät 1 dafür,
daß die Frequenz f, des am Ausgang des Mischers 4 erhaltenen Schwebungssignals konstant bleibt.
5
Dem vorliegenden Vorschlag liegt als Ausgangspunkt zugrunde, aus dem bei 2 gesendeten Signal eine Größe G zu erzeugen,
die proportional zu der Steigung ρ des Sägezahns ist. In Fig. 2 wird diese Funktion realisiert durch Entnahme
eines Teils des verwendeten Signals mit Hilfe eines Kopplers 10 und Einspeisung dieses Teils des Signals in den
Empfangsteil 6 des Simulators 7, der darüberhinaus das sogenannte eigentliche Sendesignal erhält, sowie durch anschließende
geeignete Verarbeitung in einem Organ 8. Die
Größe G wird anschließend mit einer Größe Q multipliziert, die in einem Organ 9 programmierbar geändert werden kann,
so daß das Produkt Q . G einer ganz bestimmten Frequenz entspricht. In der Praxis stellt das Produkt Q . G eine
niedrige Frequenz f, dar, die sehr nahe bei der Schwebungs-
a
frequenz f, des Gerätes 1 liegt und die Werte der Frequenz
der Signale, die in der aus den Organen 8 und 9 bestehenden Verarbeitungsschaltung vorhanden sind, sind niedrig
(im Bereich von einigen Hz bis einigen MHz) im Vergleich zu den Frequenzen (GHz) der von dem Gerät 1 gesendeten und
^=
empfangenen Signale. Um ein Signal zu erhalten, das einem entsprechenden Echosignal einer gegebenen Entfernung (hier
der durch die Größe Q dargestellten simulierten Entfernung D ) zuordenbar ist, wird 'das Signal mit Frequenz Q . G dem
Sendesignal des Gerätes 1 in einem Einseitenbandmischer 11
(BLÜ-Mischer) zugemischt, der eine subtraktive Überlagerung
zwischen dem mittels eines Kopplers 37 entnommenen hochfrequenten Signal F und dem Signal der--Frequenz f, vornimmt,
also ein Ausgangssignal des Simulators mit der Frequenz F-fv erzeugt. Dieses Ausgangssignal des Simulators
D
333U53
-ΧΙ wird durch den Sendeteil 12 desselben auf den Empfangsteil
3 des Gerätes 1 übertragen. Die in dem Gerät 1 durchgeführte Regelung der Frequenzverschiebung f, zwischen dem gesendeten
Signal und dem Empfangssignal erfolgt so, daß die Frequenz Q . G = f. unabhängig von dem gegebenen Wert der
in Ziffern gemessenen Größe Q konstant oder im wesentlichen konstant bleibt. Dies bedeutet für das aus dem Gerät
1 und dem Simulator 2 bestehende, als Schleife arbeitende System, daß dann, wenn der Wert von Q in einem bestimmten
Verhältnis geändert wird, der Wert von G, d.h. auch der Wert der Steigung t, umgekehrt proportional geändert wird.
Man erhält folglich durch Simulation für das Gerät 1 eine Arbeitsweise, die im wesentlichen identisch zu derjenigen
ist, die dieses Gerät für die Messung veränderlicher Entfernungen hätte, also eine Arbeitsweise, wie sie durch die
Gleichung (5) dargestellt ist. Übertragen auf den Simulator kann die Gleichung (5) wie folgt geschrieben werden:
Ds.p = kfd ; (6)
wobei k eine Konstante ist.
Vorzugsweise ist die Größe G, die proportional zu t ist, einer bestimmten Frequenz fest zugeordnet und wird erhalten,
wie dies nachstehend im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben wird, in der abgesehen von dem Organ 8 die weiteren
Teile des Simulators nicht dargestellt sind. Das Organ 8 hat im vorliegenden Fall zwei Signalexngänge, die
bezüglich der Frequenz der Signale identisch sind: ein erster Eingang ist mit dem Koppler 10 verbunden und ein zweiter
Eingang ist direkt mit dem Empfangsteil 6 des Simulators verbunden, der entweder eine Antenne oder ein Koaxialanschluß
sein kann. In dem Organ 8 ist der erste Eingang direkt mit einem Mischer 13, beispielsweise einem Diodenmischer,
verbunden und der zweite Eingang mit einem zweiten
Eingang des Mischers 13 über eine Bezugsverzögerungsleitung
14, die einen durch genaue Messung bekannten Wert •γ f liefert. Der Mischer 13 führt die Mischung zwischen
dem in 14 verzögerten Signal und demjenigen Signal durch, 5
das die Verzögerungsleitung 14 nicht durchlaufen hat. Die Mischung des verzögerten und des nicht verzögerten Signals
liefert ein Schwebungssignal der Frequenz f _ des folgenden Wertes:
fref * WP' (7)
worin X ^ konstant und bekannt ist, so daß sich die Steigung
ρ unmittelbar durch Messung der Frequenz f f erhalten
läßt.
15
15
In diesem bevorzugten Fall entspricht die Größe f ^ der
Größe G der Fig. 2, die folglich einer gegebenen Frequenz zugeordnet ist. Dies führt dazu, daß die Größe Q eine einfache,
dimensionslose Zahl sein kann, die vorzugsweise schrittweise änderbar ist.
Nachfolgend werden zwei bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben, die den zwei unterschiedlichen Konzepten des
Organs 9 entsprechen, die mit dem Organ 8 der Fig. 3 kompatibel sind. Diese Ausführungsformen sind in den Fig. 4,
5 und 6 dargestellt. In den Blockschaltbildern der Fig. 4 und 5 ist das Entfernungsmeßgerät 1 aus Vereinfachungsgründen nicht dargestellt. .
Das Organ 9 der Fig. 4 umfaßt im wesentlichen eine Phasenschleife,
die in bekannter Weise aus einem Phasenvergleicher 15, einer Filter- und Verstärkerschaltung 16, einem
•spannungsgesteuerten Oszillator 17 (VCO) und einem programmierbaren Frequenzteiler besteht, der mittels eines
Einstell- und Anzeigeorgans 19 zur Anzeige der simulierten
-34-
Entfernung D gesteuert wird. Der Vergleicher 15 erhält
an einem Bezugseingang das Ausgangssignal der Frequenz f ,. des Mischers 13 und an einem anderen Eingang das Ausgangssignal
des VCO 17 nach Division durch eine ganze Zahl 5
M mittels des Teilers 18. Das Ausgangssignal des Vergleichers 15 steuert den VCO 17 nach Filterung und Verstärkung
durch 16. Die Frequenz f des Ausgangssignals des VCO 17 ist folglich einem Vielfachen der Frequenz f f nachgeführt.
Man erhält die Beziehung:
10
10
fv = M fref ' (8)
Gemäß einer vereinfachten Ausführungsform ist es möglich, die Zahl M der Größe Q zuzuordnen (nämlich: f = f,). Man
να
erhielte hierdurch jedoch einen nur wenig leistungsfähigen Simulator, der nur in einem sehr begrenzten Bereich von
Entfernungen arbeiten könnte. Mehrere Faktoren wirken sich nämlich auf die Arbeitsweise der Phasenschleife aus, die
diese vereinfachte Ausführungsform unbefriedigend erschei-
nen lassen: An erster Stelle ist zu nennen, daß der Schritt zur Entfernungsänderung in diesem Fall gleich c . t- ^/2
ist, was für ins Auge gefaßte Anwendungsfälle, bei denen
der Schritt in der Größenordnung von 1 Fuß (0,325 m) oder gleich 10 Fuß (3,25 m) ist, zu sehr kleinen Werten von
Tr - führt, nämlich zu 2,15 ms oder 2f!;5 ms. Hieraus
folgt, daß auch die Werte f f selbst sehr klein sind. Dies wiederum bedingt eine sehr lange Fangzeit der Phasenschleife
zu Beginn jedes Sägezahns. Außerdem ist es schwierig, .das steuernde Spannungssignal des VCO zu filtern.
Allgemeiner ausgedrückt ,ergeben sich bei der Verwendung einer Phasenschleife in dem Simulator zwei Probleme: ein
großer Änderungsbereich für die Frequenz f ,. zufolge einer
großen Änderung von p, in Verbindung mit dem Umstand, daß das Bezugsfrequenzsignal f f im Rythmus der Modula-
tion unterbrochen ist.
-vsr-
Vier Maßnahmen, von denen drei miteinander kompatibel sind, ermöglichen die Lösung dieser Probleme: Die Einfügung eines
mit einem ganzzahligen Teilerverhältnis N arbeitenden Teilers 20 zwischen den Ausgang des VCO 17 und den BLU-Mischer
11, die Verwendung mehrere Filterverstärker in der Schleife, die in Abhängigkeit von der bei 19 eingestellten
oder angezeigten Entfernung D schaltbar sind, vgl. den Schalter 21, die an sich bekannte Verwendung mehrer VCOs
17, deren Frequenzbereiche sich teilweise überlappen und gegebenenfalls die Verwendung von mehreren Bezugsverzögerungsleitungen,
die von dem Einstell- und Anzeigeorgan 19 aus/schaltbar sind und ebensovielen unterschiedlichen Phasenschleifen
zugeordnet sind. Die drei erstgenannten Maßnahmen sind untereinander kompatibel bzw. kombinierbar.
15
Die Einfügung des Teilers 20 in die Schaltung gestattet eine Erhöhung der Frequenz f f durch deren Multiplikation
mit einem Faktor N im Verhältnis zum vorhergehenden Fall. Die Zahl Q ist dann gleich M/N und nicht gleich N, der
Schritt der simulierten Entfernung wird dann:
C'
yref ; (9)
2N
Dies ermöglicht, für die Phasenschleife!· eine Fangzeit zu
erzielen, die selbst für die kürzesten zu simulierenden Entfernungen zulässig ist. Zu ergänzen ist, daß zur Erzielung
eines korrekten Arbeits der aus dem-Gerät 1 und dem Simulator 7 bestehenden Anordnung die Fangzeit 10% der
Dauer des Sägezahns nicht übersteigen darf, welche Zeit im wesentlichen der Dauer des Einschwingvorganges bis zum
Vorliegen der frequenzlinearen Modulation,ausgehend von
dem Ende einer Frequenzstufe der von dem Gerät gesendeten Welle entspricht, und zwar unter Berücksichtigung des Um-Standes,
daß eine Frequenzsteuerung des VCO 17 ebenso ge-
333U53 A
eignet ist wie eine Phasensteuerung, da das Gerät 1 die Phase der Modulation unberücksichtigt läßt. Des weiteren
ist festzuhalten, daß die Anzahl der sinöidalen Wellenzüge mit der Frequenz f f für jeden Sägezahn die gleiche
ist, ein Umstand, der daher rührt, daß der Simulator nach der Gleichung (3) arbeitet, was dazu führt, die in Gleichung
(8) in folgender Form neu zu schreiben:
fref _ AF ; (10)
oder auch:
T^ ITl — Ύρ
rref ~ '
15
15
worin k' eine Konstante ist, nämlich das Produkt aus den zwei Konstanten AF und t _ .
ref
Als Zahlenbeispiel kann hierzu folgendes angenommen werden:
k1 = 1 300 Sinuszüge (AF = 120 MHz und t =10,83 ns)
ref
Wenn die Phasenschleife nur ein Filter enthält (konstante Fangzeit und begrenzter Entfernungsbereich), ist voraussehbar,
daß das System für die kleinsten simulierten Entfernungen kritisch ist, für welche die =.Werte von f ~ am
höchsten sind. Es muß mithin sichergestellt werden, daß für diese kleinsten Entfernungen die Zahl von Sinuszügen
der Frequenz f f während der Fangzeit nicht zu hoch ist,
Grund, warum ein relativ hoher Wertebereich für f f notwendig
ist. Um in der Praxis einen großen Bereich von Entfernungen abzudecken, beispielsweise von 0 bis 50 000 Fuß,
sind mehrere Schleifenfilterverstärker notwendig, was in
Fig. 4 durch das in der Filterschaltung 16 gestrichelt dargestellte Filter und durch das Vorhandensein des Schalters
21 angedeutet ist. Jedes Filter (Tiefpaß) sperrt die
Störmodulation auf der Frequenz f ^ für ein gegebenes Frequenzband
f f (angrenzende oder Nachbarbänder), und zwar unter Berücksichtigung dessen, daß sich die geschlossene
Phasenschleife wie ein Bandpaß verhält. 5
Der Wert von y ~ soll sehr hoch sein, um eine korrekte
ref
Fangzeit der Schleife zu gewährleisten, jedoch auch nicht zu hoch, da sonst die Frequenzen des VCO, die gleich M .
f £ sind, für große Werte von M allzu hoch würden. Eine bekannte
Lösung zur Erzielung eines großen Frequenzbereichs (die Frequenzen am Ausgang des VCO können mehrere 100 MHz
erreichen) besteht darin, bei 17 mehrere einzelne VCOs zu verwenden, deren Bereiche sich überlappen, wobei die Umschaltung
von einem Einzel-VCO zum nächsten automatisch durch die Steuerspannung der Schleife ausgelöst wird. Folgende
Werte lassen sich als Beispiel angeben:
AF = 120 MHz
f, = 25 kHz
b
b
rref = 10,83 us
D = 32,5 cm oder 3,25 m (nämlich 1 Fuß oder 10
Fuß)
P = 0,825 1012 s~2 ;
max >
Midies ergibt für N die Werte 5000 (Schritte zu 1 Fuß) oder
500 (Schritte zu 10 Fuß) in Anbetracht der nachfolgenden,
aus der Gleichung (9) abgeleiteten Gleichung:
N =
Macht man M von 0 bis 5000 veränderbar, ist es auf diese Weise möglich, den Entfernungsbereich von 0 bis 5000 Fuß
in Schritten von 1 Fuß oder den Entfernungsbereich von 0 bis 50 000 Fuß in Schritten von 10 Fuß zu prüfen. Im ersteren
Fall ändert sich f f von 8,93 MHz bis 25 kHz bei einem
_ Wert von f =125 MHz im gerasteten Zustand und im zweiten
ν
Fall ändert sich fref von 8,93 MHz bis 2,5 kHz bei einem
Wert von f = 12.5 MHz im gerasteten Zustand.
Die Ausführungen im vorstehenden Absatz sind nur in erster Näherung richtig, da die minimal zulässige Höhe, die mit
einem Funkhöhenmesser gemessen werden kann, was dem zuvor
angegebenen maximalen Wert von ρ sowie dem Bezug 0 Fuß
max
des Funkhöhenmessers und folglich auch dem Bezug 0 Fuß des Simulators entspricht. Genaugenommen wird der Entfernungsbereich von 0 bis 5000 Fuß im ersteren Fall bei einer Ände-15
rung von M von 14 bis 5014 überprüft und der Entfernungsbereich von 6 Fuß bis 50006 Fuß im letzteren Fall bei einer
Änderung von M von 2 bis 50 001 überprüft. Der Simulator bedingt mithin einen kleinen, jedoch vernachlässigbaren
systematischen Fehler zufolge des Umstandes, daß die Ä'nde-20
rungsbereiche von M in den beiden Fällen verschieden sind und daß zusätzlich die im vorstehenden Absatz angegebenen
Werte von N beibehalten werden. Eine weitere Fehlerursache, die sich der zuvorgenannten überlagert, ist darauf zurückzuführen,
daß das Kabel, das die zwei Antennen des Simula-S.
tors verbindet, eine von 0 verschiedene Restverzögerung TT. hat. Die im Inneren des Funkhöhenmessers entstehende
Schwebungsfrequenz f. ist folglich nicht exakt gleich f,
sondern gleich der Summe aus f, und der Schwebungsfrequenz die allein aufgrund von *£. entsteht:
fb = I
oder in Anbetracht der Gleichung (7): 35
-Κ
fb = I · fref
oder auch unter Berücksichtigung von 5
fref =1 ■ V (15)
1^ hierin stellt T. eine Verzögerung dar, die in der Größenordnung
von 14 Fuß oder mehr liegt. Die Auswirkung dieser
unerwünschten Verzögerung ist für hohe Werte von rr (größer
oder gleich 1) vernachlässigbar. Für kleine Werte von rr
ist hingegen die Auswirkung von T- nicht mehr vernachlässigbar,
wobei es jedoch möglich und zweckmäßig ist, den auf diese Weise eingeführten systematischen Fehler an der
Stelle der Einstellung und Anzeige bei 19 zu korrigieren. Dies kann durch Eichung des Simulators geschehen. Führt
man das Zahlenbeispiel weiter, so ergibt sich: wenn f, = 25 kHz ist und M sich zwischen 14 und 5014 ändert, wobei
N = 5000 ist, ändert sich f, (dessen Wert konstant sein
sollte) von 24,93 kHz bis 25 kHz. Es ergibt sich darüberhinaus, daß der durch χ.
ist, je kleiner t _ ist.
J ref
J ref
hinaus, daß der durch χ. verursachte Fehler umso größer
Es ist weiterhin möglich, für N einen einzigen Wert, beispielsweise
5000, zu wählen und M von 0 bis 50 000 (14 bis 50 014) für einen simulierten Entfernungsbereich.- der von
0 bis 50 000 Fuß veränderbar ist, zu ändern. In diesem Fall ändert sich f f von 8,93 MHz bis 2,5 kHz für einen Wert
von f gleich 125 MHz im gerasteten Zustand. -
Die Phasenschleife arbeitet mit einer sich ändernden Eingangsfrequenz
und einer festen Ausgangsfrequenz, also umgekehrt wie im Normalfall, was dazu zwingt, mit mehreren
-πι
schaltbaren Filterverstärkern in der Schleife zu arbeiten (Umschaltung der Verstärkung und des Durchlaßfrequenzbereiches
des Verstärkers bei 16 in Abhängigkeit von dem Wert
der Zahl M). Wenn N mehrere Werte annehmen kann wie vor-5
stehend gezeigt wurde, wird es notwendig, für den VCO einen hohen Ausgangsfreguenzbereich vorzusehen. Andererseits ist
zu bemerken, daß die vorstehend angegebenen Frequenzberechnungen auf der Annahme beruhen, daß das Gerät 1 nachgeführt
wird, nämlich mit einer externen Frequenz f, gleich dem vorgesehenen
Wert (beispielsweise 25 kHz oder 100 kHz). Tatsächlich beginnt der Funkhöhenmesser beim Einschalten mit
einer Suchperiode, während derer die Steigung t sich von einem Maximum zu einem Minimum ändert. Während dieser Suchperiode
sollte die Frequenz f , die mit ρ durch die Bezie- ^
hung
fv = Μ·Ρ- ^ref' (17)
verknüpft ist, sich im selben Verhältnis wie ρ ändern und
sobald M groß ist, beginnen Werte anzunehmen, die sehr 20
(zu) hoch für den VCO 17 sind. Es ist jedoch nicht zweckmäßig,
wenn sich die Frequenz des VCO um mehr als 50% in Bezug auf seinen Gleichgewichts- oder Mittelwert ändert,
da das hier betrachtete Gerät Frequenzen f, , die zu weit
von dem Nennwert abliegen, nicht verarbeitet. Die Nachfüh-25
rung des VCO könnte daher "Anschläge" aufweisen. Es ist beispielsweise
möglich, im Bedarfsfall eine Zusammenschaltung von 3 VCOs zu verwenden, die die Bereiche von 5 bis 30 MHz
bzw. von 25 bis 150 MHz bzw. 125 bis 750 MHz überstreichen.
Eine andere Möglichkeit der Änderung des zu simulierenden Entfernungsbereiches besteht darin, mehrere Bezugsverzögerungsleitungen
parallel in Verbindung mit einem Wahlschalter zur Umschaltung von einer Verzögerungsleitung auf eine
andere entsprechend dem gewünschten Frequenzbereich vorzu-35
sehen. Diese Ausfuhrungsform ist in Fig. 4 nicht darge-
-18-
stellt. Es sei beispielsweise angenommen, daß man bei 14
entweder über eine Verzögerungsleitung von 10,83 με oder
über eine Verzögerungsleitung von 108,3 με verfügt und daß
der Wert von N auf 5000 festgelegt ist. Die Einschaltung der Verzögerungsleitung mit 108,3 μΞ gestattet die überprüfung
des Entfernungsbereiches von 0 bis 50 000 Fuß in Schritten zu 10 Fuß, wobei f _ sich von 62,5 MHz bis 25
kHz ändert, während f im gerasteten Zustand gleich 125 MHz ist. Hierbei ist festzuhalten, daß es sich in diesem Falle
um zwei verschiedene Simulatoren handelt, da die Phasenschleife bei 16 eine Anzahl von Schleifenfilterverstärkern
enthalten muß, die in dem einen und dem anderen Fall voneinander verschieden sind.
Die in der ersten Ausführungsform nach Fig. 4 vorhandene
Phasenschleife verleiht dem Simulator eine große Genauigkeit.
Die nachfolgende Gleichung gestattet die rechnerische Ermittlung dieser Genauigkeit:
Ds ■ I «Ι" Yref + Ti" <18)
Der Fehler für D rührt praktisch ausschließlich von dem bei t f möglichen Fehler her. Ist eine große Genauigkeit
erwünscht, so werden hohe Werte für t >gewählt, die durch
elektroakustische Verzögerungsleitungen (mit Volumenwellen) realisierbar sind. Mit dem für die numerischen Beispiele
gewählten Wert von t . = 10,83 με ist eine. Meßgenauigkeit
im Bereich von 1%o erzielbar. Mit höheren Werten von 2" f
"^ ist eine weitere Verbesserung dieser Genauigkeit möglich.
Der Nachteil hierbei ist, daß N (Gleichung (S)) für ein gegegebenes A D proportional zu T ^ ist, ebenso wie f
(Gleichung (17)). Dieses technische Problem kann durch Vergrößerung von AD im selben Verhältnis gelöst werden, was
333U5
darüberhinaus einem praktischen Anwendungsfall entspricht
(man vergrößert den Bereich der zu messenden Entfernungen durch Vergrößerung der Meßschritte im gleichen Verhältnis,
so daß die Zahl der Schritte konstant bleibt, wie auch aus den vorstehenden numerischen Beispielen hervorgeht). Es läßt
sich mithin ein Simulator vorsehen, der eine Verzögerungsleitung von 10,83 \is enthält und die überprüfung von Entfernungsmessern
oder Funkhöhenmessern in Schritten zu 1 Fuß mit einer Genauigkeit von 1 °/oo erlaubt/ und der weiterhin
eine zweite Verzögerungsleitung von 108,3 us zur Überprüfung
mit einer Genauigkeit von besser als 1 °/oo pro
Schritt zu je 10 Fuß erlaubt. Die erste Verzögerungsleitung ist vor allem für einen Praxistest verwendbar (der Funkhöhenmesser
ist beispielsweise in einem Flugzeug eingebaut), die zweite für die labormäßige Überprüfung.
Diese Ausführungsform mit Phasenschleife erscheint mittelfristig sehr vielversprechend, sobald die Technik der Phasenschleife
noch weiter verbessert ist und der Preis einer sehr aufwendigen Phasenschleife, wie sie hier benötigt wird,
sich verringert hat. Gegenwärtig bietet die Herstellung eines programmierbaren Teilers, der in der Lage ist, eine
Division durch eine beliebige ganze Zahl durchzuführen, die beispielsweise zwischen 10 und 10000 liegt, unter Berücksichtigung
der zu teilenden Frequenz (einige 10 MHz) keinerlei Probleme. Beispielsweise kann der Teiler SN 54 196 S
von Texas Instruments sowohl als Teiler 18 als auch als Teiler 20 verwendet werden. Das Einstell- und Anzeigeorgan
19 in Fig. 4 besteht beispielsweise aus Codierschaltern und
° die Anzeige der Zahl M bei 18 sowie gegebenenfalls der Zahl
N bei 20 erfolgt mittels logischer Signale über Vielfachleiter 22 bzw. 23, von denen jeder in der Fig. durch einen
Schrägstrich in dem betreffenden Leitungszug gekennzeichnet ist. Vorzugsweise ist der Schalter 21 ein integrierter
Analogmultiplexer, beispielsweise die Schaltung MC 4066 von Texas Instruments oder RTC, die über das Einstell- und Anzeigeorgan
19 spannungsgesteuert wird.
Eine zweite Ausführungsform des Simulators ist in Fig.- 5
dargestellt. Sie ist sowohl einfacher als auch wirtschaftlicher, jedoch weniger genau als die Ausführungsform der
Fig. 4. Das Organ 9 der Fig. 5 umfaßt im wesentlichen ein digitalprogrammierbares Dämpfungsglied, das die Einfügung
des Multiplikationsfaktors Q in die aus den Organen 8 und bestehende Verarbeitungsschaltung ermöglicht. Unter Berücksichtigung
dessen, daß dieses Dämpfungsglied ein Spannungssignal erhält und wiederum ein Spannungssignal liefert, muß
ihm ein Organ vorgeschaltet sein, das eine Frequenz-Spannungs-Umsetzung
vornimmt und weiterhin muß auch symmetrisch hierzu ein Organ nachgeschaltet sein, das die umgekehrte
Umsetzung durchführt. Der zweite Signalverarbeitungskanal besteht folglich zwischen dem Ausgang des Mischers 13 und
einem ersten Eingang des Mischers BLU11 aus der Serien-
^O schaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers (CFT) 25, der
durch den strichpunktierten Schaltungsblock symbolisiert ist, gegebenenfalls einem Schalter 26, dem programmierbaren
Dämpfungsglied 27 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 28.
ils
Der Wandler 25 liefert ein Spannungsbild der Frequenz f f:
V1 = Krfref; . (19)
wobei K1, der Wandlerfaktor, ein proportionales einstellbares
Verhältnis zwischen V1 und f , herstellt. Dieser
Ί rer
Wändler besteht z.B. in bekannter Weise aus einer monostabilen
Kippstufe 29, auf die eine Filteranordnung 31 folgt, die wenigstens 1 Tiefpaßfilter 32 umfaßt. Die monostabile
Kippschaltung 29 erzeugt bei jedem Sägezahn einen Span-
-Vl-
nungsimpulszug mit konstanter Breite (Dauer)und Amplitude
mit der Frequenz f f. Die Impulsbreite ist exakt definiert
durch das Vorhandensein eines Widerstandes R. und eines Kondensators C,. Beispielsweise ergibt sich für die Werte
4k£L für R, und 0,1 μί für C, eine Impulsbreite von etwa
100 ns. Die monostabile Kippstufe besteht z.B. aus einer integrierten Schaltung HEF4528, wie sie von Texas Instruments,
Motorola oder RTC hergestellt wird. Das Filter 32 wandelt den Impulszug in den entsprechenden Spannungsmittelwert
um. Ein Frequenz/Spannungs-Wandler dieser Art läßt sich für einen Frequenzbereich von 1 kHz bis 10 MHz leicht
herstellen, was für die ins Auge gefaßten Anwendungsfälle,
für die die Werte von f c sich maximal in einem Verhält-
ref
nis in der Größenordnung von 1 : 5000 ändern können, hinreicht.
Wenn jedoch dieser gesamte Bereich von Werten von f r, abgedeckt werden soll, ist es notwendig, dem Ausgang
des Wandlers 29 mehrere Filter wie etwa 32 in Parallelschaltung nachzuschalten, wie dies in Fig. 5 durch den gestrichelten
Schaltungsblock 33 angedeutet ist. Entsprechend dem zu überdeckenden Entfernungsbereich wird eine Umschaltung
vorgenommen, die von einem Einstellorgan 34 eingeleitet wird, das auf den Wahlschalter 26 einwirkt, der der
gleiche sein kann wie der Schalter 21 in Fig. 4. Ein erstes Filter mit einer Grenzfrequenz von 6 kHz gestattet
dann die Prüfung einer Entfernung -.zwisqhen 0 und 500 Fuß,
ein zweites Filter mit einer Grenzfrequenz von etwa 25 kHz gestattet die Prüfung in einer Entfernung zwischen 500 und
5000 Fuß und ein drittes Filter mit einer -Grenz f r equenz
von 100 kHz erlaubt die Prüfung einer Entfernung zwischen 5000 und 50 000 Fuß.
Das programmierbare Dämpfungsglied (DAC) 27 wird ausgehend
von einem Einstellorgan 34 mittels eines Ui elfachleiters
35, der logische Signale (0 oder 1) führt, digital gesteuert.
Beispielsweise kann der DAC 7524 von Analog Devi-
-Ä8-
ces entweder mit 12 Bit zur Erzielung von 4096 Prüfpunkten
oder mit 16 Bit zur Erzielung von 65536 Testpunkten verwendet
werden. Die Übertragungsfunktion A des DAC gilt in der
bekannten Form:
5
5
V2 = A-U1; (20)
mit:
2n-l
worin P eine ganze Zahl zwischen 1 und 2 ist.
Die Zahl der möglichen Schritte ist gleich 2 , wobei jeder . ,. Schritt gleich ist
2n
Die Ausgangsspannung \l , die im wesentlichen konstant ist,
wird nachfolgend in die Frequenz f. umgesetzt, und zwar mittels des VCO 28:
fd = K2-V2; (21)
Das nachfolgende Zahlenbeispiel erleichtert das Verständnis,
wie die Werte 2" f> K1, K2 und ihr Einfluß sowie
die Wahl von η auf die zu prüfenden Bereiche und der Wert des Entfernungsschrittes Δ D bestimmt werden kann:
Es wird angenommen, daß die Werte AF, f, , Δϋ und ρ
3 ' b. s Kmax
die gleichen sind wie zuvor für die erste Ausführungsform
angegeben. Die Gleichung, nach der f . von ρ abhängt lautet
3S '„ = A-K1-K2-T^-P (22)
Der Koeffizient K7 soll innerhalb gewisser Grenzen gewählt
werden, die sehr eng sind, und zwar zufolge des Umstandes,
daß die Frequenz f . im wesentlichen Konstant ist und daß
der Maximalwert von V7 (vorliegend ein Festwert )von dem Hersteller des DAC vorgegeben ist. Außerdem ändert sich unabhängig von dem Wert von η die Bruchzahl A zwischen 0 und 1 Es sind daher vor allem K1 und f f, ,mittels derer der zu prüfende Entfernungsbereich eingestellt werden kann, jedoch mit zwei Einschränkungen, von denen die eine die Frequenzen betrifft, die den Durchlaßbereich des CFT festlegen, beispielsweise von 1 kHz bis 10 MHz, wie zuvor dargelegt, während die zweite die am Eingang des programmierbaren Dämpfungsgliedes 27 einzuhaltende Amplitude des Eingangssignals betrifft. Man kann beispielsweise setzen:
der Maximalwert von V7 (vorliegend ein Festwert )von dem Hersteller des DAC vorgegeben ist. Außerdem ändert sich unabhängig von dem Wert von η die Bruchzahl A zwischen 0 und 1 Es sind daher vor allem K1 und f f, ,mittels derer der zu prüfende Entfernungsbereich eingestellt werden kann, jedoch mit zwei Einschränkungen, von denen die eine die Frequenzen betrifft, die den Durchlaßbereich des CFT festlegen, beispielsweise von 1 kHz bis 10 MHz, wie zuvor dargelegt, während die zweite die am Eingang des programmierbaren Dämpfungsgliedes 27 einzuhaltende Amplitude des Eingangssignals betrifft. Man kann beispielsweise setzen:
Α.Κ,.Κ« = 1 für A=I. Wenn man dann eine Verzögerungsleitung
mit den Werte Z f ,= 10,83 us wählt, ändert sich die
Frequenz am Eingang des CFT für einen auf 0 bis 5000 begrenzten Höhenbereich zwischen 25 kHz und 8,93 MHz, sofern
A zwischen 0 und 1 liegt. Die Anpassung der Spannung V, am
Eingang des Dämpfungsgliedes 27 an den korrekten Wertebereich
geschieht durch Einstellung der Verstärkung der Filter bei 33 (zwei schaltbare Filter sind notwendig).
Zur Prüfung des Entfernungsbereiches zwischen 0 und 50000
Fuß (3 Filter) ist dann für f _ ein Wert zu wählen, der
Fuß (3 Filter) ist dann für f _ ein Wert zu wählen, der
Γ6 I t
sehr viel kleiner ist, beispielsweise H f = 1,083 us,
was für einen Höhenbereich von 0 bis 50000 Fuß zu einer
was für einen Höhenbereich von 0 bis 50000 Fuß zu einer
Änderung von f _ zwischen 2,& kHz und 8,93 MHz führt. Soref
fern der Spannungsbereich am Eingang des Dämpfungsglieds
30
30
27 und/oder die Durchlaßbandbreite der monostabilen Kippstufe
29 nicht kritisch sind, ist auch die Wahl von ^ ,-
nicht mehr kritisch.
Die simulierte Entfernung wird ausgedrückt durch:
-yt-
'o-t—ri (23)
ein einzelner Schritt hat hierbei die Größe:
Allgemein gilt für den Wert eines Schrittes:
f X K 2Tref; (24)
*D2 = · f · X1 . K2 . 2Tref
worin b eine feste ganze Zahl ist, so daß man ein Vielfaches eines Einzelschrittes erhält, was sich durch einen
einfachen, bekannten mathematischen Kunstgriff im Bereich des Einstell- und Anzeigeorgans 34 realisieren läßt.
Nachdem der Bereich der zu prüfenden Entfernungen durch Einstellung der Werte K„, K1 und X ? in der vorstehend
£- JL XcI
angegebenen Weise festgelegt ist, kann mittels der Gleichung 24 ein Näherungswert des gewählten Schrittes für einen
gegebenen Wert b, ermittelt werden (dieser Wert wird möglichst nahe dem gewählten Schritt festgesetzt, beispielsweise
1 Schritt oder 10 Schritte). Es genügt anschließend den Wert von K, und/oder K„ und/oder von T f
ein klein wenig zu ändern, um die genaue gewünschte Schrittgröße zu erhalten, was einem ganzzahligen Wert fain der Gleichung (24) entspricht (zum Nachteil einer sehr
kleinen Änderung des gewählten Entfernungsbereiches).
Diese Ausführungsform, die sehr viel einfacher und wirtschaftlicher
als diejenige der Fig. 4 ist, ist jedoch weniger genau als die letztere, und zwar wegen des Fehlens
einer Regelschleife. Insbesondere kann die monostabile Kippstufe 29 eine zeitabhängige Drift haben, beispielsweise
infolge langsamer Änderung der Kapazität des Kondensators C,, die sich in einer Änderung des Faktors K, aus-
wirkt. Es ist jedoch möglich, die Änderung von K, beispielsweise
durch Einwirkung auf den Umwandlungs- oder Umsetzungsfaktor
K„ des VCO 28 periodisch zu kompensieren.
Abweichend hiervon kann eine vollständig digitale monostabile Kippstufe verwendet werden, die mit sehr schnellen
Zählern bei 1 oder 2 GHz arbeitet (MECL-Technologie) und
die keine zeitabhängige Änderung haben. Eine andere Quelle von Fehlern analog der bereits genannten für die Ausführungsform
nach Fig. 4 ist das Vorhandensein einer störenden Verzögerung "£. zufolge der Verbindungskabel. Die Mittel,
mit denen sich die Auswirkungen dieses systematischen Fehlers gering halten lassen, sind die gleichen: die Wahl
eines möglichst hohen Wertes von *Z c und eine zufolge ei-
rer
ner Eichung durchgeführte Änderung der Werte der angezeig-
ten simulierten Entfernungen, zumindest für die kürzesten
Entfernungen.
Festzuhalten ist, daß die Steuerung des programmierbaren Dämpfungsgliedes 27 analog erfolgen kann. Sie kann aber
auch rechnergesteuert geschehen. Die Bezug.zeichen 19 in
Fig. 4 bzw. 34 in Fig. 5 können in diesem Sinne als Symbole für einen Rechner verstanden werden. Andererseits kann
das Dämpfungsglied 27 aber auch ein auf ein einfaches Potentiometer
reduziertes einstellbares Dämpfungsglied sein. 25
Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen wurden vor
allem die Frequenzen der in dem Simulator erzeugten Sig- - nale berücksichtigt. Es ist festzuhalten, . daß auch die
Amplitude dieser Signale eine gewisse Bedeutung hat. Wenn nämlich beispielsweise ein Funkhöhenmesser tatsächlich an
Betrieb ist, nimmt die Amplitude der von ihm empfangenen Echosignale sehr rasch in dem Maße ab, wie die Entfernung
anwächst (typisch sind 3 dB je Oktave). Der Simulator soll folglich bei 12 Signale abgeben, die in simulierter Form
umso schwächer sind, je größer die simulierte eingestellte
-26-
Entfernung ist, so daß die von dem Funkhöhenmesser empfangenen
Signale von diesem korrekt in der gleichen Weise verarbeitet werden können, wie tatsächliche Echosignale. Andererseits
wird dieses simulierte Echosignal seinerseits durch Mischung von zwei Signalen in dem Simulator erhalten.
Damit der Mischer BLUIl in den Fig. 4 und 5 kein unerwünschtes
Einrasten des Funkhöhenmessers auf das additive Schwebungssignal der Störfrequenzen auslöst, müssen
auch die Amplituden der zwei Signale, die er erhält, sowie das Verhältnis zwischen diesen Amplituden innerhalb von
Grenzwerten bleiben, die für einen ordnungsgemäßen Betrieb geeignet sind. Es muß also das subtraktive Schwebungssignal
mit einer Amplitude geliefert werden,· die mit zunehmender
simulierter Entfernung abnimmt. Dieses Ergebnis
wird dadurch erreicht, daß in dem zweiten Signalverarbeitungskanal
zwischen einem Koppler 37 und dem zweiten Eingang des Mischers BLUIl gemäß den Fig. 4 und 5 eine Dämpfungsschaltung
38 vorgesehen ist, die von dem Einstell- und Anzeigeorgan 19 bzw. 34 aus durch das gleiche Signal
gesteuert wird, das den Filterschalter 21 bzw. 26 steuert.
Vorzugsweise ist die Dämpfungsschaltung 38 digital ausgeführt
und enthält in einem Speicher Dämpfungsfaktorwerte, wobei die Umschaltung von einem Wert auf einen anderen
Wert durch die Änderung des Steuersignals ausgelöst wird.
Die Dämpfungsschaltung 38 kann auch eifte Höchstfrequenzdämpfungsschaltung
beispielsweise mit PIN-Dioden sein.
In Fig. 6 sind die Form des Sägezahns der. von dem Gerät 1 gesendeten Frequenz in durchgezogenen Linien B1 bzw. B0
L l
und die Form des simulierten Echos dieses Sägezahns in gestrichelten
Linien E, bzw. E„ dargestellt, und zwar jeweils für zwei unterschiedliche Werte der simulierten Entfernung.
In dieser durch grafische Konstruktion erhaltenen Figur wurde das Ende des Sägezahns für die zwei Entfernungswerte
als koinzidierend angenommen, was die grafische Konstruk-
-action vereinfacht, was aber selbstverständlich keinerlei
Bedeutung in Bezug auf die relative Phase der zwei Signalpaare hat, die nicht gleichzeitig auftreten sondern zeitlich
gegeneinander verschoben sind und durch einen nicht dargestellten Einschwingvorgang voneinander getrennt sind.
Fig. 6 zeigt den Übergang von einer gegebenen Entfernung B,, E, auf eine zweifach kürzere Entfernung B2, E2 (oder
umgekehrt). Die gestrichelten Kurven gestatten die Veranschaulichung der Frequenzen f c (f -o = 2f *-,)- Für
y -i ref ref2 refl'
die beiden in der Fig. dargestellten Fälle sind die Werte
von f, und von Έ c die gleichen. Diese Fig. ist mit der
d ref y a
Fig. 1 in Bezug zu setzen, bei der der Sägezahn der Frequenz
des Echos bei konstanten Frequenzwerten beginnt und endet, wobei diese Frequenzwerte gleichzeitig diejenigen
des gesendeten Sägezahns sind. Dies ist jedoch für den
Sägezahn des simulierten Echos nach Fig. 6 nicht der Fall; dieser kleine Unterschied bleibt jedoch ohne Auswirkung
auf die Arbeitsweise des zu prüfenden Gerätes und verfälscht in keiner Weise den Prüfvorgang der Entfernungs-
messung.
Bei den vorher angegebenen numerischen Beispielen wurde der Wert von f. mit 25 kHz gewählt, was ein geläufiger
Wert ist. Allgemein gesprochen, erstreckt sich der Bereich, 25
innerhalb dessen die Frequenz f. gewählt werden kann, von einigen kHz bis etwa 200 kHz; dieser Bereich ist folglich
auch derjenige der Frequenz f ,.
Vorzugsweise umfaßt der Simulator nach dem vorliegenden
30
Vorschlag ein Entfernungsmeßgerät des vorher beschriebenen
Typs. Dieses Gerät ist in den Simulator integriert und es sind Schalteinrichtungen vorgesehen, die es gestatten, das
Gerät bei 6 und 12 mit dem Simulator zu verbinden. Es handelt sich um ein Prüfgerät, das dazu dient, im Falle einer
erheblichen Abweichung zwischen der eingestellten simulierten
Höhe und der won dem gerade getesteten oder geprüften
Gerät gemessenen Höhe festzustellen, welches der beiden
Geräte einen Defekt aufweist, denn grundsätzlich kann ein Defekt sowohl in dem Simulator als auch in dem zu prüfenden
Meßgerät auftreten.
Claims (10)
1. Verzögerungssimulator für ein Entfernungs-, ins-
besondere ein Höhenmeßgerät, das im linear frequenzmodulierten
CW-Betrieb arbeitet und in Echtzeit die gesendete Frequenz mit der nach Reflexion von einem Ziel oder der
von einem Transponder empfangenen Frequenz vergleicht,
wobei der Simulator mit diesem Meßgerät zum Zwecke dessen
,
Funkt i.£lis JpjnH[jiüS- y: jexbJWdb.ar—irsJry^^u^c^^q^teeimz^TTrhTret^
daß der Simulator eine elektronisch veränderbare Verzögerung des von dem Meßgerät gesendeten Signals erlaubt, wobei
die Verzögerungen mehrere 10 000 unterschiedliche vorgegebene Werte haben können, und daß der Simulator hierzu
y y '
zwischen einem Empfangsteil und einem Einseitenbandmischer dessen Ausgang mit einem Sendjeteil verbunden· ist, 2 parallel
geschaltete Signalverarbeitungskanäle enthält, wobei der erste Kanal aus ersten Mitteln zur Erzeugung eines ersten
Signals besteht, dessen Frequenz f ~ proportional
zu der Steigung der Frequenzmodulationsgeraden ist und zweite Mittel umfaßt, die ausgehend von dem ersten Signal
ein zweites Signal erzeugen, dessen Frequenz f , zu der Frequenz f f in einem vorgegebenen Verhältnis steht, das
mittels eines Organs zur Einstellung und Anzeige der simulierten Entfernung veränderbar ist, während der zweite
Kanal aus einem Koppler besteht, der mit einem einstellbaren Dämpfungsglied verbunden ist, das über das Einstell-
und Anzeigeorgan steuerbar ist, und daß der Einseitenbandmischer eine subtraktive Überlagerung zwischen dem von dem
Simulator empfangenen Signal nach Amplitudeneichung und dem zweiten Signal durchführt.
2. Simulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Organ zur Einstellung der simulierten Entfernung
aus einer Anzahl von Codierschaltern besteht, die einen in dezimaler Form eingestellten und angezeigten Entfernungswert
in Form von binären logischen Signalen auf die zweiten Mittel übertragen.
20
20
3. Simulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das Einstellorgan für die simulierte Entfernung aus einem Rechner besteht, der einen in dezimaler Form eingestellten
und angezeigten Entfernungswert in Form binärer logischer Signale auf die zweiten MitteJ überträgt.
4. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Mittel aus/einer zwischen
dem Empfangsteil und einem Mischer liegenden Parallelschaltung aus einer Verzögerungsleitung mit dem Bezugswert Ύ F
und einem Leiter bestehen, der mittels eines.Kopplers einen
Teil des empfangenen Signales entnimmt, wobei der Mischer eine subtraktive Überlagerung zwischen seinen zwei
Eingangssignalen vornimmt und hierdurch das Signal mit der "° Frequenz f f erzeugt.
5. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die zweiten Mittel aus einer Serienschaltung
bestehen, die eine phasenverriegelte Schleife umfaßt, die insbesondere mit einem programmierbaren Teiler
mit dem Teilerverhältnis M und mit wenigstens einem Schleifenfilter versehen ist, und daß die Serienschaltung weiterhin
einen programmierbaren Teiler enthält, der es gestattet, die Frequenz des Ausgangssignals der Phasenschleife
durch eine ganze Zahl N zu dividieren, derart, daß der vorgegebene Verhältniswert zwischen den Frequenzen
f. und f _ gleich M/N ist.
6. Simulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschleife mehrere parallelgeschaltete Tiefpaßfilter
umfaßt, und daß die Umschaltung von einem Filter auf ein anderes ausgehend von dem Organ zur Einstellung
und Anzeige der simulierten Entfernung elektronisch steuerbar ist.
7. Simulator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet ,
daß die Phasenschleife einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) enthält, der aus der Vereinigung mehrerer
Einzeloszillatoren besteht, deren Frequenzbereiche sich teilweise überlappen, so daß der Gesamtfrequenzbereich
am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators von einigen
MHz bis zu mehreren 100 MHz reichen kann.
8. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Mittel aus der Serien-ου
schaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers, mindestens eines Tiefpaßfilters, eines programmierbaren Spannungsteilers
und eines spannungsgesteuerten Oszillators besteht.
-U-
9. Simulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Mittel mehrere parallel geschaltete Tiefpaßfilter
umfassen und daß die Umschaltung von einem Filter auf ein anderes zur Einschleifung des Fha senfilters
in den ersten Kanal ausgehend von dem Organ zur Einstellung und Anzeige der simulierten Entfernung elektronisch
steuerbar ist.
10. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß er ein eingebautes Entfernungsmeßgerät zu Prüfzwecken enthält.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8217142A FR2569857B1 (fr) | 1982-10-13 | 1982-10-13 | Simulateur de retard variable electriquement pour appareil de mesure de distance a onde continue modulee en frequence |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3334453A1 true DE3334453A1 (de) | 1986-06-05 |
DE3334453C2 DE3334453C2 (de) | 1990-06-28 |
Family
ID=9278239
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833334453 Granted DE3334453A1 (de) | 1982-10-13 | 1983-09-23 | Verzoegerungssimulator fuer ein entfernungsmessgeraet |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4661818A (de) |
DE (1) | DE3334453A1 (de) |
FR (1) | FR2569857B1 (de) |
GB (1) | GB2163920B (de) |
Families Citing this family (18)
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- 1983-09-23 DE DE19833334453 patent/DE3334453A1/de active Granted
- 1983-10-13 US US06/543,066 patent/US4661818A/en not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
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---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |