FR2550669A1

FR2550669A1 - Pass-band acoustic frequency filter

Info

Publication number: FR2550669A1
Application number: FR8412596A
Authority: FR
Inventors: Benedikt Steinle; Hanspeter Bosiger
Original assignee: Landis and Gyr AG
Current assignee: Landis and Gyr AG
Priority date: 1983-08-11
Filing date: 1984-08-09
Publication date: 1985-02-15
Also published as: NL8402465A; NO167619C; SE457133B; ATA239784A; NO167619B; CH662683A5; SE8404029L; DK384484A; NL188877C; BE900326A; DE3418011A1; FR2550669B1; DK384484D0; DK163469B; DE3418011C2; AT388264B; NL188877B; DK163469C; NO843168L; SE8404029D0

Abstract

The pass band filter includes a filter (1) followed by a 'sample-and-hold' circuit (2) and an 8-bit analogue-digital converter (3) with a digital filter (4) in series. Each of the last three components includes a clock timing input, the sample-and-hold circuit and converter receiving a first rectangular pulse clock signal (CLO), and the digital filter receiving a second signal of different frequency (CL1/2). The digital filter (4) includes two partial filters mounted in series, with a data bus supplying them, linking them together, and taking their output, via an envelope detector to the final output.

Description

L'invention concerne un filtre passebande servant à la réception d'un signal acoustique transmis par l'intermédiaire d'un réseau d'alimentation en énergie électrique et constitué par , en série , un filtre amont qui contient au moins un filtre passe-bas, un circuit "d'échantillonnage et de maintien", un convertisseur analogique/numérique et un filtre numérique. Les signaux acoustiques sont par exemple des signaux de télécommande centralisée. The invention relates to a passband filter for receiving an acoustic signal transmitted via an electrical energy supply network and comprising, in series, an upstream filter which contains at least one low-pass filter. , a "sample and hold" circuit, an analog / digital converter and a digital filter. The acoustic signals are for example centralized remote control signals.

En ce qui concerne les transmissions de télécommande centralisée, il s'agit de signaux à porteuse modifiée , cest-à-dire modulés selon une modulation d'amplitude binaire et dont la fréquence porteuse e se situe entre fT,min # 100 Hz et fT,max # 2000 Hz. Un signal utile transmis est perturbé notamment par la tension qui possede la fréquence du réseau, par les harmoniques de cette dernière, mais également par les signaux utiles possédant une autre fréquence porteuse présente dans le même réseau d'alimentation en énergie ou bien, en raison du maillage des réseaux, dans des réseaux d'alimentation en énergie voisins. For centralized remote control transmissions, these are modified carrier signals, that is, modulated according to a bit amplitude modulation and whose carrier frequency e is between fT, min # 100 Hz and fT , max # 2000 Hz. A transmitted useful signal is disturbed in particular by the voltage which has the frequency of the network, by the harmonics of the latter, but also by the useful signals having another carrier frequency present in the same power supply network. energy or, because of the networking of networks, in neighboring energy supply networks.

Le filtre passe-bande doit être agencé de ménière qu'il puisse être adapté très aisément à n'impor te quelle fréquence porteuse fT, sans un surcroît important de frais. Aucun des filtres connus jusqu'alors n'est à même de permettre ceci. The bandpass filter must be arranged so that it can be adapted very easily to any carrier frequency fT, without a large additional cost. None of the filters known until now are able to allow this.

Les filtres utilisés jusqu'alors dans les récepteurs de télécommande centralisée sont en partie trop peu sélectifs, ou bien très onéreux. The filters used until now in centralized remote control receivers are partly too selective or very expensive.

La constitution et le mode de fonctionnement de filtres numériques servant au traitement de signaux analogiques sont connus, par exemple d'après "Traitement numérique de signaux analogiques", de Samuel D. Stearns,
Verlag Oldenbourg, 1979.The constitution and mode of operation of digital filters for analog signal processing are known, for example from Samuel D. Stearns'"Digital Processing of Analog Signals",
Verlag Oldenburg, 1979.

L'invention a pour but de réaliser, moyennant une dépense aussi faible que possible, un filtre passe-bande possédant une sortie numérique et qui couvre toutes les fréquences porteuses importantes utilisées dans les transmissions s'effectuant par l'intermédiaire de réseaux d'alimentation électrique et dont la courbe caractéristique de transfert possède la largeur de bande requise et la pente de flanc requise. The object of the invention is to achieve, with the lowest possible expense, a bandpass filter having a digital output and which covers all the important carrier frequencies used in transmissions via power supply networks. electrical and whose transfer characteristic curve has the required bandwidth and the required sidewall slope.

Ce problème est résolu conformément a l'invention à l'aide d'un filtre passe-bande du type indiqué plus haut, caractérisé en ce que le filtre amont contient en outre, monté en cascade avec le filtre passe-bas,un filtre passe-bande dont la courbe caractéristique de transfert en fonction de la fréquence possède des flancs raides, que le convertisseur analogique/numérique est un convertisseur a 8 bits, que le filtre numérique est constitué par un montage en cascade de plusieurs filtres partiels et qu'un détecteur d'enveloppe est branché en aval du filtre numérique. This problem is solved according to the invention by means of a band-pass filter of the type indicated above, characterized in that the upstream filter furthermore contains, cascaded with the low-pass filter, a pass filter. -band whose frequency transfer characteristic curve has steep sides, that the analog-to-digital converter is an 8-bit converter, that the digital filter consists of a cascading of several partial filters and that a Envelope detector is connected downstream of the digital filter.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après, prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels
- la figure 1 représente un schéma-bloc d'un filtre passe-bande réalisé à l'aide d'un filtre numérique ;
- la figure 2 représente un schéma-bloc d'une première variante d'un filtre numérique
- la figure 3 représente un schéma-bloc d'une seconde variante d'un filtre numérique
- la figure 4 représente un schéma-bloc d'une troisième variante d'un filtre numérique ;
- la figure 5 représente un schéma d'un filtre IIR classique du second ordre
- la figure 6 représente un schéma d'un filtre IIR modifié du second ordre ;;
- la figure 7 représente un schéma d'un filtre FIR classique
- la figure 8 représente une courbe caractéristique de transfert d'un montage en cascade formé de deux filtres IIR du second ordre
- la figure 9 représente une courbe caractéristique de transfert d'un filtre FIR comportant des points d'annulation simples
- la figure 10 représente une courbe caractéristique de transmission d'un filtre amont
- la figure 11 représente la même courbe caractéristique de transfert que celle de la figure 8
- la figure 12 représente une courbe caractéristique de transfert d'un filtre FIR comportant des points d'annulation doubles
- la figure 13 représente la même courbe caractéristique de transfert que celle représentée sur la figure 10
- la figure 14 représente un schéma d'un filtre de désaccord
- la figure 15 représente une première courbe caractéristique de transfert du circuit de la figure 4 avec un paramètre N = 4 ; et
- la figure 16 représente une seconde courbe caractéristique de transfert du circuit de la figure 4 avec le paramètre N = 6.Other features and advantages of the present invention will emerge from the description given below, taken with reference to the appended drawings, in which
FIG. 1 represents a block diagram of a bandpass filter produced using a digital filter;
FIG. 2 represents a block diagram of a first variant of a digital filter
FIG. 3 represents a block diagram of a second variant of a digital filter
FIG. 4 represents a block diagram of a third variant of a digital filter;
FIG. 5 represents a diagram of a second-order classic IIR filter.
FIG. 6 represents a diagram of a second-order modified IIR filter;
FIG. 7 represents a diagram of a conventional FIR filter
FIG. 8 represents a characteristic transfer curve of a cascade arrangement formed by two second-order IIR filters.
FIG. 9 represents a transfer characteristic curve of an FIR filter comprising simple cancellation points
FIG. 10 represents a transmission characteristic curve of an upstream filter
FIG. 11 represents the same transfer characteristic curve as that of FIG. 8
FIG. 12 represents a transfer characteristic curve of an FIR filter comprising double cancellation points;
FIG. 13 represents the same transfer characteristic curve as that represented in FIG. 10
FIG. 14 represents a diagram of a disagreement filter
FIG. 15 represents a first transfer characteristic curve of the circuit of FIG. 4 with a parameter N = 4; and
FIG. 16 represents a second transfer characteristic curve of the circuit of FIG. 4 with the parameter N = 6.

Sur toutes les figures des dessins, des chiffres de référence identiques désignent des éléments identiques-. In all the figures of the drawings, like reference numerals designate identical elements.

Le filtre passe-bande représenté sur la figure 1 est constitué, selon la succession indiquée, par le montage en cascade d'un filtre amont ou premier filtre 1, d'un circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2, d'un convertisseur analogique/numérique 3 et d'un filtre numérique 4. The band-pass filter shown in FIG. 1 is constituted, according to the succession indicated, by the cascade connection of an upstream filter or first filter 1, a "sampling and holding" circuit 2, a analog / digital converter 3 and a digital filter 4.

Les trois derniers composants possèdent chacun une entrée de cadence ou d'horloge, les entrées de cadence du circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2 et du convertisseur analogique/numérique 3 étant reliées entre elles et étant alimentées par un premier signal de cadence rectangulaire
CLO possédant la fréquence fso. L'entrée de cadence du fil-tre numérique 4 est alimentée par un second et/ou un troi siême signal de cadence rectangulaire CL1 ou CL2 (voir les figures 2, 3 et 4). Le filtre numérique 4 possède une en- trée 5de bus de transfert de données et une sortie 6 de bus de transfert de données. Cette dernière sortie forme simultanément la sortie de l'ensemble du filtre passe-bande représenté sur la figure 1.Trois variantes possibles du filtre numérique 4 sont indiquées sur les figures 2 à 4.The last three components each have a clock or clock input, the clock inputs of the "sampling and holding" circuit 2 and the analog / digital converter 3 being connected together and being powered by a first clock signal rectangular
CLO having the frequency fso. The clock input of the digital filter 4 is fed by a second and / or a third rectangular clock signal CL1 or CL2 (see FIGS. 2, 3 and 4). The digital filter 4 has a data transfer bus input 5 and a data transfer bus output 6. This latter output simultaneously forms the output of the entire band-pass filter shown in FIG. 1. Three possible variants of the digital filter 4 are indicated in FIGS. 2 to 4.

Le filtre numérique 4 de la figure 2 contient deux filtres partiels et est constitué, dans l'or- dre indiqué, par un montage en cascade réalisé à l'aide de liaison avec les bus de transfert de données, d'un premier filtre IIR 7, d'un second filtre IIR 8 et d'un détecteur d'enveloppe 9. Les deux filtres IIR 7 et 8 possèdent des entrées respectives de cadence qui sont reliées entre elles toutes les deux et constituent entrée de cadence du filtre numérique 4. La fréauence d'exploration f52 des deux filtres IIR 7 et 8 est égale a la fréquence du troisième signal de cadence CL2 alimentant cette entrée de cadence. Les filtres numériques 4 conformes aux figures 3 et 4 sont constitués, selon l'ordre indiqué, par un montage en cascade réalisé également a l'aide de liaisons avec les bus de transfert de données, d'un filtre supplémentaire 10, du premier filtre
IIR 7, du second filtre IIR 8 et du détecteur d'enveloppe 9.The digital filter 4 of FIG. 2 contains two partial filters and is constituted, in the order indicated, by a cascade connection made by means of connection with the data transfer buses of a first IIR filter. 7, a second IIR filter 8 and an envelope detector 9. The two IIR filters 7 and 8 have respective clock inputs which are interconnected and constitute the clock input of the digital filter 4. The scanning frequency f52 of the two IIR filters 7 and 8 is equal to the frequency of the third clock signal CL2 feeding this clock input. The digital filters 4 according to FIGS. 3 and 4 are constituted, in the order indicated, by a cascade connection also realized by means of links with the data transfer buses, an additional filter 10, the first filter
IIR 7, the second IIR filter 8 and the envelope detector 9.

Ces filtres numériques 4 sont par conséquent identiques au filtre numérique 4 de la figure 2, en amont duquel seulement le filtre supplémentaire 10 a été branché électriquement.These digital filters 4 are therefore identical to the digital filter 4 of FIG. 2, upstream of which only the additional filter 10 has been electrically connected.

Le filtre supplémentaire 10 est par exemple un troisième filtre IIR dans le cas de la seconde variante de la figure 3 et un filtre FIR dans le cas de la troisième variante de la figure 4. Les deux entrées de cadence du premier et du second filtre IIR 7 et 8 sont également reliées entre elles sur la figure 3 et sur la figure 4 et sont ici également alimentées par le troisième signal de cadence CR2. Cependant elles ne sont pas alimentées sur la figure 4 par un signal de cadence externe, mais par un troisième signal de cadence
CL2 de fréquence fs2 délivré par la sortie d'un diviseur de fréquence 11, tandis que sur la figure 4 l'entrée de cadence du filtre supplémentaire 10 et l'entrée, reliée à cette dernière,du diviseur de fréquence 11 forment l'entrée de cadence du filtre numérique 4.Ce dernier est alimenté par le second signal de cadence CLl, dont la fréquence est égale à la fréquence d'exploration F du filtre supplémentaire 10. Sur la figure 3, l'entrée de cadence du filtre supplémentaire 10 représente au contraire une seconde entrée de cadence supplémentaire du filtre numérique 4, qui est également alimentée par le second signal de cadence CL1. Pour les deux fréquences f51 et f52 des signaux de cadence CL1 et CL2, on a les conditions suivantes fsl > f52 et f51 = N.fs2
L étant un nombre entier.The additional filter 10 is, for example, a third filter IIR in the case of the second variant of FIG. 3 and a filter FIR in the case of the third variant of FIG. 4. The two clock inputs of the first and second filters IIR 7 and 8 are also connected together in Figure 3 and Figure 4 and are also fed by the third clock signal CR2. However, they are not fed in FIG. 4 by an external clock signal, but by a third clock signal
CL2 of frequency fs2 delivered by the output of a frequency divider 11, while in FIG. 4 the cadence input of the additional filter 10 and the input, connected thereto, of the frequency divider 11 form the input This is fed by the second clock signal CL1 whose frequency is equal to the scanning frequency F of the additional filter 10. In FIG. 3, the clock input of the additional filter 10 represents on the contrary a second additional clock input of the digital filter 4, which is also powered by the second clock signal CL1. For the two frequencies f51 and f52, the clock signals CL1 and CL2 have the following conditions fs1> f52 and f51 = N.fs2
L being an integer.

Le détecteur d'enveloppe 9 est constitué par exemple, dans l'ordre indiqué, par un montage en cascade formé d'un redresseur et d'un filtre passe-bas ou d'un organe d'élévation au carré et d'un filtre passe-bas. Les filtres passe-bas sont par exemple des filtres IIR. The envelope detector 9 is constituted for example, in the order indicated, by a cascade mounting formed of a rectifier and a low-pass filter or a squaring member and a filter. lowpass. Low-pass filters are, for example, IIR filters.

Le filtre amont 1 est un filtre analogique passif classique bon marché constitué par exemple par le montage en cascade d'un filtre passe-bas analogique la et d'un filtre passe-bas analogique lb (voir figure 1). The upstream filter 1 is a conventional inexpensive passive analog filter constituted for example by cascading an analog low-pass filter 1a and an analog low-pass filter 1b (see FIG. 1).

Les circuits du filtre amont 1 et du détecteur d'enveloppe 9 sont connus en soi et ne sont par conse- quent ni décrits, ni représentés sur le dessin. The circuits of the upstream filter 1 and the envelope detector 9 are known per se and are therefore neither described nor shown in the drawing.

Le filtre IIR classique du deuxième ordre, connu en soi et représenté sur la figure 5, est constitué par: - un premier multiplicateur 12 comportant deux entrées, - un second multiplicateur 13 comportant deux entrées, - un troisième multiplicateur 14 comportant deux entrées, - un premier additionneur 15 comportant deux entrées, - un second additionneur 16 comportant trois entrées, - un troisième additionneur 17 comportant deux entrées, - une première ligne à retard 18 et - une seconde ligne à retard 19. The standard IIR filter of the second order, known per se and represented in FIG. 5, is constituted by: a first multiplier 12 comprising two inputs, a second multiplier 13 comprising two inputs, a third multiplier having two inputs, a first adder 15 having two inputs, - a second adder 16 having three inputs, - a third adder 17 having two inputs, - a first delay line 18 and - a second delay line 19.

Toutes les liaisons représentées sur la figure 5 sont des liaisons de bus de transfert de données. All the links shown in FIG. 5 are data transfer bus links.

Cependant, pour conserver la clarté du dessin, on n'a représenté que des liaisons à un fil.However, to maintain the clarity of the drawing, only single-wire links have been shown.

Sur la figure 5, l'entrée du filtre IIR est reliée respectivement à la première entrée du premier additionneur 15, du premier multiplicateur 12 et du troisième additionneur 17. La sortie du premier additionneur 15 est reliée à la sortie du filtre IIR et respectivement à la première entrée du second et du troisième multiplicateurs 13 et 14. La sortie du premier multiplicateur 12 alimente la première entrée du second additionneur 16, la sortie du second multiplicateur 13 alimente la seconde entrée de cet additionneur et la sortie de la seconde ligne à retard 19 alimente la troisième entrée dudit additionneur 16.La sortie du troisième multiplicateur 14 est reliée à la seconde entrée du troisième additionneur 17, dont la sortie est raccordee à l'entrée de la seconde ligne à retard 19, tandis que la sortie du second additionneur 16 est reliée à l'entrée de la première ligne à retard 18 et que la sortie de cette dernière est à nouveau reliée à la seconde entrée du premier additionneur 15. La valeur numérique d'un premier paramètre bl est présente sur la seconde entrée du second multiplicateur 13, la valeur numérique d'un second paramètre b2 est présente sur la seconde entrée du troisième multiplicateur 14 et la valeur + 2 ou - 2 est présente sur la seconde entrée du premier multiplicateur 12. In FIG. 5, the input of the filter IIR is connected respectively to the first input of the first adder 15, the first multiplier 12 and the third adder 17. The output of the first adder 15 is connected to the output of the filter IIR and respectively to the first input of the second and third multipliers 13 and 14. The output of the first multiplier 12 supplies the first input of the second adder 16, the output of the second multiplier 13 supplies the second input of this adder and the output of the second delay line 19 feeds the third input of said adder 16.The output of the third multiplier 14 is connected to the second input of the third adder 17, whose output is connected to the input of the second delay line 19, while the output of the second adder 16 is connected to the input of the first delay line 18 and that the output of the latter is again connected to the second delay line. of the first adder 15. The numerical value of a first parameter b1 is present on the second input of the second multiplier 13, the numerical value of a second parameter b2 is present on the second input of the third multiplier 14 and the value + 2 or - 2 is present on the second input of the first multiplier 12.

Le filtre IIR modifié de la figure 6 est constitué par les mêmes composants que le filtre IIR de la figure 5, à l'exception du troisième additionneur 17 qui a été remplacé par un organe différenciateur 20. Ici également toutes les liaisons sont des liaisons par bus de transmissions de données, qui sont toutes représentées par des liaisons à un conducteur, pour la même raison que celle indiquée pour la figure 5. The modified IIR filter of FIG. 6 is constituted by the same components as the IIR filter of FIG. 5, with the exception of the third adder 17 which has been replaced by a differentiating member 20. Here also all the links are links by data transmission bus, all of which are represented by links to a conductor, for the same reason as shown in FIG. 5.

Sur la figure 6, l'entrée du filtre IIR est reliée à la première entrée du premier additionneur 15 et du premier multiplicateur 12. La sortie du troisième multiplicateur 14 est raccordée à la sortie du filtre IIR, à la première entrée du second multiplicateur 13 et à l'entrée plus du circuit différenciateur 20. La sortie du premier additionneur 15 alimente la première entrée du troisième multiplicateur 14, la sortie du circuit différenciateur 20 alimente l'entrée de la seconde ligne à retard 19, la sor
Lie du second additionneur 16 alimente l'entrée de la première ligne à retard 18 et sa sortie alimente aussi bien la seconde entrée du premier additionneur 15 que l'entrée moins du circuit différenciateur 20.La sortie du premier multiplicateur 12 est reliée à la première entrée du second additionneur 16 et la sortie du second multiplicateur 13 est reliée à la seconde entrée du second additionneur 16. Cette fois la valeur numérique d'un premier coefficient p est présente sur la seconde entrée du second multiplicateur 13, la valeur numérique d'un second coefficient a est présente sur la seconde entrée du troisième multiplicateur 14 et la valeur numérique du troisième paramètre c, qui possède les mêmes valeurs que pour le filtre IIR de la figure 5, est pré- sente sur la seconde entrée du premier multiplicateur 12.In FIG. 6, the input of the filter IIR is connected to the first input of the first adder 15 and the first multiplier 12. The output of the third multiplier 14 is connected to the output of the filter IIR, at the first input of the second multiplier 13 and at the input plus of the differentiator circuit 20. The output of the first adder 15 feeds the first input of the third multiplier 14, the output of the differentiator circuit 20 feeds the input of the second delay line 19, the output
Lie of the second adder 16 supplies the input of the first delay line 18 and its output supplies both the second input of the first adder 15 and the minus input of the differentiator circuit 20. The output of the first multiplier 12 is connected to the first input of the second adder 16 and the output of the second multiplier 13 is connected to the second input of the second adder 16. This time the numerical value of a first coefficient p is present on the second input of the second multiplier 13, the digital value of a second coefficient a is present on the second input of the third multiplier 14 and the numerical value of the third parameter c, which has the same values as for the filter IIR of Figure 5, is present on the second input of the first multiplier 12 .

Le filtre FIR connu en soi de la figure 7 est constitué par -n lignes à retard supplémentaires 211, 212, 213,..., 21n, qui sont branchées en cascade dans l'ordre indiqué et forme ment par conséquent par exemple un registre à décalage à n étages, -(n+l) multiplicateurs supplémentaires 220, 221, 222, 223, 1
..., 22n comportant chacun deux entrées, et -un additionneur supplémentaire 23 comportant (n+l) entrées.The FIR filter known per se of FIG. 7 is constituted by additional delay lines 211, 212, 213,..., 21n, which are connected in cascade in the order indicated and therefore form, for example, a register n-stage shift, - (n + 1) additional multipliers 220, 221, 222, 223, 1
..., 22n each having two inputs, and an additional adder 23 having (n + 1) inputs.

Ici également toutes les liaisons sont des liaisons par bus de transmission de données, qui sont toutes représentées sous la forme de liaisons à un conducteur pour la même raison que celle indiquée pour les figures 5 et 6. Here also all the links are data bus links, all of which are shown as one-conductor links for the same reason as shown in FIGS. 5 and 6.

Sur la figure 7 l'entrée du filtre FIR est reliée à l'entrée de la première ligne à retard supplémentaire 211 et à la première entrée du second multiplicateur 220. La sortie de chacune des n lignes à retard 211, 212, 213,...21n est reliée à la première entrée des différents multiplicateurs associés 221, 222, 223, ... 22n Les sorties de ensemble des (n+l) multiplicateurs 220, 221, 222,...22n alimentent respectivement l'une des (n+l) entrées de l'additionneur supplémentaire 23, dont la sortie forme pour sa part la sortie du filtre FIR.Les valeurs numériques des différents coefficients supplémentaires aO, al, a2,a3, ... ,an sont présentes sur les secondes entrées des différents multiplicateurs 220, 22 222, 223,...22n. In FIG. 7 the input of the FIR filter is connected to the input of the first additional delay line 211 and to the first input of the second multiplier 220. The output of each of the n delay lines 211, 212, 213,. ..21n is connected to the first input of the various associated multipliers 221, 222, 223, ... 22n The outputs of the set of (n + 1) multipliers 220, 221, 222, ... 22n respectively feed one of the (n + 1) inputs of the additional adder 23, the output of which forms the output of the FIR filter. The numerical values of the various additional coefficients a0, a1, a2, a3, ..., an are present on the second inputs of the different multipliers 220, 22 222, 223, ... 22n.

Les courbes caractéristiques représentées sur les figures 8 et 11 sont identiques et représentent la courbe caractéristique de transfert du montage en cascade des deux filtres IIR 7 et 8. Ces courbes caractéristiques sont portées en fonction de la fréquence f. Elles sont périodiques avec une période égale à f52/2 et possèdent des points d'annulation au niveau de tous les multiples entiers de la demi-fréquence du troisième signal de cadence CL2, c'est-à- dire pour tous les multiples entiers de fs2/2. La-fréquence de n'importe quel maximum de ces courbes caractéristiques, par exemple la fréquence (3/4)fs2, est égale à la fréquence porteuse f T du signal à transmettre. The characteristic curves represented in FIGS. 8 and 11 are identical and represent the transfer characteristic curve of the cascade mounting of the two IIR filters 7 and 8. These characteristic curves are plotted as a function of the frequency f. They are periodic with a period equal to f52 / 2 and have cancellation points at all integer multiples of the half frequency of the third clock signal CL2, i.e. for all integer multiples of fs2 / 2. The frequency of any maximum of these characteristic curves, for example the frequency (3/4) fs2, is equal to the carrier frequency f T of the signal to be transmitted.

La courbe caractéristique de transmission d'un filtre FIR représentée sur la figure 9 en fonction de la fréquence f est également périodique avec une période égale cette fois à f51 et possède pendant la première période, lorsque dans le cas de l'exemple ci-dessus on choisit (3/4)fs2 égale à fT' des points d'annulation simples pour les fréquences (1/3)fT, (5/3) (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3) et (15/3)fT. On a alors n = 3 et fs1 = (16/3)fT. The transmission characteristic curve of an FIR filter shown in FIG. 9 as a function of the frequency f is also periodic with a period equal to f51 and possesses during the first period, when in the case of the example above we choose (3/4) fs2 equal to fT 'simple cancellation points for the frequencies (1/3) fT, (5/3) (7/3) fT, (9/3) fT, (11 / 3) and (15/3) fT. We then have n = 3 and fs1 = (16/3) fT.

La courbe caractéristique de transfert d'un autre filtre FIR, représentée sur la figure 12 en fonction de la fréquence f, est également périodique avec une période égale à fsl et possède pendant la première période des points d'annulation doubles pour les fréquences(l/3)fT et (23/3)fT, des points d'nnulation simples pour les fréquences (5/3)fT' (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3)fT, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fT et (19/3)fT, ainsi que d'autres points d'annulation simples à proximité de (5/3)fT, (9/3)fT,(15/3)fT et(l9/3)fT. On a alors n = 8 et f51 = (24/3)fT. The transfer characteristic curve of another FIR filter, shown in FIG. 12 as a function of the frequency f, is also periodic with a period equal to fs1 and has, during the first period, double cancellation points for the frequencies (FIG. / 3) fT and (23/3) fT, simple nodes for the frequencies (5/3) fT '(7/3) fT, (9/3) fT, (11/3) fT, ( 13/3) fT, (15/3) fT, (17/3) fT and (19/3) fT, as well as other simple cancellation points in the vicinity of (5/3) fT, (9 / 3) fT, (15/3) fT and (19/3) fT. We then have n = 8 and f51 = (24/3) fT.

Les courbes caractéristiques représentées sur les figures 10 et 13 sont identiques et reproduisent la courbe caractéristique de transfert du filtre amont 1 en fonction de la fréquence f. Ces courbes caractéristiques possèdent un maximum pour la fréquence porteuse f T et représentent un filtre passe-bande qui affaiblit très fortement la tension du réseau possédant la fréquence de réseau 50 Hz en Europe ou 60 Hz aux U.S.A. The characteristic curves shown in FIGS. 10 and 13 are identical and reproduce the transfer characteristic curve of the upstream filter 1 as a function of the frequency f. These characteristic curves have a maximum for the carrier frequency f T and represent a bandpass filter which strongly weakens the voltage of the network having the mains frequency 50 Hz in Europe or 60 Hz at the U.S.A.

Les circuits des figures 5, 6 et 7, qui exécutent assurément uniquement des additions, des soustractions, des multiplications et des retards, peuvent être réalisés à l'aide d'un micro-calculateur. Dans ce cas le microcalculateur de décodage de télégrammes, qui est souvent déjà présent dans un récepteur de télécommande centralisée, peut être utilisé conjointement à cet effet. Afin d'accélérer les opérations de calcul, dans le cas de l'utilisation d'un microcalculateur, il faut utiliser pour les coefficients α et p de préférence des nombres binaires possédant un nom bre aussi réduit que possible de termes différents de zéro et représentant les différents bits. The circuits of Figures 5, 6 and 7, which certainly perform only additions, subtractions, multiplications and delays, can be achieved using a microcomputer. In this case the telegram decoding microcomputer, which is often already present in a centralized remote control receiver, can be used together for this purpose. In order to accelerate the calculation operations, in the case of the use of a microcomputer, it is necessary to use for the coefficients α and p preferably binary numbers having as few names as possible of nonzero terms and representing the different bits.

Le schéma du filtre de désaccord de la figure 14 est constitué par un montage en cascade de deux filtres IIR modifiés du second ordre 7 et 8 dont le schéma est représenté sur la figure 6. Ces deux filtres IIR 7 et 8 modifiés se différencient seulement par le fait que dans le cas du filtre 7 situé en amont une valeur - 2 est appliquée à la seconde entrée du premier multiplicateur 12 et d'autre par unevaleur + p est appliquée à la seconde entrée du second multiplicateur 13, tandis que dans le cas du filtre
IIR situé en aval, des valeurs + 2 et - p sont appliquées à ces entrées. L'entrée du montage en cascade fonctionne à la fréquence d'exploration fs2. The diagram of the detuning filter of FIG. 14 consists of a cascaded mounting of two second-order modified IIR filters 7 and 8, the diagram of which is shown in FIG. 6. These two modified IIR filters 7 and 8 are differentiated only by the fact that in the case of the filter 7 located upstream a value - 2 is applied to the second input of the first multiplier 12 and other by a value + p is applied to the second input of the second multiplier 13, whereas in the case filter
IIR located downstream, values + 2 and - p are applied to these inputs. The cascade mount input operates at the fs2 crawl frequency.

L'ensemble de la courbe caractéristique de transfert du filtre conformément à la figure 15 possède, en fonction de la fréquence f, une série de bandes passantes pour des fréquences qui sont égales à un multiple de
Cependant ces bandes passantes sont toutes très fortement affaiblies, en-dehors de-celles présentes pour fT. La bande passante soumise à l'affaiblissement directement plus faible, pour (13/3)fT est déjà affaiblie de - 30 dB supplémentaires.The set of the transfer characteristic curve of the filter according to FIG. 15 has, as a function of the frequency f, a series of bandwidths for frequencies which are equal to a multiple of
However, these bandwidths are all greatly weakened, apart from those present for fT. The bandwidth subjected to the weaker weakening for (13/3) fT is already weakened by an additional - 30 dB.

La courbe caractéristique conforme à la figure 16 possède, en fonction de la fréquence f, également une série de bandes passantes en forme d'aiguilles pour des fréquences qui sont égales à un multiple de (fT/3). Cependant ces bandes passantes sont toutes ici également très fortement affaiblies en-dehors situées de celle présente pour La La La bande passante soumise à un affaiblissement immédia- tement inférieur, pour(21/3)fT est affaiblie déjà de façon supplémentaire de - 35 dB. The characteristic curve according to FIG. 16 has, as a function of frequency f, also a series of needle-shaped bandwidths for frequencies which are equal to a multiple of (fT / 3). However these bandwidths are all here also strongly weakened outside of that present for La La The bandwidth subjected to an attenuation immediately inferior, for (21/3) fT is already weakened of an additional way of - 35 dB .

Description du fonctionnement
Un signal d'entrée est tout d'abord filtré grossièrement, d'une façon connue en soi, afin de limiter la largeur de bande dans le filtre amont ou premier filtre 1 du filtre passe-bande. Mais en second lieu le filtre amont assure un affaiblissement suffisant de l'onde de base du réseau et des harmoniques supérieurs. Cet affaiblissement est nécessaire afin que l'amplitude de la fréquence porteuse puisse être également résolue à environ 0,1 % par rapport à l'amplitude du réseau, à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique bon marché pour lequel le nombre de bits est limité. Le signal reçu ayant subi ainsi un premier filtrage est ensuite exploré d'une manière connue en soi dans le circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2 (voir figure 1) à la fréquence d'exploration f50. Description of operation
An input signal is first coarsely filtered, in a manner known per se, in order to limit the bandwidth in the upstream filter or first filter 1 of the bandpass filter. But secondly, the upstream filter ensures sufficient attenuation of the base wave of the network and higher harmonics. This attenuation is necessary so that the amplitude of the carrier frequency can also be solved at about 0.1% with respect to the amplitude of the grating, by means of an inexpensive analog / digital converter for which the number of bits is limited. The received signal having thus undergone first filtering is then explored in a manner known per se in the "sampling and holding" circuit 2 (see FIG. 1) at the scanning frequency f50.

Les valeurs de l'exploration sont ensuite transformées dans le convertisseur analogique/numérique 3 en valeurs numériques d'une manière également connue en soi. The values of the exploration are then transformed in the analog / digital converter 3 into digital values in a manner also known per se.

Les deux filtres IIR 7 et 8 branchés en cascade (voir les figures 2 à 4) forment le filtre numérique proprement dit, tandis que le détecteur d'enveloppe 9 démodule ensuite son signal de sortie et le transforme en retour en un télégramme d'impulsions binaires pur non modulé, en vue d'une exploitation ultérieure non représentée. Les deux filtres IIR 7 et 8 sont par exemple des filtres du deuxième ordre et fonctionnent sous l'action du troisième signal de cadence CL2. Le circuit d'un filtre lIR du second ordre est connu en soi et est reproduit sur la figure 5 uniquement, pour être complet, sous ce qu'on appelle la première forme canonique. Le filtre second ordre est caractérisé par les paramètres bl et b2. Les fréquences de résonance des deux filtres IIR 7 et 8 sont légèrement décalées l'une par rapport à l'autre en vue de réaliser un filtre de désaccord, de sorte que la courbe caractéristique de transfert possédant plutôt la forme d'une cloche des deux filtres IIR 7 et 8 est transformée, de façon connue en soi, dans le cas du montage en cascade, en une courbe caractéristique de transfert plus rectangulaire. The two cascaded IIR filters 7 and 8 (see FIGS. 2 to 4) form the digital filter itself, whereas the envelope detector 9 then demodulates its output signal and transforms it back into a pulse telegram. binary pure unmodulated, for later exploitation not shown. The two IIR filters 7 and 8 are for example second-order filters and operate under the action of the third clock signal CL2. The circuit of a second-order IR filter is known per se and is reproduced in FIG. 5 only, to be complete, under what is called the first canonical form. The second order filter is characterized by the parameters bl and b2. The resonant frequencies of the two IIR filters 7 and 8 are slightly offset relative to each other in order to provide a detuning filter, so that the transfer characteristic curve rather having the shape of a bell of the two IIR filters 7 and 8 is transformed, in a manner known per se, in the case of cascade mounting into a more rectangular transfer characteristic curve.

La valeur du paramètre b2, dont la valeur est inférieure à 1, est voisine de - 1 pour les facteurs de qualité élevés devant être obtenus. On par conséquent, avec (0 < α < < 1)
b2 = -1 +α et l'on écrit bl en utilisant un nouveau paramètre p
bl =
Les filtres IIR 7 et 8 possèdent alors une structure conforme à la figure 6 et le filtre de désaccord possède une structure conforme à la figure 14.The value of parameter b2, whose value is less than 1, is close to -1 for the high quality factors to be obtained. Therefore, with (0 <α<<1)
b2 = -1 + α and we write bl using a new parameter p
bl =
IIR filters 7 and 8 then have a structure according to Figure 6 and the mismatch filter has a structure according to Figure 14.

Dans la première variante conforme à la figure 2, la fréquence de traitement fs2 du filtre de désaccord numérique est réglée sur la fréquence porteuse maximale intervenant fut maux fs2 #2.fT,max
La solution conforme à cette variante présente comme avantage de présenter une faible dépense d'appareillage, mais possède comme inconvénient le fait que les paramètres bl et b2 ou les coefficients α et p dépendent non seulement de la largeur de bande désirée, mais également de la fréquence fT.In the first variant according to FIG. 2, the processing frequency fs2 of the digital detuning filter is set to the maximum carrier frequency intervening, which was fs2 # 2.fT, max
The solution according to this variant has the advantage of having a low equipment cost, but has the disadvantage that the parameters b1 and b2 or the coefficients α and p depend not only on the desired bandwidth, but also on the frequency fT.

Dans la seconde et dans la troisième variantes,la fréquence de traitement est réglée sur la fréquence porteuse fT, de telle sorte que le rapport~fs2/fT est fixé indépendamment de fT. Dans ces variantes, en amont du filtre de désaccord, c'est-à-dire du montage en cascade des deux filtres IIR,se trouve encore branché un autre filtre qui fonctionne sous l'action du second signal de cadence
CL1 possédant une fréquence de traitement fsl. In the second and third variants, the processing frequency is set to the carrier frequency fT, so that the ratio fs2 / fT is set independently of fT. In these variants, upstream of the detuning filter, that is to say the cascading of the two IIR filters, is still connected another filter which operates under the action of the second cadence signal
CL1 having a fs1 processing frequency.

Dans la seconde variante conforme à la figure 3, le filtre supplémentaire est un filtre IIR, dont la fréquence d'exploration fsl est choisie égale à un multiple entier de la fréquence porteuse fT. La courbe caractéristique de transfert associée au filtre supplémentaire est à nouveau périodique, mais cette fois avec une période égale à sl Si fsl est suffisamment élevée, la seconde bande passante du filtre 10 tombe dans une plage de fréquences qui est suffisamment élevée pour qu'elle présente un faible intérêt pour la transmission, ou bien le filtre amont analogique assure un affaiblissement suffisant.Dans une forme de réalisation préférée, fslest le quadruple de la fréquence porteuse f T et fs2 = 4/3fT, étant donné que dans ce cas lesdits paramètres aussi bien du nouveau filtre IIR supplémenta ire 10 que du filtre de désaccord prennent des valeurs particulièrement simples et qu'il n'existe aucun problème d'interpolation. In the second variant according to FIG. 3, the additional filter is an IIR filter whose scanning frequency fs1 is chosen equal to an integer multiple of the carrier frequency fT. The transfer characteristic curve associated with the additional filter is again periodic, but this time with a period equal to sl If fs1 is sufficiently high, the second bandwidth of the filter 10 falls within a frequency range which is sufficiently high that it has a low interest in transmission, or the analog upstream filter provides sufficient attenuation. In a preferred embodiment, fs1 is the quadruple of the carrier frequency f T and fs2 = 4 / 3fT, since in this case said parameters both the new additional IIR filter 10 and the disagreement filter take particularly simple values and there is no interpolation problem.

Dans la troisième variante, qui est représentée sur la figure 4, le filtre supplémentaire 10 est un filtre FIR, dont la fréquence d'exploitation f51 est, afin d'éviter des problèmes d'interpolation, un multiple entier N de la fréquence d'exploration f52 du filtre IIR. On a par conséquent : fs1 ~ N.fS2. La fréquence d'exploration f est dérivée,à l'aide du diviseur de fréquence 11 et en synchronisme avec la division de fréquence, de la fréquence d'exploration fsl du second signal de cadence CL1. Le schéma du filtre FIR est connu en soi et est reproduit sur la figure 7. In the third variant, which is represented in FIG. 4, the additional filter 10 is a FIR filter whose operating frequency f 51 is, in order to avoid interpolation problems, an integer multiple N of the frequency of f52 exploration of the IIR filter. We have therefore: fs1 ~ N.fS2. The scanning frequency f is derived, by means of the frequency divider 11 and in synchronism with the frequency division, from the scanning frequency fs1 of the second clock signal CL1. The FIR filter scheme is known per se and is reproduced in FIG.

Le filtre FIR a pour but de produire des pales d'affaiblissement aux emplacements critiques de la réponse à l'amplitude des filtres de désaccord. Etant donné qu' il est lui-même également périodique, il faut veiller à ce que les bandes passantes supérieures de l'ensemble de la séquence du filtre viennent se situer à des fréquences où les harmoniques du réseau sont faibles et où l'affaiblissement par le filtre amont seul suffit et pour lesquelles il nty a plus à s'attendre à aucune fréquence étrangère de télécommande centralisée.The purpose of the FIR filter is to produce attenuation blades at the critical locations of the response to the amplitude of the detuning filters. Since it is itself also periodic, it must be ensured that the upper bandwidths of the entire filter sequence are located at frequencies where the harmonics of the network are low and the attenuation by the upstream filter alone suffices and for which it no longer has to expect any foreign centralized remote control frequency.

C'est pourquoi, pour des questions de vitesse du microprocesseur, le filtre FIR peut être conçu d'une autre manière pour les fréquences de télécommande centralisee"supérieures" que pour les fréquences de télécommande centralisée "infé rieures". Le filtre FIR possède autant de coefficients aO, al, a2, ... an qu'il est nécessaire d'avoir de points d'annulation plus un ou en d'autres termes, le filtre FIR peut posséder n positions d'annulation, si n est l'indice i maximum des autres coefficients a i = a0 al, a2, ..., an, avec n 2 N-l.Therefore, for microprocessor speed issues, the FIR filter may be designed in another way for "higher" centralized remote control frequencies than for "lower" centralized remote control frequencies. The FIR filter has as many coefficients aO, al, a2, ... an that it is necessary to have cancellation points plus one or in other words, the FIR filter can have n cancellation positions, if n is the index i maximum of the other coefficients ai = a0 al, a2, ..., an, with n 2 Nl.

La fonction de transfert d'un filtre
FIR possédant une réponse de phase linéaire est comme cela est connu. la suivante

The transfer function of a filter
FIR having a linear phase response is as is known. the next one

ai.cos(i#) avec # = (f/fsl).27r (3)
Pour les valeurs fk de la fréquence f, pour lesquelles le filgre FIR doit posséder des points d'annulation, on annule la relation (3) de sorte qu'avec par exemple n = 3, on obtient les équations suivantes

ai.cos(2 # ifk/fs1) = 0, avec k = 1, 2, 3
De même dans le cas d'une valeur déterminée de f, par exemple pour f = fT, on rend l'équation (3) égale à une constante D, la constante D possédant une valeur quelconque et étant choisie égale à 2 pour les raisons de simplicité de calcul.Ceci fournit une quatrième relation

ai .cos (2#ifT/fs1) = D -= 2
On obtient par conséquent un système d'équations formées par (n+l) = 4 équations à (n+l) = 4 inconnues aO, al, a2 et a3.ai.cos (i #) with # = (f / fsl) .27r (3)
For the values fk of the frequency f, for which the FIR filament must have points of cancellation, we cancel the relation (3) so that with for example n = 3, we obtain the following equations

ai.cos (2 # ifk / fs1) = 0, with k = 1, 2, 3
Similarly, in the case of a determined value of f, for example f = fT, equation (3) is equal to a constant D, the constant D having any value and being chosen equal to 2 for the reasons simplicity of calculation.This provides a fourth relationship

ai .cos (2 # ifT / fs1) = D - = 2
We thus obtain a system of equations formed by (n + 1) = 4 equations with (n + 1) = 4 unknowns aO, al, a2 and a3.

Dans le premier exemple représenté sur les figures 8, 9 et 10, on a N = 4 et n = 3. Un maximum de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR (voir figure 9) se situe à proximité de f = fT. Les n = 3 points d'annulation sont situés à (fT/3), 5(fT/3) et 7(fT/3). Etant donné que la courbe caractéristique de transfert du filtre
FIR est symétrique par rapport à la fréquence fs1/2, il existe encore d'autres points d'annulation en-dehors des trois points d'annulation déjà mentionnés ; on s'intéresse essentiellement aux points d'annulation immédiatement suivants situés à(9/3fT) t (11/3)fT.Le montage en cascade de ce filtre FIR 10 avec les filtres de désaccord IIR 7 et 8 four nit, pendant la première période et jusqu'à fsl = 16/3fT, une bande passante pour f T et seulement à nouveau une bande passante pour 13/3fT (voir la figure 15). Le filtre confor mément à ce premier exemple convient très bien pour des fréquences porteuses f T > / 200 Hz étant donné que dans ce cas la seconde bande passante se situe au moins à 13(fT/3) = 13(200/3) Hz ~ 870 Hz et que seul un plus grand nombre de signaux parasites, dont les fréquences sont au moins de l'ordre de 870 Hz, peuvent devenir actifs en tant qu'éléments perturbateurs.L'ensemble du filtre de la figure 15 possède d'autres bandes passantes pour des signaux parasites, dans les périodes plus élevées, par exemple pour (19/3)fT et pour (29/3)fT dans la seconde période. Les signaux parasites associés doivent être déjà préalablement suffisamment affaiblis par le filtre amont 1 seul (voir figure 10) pour qu'ils soient inactifs à la sortie de l'ensemble du filtre. En outre le filtre amont 1 affaiblit encore très fortement, comme cela a déjà été mentionné, le signal de la tension du roseau possédant la fréquence fN.In the first example shown in FIGS. 8, 9 and 10, there is N = 4 and n = 3. A maximum of the transfer characteristic curve of the FIR filter (see FIG. 9) lies in the vicinity of f = fT. The n = 3 cancellation points are located at (fT / 3), 5 (fT / 3) and 7 (fT / 3). Since the transfer characteristic curve of the filter
FIR is symmetric with respect to the frequency fs1 / 2, there are still other cancellation points outside the three cancellation points already mentioned; we are mainly interested in the following immediate cancellation points located at (9 / 3fT) t (11/3) fT.The cascading of this FIR 10 filter with the IIR 7 and 8 disagreement filters furnishes, during the first period and up to fsl = 16 / 3fT, a bandwidth for f T and only again a bandwidth for 13 / 3fT (see Figure 15). The filter according to this first example is very suitable for carrier frequencies f T> / 200 Hz since in this case the second bandwidth is at least 13 (fT / 3) = 13 (200/3) Hz ~ 870 Hz and that only a greater number of spurious signals, whose frequencies are at least of the order of 870 Hz, can become active as disruptive elements.The entire filter of Figure 15 has other bandwidths for spurious signals, in the higher periods, for example for (19/3) fT and for (29/3) fT in the second period. The associated parasitic signals must already be sufficiently weakened beforehand by the upstream filter 1 alone (see FIG. 10) so that they are inactive at the output of the entire filter. In addition, the upstream filter 1 weakens very strongly, as already mentioned, the signal of the reed voltage having the frequency fN.

Dans un second exemple représenté sur les figures 11, 12 et 13, on a N = 6 et n = 8. Un maximum de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR (voir figure 12) se situe à noveau à proximité de fT. On choisit les n = 8 points d'annulation comme suit : deux points d'annulation (c'est-à-dìre un point d'annulation double) pour (fT/3), un point d'annulation pour 5(fT/3), 7(fT/3)' 9(fT/3) et ll(fT/3), ainsi qu'un point d'annulation à proximité de 5(fT/3) et à proximité de
Chaque période de la courbe caractéristique de transfert est à nouveau symétrique par rapport à sa fréquence moyenne de sorte qu'il existe dans la première période n = 8 points d'annulation supplémentaires, à savoir un point d'annulation double pour (24/3)fT - (1/3)fT = (23/3)fT' un point d'annulation simple pour (24/3)fT (5/3)fT = (19/3)fT, (24/3)fT - (7/3)fT = (17/3)fT, (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT et (24J3)fT - (11/3)fT = (13/3)fT ainsi qu'un point d'annulation simple à proximité de (24/3)fT - (5/3)fT = (19/3)fT et à proximité de (24/3)fT - (9/3)fT = < 15/3)fT, avec f51 = N.fs2 = 6.fs2 = 6.(4/3).fT = (24/3)fT. In a second example shown in FIGS. 11, 12 and 13, N = 6 and n = 8. A maximum of the transfer characteristic curve of the FIR filter (see FIG. 12) is located again near fT. The n = 8 points of cancellation are chosen as follows: two points of cancellation (that is, a double point of cancellation) for (fT / 3), a point of cancellation for 5 (fT / 3), 7 (fT / 3) 9 (fT / 3) and 11 (fT / 3), as well as a cancellation point close to 5 (fT / 3) and close to
Each period of the transfer characteristic curve is again symmetrical with respect to its average frequency so that there exists in the first period n = 8 additional cancellation points, namely a double cancellation point for (24/3 ) fT - (1/3) fT = (23/3) fT 'a single cancellation point for (24/3) fT (5/3) fT = (19/3) fT, (24/3) fT - (7/3) fT = (17/3) fT, (24/3) fT - (9/3) fT = (15/3) fT and (24J3) fT - (11/3) fT = (13) / 3) fT and a single point of cancellation in the vicinity of (24/3) fT - (5/3) fT = (19/3) fT and close to (24/3) fT - (9 / 3) fT = <15/3) fT, with f51 = N.fs2 = 6.fs2 = 6. (4/3) .fT = (24/3) fT.

Le montage en cascade de ce filtre FIR avec les filtres de désaccord IIR fournit, pendant la pre mière période, jusqu'à fsl = (24/3)fT, une bande passante pour f T et pour 7fT (voir figure 16). Grâce au choix d'une valeur relativement élevée pour N (à savoir N = 6), le filtre conforme à ce second exemple convient particulièrement bien pour des fréquences porteuses f T < 200 Hz, étant donne que dans ce cas la seconde bande passante se situe au moins à 21(fT/3) = 21(100/3) Hz # 700 Hz, avec fT,min # 100Hz, et seulement un plus grand nombre de signaux parasites, dont les fréquences sont situées au moins à l'ordre de grandeur de 700 Hz, peuvent devenir actifs en tant qu'éléments perturbateurs. On a placé un point d'annulation double en fT/3 afin d'affaiblir particulièrement fortement le signal de tension du réseau possédant la fréquence fN. Ici également l'ensemble du filtre comporte d'autres bandes passantes pour des signaux parasites dans les périodes supérieures, par exemple pour (24/3)fT + (3/3)fT= (27/3)fT (voir. figure 16) et pour (24/3)fT + (21/3)fT = (45/3)fT dans la seconde période. Ici également d'éventuels signaux parasites associés aux bandes passantes pour les signaux parasites -do i- vent être affaiblis préalablement par le filtre amont 1 (voir figure 13). The cascading of this FIR filter with the IIR mismatch filters provides, during the first period, up to fs1 = (24/3) fT, a bandwidth for f T and for 7fT (see Figure 16). By choosing a relatively high value for N (namely N = 6), the filter according to this second example is particularly suitable for carrier frequencies f T <200 Hz, since in this case the second bandwidth is is at least 21 (fT / 3) = 21 (100/3) Hz # 700 Hz, with fT, min # 100Hz, and only a greater number of spurious signals, whose frequencies are at least in the order 700 Hz, can become active as disruptive elements. A double cancellation point was set in fT / 3 to particularly weaken the voltage signal of the network having the frequency fN. Here again the whole filter has other bandwidths for parasitic signals in the higher periods, for example for (24/3) fT + (3/3) fT = (27/3) fT (see figure 16 ) and for (24/3) fT + (21/3) fT = (45/3) fT in the second period. Here too, any parasitic signals associated with the bandwidths for the interfering signals must be weakened beforehand by the upstream filter 1 (see FIG. 13).

Claims

REVENDICATIONS

1. Filtre passe-bande servant à la réception d'un signal acoustique transmis par l'intermédiaire d'un réseau d'alimentation en énergie électrique et constitué par, en série, un filtre amont qui contient au moins un filtre passe-bas, un circuit "d'échantillonnage et de maintien", un convertisseur analogique/ numérique et un filtre numérique, caractérisé en ce que le filtre amont (1) contient en outre, monté en cascade avec le filtre passe-bas(la) un filtre passe-bande (lb) dont la courbe caractéristique de transfert en fonction de la fréquence possède des flanc raides, que le convertisseur analogique/numérique (3) est un convertisseur à 8 bits, que le filtre numérique (4) est constitué par un montage en cascade de plusieurs filtres partiels (7, 8, 10) et qu'un détecteur d'enveloppe (9) est branché en aval du filtre numérique (4). 1. Band-pass filter for receiving an acoustic signal transmitted through an electrical energy supply network and comprising, in series, an upstream filter which contains at least one low-pass filter, a "sampling and holding" circuit, an analog / digital converter and a digital filter, characterized in that the upstream filter (1) furthermore contains, in cascade with the low-pass filter (1a), a pass filter -bande (lb) whose characteristic curve of transfer according to the frequency has steep flanks, that the analog / digital converter (3) is an 8-bit converter, the digital filter (4) is constituted by a mounting in cascading several partial filters (7, 8, 10) and an envelope detector (9) is connected downstream of the digital filter (4).

2. Filtre passe-bande selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre numérique (4) contient au moins deux filtresIIR (7, 8) possédant des constitutions identiques et désaccordés l'un par rapport à l'autre, en tant que filtres partiels, que les filtres IIR (7, 8) sont du second ordre et que leurs fonctions de transfert sont fonction de deux coefficients (Oc ,p), parmi lesquels le premier coefficient (p) possède pour le premier filtre IIR une valeur égale à moins la valeur absolue (- p) et pour le second filtre IIR une valeur égale à la valeur absolue (p) du premier coefficient (p). Band-pass filter according to Claim 1, characterized in that the digital filter (4) contains at least two IIR filters (7, 8) having identical constitutions which are detuned from one another as partial filters, that the IIR filters (7, 8) are of the second order and that their transfer functions are a function of two coefficients (Oc, p), among which the first coefficient (p) has for the first IIR filter an equal value at least the absolute value (- p) and for the second filter IIR a value equal to the absolute value (p) of the first coefficient (p).

3. Filtre passe-bande selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8) est fixée indépendamment de la fréquence (fT) porteuse de sorte que la fréquence porteuse (ft) et la pente du filtre sont contenues uniquement dans les deux coefficients (t, p). Bandpass filter according to claim 2, characterized in that the scanning frequency (fs2) of the two IIR filters (7, 8) is set independently of the carrier frequency (fT) so that the carrier frequency (f ) and the slope of the filter are contained only in the two coefficients (t, p).

4. Filtre à passe-bande selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8) est égale à (a/b.fT, fT étant la fréquence du signal de porteuse modulée devant être transmiseet a et b possèdent uniquement des valeurs entières avec a > b, et qu'en amont des deux filtres IIR (7, 8) est monté un filtre supplémentaire (10) dont la fréquence d'exploration (f51) est supérieure à la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres récursifs (7,8). 4. Bandpass filter according to claim 2, characterized in that the scanning frequency (fs2) of the two IIR filters (7, 8) is equal to (a / b.fT, fT being the frequency of the signal of modulated carrier to be transmitted and a and b have only integer values with a> b, and upstream of the two IIR filters (7, 8) is mounted an additional filter (10) whose scanning frequency (f51) is greater than the scanning frequency (fs2) of the two recursive filters (7,8).

5. Filtre passe-bande selon la revendication 4, caractérisé en ce que le filtre supplémentaire (10) est un troisième filtre IIR et sa fréquence d'exploration (fs1) est un multiple entier de la fréquence (fT) du signal de porteuse modulée devant être transmis. Bandpass filter according to claim 4, characterized in that the additional filter (10) is a third filter IIR and its scanning frequency (fs1) is an integer multiple of the frequency (fT) of the modulated carrier signal. to be transmitted.

6. Filtre passe-bande selon la revendication 5, caractérisé en ce que le multiple est égal à quatre. 6. bandpass filter according to claim 5, characterized in that the multiple is equal to four.

7. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que le filtre supplémentaire (10) est un filtre FIR et que sa fréquence d'exploration (fsl) est un multiple entier de la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8). 7. Bandpass filter according to claim 7, characterized in that the additional filter (10) is an FIR filter and its exploration frequency (fs1) is an integer multiple of the scanning frequency (fs2) of both IIR filters (7, 8).

8. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que a = 4, b = 3 et que pendant la première période de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR, il existe des points d'annulation pour (fT/3,), 5(fT/3), 7(fT/3), 9 < fT/3)I 11(fT/3) et 15(fT/3). 8. Band-pass filter according to claim 7, characterized in that a = 4, b = 3 and that during the first period of the transfer characteristic curve of the FIR filter there are cancellation points for (fT / 3 ,), 5 (fT / 3), 7 (fT / 3), 9 <fT / 3) I 11 (fT / 3) and 15 (fT / 3).

9. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que a = 4, p = 3 et que dans la première période de la courbe caractéristique de transmission du filtre FIR, il existe des points d'annulation simples pour 5(fT/3) 7(fT/3) 9(fT/3), 11(fT/3), 13(fT/3), 15(fT/3), 17(fT/3) et 19(fT/3), des points d'annulation doubles pour (fT/3) et 23(fT/3), et des points d'annulation simples à proximité de 5(fT/3), 9(fT/3), 15(fT/3) et 19(fT/ 3) Band pass filter according to claim 7, characterized in that a = 4, p = 3 and that in the first period of the transmission characteristic curve of the FIR filter, there are simple cancellation points for 5 (fT). / 3) 7 (fT / 3) 9 (fT / 3), 11 (fT / 3), 13 (fT / 3), 15 (fT / 3), 17 (fT / 3) and 19 (fT / 3) , double cancellation points for (fT / 3) and 23 (fT / 3), and simple cancellation points close to 5 (fT / 3), 9 (fT / 3), 15 (fT / 3) ) and 19 (fT / 3)