CH662683A5 - BAND PASS FILTER FOR RECEIVING A TONE SIGNAL TRANSFERRED BY AN ELECTRICAL ENERGY SUPPLY NETWORK. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Bandpassfilter zum Empfang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals gemäss dem Oberbegriff des Anspruch 1. Die Tonsignale sind z.B. Rundsteuersignale. The invention relates to a bandpass filter for receiving a sound signal transmitted via an electrical power supply network according to the preamble of claim 1. The sound signals are e.g. Ripple control signals.

Bei Rundsteuerungs-Übertragungen handelt es sich um getastete, d.h. binär amplitudenmodulierte Trägersignale, deren Trägerfrequenz fr zwischen f-r,min = 100 Hz und f-r,max — 2000 Hz liegt. Ein übertragenes Nutzsignal wird unter anderem gestört durch die Netzfrequenzspannung, durch deren Harmonische, aber auch durch die Nutzsignale einer anderen Trägerfrequenz im gleichen oder, wegen den Netzvermaschungen, in benachbarten Energieversorgungsnetzen. Ripple control transmissions are keyed, i.e. binary amplitude-modulated carrier signals whose carrier frequency fr is between f-r, min = 100 Hz and f-r, max - 2000 Hz. A transmitted useful signal is inter alia disturbed by the mains frequency voltage, by its harmonics, but also by the useful signals of a different carrier frequency in the same or, because of the meshing, in neighboring energy supply networks.

Das Bandpassfilter muss so ausgelegt sein, dass es ohne grosse Mehrkosten sehr leicht beliebigen Trägerfrequenzen fT angepasst werden kann. Keines der bisherigen Filter ist dazu imstande. The bandpass filter must be designed in such a way that it can be easily adapted to any carrier frequencies fT without great additional costs. None of the previous filters is able to do this.

Die bisher in Rundsteuerempfängern verwendeten Filter sind zum Teil zu wenig selektiv oder aber sehr teuer. The filters previously used in ripple control receivers are sometimes not selective enough or are very expensive.

Stand der Technik State of the art

Der Aufbau und die Arbeitsweise digitaler Filter zur Verarbeitung analoger Signale ist bekannt, z.B. aus «Digitale Verarbeitung analoger Signale», Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979. The structure and mode of operation of digital filters for processing analog signals is known, e.g. from "Digital processing of analog signals", Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979.

Aufgabe und Lösung Task and solution

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit möglichst wenig Aufwand ein Bandpassfilter mit digitalem Ausgang zu erstellen, das alle wichtigen bei Übertragungen über elektrische Versorgungsnetze verwendeten Trägerfrequenzen abdeckt und dessen Übertragungskennlinie die jeweils geforderte Bandbreite und Flankensteilheit besitzt. The invention is based, with as little effort as possible, to create a bandpass filter with a digital output which covers all the important carrier frequencies used for transmissions via electrical supply networks and whose transmission characteristic has the bandwidth and steepness required in each case.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. According to the invention, this object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. An embodiment of the invention is shown in the drawing and will be described in more detail below.

Es zeigen: Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines mit Hilfe eines digitalen Filters aufgebauten Bandpassfilters, 1 is a block diagram of a bandpass filter constructed using a digital filter,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Variante eines digitalen Filters, 2 shows a block diagram of a first variant of a digital filter,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines digitalen Filters, 3 shows a block diagram of a second variant of a digital filter,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer dritten Variante eines digitalen Filters, 4 shows a block diagram of a third variant of a digital filter,

Fig. 5 ein Schaltbild eines klassischen IIR-Filters zweiter Ordnung, 5 shows a circuit diagram of a classic IIR filter of the second order,

Fig. 6 ein Schaltbild eines abgewandelten IIR-Filters zweiter Ordnung, 6 is a circuit diagram of a modified IIR filter of the second order,

Fig. 7 ein Schaltbild eines klassischen FIR-Filters, 7 is a circuit diagram of a classic FIR filter,

Fig. 8 eine Übertragungskennlinie einer Kaskadenschaltung zweier IIR-Filter zweiter Ordnung, 8 shows a transmission characteristic of a cascade connection of two second-order IIR filters,

Fig. 9 eine Übergragungskennlinie eines FIR-Filters mit einfachen Nullstellen, 9 shows a characteristic curve of a FIR filter with simple zeros,

Fig. 10 eine Übertragungskennlinie eines Vorfilters, Fig. 11 die gleiche Übertragungskennlinie wie in Fig. 8, Fig. 12 eine Übertragungskennlinie eines FIR-Filters mit Doppel-Nullstellen, 10 shows a transmission characteristic of a prefilter, FIG. 11 shows the same transmission characteristic as in FIG. 8, FIG. 12 shows a transmission characteristic of an FIR filter with double zeros,

- Fig. 13 die gleiche Übertragungskennlinie wie in Fig. 10, Fig. 14 ein Schaltbild eines Verstimmungsfilters, 13 shows the same transmission characteristic as in FIG. 10, FIG. 14 shows a circuit diagram of a detuning filter,

Fig. 15 eine erste Übertragungskennlinie der Schaltung gemäss der Figur 4 mit einem Parameter N = 4 und 15 shows a first transmission characteristic of the circuit according to FIG. 4 with a parameter N = 4 and

Fig. 16 eine zweite Übertragungskennlinie der Schaltung gemäss der Fig. 4 mit dem Parameter N = 6. 16 shows a second transmission characteristic of the circuit according to FIG. 4 with the parameter N = 6.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile. The same reference numerals designate the same parts in all figures of the drawing.

Beschreibung description

Das in der Fig. 1 dargestellte Bandpassfilter besteht in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung eines Vorfilters 1, einer «Sample/Hold»-Schaltung 2, eines Ana-log/Digital-Wandlers 3 und eines digitalen Filters 4. Die drei letzten Bauelemente besitzen je einen Takteingang, wobei die Takteingänge der «Sample/Hold»-Schaltung 2 und des Ana-log/Digital-Wandlers 3 miteinander verbunden sind und von einem ersten rechteckförmigen Taktsignal CLO der Frequenz fso The bandpass filter shown in FIG. 1 consists in the order given of the cascade connection of a pre-filter 1, a “sample / hold” circuit 2, an analog / digital converter 3 and a digital filter 4. The last three components have One clock input each, the clock inputs of the “sample / hold” circuit 2 and the analog / digital converter 3 being connected to one another and by a first rectangular clock signal CLO of the frequency fso

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

662 683 662 683

gespeist werden. Der Takteingang des digitalen Filters 4 wird von einem zweiten und/oder dritten rechteckförmigen Taktsi-gnal CL1 bzw. CL2 gespeist (siehe Figuren 2,3 und 4). Das digitale Filter 4 besitzt einen Datenbus-Eingang 5 und einen Datenbus-Ausgang 6. Der letztere ist gleichzeitig der Ausgang des gesamten in der Fig. 1 dargestellten Bandpassfilters. Drei mögliche Varianten des digitalen Filters 4 sind in den Figuren 2 bis 4 wiedergegeben. be fed. The clock input of the digital filter 4 is fed by a second and / or third rectangular clock signal CL1 or CL2 (see FIGS. 2, 3 and 4). The digital filter 4 has a data bus input 5 and a data bus output 6. The latter is simultaneously the output of the entire bandpass filter shown in FIG. 1. Three possible variants of the digital filter 4 are shown in FIGS. 2 to 4.

Das digitale Filter 4 gemäss der Fig. 2 enthält zwei Teilfilter und besteht in der angegebenen Reihenfolge aus einer mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines ersten IIR-Filters 7, eines zweiten IIR-Filters 8 und eines Um-hüllenden-Detektors 9. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 besitzen je einen Takteingang, die beide miteinander verbunden sind und den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Die Abtastfre-quenz fS2 der beiden IIR-Filter 7 und 8 ist gleich der Frequenz des diesen Takteingang speisenden dritten Taktsignals CL2. Die digitalen Filter 4 gemäss der Fig. 3 und Fig. 4 bestehen in der angegebenen Reihenfolge aus einer ebenfalls mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines weiteren Filters 10, der ersten IIR-Filters 7, des zweiten IIR-Fil-ter 8 und des Umhüllenden-Detektors 9. Diese digitalen Filter 4 sind somit gleich dem digitalen Filter 4 gemäss der Fig. 2, dem nur noch das weitere Filter 10 elektrisch vorgeschaltet ist. Das weitere Filter 10 ist zum Beispiel in der zweiten Variante gemäss der Fig. 3 ein drittes IIR-Filter und in der dritten Variante gemäss der Fig. 4 ein FIR-Filter. Die beiden Takteingänge des ersten und des zweiten IIR-Filters 7 und 8 sind auch in der Fig. 3 und der Fig. 4 miteinander verbunden und werden auch hier vom dritten Taktsignal CL2 gespeist. Sie werden jedoch in der Fig. 4 nicht von einem externen, sondern von einem vom Ausgang eines Frequenzteilers 11 gelieferten dritten Taktsignal CL2 der Frequenz fS2 gespeist, während in der Fig. 4 der Takteingang des weiteren Filters 10 und der mit diesem verbundene Eingang des Frequenzteilers 11 den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Dieser wird von dem zweiten Taktsignal CL1 gespeist, dessen Frequenz gleich der Abtastfrequenz fsi des weiteren Filters 10 ist. In der Fig. 3 stellt der Takteingang des weiteren Filters 10 dagegen einen zusätzlichen zweiten Takteingang des digitalen Filters 4 dar, der ebenfalls vom zweiten Taktsignal CL1 gespeist wird. Für die zwei Frequenzen fsi und fS2 der Taktsignale CL1 und CL2 gelten folgende Bedingungen: The digital filter 4 according to FIG. 2 contains two sub-filters and, in the order given, consists of a cascade connection of a first IIR filter 7, a second IIR filter 8 and an enveloping detector 9, which data bus connections are used. The two IIR filters 7 and 8 each have a clock input, which are both connected to one another and form the clock input of the digital filter 4. The sampling frequency fS2 of the two IIR filters 7 and 8 is equal to the frequency of the third clock signal CL2 feeding this clock input. The digital filters 4 according to FIGS. 3 and 4 consist, in the order given, of a cascade connection, also made with the aid of data bus connections, of a further filter 10, the first IIR filter 7, the second IIR filter 8 and of the envelope detector 9. These digital filters 4 are thus identical to the digital filter 4 according to FIG. 2, to which only the further filter 10 is electrically connected upstream. The further filter 10 is, for example, a third IIR filter in the second variant according to FIG. 3 and a FIR filter in the third variant according to FIG. 4. The two clock inputs of the first and second IIR filters 7 and 8 are also connected to one another in FIG. 3 and FIG. 4 and are also fed here by the third clock signal CL2. However, in FIG. 4 they are not supplied by an external, but by a third clock signal CL2 of the frequency fS2 supplied by the output of a frequency divider 11, while in FIG. 4 the clock input of the further filter 10 and the input of the frequency divider connected to it 11 form the clock input of the digital filter 4. This is fed by the second clock signal CL1, the frequency of which is equal to the sampling frequency fsi of the further filter 10. 3, on the other hand, the clock input of the further filter 10 represents an additional second clock input of the digital filter 4, which is likewise fed by the second clock signal CL1. The following conditions apply to the two frequencies fsi and fS2 of the clock signals CL1 and CL2:

fsi > fs2 und fsi = N • fs2' fsi> fs2 and fsi = N • fs2 '

wobei N einen ganzzahligen Wert besitzt. where N has an integer value.

Der Umhüllenden-Detektor 9 besteht zum Beispiel in der angegebenen Reihenfolge aus einer Kaskadenschaltung eines Gleichrichters und eines Tiefpassfilters oder eines Quadrierers und eines Tiefpassfilters. Die Tiefpassfilter sind dabei zum Beispiel IIR-Filter. The envelope detector 9 consists, for example, in the order given of a cascade connection of a rectifier and a low-pass filter or a squarer and a low-pass filter. The low-pass filters are, for example, IIR filters.

Das Vorfilter 1 ist ein preisgünstiges konventionelles passives Analogfilter, bestehend zum Beispiel aus der Kaskadenschaltung eines analogen Tiefpassfilters la und eines analogen Bandpassgliedes lb (siehe Fig. 1). The pre-filter 1 is an inexpensive conventional passive analog filter, consisting for example of the cascade connection of an analog low-pass filter la and an analog band-pass element 1b (see FIG. 1).

Die Schaltungen des Vorfilters 1 und des Umhüllenden-Detektors 9 sind an sich bekannt und werden daher weder beschrieben noch zeichnerisch dargestellt. The circuits of the prefilter 1 and the envelope detector 9 are known per se and are therefore neither described nor shown in the drawing.

Das an sich bekannte und in der Fig. 5 dargestellte klassische IIR-Filter 2. Ordnung besteht aus: The conventional IIR filter of the second order, known per se and shown in FIG. 5, consists of:

einem ersten Multiplizierer 12 mit zwei Eingängen, a first multiplier 12 with two inputs,

einem zweiten Multiplizierer 13 mit zwei Eingängen, a second multiplier 13 with two inputs,

einem dritten Multiplizierer 14 mit zwei Eingängen, a third multiplier 14 with two inputs,

einem ersten Addierer 15 mit zwei Eingängen, a first adder 15 with two inputs,

einem zweiten Addierer 16 mit drei Eingängen, a second adder 16 with three inputs,

einem dritten Addierer 17 mit zwei Eingängen, a third adder 17 with two inputs,

einem ersten Verzögerungsglied 18 und einem zweiten Verzögerungsglied 19. a first delay element 18 and a second delay element 19.

Alle Verbindungen in der Fig. 5 sind Datenbus-Verbindungen. Aus Gründen der zeichnerischen Einfachheit wurden jedoch nur Eindraht-Verbindungen dargestellt. All connections in Fig. 5 are data bus connections. For the sake of simplicity of drawing, only single-wire connections have been shown.

In der Fig. 5 ist jeweils der Eingang des IIR-Filters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15, des ersten Multiplizierers 12 und des dritten Addierers 17 verbunden. Der Ausgang des ersten Addierers 15 liegt am Ausgang des IIR-Filters und jeweils am ersten Eingang des zweiten und des dritten Multiplizierers 13 und 14. Der Ausgang des ersten Multiplizieres 12 speist den ersten, der Ausgang des zweiten Multiplizierers 13 den zweiten und der Ausgang des zweiten Verzögerungsgliedes 19 den dritten Eingang des zweiten Addierers 16. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 14 ist mit dem zweiten Eingang des dritten Addierers 17, dessen Ausganga mit dem Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 mit dem Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang des ersten Addierers 15 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 5, the input of the IIR filter is connected to the first input of the first adder 15, the first multiplier 12 and the third adder 17. The output of the first adder 15 is at the output of the IIR filter and at the first input of the second and third multipliers 13 and 14. The output of the first multiplier 12 feeds the first, the output of the second multiplier 13 the second and the output of the second delay element 19 the third input of the second adder 16. The output of the third multiplier 14 is connected to the second input of the third adder 17, the output of which is connected to the input of the second delay element 19, the output of the second adder 16 to the input of the first delay element 18 and its output in turn connected to the input of the first adder 15. At the second input of the second multiplier

13 liegt der Digitalwert eines ersten Parameters bj, am zweiten Eingang des drittes Multiplizierers 14 derjenige eines zweiten Parameters b2 und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 der Wert +2 oder -2. 13 is the digital value of a first parameter bj, that of a second parameter b2 at the second input of the third multiplier 14 and the value +2 or -2 at the second input of the first multiplier 12.

Das abgewandelte IIR-Filter gemäss der Fig. 6 besteht aus den gleichen Bauelementen wie das IIR-Filter der Fig. 5 mit Ausnahme des dritten Addierers 17, der durch ein Differenzglied 20 ersetzt wurde. Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen, die alle aus dem gleichen Grund wie in der Fig. 5 als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind. The modified IIR filter according to FIG. 6 consists of the same components as the IIR filter of FIG. 5 with the exception of the third adder 17, which has been replaced by a differential element 20. Again, all connections are data bus connections, all of which are shown as single-wire connections for the same reason as in FIG. 5.

In der Fig. 6 ist jeweils der Eingang des IIR-Filters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15 und des ersten Multiplizierers 12 verbunden. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 6, the input of the IIR filter is connected to the first input of the first adder 15 and the first multiplier 12. The output of the third multiplier

14 liegt am Ausgang des IIR-Filters, am ersten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 und am Plus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Addierers 15 speist den ersten Eingang des dritten Multiplizierers 14, der Ausgang des Differenzgliedes 20 den Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 den Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang sowohl den zweiten Eingang des ersten Addierers 15 als auch den Minus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Multiplizierers 12 ist mit dem ersten Eingang, derjenige des zweiten Multiplizierers 13 mit dem zweiten Eingang und derjenige des zweiten Addierers 16 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 liegt diesmal der Digitalwert eines ersten Koeffizienten p, am zweiten Eingang des dritten Multiplizierers 14 derjenige eines zweiten Koeffizienten a und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 wiederum derjenige des dritten Parameters c, der die gleiche Werte besitzt wie für das IIR-Filter der Fig. 5. 14 is located at the output of the IIR filter, at the first input of the second multiplier 13 and at the plus input of the differential element 20. The output of the first adder 15 feeds the first input of the third multiplier 14, the output of the differential element 20 feeds the input of the second delay element 19, the output of the second adder 16 the input of the first delay element 18 and its output both the second input of the first adder 15 and the minus input of the differential element 20. The output of the first multiplier 12 is with the first input, that of the second Multiplier 13 connected to the second input and that of the second adder 16. This time at the second input of the second multiplier 13 there is the digital value of a first coefficient p, at the second input of the third multiplier 14 that of a second coefficient a and at the second input of the first multiplier 12 that of the third parameter c, which has the same values as for the IIR filter of FIG. 5.

Das an sich bekannte FIR-Filer gemäss der Fig. 7 besteht aus: The known FIR filer according to FIG. 7 consists of:

— n weiteren Verzögerungsgliedern 211, 212, 2I3, ... 21n, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind und somit zum Beispiel ein n-stufiges Schieberegister bilden, N further delay elements 211, 212, 2I3,... 21n, which are cascaded in the order given and thus form an n-stage shift register, for example,

— (n+ 1) weiteren Multiplizieren 220, 22i, 222 , 223, ... 22„ mit je zwei Eingängen und - (n + 1) further multiply 220, 22i, 222, 223, ... 22 "with two inputs each and

— einem weiteren Addierer 23 mit (n+ 1) Eingängen. - Another adder 23 with (n + 1) inputs.

Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen, Again, all connections are data bus connections,

die alle aus dem gleichen Grund wie in den Figuren 5 und 6 als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind. all of which are shown as single wire connections for the same reason as in Figures 5 and 6.

In der Fig. 7 ist der Eingang des FIR-Filters auf den Eingang des ersten weiteren Verzögerungsgliedes 211 und auf den ersten Eingang des ersten weiteren Multiplizierers 22o geführt. Der Ausgang eines jeden der n Verzögerungsglieder 211, 2h, 2I3, ... 21„ ist mit dem ersten Eingang je eines zugehörigen Multiplizierers 22i, 222, 223, ... 22n verbunden. Die Ausgänge aller (n+ 1) Multiplizierer 220, 22i, 222, ... 22„ speisen je einen der (n+ 1) Eingänge des weiteren Addierers 23, dessen Ausgang seinerseits den Ausgang des FIR-Filters bildet. Am zweiten Ein5 In FIG. 7, the input of the FIR filter is routed to the input of the first further delay element 211 and to the first input of the first further multiplier 22o. The output of each of the n delay elements 211, 2h, 2I3, ... 21 "is connected to the first input of an associated multiplier 22i, 222, 223, ... 22n. The outputs of all (n + 1) multipliers 220, 22i, 222, ... 22 "each feed one of the (n + 1) inputs of the further adder 23, the output of which in turn forms the output of the FIR filter. On the second day

10 10th

IS IS

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

662 683 662 683

4 4th

gang eines jeden Multiplizierers 220, 22i, 222) 223, ... 22n liegt der Digitalwert je eines weiteren Koeffizienten ao, ai, a2, ai, ••• of each multiplier 220, 22i, 222) 223, ... 22n, the digital value is each a further coefficient ao, ai, a2, ai, •••

an. at.

Die in den Figuren 8 und 11 dargestellten Kennlinien sind identisch und stellen die Übertragungskennlinie der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter 7 und 8 dar. Diese Kennlinien sind in Funktion der Frequenz f aufgetragen. Sie sind periodisch mit einer Periode gleich fs2/2 und besitzen Nullstellen bei allen ganzzahligen Multipeln der halben Frequenz des dritten Taktsignals CL2, d.h. bei allen ganzzahligen Multipeln von fS2/2. Die Frequenz irgendeines Maximums dieser Kennlinien, zum Beispiel die Frequenz (3/4)fS2, ist gleich der Trägerfrequenz fr des zu übertragenden Signals. The characteristic curves shown in FIGS. 8 and 11 are identical and represent the transmission curve of the cascade connection of the two IIR filters 7 and 8. These characteristic curves are plotted as a function of frequency f. They are periodic with a period equal to fs2 / 2 and have zeros in all integer multiples of half the frequency of the third clock signal CL2, i.e. for all integer multiples of fS2 / 2. The frequency of any maximum of these characteristics, for example the frequency (3/4) fS2, is equal to the carrier frequency fr of the signal to be transmitted.

Die in der Fig. 9 in Funktion der Frequenz f dargestellte Übertragungskennlinie eines FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode diesmal gleich fsi und besitzt, wenn wie im obigen Beispiel (3/4)fS2 gleich fr gewählt wird, während der ersten Periode je eine einfache Nullstelle bei den Frequenzen (l/3)fT, (5/3)fr, (7/3)fx, (9/3)fT, (ll/3)fT, und (15/3)fT. Es gilt dabei n = 3 und fsi = (16/3)fr. The transmission characteristic of an FIR filter shown in FIG. 9 as a function of frequency f is also periodic with a period this time equal to fsi and, if, as in the above example (3/4), fS2 is chosen equal to fr, during the first period each a simple zero at the frequencies (l / 3) fT, (5/3) fr, (7/3) fx, (9/3) fT, (ll / 3) fT, and (15/3) fT. The following applies: n = 3 and fsi = (16/3) fr.

Die in der Fig. 12 in Funktion der Frequenz f dargestellte Übertragungskennlinie eines weiteren FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode gleich fsi und besitzt während der ersten Periode je eine Doppel-Nullstelle bei den Frequenzen (l/3)fx und (23/3)fr, je eine einfache Nullstelle bei den Frequenzen (5/3)f-r, (7/3)fT, (9/3)fr, (ll/3)fx, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fj und (19/3)fr, sowei je eine weitere einfache Nullstelle in der Nähe von (5/3)fT, (9/3)fT, (15/3)fx und (19/3)fT. Es gilt dabei n = 8 und fsj = (24/3)fr. The transmission characteristic of a further FIR filter shown in FIG. 12 as a function of frequency f is also periodic with a period equal to fsi and has a double zero at frequencies (l / 3) fx and (23 / 3) fr, a single zero at the frequencies (5/3) fr, (7/3) fT, (9/3) fr, (ll / 3) fx, (13/3) fT, (15/3 ) fT, (17/3) fj and (19/3) fr, as well as another simple zero each near (5/3) fT, (9/3) fT, (15/3) fx and (19 / 3) fT. The following applies: n = 8 and fsj = (24/3) fr.

Die in den Figuren 10 und 13 dargestellten Kennlinien sind identisch und geben in Funktion der Frequenz f die Übertragungskennlinie des Vorfilters 1 wieder. Diese Kennlinien besitzen bei der Trägerfrequenz fx ein Maximum und stellen ein Bandpassfilter dar, welches unter anderem die Netzspannung mit der Netzfrequenz fN, 50 Hz in Europa bzw. 60 Hz in den USA, sehr stark dämpft. The characteristic curves shown in FIGS. 10 and 13 are identical and represent the transmission characteristic curve of the prefilter 1 as a function of the frequency f. These characteristics have a maximum at the carrier frequency fx and represent a bandpass filter which, among other things, very strongly attenuates the mains voltage with the mains frequency fN, 50 Hz in Europe and 60 Hz in the USA.

Die Schaltungen der Figuren 5, 6 und 7, die ja nur Additionen, Subtraktionen, Multiplikationen und Zeitverzögerungen durchführen, können ohne weiteres mit Hilfe eines Mikrocomputers realisiert werden. In diesem Fall kann der in einem Rundsteuer-Empfänger oft bereits vorhandene Telegramm-De-codiermikrocomputer zu diesem Zweck mitverwendet werden. Zur Beschleunigung der Rechenarbeiten sind bei Verwendung eines Mikrocomputers für die Koeffizienten a und p vorzugsweise Binärzahlen mit möglichst wenigen von Null verschiedenen die einzelnen Bit darstellenden Termen, zu verwenden. The circuits in FIGS. 5, 6 and 7, which only carry out additions, subtractions, multiplications and time delays, can easily be implemented with the aid of a microcomputer. In this case, the telegram decoding microcomputer that is often already present in a ripple control receiver can also be used for this purpose. In order to accelerate the computing work, when using a microcomputer for the coefficients a and p, binary numbers with as few non-zero terms as possible representing the individual bits are to be used.

Das Schaltbild des Verstimmungsfilters der Figur 14 besteht aus einer Kaskadenschaltung zweier abgewandelten IIR-Filter zweiter Ordung 7 und 8, deren Schaltbild in der Figur 6 dargestellt ist. Diese beiden abgewandelten IIR-Filter 7 und 8 unterscheiden sich nur dadurch, dass beim vorderen IIR-Filter 7 einerseits am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 ein Wert -2 und andererseits am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 ein Wert +p ansteht, während beim hintersten IIR-Filter 8 an diesen Eingängen ein Wert +2 bzw. -p anliegt. Der Eingang der Kaskadenschaltung wird mit der Abtastfrequenz fS2 betrieben. The circuit diagram of the detuning filter of FIG. 14 consists of a cascade connection of two modified IIR filters of second order 7 and 8, the circuit diagram of which is shown in FIG. 6. These two modified IIR filters 7 and 8 differ only in that the front IIR filter 7 has a value -2 at the second input of the first multiplier 12 and a value + p at the second input of the second multiplier 13, while at The rearmost IIR filter 8 has a value of +2 or -p at these inputs. The input of the cascade circuit is operated at the sampling frequency fS2.

Die Gesamt-Übertragungskennlinie des Filters gemäss der Figur 15 besitzt in Funktion der Frequenz f eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (fT/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche alle sehr stark gedämpft, ausser derjenige bei fx. Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (13/3)fx ist bereits um -30 dB stärker gedämpft. The total transmission characteristic of the filter according to FIG. 15 has, as a function of the frequency f, a series of needle-shaped pass bands at frequencies which are a multiple of (fT / 3). However, these pass bands are all very strongly attenuated, except for fx. The next weakly attenuated passband at (13/3) fx is already attenuated by -30 dB more.

Die Übertragungskennlinie gemäss der Figur 16 besitzt in Funktion der Frequenz f ebenfalls eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (fx/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche auch hier alle, ausser derjenige bei fx sehr stark gedämpft. Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (21/3)fx ist bereits um -35 dB stärker gedämpft. As a function of the frequency f, the transmission characteristic curve according to FIG. 16 likewise has a series of needle-shaped pass bands at frequencies which are a multiple of (fx / 3). However, these pass bands are all very attenuated here, except for the one at fx. The next weakly attenuated passband at (21/3) fx is already attenuated by -35 dB more.

Funktionsbeschreibung Functional description

Ein Eingangssignal wird im Vorfilter 1 des Bandpassfilters zuerst auf an sich bekannte Weise zur Begrenzung der Bandbreite grob gefiltert. Zum zweiten aber sorgt das Vorfilter 1 für eine genügende Dämpfung der Netzgrundwelle und starker Oberwellen. Diese Dämpfung ist notwendig, damit die Trägerfrequenzamplitude auch mit einem billigen, in der Bit-Zahl eingeschränkten Analog/-Digital-Wandler auf ca. 0,1% bezüglich der Netzamplitude auflösbar ist. Das so vorgefilterte Empfangssignal wird anschliessend auf an sich bekannte Weise in der «Sample/Hold»-Schaltung 2 (siehe Fig. 1) mit der Abtastfrequenz fs0 abgetastet. An input signal is first roughly filtered in the pre-filter 1 of the bandpass filter in a manner known per se to limit the bandwidth. Secondly, the pre-filter 1 ensures sufficient attenuation of the mains fundamental wave and strong harmonics. This attenuation is necessary so that the carrier frequency amplitude can be resolved to approximately 0.1% with respect to the network amplitude even with an inexpensive analog / digital converter with a limited number of bits. The received signal thus pre-filtered is then sampled in a manner known per se in the “sample / hold” circuit 2 (see FIG. 1) with the sampling frequency fs0.

Die Abtastwerte werden anschliessend im Analog/Digital-Wandler 3 auf an sich ebenfalls bekannte Weise in Digitalwerte transformiert. The sampled values are then transformed in the analog / digital converter 3 into digital values in a manner known per se.

Die beiden in Kaskade geschalteten IIR-Filter 7 und 8 (siehe Figuren 2 bis 4) bilden das eigentliche Digitalfilter, während der Umhüllenden-Detektor 9 anschliessend dessen Ausgangssignal demoduliert und in ein reines unmoduliertes Binär-Impulstele-gramm zurückverwandelt zwecks weiterer, nicht dargestellter Auswertung. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 sind zum Beispiel Filter zweiter Ordnung und werden mit Hilfe des dritten Taktsignals CL2 betrieben. Die Schaltung eines IIR-Filters zweiter Ordnung ist an sich bekannt und nur vollständigkeitshalber in der sogenannten ersten kanonischen Form in der Fig. 5 wiedergegeben. Das Filter zweiter Ordnung ist gekennzeichnet durch die Parameter bi und b2. Die Resonanzfrequenzen der beiden IIR-Filter 7 und 8 werden zwecks Bildung eines Verstimmungsfilters leicht gegeneinander verschoben, so dass die eher glockenförmige Übertragungskennlinie der beiden IIR-Filter 7 und 8 bei der Kaskadenschaltung auf an sich bekannte Weise in eine mehr rechteckförmige Übertragungskennlinie umgewandelt wird. The two cascade-connected IIR filters 7 and 8 (see FIGS. 2 to 4) form the actual digital filter, while the envelope detector 9 then demodulates its output signal and converts it back into a pure unmodulated binary pulse telegram for the purpose of further evaluation, not shown . The two IIR filters 7 and 8 are, for example, second-order filters and are operated using the third clock signal CL2. The circuitry of a second-order IIR filter is known per se and is only shown for the sake of completeness in the so-called first canonical form in FIG. 5. The second order filter is characterized by the parameters bi and b2. The resonance frequencies of the two IIR filters 7 and 8 are slightly shifted against each other to form a detuning filter, so that the more bell-shaped transmission characteristic of the two IIR filters 7 and 8 is converted into a more rectangular transmission characteristic in a manner known per se in the case of cascade connection.

Der Wert des Parameters b2, dem Betrage nach kleiner als 1, ist für die hohen zu erreichenden Güten in der Nähe von -1. Wir setzen daher mit einem a (0 < a < 1) an: The value of parameter b2, which is smaller than 1, is close to -1 for the high grades to be achieved. We therefore start with an a (0 <a <1):

b2 = -1+ a und schreiben für bi mit einem neuen Parameter p bi = p-a b2 = -1+ a and write for bi with a new parameter p bi = p-a

Die IIR-Filter 7 und 8 haben dann eine Struktur gemäss der Figur 6 und das Verstimmungsfilter eine Struktur gemäss der Figur 14. x The IIR filters 7 and 8 then have a structure according to FIG. 6 and the detuning filter has a structure according to FIG. 14. x

In einer Variante gemäss der Figur 2 wird die Verarbeitungsfrequenz fs2 des digitalen Verstimmungsfilters auf die höchste vorkommende Trägerfrequenz fx.max ausgerichtet: In a variant according to FIG. 2, the processing frequency fs2 of the digital detuning filter is aligned with the highest occurring carrier frequency fx.max:

fs2 — 2 * fx,max fs2 - 2 * fx, max

Die Lösung gemäss dieser Variante hat den Vorteil eines geringen Geräteaufwandes, jedoch den Nachteil, dass die Parameter bi und b2, bzw. die Koeffizienten a und p nicht nur von der gewünschten Bandbreite, sondern auch von der Frequenz fx abhängig sind. The solution according to this variant has the advantage of a low expenditure on equipment, but the disadvantage that the parameters bi and b2, or the coefficients a and p, are dependent not only on the desired bandwidth, but also on the frequency fx.

In einer zweiten und dritten Variante wird die Verarbeitungsfrequenz auf die jeweilige Trägerfrequenz fx ausgerichtet, und zwar so, dass das Verhältnis von fs2/fx unabhängig von fx fixiert ist. In diesen Varianten ist dem Verstimmungsfilter, d.h. der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter, noch ein weiteres Filter vorgeschaltet, welches mittels des zweiten Taktsignals CL1 mit einer Verarbeitungsfrequenz fsi betrieben wird. In a second and third variant, the processing frequency is aligned with the respective carrier frequency fx, in such a way that the ratio of fs2 / fx is fixed independently of fx. In these variants, the detuning filter, i.e. The cascade connection of the two IIR filters, yet another filter upstream, which is operated by means of the second clock signal CL1 with a processing frequency fsi.

In der zweiten Variante gemäss der Figur 3 ist das weitere Filter 10 ein IIR-Filter, dessen Abtastfrequenz fsi gleich einem ganzzahligen Multipel der Trägerfrequenz fx gewählt wird. Die In the second variant according to FIG. 3, the further filter 10 is an IIR filter, the sampling frequency fsi of which is selected to be an integer multiple of the carrier frequency fx. The

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

dem weiteren Filter zugehörige Übertragungskennlinie ist wieder periodisch, diesmal mit einer Periode gleich fsi. Ist fsi genügend gross, so fällt bereits das zweite Durchlassgebiet des Filters 10 in einen Frequenzbereich, der so hoch ist, dass er für die Übertragung von geringem Interesse ist, bzw. das analoge Vorfilter für eine genügende Dämpfung sorgt. In einer bevorzugten Ausführung ist fsi das Vierfache der Trägerfrequenz fx und fS2 = 4/3fx, da in diesem Fall die Filterparameter sowohl des neuen weiteren IIR-Filters 10 als auch des Verstimmungsfilters besonders einfache Werte annehmen und keine Interpolationsprobleme entstehen. The transmission characteristic associated with the further filter is periodic again, this time with a period equal to fsi. If fsi is sufficiently large, the second passband of the filter 10 already falls into a frequency range which is so high that it is of little interest for the transmission, or the analog pre-filter provides sufficient attenuation. In a preferred embodiment, fsi is four times the carrier frequency fx and fS2 = 4 / 3fx, since in this case the filter parameters of both the new further IIR filter 10 and the detuning filter assume particularly simple values and no interpolation problems arise.

In der dritten Variante, die in der Fig. 4 dargestellt ist, ist das weitere Filter 10 ein FIR-Filter, dessen Abtastfrequenz fsi zur Vermeidung von Interpolations-Problemen ein ganzzahliges Multipel N der Abtastfrequenz fs2 der IIR-Filter ist. Es gilt somit: fsi = N-fsi. Die Abtastfrequenz fs2 wird mit Hilfe des Frequenzteilers 11 synchron durch Frequenzteilung von der Abtastfrequenz fsi des zweiten Taktsignals CL1 abgeleitet. Das Schaltbild des FIR-Filters ist an sich bekannt und in der Fig. 7 wiedergegeben. Das FIR-Filter hat den Zweck, an den kritischen Stellen des Amplitudengangs der Verstimmungsfilter Dämpfungspole zu erzeugen. Da es selbst auch periodisch ist, muss dafür gesorgt werden, dass die höheren Durchlassbereiche der gesamten Filtersequenz auf Frequenzen zu liegen kommen, wo die Netzharmonischen gering sind und die Dämpfung durch das Vorfilter allein genügt sowie keine Fremdrundsteuerfrequenzen mehr zu erwarten sind. Aus Gründen der Mikroprozessorgeschwindigkeit wird deshalb das FIR-Filter für «höhrere» Rundsteuerfrequenzen anders ausgelegt als das für die «tieferen». Das FIR-Filter besitzt soviele Koeffizienten ao, ai, a2, ...a„ wie es Nullstellen benötigt plus einen, oder mit anderen Worten, das FIR-Filter kann n Nullstellen besitzen, wenn n der grösste Index i der weiteren Koeffizienten aj = ao, ai, a2, ••• an ist, mit n > N-l. In the third variant, which is shown in FIG. 4, the further filter 10 is an FIR filter whose sampling frequency fsi is an integer multiple N of the sampling frequency fs2 of the IIR filters in order to avoid interpolation problems. The following therefore applies: fsi = N-fsi. The sampling frequency fs2 is derived synchronously by frequency division from the sampling frequency fsi of the second clock signal CL1 with the aid of the frequency divider 11. The circuit diagram of the FIR filter is known per se and is shown in FIG. 7. The purpose of the FIR filter is to produce damping poles at the critical points in the amplitude response of the detuning filter. Since it is also periodic itself, it must be ensured that the higher passband of the entire filter sequence is at frequencies where the network harmonics are low and the attenuation by the pre-filter alone is sufficient and no external ripple control frequencies are to be expected. For reasons of microprocessor speed, the FIR filter is therefore designed differently for "higher" ripple control frequencies than that for the "lower" ones. The FIR filter has as many coefficients ao, ai, a2, ... a "as it requires zeros plus one, or in other words, the FIR filter can have n zeros if n is the largest index i of the further coefficients aj = ao, ai, a2, ••• is on, with n> Nl.

Die Übertragungsfunktion eines FIR-Filters mit linearem Phasengang ist bekanntlich: As is well known, the transfer function of an FIR filter with a linear phase response is:

n u0/uj = ao/2 + arcos(i 5) mit 5 = (f/fsi)-2 n (3) n u0 / uj = ao / 2 + arcos (i 5) with 5 = (f / fsi) -2 n (3)

i= 1 i = 1

Für diejenigen Werte fk der Frequenz f, für die das FIR-Filter Nullstellen besitzen soll, wird die Gleichung (3) gleich Null gesetzt, so dass mit zum Beispiel n = 3 folgende Gleichungen entstehen: Equation (3) is set to zero for those values fk of frequency f for which the FIR filter should have zeros, so that, for example, n = 3 the following equations result:

3 3rd

ao/2 + ai " cos(2 n ifk/fsi) = 0, mit k = 1, 2, 3. ao / 2 + ai "cos (2 n ifk / fsi) = 0, with k = 1, 2, 3.

i=l i = l

Desgleichen wird bei einem bestimmten Wert von f, zum Beispiel bei f = fx, Gleichung (3) einer Konstanten D gleichgesetzt, wobei die Konstante D einen beliebigen Wert besitzt und aus Gründen der rechnerischen Einfachheit gleich 2 gewählt wird. Dies ergibt eine vierte Gleichung 3 Likewise, for a certain value of f, for example f = fx, equation (3) is equated to a constant D, the constant D having any value and being chosen to be 2 for reasons of computational simplicity. This gives a fourth equation 3

a0/2 + 23 a;1 cos(2 Ttifx/fsi) = D = 2. a0 / 2 + 23 a; 1 cos (2 Ttifx / fsi) = D = 2.

i — 1 i - 1

Es entsteht somit ein Gleichungssystem von (n + 1) = 4 Gleichungen an (n+1) = 4 Unbekannten ao, ai, a2, und a3. The result is an equation system of (n + 1) = 4 equations on (n + 1) = 4 unknowns ao, ai, a2, and a3.

In einem ersten, in den Figuren 8, 9 und dlO dargestellten In a first, shown in Figures 8, 9 and 10

662 683 662 683

Beispiel ist N = 4 und n = 3. Ein Maximum der Übertragungskennlinie der FIR-Filters (siehe Fig. 9) liegt in der Nähe von f = fx. Die n = 3 Nullstellen liegen bei (fr/3), 5(fT/3) und 7(fx/3). Da die Übertragungskennlinie des FIR-Filters symmetrisch zur Frequenz fsi/2 ist, gibt es neben den drei bereits erwähnten Nullstellen noch weitere Nullstellen; uns interessieren dabei vor allem die nächsten Nullstellen bei (9/3fr) und (ll/3)fx. Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters 10 mit den IIR-Verstimmungsfiltern 7 und 8 ergibt in der ersten Periode bis fsi = 16/3fx einen Durchlassbereich bei fr und erst wieder einen bei (13/3)fx (siehe Figur 15). Das Filter gemäss diesem ersten Beispiel ist sehr gut geeignet für Trägerfrequenzen fx ^ 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 13(fT/3) = 13 (200/3) Hz = 870 Hz liegt und nur mehr Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössen-ordnung von 870 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Weitere Durchlassgebiete für Störsignale besitzt das Gesamtfilter gemäss Figur 15 in den höheren Perioden, z.B. bei (19/3)fx und bei (29/3)fx in der zweiten Periode. Die zugehörigen Störsignale müssen durch das Vorfilter 1 allein (siehe Fig. 10) bereits so stark vorgedämpft werden, dass sie am Ausgang des Gesamtfilters unwirksam sind. Zusätzlich dämpft das Vorfilter 1 noch sehr stark wie bereits erwähnt das Netzspannungssignal der Frequenz fN. Example is N = 4 and n = 3. A maximum of the transmission characteristic of the FIR filter (see FIG. 9) is close to f = fx. The n = 3 zeros are (fr / 3), 5 (fT / 3) and 7 (fx / 3). Since the transmission characteristic of the FIR filter is symmetrical to the frequency fsi / 2, there are other zeros besides the three already mentioned; We are particularly interested in the next zeros at (9 / 3fr) and (ll / 3) fx. The cascade connection of this FIR filter 10 with the IIR detuning filters 7 and 8 results in a passband at fr in the first period up to fsi = 16 / 3fx and only again at (13/3) fx (see FIG. 15). The filter according to this first example is very well suited for carrier frequencies fx ^ 200 Hz, since in this case the second passband is at least 13 (fT / 3) = 13 (200/3) Hz = 870 Hz and only more interference signals Frequencies are at least in the order of 870 Hz when interferers can become active. The overall filter according to FIG. 15 has further pass areas for interference signals in the higher periods, e.g. at (19/3) fx and at (29/3) fx in the second period. The associated interference signals must be pre-attenuated by the pre-filter 1 alone (see FIG. 10) to such an extent that they are ineffective at the output of the overall filter. In addition, the pre-filter 1 dampens the line voltage signal of frequency fN very strongly, as already mentioned.

In einem zweiten, in den Figuren 11, 12 und 13 dargestellten Beispiel ist N = 6 und n = 8. Ein Maximum der Übertragungskennlinie des FIR-Filters (siehe Fig. 12) liegt wieder in der Nähe von fT. Die n = 8 Nullstellen werden wie folgt gewählt: Zwei (d.h. eine Doppel-Nullstelle) bei (fx/3), je eine bei 5(fx/3), 7(fx/3), 9(fx/3) und 11 (fx/3), sowie je eine in der Nähe von 5(fx/3) und in der Nähe von 9(fx/3). In a second example shown in FIGS. 11, 12 and 13, N = 6 and n = 8. A maximum of the transmission characteristic of the FIR filter (see FIG. 12) is again close to fT. The n = 8 zeros are chosen as follows: two (ie a double zero) at (fx / 3), one at 5 (fx / 3), 7 (fx / 3), 9 (fx / 3) and 11 (fx / 3), and one near 5 (fx / 3) and one near 9 (fx / 3).

Jede Periode der Übertragungskennlinie ist erneut symmetrisch zu seiner mittleren Frequenz, so dass weitere n = 8 Nullstellen in der ersten Periode vorhanden sind, und zwar eine Doppel-Nullstelle bei (24/3)fx - (l/3)fx = (23/3)fT, je eine einfache Nullstelle bei (24/3)fT - (5/3)fr = (19/3)fr, (24/3)fT -(7/3)fx = (17/3)fx, (24/3)fx - (9/3)fr = (15/3)fr und (24/3)fT - (ll/3)fx = (13/3)fT, sowie je eine einfache Nullstelle in der Nähe von (24/3)fx - (5/3)fx = (19/3)fr und in der Nähe von (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT, wobei fsl = N-fs2 = 6-fs2 = 6-(4/3)-fx = (24/3)fx. Each period of the transmission characteristic is again symmetrical to its mean frequency, so that there are further n = 8 zeros in the first period, namely a double zero at (24/3) fx - (l / 3) fx = (23 / 3) fT, a single zero each at (24/3) fT - (5/3) fr = (19/3) fr, (24/3) fT - (7/3) fx = (17/3) fx , (24/3) fx - (9/3) fr = (15/3) fr and (24/3) fT - (ll / 3) fx = (13/3) fT, as well as a single zero in each Close to (24/3) fx - (5/3) fx = (19/3) fr and close to (24/3) fT - (9/3) fT = (15/3) fT, where fsl = N-fs2 = 6-fs2 = 6- (4/3) -fx = (24/3) fx.

Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters mit den IIR-Verstimmungsfiltern ergibt in der ersten Periode bis fsi = (24/3)fx einen Durchlassbereich fT und bei 7fr (siehe Fig. 16). Durch die Wahl eines relativ grossen Wertes für N (nämlich N = 6) ist das Filter gemäss diesem zweiten Beispiel besonders gut geeignet für Trägerfrequenzen fx < 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 21(fx/3) = 21(100/3) Hz == 700 Hz liegt, mit fx = fx.min = 100 Hz, und zur mehr Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössenord-nung von 700 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Bei fx/3 wurde eine Doppel/Nullstelle gelegt, um das Netzspannungssignal der Frequenz fN besonders stark zu dämpfen. Auch hier hat das Gesamtfilter weitere Durchlassgebiete für Störsignale in den höheren Perioden, z.B. bei (24/3)fx + (3/3)fx = (27/3)fT (siehe Fig. 16) und bei (24/3)fT + (21/3)fT = (45/3)fT in der zweiten Periode. Auch hier müssen mögliche, den Durchlassgebieten für Störsignale zugehörige Störsignale durch das Vorfilter 1 (siehe Fig. 13) vorgedämpft werden. Cascading this FIR filter with the IIR detuning filters results in a pass band fT in the first period up to fsi = (24/3) fx and at 7fr (see FIG. 16). By choosing a relatively large value for N (namely N = 6), the filter according to this second example is particularly well suited for carrier frequencies fx <200 Hz, since in this case the second passband is at least at 21 (fx / 3) = 21 ( 100/3) Hz == 700 Hz, with fx = fx.min = 100 Hz, and for more interference signals, whose frequencies are at least in the order of magnitude of 700 Hz, can become active as interferers. A double / zero point was set at fx / 3 in order to dampen the mains voltage signal of frequency fN particularly strongly. Here, too, the overall filter has further pass areas for interference signals in the higher periods, e.g. at (24/3) fx + (3/3) fx = (27/3) fT (see Fig. 16) and at (24/3) fT + (21/3) fT = (45/3) fT in the second period. Here too, possible interference signals belonging to the passband for interference signals must be pre-attenuated by the pre-filter 1 (see FIG. 13).

5 5

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

V V

7 Blätter Zeichnungen 7 sheets of drawings

Claims (9)

662 683662 683 1. Bandpassfilter zum Empang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals und bestehend in der angegebenen Reihenfolge aus einem Vorfilter, das mindestens ein Tiefpassfilter enthält, einer «Sample/Hold»-Schaltung, einem Analog/Digital-Wandler und einem digitalen Filter, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorfilter (1) zusätzlich noch in Kaskade zum Tiefpassfilter (la) ein Bandpassfilter (lb) enthält, dessen Übertragungskennlinie in Funktion der Frequenz steile Flanken besitzt, der Analog/Digital-Wandler (3) ein 8 Bit-Wandler ist, das digitale Filter (4) aus einer Kaskadenschaltung mehrerer Teilfilter (7, 8, 10) besteht und dem digitalen Filter (4) noch ein Umhüllenden-Detektor (9) nachgeschaltet ist. 1. Bandpass filter for receiving a sound signal transmitted via an electrical power supply network and consisting in the order given of a pre-filter that contains at least one low-pass filter, a “sample / hold” circuit, an analog / digital converter and a digital filter, characterized that the pre-filter (1) also contains, in cascade with the low-pass filter (la), a band-pass filter (lb), the transmission characteristic of which has steep edges as a function of frequency, the analog / digital converter (3) is an 8-bit converter that digital filter (4) consists of a cascade connection of several sub-filters (7, 8, 10) and the digital filter (4) is followed by an envelope detector (9). 2. Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Filter (4) mindestens zwei gleichaufgebaute und gegeneinander verstimmte IIR-Filter (7, 8) als Teilfilter enthält, die IIR-Filter (7, 8) zweiter Ordnung sind, deren Übertragungsfunktion Funktionen von zwei Koeffizeinten (a, p) sind, wovon der erste Koeffizient (p) für das erste IIR-Filter einen Wert gleich minus dem Absolutwert (- p) und für das zweite IIR-Filter einen Wert gleich dem Absolutwert (p) eines Wertes des ersten Koeffizienten (p) besitzt. 2. Bandpass filter according to claim 1, characterized in that the digital filter (4) contains at least two identically constructed and mutually detuned IIR filters (7, 8) as partial filters, the IIR filters (7, 8) of second order, whose transfer function Functions of two coefficient inks (a, p) are, of which the first coefficient (p) is a value equal to minus the absolute value (- p) for the first IIR filter and a value equal to the absolute value (p) one for the second IIR filter Value of the first coefficient (p). 2 2nd PATENTANSPRÜCHE PATENT CLAIMS 3. Bandpassfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz (fS2) der beiden IIR-Filter (7, 8) unabhängig von der Trägerfrequenz fr festgelegt ist, so dass die Trägerfrequenz fr und die Steilheit des Filters einzig in den beiden Koeffizienten (a, p) enthalten ist. 3. Bandpass filter according to claim 2, characterized in that the sampling frequency (fS2) of the two IIR filters (7, 8) is fixed independently of the carrier frequency fr, so that the carrier frequency fr and the steepness of the filter only in the two coefficients ( a, p) is included. 4. Bandpassfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz (fS2) der beiden IIR-Filter (7, 8) gleich (a/b) • fr ist, wobei fr die Trägerfrequenz des zu übertragenden modulierten Trägersignals darstellt und a sowie b nur ganzzahlige Werte besitzen mit a > b, und den beiden IIR-Filtern (7, 8) ein weiteres Filter (10) vorgeschaltet ist, dessen Abtastfrequenz (fsi) grösser ist als die Abtastfrequenz (fS2) der beiden rekursiven Filter (7, 8). 4. Bandpass filter according to claim 2, characterized in that the sampling frequency (fS2) of the two IIR filters (7, 8) is equal to (a / b) • fr, where fr represents the carrier frequency of the modulated carrier signal to be transmitted and a and b only integer values have a> b, and the two IIR filters (7, 8) are preceded by a further filter (10) whose sampling frequency (fsi) is greater than the sampling frequency (fS2) of the two recursive filters (7, 8 ). 5(fr/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3) und 15(fT/3) liegt. 5 (fr / 3), 7 (fT / 3), 9 (fT / 3), ll (fT / 3) and 15 (fT / 3). 5. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein drittes IIR-Filter und seine Abtastfrequenz (fsi) ein ganzzahliges Multipel der Trägerfrequenz (f-r) des zu übertragenden modulierten Trägersignals ist. 5. Bandpass filter according to claim 4, characterized in that the further filter (10) is a third IIR filter and its sampling frequency (fsi) is an integral multiple of the carrier frequency (f-r) of the modulated carrier signal to be transmitted. 6. Bandpassfilter nach Anpruch 5, dadurch gekennzeichnet dass das Multipel ein vierfaches Multipel ist. 6. Bandpass filter according to claim 5, characterized in that the multiple is a fourfold multiple. 7. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein FIR-Filter und seine Abtastfrequenz (fsi) ein ganzzahliges Multipel der Abtastfrequenz (fe) der beiden IIR-Filter (7, 8) ist. 7. Bandpass filter according to claim 4, characterized in that the further filter (10) is a FIR filter and its sampling frequency (fsi) is an integral multiple of the sampling frequency (fe) of the two IIR filters (7, 8). 8. Bandpassfilter nach Anspurch 7, dadurch gekennzeichnet, dass a=4, b = 3 und während der ersten Periode der Übertragungskennlinie des FIR-Filters je eine Nullstelle bei (fr/3), 8. Bandpass filter according to Claim 7, characterized in that a = 4, b = 3 and a zero at (fr / 3) during the first period of the transmission characteristic of the FIR filter, 9. Bandpassfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass a = 4, b = 3 und während der ersten Periode der Übertragungskennlinie des FIR-Filters je eine einfache Nullstelle bei 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3), 13(fT/3), 15(T/3), 17(fT/3) und 19(fT/3), je eine Doppel-Nullstelle bei (fx/3) und 23(fr/3), je eine einfache Nullstelle in der Nähe von 5(fr/3), 9fr/3), 15(fT/3) und 19(fT/3) liegt. 9. bandpass filter according to claim 7, characterized in that a = 4, b = 3 and during the first period of the transmission characteristic of the FIR filter each a simple zero at 5 (fT / 3), 7 (fT / 3), 9 ( fT / 3), ll (fT / 3), 13 (fT / 3), 15 (T / 3), 17 (fT / 3) and 19 (fT / 3), each with a double zero at (fx / 3 ) and 23 (fr / 3), each a simple zero close to 5 (fr / 3), 9fr / 3), 15 (fT / 3) and 19 (fT / 3). Anwendungsgebiet und Zweck Area of application and purpose