FI98584B - Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi - Google Patents
Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi Download PDFInfo
- Publication number
- FI98584B FI98584B FI952186A FI952186A FI98584B FI 98584 B FI98584 B FI 98584B FI 952186 A FI952186 A FI 952186A FI 952186 A FI952186 A FI 952186A FI 98584 B FI98584 B FI 98584B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- sample
- frequency
- received signal
- filter
- circuit arrangement
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 25
- 238000012545 processing Methods 0.000 title claims description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 20
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 11
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 4
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 2
- 102000010029 Homer Scaffolding Proteins Human genes 0.000 description 1
- 108010077223 Homer Scaffolding Proteins Proteins 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 238000002156 mixing Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
- H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
- H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/028—Polynomial filters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
- H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
- H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
- H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
- H04N21/238—Interfacing the downstream path of the transmission network, e.g. adapting the transmission rate of a video stream to network bandwidth; Processing of multiplex streams
- H04N21/2383—Channel coding or modulation of digital bit-stream, e.g. QPSK modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
- H04L7/0274—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit with Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Algebra (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
98584
Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi - Förfa-rande och anordning för att behandla en mottagen signal
Keksinnön kohteena on menetelmä ja piirijäijestely vastaanotetun signaalin käsitte-5 lemiseksi muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä, esim. digitaalisessa televisiojärjestelmässä.
Digitaalisissa tiedonsiirtojärjestelmissä on pyrkimyksenä ottaa käyttöön siirtomenetelmiä, joissa käytetään kvadratuurista monitilamodulaatiota ja joissa signaalin 10 symboli- eli siirtonopeus on muuttuva. Symbolinopeus saattaa olla kanavakohtainen tai se voi muuttua myös samalla tiedonsiirtokanavalla. Symbolinopeus saattaa olla tyypillisesti 1-30 MBd. Muuttuvan symbolinopeuden järjestelmässä vastaanottimen tehtävänä on tunnistaa käytetty symbolinopeus ja suorittaa vastaanotto kyseiseen symbolinopeuteen nähden optimaalisella tavalla. Digitaalista siirtomenetelmää on 15 kuvattu mm. julkaisussa [1] The European Digital Video Broadcasting Project (DVB) 1994 DVB-TCM 11, version 3, DVB Project Office c/o EBU, 1994.
On ennestään tunnettua suorittaa vastaanotetun signaalin käsittely käyttämällä kiin-20 teällä kellotaajuudella tapahtuvaa digitaalista näytteenottoa kantataajuisesta signaalista, jolloin saatu näytejono suodatetaan ja suodatettujen näytteiden perusteella tehdään päätös signaaliarvosta. Näytteiden digitaalisessa suodatuksessa käytetään : samaa kellotaajuutta kuin näytteenotossa.
• · • · · • · · • · 25 Mainittua periaatera voidaan soveltaa muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä .·. : muuttamalla näytteenottotaajuutta käytettyä symbolitaajuutta vastaavaksi. Koska • ♦ · / / symbolitaajuutta ei aluksi tunneta, se ilmaistaan suodatetuista näytteistä, ja tämän :::/ jälkeen näytteenottotaajuus sekä suodattimen kellotaajuus muutetaan vastaamaan • · · ilmaistua symbolitaajuutta. Symbolitaajuuden ilmaisuun on tunnettua käyttää esim. 30 ns. nollanylitysten tarkkailua, epälineaarista operaatiota + suodatusta tai ns. early-late-piiriä.
• ·· * * · • · · • :** Näytteenottotaajuudelta edellytetään huomattavan hyvää tarkkuutta ja stabiilisuutta.
. Kiinteän symbolitaajuuden järjestelmissä näytteenottotaajuus muodostetaan jaka- • · 35 maila sopivasti valitun kideoskillaattorin taajuus kokonaisluvulla. Tällöin kideoskil- • · : *** laattorista digitaalisesti johdettu näytteenottotaajuus täyttää mainitut vaatimukset.
• · 2 98584
Jos muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä käytetään vain sovittuja symbolitaa-juuksia, joiden taajuuksien suhde on rationaaliluku, on tarvittavat näytetaajuudet mahdollista muodostaa jakamalla riittävän korkea kideoskillaattorin taajuus muutettavilla kokonaisluvuilla.
5
Muuttuvan symbolitaajuuden jäijestelmässä käytettyjen symbolitaajuuksien suhde ei kuitenkaan välttämättä ole pienistä kokonaisluvuista muodostettu murtoluku, vaan mm. järjestelmän siirtotehokkuuden maksimoimiseksi on edullista sallia käytettävän symbolitaajuuden valitseminen vapaasti asetetuissa rajoissa. Tällöin oikeaa näyt-10 teenottotaajuutta ei välttämättä saada käytettävissä olevan kideoskillaattorin taajuudesta jakamalla, vaan olisi käytettävä esim. vaihelukittuun silmukkaan perustuvaa analogista oskillaattoria. Tällä tavoin on hyvin vaikeaa saavuttaa riittävää näytteenottotaajuuden tarkkuutta ja stabiilisuutta. Lisäksi analogisen teknologian käyttö muutoin digitaalisella tekniikalla toteutettujen lohkojen yhteydessä on valmistus-15 teknisesti vaikeasti toteutettava ja lisäkustannuksia aiheuttava ratkaisu.
Keksinnön tarkoituksena on luoda menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi järjestelmässä, jossa on muuttuva symbolitaajuus, siten, että mainitut tekniikan tasoon liittyvät epäkohdat vältetään.
20
Keksinnön olennaisena ajatuksena on, että vastaanotetusta kantataajuisesta signaalista otetaan digitaalisia näytteitä näytetaajuudella, joka on suurempi kuin vastaanotettavien signaalien maksimi symbolitaajuus, ja tämän jälkeen näytetaajuus muunnetaan mainitun symbolitaajuuden suuruiseksi tai sen kokonaislukukerran-25 naiseksi suodatusta ja päätöksentekoa varten. Näytetaajuuden muunnos suoritetaan edullisesti ns. muunnetulla Farrovv-tyyppisellä murtoviivesuotimella, jota ohjataan kunkin näytteen viiveeseen verrannollisella ohjaussignaalilla.
Keksinnön mukaisen ratkaisun etuna on, että vastaanotetun signaalin symbolitaa-30 juuden ja vastaanottimen näytteenottotaajuuden suhde voi asetetuissa rajoissa olla mielivaltainen. Ratkaisu on lisäksi toteutettavissa digitaalisella tekniikalla, yksinkertaisella rakenteella ja vähäisellä laskentakapasiteetdtaipeella.
Keksinnön mukaiselle menetelmälle on tunnusomaista, että 35 - näytteenotto suoritetaan taajuudella, joka on suurempi kuin vastaanotettavan sig naalin suurin symbolitaajuus, 3 98584 - ennen suodatusta näin saadusta ensimmäisestä näytejonosta muodostetaan toinen näytejono, jonka näytetaajuus on olennaisesti yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - toisen näytejonon muodostamiseksi ensimmäiselle näytejonolle suoritetaan Lag-5 range-interpolaatio.
Keksinnön mukaiselle piirijäijestelylle on tunnusomaista, että - näytteenottopiirin näytetaajuus on suurempi kuin vastaanotettavan signaalin suurin symbolitaajuus, 10 - piirijäijestely käsittää murtoviivesuotimen näytteistetyn signaalin näytetaajuuden muuntamiseksi olennaisesti yhtä suureksi kuin vastaanotetun signaalin symboli-taajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - mainittu murtoviivesuodin on Lagrange-interpolaattori.
15 Keksinnön edullisia suoritusmuotoja on esitetty epäitsenäisissä patenttivaatimuksissa.
Seuraavassa keksintöä selostetaan oheisten piirustusten avulla, joissa 20 kuvio 1 esittää erästä keksinnön mukaisen vastaanottimen kantataajuisen osan lohkokaaviota, : kuvio 2 esittää Lagrange-interpolaattorin F arrow-rakennetta ja m · · • · • · · 25 kuvio 3 esittää 3-asteisen Lagrange-interpolaattorin muunnettua Farrow-rakennetta.
• · • ♦ • · ·
Kuvioissa on käytetty seuraavia lohkojen merkintöjä: • · · ··· · ··♦ *·* * 1 Kaistanpäästösuodin 11 FIR-suodin 30 2 Sekoitin 12 Kertoja 3 Jänniteohjattu oskillaattori 13 Summain :T: 4 Alipäästösuodin 14 Summain 5 A/D-muunnin 15 Siirtorekisteri « ·· *... 6 Murtoviivesuodin 16 Summain 35 7 Näytetaajuuden muunnin 17 Vakiokertoja ; ·· 8 Signaalisuodin 18 Ohjattava kertoja *:**: 9 Päätöspiiri 10 Ajastuslohko 4 98584
Kuvio 1 esittää erästä keksinnön mukaisen, QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) -siirtojärjestelmän vastaanottimen lohkokaaviota kantataajuisen signaalinkäsittelyn osalta. Vastaanottimen suurtaajuusosassa (ei esitetty kuviossa) vastaanotettu signaali 5 vahvistetaan ja sekoitetaan välitaajuudelle (IF). IF-signaali on kaistarajoitettu kais-tanpäästösignaali, jonka keskitaajuus on vastaanottimen valmistajan valittavissa (esim. 70 MHz). QPSK-symbolinopeus, jr ra vastaanottaja ei ennalta tiedä, voidaan valita esimerkiksi 1 ja 30 MBd.n väliltä.
10 Välitaajuinen signaali suodatetaan kaistanpäästösuotimella 1 ja johdetaan sekoitti-miin 2, joissa signaali demoduloidaan kantataajuudelle. Jänniteohjattu oskillaattori 3 (VCO) syöttää I (In-phase) ja Q (quadrature) -haarojen sekoittimiin 2 vastaavasti vaiheessa olevan ja vaihesiirretyn sekoitustaajuuden, jolloin tuloksina saadaan vaiheessa oleva (I) ja kvadratuurinen (Q) kantataajuinen signaalikomponentti. Sekoi-1S tustuloksina syntyvät sivukaistat poistetaan loivalla analogisella alipäästösuotimella 4, joka ei vaikuta alipäästötyyppisen signaalin sisältöön.
Aiipäästösignaalit muunnetaan digitaalisiksi A/D-muuntimessa 5, jossa näytteen resoluutio on digitaalitelevisiosovelluksessa noin 5-6 bittiä. A/D-muuntimen näyte-20 taajuus on tässä keksinnön mukaisessa ratkaisussa kiinteä ff. Näytetaajuuden on teoreettisesti oltava vähintään symbolitaajuuden fj suuruinen, mutta riittävän tarkkuuden saavuttamiseksi näytetaajuuden ff tulisi olla vähintään kaksinkertainen sym-: boiitaajuuteen f, nähden. Digitaalisessa televisiojärjestelmässä, jossa maksimi sym- bolitaajuus on 30 MBd, järjestelmän kellotaajuuden ff tulee siis olla vähintään 60 25 MHz.
• · • · • · · • · ·
Signaali suodatetaan digitaalisilla kohokosini-puolen Nyquistin suotimilla 8 näyttei-den keskinäisvaikutuksen vähentämiseksi. Digitaalitelevisiosoveiluksissa suotimen *** * ns. a parametrin arvoksi on määritelty 0,35. Tämän suotimen on adaptoiduttava 30 käytettyyn symbolinopeuteen, ts. suotimen kellotaajuuden fs tulee olla vastaanote-tun signaalin symbolitaajuus tai sen kokonaislukukerrannainen.
• · · • · · • · · • :·! Suodatettujen näytteiden perusteella tehdään signaaliarvosta päätös päätöspiirissä 9.
*···. Päätös voidaan tehdä jollakin tunnetulla menetelmällä kuten kvanti soimalla tai las- <* · ”/ 35 kemalla minimietäisyyksiä. Päätökset tehdään symbolitaajuudella f; • · ·· • · • · *:**: Vastaanotetun signaalin symbolitaajuus ilmaistaan ajastuslohkossa 10. Kun sym bolitaajuus on ilmaistu, muodostetaan ajastuslohkossa suotimen kellotaajuus fs.
5 98584
Symbolikellon muodostamiseen voidaan käyttää mm. aiemmin mainittuja menetelmiä nollanylitysten tarkkailua, epälineaarista operaatiota + suodatusta tai ns. early-late-piiriä. Ajastuslohkossa muodostetaan symbolitaajuinen fj kellosignaali päätöspiirillc.
5
Ajastuslohko 10 suorittaa myös kantoaallon taajuuden ja vaiheen uuton ja ohjaa demodulaatiossa käytettävää jänniteohjattua oskillaattoria 3. Tämä voidaan toteuttaa COSTAS-silmukalla tai päätösohjatulla silmukalla. Pftätösohjattu silmukka edellyttää päätöspiirissä suoritettujen päätösten ohjaamista myös ajastusyksikköön 10, kun 10 COSTAS-silmukka käyttää ainoastaan suotimista 8 saatuja näytteitä.
Nyquist-suotimen ja päätöspiirin toimintaa sekä symbolitaajuuden ilmaisua ja kantoaallon uuttoa on kuvattu mm. julkaisussa [2] Proakis, J.G.: Digital communications (1989) McGraw-Hill, Inc., New York, 15 905 s.
Keksinnön mukaisessa ratkaisussa kiinteällä näytetaajuudella ff A/D-muuntimesta saadut digitaaliset näytteet muunnetaan ensin matalammalle näytetaajuudelle mur-toviivesuotimen 6 avulla ennen suodinta 8. Murto viive suodin pienentää näytetaa-20 juutta tekijällä 1 ...2 interpoloimalla uudet näytearvot tarvittavina ajanhetkinä. Mur-toviivesuodinta ohjataan siten, että tuloksena saadun näytejonon näytetaajuus on yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaajuus fj tai tämän kokonaislukuker-rannainen.
25 Piirissä voi lisäksi oila murtoviivesuotimen 6 jälkeen, ennen suodinta 8, näytetaa-juuden muunnin 7, joka tarvittaessa jakaa muitoviivesuotimesta 6 saadun näytetaa-juuden pienellä kokonaisluvulla M, jonka suuruus on edullisesti 1, 2, 3 tai 4. Näin suotimelle 8 saadaan näytejono, jonka näytetaajuus on vastaanotetun signaalin symbolitaajuuden fj suuruinen tai sen kokonaislukukerrannainen riippumatta A/D-30 muuntunen kellotaajuuden ff ja symbolitaajuuden fj suhteesta.
Keksinnön mukainen ratkaisun olennainen rakenneosa on murtoviivesuodin, jonka avulla voidaan interpoloida näytteet mielivaltaisina ajanhetkinä. Seuraavassa esitetään murtoviivesuodinrakenne, jonka avulla pystytään edullisesti toteuttamaan kek-35 sinnön mukainen vastaanotinratkaisu vaihtuvan symbolinopeuden järjestelmään. Lisäksi esitetään teoreettinen perusta mainitun suodinrakenteen toiminnalle.
6 98584
Yksittäinen ulostuleva signaalinäyte y(n) approksimoi ideaalisesti viivästettyä signaalia yjd(n) = x(n - D). Muuttuja D on reaaliarvoinen viiveparametri, jonka murto-osaa d kutsutaan murtoviiveeksi. Signaalinäyte y(n) voidaan esittää seuraavasti: 5 y(n) = x(n)*h(n) =£*(*)*('»-*) (1), *>0 jossa x(n) on tuleva signaali ja h(n) on interpoloivan suotimen impulssivaste.
Jotta signaali y(n) vastaisi ideaalisesti viivästettyä signaalia, impulssivasteen h(n) 10 tulisi olla äärettömän pituinen, mikä ei käytännön ratkaisuissa ole mahdollista. Eräs tunnettu menetelmä äärellisen pituisen, ns. FIR (Finite Impulse Response) -tyyppisen murtoviivesuotimen suunnittelemiseksi on Lagrangen interpolointitekniikka, joka on ideaalisen interpolaattorin maksimaalisen laakalatvainen approksimaatio.
15 Lagrange-interpolaattorin kertoimet voidaan esitettää suljetussa muodossa: h(n) = ΓΤ—-- jossa n = 0,1,2,...N (2) k*m jossa N on suotimen asteluku.
20 Tällaista menetelmää on käsitelty mm. seuraavassa julkaisussa: [3] Laakso, T., Välimäki, V., Kaijalainen, M., & Laine, U.K. 1994. Crushing the Delay - Tools for Fractional Delay Filter Design. Report no. 35, Helsinki University of Technology, Laboratory of Acoustics and Audio Signal Processing, Espoo, Fin-25 land, 46 s.
Seuraavassa johdetaan Lagrange-interpolaattorille rakenne, joka voidaan toteuttaa tehokkaasti aikamuuttuvassa sovelluksessa. Tavoitteena on, että FIR-suotimen kertoimet esitetään N-asteisina viiveparametrin D polynomeina, jolloin suodin voi-30 daan toteuttaa N+l -vakiokertoimisen FIR-suotimen avulla ja viiveen säätäminen vaatii ainoastaan parametrin D muuttamisen. Lagrange-inteipolointi voidaan johtaa tällaiseen muotoon seuraavasti:
Muodostetaan suodinapproksimaatio z-tasossa: Y(z) = H(z)X(z) (3) 35 7 98584 jossa X(z) ja Y(z) ovat suotimen tulo-ja lähtösignaalicn, x(n) ja y(n), z-muunnokset ja interpolointisuotimen siirtofunktio H(z) esitetään nyt D:n polynomina: 5 Η(ζ) = Σ ck(z)°k (4) *=0
Lagrange-interpolaation johdossa edellytetään, että polynomi saa datan x(n) kanssa saman arvon kokonaislukupisteissä n = 0, 1, 2,.... N. Sama vaatimus voidaan esittää z-tasossa seuraavasti: 10 Y(z) = z-DX(z) kun D = 0, l,2,...,N (5)
Yhtälöiden (3) ja (4) kanssa tästä voidaan johtaa N+l ehtoa: 15 2 C]<(z)Dk = z-° kun D = 0,1,2,·.·,N (6) *«0 joka voidaan kirjoittaa matriisimuodossa: 20 Uc»z (7) jossa L x L-matriisi U on: ’o° o' o2 ··· oN ] n o o ··· o lu 1' i2 .N lii i u = 2° 2‘ 22 2N = 1 2 4 2N (8), N° N1 N2 — NN 1 N N2 ··· NN_ 25 vektori c:
c = [C0(z) Ci(z) C2(z) ... CN(z))]T W
30 ja viivevektori z: z=[l z"l Z"2 ... z"N]T (10) 8 98584 U on ns. Vandermonde-matriisi, jolloin on olemassa käänteismatriisi U' 1, jonka avulla yhtälön (7) ratkaisu voidaan kirjoittaa muodossa: 5 c = U*lz (li) Käänteismatriisia U"* merkitään jatkossa Q:lla.
10 Käänteis-Vandermonde-matriisin Q vaakarivit sisältävät uuden suodinrakenteen kertoimet, minkä vuoksi matriisi ositellaan seuraavasti: Q = [qoqi <12 ··· <in]t O2) 15 Siirtofunktiot Cn(z) saadaan sisätuloina
Cn(z)= <ίηζ = Σ qn(k)z'k,jossan= 1,2,...,N (13) *=0
Sijoittamalla D = 0 yhtälössä (13) nähdään, että 20 Σ Ck(z)Ok=l =>C0(z)=l (14) *= 0 • * • * • · · .v eli että siirtofunktio Co(z) = 1 riippumatta suotimen asteluvusta N. Muut siirtofunk- :*·: tiot Cn(z) ovat N-asteisia z:n polynomeja eli N-asteisia FIR-suotin<i.; *·.: 25 • · . .·. Tätä johdettua rakennetta voidaan kutsua Lagrange-interpolaattorin FaiTow-rakcn- • · · · teeksi. Farrow-rakennetta on aikaisemmin käsitelty muissa yhteyksissä mm. seuraa-vissa julkaisuissa: [4] Farrow, C.W. 1988. A continuously variable digital delay element. Proc. 1988 30 IEEE Int. Symp. On Circuits and Systems (ISCAS '88), Espoo, Finland, June 7-9, : 1988, vol. 3, pp. 2641-2645.
{*·.. [5] Välimäki, V. 1994. Fractional Delay Waveguide Modeling of Acoustic Tubes.
Report no. 34, Helsinki University of Technology, Laboratory of Acoustics and 4 · · ./ Audio Signal Processing, Espoo, Finland, 133 p.
:.!i; 35 • · 9 98584
Farrow-rakenne voidaan toteuttaa tehokkaasti Homerin menetelmän avulla, joka on tehokas menetelmä polynomin evaluoimiseksi:
_,V
Σ Ck(z)Dk = Co(z)+[Ci(z)+[C2(z)+...+[CN.i(z)+CN(z)D]D]A.]D (15) t» o 5 Tässä muodossa suodinrakenteen toteutus vaatii N kertolaskua D.llä. Tämän "suoramuotoisen", N-asteisen Lagrange-interpolaattorin toteutus yhtälön (15) mukaisesti esitetään kuvassa 2. Tämän rakenteen edullinen ominaisuus on se, että siirtofunktiot Cn(z) 11 ovat vakioita tietyllä N:n arvolla. Interpolaattoria säädetään 10 siis suoraan murtoviiveen arvona D keitojissa 12 eli muiden parametrien laskentaa ei tarvita, kun viiveen arvo muuttuu.
F arrow-rakenne voidaan muuntaa tehokkaampaan muotoon muuttamalla parametrin D kokonaisosaa. Tämä merkitsee yksikköviiveiden siirtämistä paikasta toiseen 15 järjestelmän sisällä, jolloin järjestelmän siirtofunktio säilyy ennallaan. Uusi parametri d saa arvoja 0 < d < 1 (N pariton) tai -0,5 < d < 0,5 (N parillinen). Tämä muutos voidaan tehdä muunnosmatriisilla T, joka määritellään seuraavasti:
Tn.m=| U J [mj (16) 0 kun n<m 20 • · · • · * 1 m 1 m · jossa n,m = 0, 1, 2,.... N.
· • · · / Seuraavassa käsitellään uuden rakenteen erikoistapausta arvona N = 3. Silloin 25 muunnosmatriisi on seuraavanlainen: • · · • · · m Ί l l Γ : 0 12 3 : : : 0 0 13 v ' ./ |_0 0 0 1 • · · m * 1 · t : T Kun kolmannen asteen suodinrakenteen kerroinmatriisi Q kerrotaan tällä matriisilla, : ’·· 30 saadaan seuraava tulos: • · ίο 98584 '0 1 0 0 " „ -1/3 -1/2 1 -1/6 Ö = TQ = , (18) 1/2 -1 1/2 0 v ’ -1/6 1/2 -1/2 l/6_ Tämä suotimen toteutus on esitetty kuviossa 3. Kuvion rakenteessa on 10 yhteenlaskua, jotka on toteutettu summaimilla 16. Yhdellä summaimista on kolme tuloa, 5 jolloin laskutoimitus saattaa käytännössä olla edullisempaa toteuttaa kahdella 2-tuloisella summaimella. Tällöin summaimia tarvitaan 11 kappaletta. Lisäksi rakenteessa on 9 kertojaa, joista kuudessa kertojassa 17 kertoja on vakio ja kolmessa kertojassa 18 kertoja on viiveparametri d. Vakiokertoimiset siirtofunktiot voivat käyttää yhteisiä siirtorekistereitä 15. N-asteinen Farrow-suodin vaatiikin vain N 10 siirtorekisteriä viivelinjan toteutukseen kuten yksi N-asteinen suoramuotoinen FIR-suodin.
Jos Lagrange-interpolaattori toteutettaisiin suoramuotoisena FIR-suotimena, tarvittaisiin ensin 3 yhteen-ja 10 kertolaskua suodinkertoimien määrittämiseen ja vielä 3 15 yhteen-ja 4 kertolaskua ulostulonäytteen laskemiseen eli yhteensä 6 yhteen-ja 14 kertolaskua. Yhteensä tarvitaan siis 20 laskutoimitusta kuten Farrow-rakenteessakin, mutta kertolaskujen osuus olisi suoramuofoisessa toteutuksessa suurempi kuin Farrow-rakenteessa. Lisäksi suoramuotoisessa toteutuksessa kertoimien käytännöllinen laskenta edellyttää välitulosten tallennusta ja siten enemmän muistia.
: 20
Tavanomaista digitaalitelevisiosovellutusta ajatellen yllä käsitellyllä kolmannen • · · ] asteen suotimella saavutetaan riittävä näytearvojen tarkkuus. Asteluku voi olla myös • « jokin muu pieni pariton kokonaisluku kuten 5 tai 7. Keksinnön mukaisessa piirijär-*· ; jestelyssä ei siten tarvita korkea-asteisia suotimia ja siirtorekistereiden tarve on :y '· 25 vähäinen. Lisäksi suodinkertoimille voidaan yksinkertaisesti ja nopeasti laskea : tarkat arvot. Toteutuksessa tarvitaan vain vähäinen määrä kertolaskuja jokaista ulostulevaa näytettä kohden.
• · · • · · ··· :T: Menetelmä voidaan toteuttaa tehokkaasti ohjelmoitavalla signaaliprosessorilla tai ..* 30 erityispiirillä, joka voidaan suunnitella tähän tarkoitukseen. Digitaalitelevisiotek- *..* nilkassa näytetaajuus on hyvin suuri ja siksi erityispiiritoteutus on edullinen ratkaisu *·;·* tähän tarkoitukseen. Pienemmän näytetaajuuden sovelluksissa, kuten esim. mo- deemi- tai audiosignaalisovelluksissa, signaaliprosessori on edullinen toteutusratkai-·:··: su.
35 98584 π
Vaikka edellä esitetyssä jäijestelmässä käsiteltävä signaali on kantataajuinen, on keksinnöllisen ajatuksen puitteissa mahdollista toteuttaa myös vastaanotin, jossa näytetaajuuden muunnos suoritetaan signaalille, jota ei ole demoduloitu kantataa-juudelle.
5
Edellä on esitetty eräitä keksinnön mukaisen menetelmän sovelluksia. Luonnollisesti keksinnön mukaista periaatetta voidaan muunnella patenttivaatimusten suoja-alan puitteissa esim. toteutuksen yksityiskohtien sekä käyttöalueiden osalta. Keksintö ei siten rajoitu digitaaliseen televisiojärjestelmään vaan se en sovellettavissa 10 muissakin digitaalisissa tiedonsiirtojäijestelmissä.
« · * ·· *··
Claims (14)
1. Menetelmä vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi muuttuvan symbolinopeuden järjestelmässä, jolloin vastaanotetusta signaalista otetaan digitaalisia näytteitä, digitaaliset näytteet suodatetaan ja suodatetuista näytteistä tehdään päätökset, tunnettu 5 siitä, että - näytteenotto suoritetaan taajuudella (ff), joka on suurempi kuin vastaanotettavan signaalin suurin symbolitaajuus, - ennen suodatusta näin saadusta ensimmäisestä näytejonosta muodostetaan toinen näytejono, jonka näytetaajuus on olennaisesti yhtä suuri kuin vastaanotetun signaa-
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että Lagrange-inter-15 polaatio suoritetaan olennaisesti Farrow-rakenteen mukaisesti.
3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että Lagrange· interpolaation asteluku on pieni pariton kokonaisluku.
4. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että kunkin toisen näytejonon näytearvon muodostamiseksi määritetään kunkin näytteen viiveen arvo (D).
5. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että 25 toisesta näytejonosta muodostetaan kolmas näytejono, jonka näytetaajuus on olennaisesti toisen näytejonon näytetaajuus jaettuna kokonaisluvulla (M).
* 6. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että * ensimmäisen näytejonon näytetaajuus muunnetaan siten, että suodattimelle syötettä-30 vän näytejonon näytetaajuus on yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaa- : juus tai tämän kokonaislukukerrannainen.
7. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että * · vastaanotettu signaali on moduloitu kvadratuurisella menetelmällä, jolloin mainittu 35 näytejonon näytetaajuuden muunnos suoritetaan erikseen I-ja Q-haaran näytejo-noille. I · · 13 98584
8. Piirijäijestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi muuttuvan symbolinopeu-den jäijestelmässä, joka käsittää peräkkäin kytkettyinä näytteenottopiirin (5) digitaalisten näytteiden muodostamiseksi, suotimen (8) ja päätöspiirin (9) päätösarvon muodostamiseksi näytteistä, tunnettu siitä, että 5. näytteenottopiirin (5) näytetaajuus (ff) on suurempi kuin vastaanotettavan signaa lin suurin symbolitaajuus, - piirijäijestely käsittää murtoviivesuotimen (6) näytteistetyn signaalin näytetaajuu-den muuntamiseksi olennaisesti yhtä suureksi kuin vastaanotetun signaalin symboli-taajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja 10 - mainittu murtoviivesuodin (6) on Lagrange-interpolaattori.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen piirijäijestely, tunnettu siitä, että murtoviivesuotimen (6) jälkeen ennen päätöspiiriä (9) piirissä on näytetaajuuden muunnin (7) näytetaajuuden jakamiseksi kokonaisluvulla (M). 15
10. Patenttivaatimuksen 8 tai 9 mukainen piirijäijestely, tunnettu siitä, että mainitulla Lagrange-interpolaattorilla on Farrow-rakenne, jolloin ohjaussignaali on olennaisesti verrannollinen näyteviiveeseen (D).
10 Iin symbolitaajuus (fj) tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - toisen näytejonon muodostamiseksi ensimmäiselle näytejonolle suoritetaan Lag-range-interpolaatio.
11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen piirijäijestely, tunnettu siitä, että mainitulla Lagrange-interpolaattorilla on muunnettu Farrow-rakenne, jossa siirtorekisterien ja kertojien lukumäärä on minimoitu.
12. Jonkin patenttivaatimuksen 8-11 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että 25 Lagrange-interpolaattorin asteluku on pieni pariton kokonaisluku.
13. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukaisen menetelmän tai piirijäijestelyn käyttö digitaalisen televisiojäijestelmän vastaanottimessa.
• · • · « 14 98584
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FI952186A FI98584C (fi) | 1995-05-05 | 1995-05-05 | Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi |
EP96106338A EP0741472A3 (en) | 1995-05-05 | 1996-04-23 | Method and circuit arrangement for processing variable symbol rates |
US08/642,339 US5812608A (en) | 1995-05-05 | 1996-05-03 | Method and circuit arrangement for processing received signal |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FI952186 | 1995-05-05 | ||
FI952186A FI98584C (fi) | 1995-05-05 | 1995-05-05 | Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi |
Publications (4)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FI952186A0 FI952186A0 (fi) | 1995-05-05 |
FI952186A FI952186A (fi) | 1996-11-06 |
FI98584B true FI98584B (fi) | 1997-03-27 |
FI98584C FI98584C (fi) | 1997-07-10 |
Family
ID=8543361
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FI952186A FI98584C (fi) | 1995-05-05 | 1995-05-05 | Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5812608A (fi) |
EP (1) | EP0741472A3 (fi) |
FI (1) | FI98584C (fi) |
Families Citing this family (73)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09200165A (ja) * | 1996-01-18 | 1997-07-31 | Daihen Corp | チャンネル分離用フィルタ装置、psk復調装置及びpsk受信装置 |
US6539064B1 (en) * | 1997-09-02 | 2003-03-25 | Intermec Ip Corp. | Multiple data rate filtered modulation system for digital data |
FR2787201B1 (fr) * | 1998-12-14 | 2001-01-12 | Inst Francais Du Petrole | Methode et dispositif d'acquisition synchronisee de signaux sismiques |
EP1052800B1 (fr) * | 1999-05-11 | 2006-09-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Système de transmission et récepteur avec dispositif de décimation |
US7102692B1 (en) * | 1999-10-13 | 2006-09-05 | Thomson Licensing | Digital and analog television signal digitization and processing device |
US6600495B1 (en) | 2000-01-10 | 2003-07-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Image interpolation and decimation using a continuously variable delay filter and combined with a polyphase filter |
US6683905B1 (en) | 2000-04-17 | 2004-01-27 | Rf Micro Devices, Inc. | Dual-mode receiver |
US6917657B2 (en) * | 2001-03-20 | 2005-07-12 | Cyntrust Communications, Inc. | Reduced MIPS pulse shaping filter |
US6512468B1 (en) | 2001-08-03 | 2003-01-28 | Agere Systems Inc. | System and method for increasing sample rate converter filter coefficient derivation speed |
US20030235292A1 (en) * | 2002-06-24 | 2003-12-25 | George Cheng | Dual tone multi-frequency decoder combines software and hardware and method of operating the same |
US7515651B1 (en) | 2003-08-07 | 2009-04-07 | L3 Communications Corporation | Parallel processing for programmable wideband digital modulation |
US7340024B1 (en) | 2003-10-22 | 2008-03-04 | L3 Communications Corporation | Parallel fractional interpolator with data-rate clock synchronization |
GB0418133D0 (en) * | 2004-08-13 | 2004-09-15 | Ttp Communications Ltd | Sample acquisition timing adjustment |
JP2006148854A (ja) * | 2004-10-21 | 2006-06-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | マルチキャリア受信機及び遅延補正機能付き送信機 |
WO2006068554A1 (en) * | 2004-12-21 | 2006-06-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Multi-step non-linear time-discrete processing |
SG126799A1 (en) * | 2005-04-29 | 2006-11-29 | Oki Techno Ct Singapore Pte Ltd | A modified transposed farrow structure |
GB0718706D0 (en) | 2007-09-25 | 2007-11-07 | Creative Physics Ltd | Method and apparatus for reducing laser speckle |
EP1956707A1 (en) | 2007-02-09 | 2008-08-13 | Afa Technologies, Inc. | Signal interpolation apparatus and method |
CN101682297B (zh) * | 2007-06-04 | 2012-06-27 | Nxp股份有限公司 | 包含频带选择的数字信号处理电路和方法 |
US9335604B2 (en) | 2013-12-11 | 2016-05-10 | Milan Momcilo Popovich | Holographic waveguide display |
US11726332B2 (en) | 2009-04-27 | 2023-08-15 | Digilens Inc. | Diffractive projection apparatus |
US10795160B1 (en) | 2014-09-25 | 2020-10-06 | Rockwell Collins, Inc. | Systems for and methods of using fold gratings for dual axis expansion |
US11300795B1 (en) | 2009-09-30 | 2022-04-12 | Digilens Inc. | Systems for and methods of using fold gratings coordinated with output couplers for dual axis expansion |
US8233204B1 (en) | 2009-09-30 | 2012-07-31 | Rockwell Collins, Inc. | Optical displays |
US9341846B2 (en) | 2012-04-25 | 2016-05-17 | Rockwell Collins Inc. | Holographic wide angle display |
US11320571B2 (en) | 2012-11-16 | 2022-05-03 | Rockwell Collins, Inc. | Transparent waveguide display providing upper and lower fields of view with uniform light extraction |
US8659826B1 (en) | 2010-02-04 | 2014-02-25 | Rockwell Collins, Inc. | Worn display system and method without requiring real time tracking for boresight precision |
WO2012136970A1 (en) | 2011-04-07 | 2012-10-11 | Milan Momcilo Popovich | Laser despeckler based on angular diversity |
EP2748670B1 (en) | 2011-08-24 | 2015-11-18 | Rockwell Collins, Inc. | Wearable data display |
US10670876B2 (en) | 2011-08-24 | 2020-06-02 | Digilens Inc. | Waveguide laser illuminator incorporating a despeckler |
WO2016020630A2 (en) | 2014-08-08 | 2016-02-11 | Milan Momcilo Popovich | Waveguide laser illuminator incorporating a despeckler |
US9715067B1 (en) | 2011-09-30 | 2017-07-25 | Rockwell Collins, Inc. | Ultra-compact HUD utilizing waveguide pupil expander with surface relief gratings in high refractive index materials |
US8634139B1 (en) | 2011-09-30 | 2014-01-21 | Rockwell Collins, Inc. | System for and method of catadioptric collimation in a compact head up display (HUD) |
US9599813B1 (en) | 2011-09-30 | 2017-03-21 | Rockwell Collins, Inc. | Waveguide combiner system and method with less susceptibility to glare |
US9366864B1 (en) | 2011-09-30 | 2016-06-14 | Rockwell Collins, Inc. | System for and method of displaying information without need for a combiner alignment detector |
US20150010265A1 (en) | 2012-01-06 | 2015-01-08 | Milan, Momcilo POPOVICH | Contact image sensor using switchable bragg gratings |
US9523852B1 (en) | 2012-03-28 | 2016-12-20 | Rockwell Collins, Inc. | Micro collimator system and method for a head up display (HUD) |
US9933684B2 (en) * | 2012-11-16 | 2018-04-03 | Rockwell Collins, Inc. | Transparent waveguide display providing upper and lower fields of view having a specific light output aperture configuration |
US9674413B1 (en) | 2013-04-17 | 2017-06-06 | Rockwell Collins, Inc. | Vision system and method having improved performance and solar mitigation |
US9727772B2 (en) | 2013-07-31 | 2017-08-08 | Digilens, Inc. | Method and apparatus for contact image sensing |
US9244281B1 (en) | 2013-09-26 | 2016-01-26 | Rockwell Collins, Inc. | Display system and method using a detached combiner |
US10732407B1 (en) | 2014-01-10 | 2020-08-04 | Rockwell Collins, Inc. | Near eye head up display system and method with fixed combiner |
US9519089B1 (en) | 2014-01-30 | 2016-12-13 | Rockwell Collins, Inc. | High performance volume phase gratings |
US9244280B1 (en) | 2014-03-25 | 2016-01-26 | Rockwell Collins, Inc. | Near eye display system and method for display enhancement or redundancy |
WO2016020632A1 (en) | 2014-08-08 | 2016-02-11 | Milan Momcilo Popovich | Method for holographic mastering and replication |
WO2016042283A1 (en) | 2014-09-19 | 2016-03-24 | Milan Momcilo Popovich | Method and apparatus for generating input images for holographic waveguide displays |
US10088675B1 (en) | 2015-05-18 | 2018-10-02 | Rockwell Collins, Inc. | Turning light pipe for a pupil expansion system and method |
US9715110B1 (en) | 2014-09-25 | 2017-07-25 | Rockwell Collins, Inc. | Automotive head up display (HUD) |
CN107873086B (zh) | 2015-01-12 | 2020-03-20 | 迪吉伦斯公司 | 环境隔离的波导显示器 |
US9632226B2 (en) | 2015-02-12 | 2017-04-25 | Digilens Inc. | Waveguide grating device |
US11366316B2 (en) | 2015-05-18 | 2022-06-21 | Rockwell Collins, Inc. | Head up display (HUD) using a light pipe |
US10126552B2 (en) | 2015-05-18 | 2018-11-13 | Rockwell Collins, Inc. | Micro collimator system and method for a head up display (HUD) |
US10247943B1 (en) | 2015-05-18 | 2019-04-02 | Rockwell Collins, Inc. | Head up display (HUD) using a light pipe |
US10108010B2 (en) | 2015-06-29 | 2018-10-23 | Rockwell Collins, Inc. | System for and method of integrating head up displays and head down displays |
WO2017060665A1 (en) | 2015-10-05 | 2017-04-13 | Milan Momcilo Popovich | Waveguide display |
US10598932B1 (en) | 2016-01-06 | 2020-03-24 | Rockwell Collins, Inc. | Head up display for integrating views of conformally mapped symbols and a fixed image source |
JP6895451B2 (ja) | 2016-03-24 | 2021-06-30 | ディジレンズ インコーポレイテッド | 偏光選択ホログラフィー導波管デバイスを提供するための方法および装置 |
JP6734933B2 (ja) | 2016-04-11 | 2020-08-05 | ディジレンズ インコーポレイテッド | 構造化光投影のためのホログラフィック導波管装置 |
WO2018102834A2 (en) | 2016-12-02 | 2018-06-07 | Digilens, Inc. | Waveguide device with uniform output illumination |
US10545346B2 (en) | 2017-01-05 | 2020-01-28 | Digilens Inc. | Wearable heads up displays |
US10295824B2 (en) | 2017-01-26 | 2019-05-21 | Rockwell Collins, Inc. | Head up display with an angled light pipe |
WO2019079350A2 (en) | 2017-10-16 | 2019-04-25 | Digilens, Inc. | SYSTEMS AND METHODS FOR MULTIPLYING THE IMAGE RESOLUTION OF A PIXÉLISÉ DISPLAY |
WO2019136476A1 (en) | 2018-01-08 | 2019-07-11 | Digilens, Inc. | Waveguide architectures and related methods of manufacturing |
KR20200108030A (ko) | 2018-01-08 | 2020-09-16 | 디지렌즈 인코포레이티드. | 도파관 셀 내의 홀로그래픽 격자의 높은 처리능력의 레코딩을 위한 시스템 및 방법 |
WO2020023779A1 (en) | 2018-07-25 | 2020-01-30 | Digilens Inc. | Systems and methods for fabricating a multilayer optical structure |
JP2022520472A (ja) | 2019-02-15 | 2022-03-30 | ディジレンズ インコーポレイテッド | 統合された格子を使用してホログラフィック導波管ディスプレイを提供するための方法および装置 |
CN113728258A (zh) | 2019-03-12 | 2021-11-30 | 迪吉伦斯公司 | 全息波导背光及相关制造方法 |
US20200386947A1 (en) | 2019-06-07 | 2020-12-10 | Digilens Inc. | Waveguides Incorporating Transmissive and Reflective Gratings and Related Methods of Manufacturing |
WO2021021926A1 (en) | 2019-07-29 | 2021-02-04 | Digilens Inc. | Methods and apparatus for multiplying the image resolution and field-of-view of a pixelated display |
KR20220054386A (ko) | 2019-08-29 | 2022-05-02 | 디지렌즈 인코포레이티드. | 진공 브래그 격자 및 이의 제조 방법 |
CN111327382B (zh) * | 2020-02-25 | 2022-03-08 | 东南大学 | 一种幅度、时延带宽和延迟可变的信道模拟架构及其方法 |
US11115004B1 (en) * | 2020-08-05 | 2021-09-07 | Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc | Fractional delay filter for a digital signal processing system |
CN114816325A (zh) * | 2021-01-28 | 2022-07-29 | 深圳三星通信技术研究有限公司 | 信号处理***、信号处理方法及电子设备 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4866647A (en) * | 1988-02-04 | 1989-09-12 | American Telephone And Telegraph Company | Continuously variable digital delay circuit |
ES2060536B1 (es) * | 1992-11-30 | 1995-06-01 | Alcatel Standard Electrica | Sintetizador de frecuencias. |
JP3003826B2 (ja) * | 1992-12-11 | 2000-01-31 | 三菱電機株式会社 | クロック再生回路 |
GB9301704D0 (en) * | 1993-01-28 | 1993-03-17 | Signal Processors Ltd | New digital modem design techniques |
US5504785A (en) * | 1993-05-28 | 1996-04-02 | Tv/Com Technologies, Inc. | Digital receiver for variable symbol rate communications |
IT1271527B (it) * | 1993-10-14 | 1997-05-30 | Sits Soc It Telecom Siemens | Metodo di recupero del sincronismo di simbolo in ricevitori di segnali modulati digitalmente e circuito da esso derivato |
EP0695032B1 (en) * | 1994-07-25 | 2001-11-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital-to-digital sample rate converter |
SG64964A1 (en) * | 1996-02-27 | 1999-05-25 | Thomson Consumer Electronics | Filter in a digital timing recovery system |
-
1995
- 1995-05-05 FI FI952186A patent/FI98584C/fi active
-
1996
- 1996-04-23 EP EP96106338A patent/EP0741472A3/en not_active Withdrawn
- 1996-05-03 US US08/642,339 patent/US5812608A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FI952186A0 (fi) | 1995-05-05 |
EP0741472A3 (en) | 2000-06-07 |
FI98584C (fi) | 1997-07-10 |
FI952186A (fi) | 1996-11-06 |
US5812608A (en) | 1998-09-22 |
EP0741472A2 (en) | 1996-11-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
FI98584B (fi) | Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi | |
EP0804847B1 (en) | RECEIVER FOR M-ary FSK SIGNALS | |
AU573966B2 (en) | Zero-if digital receiver | |
JPH01212108A (ja) | Ssb信号発生器 | |
JP4583196B2 (ja) | 通信装置 | |
US5828707A (en) | Differential detecting apparatus for detecting phase difference of phase-modulated signal | |
EP0695028B1 (en) | Small-scale signal adding device and differential detecting device | |
US6624691B1 (en) | Demodulator for processing digital signal | |
KR100959229B1 (ko) | 데이터 수신 장치 | |
US20020067218A1 (en) | Circuit configuration for producing a quadrature-amplitude-modulated transmission signal | |
CN110098803B (zh) | 一种数字上变频***和多载波中频合路电路 | |
US7502423B2 (en) | Digital modulator and digital modulation method | |
Zicari et al. | A programmable carrier phase independent symbol timing recovery circuit for QPSK/OQPSK signals | |
JP2002300224A (ja) | 受信装置 | |
JP3643109B2 (ja) | データ受信装置 | |
JP2002271431A (ja) | 低域通過フィルタ | |
GB2318229A (en) | Costas loop carrier recovery circuit | |
Cardells-Tormo et al. | Design of a DVB-S receiver in FPGA | |
Liu et al. | A Variable Bandwidth High Speed FIR Filter Design for RFID Reader Receiver | |
JP3398989B2 (ja) | Psk変調装置 | |
KR100913202B1 (ko) | 주파수 변조된 신호의 복조를 위한 위상변화 검출 장치 및 방법 | |
JP4382095B2 (ja) | 無線受信機およびディジタル復調方法 | |
KR0154087B1 (ko) | Cpm 신호 생성 장치 | |
JPH08317010A (ja) | ディジタル変調波の変調装置 | |
JPH02206263A (ja) | 遅延検波回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
BB | Publication of examined application |