FI86785C - Widescreen television system with expanded sharpness using a plurality of signal transmission channels - Google Patents
Widescreen television system with expanded sharpness using a plurality of signal transmission channels Download PDFInfo
- Publication number
- FI86785C FI86785C FI904159A FI904159A FI86785C FI 86785 C FI86785 C FI 86785C FI 904159 A FI904159 A FI 904159A FI 904159 A FI904159 A FI 904159A FI 86785 C FI86785 C FI 86785C
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- signal
- signals
- mhz
- component
- video signal
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/24—High-definition television systems
- H04N11/26—High-definition television systems involving two-channel transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/24—High-definition television systems
- H04N11/30—High-definition television systems with transmission of the extra information by means of quadrature modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/30—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using hierarchical techniques, e.g. scalability
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Description
1 867851 86785
Laajennetun tarkkuuden laajakuvatelevisiojär j es telinä, jossa käytetään useita signaalinsiirtokanaviaExtended definition widescreen television system with multiple signal transmission channels
Keksinnön tausta 5 Tämä keksintö koskee televisiosignaalin siirtojär jestelmää, jossa käytetään useampaa kuin yhtä siirtokanavaa suuren tarkkuuden laajakuvaa edustavien signaalien lähettämiseksi.BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a television signal transmission system using more than one transmission channel for transmitting signals representing high definition widescreen.
Tavanomaisessa televisiovastaanottimessa, sellai-10 sessa kuin NTSC-lähetysstandardien mukaisessa vastaanot-timessa, on 4:3 sivusuhde (näytetyn kuvan leveyden suhde korkeuteen). Viime aikoina on ollut kiinnostusta käyttää suurempia sivusuhteita televisiovastaanotinjärjestelmissä, sellaisia kuin 2:1, 16:9 tai 5:3, koska sellaiset suurem-15 mat sivusuhteet aproksimoivat tarkemmin ihmissilmän sivusuhdetta, kuin 4:3 sivusuhde. Videokuvat, joiden sivusuhde on 5:3 ja 16:9, ovat saaneet erityistä huomiota, koska nämä suhteet aproksimoivat monien elokuvafilmien sivusuhdetta. Lisäksi on ollut kiinnostusta kasvattaa toistetun 20 kuvan yksityiskohtien tasoa yli tavanomaisen televisiokuvan tason, jotta aproksimoitaisiin tarkemmin elokuvafilmin yksityiskohtien tasoa. Televisiojärjestelmät, jotka lähettävät suuren tarkkuuden laajakuvia edustavia signaaleja tulisi suunnitella lähettämään videosignaali, joka on yh-25 teensopiva olemassa olevien televisiovastaanottimien kanssa, koska laaja yhteensopimattoman järjestelmän omaksuminen voi olla vaikeata.A conventional television receiver, such as a receiver conforming to NTSC transmission standards, has a 4: 3 aspect ratio (the ratio of the width of the displayed image to the height). Recently, there has been interest in using higher aspect ratios in television receiver systems, such as 2: 1, 16: 9, or 5: 3, because such higher aspect ratios more accurately approximate the aspect ratio of the human eye than the 4: 3 aspect ratio. Videos with 5: 3 and 16: 9 aspect ratios have received special attention because these ratios approximate the aspect ratio of many movie movies. In addition, there has been interest in increasing the level of detail of the reproduced 20 images beyond the level of a conventional television image in order to more accurately approximate the level of detail in a motion picture. Television systems that transmit signals representing high-definition widescreen should be designed to transmit a video signal that is compatible with existing television receivers because widespread adoption of an incompatible system can be difficult.
Katsaus useisiin ehdotettuihin suuren tarkkuuden laajakuvatelevisiojärjestelmiin voidaan löytää Robert Hop-30 kinsin artikkelista nimeltään "Advanced Television Systems", IEEE Transactions on Consumer Electronics, February 1988, ss. 1 - 15. Kahdeksasta tässä kuvatusta järjestelmästä viisi on yhteensopivia olemassa olevien NTSC-televi-siovastaanottimien kanssa siinä määrin, että lähetetyt 35 signaalit voidaan vastaanottaa tavanomaisella NTSC-vas- 2 86785 taanottimella ilman esiprosessointia muuntimella, 4:3 kuvan tuottamiseksi, joka on vain vähän heikompi suhteessa vakio NTSC-kuvaan. Nämä järjestelmät kehitti: AT&T Bell Laboratories (Bell-järjestelmä), Dr. William Glenn of the 5 New York Institute of Technology (Glenn-järjestelmä), Del Ray Group (Del Ray -järjestelmä), North American Philips (NAP-järjestelmä) ja NBC ja David Sarnoff Research Center yhteenliittymä (NBC-järjestelmä).A review of several proposed high-definition widescreen television systems can be found in an article by Robert Hop-30 kins entitled "Advanced Television Systems," IEEE Transactions on Consumer Electronics, February 1988, p. 1 to 15. Of the eight systems described herein, five are compatible with existing NTSC television receivers to the extent that the transmitted 35 signals can be received by a conventional NTSC receiver without pre-processing with a converter, to produce a 4: 3 picture with little weaker relative to a standard NTSC image. These systems were developed by: AT&T Bell Laboratories (Bell system), Dr. William Glenn of the 5 New York Institute of Technology (Glenn system), Del Ray Group (Del Ray system), North American Philips (NAP system) and NBC and David Sarnoff Research Center consortium (NBC system).
Bell-järjestelmässä käytetään kahta 6 MHz televi-10 siokanavaa signaalien lähettämiseksi, jotka edustavat suuren tarkkuuden laajanäytön kuvaa. Yksi kanava kuljettaa vakio NTSC-signaalia, joka edustaa suhteellisen matalataa-juisia suuren tarkkuuden laajanäytön kuvan luminanssi- ja krominessisignaalikomponentteja. Toinen kanava kuljettaa 15 suuritaajuisia luminanssi- ja krominanssisignaaleja, joita erikoisvastaanotin voi käyttää NTSC-signaalin edustaman kuvan täydentämiseksi.The Bell system uses two 6 MHz televi-10 channels to transmit signals representing a high-resolution widescreen image. One channel carries a constant NTSC signal representing the relatively low-frequency luminance and chrominance signal components of a high-resolution widescreen image. The second channel carries 15 high frequency luminance and chrominance signals that can be used by a special receiver to complement the image represented by the NTSC signal.
Glenn-järjestelmä käyttää myös kahta kanavaa, joista yksi kuljettaa NTSC-yhteensopivaa signaalia. Toinen 20 kanava Glenn-järjestelmässä käyttää vain 3 MHz 6MHz kaistaleveydestä, ja kuljettaa kuvayksityiskohtien informaatiota, joka on suodatettu sen temporaalisen erottelun vähentämiseksi (so. sen kehysnopeuden alentamiseksi). Kehys-muistia käytetään yhdistämään NTSC-signaali alhaisen ke-25 hysnopeuden suuren tarkkuuden signaaliin. Laajanäyttöilmiö saavutetaan Glenn-järjestelmässä kasvattamalla pystysuuntaista pimennysjaksoa pienentäen samalla vaakasuuntaista pimennysjaksoa.The Glenn system also uses two channels, one of which carries an NTSC-compatible signal. The second 20 channels in the Glenn system use only 3 MHz of the 6 MHz bandwidth, and carry image detail information that has been filtered to reduce its temporal resolution (i.e., to reduce its frame rate). Frame memory is used to combine an NTSC signal with a low ke-25 high rate high precision signal. The widescreen effect is achieved in the Glenn system by increasing the vertical blackout period while decreasing the horizontal blackout period.
Del Ray -järjestelmässä käytetään vain yhtä 6 MHz 30 kanavaa, joka kuljettaa NTSC-yhteensopivaa signaalia. Tämä signaali määrittelee suuren tarkkuuden kuvan kuuden kenttä jakson aikana. Suuren tarkkuuden kuva rekonstruoidaan erikoisvastaanottimellä, joka yhdistää kuusi kenttää ke-hysmuistissa. Del Ray järjestelmä myös kasvattaa pysty- 3 86785 suuntaista pimennysjaksoa laajanäyttöilmiön saavuttamiseksi .The Del Ray system uses only one 6 MHz 30 channel that carries an NTSC-compatible signal. This signal defines a high-precision image for six field periods. The high-resolution image is reconstructed with a special receiver that combines six fields in the frame memory. The Del Ray system also increases the vertical 3,867,885 dimming period to achieve a widescreen effect.
NAP-järjestelmä lähettää vakio NTSC-signaalin yhdellä kanavalla ja täydennyssignaalin toisella kanavalla.The NAP system transmits a standard NTSC signal on one channel and a supplemental signal on the other channel.
5 Täydennyssignaali yhdistetään NTSC-yhteensopivaan signaaliin erikoisvastaanottimella laajanäyttöisen, progressiivisesti pyyhkäistyn kuvan muodostamiseksi. NAP-järjestelmän tuottaman kuvan vaakasuuntainen erottelu on oleellisesti sama kuin NTSC-kuvassa.5 The complement signal is combined with the NTSC-compatible signal on a special receiver to form a widescreen, progressively scanned image. The horizontal resolution of the image produced by the NAP system is essentially the same as that of the NTSC image.
10 Digitaalinen lähestymistapa parannetun laadun vi deon siirtämiseksi käyttäen valoaaltotekniikkaa yhdessä digitaalisessa kanavassa verkossa "Broadband Integrated Services Digital Network" (BISDN) on kuvattu J. A. Belli-sio et ai. artikkelissa otsikolla "Television coding for 15 broadband ISDN", joka julkaistiin konferenssissa IEEE Global Telecommunications Conference; Globecom '86, Houston, Texas 1-4 December 1986, Conference Record, Volume 2 of 3, IEEE (US), ss. 894 - 900. Siellä kuvatussa järjestelmässä sivusuhteeltaan vakio 1050 juovan progressiivisen pyyhkäi-20 syn suuren tarkkuuden videosignaali suodatetaan pystysuuntaisesta, siitä erotetaan osa suhteessa 2:1, se muunnetaan 525 juovan lomittaiseen muotoon ja koodataan digitaalista siirtoa varten. Koodattu signaali myös dekoodataan, muunnetaan takaisin progressiivisen pyyhkäisyn muotoon, inter-25 poloidaan pystysuuntaisesta 1050 juovaan (vain luminanssi) ja vähennetään suuren tarkkuuden signaalista erotussignaa-lin muodostamiseksi, joka kvantisoidaan, entropiakoodataan ja multipleksoidaan sitten yhteiseen siirtokanavaan yhdessä koodatun päävideosignalin kanssa digitaalisella datano-30 peudella 150 Mb/s. Sellainen järjestelmä ei ole yhteensopiva tavanomaisten (analogisten) televisiosiirtokanavien kanssa, ja se vaatii erityisen digitaalisen dekooderin, jotta sitä voitaisiin käyttää tavanomaisissa televisiovastaanottimessa .10 A digital approach to transmitting enhanced quality video using light wave technology in a single digital channel on a "Broadband Integrated Services Digital Network" (BISDN) is described by J. A. Belli-et al. in an article entitled "Television coding for 15 Broadband ISDN" published at the IEEE Global Telecommunications Conference; Globecom '86, Houston, Texas 1-4 December 1986, Conference Record, Volume 2 of 3, IEEE (US), p. 894 to 900. In the system described therein, a high resolution high definition video signal with a constant aspect ratio of 1050 lines is filtered from the vertical, separated from it in a 2: 1 ratio, converted to an interlaced format of 525 lines, and encoded for digital transmission. The encoded signal is also decoded, converted back to progressive scan, interpolated from vertical to 1050 lines (luminance only) and subtracted from the high precision signal to form a difference signal which is quantized, entropy encoded and then multiplexed into a common transmission channel with the encoded main video signal. 150 Mbps. Such a system is not compatible with conventional (analog) television transmission channels and requires a special digital decoder to be used in a conventional television receiver.
4 86785 NBC-järjestelmä on lähtökohta alla esitettävälle keksinnölle. Järjestelmä kuvataan tarkemmin M. Isnardi et ai:in artikkelissa, jonka otsikkona on "Docoding Issues in the ATV System"; IEEE Transactions on Consumer Electro-5 nics, February 1988, ss. 111 - 120. Osa tästä järjestelmästä on myös kuvattu US-patentissa 4 782 383, jonka otsikkona on "Apparatus for Processing High Frequency Information in a Widescreen Television System", joka on myönnetty 1. marraskuuta 1988. Toisen dokumentin, joka kuvaa 10 tätä järjestelmää, on myös kirjoittanut M. A. Isnardi et ai. ja sen otsikkona on "Encoding for compatibility and recoverability in the ACTV System", IEEE Transactions on Broadcasting, Volume BC-33, No. 4, December 1987, IEEE (New York, US) ss. 116 - 123. Nämä viitteet on tässä 15 otettu mukaan viitteeksi. Viitteenä olevassa artikkelissa kuvatussa järjestelmässä ja patenttihakemuksessa käytetään yhtä 6 MHz kanavaa täydentävän NTSC-signaalin kuljettamiseen. Kun tämä signaali prosessoidaan tavanomaisessa NTSC-vastaanottimessa, tuotetaan tavanomainen televisiokuva. 20 Kuitenkin kun tämä signaali prosessoidaan tavanomaisessa vastaanottimessa, joka dekoodaa ja yhdistää eri komponent-tisignaalit, tuotetaan laajennetun tarkkuuden laajanäyttö-kuva. Komponenttisignaalit, jotka täydentävät perus NTSC-signaalia, on sijoitettu NTSC-spektrin tehottomasti käy-25 tettyihin alueisiin. Vaikka tässä suuren tarkkuuden laaja-näyttökuvassa on enemmän vaakasuuntaista ja pystysuuntaista erottelua kuin tavanomaisessa televisiokuvassa ja se on hyvin miellyttävä katselijan kannalta, siinä voi olla vähemmän vinottaista erottelua. Edelleen yleinen 30 erottelun taso on yhä pienempi kuin elokuvafilmissä.4,86785 The NBC system is the starting point for the invention shown below. The system is described in more detail in an article by M. Isnardi et al., Entitled "Docoding Issues in the ATV System"; IEEE Transactions on Consumer Electro-5 nics, February 1988, p. 111 to 120. Part of this system is also described in U.S. Patent 4,782,383, entitled "Apparatus for Processing High Frequency Information in a Widescreen Television System," issued November 1, 1988. Another document describing 10 of this system , has also been written by MA Isnardi et al. and entitled "Encoding for Compatibility and Recoverability in the ACTV System," IEEE Transactions on Broadcasting, Volume BC-33, no. 4, December 1987, IEEE (New York, US) ss. 116 - 123. These references are incorporated herein by reference. The system and patent application described in the referenced article use one 6 MHz channel to carry a complementary NTSC signal. When this signal is processed in a conventional NTSC receiver, a conventional television picture is produced. However, when this signal is processed in a conventional receiver that decodes and combines different component signals, an extended resolution widescreen image is produced. Component signals that complement the basic NTSC signal are located in inefficiently used areas of the NTSC spectrum. Although this high-resolution widescreen image has more horizontal and vertical resolution than a conventional television image and is very pleasing to the viewer, it may have less oblique resolution. Still, the overall level of 30 separation is still lower than in film.
Keksinnön yhteenvetoSUMMARY OF THE INVENTION
Sen vuoksi on toivottavaa tuottaa NBC-tyyppiseen järjestelmään lisäsignaali, joka kasvattaa toistetun kuvan erottelun tason sellaiseksi, että se lähemmin vastaa elo-35 kuvafilmin erottelua.Therefore, it is desirable to provide an additional signal to an NBC-type system that increases the resolution level of the reproduced image to more closely match the resolution of the film-35.
5 86785 Järjestelmä koodatun pää- ja lisäsignaalin tuottamiseksi, jotka edustavat suuren tarkkuuden kuvaa, sisältää videolähteen, joka tuotta suuren tarkkuuden videosignaalin, ensimmäisen signaalinkoodauslaitteen, joka on kyt-5 ketty lähteeseen koodatun päävideosignaalin tuottamiseksi, joka on yhteensopiva vastaanotettavaksi ja näytettäväksi tavanomaisessa televisiovastaanottimessa, ja toisen signaalinkoodauslaitteen joka liittyy lähteeseen, jolla tuotetaan koodattu lisävideosignaali, joka soveltuu yhdistet-10 täväksi päävideosignaaliin erikoisvastaanottimessa laajan- äyttönäytön tuottamiseksi. Esillä olevalle keksinnölle on ominaista, että ensimmäisen koodauslaitteen muodostama videosignaali sisältää laajanäyttöinformaatiota ja edustaa parannettua kuvaa, jossa on suurempi erottelun taso 15 kuin tavanomaisessa videokuvassa, mutta pienempi erottelu kuin suuren tarkkuuden kuvassa. Ensimmäiseen signaalinkoo-dauslaitteseen on kytketty dekoodauslaite koodatun päävideosignaalin dekoodaamiseksi, jotta muodostettaisiin pää-videosignaali. Signaalinerotuslaite on kytketty dekoodaus-20 laitteeseen erotussignaalin muodostamiseksi, joka edustaa erotusta lähteen tuottaman videosyöttösignaalin ja dekoo-dauslaitteen tuottaman dekoodatun päävideosignaalin välillä, ja toisen signaalinkoodauslaitteen, joka on kytketty signaalinerotuslaitteeseen koodatun lisävideosignaalin 25 muodostamiseksi, joka edustaa erotussignaalia.5,867,85 A system for producing a coded main and auxiliary signal representing a high definition picture includes a video source for producing a high definition video signal, a first signal encoding device coupled to the source for producing a coded main video signal compatible for reception and display in a conventional television receiver. a signal encoding apparatus associated with a source for producing an encoded additional video signal suitable for connection to the main video signal in a special receiver to produce a widescreen display. The present invention is characterized in that the video signal generated by the first encoding device contains widescreen information and represents an enhanced image with a higher resolution level 15 than in a conventional video image, but lower resolution than a high resolution image. A decoding apparatus is connected to the first signal encoding apparatus for decoding the encoded main video signal to form a main video signal. A signal separation device is connected to the decoding device 20 for generating a difference signal representing the difference between the video input signal produced by the source and the decoded main video signal produced by the decoding device, and a second signal encoding device connected to the signal separation device for generating an additional video signal.
Keksinnön periaatteet on myös toteutettu televisiosignaalin vastaanottojärjestelmässä, joka sisältää ensimmäisen ja toisen vastaanottolaitteen, joilla tuotetaan vastaavasti koodattu päävideosignaali, joka vastaanotetaan 30 toiselta analogiselta siirtokanavalta, mainitun videosignaalin ollessa saatu suuren tarkkuuden lähteestä, mainitun koodatun päävideosignaalin ollessa yhteensopiva vastaanotettavaksi ja näytettäväksi tavanomaisissa televisiovas-taanottimissa, joissa on tavanomainen sivusuhde, ja sig-35 naalinprosessointilaitteen, jolla dekoodataan ja yhdiste- , 86735The principles of the invention are also implemented in a television signal receiving system comprising first and second receiving devices for producing a respectively encoded main video signal received from a second analog transmission channel, said video signal being obtained from a high definition source, said encoded main video signal being compatible for reception and display in conventional television receivers. is a conventional aspect ratio, and a sig-35 signal processing device for decoding and combining, 86735
OO
tään vastanotetut signaalit parannetun tarkkuuden videosignaalin tuottamiseksi. Sellaiselle keksinnön mukaiselle järjestelmälle on ominaista, että ensimmäisen nimetyn vas-taanottolaitteen tuottama signaali sisältää laajanäyttöin-5 formaatiota ja se edustaa laajennetun tarkkuuden televisiokuvaa, jonka erottelu on suurempi kuin tavanomaisen videokuvan. Lisäsignaali edustaa erotusta suuren tarkkuuden laajanäyttösignaalin, josta koodattu päävideosignaali saadaan, ja lisäsignaalin, joka saadaan koodatusta päävi-10 deosignaalista, välillä. Signaalinprosessointilaite sisältää pääsignaalin prosessointilaitteen, joka on kytketty ensimmäiseen vataanottolaitteseen ja jota koodattu päävideosignaali ohjaa tuottamaan peruskaistan dekoodatun pää-videolähtösignaalin. Lisäsignaalin prosessointilaite, joka 15 on kytketty toiseen vastanottolaitteeseen ja jota koodattu lisävideosignaali ohjaa, tuottaa peruskaistan täydentävän lähtösignaalin. Yhdistämislaite, jonka ensimmäinen ja toinen tulo on kytketty vastaavaan pää- ja lisäsignaalin prosessointilaitteeseen, yhdistää peruskaistan dekoodatun 20 päävideosignaalin ja peruskaistan täydennyssignaalin sum- maamalla, jotta muodostuisi videolähtösignaali, joka edustaa laajanäyttövideokuvaa ja jonka erottelu on suurempi kuin laajennetun tarkkuuden televisiokuvan.received signals to produce an enhanced resolution video signal. Such a system according to the invention is characterized in that the signal produced by the first named receiving device contains a widescreen-5 format and represents an extended resolution television image with a resolution higher than that of a conventional video image. The additional signal represents the difference between the high-precision widescreen signal from which the encoded main video signal is obtained and the additional signal obtained from the encoded main video signal. The signal processing apparatus includes a main signal processing apparatus coupled to the first receiver and controlled by the encoded main video signal to produce a baseband decoded main video output signal. The auxiliary signal processing device connected to the second receiving device and controlled by the encoded auxiliary video signal produces an output signal supplementing the baseband. The combining device, the first and second inputs of which are connected to the respective main and auxiliary signal processing apparatus, combines the baseband decoded main video signal and the baseband supplement signal by summing to form a video output signal representing a widescreen video image with a resolution greater than widescreen resolution.
Piirrosten lyhyt kuvaus 25 Kuvio 1 on lohkokaavio kahden kanavan televisio- signaalin siirtojärjestelmästä, joka toimii esillä olevan keksinnön mukaisesti.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Figure 1 is a block diagram of a two channel television signal transmission system operating in accordance with the present invention.
Kuvio la on kaavio, joka havainnollistaa kuviossa 1 esitetyssä järjestelmässä käytettäväksi soveltuvan yhden 30 kanavan kooderin toimintaa.Fig. 1a is a diagram illustrating the operation of a single 30 channel encoder suitable for use in the system shown in Fig. 1.
Kuvio Ib on lohkokaavio kuviossa 1 esitetyssä järjestelmässä käytettäväksi soveltuvasta yhden kanavan koo-derista.Figure 1b is a block diagram of a single channel encoder suitable for use in the system shown in Figure 1.
7 867857 86785
Kuviot le - If, 2, 2a ja 3a - 3c ovat kaavioita, jotka havainnollistavat kuviossa Ib esitetyn yhden kanavan kooderin eri komponenttien toimintaa.Figures 1e - 2, 2a, and 3a to 3c are diagrams illustrating the operation of the various components of the single channel encoder shown in Figure 1b.
Kuvio 4 on lohkokaavio 1050 juovan/kehys (L/F) 5 lomittaisesta 525 L/F progressiiviseen pyyhkäisyyn muun-timesta, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa Ib esitetyssä yhden kanavan kooderissa.Figure 4 is a block diagram of a 1050 line / frame (L / F) 5 interleaved 525 L / F progressive scan converter suitable for use in the single channel encoder shown in Figure Ib.
Kuviot 5a ja 5b ovat lohkokaavioita progressiivisesta lomittaiseen pyyhkäisyyn muuntimista, jotka sovel-10 tuvat käytettäväksi kuviossa Ib esitetyssä yhden kanavan kooderissa.Figures 5a and 5b are block diagrams of progressive interleaved scan converters suitable for use in the single channel encoder shown in Figure Ib.
Kuviot 6-8 ovat lohkokaavioita piireistä, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa Ib esitetyn yhden kanavan kooderin sivu-keski-signaalin erottimena ja prosesso-15 rina.Figures 6-8 are block diagrams of circuits suitable for use as a side-center signal separator and processor of the single channel encoder shown in Figure Ib.
Kuvio 9 on lohkokaavio piiristä, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa Ib esitetyn yhden kanavan kooderin NTSC-kooderina.Fig. 9 is a block diagram of a circuit suitable for use as an NTSC encoder of the single channel encoder shown in Fig. Ib.
Kuviot 10 ja 10a - 10c ovat lohkokaavioita ja 20 kartta, jotka havainnollistavat erilaisten pystysuunta- temporaalisten ja vaakasuunta-pystysuunta-temporaalisten suotimien, joita käytetään kuviossa Ib esitetyssä yhden kanavan kooderissa ja kuviossa 14 esitetyssä yhden kanavan kooderissa, rakennetta.Figures 10 and 10a to 10c are block diagrams and a map 20 illustrating the structure of the various vertical-temporal and horizontal-vertical-temporal filters used in the single-channel encoder shown in Figure Ib and the single-channel encoder shown in Figure 14.
25 Kuviot 11a ja 11b ovat lohkokaavioita piireistä, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa Ib esitetyn yhden kanavan kooderin korkeiden kehyksensisäisenä keskirvopii-rinä.Figures 11a and 11b are block diagrams of circuits suitable for use as a high in-frame center circuit of the single channel encoder shown in Figure Ib.
Kuviot 12 ja 12a - 12d ovat lohkokaavioita pii-30 reistä, jotka soveltuvat käytettäväksi minä tahansa aika-ekspandoijana tai aikakompressoijana, joita käytetään kuviossa Ib esitetyssä yhden kanavan kooderissa ja kaavioissa, jotka havainnollistavat piirin toimintaa.Figures 12 and 12a to 12d are block diagrams of silicon-30s suitable for use as any of the time expander or time compressor used in the single channel encoder and diagrams shown in Figure Ib to illustrate circuit operation.
86785 886785 8
Kuvio 13 on lohkokaavio amplitudin kompensoinnin ja neliöllisen moduloinnin piiristä, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa Ib esitetyssä yhden kanavan kooderissa.Fig. 13 is a block diagram of an amplitude compensation and quadratic modulation circuit suitable for use in the single channel encoder shown in Fig. Ib.
Kuvio 14 on lohkokaavio yhden kanavan dekooderis-5 ta, joka soveltuu käytettäväksi esilä olevassa keksinnössä.Figure 14 is a block diagram of a single channel decoder suitable for use in the present invention.
Kuviot 15 ja 16 ovat lohkokaaviota piireistä, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa 14 esitetyn yhden kanavan dekooderin kehyksensisäisenä keskiarvopiirinä-10 differentioijana.Figures 15 and 16 are a block diagram of circuits suitable for use as an in-frame averaging circuit-10 of the single channel decoder shown in Figure 14.
Kuvio 17 on lohkokaavio neliöllisestä demodulaat-torista ja amplitudiekspanderista, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa 14 esitetyssä yhden kanavan dekoode-rissa.Fig. 17 is a block diagram of a square demodulator and amplitude expander suitable for use in the single channel decoder shown in Fig. 14.
15 Kuvio 18 on lohkokaavio luminanssi-krominanssisig- naalin erotuspiiristä, joka soveltuu käytettävksi kuviossa 14 esitetyssä yhden kanavan dekooderissa.Fig. 18 is a block diagram of a luminance-chrominance signal separation circuit suitable for use in the single channel decoder shown in Fig. 14.
Kuvio 19 on lohkokaavio piiristä, joka soveltuu käytettäväksi Y-I-Q -formaatin dekooderina kuviossa 14 20 esitetyssä yhden kanavan dekooderissa.Fig. 19 is a block diagram of a circuit suitable for use as a Y-I-Q format decoder in the single channel decoder shown in Fig. 14.
Kuvio 19a on lohkokaavio sivupaneeli-keskipaneeli-jaottimesta, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa 19 esitetyssä formaattidekooderissa.Fig. 19a is a block diagram of a side panel-center panel splitter suitable for use in the format decoder shown in Fig. 19.
Kuviot 20 ja 21 ovat lohkokaavioita lomittaisesta 25 progressiiviseen pyyhkäisyyn muuntimista, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa 14 esitetyssä piirissä.Figures 20 and 21 are block diagrams of interleaved 25 progressive scan converters suitable for use in the circuit shown in Figure 14.
Kuvio 22 on lohkokaavio lisäkanavan luminanssisig-naalin kooderista, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa 1 esitetyn järjestelmän lisäkanavan kooderina.Fig. 22 is a block diagram of an auxiliary channel luminance signal encoder suitable for use as an auxiliary channel encoder of the system shown in Fig. 1.
30 Kuvio 22a on kuva-alkiokaavio, joka on käyttökel poinen selitettäessä kuviossa 22 esitetyn piirin toimintaa.Fig. 22a is a pixel diagram useful in explaining the operation of the circuit shown in Fig. 22.
Kuvio 23 on lohkokaavio liikekooderista ja ali-päästösuotimesta, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa Ib 35 esitetyssä yhden kanavan kooderissa.Fig. 23 is a block diagram of a motion encoder and sub-pass filter suitable for use in the single channel encoder shown in Fig. Ib 35.
9 867859 86785
Kuvio 24 on lohkokaavio lisäkanavan krominanssi-signaalin kooderista, joka soveltuu käytettäväksi kuviossa 1 esitetyssä lisäkanavan kooderissa.Fig. 24 is a block diagram of an auxiliary channel chrominance signal encoder suitable for use in the auxiliary channel encoder shown in Fig. 1.
Kuvio 24a on videokenttäkaavio, joka on käyttökel-5 poinen selitettäessä kuviossa 24 esitetyn piirin toimin taa.Fig. 24a is a video field diagram useful in explaining the operation of the circuit shown in Fig. 24.
Kuvio 25 on lohkokaavio esimerkinomaisesta piiristä, jolla moduloidaan ja demoduloidaan lisäsignaali, jonka kuviossa 1 esitetty lisäkanavan kooderi on muodos-10 tanut.Fig. 25 is a block diagram of an exemplary circuit for modulating and demodulating an additional signal generated by the additional channel encoder shown in Fig. 1.
Kuviot 26 ja 27 ovat lohkokaavioita vastaavista krominanssi- ja luminanssitäydennyssignaalien dekoodereis-ta, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa 1 esitetyssä edistyneen yhteensopivan television kaksikanavadekooderis-15 sa.Figures 26 and 27 are block diagrams of corresponding chrominance and luminance complement signal decoders suitable for use in the advanced compatible television dual channel decoder shown in Figure 1.
Kuvio 28 on lohkokaavio piireistä, jotka soveltuvat käytettäväksi kuviossa 22 esitetyn lisäkanavan lumi-nanssisignaalin kooderin ja kuviossa 27 esitetyn luminans-silisäsignaalin dekooderin liikesignaalin tunnistimena.Fig. 28 is a block diagram of circuits suitable for use as a motion signal detector of the auxiliary channel luminance signal encoder shown in Fig. 22 and the luminance auxiliary signal decoder shown in Fig. 27.
20 Kuvio 29 on lohkokaavio edistyneen yhteensopivan television kaksikanavadekooderista, joka on esitetty kuviossa 1.Fig. 29 is a block diagram of an advanced compatible television dual channel decoder shown in Fig. 1.
Yksityiskohtainen kuvausDetailed description
Piirroksissa yhdellä viivalla merkityt nuolet 25 edustavat väyliä, joilla kuljetetaan monibittisiä rinnak kaisia digitaalisia signaaleja, tai signaaliteitä joilla kuljetetaan analogisia signaaleja tai yksibittisiä digitaalisia signaaleja. Väylän tai signaalitien kuljettaman signaalin tyyppi selvitetään siinä yhteydessä kuin sitä 30 käsitellään. Selvyyden vuoksi kompensoivia viiveitä on voitu jättää pois joiltakin signaaliteiltä. Digitalisten signaalinprosessointipiirien suunnittelun ammattimies tietää, missä sellaisia viiveitä tarvitaan määrätyssä järjestelmässä.In the drawings, arrows 25 marked with a single line represent buses carrying multi-bit parallel digital signals or signal paths carrying analog signals or single-bit digital signals. The type of signal carried by the bus or signal path is determined in the context in which it is processed. For clarity, compensatory delays may have been omitted from some signal paths. One skilled in the art of designing digital signal processing circuits knows where such delays are needed in a given system.
10 8678510 86785
Kuvio 1 on lohkokaavio kaksikanavaisesta televisiosignaalin siirtojärjestelmästä, joka sisältää esillä olevan keksinnön toteutuksen. Kuviossa 1 laajakaistaiset suuren tarkkuuden laajanäyttötelevision (HDTV, teräväpiir-5 totelevisio) signaalit Y, I ja Q lähteestä 110 (esim. videokamera) viedään lähettimelle 112. Signaali Y sisältää luminanssikuvainformaatiota, joka käyttää kaistaa välillä 0 Hz ja 20 MHz, ja signaalit I ja Q sisältävät krominans-sikuvainformaatiota, joka käyttää taajuuskaistaa välillä 10 0 Hz ja 10 MHz.Figure 1 is a block diagram of a dual channel television signal transmission system incorporating an embodiment of the present invention. In Figure 1, wideband high definition wide screen (HDTV, high definition 5 television) signals Y, I and Q from source 110 (e.g., a camcorder) are applied to transmitter 112. Signal Y includes luminance image information using the band between 0 Hz and 20 MHz, and signals I and Q contain chrominance key information using a frequency band between 10 Hz and 10 MHz.
Signaalit Y, I, ja Q koodataan yhden kanavan koo-derilla 114, joka on yllä viitatun Isnardi et ai dokumentin ja patenttihakemuksen mukaista tyyppiä. Koodattu signaali lähetetään sitten antennilla 115. Antennin 115 lä-15 hettämät televisiosignaalit vastaanotetaan antennilla 120, joka liittyy vakio NTSC-vastaanottimeen 122, ja antennilla 124, joka liittyy laajanäyttöiseen laajennetun tarkkuuden television (EDTV) näyttöön 128 laajanäyttöisessä EDTV-vas-taanottimessa. Laajanäyttöinen EDTV-vastaanotin sisältää 20 yhden kanavan dekooderin, joka on yllä viitatun Isnardi et ai dokumentin ja patenttihakemuksen mukaista tyyppiä, jolla vastaanotettu signaali dekoodataan sen aineksina oleviksi laajennetun tarkkuuden luminanssi- ja krominanssi-signaalikomponenteiksi Y', 1' ja Q'. Signaalit Y', 1' ja 25 Q' näytetään laajanäyttöisessä EDTV-näytössä 128.The signals Y, I, and Q are encoded by a single channel encoder 114 of the type according to the document and patent application referred to above by Isnardi et al. The encoded signal is then transmitted by antenna 115. The television signals transmitted by antenna 115 are received by antenna 120 associated with a standard NTSC receiver 122 and antenna 124 associated with a widescreen extended definition television (EDTV) display 128 in a widescreen EDTV receiver. The widescreen EDTV receiver includes 20 single channel decoders of the type according to the above-mentioned Isnardi et al document and patent application, in which the received signal is decoded into its extended precision luminance and chrominance signal components Y ', 1' and Q '. Signals Y ', 1' and 25 Q 'are displayed on a wide screen EDTV display 128.
Kuviossa 1 esitetty järjestelmä sisältää edelleen lisäkanavan kooderin 142, joka koodaa lähetystä varten signaalin, joka edustaa erotusta laajanäyttö EDTV-signaa-lien, kuten näytetään laajanäyttöisissä EDTV-vastaanotti-30 missä 125 ja 128, ja alkuperäisten lähteen 110 tuottamien laajanäyttö EDTV-signaalien välillä. Tämä erotussignaali muodostetaan vähentämällä lähtösignaalit Y', 1' ja Q', jotka yhden kanavan dekooderi 140 on tuottanut, vastaavista lähteen 110 tuottamista vastaavista signaaleista Y, I 35 ja Q. Yhden kanavan dekooderi 140 voi olla samanlainen 11 86785 kuin dekooderi 125. Lisätelevisiosignaali, jonka kooderi 142 on tuottaa, lähetetään antennilla 130.The system shown in Figure 1 further includes an additional channel encoder 142 that encodes for transmission a signal representing the difference between widescreen EDTV signals, as shown in widescreen EDTV receivers 30 where 125 and 128, and widescreen EDTV signals produced by the original source 110. This difference signal is generated by subtracting the output signals Y ', 1' and Q 'produced by the single channel decoder 140 from the respective signals Y, I 35 and Q produced by the source 110. The single channel decoder 140 may be similar to the decoder 125. The auxiliary television signal, which encoder 142 is producing is transmitted by antenna 130.
Lisäkanavan signaali, jonka antenni 130 on lähettänyt, ja pääkanavan signaali, jonka antenni 115 on lähet-5 tänyt, vastaanotetaan antennilla 132, joka liittyy laajan-äyttöiseen HDTV-vastaanottojärjestelmään. Tämä järjestelmä sisältää kaksikanavaisen dekooderin 134, jolla dekoodataan pääkanavan signaali ja lisäkanavan signaali, ja jolla lisäksi yhdistetään dekoodatut aineksina olevat luminanssi-10 ja krominanssisignaalit vastaavien laajanäytön HDTV-kom-ponenttisignaalien Y", I" ja Q" tuottamiseksi, jotka soveltuvat näytettäviksi laajanäyttöisessä HDTV-näyttöyksi-kössä 136.The auxiliary channel signal transmitted by the antenna 130 and the main channel signal transmitted by the antenna 115 are received by the antenna 132 associated with the widescreen HDTV reception system. This system includes a two-channel decoder 134 for decoding the main channel signal and the auxiliary channel signal, and further combining the decoded material luminance-10 and chrominance signals to produce corresponding widescreen HDTV component signals Y ", I" and Q "suitable for display on a widescreen HDTV. in the display unit 136.
Kuvio la on kaavio, joka havainnollistaa signaa-15 linkoodaustekniikoita, joita käytetään yhden kanavan koo-derissa 114. Kooderi vähentää ensin HDTV-signaalien kaistaleveyden olemaan alle 6.0 MHz, muuntaa HDTV-signaalit 1050 juovan/kehys (L/F) yhteenpunotusta pyyhkäisymuodosta 525 L/F progressiivisen pyyhkäisyn muotoon, ja koodaa sit-20 ten saatavat signaalit NTSC-yhteensopivaksi videosignaaliksi, jossa on neljä komponenttisignaalia. Yksi komponentti, joka tuottaa vakio sivusuhteen ja vakioerottelun värikuvat tavanomaisessa, tai vakiossa, NTSC-vastaanotti-messa 122, ja kolme komponenttia, jotka edustavat vakioku-25 van parannuksia, toistettaessa laajanäyttöisessä EDTV-vas-taanottimessa 128. Kolme parannuskomponenttia yhdistetään komponenttiin, joka vastaa vakiosivusuhteen, vakioerottelun kuvaa siten, että ne käyttävät samaa taajuuskaistaa kuin vakiokomponentti, mutta ovat fyysisesti tai havait-30 semisen kannalta kätketyt vakio televisiovastaanottimen 122 muodostamassa kuvassa.Fig. 1a is a diagram illustrating signal-to-15 encoding techniques used in a single channel encoder 114. The encoder first reduces the bandwidth of HDTV signals to less than 6.0 MHz, converts HDTV signals from 1050 line / frame (L / F) interleaved scan format to 525 L / F in progressive scan format, and encodes the signals obtained by sit-20 into an NTSC-compatible video signal having four component signals. One component that produces constant aspect ratio and standard resolution color images in a conventional, or standard, NTSC receiver 122, and three components that represent standard image enhancements when played back on a widescreen EDTV receiver 128. The three enhancement components are combined with a component corresponding to describes the standard aspect ratio, the standard resolution, so that they use the same frequency band as the standard component, but are physically or perceptibly hidden in the standard picture formed by the television receiver 122.
Ensimmäinen komponenttisignaali (so. vakiokomponentti) on 525 L/F, 2:1 lomittainen signaali, jossa on vakio 4:3 sivusuhde. Tämä komponentti sisältää kaistara-35 joitetun HDTV-signaalin keskikaistan, joka on ajallisesti i2 86735 laajennettu käyttämään miltei koko aktiivisen juova-ajan. Ensimmäinen komponenttisignaali sisältää myös sivukais-taista vaakasuuntaista matalataajuista informaatiota, joka on ajallisesti kompressoitu vakio NTSC-vastaanottimen 122 5 tuottaman näytön vasempaan ja oikeaan vaakasuuntaiseen kuvan ylipyyhkäisyalueeseen. Matalataajuinen sivukaistain-formaatio on fyysisesti kätketty katsojalta, koska sitä ei näytetä vakio NTSC-vastaanottimessa. Tästä ensimmäisestä komponenttisignaalista otetaan kehyksensisäinen keskiarvo 10 yli 1,5 MHz taajuuksilta, alla kuvattavista syistä, ennen kuin se yhdistetään toiseen ja kolmanteen komponenttisig-naaliin. Kuvio 2 havainnollistaa ensimmäisen komponentti-signaalin aikaekspansiota ja aikakompressiota.The first component signal (i.e., the standard component) is a 525 L / F, 2: 1 interlaced signal with a constant 4: 3 aspect ratio. This component includes the middle band of the band-35 projected HDTV signal, which is temporally extended to use the i2 86735 for almost the entire active line time. The first component signal also includes lateral horizontal low frequency information temporally compressed into the left and right horizontal image sweep areas of the display produced by the constant NTSC receiver 122 5. The low frequency sideband formation is physically hidden from the viewer because it is not displayed on a standard NTSC receiver. From this first component signal, an in-frame average of 10 frequencies above 1.5 MHz is taken, for the reasons described below, before being combined with the second and third component signals. Figure 2 illustrates the time expansion and time compression of the first component signal.
Toinen komponenttisignaali on täydentävä 2:1 yh-15 teenpunottu signaali, jossa vasemman ja oikean sivukaistan korkeataajuiset informaatiot on kummatkin laajennettu käyttämään puolet aktiivisesta juova-ajasta. Siten laajennettu sivukaistainformaatio käyttää oleellisesti koko toisen komponenttisignaalin aktiivisen juova-ajan. Kuvio 3c 20 havainnollistaa toisen komponenttisignaalin muodostamista.The second component signal is a complementary 2: 1 yh-15 braided signal in which the high frequency information of the left and right sidebands is each extended to use half of the active line time. Thus, the extended sideband information uses substantially the entire active line time of the second component signal. Figure 3c 20 illustrates the generation of the second component signal.
Kolmas komponenttisignaali on täydentävä 2:1 lo-mittaisen pyyhkäisyn signaali, joka saadaan kaistarajoite-tuista HDTV-signaaleista. Se sisältää korkeataajuista vaakasuuntaista luminanssierotteluinformaatiota suunnilleen 25 välillä 5,0 ja 6,0 MHz. Tämä informaatio siirretään taajuudeltaan alas käyttämään taajuuskaistaa välillä 0 ja 1,0 MHz.The third component signal is a complementary 2: 1 lo length scan signal obtained from band-limited HDTV signals. It contains high frequency horizontal luminance separation information between approximately 5.0 and 6.0 MHz. This information is transmitted down frequency to use the frequency band between 0 and 1.0 MHz.
Toisesta ja kolmannesta komponenttisignaalista otetaan molemmista kehyksensisäinen keskiarvo, ne kompres-30 soidaan amplitudiltaan ja sitten niitä käytetään moduloimaan vastaavat 90° vaihesiirrossa olevat tukahdetut vuo-rottaiset apukantoaaltosignaalit ASC ja ASC, joiden taajuus on pariton monikerta vaakasuuntaisen juovapyyhkäisy-taajuuden puolikkaasta, ja joka on NTSC-signaalispektrin 35 krominanssikaistan sisällä. Lisäksi näihin näihin vuorot- 13 86785 täisiin apukantoaaltosignaaleihin kohdistetaan 180° vaihe-muutos kentästä toiseen, jossa kenttä on määritelty 262 vaakatason juovan jaksoksi. Näin ollen mikä tahansa vääristymä vakio NTSC-kuvassa, joka tuotetaan moduloiduilla 5 toisella ja kolmannella komponentilla, ilmenee kehystaa- juisena (30 Hz) komplementtivärin muutoksena. Tämän tyyppistä vääristymää ei tavallisesti havaita, koska ihmissilmä on suhteellisen epäherkkä nopeille, keskinäisesti komplementeille värimuutoksille kyllästystasoilla, joita nor-10 maalisti tavataan televisiosignaaleissa.The second and third component signals are both averaged within the frame, compressed in amplitude, and then used to modulate the corresponding 90 ° phase-shifted suppressed subcarrier subcarrier signals ASC and ASC, whose frequency is an odd multiple of the multiple of the horizontal line scan. within the chrominance band of the signal spectrum 35. In addition, these alternating subcarrier signals are subjected to a 180 ° phase change from one field to another, where the field is defined as a period of 262 horizontal lines. Thus, any distortion in the constant NTSC image produced by the modulated second and third components is manifested as a change in complementary color at a frame rate (30 Hz). This type of distortion is not usually observed because the human eye is relatively insensitive to the rapid, mutually complementary color changes at the saturation levels typically found in television signals.
Neljäs komponenttisignaali on 2:1 lomitettu "apu-signaali", joka sisältää pystysuunta-temporaalisen (V-T) luminanssierotteluinformaation, joka muuten häviäisi muunnettaessa HDTV-signaalia 525 LPF progressiivisesta pyyh-15 käisystä 525 LPF lomitettuun pyyhkäisyyn. Tämä signaali auttaa EDTV-vastaanotinta rekonstruoimaan puuttuvan informaation liikkuvissa kohteissa ja alentamaan tai eliminoimaan epätoivotun välkkymisen ja liikkeen häiriöt progressiivisesti pyyhkäistyssä laajanäyttökuvassa, joka muodos-20 tetaan EDTV-näyttöön 128 ja HDTV-näyttöön 136. Kuvio 2a havainnollistaa, kuinka apusignaali muodostetaan 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn ja 525 LPF lomitetun pyyhkäisyn signaaleista.The fourth component signal is a 2: 1 interleaved "auxiliary signal" that contains vertical temporal (V-T) luminance separation information that would otherwise be lost when converting the HDTV signal from 525 LPF progressive scan to 525 LPF interlaced scan. This signal helps the EDTV receiver to reconstruct the missing information in moving objects and to reduce or eliminate unwanted flicker and motion disturbances in a progressively swept widescreen image formed on the EDTV display 128 and the HDTV display 136. Figure 2a illustrates how the auxiliary signal is generated. and 525 LPF of interlaced scan signals.
Neljäs komponenttisignaali on kaistarajoitettu 750 25 kHz:iin, siirretty ensimmäisen komponenttisignaalin päälle kompressoimalla osia, jotka vastaavat sivukaistoja, ja ekspandoimalla osia jotka vastaavat keskikaistaa. Saatua signaalia käytetään moduloimaan kantoaaltosignaali, joka on 90° vaihesiirrossa kuvakantoaaltosignaaliin (tunnetaan 30 myös videoapukantoaaltosignaalina) ja yhdistetään moduloi tuun ensimmäiseen, toiseen ja kolmanteen komponenttiin. Neljäs komponenttisignaali on kätketty tavanomaisessa NTSC-näytössä, koska kaikki sen mahdollisesti aiheuttama vääristymä korreloituu spatiaalisesti ensimmäiseen kompo-35 nenttiin päällesiirtämisprosessissa.The fourth component signal is band-limited to 750 to 25 kHz, shifted over the first component signal by compressing the portions corresponding to the side bands and expanding the portions corresponding to the center band. The resulting signal is used to modulate a carrier signal that is 90 ° out of phase with the image carrier signal (also known as a video subcarrier signal) and is combined with the modulated first, second, and third components. The fourth component signal is hidden in a conventional NTSC display because any distortion it may cause is spatially correlated with the first component in the overlay process.
14 8673514 86735
Ensimmäisen komponenttisignaalin luminanssisignaa-liosa esisuodatetaan käyttämällä vaakasuunta-pystysuunta-temporaalista (H-V-T) kampasuodatinta todennäköisen ylikuulumisen eliminoimiseksi sen ja ensimmäisen komponentti-5 signaalin krominanssisignaaliosan välillä. Lisäksi ensimmäisestä, toisesta ja kolmannesta komponenttisignaalista otetaan kehyksensisäinen keskiarvo käyttämällä V-T kampa-suodinta, jotta vähennettäisiin oleellisesti V-T ylikuulumista ensimmäisen komponentin ja toisen ja kolmannen kornit) ponentin välillä, sallimalla toisen ja kolmannen komponenttisignaalin erottamisen helposti vastaanottimen dekoo-dereissa 125 ja 134. Kuviot Id ja le havainnollistavat kehyksensisäistä keskiarvon ottoa ensimmäisestä, toisesta ja kolmannesta komponenttisignaalista, ja niiden yhdistä-15 mistä koodatun NTSC-signaalin muodostamiseksi.The luminance signal portion of the first component signal is pre-filtered using a horizontal-vertical-temporal (H-V-T) comb filter to eliminate probable crosstalk between it and the chrominance signal portion of the first component-5 signal. In addition, the first, second, and third component signals are averaged within the frame using a VT comb filter to substantially reduce VT crosstalk between the first component and the second and third corners, allowing the second and third component signals to be easily separated in receiver decoders 125 and 134. Figs. le illustrate an in-frame averaging of the first, second, and third component signals, and combining them to form an encoded NTSC signal.
Vaikkakin se on edullista koodaus- ja dekoodaus-prosesseissa, yllä kuvatuissa prosessointivaiheissa suoritettava kampasuodatus pyrkii vähentämään näytössä 128 esitettyjen EDTV-kuvien poikittaissuuntaista erottelua. Taa-20 juusspektrianalyysissä yhden kanavan dekooderin tuottamal la luminanssisignaalilla Y' on tavanomainen NTSC-videotaa-juusspektri aina suunnilleen 1,5 MHz saakka, ja sen taa-juusspektrille on ominaista vuorottelevat piikit ja kuopat välillä 1,5 MHz ja 6,0 MHz (so. kampasuodatetun signaalin 25 taajuusspektri). Yli 6,0 MHz tajuudet puuttuvat signaalista Y' . Lisäksi, koska apusignaali, jota käytetään muodostamaan uudelleen progressiivisen pyyhkäisyn luminanssisig-naali lähetetystä lomittaisen pyyhkäisyn signaalista, on kaistarajoitettu 750 kHz:iin, luminanssi-informaatio vä-30 Iillä 750 kHz ja 20 kHz voi puuttua signaalin Y' vuorot-taisten juovajaksojen aikana.Although it is advantageous in the encoding and decoding processes, the comb filtering performed in the processing steps described above tends to reduce the transverse separation of the EDTV images displayed on the display 128. In Taa-20 frequency spectrum analysis, the luminance signal Y 'produced by a single channel decoder has a conventional NTSC video frequency spectrum up to approximately 1.5 MHz, and its frequency spectrum is characterized by alternating peaks and wells between 1.5 MHz and 6.0 MHz (i.e. .frequency spectrum of the comb - filtered signal 25). Frequencies above 6.0 MHz are missing from signal Y '. In addition, since the auxiliary signal used to regenerate the progressive scan luminance signal from the transmitted interlaced scan signal is band-limited to 750 kHz, luminance information at 750 kHz and 20 kHz may be missing during the alternating line periods of signal Y '.
Signaalit I ja Q, HDTV-signaalin väri-informaatio signaalikomponentit, ovat molemmat kaistarajoitetut 600 kHz saakka, ennenkuin ne hajoitetaan ensimmäisen ja toisen 35 komponenttisignaalin välille. Koska nämä signaalit ensim- 15 86785 mäisen ja toisen komponenttisignaalin osina joutuvat V-T suodatetuiksi otettaessa kehyksensisäistä keskiarvoa, toistettujen signaalien 1' ja Q' taajuusspektrissä on vuo-rottelevia piikkejä ja kuoppia, mikä on ominaista kampa-5 suodatetulle signaalille.Signals I and Q, the color information signal components of the HDTV signal, are both band-limited up to 600 kHz before being split between the first and second component signals. Since these signals, as parts of the first and second component signals, are V-T filtered when taking the in-frame average, the frequency spectrum of the repeated signals 1 'and Q' has alternating peaks and bumps, which is characteristic of the comb-5 filtered signal.
Kuten yllä esitettiin, kukin erosignaaleista ΔΥ, ΔΙ ja Δ0 saadaan vähentämällä yhden kanavan dekooderin 140 tuottamat 525 L/F progressiivisen pyyhkäisyn signaalit V, 1' ja Q' vastaavista laajanäyttö HDTV-lähteen 110 1050 L/F 10 lomittaisen pyyhkäisyn signaaleista Y, I ja Q. Koska esiintyy pystysuuntainen siirtymä ainakin yhden lomitettujen pyyhkäisysignaalien Y, I ja Q juovien näytetyn paikan ja vastaavien progressiivisen pyyhkäisyn signaalien Y’, 1' ja Q' välillä, kullakin erosignaalilla ΔΥ, ΔΙ ja AQ voi 15 olla huomattava määrä energiaa suhteellisen alhaisilla taajuuksilla.As discussed above, each of the difference signals ΔΥ, ΔΙ, and Δ0 is obtained by subtracting the 525 L / F progressive scan signals V, 1 ', and Q' produced by the single channel decoder 140 from the corresponding widescreen scan signals Y, I, and 10 of the 10TV L / F of the HDTV source 110. Q. Since there is a vertical shift between the displayed location of at least one of the lines of the interlaced scan signals Y, I and Q and the corresponding progressive scan signals Y ', 1' and Q ', each difference signal ΔΥ, ΔΙ and AQ can have a considerable amount of energy at relatively low frequencies.
Siten luminanssierosignaalilla ΔΥ voi olla energiaa taajuusspektrissä, jonka alue on välillä 0 Hz ja 20 MHz, ja krominessierosignaaleilla ΔΙ ja Δ0 voi olla 20 energiaa taajuusspektrissä, jonka alue on välillä 0 Hz ja 10 MHz. Kuten alla kuvataan, lisäkanavan kooderi 142 prosessoi signaalit ΔΥ, ΔΙ ja AQ lisävideosignaalin tuottamiseksi, jonka kaistaleveys on 6 MHz.Thus, the luminance difference signal ΔΥ may have energy in the frequency spectrum in the range between 0 Hz and 20 MHz, and the chrominance difference signals ΔΙ and Δ0 may have 20 energies in the frequency spectrum in the range between 0 Hz and 10 MHz. As described below, the auxiliary channel encoder 142 processes the signals ΔΥ, ΔΙ, and AQ to produce an auxiliary video signal having a bandwidth of 6 MHz.
Kuvio Ib on lohkokaavio, jossa esitetään yksityis-25 kohtia laajanäyttö HDTV-lähteestä 110 ja yhden kanavan kooderista 114. Tässä keksinnön toteutuksessa käytetty lähde sisältää laajanäyttöisen 1050 LPF lomittaisen pyyh-käisyn kameran 10, joka on synkronoitu kooderiin 114 kom-posiittisynkronointisignaalilla CCPS ja kehysnopeuden 30 ajoitussignaalilla FT, jonka muodostaa studioajoitussig-naaligeneraattori 11. Kamera 10, jota käytetään tässä keksinnön toteutuksessa, tuottaa 525 juovaa videoinformaatiota kenttää kohden, tai 1050 juovaa kehystä kohden. Jokaisessa kehyksessä yhden kentän juovat on lomitettu seuraa-35 van kentän juovien kanssa. Vaikka vain 1050 L/F kameraläh- 16 86785 de on esitetty, on mietitty, että 1050 L/F videonauhuria (VTR) tai 1125 L/F lomitetun pyyhkäisyn kameraa tai VTR:ää voidaan myös käyttää videosignaalien Y, I ja Q lähteenä. Kun käytetään 1125 L/F lähdettä, voi olla suotavaa vähen-5 tää juovien määrä kehystä kohden märään 1050 leikkaamalla 1125 L/F kuva tai interpoloimalla.Fig. 1b is a block diagram showing details of 25 widescreen HDTV sources 110 and a single channel encoder 114. The source used in the practice of this invention includes a widescreen 1050 LPF interlaced scan camera 10 synchronized to encoder 114 with a composite synchronization signal CCPS 30 and a frame rate 30. with a timing signal FT generated by the studio timing signal generator 11. The camera 10 used in this embodiment of the invention produces 525 lines of video information per field, or 1050 lines per frame. In each frame, the lines of one field are interleaved with the lines of the next field. Although only 1050 L / F camera sources are shown, it is contemplated that a 1050 L / F video recorder (VTR) or 1125 L / F interlaced scan camera or VTR may also be used as a source of video signals Y, I and Q. When using an 1125 L / F source, it may be desirable to reduce the number of lines per frame to 1050 by cropping the 1125 L / F image or interpolating.
Kamera 10, jota käytetään tässä keksinnön toteutuksessa, on 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn kamera, joka on ohjattu siirtämään sen tuottama kuva pystysuuntai-10 sesti puolella juovan tilasta kentästä kenttään. Tämä kuvan siirto suoritetaan viemällä kehysnopeuden (30 Hz) kanttiaaltosignaali FT, jonka studioajoitussignaaligene-raattori 11 tuottaa, kameran 10 keskityskohjaukseen. Signaalin FT ohjaamana, jolla on yksi arvo (esim. looginen 15 ykkönen), kamera, jota käytetään tässä keksinnön toteutuksessa, siirtää kuvaa alaspäin puolella yhdestä juovajak-sosta. Signaalin FT toisen arvon seurauksena kamera 10 palauttaa kuvan sen alkuperäiseen siirtämättömään asentoon. Kuvan siirtäminen ei vaikuta kameran tuottaman sig-20 naalin ajoitukseen.The camera 10 used in this embodiment of the invention is a 525 LPF progressive scan camera that is controlled to move the image it produces vertically on the side of the line from field to field. This image transfer is performed by applying a frame rate (30 Hz) square wave signal FT produced by the studio timing signal generator 11 to the focus control of the camera 10. Controlled by a signal FT having a single value (e.g., a logical one), the camera used in this embodiment of the invention shifts the image down half of one line period. As a result of the second value of the signal FT, the camera 10 returns the image to its original non-shifted position. Moving the image does not affect the timing of the sig-20 signal produced by the camera.
Kameran 10 tuottamat punaisen, vihreän ja sinisen (R, G ja B) lähtösignaalit viedään matriisiin 12, joka muuntaa päävärisignaalit luminanssisignaaliksi YA ja väri-erosignaaleiksi IA ja QA. Signaalit YA, IA ja QA digitoi-25 daan analogia/digitaali-muuntimilla (ADC) 14, joita ohja taan kellosignaalilla 8xfsc, jonka studioajoitussignaali-generaattori 11 tuottaa. ADC:t 14 tuottavat laajanäyttö HDTV-signaalit Y, I ja Q, joiden näytteenottotaajuus on kuusitoista kertaa vakio NTSC-väriapukantoaaltosignaalin 30 taajuus fse.The red, green, and blue (R, G, and B) output signals produced by the camera 10 are applied to a matrix 12, which converts the primary color signals to the luminance signal YA and the color difference signals IA and QA. The signals YA, IA and QA are digitized by analog / digital converters (ADCs) 14, which are controlled by a clock signal 8xfsc produced by the studio timing signal generator 11. The ADCs 14 produce widescreen HDTV signals Y, I and Q with a sampling frequency of sixteen times the frequency fse of the constant NTSC color subcarrier signal 30.
Seuraavassa on katsaus kuviossa Ib esitettyyn koo-dauspiiriin. Signaalit Y, I ja Q viedään 1050 lomitetusta 525 progressiiviseen pyyhkäisyyn muuntimelle 16. Pyyhkäi-symuuntimen 16 tuottamat lähtösignaalit YF, IF ja QF vie-35 dään progressiivisesta lomittaiseen pyyhkäisyyn muunti- 86735 17 mille 17a, 17b ja 17c, jotka tuottavat signaalit YF', IF' ja QF', jotka kukin ovat 525 LPF lomittaisen pyyhkäisyn signaaleja. Pyyhkäisymuunnin 17c tuottaa myös kenttäero-signaalin YT, jota käytetään apusignaalin kehittämiseen.The following is an overview of the coding circuit shown in Fig. Ib. The signals Y, I and Q are applied from 1050 interleaved 525 to progressive scan converter 16. The output signals YF, IF and QF produced by the scan converter 16 are output from progressive interleaved converter 86735 17 to 17a, 17b and 17c, which produce signals YF IF 'and QF', each of which are 525 LPF interlaced scan signals. The scan converter 17c also produces a field difference signal YT, which is used to generate an auxiliary signal.
5 Kuten yllä esitettiin, apusignaalia käyttävät yhden kanavan dekooderit 128 ja 140, jotta muodostettaisiin 525 L/F progressiivisen pyyhkäisyn signaalit Y', 1' ja Q' vastaanotetuista 525 L/F lomittaisen pyyhkäisyn signaaleista. Signaalit YF', IF' ja QF' alipäästösuodatetaan ja viedään 10 sivu-keski-signaalin erottimelle ja prosessorille 18, joka erottaa signaalit vastaaviksi sivu- ja keskikaistan osiksi, erottaa sivukaistan osat korkea- ja matalataajuisiksi komponenteiksi, kompressoi sivukaistasignaalien matalataa-juiset komponentit ja ekspandoi keskikaistan signaalit. 15 Signalit, jotka edustavat ekspandoitua keskikaistaa, YE, IE ja QE, ja signaalit, jotka edustavat sivukaistojen kompressoituja matalataajuisia komponentteja, YO, 10 ja Q0, yhdistetään sivu-keski-yhdistimellä 28, jotta tuotettaisiin signaalit YN, IN ja QN. Nämä signaalit viedään 20 NTSC-kooderille 31, jonka lähtö on yllä kuvatun yhden kanavan EDTV-signaalin ensimmäinen komponenttisignaali C/SL.As discussed above, the auxiliary signal is used by single channel decoders 128 and 140 to generate 525 L / F progressive scan signals Y ', 1' and Q 'from the received 525 L / F interlaced scan signals. The signals YF ', IF' and QF 'are low pass filtered and applied 10 to a side-center signal separator and processor 18 which separates the signals into respective side and center band portions, separates the sideband portions into high and low frequency components, compresses the low bandwidth components of the sideband signals and middle band signals. The signals representing the expanded center band, YE, IE and QE, and the signals representing the compressed low frequency components of the sidebands, YO, 10 and Q0, are combined by a side-center combiner 28 to produce signals YN, IN and QN. These signals are applied to an NTSC encoder 31, the output of which is the first component signal C / SL of the single channel EDTV signal described above.
Sivukaistojen korkeataajuiset komponentit, YH, IH ja QH, jotka erotin ja prosessori 18 tuottaa, viedään NTSC-kooderiin 60, jonka lähtösignaalin piiri 62 ekspandoi 25 ajan suhteen. Piirin 62 lähtösignaali on yllä kuvatun yhden kanavan EDTV-signaalin toinen komponenttisignaali ESH.The high frequency components of the sidebands, YH, IH, and QH, produced by the separator and processor 18 are applied to an NTSC encoder 60, the output signal circuit 62 of which expands 25 with respect to time. The output signal of circuit 62 is the second component signal ESH of the one channel EDTV signal described above.
Progressiivisesta lomitettuun pyyhkäisyyn muunti-men 17c tuottama signaali YF' kaistanpäästösuodatetaan välille 5,0 MHz ja 6,0 MHz suotimella 70, siirrettynä taa-30 juudeltaan välille 0 MHz - 1,0 MHz modulaattorilla ja ali-päästösuotimella 72, ja kompressoitu ajan suhteen sattumaan yhteen formaattikooderin 74 tuottaman ensimmäisen komponenttisignaalin keskikaistaosan kanssa. Kooderin 74 lähtösignaali on kolmas EDTV-signaalin komponentti.The signal YF 'produced by the progressive interleaved converter 17c is bandpass filtered between 5.0 MHz and 6.0 MHz by a filter 70, shifted from 0 MHz to 1.0 MHz by a modulator and a low-pass filter 72, and compressed with time to chance together with the center band portion of the first component signal produced by the format encoder 74. The output signal of encoder 74 is the third component of the EDTV signal.
18 8678518 86785
Toisesta ja kolmannesta komponenttisignaalista otetaan kehyksensisäinen keskiarvo vastaavilla piireillä 64 ja 76, jotta tuotettaisiin signaalit X ja Z. Signaalit X ja Z kompressoidaan amplitudin suhteen, ja piiri 80 kä-5 yttää niitä moduloimaan kaksi 90° vaihesiirrossa olevaa apukantoaaltosignaalia ASC ja ASC'. Piirin 80 lähtösignaa-li on signaali M. Ensimmäisestä komponenttisignaalista C/SL otetaan kehyksensisäinen keskiarvo piirillä 38, jolloin syntyy signaali N. Signaalit M ja N yhdistetään sum-10 maimella 40 signaalin NTSCF tuottamiseksi.The second and third component signals are averaged within the frame by respective circuits 64 and 76 to produce signals X and Z. The signals X and Z are amplified compressed and used by circuit 80 to modulate the two 90 ° phase shift subcarrier signals ASC and ASC '. The output signal of circuit 80 is signal M. From the first component signal C / SL, an in-frame average is taken by circuit 38, resulting in signal N. Signals M and N are combined by sum-10 with ground 40 to produce signal NTSCF.
Kenttäerosignaali YT, jonka progressiivisesta lo-mittaiseen pyyhkäisyyn muunnin 17c on tuottanut, sijoitetaan ajallisesti formaattikooderilla 78 olemaan formatis-sa, joka vastaa ensimmäistä komponenttisignaalia. Saatu 15 signaali viedään liikekooderiin ja alipäästösuotimeen 79 neljännen komponentti- tai apusignaalin YTN muodostamiseksi .The field difference signal YT produced by the converter 17c from progressive to longitudinal sweep is temporally positioned by the format encoder 78 to be in a format corresponding to the first component signal. The resulting signal 15 is applied to a motion encoder and a low-pass filter 79 to generate a fourth component or auxiliary signal YTN.
Signaalit NTSCF ja YTN muunnetaan analogiseen muotoon vastaavilla digitaali/analogia-muuntimilla (DAC) 54 20 ja 53. Analoginen kytkin 58 lisää komposiittisymkronoin-tisignaalin OCPS, jonka studioajoitussignaaligeneraattori 11 on muodostanut, signaaliin NTSCF. Kytkimen 58 tuottama signaali ja apusignaali viedään radiotaajuiseen (RF) poi-kittaismodulaattoriin 57, joka muodostaa ensimmäisen tele-25 visiosignaalikomponentin. Tämä signaali lähetetään antennin 115 kautta lähettimellä 55.The signals NTSCF and YTN are converted to analog form by respective digital / analog converters (DAC) 54 20 and 53. The analog switch 58 adds the composite synchronization signal OCPS generated by the studio timing signal generator 11 to the signal NTSCF. The signal generated by the switch 58 and the auxiliary signal are applied to a radio frequency (RF) transverse modulator 57, which forms the first television signal component. This signal is transmitted via antenna 115 by transmitter 55.
Seuraavassa on tarkempi kuvaus kuviossa Ib esitetystä piiristä. Studioajoitussignaaligeneraattori 11 tuottaa komposiittisynkronointisignaalit CCPS ja OCPS 1050 LPF 30 lomittaisen pyyhkäisyn kameralle 10 ja 525 LPF lomittaisen pyyhkäisyn koodatulle lähtösignaalille MAIN. Lisäksi generaattori 11 tuottaa kellosignaalit 4xfsc, 8xfsc ja 16xfsc, joiden vastaavat taajuudet ovat neljä, kahdeksan ja kuusitoista kertaa NTSC-väriapukantoaaltosignaalin taajuus, da-35 tanäytteistetyt värähtelevät signaalit ASC, ASC' ja fc, 19 86735 juovanopeussignaalit Fs ja H, ja kehysnopeussignaalin FT. Kytkentäsignaali SW tuotetaan signaalin OCPS syöttämisen ohjaamiseksi koodattuun lähtösignaaliin MAIN. Piiri 11 sisältää tavanomaisen resonanssikideohjatun värähtelijän, 5 joka muodostaa kellosignaalin 16xfsc. Piiri 11 muodostaa signaalista 16xfsc 90° vaihesiirrossa olevat vuorottelevat apukantoaaltosignaalit ASC ja ASC, joiden taajuus on 3.1 MHz, oleellisesti yhtä suuri kuin 395 kertaa vaakatason juovapyyhkäisytaajuuden puolikas, ja signaalin fc, jonka 10 taajuus on oleellisesti yhtä kuin 5 MHz. Signaalit ASC, ASC' ja fc voidaan muodostaa esimerkiksi kasvattamalla laskuria (ei esitetty) signaalilla löxfsc ja viemällä laskurin arvo lukumuistiin (ROM) (ei esitetty), joka on ohjelmoitu tuottamaan näytearvot, jotka edustavat kolmea 15 signaalia. Lisäksi ROM voi tuottaa lähtösignaalin, joka ilmaisee ennalta määrätyn kuva-alkion näytteenottoajän (H) tai ryhmän näytteenottoaikoja (Fs) signaalin NTSCF jokaisessa vaakatason juovajaksossa. Yksi näistä signaaleista voi olla viety lisälaskuriin (ei esitetty), joka on ohjel-20 moitu tuottamaan signaalit, sellaiset kuin signaali FT joka kuvataan alla viitaten kuvioihin 11a ja 11b, jotka esiintyvät kehys- tai kenttänopeudella. Esimerkinomainen laite, jolla muodostetaan eri kello- ja ajoitussignaalit, on kuvattu tarkemmin US-patenttihakemuksessa 241 277, jon-25 ka otsikkona on "Video Signal Synchronization System as for an Extended Definition Television System", ja joka tässä ilmoitetaan viitteenä.The following is a more detailed description of the circuit shown in Figure Ib. The studio timing signal generator 11 generates composite synchronization signals CCPS and OCPS 1050 for the LPF 30 interlaced scan camera 10 and 525 LPF for the interleaved coded output signal MAIN. In addition, the generator 11 produces clock signals 4xfsc, 8xfsc and 16xfsc with respective frequencies of four, eight and sixteen times the frequency of the NTSC color subcarrier signal, da-35 sampled oscillating signals ASC, ASC 'and fc, 19 86735 line speed signals F The switching signal SW is produced to control the input of the signal OCPS to the coded output signal MAIN. Circuit 11 includes a conventional resonant crystal controlled oscillator 5 which generates a clock signal 16xfsc. Circuit 11 generates from the signal 16xfsc a 90 ° phase shift alternating subcarrier signals ASC and ASC having a frequency of 3.1 MHz substantially equal to 395 times half the horizontal line scan frequency, and a signal fc having a frequency substantially equal to 5 MHz. The signals ASC, ASC 'and fc can be generated, for example, by incrementing the counter (not shown) with the signal löxfsc and entering the counter value into a read only memory (ROM) (not shown) programmed to produce sample values representing the three signals. In addition, the ROM may produce an output signal indicating a predetermined pixel sampling time (H) or a group sampling times (Fs) in each horizontal line period of the signal NTSCF. One of these signals may be applied to an additional counter (not shown) programmed to produce signals, such as the signal FT described below with reference to Figures 11a and 11b, which occur at frame or field rate. An exemplary device for generating various clock and timing signals is described in more detail in U.S. Patent Application 241,277, entitled "Video Signal Synchronization System as for an Extended Definition Television System", which is incorporated herein by reference.
Laajanäyttö HDTV-signaalit Y, I ja Q, jotka lähde 110 tuottaa, viedään 1050 lomittaisesta 525 progressiivi-30 seen pyyhäisyyn muuntimelle 16, joka tuottaa signaalit YF, IF ja QF. Pyyhkäisymuunnin 16 on osa yhden kanavan dekooderia 114. Kuvio 4 on lohkokaavio, joka esittää piiriä joka soveltuu käytettäväksi pyyhkäisymuuntimessa 16. Kuviossa 4 esitetty piiri edustaa yhtä pyyhkäisymuuntimen 16 35 kolmesta kanavasta (signaaleille Y, I ja Q vastaavasti).The widescreen HDTV signals Y, I, and Q produced by source 110 are applied from 1050 interleaved 525 to progressive scan to converter 16, which produces signals YF, IF, and QF. The scan converter 16 is part of a single channel decoder 114. Fig. 4 is a block diagram showing a circuit suitable for use in a scan converter 16. The circuit shown in Fig. 4 represents one of the three channels of the scan converter 16 35 (for signals Y, I and Q, respectively).
20 86 7S520 86 7S5
Toiset kaksi kanavaa (ei esitetty) voivat olla idennttisiä esitetyn kanssa ja niitä ei kuvata yksityiskohtaisesti. Tämä piiri interpoloi 1050 LPF lomittaisen tulosignaalin välissä olevien näytteiden näytearvot ja yhdistää nämä 5 interpoloidut näytteet interpoloimattorniin näytteisiin 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaalien muodostamiseksi kahdella jakavan piirin 482 lähtöporttiin. Pyyhkäisymuun-timen 16 muodostamat interpoloidut näytteet saadaan liike-adaptiivisella prosessoinnilla. Kuvan alueissa jotka edus-10 tavat liikettä, interpoloidut näytteet muodostetaan näyt teistä, joita erottaa yksi vaakatason juovajakso (so. pystysuuntaisesta otettu keskiarvo). Paikallaan pysyvissä kuvan alueissa interpoloidut näytteet muodostetaan näytteistä, joita erottaa yksi kehysjakso (so. temporaalisesti 15 otettu keskiarvo).The other two channels (not shown) may be identical to those shown and will not be described in detail. This circuit interpolates the sample values between the 1050 LPF interlaced input signals and connects these 5 interpolated samples to the interpolator tower samples 525 to generate LPF progressive scan signals at the output ports of the two dividing circuits 482. The interpolated samples generated by the scan converter 16 are obtained by motion adaptive processing. In the regions of the image that represent motion, the interpolated samples are formed from samples separated by a single horizontal line period (i.e., the vertical average). In stationary areas of the image, the interpolated samples are formed from samples separated by a single frame period (i.e., a temporally taken average).
Kuviossa 4 1050 LPF lomittaisen pyyhkäisyn signaali viedään vaakatason alipäästösuotimeen 438. Suodin 438 voi ottaa keskiarvon 16xfsc signaalien Y, I ja Q perättäisistä näytteistä näytteiden tuottamiseksi, jotka voidaan 20 alinäytteistää signaalilla 8xfsc ilman valekuvavääristy- mää. Suotimen 438 tuottama signaali viedään 524 vaakajuo-vajakson (524 H) viive-elementtiin 440, joka on ensimmäinen neljästä sarjaan kytketystä viive-elementistä. Toiset kolme viive-elementttiä 442, 444 ja 446 tuottavat vastaa-25 vat signaaliviiveet 1 H, 1 H ja 524 H. Viive-elementin 442 lähtösignaali on vertailusignaali. Viive-elementtien 440 ja 444 lähtösignaalit edistetään ja viivästetään määrällä 1 H suhteessa vertailusignaaliin. Pyyhkäisymuuntimen tulo-signaali ja viive-elementin 446 lähtösignaali edistetään 30 ja viivästetään vastaavasti yhdellä 1050 LPF lomittaisen pyyhkäisyn signaalin kenttäjaksolla suhteessa vertailusignaaliin.In Figure 4, the 1050 LPF interlaced scan signal is applied to a horizontal low pass filter 438. The filter 438 can average 16xfsc of successive samples of signals Y, I, and Q to produce samples that can be subsampled with the signal 8xfsc without spurious image distortion. The signal produced by the filter 438 is applied 524 to the delay element 440 of the horizontal beverage cycle (524 H), which is the first of four delay elements connected in series. The other three delay elements 442, 444 and 446 produce respective signal delays of 1H, 1H and 524 H. The output signal of the delay element 442 is a reference signal. The output signals of the delay elements 440 and 444 are promoted and delayed by an amount of 1 H relative to the reference signal. The input signal of the scan converter and the output signal of the delay element 446 are advanced 30 and delayed by one field period of the 1050 LPF interlaced scan signal relative to the reference signal, respectively.
Viive-elementtien 440 ja 444 lähtösignaalit viedään multiplekserin 450 vastaaviin tuloportteihin. Multi-35 plekseria 450 ohjataan signaalilla FT, jonka studioajoi- 2i 8 6 7 S 5 tussignaaligeneraattori 11 tuottaa, tuottamaan vuorottai-sesti signaali viive-elementiltä 440 ja signaali viive-elementiltä 444 kameran 10 tuottaman signaalin perättäisten kenttäjaksojen aikana. Multiplekserin 450 tuottama 5 signaali yhdistetään vertailusignaaliin, jonka viive-elementti 442 tuottaa, summaimella 458 ja erotuspiirillä 456. Summaimen 458 lähtösignaali on pystysuuntainen keskiarvo-signaali VAVG ja erotuspiirin 456 lähtösignaali on pystysuuntainen erosignaali VDIFF. Signaalit VAVG ja VDIFF 10 edustavat vastaavia lisättyjä ja vähennettyjä yhdistelmiä vertailusignaalista, joka on viivästetty 525 H suhteessa syöttösignaaliin, ja signaalia joka on vuorottaisesti viivästetty 524 H ja 526 H suhteessa syöttösignaaliin. Signaalin, joka tulee yhdistää vertailusignaaliin, kytkentää 15 ohjataan signaalilla FT kameran 10 kuvan siirtymän seuraamiseksi .The output signals of the delay elements 440 and 444 are applied to the respective input ports of the multiplexer 450. The multi-35 plexiglass 450 is controlled by the signal FT produced by the studio driving signal generator 11 to alternately produce a signal from the delay element 440 and a signal from the delay element 444 during successive field periods of the signal produced by the camera 10. The signal 5 produced by the multiplexer 450 is combined with the reference signal produced by the delay element 442 by an adder 458 and a difference circuit 456. The output signal of the adder 458 is a vertical average signal VAVG and the output signal of the difference circuit 456 is a vertical difference signal VDIFF. Signals VAVG and VDIFF 10 represent the respective added and subtracted combinations of a reference signal delayed by 525 H relative to the input signal and a signal alternately delayed by 524 H and 526 H relative to the input signal. The switching 15 of the signal to be combined with the reference signal is controlled by the signal FT to monitor the image shift of the camera 10.
Pyyhkäisymuuntimen syöttösignaali ja viive-elementin 446 lähtösignaali yhdistetään summaimessa 460 ja ero-tuspiirissä 462, jotta muodostettaisiin temporaalinen kes-20 kiarvosignaali TAVG ja temporaalinen erotussignaali TDIFF, vastaavasti. Temporaalinen keskiarvosignaali TAVG ja temporaalinen erotussignaali TDIFF edustavat aina yhdistelmiä signaaleista, jotka on erotettu 1050 H, yhdellä kehysjak-solla.The input signal of the scan converter and the output signal of the delay element 446 are combined in an adder 460 and a difference circuit 462 to form a temporal average signal TAVG and a temporal difference signal TDIFF, respectively. The temporal mean signal TAVG and the temporal difference signal TDIFF always represent combinations of signals separated by 1050 H in one frame period.
25 Signaalit VDIFF ja TDIFF viedään tavanomaiseen liiketunnistimeen 464, jonka lähtösignaali viedään tavanomaiseen liikelevittimeen 466. Tunnistin 464 voi sisältää esimerkiksi komparaattorin (ei esitetty), joka vertaa vastaavien temporaalisen erotussignaalin ja pystysuuntaisen 30 erotussignaalin TDIFF ja VDIFF suhteellisia arvoja. Lisäksi tunnistin 464 voi sisältää vaakatason alipäästösuotimen (ei esitetty). Liikelevittäjä 466 voi sisältää piirin (ei esitetty), joka asettaa kynnysarvon tunnistimen 464 tuottamalle liikesignaalille, ja ottaa keskiarvon kynnyssig-35 naalista vaaka-, pysty- ja temporaalisuunnissa liikettä 22 86785 sisältävän kuvan alueiden rajojen levittämiseksi alueille, jotka eivät sisällä liikettä. Liikesignaali on levitetty reunailmiöiden lieventämiseksi kaikessa liikeadaptiivises-sa prosessoinnissa, joka käyttää liikesignaalia. Yleisesti 5 paikallaan pysyvän alueen käsitteleminen liikkuvana alueena aiheuttaa vähemmän ongelmia kuin liikkuvan alueen käsitteleminen paikallaan pysyvänä.The signals VDIFF and TDIFF are applied to a conventional motion detector 464, the output of which is applied to a conventional motion spreader 466. The detector 464 may include, for example, a comparator (not shown) comparing the relative values of the respective temporal difference signal and vertical difference signal TDIFF and VDIFF. In addition, the sensor 464 may include a horizontal low-pass filter (not shown). The motion spreader 466 may include a circuit (not shown) that sets a threshold for the motion signal produced by the sensor 464, and averages the image of the threshold signal 35 in horizontal, vertical, and temporal motion 22 86785 to spread the boundaries of the regions to the non-motion regions. The motion signal is propagated to mitigate edge phenomena in any motion adaptive processing that uses the motion signal. In general, treating a stationary area as a mobile area causes fewer problems than treating a mobile area as a stationary area.
Liikelevittäjä 466 tuottaa liikettä osoittavat signaalit M ja (1 - M), jotka viedään vastaaville kerto-10 jille 468 ja 470. Kertojat 468 ja 470 on konfiguroitu skaalaamaan vastaavat signaalit VAVG ja TAVG näillä liikettä osoittavilla signaaleilla. Kertojien 468 ja 470 läh-tösignaalit summataan summaimella 472 interpoloidun signaalin tuottamiseksi.Motion spreader 466 produces motion indicating signals M and (1 to M), which are applied to respective multipliers 468 and 470. Multipliers 468 and 470 are configured to scale the respective signals VAVG and TAVG with these motion indicating signals. The output signals of multipliers 468 and 470 are summed by adder 472 to produce an interpolated signal.
15 Signaalit M ja (1 - M) ovat keskinäisesti täyden täviä osa-arvoja. M: n suuruus on suoraan verrannollinen kentänsisäisen liikkeen tasoon videokuvien joukossa, joita edustaa vertailusignaali ja kenttää edellä oleva ja kentästä viivästetty signaali. Siten, kun näytetyn kuvan 20 osassa esiintyy paljon kentänsisäistä liikettä, tuon osan interpoloidulla signaalilla on suhteellisen suuri komponentti, joka on saatu pystysuuntaisesta keskiarvosignaa-lista VAVG ja vain pieni komponentti, joka on saatu temporaalisesta keskiarvosignaalista TAVG. Kuvan suhteellisen 25 paikallaan pysyvissä alueissa, so. jossa kentänsisäisen liikkeen taso on alhainen, nämä suhteet ovat päin vastoin.15 The signals M and (1 - M) are mutually complementary sub-values. The magnitude of M is directly proportional to the level of intra-field motion among the video images represented by the reference signal and the signal above and out of the field. Thus, when there is a lot of intra-field movement in a part of the displayed image 20, the interpolated signal of that part has a relatively large component obtained from the vertical average signal VAVG and only a small component obtained from the temporal average signal TAVG. The relatively 25 stationary areas of the image, i. where the level of intra-field motion is low, these relationships are reversed.
Vaihtaminen pystyssuntaisen keskiarvon ja temporaalisen keskiarvon välillä kentänsisäisen liikkeen esiintyessä tai puuttuessa tuotta interpoloidut signaalit, 30 joissa on täysi temporaalinen erottelu kuvan liikkuvissa osissa ja täysi pystysuuntainen erottelu kuvan paikallaan olevissa osissa. Keksijät ovat todenneet, että tämän tyyppinen liikeadaptiivinen prosessointi tuottaa paremmat tulokset kuin puhdas temporaalinen tai puhdas pystysuunta!-35 nen interpolointi.Switching between the vertical average and the temporal mean in the presence or absence of intra-field motion produces interpolated signals with full temporal separation in the moving parts of the image and full vertical separation in the stationary parts of the image. The inventors have found that this type of motion-adaptive processing produces better results than pure temporal or pure vertical interpolation.
23 8673523 86735
Summaimen 472 lähtösignaali skaalataan tekijällä puoli kahdella jakavassa piirissä 474 digitaalisen signaalin tuottamiseksi, joka käyttää samaa amplitudiarvojen aluetta kuin signaali, joka viedään pyyhkäisymuuntimeen 5 16. Kahdella jakavan piirin 474 tuottama lähtösignaali ja viive-elementin 442 tuottama vertailusignaali viedään summaimen 480 vastaaviin tuloportteihin, ja summaimen lähtö-portti on kytketty kahdella jakavan piirin 482 tuloport-tiin. Summain 480 ja kahdella jakava piiri 482 muodostaa 10 kameran 10 tuottamien näytearvojen keskiarvon ja interpo-loidut näytearvot, jotka edustavat 1050 LPF lomittaisen pyyhkäisyn kuvan väliin jääviä juovia. Siten piirin 482 tuottaman lähtösignaalin voidaan katsoa olevan keskiarvo peräkkäisistä juovapareista 1050 LPF progressiivisen pyyh-15 käisyn signaalista. Keksijät ovat todenneet, että tämä on hyvä aproksimaatio 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaalista.The output signal of adder 472 is scaled by a factor of half in two dividing circuits 474 to produce a digital signal using the same range of amplitude values as the signal applied to sweep converter 5 16. The output signal produced by two dividing circuits 474 and the output signal of delay element 442 are applied to adder 480 port is connected by two to the input ports of the dividing circuit 482. The adder 480 and the splitting circuit 482 form the average of the sample values produced by the camera 10 and the interpolated sample values representing the lines between the 1050 LPF interlaced scan images. Thus, the output signal produced by circuit 482 can be considered to be the average of successive line pairs 1050 of the LPF progressive sweep signal. The inventors have found that this is a good approximation of the 525 LPF progressive scan signal.
Tarkasteltaessa kuviota Ib, pyyhkäisymuuntimen 16 tuottamat 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaalit IF, 20 QF ja YF viedään vastaavasti eri progressiivisen pyyhkäisyn lomittaisen pyyhkäisyn muuntimiin 17a, 17b ja 17c.Referring to Figure Ib, the 525 LPF progressive scan signals IF, 20 QF and YF produced by the scan converter 16 are applied to different progressive scan interleaved scan converters 17a, 17b and 17c, respectively.
Muuntimeksi 17c sopiva piiri on esitetty kuviossa 5a, ja muuntimiksi 17a ja 17b sopiva piiri on esitetty kuviossa 5b.A circuit suitable for converter 17c is shown in Figure 5a, and a circuit suitable for transducers 17a and 17b is shown in Figure 5b.
25 Kuviossa 5a esitetty pyyhkäisymuunnin sisältää signaalin keskiarvopiirin, joka on muodostettu yhden kentän (525 H) viive-elementeistä 510 ja 512, summaimesta 514 ja kahdella jakavasta piiristä 516. Signaalin keskiarvo-piirin tuottama signaali on keskiarvo tulosignaalsta YF 30 tai B, viive-elementin 512 tuottamasta signaalista A. Nämä signaalit erottaa kaksi kenttäjaksoa. Keskiarvosignaali vähennetään erotuspiirissä 518 signaalista X, jonka viive-elementii 510 tuottaa, kenttäerosignaalin YT tuottamiseksi. Signaali X edustaa videosignaalin kenttää signaalien A 35 ja B välillä. Signaalit X ja YT viedään kytkimen 520 eri 24 86735 napoihin. Kytkimen 520 kosketinta ohjataan kanttiaaltosig-naalilla Fs, jolla on viidenkymmenen prosentin tehollinen jakso ja taajuus on oleellisesti yhtä suuri kuin NTSC-standardin määrittelemä vaakasuuntainen juovapyyhkäi-5 sytaajuus. Signaali Fs ohjaa kytkintä 520 tuottamaan vuo-rottain juovan näytteitä signaalista X, ja juovan näytteitä signaalista YT. Nämä näytteet kirjoitetaan kaksiportti-muistiin 522 signaalin 8xfsc ohjaamana ja luetaan muistista signaaleina YF' ja YT rinnakkaisesti signaalin 4xfsc 10 ohjaamana, jonka taajuus on oleellisesti yhtä suuri kuin neljä kertaa väriapukantoaallon taajuus. Signaali YF' on 525 LPF lomittaisen pyyhkäisyn luminanssisignaali. Signaalia YT käytetään muodostamaan apusignaali, joka on kuvattu yllä viitaten kuvioon 2a.The scan converter shown in Fig. 5a includes a signal averaging circuit formed by one field (525 H) delay elements 510 and 512, an adder 514, and two dividing circuits 516. The signal produced by the signal averaging circuit is the average of the input signal YF 30 or B, the delay element 512 A. These signals are separated by two field periods. The average signal is subtracted in the difference circuit 518 from the signal X produced by the delay element 510 to produce a field difference signal YT. Signal X represents the field of the video signal between signals A35 and B. Signals X and YT are applied to the various 24,86735 terminals of switch 520. The contact of switch 520 is controlled by a square wave signal Fs having an effective period of fifty percent and a frequency substantially equal to the horizontal line scan frequency defined by the NTSC standard. The signal Fs controls the switch 520 to alternately produce line samples from the signal X, and line samples from the signal YT. These samples are written to the two-port memory 522 under the control of the signal 8xfsc and read from the memory as signals YF 'and YT in parallel under the control of the signal 4xfsc 10, the frequency of which is substantially equal to four times the frequency of the color subcarrier. The signal YF 'is a 525 LPF interlaced scan luminance signal. The signal YT is used to generate the auxiliary signal described above with reference to Figure 2a.
15 Kuviossa 5b esitetty pyyhkäisymuunnin sisältää yhden kentän kompensoivan viiveen 530 ja kaksiporttimuis-tin 532. Signaalien IF tai QF viivästetyt näytteet talletetaan ja luetaan muistista 532 vastaavien signaalien 8xfsc ja 4xfsc ohjaamana. Muistin 532 lähtösignaali on 525 20 LPF lomittaisen pyyhkäisyn signaali IF' tai QF', joka on sopivalla tavalla ajallisesti riippuvainen signaalista YF' .The scan converter shown in Figure 5b includes a single field compensating delay 530 and a dual port memory 532. Delayed samples of IF or QF signals are stored and read from memory 532 under the control of the respective signals 8xfsc and 4xfsc. The output signal of the memory 532 is a 525 20 LPF interlaced scan signal IF 'or QF', which is suitably time dependent on the signal YF '.
Tarkasteltaessa kuviota lb,signalit IF', QF' ja YF', jotka vastaavat pyyhkäisymuuntimet 17a, 17b ja 17c 25 tuottavat, viedään vastaviin alipäästösuotimiin 19a, 19b ja 19c. Suotimet 19a ja 19b alentavat signaalien IF' ja QF' vaakasuuntaisen kaistaleveyden arvoon 500 kHz. Suodin 19c alentaa signaalin YF' vaakasuuntaisen kaistaleveyden arvoon 5 MHz. Lähtösignaalit IF", QF" ja YF", jotka vas-30 taavat alipäästösuotimet 19a, 19b ja 19c tuottavat, viedään sivu-keski-signaalin erottimeen ja prosessoriin 18. Prosessorin 18 yksityiskohdat on esitetty kuvioissa 6, 7 ja 8.Referring to Figure 1b, the signals IF ', QF' and YF 'produced by the respective sweep converters 17a, 17b and 17c 25 are applied to the respective low pass filters 19a, 19b and 19c. Filters 19a and 19b reduce the horizontal bandwidth of the signals IF 'and QF' to 500 kHz. Filter 19c lowers the horizontal bandwidth of the signal YF 'to 5 MHz. The output signals IF ", QF" and YF "produced by the respective low pass filters 19a, 19b and 19c are applied to a side-center signal separator and processor 18. Details of the processor 18 are shown in Figures 6, 7 and 8.
Kuvio 6 on lohkokaavio osasta prosessoria 18, joka 35 erottaa luminanssisignaalin YF" signaaliksi YE, joka edus- 25 86735 taa ajallisesti ekspandoituja keskikaistan kuva-alkioita, signaaliksi YO, joka edustaa ajan suhteen kompressoituja sivukaistan kuva-alkioita, ja signaaliksi YH, joka edustaa sivukaistan kuva-alkioiden korkeataajuisia komponentteja.Fig. 6 is a block diagram of a portion of a processor 18 that separates the luminance signal YF "into a signal YE representing temporally expanded midband pixels, a signal YO representing time-compressed sideband pixels, and a signal YH representing a sideband pixel; high-frequency components of pixels.
5 Signaaleja YE ja YO käytetään muodostamaan koodatun EDTV-signaalin ensimmäinen komponentti, ja signaalia YH käytetään muodostamaan toinen komponenttisignaali.5 Signals YE and YO are used to form the first component of the encoded EDTV signal, and signal YH is used to form the second component signal.
Kuviossa 6 alipäästösuodin 610 suodattaa signaalin YF” signaalin YL tuottamiseksi, joka käyttää taaj-10 uuskaistan välillä 0 Hz ja 700 kHz. Signaali YL vähenetä-än viivästetystä signaalista YF" erotuspiirillä 612 signaalin YHO muodostamiseksi, joka käyttää taajuuskaistan välillä 700 kHz ja 5 MHz. Viivästetty signaali YF", signaali YHO ja signaali YL viedään demultipleksoiva piirin 15 616. Piiri 616, joka kuvataan alla viitaten kuvioon 8, läpäisee osan signaalista YF" vastaten kuvan keskikaistaa signaalina YC ja signaalien YHO ja YL osia vastaten kuvan sivukaistan osia vastaavina signaaleina YH ja YL'. Signaali YC ekspandoidaan ajan suhteen, kuten kuviossa 2 on 20 esitetty, ajan suhteen ekspandoivalla piirillä 622 signaalin YE tuottamiseksi, jonka kaistaleveys on 4,2 MHz. Signaali YL' kompressoidaan ajan suhteen, myös kuten kuviossa 2 on kuvattu, piirillä 628 signaalin YO tuottamiseksi, jonka kaistaleveys on 4,2 MHz. Ajan suhteen 25 ekspandoiva piiri 622 ja ajan suhteen kompressoiva piiri 628 voidaan toteuttaa piirillä, joka on kuvattu alla viitaten kuvioihin 12 ja 12a - 12d.In Fig. 6, a low-pass filter 610 filters the signal YF ”to produce a signal YL using the frequency-10 new band between 0 Hz and 700 kHz. The signal YL is subtracted from the delayed signal YF "by a separation circuit 612 to form a signal YHO using the frequency band between 700 kHz and 5 MHz. The delayed signal YF", the signal YHO and the signal YL are applied to a demultiplexing circuit 1516. Circuit 616, described below with reference to Fig. 8 , passes a portion of the signal YF "corresponding to the center band of the image as a signal YC and portions of the signals YHO and YL corresponding to portions of the sideband of the image as signals YH and YL '. The signal YC is expanded with time exponent 622 to produce a signal YE, as shown in Fig. 2, The signal YL 'is time-compressed, also as illustrated in Figure 2, by circuit 628 to produce a signal YO with a bandwidth of 4.2 MHz. The time-expanding circuit 622 and the time-compressing circuit 628 may be implemented with the circuit described below with reference to Figures 12 and 12a-12d.
Kuviossa 7 esitetty piiri on samanlainen kuin kuviossa 6 esitetty piiri, paitsi että päästökaista alipä-30 ästösuotimesta 710 on 0 Hz - 83 kHz kuvion 6 suotimen 610, jota se vastaa, kaistan 0 Hz - 700 kHz sijasta.The circuit shown in Fig. 7 is similar to the circuit shown in Fig. 6, except that the passband of the low-end filter 710 is 0 Hz to 83 kHz instead of the band 6 Hz to 700 kHz of the filter 610 of Fig. 6 it corresponds to.
Kuvio 8 on lohkokaavio demultipleksointipiiristä, jota voidaan käyttää kuvion 7 demultiplekserina 716, tai kuten on havainnollistettu, kuvion 6 demultiplekserina 35 616. Kuviossa 8 esitetty piiri sisältää kolme multiplek- 86735 26 seria 810, 812 ja 814, jotka kukin on kytketty vastaavaan määränvertailupiiriin 817, 818 ja 820. Kukin näistä mää-ränvertailupiireistä on kytketty vastaanottamaan laskenta-arvo laskurista 822. Laskuria 822 kellotetaan signaalilla 5 4xfsc. Laskuri 822 nollataan signaalilla H, jonka studio-ajoitussignaaligeneraattori 11 tuottaa, joka esiintyy kerran vaakasuuntaisessa juovajaksossa osoittaen ensimmäisen kuvanäytteen paikan kussakin juovassa.Fig. 8 is a block diagram of a demultiplexer circuit that may be used as the demultiplexer 716 of Fig. 7, or, as illustrated, the demultiplexer 35616 of Fig. 6. The circuit shown in Fig. 8 includes three multiplexers 861035 26 series 810, 812 and 814 each connected to a respective quantity comparison circuit 8. 818 and 820. Each of these quantity comparison circuits is connected to receive a count value from the counter 822. The counter 822 is clocked with a signal 5 4xfsc. The counter 822 is reset by a signal H produced by the studio timing signal generator 11, which occurs once in a horizontal line period, indicating the location of the first image sample in each line.
Laskenta-arvojen 1 - 84 ja 671 - 754 ohjaamana 10 määränvertailupiirit 817 ja 820 ohjaavat vastaavia multi-pleksereita 810 ja 814 läpäisemään vastaavasti signaalit YHO ja YL. Multiplekserit 810 ja 814 läpäisevät pimennys-signaalin BLK kaikkien muiden lukumäärän arvojen seurauksena. Samalla tavoin määränvertailupiiri 818 ohjaa multi-15 plekseria 812 läpäisemään signaalin YF" lukumäärillä välillä 75 - 680 ja läpäisemään pimennyssignaalin muulloin. Keski-ja sivukaistan kuva-alkiot menevät päällekkäin esimerkiksi kymmenellä näytteellä, kuten kuvion 8 aaltomuoto-kaaviolla on havainnollistettu, laajanäyttöisen EDTV-sig-20 naalin rekonstruoinnin helpottamiseksi dekooderissa (kuvattu alla).Controlled by count values 1 to 84 and 671 to 754, the quantity comparison circuits 817 and 820 control the respective multiplexers 810 and 814 to pass the signals YHO and YL, respectively. Multiplexers 810 and 814 pass the blackout signal BLK as a result of all other number values. Similarly, the quantization comparator circuit 818 controls the multi-15 plexiglass 812 to pass the signal YF "at numbers between 75 and 680 and to pass the blackout signal at other times. -20 to facilitate the reconstruction of the signal in the decoder (described below).
Kuten yllä esitettiin, aikaekspandoijat 622 ja 722 ja aikakompressoijat 628 ja 728 voidaan toteuttaa sellaisilla piireillä kuin on esitetty kuviossa 12. Kuviossa 12 25 esitetty piiri käyttää neljää kaksiporttimuistia 1216a -1216d kuva-alkio-arvojen sekvenssin ekspandoimiseksi ajan suhteen (toistamalla näytteitä) tai kompressoimiseksi ajan suhteen (poistamalla näytteitä). Kuviossa 12 esitetty piiri sisältää edelleen parin piikkisuotimia 1220 ja 1222, 30 joilla vahvistetaan kaksiporttimuistien tuottamien signaalien korkeataajuiset komponentit, ja kaksipisteisen lineaarisen interpoloijan 1230 piikitettyjen signaalien yhdistämiseksi, jolloin muodostuvat ajan suhteen ekspandoidut tai ajan suhteen kompressoidut videosignaalit. Piikkisuo-35 timet 1220 ja 1222 kompensoivat alipäästösuodatusta, joka on välttämätön kaksipisteisessä lineaarisessa interpoloin- 27 86785 nissa. Kuva-alkiolaskuri 1210 ja kaksi ohjelmoitavaa luku-muistia (PROM) 1212 ja 1225 ohjaavat piiriä, joka on esitetty kuviossa 12. Ohjelmoimalla sopivasti PR0M:it 1212 ja 1225, kuvion 12 piiriä voidaan käyttää useiden ekspandoin-5 ti- ja kompressointitekijöiden toteuttamiseen.As discussed above, time expander 622 and 722 and time compressors 628 and 728 may be implemented with circuits as shown in Figure 12. The circuit shown in Figure 12 uses four dual port memories 1216a -1216d to expand the sequence of pixel values over time (by repeating samples) or to compress over time. (by removing samples). The circuit shown in Figure 12 further includes a pair of spike filters 1220 and 1222, 30 for amplifying the high frequency components of the signals produced by the two-port memories, and a two-point linear interpolator 1230 for combining the spiked signals to form time-expanded or time-compressed video signals. Spike filters 3520 and 1222 compensate for the low-pass filtering required in two-point linear interpolation. The pixel counter 1210 and the two programmable read-only memories (PROMs) 1212 and 1225 control the circuit shown in Figure 12. By appropriately programming the PROMs 1212 and 1225, the circuit of Figure 12 can be used to implement a number of expansion and compression factors.
Toiminnan aikana videosyöttösignaali S, joka voi olla esimerkiksi kuvion 6 demultiplekserin 616 tuottama signaali YC, viedään kaksiporttimuistiin 1216a ja kolmeen sarjaan kytkettyyn viive-elementtiin 1214a, 1214b ja 10 1214c. Viive-elementtien 1214a, 1214b ja 1214c lähtösig- naalit viedään vastaavien kaksiporttimuistien 1216b, 1216c ja 1216d tuloportteihin. Muistien 1216a - 1216d kirjoitus-osoitesignaalin tuottaa kuva-alkiolaskuri 1210. Signaali M viedään myös PR0M:iin 1212, joka muodostaa lukuosoitesig-15 naalin N muisteille 1216a - 1216d, ja interpolointitekijän DX, joka viedään kaksipisteiseen lineaariseen interpoloi-jaan 1230 ja PR0M:ille 1225. Jos kuviossa 12 esitettyä piiriä käytetään ekspandoimaan ajan suhteen signaali, PROM 1212 ohjelmoidaan tuottamaan lukuosoitesignaali N, joka 20 kasvaa arvoltaan hitaammin kuin signaali M. Tämä aiheuttaa, että muistit 1216a - 1216d toistavat näytearvoja. Jos toisaalta piiriä käytetään kompressoimaan signaali ajan suhteen, lukuosoitesignaali N kasvaa arvoltaan nopeammin kuin signaali M. Tämä aiheuttaa, että muistit 1216a -25 1216d hyppäävät yli näytearvoja. PROM 1225 voidaan ohjel moida, kuten kuviossa 12d on esitetty, muuttamaan piiki-tystekijää PX, joka viedään piikkisuotimille 1220 ja 1222 erilaisten interpolointitekijöiden ohjaamana.During operation, the video input signal S, which may be, for example, the signal YC produced by the demultiplexer 616 of Fig. 6, is applied to a two-port memory 1216a and three series-connected delay elements 1214a, 1214b and 1014c. The output signals of the delay elements 1214a, 1214b and 1214c are applied to the input ports of the respective dual port memories 1216b, 1216c and 1216d. The write address signal of the memories 1216a to 1216d is generated by the pixel counter 1210. The signal M is also applied to the PROM 1212, which forms the read address signal 15 for the memories 1216a to 1216d, and the interpolation factor DX, which is applied to the two-point linear interpolator 1230. 1225. If the circuit shown in Figure 12 is used to expand the signal over time, the PROM 1212 is programmed to produce a read address signal N that increases more slowly in value than the signal M. This causes memories 1216a-1216d to repeat sample values. If, on the other hand, the circuit is used to compress the signal with respect to time, the read address signal N increases in value faster than the signal M. This causes the memories 1216a -25 1216d to jump over the sample values. The PROM 1225 can be programmed, as shown in Figure 12d, to change the spike factor PX applied to the spike filters 1220 and 1222 under the control of various interpolation factors.
Kuviossa 12b esitetään yksityiskohdat piikkisuoti-30 mistä 1220 ja 1222, ja kaksipisteisestä lineaarisesta in-terpoloijasta 1230. Kuviossa 12c esitetään yksityiskohdat piikkisuotimessa 1220 käytetystä ylipäästösuotimesta 1240, identtistä suodinta käytetään piikkisuotimessa 1222.Fig. 12b shows details of spike filter-30 from 1220 and 1222, and a two-point linear interpolator 1230. Fig. 12c shows details of high-pass filter 1240 used in spike filter 1220, an identical filter is used in spike filter 1222.
Tarkasteltaessa kuvaa Ib, erotetut ja ajan suhteen 35 ekspandoidut keskikaistan signaalit IE, QE ja YE erotetut 28 86785 ja ajan suhteen kompressoidut sivukaistan signaalit 10, QO ja YO, jotka prosessori 18 tuottaa, viedään sivu-keski-yhdistäjään 28. Yhdistäjä 29 voi sisältää laskurin (ei esitetty), joka nollataan signaalilla H ja jota kellote-5 taan signaalilla 4xfsc. Tämän laskurin tuottama lukumäärä-signaali viedään multiplekserille (ei esitetty), joka yhdistää signaalit YE ja YO, kuten kuviossa 3a on esitetty, lähtösignaalin YN muodostamiseksi. Yhdistäjä 28 sisältää piirin (ei esitetty), joka on samaa tyyppiä, signaalien IE 10 ja 10 yhdistämiseksi, jolloin muodostuu signaali IN, ja signaalien QE ja QO yhdistämiseksi, jolloin muodostuu signaali QN.Referring to Figure Ib, the separated and time-expanded 35 midband signals IE, QE, and YE separated 28,86785 and the time-compressed sideband signals 10, QO, and YO produced by processor 18 are applied to a side-center combiner 28. The combiner 29 may include a counter (not shown), which is reset by signal H and clocked by signal 4xfsc. The number signal produced by this counter is applied to a multiplexer (not shown) which combines the signals YE and YO, as shown in Fig. 3a, to form an output signal YN. The combiner 28 includes a circuit (not shown) of the same type for combining signals IE 10 and 10 to form a signal IN, and for combining signals QE and QO to form a signal QN.
Yhdistäjän 28 tuottamat signaalit YN, IN ja QN viedään NTSC-kooderille 31. Kooderi 31 sisältää vaakasuun-15 ta-pystysuunta-temporaalisen (HVT) suotimen 34, joka prosessoi signaalin YN kampasuotimen siirtofunktion avulla, joka poistaa luminanssisignaalin spektrikomponentit, jotka voivat olla moduloidun väriapukantoaaltosignaalin ja moduloidun vuorottaisen apukantoaaltosignaalin sekoittamia. 20 HTV-suotimen 34 lähtösignaali on signaali YP. Värierosig-naalit IN ja QN viedään poikittaismodulaattoriin 30, joka kellosignaalin 4xfsc ohjaamana muodostaa NTSC-krominanssi-signaalin CN. Signaali CN viedään pystysuunta-temporaali-seen (VT) suotimeen 32, joka kampasuodattaa signaalin CN 25 moduloitua vuorottaista apukantoaaltoa ja korkeataajuista luminanssisignaalia vastaavien spektrikomponenttien poistamiseksi. Suotimen 32 lähtösignaali on signaali CP. Signaalit CP ja YP yhdistetään summaavasti signaalinyhdistä-jällä 36 signaalin C/SL muodostamiseksi, joka on koodatun 30 EDTV-signaalin ensimmäinen komponenttisignaali.The signals YN, IN and QN produced by combiner 28 are applied to NTSC encoder 31. Encoder 31 includes a horizontal-15 ta-vertical temporal (HVT) filter 34 which processes the signal YN by a comb filter transfer function which removes spectral components of the luminance signal that may be modulated and mixed by the modulated alternating subcarrier signal. The output signal of the HTV filter 34 is the signal YP. The color difference signals IN and QN are applied to a transverse modulator 30 which, under the control of a clock signal 4xfsc, generates an NTSC chrominance signal CN. The CN signal is applied to a vertical temporal (VT) filter 32, which comb-filters the CN 25 signal to remove spectral components corresponding to the modulated alternate subcarrier and the high frequency luminance signal. The output signal of the filter 32 is the signal CP. The signals CP and YP are summed by a signal combiner 36 to form a signal C / SL, which is the first component signal of the encoded EDTV signal.
Kuvio 9 on lohkokaavio, jossa esitetään NTSC-koo-derin 31 lisäyksityiskohdat. Kuviossa 9 pitopiiriparia 910 ja 912 ohjataan kellosignaaleilla 2xfsc ja 4xfsc signaalien IN ja QN aikajakoiseksi multipleksoimiseksi signaa-35 liksi, joka vuorottelee I- ja Q-näytteitä. Ympyrä pitopii- 86785 29 rin 910 tulossa osoittaa, että sitä ohjaa kellosignaalin 2xfsc inversio. Pitopiirien 910 ja 912 tuottama signaali viedään toiseen pariin pitopiirejä 914 ja 916, jotka muuttavat vuorottaisten näyteparien polariteetin, kuten ku-5 viossa 9 on esitetty, signaalin CN tuottamiseksi. Signaali CN viedään VT kaistanpäästösuotimelle 32. Signaalit 4xfsc, 2xfsc ja f se tuotetaan studioajoitussignaaligeneraattoril-la 11.Fig. 9 is a block diagram showing further details of the NTSC encoder 31. In Fig. 9, the latch circuit pair 910 and 912 are controlled by clock signals 2xfsc and 4xfsc to time division multiplex the signals IN and QN into a signal 35 which alternates I and Q samples. The circle at the input of the holding silicon 86785 29 indicates that it is controlled by the 2xfsc inversion of the clock signal. The signal produced by latch circuits 910 and 912 is applied to another pair of latch circuits 914 and 916, which change the polarity of the alternating sample pairs, as shown in Figure 9 to produce a signal CN. The signal CN is applied to the VT bandpass filter 32. The signals 4xfsc, 2xfsc and f it are produced by the studio timing signal generator 1a.
Kuvio 10 on lohkokaavio FIR-suotimesta, joka so-10 veltuu käytettäväksi suotimena 32. Kuviossa 10 esitetty suodin käyttää näytteitä neljästä perättäisestä kentästä sen lähtösignaalin muodostamiseksi. Kukin suotimen yhdeksästä väliotosta kerrotaan vastaavalla suotimen kerroinar-volla ai - a9. Kuvio 10a on kaavio kerroinarvoista, joita 15 voidaan käyttää kuviossa 10 esitetyn suotimen konfiguroi-miseksi VT-kaistanpäästösuotimeksi 32 tai VT kaistanpois-tosuotimeksi, kuten HTV-kaistanpäätösuotimessa 34 käytetty.Fig. 10 is a block diagram of an FIR filter suitable for use as filter 32. The filter shown in Fig. 10 uses samples from four consecutive fields to generate its output signal. Each of the nine taps of the filter is multiplied by the corresponding filter coefficient ai-a9. Fig. 10a is a diagram of coefficient values that can be used to configure the filter shown in Fig. 10 as a VT bandpass filter 32 or a VT bandpass filter as used in the HTV bandpass filter 34.
Kuvio 10b on lohkokaavio suotimesta, joka soveltuu 20 käytettäväksi HVT-kaistanpoistosuotimena 34. Todellisuu dessa suotimella 34 on tasainen taajuusvastekäyrä välillä 0 Hz - 1,5 MHz, ja kampatyyppinen taajuusvastekäyrä välillä 1,5 MHz - 4,2 MHz. Nollat kampakäyrällä on sijoitettu oleellisesti estämään signaalin YN komponentit, jotka voi-25 vat esintyä moduloidun krominanssisignaalin ylikuulumisena. Kuviossa 10b signaali YN viedään vaakasuunnan alipääs-tösuotimeen 1020, jonka päästökaista on 0 Hz - 1,5 MHz. Suotimen 1020 lähtösignaali vähennetään signaalista YH, jonka tuottaa kompensoiva viive-elementti 1022 ylipäästö-30 suodatetun luminanssisignaalin tuottamiseksi. Tämä yli- päästösuodatettu luminanssisignaali viedään VT kaistan-poistosuotimeen 1021, sellaiseen kuin yllä kuvattiin viitaten kuvioihin 10 ja 10a. VT-kaistanpäästösuotimen 1024 lähtösignaali yhdistetään alipäästösuodatettuun luminans-35 sisignaaliin, joka on tuotettu kompensoivalla viive-ele- 30 86785 mentillä 1024, lähtösignaalin YP tuottamiseksi. Kuten kuviossa 9 on esitetty, signaali YP ja signaali CP, jotka VT-kaistanpäästösuodin 32 on tuottanut, yhdistetään sum-maavasti yhdistäjällä 36 ensimmäisen komponenttisignaalin 5 C/SL tuottamiseksi.Figure 10b is a block diagram of a filter suitable for use as an IDA bandpass filter 34. In reality, filter 34 has a flat frequency response curve between 0 Hz and 1.5 MHz, and a comb-type frequency response curve between 1.5 MHz and 4.2 MHz. The zeros on the comb curve are positioned to substantially prevent components of the signal YN that may appear as crosstalk in the modulated chrominance signal. In Fig. 10b, the signal YN is applied to a horizontal low-pass filter 1020 having a passband of 0 Hz to 1.5 MHz. The output signal of the filter 1020 is subtracted from the signal YH produced by the compensating delay element 1022 to produce a high-pass filtered luminance signal. This high-pass filtered luminance signal is applied to a VT bandpass filter 1021, as described above with reference to Figures 10 and 10a. The output signal of the VT bandpass filter 1024 is combined with a low-pass filtered luminans-35 inner signal produced by the compensating delay element 1024 to produce an output signal YP. As shown in Fig. 9, the signal YP and the signal CP produced by the VT bandpass filter 32 are summed by a combiner 36 to produce a first component signal 5 C / SL.
Tarkasteltaessa kuviota Ib, signaalit IH, QH ja YH, jotka sivu-keski-signaalin eotin ja prosessori 18 tuottaa, joka edustaa laajanäyttökuvan sivukaistojen kor-keataajuisia komponentteja, viedään NTSC-kooderiin 60. 10 Kooderi 60 voi ola sama kuin yllä kuvattu NTSC-kooderi 31. Kooderin 60 lähtösignaali NTSCH viedään ajan suhteen eks-pandoivaan piiriin 62, joka ekspandoi sivukaistan korkea-taajuiset signaalit, kuten kuviossa 3c on osoitettu, signaalin ESH muodostamiseksi, joka käyttää osan vaakasuun-15 täisestä juovan ajasta, joka vastaa signaalin C/SL keski-kaistaosaa. Ajan suhteen ekspandoiva piiri 62 voidaan toteuttaa sellaisella piirillä kuin kuvattiin yllä viitaten kuvioihin 12 ja 12a - 12d. Signaali ESH on laajanäyttö EDTV-signaalin toinen komponenttisignaali.Referring to Figure Ib, the signals IH, QH, and YH produced by the page-center signal eot and processor 18, which represent the high-frequency components of the wideband sidebands, are input to the NTSC encoder 60. The encoder 60 may be the same as the NTSC encoder described above. 31. The output signal NTSCH of the encoder 60 is applied to a time-expanding circuit 62 which expands the high-frequency signals of the sideband, as shown in Fig. 3c, to generate a signal ESH using a portion of the horizontal line time corresponding to the center of the signal C / SL. -kaistaosaa. The time expanding circuit 62 may be implemented with a circuit as described above with reference to Figures 12 and 12a-12d. The ESH signal is the second component signal of the widescreen EDTV signal.
20 Luminanssisignaali YF', jonka progressiivisesta lomittaiseen pyyhkäisyyn muunnin 17c tuottaa, viedään kaistanpäästösuotimeen 70, joka läpäisee taajuudet alueella 5 MHz - 6,0 MHz amplitudimodulaattoriin ja alipäästö-suotimeen 72. Modulaattori 72, joka voi olla suunnittelul-25 taan tavanomainen, sekoittaa kaistanpäästösuotimen 70 tuottaman signaalin datanäytteistettyyn sinisignaaliin fc, jonka taajuus on oleellisesti 5 MHz. Signaali fc tuotetaan studioajoitussignaaligeneraattorilla 11. Piiri 72 sisältää alipäästösuotimen, joka poistaa oleellisesti peruskaistan 30 signaalin ja modulointisignaalikomponentit 1,0 MHz yläpuolelta. Piirin 72 suorittama toiminta on oleellisesti kor-keataajuisen luminanssi-informaation taajuussiirto 5 - 6,0 MHz kaistalta 0-1,0 MHz kaistalle. Modulaattorin ja alipäästösuotimen 72 tuottama signaali viedään formaatti-35 kooderiin 74, joka kompressoi signaalin ajan suhteen käyt- 86785 31 tämään vaakasuuntaisesta juovajaksosta osan, joka vastaa signaalin C/SL keskikaistaosaa.The luminance signal YF 'produced by the progressive interleaved scan converter 17c is applied to a bandpass filter 70 which passes frequencies in the range of 5 MHz to 6.0 MHz to an amplitude modulator and a low pass filter 72. A modulator 72, which may be conventional in design, mixes the band end 70 the signal produced by the signal to a sampled blue signal fc having a frequency of substantially 5 MHz. The signal fc is generated by a studio timing signal generator 11. Circuit 72 includes a low pass filter that substantially removes the baseband 30 signal and modulation signal components from above 1.0 MHz. The operation performed by circuit 72 is substantially a frequency shift of high frequency luminance information from the 5 to 6.0 MHz band to the 0 to 1.0 MHz band. The signal produced by the modulator and low-pass filter 72 is applied to a format-35 encoder 74, which compresses the signal over time to use a portion of the horizontal line period corresponding to the center band portion of the signal C / SL.
NTSC-kooderin 31 tuottamasta signaalista C/SL, ajan suhteen ekspandoivan piirin 62 tuottamasta signaalis-5 ta ESH ja formaattikooderin 74 tuottamasta signaalista otetaan kehyksensisäinen keskiarvo vastaavilla kehyksen-sisäisesti keskiarvon ottavilla piireillä 38, 64 ja 76.The signal C / SL produced by the NTSC encoder 31, the signal ESH produced by the time-expanding circuit 62, and the signal produced by the format encoder 74 are averaged in-frame by the respective in-frame averaging circuits 38, 64, and 76, respectively.
Kehyksensisäisen keskiarvon ottamisen prosessi tekee signaalit minkä tahansa kehyksen kussakin kahdessa kentässä 10 identtisiksi. Tämä prosessi on tärkeä, jotta toinen ja kolmas komponenttisignaali voidaan yhdistää ensimmäiseen komponenttisignaaliin tavalla, joka sallii laajanäyttö EDTV-signaalin eri komponenttien helpon erottamisen EDTV-dekooderilla.The in-frame averaging process makes the signals in each of the two fields 10 of any frame 10 identical. This process is important so that the second and third component signals can be combined with the first component signal in a manner that allows a wide screen EDTV signal to be easily separated by an EDTV decoder.
15 Kuten yllä esitettiin, signaalista C/SL otetaan kehyksensisäinen keskiarvo vain yli 1,5 MHz taajuuskompo-nenteista ja vain keskikaistan alueelta. Alle 1,5 MHz taajuisista komponenteista ja sivukaistaosista ei oteta ke-hyksensisäistä keskiarvoa rekonstruoidun kuvan pystysuun-20 täisen ja temporaalisen erottelun säilyttämiseksi. Kuvio 11b on lohkokaavio piiristä, joka soveltuu käytettäväksi korkeiden kehyksensisäisenä keskiarvopiirinä 38. Kuviossa 11b syöttösignaali, tässä tapauksessa signaali C/SL, viedään pariin sarjaan kytkettyjä yhden kentän (262 H) viive-25 elementtejä 1120 ja 1122. Viive-elementin 1120 lähtösig-naali Y1 + Cl viedään keskiarvopiirin 1128 tuloporttiin, ja sen toinen portti on kytketty vastaanottamaan joko syöttösignaali Y2 + C2 tai viive-elementin 1122 lähtösig-naali multiplekserin 1125 kautta. Multiplekseria 1125 oh-30 jaataan kehyssignaalilla Fs, joka tuodaan sen ohjaustulo-porttiin, signaalin Y2 + C2 tuottamiseksi kehyksen yhden kentän aikana, ja tuottamaan viive-elementin 1122 lähtö-signaali kehyksen toisen kentän aikana. Multiplekseri 1125 antaa aina signaalin, joka on samassa kehyksessä kuin vii-35 ve-elementin 1120 tuottama signaali Y1 + Cl.As discussed above, the C / SL signal is averaged within the frame only for frequency components above 1.5 MHz and only in the midband range. Components and sideband portions below 1.5 MHz are not averaged within the frame to maintain vertical and temporal separation of the reconstructed image. Fig. 11b is a block diagram of a circuit suitable for use as a high-frame averaging circuit 38. In Fig. 11b, an input signal, in this case a C / SL signal, is applied to a pair of single field (262 H) delay elements 2520 and 1122 connected to the output. Y1 + C1 is applied to the input port of the averaging circuit 1128, and its second port is connected to receive either the input signal Y2 + C2 or the output signal of the delay element 1122 through the multiplexer 1125. The multiplexer 1125 oh-30 is divided by a frame signal Fs applied to its control input port to produce a signal Y2 + C2 during one field of the frame, and to produce an output signal of the delay element 1122 during the second field of the frame. The multiplexer 1125 always outputs a signal that is in the same frame as the signal Y1 + Cl produced by the vii-35 ve element 1120.
86735 3286735 32
Keskiarvopiiri 1128 skalaa signaalin Y1 + Cl tekijällä -1/2, skaalaa multiplekserin 1125 antaman signaalin tekijällä 1/2 ja summaa skaalatut signaalit. Keskiarvopii-rin 1128 tuottama signaali ylipäästösuodatetaan suotimella 5 1130 taajuudeltaan alle 1,5 MHz olevien komponenttien po istamiseksi. Suotimen 1130 lähtösignaali viedään portille 1132. Porttia 1132 ohjataan signaalilla, joka voidaan muodostaa esimerkiksi piirillä, joka sisältää kuva-alkiolas-kurin (ei esitetty) ja dekooderin (ei esitetty), suotimen 10 1130 antaman signaalin läpäisemiseksi vain porttiin tuodun signaalin keskikaistaosan aikana. Portin 1132 lähtösignaali viedään summaimen 1134 tuloporttiin. Summaimen 1134 toinen tuloportti on kytketty vastaanottamaan signaali Y1 + Cl, jonka viive-elementti 1120 tuottaa. Summaimen 1134 15 lähtösignaali on kuviossa Ib esitetty signaali N, korkeiden kehyksensisäisen keskiarvopairin 38 lähtösignaali.The average circuit 1128 scales the signal Y1 + Cl by a factor of -1/2, scales the signal given by the multiplexer 1125 by a factor of 1/2, and sums the scaled signals. The signal produced by the averaging circuit 1128 is high pass filtered by a filter 5 1130 to remove components below 1.5 MHz. The output signal of filter 1130 is applied to gate 1132. Gate 1132 is controlled by a signal which may be generated, for example, by a circuit including a pixel counter (not shown) and a decoder (not shown) to pass the signal from filter 1130 only during the center band portion of the signal. The output signal of port 1132 is applied to the input port of adder 1134. The second input port of the adder 1134 is connected to receive the signal Y1 + Cl produced by the delay element 1120. The output signal of the adder 1134 15 is the signal N shown in Fig. 1b, the output signal of the high intra-frame average pair 38.
Molemmiksi kehyksensisäisiksi keskiarvopiireiksi 64 tai 76 sopiva piiri on esitetty kuviossa 11a. Kuviossa 11A signaali IN, joka tässä tapauksessa on signaali ESH, 20 viedään pariin sarjaan kytkettyjä viive-elementtejä 1110 ja 1112. Viive-elementin 1110 lähtösignaali Y1 + Cl viedään keskiarvopiirin 1118 tuloporttiin ja tulosignaali IN, tai viive-elementin 1112 lähtösignaali viedään piirin 1118 toiseen tuloporttiin multiplekserin 1115 kautta. Multi-25 plekseriä 1115 ohjataan kenttänopeudella (30 Hz) esiintyvällä ktkentäsignaalilla Fs läpäisemään vuorotellen signaali IN ja viive-elementin 112 lähtösignaali tulosignaa-lin vuorottaisten kenttäjaksojen aikana. Multiplekserin 1115 tuottama signaali on aina samassa kehysjaksossa kuin 30 viive-elementin 1110 tuottama signaali Y1 + Cl. Keskiarvopiiri 1118 skaalaa kunkin tulosignaaleistaan tekijällä puoli ja summaa saatavat signaalit kehyksensisäisen keskiarvon lähtösignaalin muodostamiseksi.A circuit suitable for both in-frame average circuits 64 or 76 is shown in Figure 11a. In Fig. 11A, the signal IN, in this case the signal ESH, is applied to a pair of delay elements 1110 and 1112 connected in series. The output signal Y1 + C1 of the delay element 1110 is applied to the input port of the averaging circuit 1118 and the input signal IN, or the output signal of the delay element 1112 is applied to the circuit 1118. input port through multiplexer 1115. The multi-plexer 1115 is controlled by a field signal Fs at a field rate (30 Hz) to alternately pass the signal IN and the output signal of the delay element 112 during the alternating field periods of the input signal. The signal produced by the multiplexer 1115 is always in the same frame period as the signal Y1 + Cl produced by the delay element 1110. The averaging circuit 1118 scales each of its input signals by a factor of half and sums the resulting signals to form an in-frame average output signal.
Tarkasteltaessa nyt kuviota Ib, korkeiden kehyk-35 sensisäisen keskiarvopiirin 38 lähtösignaali viedään sum- 33 86735 maimen 40 yhteen tuloporttiin. Lähtösignaalit X ja Z vastaavista kehyksensisäisistä keskiarvopiireistä 64 ja 76 kompressoidaan amplitudiltaan ja modulaattori 80 käyttää niitä moduloimaan 90° vaihesiirrossa olevat vuorottaiset 5 apukantoaaltosignaalit ASC ja ASC signaalin M tuottamiseksi. Signaali M viedään summaimen 40 toiseen tuloporttiin. Summaimen 40 lähtösignaali NTSCF on laajanäyttö EDTV-signaalin yhdistetty ensimmäinen, toinen ja kolmas komponenttisignaali. Signaali NTSCF viedään digitaali/ana-10 logia-muuntimelle (DAC) 54.Referring now to Figure Ib, the output signal of the high-frame average circuit 38 of the high frame 35 is applied to one input port of the summer 33. The output signals X and Z from the respective in-frame averages 64 and 76 are compressed in amplitude and used by modulator 80 to modulate the alternating subcarrier signals ASC and ASC at 90 ° phase shift to produce a signal M. The signal M is applied to the second input port of the adder 40. The output signal NTSCF of the adder 40 is a combined first, second and third component signal of the widescreen EDTV signal. The NTSCF signal is applied to a digital / ana-10 logic converter (DAC) 54.
Kuvio 13 on lohkokaavio modulaattoriksi 80 sopivasta piiristä. Kuviossa 13 signaalit X ja Z, jotka vastaavat kehyksensisäisen keskiarvon piirit 64 ja 76 ovat tuottaneet, viedään vastaaville PROMille 1310 ja 1312. 15 Molemmat PR0M:it 1310 ja 1312 on ohjelmoitu amplitudikomp-ressiofunktiolla, josta esimerkki on esitetty graafisella tulo-lähtö-funktiolla PR0M:n 1312 vieressä. Vastaavien PR0M:ien 1310 ja 1312 lähtösignaalit viedään vastaavasti kertojien 1314 ja 1316 vastaaviin ensimmäisiin tuloport-20 teihin. Kertojan 1314 toinen tuloportti on kytketty vastaanottamaan vuorottainen apukantoaaltosignaali ASC', ja kertojan 1316 toinen tuloportti on kytketty vastaanottamaan vuorottainen apukantoaaltosignaali ASC. Signaalit ASC ja ASC' ovat studioajoitussignaaligeneraattorin 11 tuot-25 tamat. Kertojien 1314 ja 1316 lähtösignaalit summataan summaimella 1320 poikittaismoduloidun lähtösignaalin M tuottamiseksi.Figure 13 is a block diagram of a circuit suitable for modulator 80. In Fig. 13, the signals X and Z corresponding to the respective intra-frame averages 64 and 76 are applied to the respective PROMs 1310 and 1312. Both PROMs 1310 and 1312 are programmed with an amplitude compression function, exemplified by the graphical input-output function PROM. next to 1312. The output signals of the respective PROMs 1310 and 1312 are applied to the respective first input ports of the multipliers 1314 and 1316, respectively. The second input port of the multiplier 1314 is connected to receive the alternate subcarrier signal ASC ', and the second input port of the multiplier 1316 is connected to receive the alternate subcarrier signal ASC. The signals ASC and ASC 'are produced by the studio timing signal generator 11. The output signals of the multipliers 1314 and 1316 are summed by an adder 1320 to produce a cross-modulated output signal M.
Tarkasteltaessa kuviota Ib, kehyserosignaali YT, jonka progressiivisesta lomittaiseen pyyhkäisyyn muuntava 30 piiri 17c tuottaa, viedään formaattikooderiin 78. Formaat-tikooderi 78 voi sisältää samaa tyyppiä olevan piirin kuin yllä on kuvattu viitaten kuvioihin 12 ja 12a - 12d. Koode-ri 78 ekspandoi signaalin YT keskikaistaosan ja kompressoi sivukaistaosat, kuten kuviossa lf on havainnollistettu. 35 Formaattikooderin 78 tuottama signaali viedään liikekoode- 86785 34 riin ja alipäästösuotimeen 79. Esimerkkipiiri käytettäväksi liikekooderina ja alipäästösuotimena on esitetty kuviossa 23.Referring to Fig. 1b, the frame difference signal YT produced by the progressive-to-interleaved conversion circuit 17c is input to a format encoder 78. The format encoder 78 may include a circuit of the same type as described above with reference to Figs. 12 and 12a to 12d. Encoder 78 expands the centerband portion of the signal YT and compresses the sideband portions, as illustrated in Figure 1f. The signal produced by the format encoder 78 is applied to a motion encoder 86785 34 and a low pass filter 79. An example circuit for use as a motion encoder and a low pass filter is shown in Fig. 23.
Piirin 79 liikekooderi kääntää vaihtelut signaa-5 lissa YT, joka edustaa kuvan liikettä, +10 IRE tai -10 IRE riippuen siitä, onko signaali vastaavasti positiivinen tai negatiivinen. Tämä käännös parantaa dekoodatun signaalin YT käyttäytymistä vastaanottimessa, kun siirtokanavalla esiintyy merkittävä määrä häiriötä lähettimen ja vastaan-10 ottimen välillä. Liikekoodatun "apusignaalin" käyttö on kuvattu alla viitaten kuvioihin 22 ja 27.The motion encoder of circuit 79 reverses the variations in signal-5 yT, which represents the motion of the image, to +10 IRE or -10 IRE depending on whether the signal is positive or negative, respectively. This translation improves the YT behavior of the decoded signal at the receiver when there is a significant amount of interference on the transmission channel between the transmitter and the receiver. The use of the motion coded "auxiliary signal" is described below with reference to Figures 22 and 27.
Kuviossa 23 esitetyssä piirissä formaattikooderin 78 tuottama signaali viedään summaimen 2368 tuloporttiin ja komparaattorille 2364. Komparaattori 2364 muodostaa 15 lähtösignaalin, joka ilmoittaa, onko formaattikooderin tuottama signaali positiivinen, negatiivinen tai arvoltaan nolla. Komparaattorin 2364 muodostama signaali ohjaa mul-tiplekseria 2366 läpäisemään digitaalisen arvon, joka edustaa 10 IRE-yksikköä, -10 IRE-yksikköä tai 0 IRE-yksik-20 köä, jos apusignaali on vastaavasti positiivinen, negatiivinen tai arvoltaan nolla. Multiplekserin 2366 tuottama signaali viedään summaimen 2368 toiseen tuloporttiin. Summaimen 2368 lähtösignaali viedään alipäästösuotimeen 2378, jonka päästökaista on välillä 0 Hz - 750 kHz. Suotimen 25 2378 lähtösignaali on piirin 79 lähtösignaali YTN. Tämä signaali viedään kuviossa Ib esitettyyn piiriin DAC 53.In the circuit shown in Fig. 23, the signal produced by the format encoder 78 is applied to the input port of the adder 2368 and the comparator 2364. The comparator 2364 generates an output signal indicating whether the signal produced by the format encoder is positive, negative or zero. The signal generated by comparator 2364 directs multiplexer 2366 to pass a digital value representing 10 IRE units, -10 IRE units, or 0 IRE units-20 if the auxiliary signal is positive, negative, or zero, respectively. The signal produced by the multiplexer 2366 is applied to the second input port of the adder 2368. The output signal of adder 2368 is applied to a low pass filter 2378 having a passband between 0 Hz and 750 kHz. The output signal of the filter 25 2378 is the output signal YTN of the circuit 79. This signal is applied to the circuit DAC 53 shown in Figure Ib.
DAC 53 ja 54 muodostavat analogiset versiot vastaavista signaaleista YTN ja NTSCF. Signaali, jonka DAC 54 tuottaa, viedään analogiseen kytkimeen 58, jota ohjataan 30 signaalilla SW, jonka studioajoitussignaallgeneraattori 11 tuottaa, komposiittisynkronointisignaalin OCPS, jonka generaattori 11 myös tuottaa, sijoittamiseksi analogisen NTSCF-signaalin vaakasuunnan ja pystysuunnan pimennysjaksoihin. Vaikka signaali OCPS on esitetty analogisena sig-35 naalina, on mietitty, että digitaalista signaalia OCPSDACs 53 and 54 form analog versions of the respective signals YTN and NTSCF. The signal generated by the DAC 54 is applied to an analog switch 58, which is controlled by a signal SW generated by the studio timing signal generator 11 to place a composite synchronization signal OCPS, also generated by the generator 11, in the horizontal and vertical dimming periods of the analog NTSCF signal. Although the signal OCPS is shown as an analog sig-35 signal, it has been thought that the digital signal OCPS
35 86785 voidaan käyttää. Tässä tapauksessa analoginen kytkin 58 korvattaisiin tavanomaisella kahden tulon multiplekseril-la, joka sijoitettaisiin summaimen 40 ja DAC:n 54 väliin.35 86785 can be used. In this case, the analog switch 58 would be replaced by a conventional dual input multiplexer located between the adder 40 and the DAC 54.
Kytkimen 58 lähtösignaali viedään radiotaajuisen 5 (RF) poikittaismodulaattorin 57 yhteen tuloliitäntään. Modulaattorin 57 toinen tuloliitäntä on kytketty vastaanottamaan apusignaali, analoginen versio DAC:n 53 tuottamasta signaalista YTN. Modulaattori 57 tuottaa toissivu-kaistan televisiosignaalin MAIN, jossa signaali NTSCF on 10 samassa vaiheessa olevana komponenttina ja apusignaali sen kanssa 90° vaihesiirrossa olevana komponenttina. Modulat-torin 57 tuottama signaali viedään lähettimelle 55, joka lähettää signaalin antennin 115 kautta.The output signal of switch 58 is applied to one input of a radio frequency 5 (RF) cross modulator 57. The second input of the modulator 57 is connected to receive an auxiliary signal, an analog version of the signal YTN produced by the DAC 53. The modulator 57 produces a secondary band television signal MAIN, where the signal NTSCF is 10 as an in-phase component and the auxiliary signal as a 90 ° phase shift component. The signal produced by the modulator 57 is applied to a transmitter 55 which transmits the signal via an antenna 115.
Kuten kuviossa 1 on esitetty, yhden kanavan koode-15 rin 114 tuottama signaali MAIN viedään yhden kanavan de-kooderiin 140. Dekooderiksi 140 soveltuva piiri on esitetty kuviossa 14. Katsauksessa sen toimintaa, kuviossa 14 esitetty dekooderi demoduloi signaalin MAIN sen samassa vaiheessa olevan ja 90° vaihesiirrossa olevien vastaavien 20 komponenttien NTSCF ja YTN palauttamiseksi. Signaali NTSCF prosessoidaan ensimmäisen , toisen ja kolmannen komponent-tisignaalin palauttamiseksi. Nämä signaalit edelleen dekoodataan ja kopressoidaan tai ekspandoidaan, kuten on sopivaa, ja yhdistetään luminanssisignaalin YF' ja värie-25 rosignaalien IF' ja QF' tuottamiseksi, jotka kaikki ovat 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaaleja. Apusignaali YTN dekoodataan myös ja sitä käytetään muuntamaan signaali YF' 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaaliksi. Väri-erosignaalit IF' ja QF' muunnetaan progressiivisen pyyh-30 käisyn formaattiin ilman apusignaalin apua. Lopulta progressiivisen pyyhkäisyn signaalit YF, IF ja QF muunnetaan analogisiksi signaaleiksi Y', 1' ja Q'.As shown in Figure 1, the signal MAIN produced by the single channel encoder 114 is applied to the single channel decoder 140. A circuit suitable for the decoder 140 is shown in Figure 14. In review of its operation, the decoder shown in Figure 14 demodulates the signal MAIN in its in-phase and 90 ° to recover the NTSCF and YTN of the respective 20 components in phase shift. The NTSCF signal is processed to recover the first, second, and third component signals. These signals are further decoded and compressed or expanded, as appropriate, and combined to produce a luminance signal YF 'and color signals IF' and QF ', all of which are 525 LPF progressive scan signals. The auxiliary signal YTN is also decoded and used to convert the signal YF '525 to an LPF progressive scan signal. The color difference signals IF 'and QF' are converted to a progressive wipe format without the aid of an auxiliary signal. Finally, the progressive scan signals YF, IF and QF are converted to analog signals Y ', 1' and Q '.
Kuviossa 14 signaali MAIN viedään tuloyksikköön 1422. Tuloyksikkö 1422 sisältää radiotaajuisen (RF) viri-35 tin- ja vahvistinpiirin, synkronisen videodemodulaattorin, 36 86785 joka erottaa samassa vaiheessa olevan ja 90° vaihesiirros-sa olevan modulointikomponentin vastaanotetusta videosignaalista, ja analogia/digitaali-muuntimen (ADC). Tuloyk-sikön 1422 ADC:n tuottama NTSCF-signaali edustaa signaalin 5 MAIN samassa vaiheessa olevaa modulointikomponenttia; signaali YTN edustaa 90° vaihesiirrossa olevia modulointikom-ponentteja.In Figure 14, the signal MAIN is applied to an input unit 1422. The input unit 1422 includes a radio frequency (RF) tuner and amplifier circuit, a synchronous video demodulator, 36 86785 that separates the in-phase and 90 ° phase shift modulation component from the received video signal, and an analog / digital converter (ADC). The NTSCF signal produced by the ADC of the input unit 1422 represents the in-phase modulation component of the signal 5 MAIN; the signal YTN represents the modulation components in 90 ° phase shift.
Signaali NTSCF viedään synkronoivaan signaalinero-tus- ja kellosignaalinmuodostuspiiriin 1432. Piiri 1432 10 sisältää tavanomaisen piirin, joka erottaa vaakasuuntaisen ja pystysuuntaisen synkronointisignaalin HS ja VS, vastaavasti, signaalista NTSCH ja yhdistää signaalit HS ja VS komposiittisynkronointisignaalin CS muodostamiseksi. Piiri 1432 sisältää myös tavanomaisen vaihelukitun silmukan 15 (PLL), joka muodostaa kaksi kellosignaalia CK4 ja CK8, joiden vastaavat taajuudet ovat 4xfsc ja 8xfsc, neljä kertaa ja kahdeksan kertaa signaalin NSCH värisynkronointi-purskesignaalikomponentin taajuus fse. Piiri 1432 muodostaa signaalista CK4 90° vaihesiirrossa olevat vuorottaiset 20 apukantoaaltosignaalit ASC ja ASC, joiden taajuus on oleellisesti 3.1 MHz, 395 kertaa vaakasuunnan juovapyyh-käisytaajuuden puolikas, ja signaalin fc, jonka taajuus on oleellisesti 5 MHz. Signaalit ASC, ASC' ja fc voidaan muodostaa esimerkiksi kasvattamalla laskuria (ei esitetty) 25 signaalilla CK4 ja viemällä laskurin arvo lukumuistille (ROM), joka, joka on ohjelmoitu tuottamaan kolmea signaalia vastaavat näytearvot. Lisäksi ROM voi tuottaa lähtö-signaalin H, joka ilmoittaa ennalta määrätyn kuva-alkion näytteenottohetken jokaisessa signaalin NTSCF vaakasuunnan 30 juovajaksossa. Tämä signaali voidaan viedä toiseen lasku riin (ei esitetty), joka on ohjelmoitu tuottamaan signaalit, sellaiset kuin signaali FS joka kuvataan alla viitaten kuvioihin 15 ja 16, jotka esiintyvät kehys- tai kent-tänopeudella. Esimerkkipiiriä eri kello- ja ajoitussignaa- 37 86 785 lien muodostamiseksi vastaanottimessa on kuvattu tarkemmin yllä viitatussa US-patenttihakemuksessa 241 277.The NTSCF signal is applied to a synchronizing signal separation and clock signal generation circuit 1432. The circuit 1432 10 includes a conventional circuit that separates the horizontal and vertical synchronization signals HS and VS, respectively, from the signal NTSCH and combines the signals HS and VS to form a composite sync signal. Circuit 1432 also includes a conventional phase locked loop 15 (PLL) that generates two clock signals CK4 and CK8 with respective frequencies of 4xfsc and 8xfsc, four times and eight times the frequency fse of the color synchronization burst signal component of the NSCH signal. Circuit 1432 generates from the signal CK4 90 ° phase shift alternating subcarrier signals ASC and ASC having a frequency of substantially 3.1 MHz, 395 times half the horizontal line scanning frequency, and a signal fc having a frequency of substantially 5 MHz. The signals ASC, ASC 'and fc can be generated, for example, by incrementing the counter (not shown) by the signal CK4 and applying the counter value to a read-only memory (ROM) programmed to produce sample values corresponding to the three signals. In addition, the ROM may produce an output signal H indicating a predetermined pixel sampling moment in each horizontal line period 30 of the NTSCF signal. This signal can be applied to another counter (not shown) programmed to produce signals, such as the signal FS described below with reference to Figures 15 and 16, which occur at frame or field rate. An example circuit for generating different clock and timing signals at a receiver is described in more detail in the aforementioned U.S. Patent Application 241,277.
Tuloyksikön 1422 tuottama signaali NTSCF viedään myös kehyksensisäisesti keskiarvon-erotuksen ottavalle 5 piirille 1424. Piiri 1424 muodostaa keskimääräiset kuva-alkio-arvot ja kuva-alkio-eroarvot vastaaville kuva-alkioille kahdessa kentässä, jotka muodostavat kehyksen. Keskimääräiset kuva-alkio-arvot ovat lähtösignaali N, joka vasta EDTV-signaalin ensimmäistä komponenttia, ja kuva-10 alkio-eroarvot ovat lähtösignaali M, joka vastaa laajan-äyttö EDTV-signaalin moduloitua toista ja kolmatta komponenttia. Kuviot 15 ja 16 ovat lohkokaavioita, jotka esittävät piiriä, joka soveltuu käytettäväksi kehyksensisäisen keskiarvon-erotuksen ottavana piirinä 1424. Kuvio 15 ha-15 vainnollistaa piirin 1424 toimintaa kehyksen ensimmäisen kentän aikana ja kuvio 16 havainnollistaa piirin toimintaa kehyksen tooisen kentän aikana.The signal NTSCF produced by the input unit 1422 is also applied in-frame to the averaging difference circuit 1424. The circuit 1424 generates average pixel values and pixel difference values for the respective pixels in the two fields that form the frame. The average pixel values are the output signal N corresponding to the first component of the EDTV signal, and the pixel difference values 10 are the output signal M corresponding to the modulated second and third components of the wide-screen EDTV signal. Figs. 15 and 16 are block diagrams showing a circuit suitable for use as an intra-frame average difference receiving circuit 1424. Fig. 15 ha-15 illustrates the operation of the circuit 1424 during the first field of the frame and Fig. 16 illustrates the operation of the circuit during the second field of the frame.
Kuvioissa 15 ja 16 signaali NTSCF viedään syöttö-signaalina kahteen sarjaan kytkettyyn viive-elementtiin 20 1520 ja 1522. Viive-elementit 1520 ja 1522 tuottavat kum pikin aikaviiveen, joka on oleellisesti yhtä suuri kuin yksi kenttäjakso (262H). Signaali IN ja viive-elementin 1522 lähtösignaali viedään vastaavasti multiplekserin 1525 eri tuloporteille. Multiplekseria 1525 ohjataan kehysno-25 peussignaalilla FS, jonka ajoitussignaaligeneraattori 1432 tuottaa, läpäisemään sen kaksi tulosignaalia signaalin MAIN vuorottaisilla kenttäjaksoilla. Multiplekserin 1525 tuottama signaali on aina samassa kehyksessä kuin viive-elementin 1520 tuottama signaali. Viive-elementin 1520 30 tuottama signaali ja multiplekserin 1525 tuottama signaali viedään keskiarvopiirille 1528.In Figures 15 and 16, the NTSCF signal is applied as an input signal to two series-connected delay elements 2020 and 1522. The delay elements 1520 and 1522 each produce a time delay substantially equal to one field period (262H). The signal IN and the output signal of the delay element 1522 are applied to different input ports of the multiplexer 1525, respectively. The multiplexer 1525 is controlled by the frame no-25 speed signal FS produced by the timing signal generator 1432 to pass its two input signals in alternating field periods of the signal MAIN. The signal produced by the multiplexer 1525 is always in the same frame as the signal produced by the delay element 1520. The signal produced by the delay element 1520 30 and the signal produced by the multiplexer 1525 are applied to the average circuit 1528.
Piiri 1528 skaalaa viive-elementin 1520 ja multiplekserin 1525 tuottamat signaalit vastaavilla tekijöillä -1/2 ja 1/2 ja summaa skaalatut signaalit. Tämä operaatio 35 poistaa kaikki signaalin NTSCH komponentit, jotka ovat 38 867 85 yhteisiä kehyksen muodostavan kahden kentän välillä, so. laajanäyttö EDTV-signaalin ensimmäiset komponenttisignaa-lit, joiden taajuudet ovat suurempia kuin 1.5 MHz. Keski-arvopiirin 1528 lähtösignaalit viedään vaakasuunnan yli-5 päästösuotimeen 1530, joka poistaa oleellisesti ensimmäiset komponenttisignaalit, joiden taajuudet ovat alle 1,7 MHz. Suotimen 1530 tuottamat signaalit viedään portin 1532 kautta, jota ohjataan signaalilla CS, jonka ajoitus-signaaligeneraattori 1432 tuottaa. Signaali CS ohjaa port-10 tia 1532 läpäisemään vain suotimen 1530 tuottamasn signaalin keskikaistaosan. Tämä osa on invertoitu versio signaalista M, laajanäyttö EDTV-signaalin poikittaismoduloi-dusta toisesta ja kolmannesta komponenttisignaalista. Portin 1532 tuottama signaali summataan summaimella 1534 vii-15 ve-elementin 1520 tuottamaan signaaliin ensimmäisen kompo-nenttisignaalin N tuottamiseksi, ja komplementoidaan piirillä 1535 signaalin M tuottamiseksi.Circuit 1528 scales the signals produced by delay element 1520 and multiplexer 1525 by factors -1/2 and 1/2, respectively, and sums the scaled signals. This operation 35 removes all NTSCH components of the signal that are common to the two fields forming the frame, i.e. widescreen The first component signals of an EDTV signal with frequencies greater than 1.5 MHz. The output signals of the averaging circuit 1528 are applied to a horizontal over-5 pass filter 1530, which substantially removes the first component signals with frequencies below 1.7 MHz. The signals produced by filter 1530 are passed through port 1532, which is controlled by signal CS, which is generated by timing signal generator 1432. The signal CS directs port 1532 to pass only the center band portion of the signal produced by filter 1530. This part is an inverted version of the signal M, a wide screen of the cross-modulated second and third component signals of the EDTV signal. The signal produced by port 1532 is summed by adder 1534 with the signal produced by vii-15 ve element 1520 to produce a first component signal N, and is complemented by circuit 1535 to produce signal M.
Tarkasteltaessa kuviota 14, piirin 1424 tuottama signaali M viedään poikittaismodulaattoriin ja amplitudin 20 ekspandointipiiriin 1426. Piiri 1426 poikittaismoduloi signaalin M ja ekspandoi saatavan samassa vaiheessa olevan ja 90° vaihesiirrossa olevan signaalin amplitudin vastaavien EDTV-signaalin toisen ja kolmannen komponentin palauttamiseksi. Kuvio 17 on lohkokaavio piiristä, joka so-25 veltuu käytettäväksi poikittaismodulaattorina ja amplitudin ekspandoivana piirinä 1426.Referring to Figure 14, the signal M produced by circuit 1424 is applied to a transverse modulator and amplitude 20 expansion circuit 1426. Circuit 1426 cross-modulates the signal M and expands the amplitude of the resulting in-phase and 90 ° phase shift signal to recover the second and third components of the EDTV signal, respectively. Fig. 17 is a block diagram of a circuit adapted for use as a transverse modulator and amplitude expanding circuit 1426.
Kuviossa 17 signaali M kerrotaan signaaleilla ASC ja ASC vastaavissa kertojissa 1710 ja 1712. Kertojien 1710 ja 1712 lähtösignaalit viedään vastaaviin alipäästö-30 suotimiin 1713 ja 1715, jotka oleellisesti poistavat signaalin M ja kaikki korkeataajuiset modulointikomponentit. Suotimien 1713 ja 1715 lähtösignaalit viedään vastaaville ohjelmoitaville lukumuisteille (PROM) 1714 ja 1716. PR0M:it 1714 ja 1716 on ohjelmoitu amplitudin ekspandoin-35 tifunktiolla, joka on käänteinen amplitudin kompressointi- 3g 86 7 35 funktiolle, jota käytettiin kooderissa kätkemään psykofyysisestä toinen ja kolmas komponenttisignaali yhteensopivassa komposiittisignaalissa. PROMrin 1714 lähtösignaali X on dekoodattu toinen komponenttisignaali, ekspandoidut 5 sivukaistasignaalien korkeataajuuskomponentit. PROMrin 1716 lähtösignaali Z on dekoodattu kolmas komponenttisignaali, laajakaistaisen EDTV-signaalin taajuussiirretyt korkeataajuiset luminanssisignaalikomponentit.In Fig. 17, the signal M is multiplied by the signals ASC and ASC in the respective multipliers 1710 and 1712. The output signals of the multipliers 1710 and 1712 are applied to the respective low-pass filters 1713 and 1715, which substantially remove the signal M and all high frequency modulation components. The output signals of filters 1713 and 1715 are applied to the respective programmable read-only memories (PROMs) 1714 and 1716. PROMs 1714 and 1716 are programmed with an amplitude expansion function, which is the inverse of the amplitude compression function used in the encoder to hide the second psychophy. component signal in a compatible composite signal. The output signal X of the PROMr 1714 is a decoded second component signal, the expanded high frequency components of the 5 sideband signals. The output signal Z of the PROMr 1716 is a decoded third component signal, the frequency-shifted high-frequency luminance signal components of a wideband EDTV signal.
Tarkasteltaessa kuviota 14, signaali X viedään 10 sivukaistan kompressointipiiriin 1428, joka tehokkaasti kääntää kooderipiirin suorittaman sivukaistan datan ekspansion. Tämä operaatio tuottaa signaalin NTSCH, joka edustaa sivukaistasignaalien korkeataajuisia komponentteja, palautettuna niiden oikeaan aikariippuvuuteen Y-I-Q-15 formaattikooderin 1444 muodostaman ajan suhteen kompres soidun signaalin keskikaistasignaalin kanssa, joka kuvataan alla viitaten kuvioon 19. Kompressointipiiri 1428 voidaan toteuttaa sen tyyppisellä piirillä, kuin yllä kuvattiin viitaten kuvioihin 12 ja 12a - 12d.Referring to Fig. 14, signal X is applied to sideband compression circuit 1428, which effectively reverses sideband data expansion by the encoder circuit. This operation produces a signal NTSCH representing the high frequency components of the sideband signals, restored to their correct time dependence on the time-compressed signal of the YIQ-15 format encoder 1444 with the centerband signal described below with reference to Fig. 19. The compression circuit 1428 may be implemented with a circuit of the type shown above. 12 and 12a - 12d.
20 Signaali NTSCH muodostetaan EDTV-signaalin ekspan- doidusta toisen komponenttisignaalin X sivukaistadatasta käyttämällä kompressiotekijää 0,22. Signaali NTSCH viedään luminanssi-krominanssi-erotuspiirin 1440, joka erottaa signaalin NTSCH luminanssi- (YH) ja krominanssikomponentit 25 ja demoduloi krominanssisignaalikomponentin kahden värie- rosignaalikomponentin (IH ja QH) saamiseksi. Signaalit YH, IH ja QH viedään Y-I-Q-formaattidekooderiin 1444 yhdessä signaalien YH, IN ja QN kanssa, jotkaon muodostettu ensimmäisestä komponenttisignaalista N luminanssi-krominanssi-30 erotuspiirillä 1442. Piirit 1440 ja 1442 voivat olla identtiset; esimerkinomainen piiri on esitetty kuviossa 18.The NTSCH signal is generated from the expanded sideband data of the second component signal X of the EDTV signal using a compression factor of 0.22. The NTSCH signal is applied to a luminance-chrominance separation circuit 1440 which separates the luminance (YH) and chrominance components 25 of the NTSCH signal and demodulates the chrominance signal component to obtain two color signal components (IH and QH). The signals YH, IH, and QH are applied to a Y-I-Q format decoder 1444 together with signals YH, IN, and QN formed from the first component signal N by a luminance-chrominance-30 separation circuit 1442. Circuits 1440 and 1442 may be identical; an exemplary circuit is shown in Figure 18.
Kuviossa 18 signaali N tai signaali NTSCH viedään kaistanpäästösuotimeen 1810 ja viive-elementtiin 1812, 35 joka kompensoi prosessointiviivettä suotimen 1810 kautta.In Fig. 18, a signal N or a signal NTSCH is applied to a bandpass filter 1810 and a delay element 1812, 35 which compensates for the processing delay through the filter 1810.
40 86735 Tässä keksinnön toteutuksessa käytetty suodin 1810 on vaa-kasuunta-pystysuunta-temporaalinen (H-V-T) kaistanpäästö-suodin. Esimerkkipiiri käytettäväksi HVT-suotimena 1810 on esitetty kuviossa 10c. Tämä suodin sisältää vaakasuunnan 5 kaistanpäästösuotimen 1030, jonka päästökaista on 3 MHz - 4,2 MHz, ja VT-kaistanpäästösuotimen 1031, joka on määritelty kuviossa 10 esitetyllä FIR-suotimella ja kuviossa 10a esitetyillä kerroinarvoilla. Suotimen 1810 lähtösig-naali on erotettu krominanssisignaali. Tämä signaali vie-10 dään erotuspiirin 1814 vähentäjän tuloporttiin ja sen vähennettävän tuloportti on kytketty vastaanottamaan kompensoivan viive-elementin 1812 tuottama signaali. Erotus-piirin 1814 lähtösignaali on luminanssikomponenttisignaali YN tai YH.The filter 1810 used in this embodiment of the invention is a horizontal-vertical-temporal (H-V-T) bandpass filter. An example circuit for use as an HVT filter 1810 is shown in Figure 10c. This filter includes a horizontal bandpass filter 1030 having a passband of 3 MHz to 4.2 MHz and a VT bandpass filter 1031 defined by the FIR filter shown in Fig. 10 and the coefficient values shown in Fig. 10a. The output signal of filter 1810 is a separated chrominance signal. This signal is applied to the input port of the subtractor of the isolating circuit 1814, and its input port to be subtracted is connected to receive the signal produced by the compensating delay element 1812. The output signal of the separation circuit 1814 is a luminance component signal YN or YH.
15 Suotimen 1810 muodostama krominanssisignaali voidaan esittää sekvenssinä näytearvoja I, Q, -I, -Q, I, QThe chrominance signal generated by the filter 1810 can be represented as a sequence of sample values I, Q, -I, -Q, I, Q
jne, jossa I ja Q osoittavat I- ja Q-värierosignaalien näytteitä, ja näytteiden merkit osoittavat näytteenotto-vaiheen, ei välttämättä näytteen polariteettia. Tämä kro-20 minanssisignaali viedään ensimmäiselle ja toiselle pito-piirille 1815 ja 1816. Pitopiiriä 1815 ojaa I-vaiheen kellosignaali ICK, jonka kuvion 14 kellonmuodostuspiiri 1432 tuottaa, krominanssisignaalin näytearvojen pitämiseksi, jotka edustavat krominanssisignaalin I-värierosignaalikom-25 ponenttia. Pitopiiriä 1816 ohjataan invertoidulla signaalin ICK versiolla, jonka invertoija 1822 tuottaa, krominanssisignaalin Q-värierosignaalikomponenttia edustavien näytearvojen pitämiseksi. Pitopiirien 1815 ja 1816 tuottamat signaalit viedään vastaaville kahden komplementti-30 piireille 1818 ja 1820. Piirejä 1818 ja 1820 ohjataan signaalilla, jonka taajuusjakaja 1824 tuottaa, datanäytteis-tettyjen I- ja Q-värierosignaalien vuorottaisten arvojen komplementoimiseksi. Piirien 1818 ja 1820 tuottamat signaalit ovat vastaavasti demoduloidut signaalit IN tai IH 35 ja QN tai QH.etc., where I and Q indicate samples of the I and Q color difference signals, and the sample marks indicate the sampling phase, not necessarily the polarity of the sample. This Kro-20 minimum signal is applied to the first and second latch circuits 1815 and 1816. The latch circuit 1815 is drifted by the phase I clock signal ICK produced by the clock generation circuit 1432 of Fig. 14 to maintain sample values of the chrominance signal representing the chrominance signal I-color difference signal. The latch circuit 1816 is controlled by an inverted version of the signal ICK produced by the inverter 1822 to hold sample values representative of the Q color difference signal component of the chrominance signal. The signals produced by latch circuits 1815 and 1816 are applied to respective complement-30 circuits 1818 and 1820. Circuits 1818 and 1820 are controlled by a signal produced by frequency divider 1824 to complement the alternating values of the data-sampled I and Q color difference signals. The signals produced by circuits 1818 and 1820 are demodulated signals IN or IH 35 and QN or QH, respectively.
41 8678541 86785
Kuten yllä esitettiin, signaalit YH, YN, IH, IN, QH ja QN viedään Y-I-Q formaattidekooderiin 1444, jossa ne yhdistetään laajanäyttösignaalien YF'0, IF' ja QF' muodostamiseksi. Esimerkkipiiri, jota voidaan käyttää formaatti-5 dekooderina 1444, on esitetty kuviossa 19. Kuviossa 19 ensimmäiset luminanssi- ja värierosignaalit YN, IN ja QN viedään sivukaista-keskikaista-erotuspiiriin 1940. Piiri 1940, joka voi esimerkiksi sisältää demultiplekserin (ei esitetty) ja kuva-alkiolaskurin (ei esitetty), erottaa 10 jokaiselta juovalta kuva-alkioarvot, jotka edustavat sivu-kaistasignaalien matalataajuisia komponentteja näytteistä, jotka edustavat keskikaistan signaalia. Tässä keksinnön toteutuksessa näytteet 1 - 14 ja 741 - 754 edustavat sivu-kaistan signaalia, kun taas näytteet 15 - 740 edustavat 15 keskikaistan signaalia.As discussed above, the signals YH, YN, IH, IN, QH, and QN are applied to a Y-I-Q format decoder 1444, where they are combined to form widescreen signals YF'0, IF ', and QF'. An example circuit that can be used as a format-5 decoder 1444 is shown in Fig. 19. In Fig. 19, the first luminance and color difference signals YN, IN, and QN are applied to a sideband-to-midband discriminator circuit 1940. an element counter (not shown) separates from each line pixel values representing the low frequency components of the sideband signals from samples representing the midband signal. In this embodiment of the invention, samples 1 to 14 and 741 to 754 represent a sideband signal, while samples 15 to 740 represent 15 centerband signals.
Piiri 1940 tuottaa datanäytteistetyt signaalit YO, 10 ja QO, jotka edustavat sivukaistoja, jotka viedään ajan suhteen ekspandoivaan piiriin 1942, joka ekspandoi signaalin ajan suhteen tekijällä 6 signaalien YL, IL ja QL tuot-20 tamiseksi, jotka edustavat sivukaistasignaalien matalataa juisia komponentteja palautettuna niiden oikeaan ajalliseen riippuvuuteen. Nämä signaalit summataan yhdistävällä piirillä 1946 signaaleihin YH, IH ja QH palautettujen si-vukaistan signaalien YS, IS ja QS muodostamiseksi.Circuit 1940 produces data-sampled signals YO, 10, and QO representing sidebands applied to a time-expanding circuit 1942 that expands the signal over time by a factor of 6 to produce signals YL, IL, and QL representing low-band components of sideband signals returned to their correct time dependence. These signals are summed by the connecting circuit 1946 to form the sideband signals YS, IS and QS returned to the signals YH, IH and QH.
25 Piiri 1940 tuottaa myös datanäytteistetyt signaa lit YE, IE ja QE, jotka edustavat ajan suhteen ekspandoi-tua EDTV-signaalin ensimmäisen komponentin keskikaistao-saa. Nämä signaalit viedään ajan suhteen kompressoivalle piirille 1944, joka kompressoi datanäytteistetyt signaalit 30 ajan suhteen tekijällä 0.81 palautettujen keskikaistasig- naalien YC, IC ja QC tuottamiseksi.Circuit 1940 also produces data-sampled signals YE, IE, and QE that represent the time-expanded center band of the first component of the EDTV signal. These signals are applied to a time-compressing circuit 1944, which compresses the data-sampled signals over time 30 by a factor of 0.81 to produce center band signals YC, IC and QC.
Palautetut sivu- ja keskikaistan signaalit yhdistetään uudelleen pujojalla 1960 laajanäyttö luminanssi-(YF') ja värierosignaalien (IF' ja QF') muodostamiseksi. 35 Pujojaksi 1960 soveltuva piiri on esitetty kuviossa 19a.The recovered side and center band signals are recombined with a 1960 wiper to form widescreen luminance (YF ') and color difference signals (IF' and QF '). 35 A circuit suitable for 1960s is shown in Figure 19a.
42 8673542 86735
Kuviossa 19a pujojan on esitetty sisältävän piirin 1910, jolla pujotaan luminanssikeskikaistan ja sivukaistan signaalit YC ja YL vastaavasti laajanäyttöluminanssisignaalin YF'0 muodostamiseksi. Lisäksi kuviossa 19a esitetään I-5 signaalin pujoja 1920 ja Q-signaalin pujoja 1930, joilla on sama rakenne ja toiminta kuin kuvatulla Y-signaalin pujojalla.In Fig. 19a, the threader is shown including a circuit 1910 for threading the luminance center band and sideband signals YC and YL, respectively, to form a widescreen luminance signal YF'0. In addition, Fig. 19a shows I-5 signal floats 1920 and Q signal floats 1930 having the same structure and operation as the described Y-signal floats.
Koodaustoiminnassa keskikaistan ja sivukaistan signaalit on tarkoituksellisesti asetettu päällekkäin, 10 esimerkiksi kymmenen näytteen verran, näytearvojen vioittumisen, joka voi tapahtua ekspansio- ja kompressointipro-sesseissa, kompensoimiseksi sivu- ja keskikaista-alueiden rajoilla. Jos kaistoilla ei ollut ylimenoaluetta, vioittuneet näytteet voisivat yhdistyä toisiinsa ja liitos oli-15 si näkyvä toistetussa kuvassa. Kymmenen näytteen ylimenoa-lue on todettu riittäväksi aina viiden näytearvon kompensoimiseksi .In the coding operation, the midband and sideband signals are intentionally superimposed, for example by ten samples, to compensate for the distortion of the sample values that may occur in the expansion and compression processes at the boundaries of the side and midband regions. If there was no transition area in the lanes, the damaged samples could connect to each other and the junction was visible in the reproduced image. A transition reading of ten samples has always been found to be sufficient to compensate for the five sample values.
Kuviossa 19a kertoja 1911 kertoo sivukaistan signaalin YS painotusfunktiolla W ylimenoalueissa, kuten sen 20 vieressä olevalla aaltomuodolla on esitetty, ennenkuin signaali Y viedään summaimeen 1915. Samalla tavoin kertoja 1912 kertoo keskikaistan signaalin YC komplementtipaino-tusfunktiolla (1 - W) ylimenoalueilla, kuten sen vieressä olevalla aaltomuodolla on kuvattu, ennenkuin signaali YC 25 viedään summaimeen 1915. Näillä painotusfunktioilla on lineaarinen ramppityyppinen ominaiskäyrä ylimenoalueilla, ja sen arvot ovat välillä 0 ja 1. Ne voidaan toteuttaa esimerkiksi yhdistelmällä, jossa näytelaskuri (ei esitetty) osoittaa ROM:ia (ei esitetty), joka sisältää näytear-30 voja, jotka edustavat painotusfunktioita. Summaimen 1915 lähtösignaali on pujottu laajanäyttöluminanssisignaali YF'0.In Fig. 19a, the multiplier 1911 multiplies the sideband signal YS by the weighting function W in the transition areas, as shown by the waveform adjacent 20, before the signal Y is applied to the adder 1915. Similarly, the multiplier 1912 multiplies the midband signal YC by the complement weighting function (1 to W) waveform is described before signal YC 25 is applied to adder 1915. These weighting functions have a linear ramp-type characteristic in the transition ranges and have values between 0 and 1. They can be implemented, for example, with a combination of sample counter (not shown) indicating ROM (not shown), containing sample values of 30 to represent weighting functions. The output signal of adder 1915 is a threaded widescreen luminance signal YF'0.
Tarkasteltaessa kuviota 14, poikittaismodulattorin ja amplitudiekspandoijan 1426 tuottama signaali viedään 35 ajan suhteen ekspandoivalle piirille 1430. Ajan suhteen 43 8 6 7 3 5 ekspandoiva piiri 1430, joka voidaan toteuttaa sellaisella piirillä kuin yllä kuvattiin viitaten kuvioihin 12 ja 12a - 12d, ekspandoi signaalin Z laajanäyttö EDTV-signaa-lin kolmannen komonenttisignaalin, käyttämään vaakasuun-5 täisen juovajakson koko aktiivisen video-osan. Ajan suhteen ekspandoivan piirin 1430 tuottama signaali viedään amplitudimodulaattoriin 1432.Referring to Fig. 14, the signal produced by the transverse modulator and the amplitude expander 1426 is applied 35 to the time expanding circuit 1430. The time expanding circuit 1430, which may be implemented with a circuit as described above with reference to Figs. 12 and 12a to 12d, expands the wide display of the signal Z. The third component signal of the EDTV signal, to use the entire active video portion of the horizontal-5 line period. The signal produced by the time-expanding circuit 1430 is applied to an amplitude modulator 1432.
Modulaattori 1432 kertoo ajan suhteen ekspandoivan piirin 1430 tuottaman signaalin signaalilla fc, jonka kello lonmuodostuspiiri 1432 tuottaa, korkeataajuisen luminans-sisignaalin palauttamiseksi sen alkuperäiselle taajuuskaistalle. Modulaattorin 1434 tuottama korkeataajuinen luminanssisignaali viedään ylipäästösuotimelle 1436, joka poistaa alle 5 MHz taajuudet. Tämä suodin poistaa modu-15 laattorin 1432 tuottamasta signaalista peruskaistan komponentin ja kaikki matalataajuiset modulointikomponentit. Ylipäästösuotimen 1436 lähtösignaali viedään summaimen 1436 yhteen tuloon ja sen toinen tuloliitäntä on kytketty vastaanottamaan signaali YF'0. Summain 1436 yhdistää lumi-20 nanssisignaalin korkeataajuiset komponentit (välillä 5,0 MHz ja 6,0 MHz) laajanäyttöluminanssisignaaliin YF'0 laajakaistaisen laajanäyttöluminanssisignaalin YF' muodostamiseksi .The modulator 1432 multiplies the signal produced by the time-expanding circuit 1430 by the signal fc produced by the clock generation circuit 1432 to return the high frequency luminance signal to its original frequency band. The high frequency luminance signal produced by modulator 1434 is applied to a high pass filter 1436 which removes frequencies below 5 MHz. This filter removes the baseband component and all low frequency modulation components from the signal produced by the modu-15 generator 1432. The output signal of the high-pass filter 1436 is applied to one input of the adder 1436 and its other input is connected to receive the signal YF'0. The adder 1436 combines the high frequency components (between 5.0 MHz and 6.0 MHz) of the snow-20 nance signal with the widescreen luminance signal YF'0 to form a wideband widescreen luminance signal YF '.
Apusignaali YT palautetaan signaalista YTN, jonka 25 tuloyksikkö 1422 tuottaa viemällä signaalin YTN formaat-tidekooderiin 1460 ja keernapiirillä 1458. Formaattidekoo-deri 1460 ekspandoi keskikaistaosat ja kompressoi signaalin YTN keskikaistaosat munnetun apusignaalin, joka viedään keernapiiriin 1458, muodostamiseksi uudelleen. Piiri 30 1458 vaihtaa muunnetun apusignaalin, jonka arvot ovat vä lillä -10 IRE-yksikköä ja +10 IRE-yksikköä 0 IRE-yksik-köön. Lisäksi piiri 1458 vähentää 10 IRE-yksikköä signaalin YTN kaikkien näytearvojen suuruudesta, joiden suuruus on enemmän kuin 10 IRE-yksikköä. Tämä kääntää kooderin 35 suorittaman tasonsiirron ja eliminoi kaiken matala-ampli- 44 8 6 7 35 tudisen häiriön (alle 10 IRE) muunnetusta apusignaalista. Keernapiirin 1458 lähtösignaali viedään lomittaisesta progressiiviseen pyyhkäisyyn muuntimelle 1450, joka kuvataan alla viitaten kuvioon 21.The auxiliary signal YT is recovered from the signal YTN produced by the input unit 1422 by applying the signal YTN to the format decoder 1460 and the core circuit 1458. The format decoder 1460 expands the center band portions and compresses the center band portions of the signal YTN to re-generate the tuned auxiliary signal 1458. Circuit 30 1458 switches the converted auxiliary signal with values between -10 IRE units and +10 IRE units to 0 IRE units. In addition, circuit 1458 subtracts 10 IRE units from the magnitude of all sample values of the signal YTN that are greater than 10 IRE units. This reverses the level shift performed by the encoder 35 and eliminates any low-amplitude scientific interference (less than 10 IRE) from the converted auxiliary signal. The output signal of the core circuit 1458 is applied from interleaved to progressive scan to a converter 1450, which is described below with reference to Fig. 21.
5 Signaalit YF', IF' ja QF' viedään vastaaviin lo mittaisesta progressiiviseen pyyhkäisyyn muuntimille 1450, 1452 ja 1454. Kuviot 20 ja 21 ovat lohkokaavioita esimerkinomaisista pyyhkäisymuuntimista 1452 (tai 1454) ja 1450, vastaavasti. Kuviossa 20 esitetty pyyhkäisymuunnin sisäl-10 tää summaimen 2014 ja kahdella jakavan piirin 2016, jotka ottavat keskiarvon tulosignaalista (so. IF' tai QF') signaalin A kanssa, jonka viive-elementti 2012 antaa, signaalin X tuottamiseksi. Signaali A on viivästetty yhdellä kehysjaksolla suhteessa signaaliin B. Viive-elementin 2010 15 tuottama signaali X ja signaali C viedään vastaaviin kak-siporttimuisteihin 2018 ja 2020. Näytearvot kirjoitetaan muisteihin 2018 ja 2020 signaalin CK4 ohjaamana ja luetaan muisteista 2018 ja 2020 signaalin CK8 ohjaamana. Muistien 2018 ja 2020 lähtösignaalit viedään vastaaviin multiplek-20 serin 2022 tuloportteihin. Signaalin X juovat vuorotellaan multiplekserilla 2022 signaalin C juovien kanssa 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaalin IF tai QF muodostamiseksi .The signals YF ', IF' and QF 'are applied to the long progressive scan converters 1450, 1452 and 1454, respectively. Figures 20 and 21 are block diagrams of exemplary scan converters 1452 (or 1454) and 1450, respectively. The sweep converter shown in Fig. 20 includes an adder 2014 and a dividing circuit 2016 that take the average of the input signal (i.e., IF 'or QF') with the signal A provided by the delay element 2012 to produce a signal X. Signal A is delayed by one frame period relative to signal B. The signal X and signal C produced by the delay element 2010 15 are applied to the respective dual port memories 2018 and 2020. Sample values are written to memories 2018 and 2020 under signal CK4 and read from memories 2018 and 2020 under signal CK8. The output signals of memories 2018 and 2020 are applied to the respective input ports of multiplex-20 ser 2022. The lines of signal X are alternated by multiplexer 2022 with lines of signal C 525 LPF to generate a progressive scan signal IF or QF.
Kuviossa 21 esitetty pyyhkäisymuunnin sisältää 25 kaikki kuviossa 20 esitetyt piirit ja lisäksi se sisältää summaimen 2118, joka summaa uudelleen muodostetun apusig-naalin YT kehyksen keskiarvosignaaliin X signaalin X' muodostamiseksi. Kuten yllä esitettiin, signaali YT edustaa eroarvoa näytearvojuovien kehyskeskiarvon likiarvojen ja 30 todellisten näytearvojen välillä. Siten signaali X' edus taa väliin sijoitettuja näytejuovia, joiden virheet on korjattu keskiarvoprosessissa, jota käytetään näytteiden muodostamisessa. Kuviossa 21 esitetyn pyyhkäisymuuntimen lähtösignaali on 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn sig-35 naali YF.The scan converter shown in Fig. 21 includes all the circuits shown in Fig. 20 and further includes an adder 2118 which sums the reconstructed auxiliary signal YT to the frame average signal X to form the signal X '. As discussed above, the signal YT represents the difference value between the approximations of the frame average of the sample value lines and the actual sample values. Thus, the signal X 'represents intervening sample lines whose errors have been corrected in the averaging process used to generate the samples. The output signal of the scan converter shown in Fig. 21 is 525 LPF progressive scan sig-35 signal YF.
45 8678545 86785
Tarkasteltaessa kuviota 14, signaalit YF, IF ja QF viedään DAC-piiriin 1462, joka muodostaa vastaavat analogiset signaalit Y', 1' ja Q’. Kuten kuviossa 1 on esitetty, signaalit Y', 1' ja Q' vähennetään laajakaistaisis-5 ta laajanäytön 1050 LPF lomittaisen pyyhkäisyn signaaleista Y, I ja Q laajakaistaisten erotussignaalien ΔΥ, ΔΙ ja Δ(2 muodostamiseksi. Nämä laajakaistaiset erotussignaalit viedään lisäkanavan kooderille 142.Referring to Figure 14, signals YF, IF, and QF are applied to DAC circuit 1462, which generates the corresponding analog signals Y ', 1', and Q '. As shown in Fig. 1, the signals Y ', 1' and Q 'are subtracted from the wideband 1050 LPF interlaced scan signals Y, I and Q to form the wideband difference signals ΔΥ, ΔΙ and Δ (2). These wideband signals are applied to the auxiliary channel encoder 142.
Kuten yllä esitettiin viitaten kuvioon 1, laaja-10 kaistaisella erotussignaalilla ΔΥ on taajuusspektri, joka on välillä 0 Hz - 20 MHz, ja signaaleilla ΔΙ ja Δ0 on taajuusspektri, jonka alue on 0 Hz - 10 MHz. Lisäkanavan koo-deri 142 koodaa nämä signaalit signaaliksi AUX, jolla on 6 MHz kaistaleveys. Lisäksi signaali AUX voi sisältää digi-15 taalisen audiosignaalin. Kooderissa 142 käytetään erillistä piiriä luminanssierotussignaalin ΔΥ ja kahden väriero-signaalin ΔΙ ja AQ koodaamiseksi. Piiri ΔΥ:η koodaamiseksi on esitetty kuviossa 22, ja piiri ΔΙ:η ja Δ(2:η koodaamiseksi on esitetty kuviossa 24.As shown above with reference to Fig. 1, the wide-band separation signal ΔΥ has a frequency spectrum ranging from 0 Hz to 20 MHz, and the signals ΔΙ and Δ0 have a frequency spectrum ranging from 0 Hz to 10 MHz. The auxiliary channel encoder 142 encodes these signals into an AUX signal with a 6 MHz bandwidth. In addition, the signal AUX may include a digital audio signal. Encoder 142 uses a separate circuit to encode the luminance separation signal ΔΥ and the two color difference signals ΔΙ and AQ. The circuit for encoding ΔΥ: η is shown in Fig. 22, and the circuit for encoding ΔΙ: η and Δ (2: η is shown in Fig. 24).
20 Kuviossa 22 signaali ΔΥ jaetaan komponentteihin "A", "B" ja "C" 0-6 MHz alipäästösuotimella 2244, 6 - 12 MHz kaistanpäästösuotimella 2246 ja 12 - 18 MHz kaistan-päästösuotimella 2248. Taajuudet välillä 18 MHz ja 20 MHz sisältävät vähän energiaa ja niitä ei lähetetä. Siten kom-25 ponentilla A on taajuusspektri 0-6 MHz, komponentilla B on taajuusspektri 6-12 MHz ja komponentilla C on taajuusspektri 12 - 18 MHz. Komponentti A on kytketty kytkimen SI yhteen tuloliitäntään.20 In Figure 22, the signal ΔΥ is divided into components "A", "B" and "C" by a 0-6 MHz low pass filter 2244, a 6-12 MHz bandpass filter 2246 and a 12-18 MHz bandpass filter 2248. Frequencies between 18 MHz and 20 MHz contain little energy and are not transmitted. Thus, component A has a frequency spectrum of 0 to 6 MHz, component B has a frequency spectrum of 6 to 12 MHz, and component C has a frequency spectrum of 12 to 18 MHz. Component A is connected to one input of switch SI.
Komponentit B ja C alasmuunnetaan vastaavilla se-30 koitin- ja alipäästösuodinpiireillä 2250 ja 2252 käyttämään taajuuskaista välillä 0 Hz ja 6 MHz. Alasmuunnettujen komponenttien B ja C juovapareista otetaan keskiarvot vastaavilla juovien keskiarvopiireillä 2254 ja 2256. Keskiar-vojuovat on kytketty vastaavasti kytkimen S2, joka toimii 35 15 kHz nopeudella (puolet 32 kHz nopeuden vaakasuuntaises- 46 86785 ta juovanopeudesta) eri tuloliitäntöihin. Kytkimen S2 läh-tösignaali sisältää B-komponenttisignaalin keskiarvojuovat vuorotellen C-komponenttisignaalin keskiarvojuovien kanssa. B- ja C-komponenttijuovien keskiarvon otto ja vuorot-5 telu vähentää B- ja C-komponenttisignaalien edustamien vaakasuuntaisten korkeataajuuskomponenttien pystysuuntaista kaistaleveyttä. Koska kytkimen S2 lähtösignaalin vuo-rottaiset juovat edustavat luminanssi-informaatiota 6 -12 MHz ja 12 - 18 MHz taajuuskaistoilla, tämä toiminto 10 pakkaa tehokkaasti informaation 6-18 MHz taajuuskaistalta 0 - 6 MHz taajuuskaistalle. Kytkimen S2 lähtöliitäntä on kytketty kytkimen SI toiseen tuloliitäntään.Components B and C are downconverted by respective se-30 mixer and low pass filter circuits 2250 and 2252 to use a frequency band between 0 Hz and 6 MHz. The line pairs of the downconverted components B and C are averaged by the respective line average circuits 2254 and 2256. The average line lines are connected to the various input terminals of switch S2, which operates at 35 15 kHz (half of the 32 kHz horizontal line speed), respectively. The output signal of the switch S2 includes the average lines of the B-component signal alternately with the average lines of the C-component signal. The averaging and shifting of the B and C component lines reduces the vertical bandwidth of the horizontal high frequency components represented by the B and C component signals. Since the alternating lines of the output signal of the switch S2 represent luminance information in the 6-12 MHz and 12-18 MHz frequency bands, this function 10 efficiently compresses the information from the 6-18 MHz frequency band to the 0-6 MHz frequency band. The output terminal of switch S2 is connected to the second input terminal of switch S1.
Kytkintä SI ohjaa kytkentäsignaali, jonka tuottaa OR-portti 2258. OR-portin 2258 tulosignaalit ovat 15 Hz 15 (puolet 30 Hz kehysnopeudesta) kanttiaaltosignaali ja liikkeen ilmaiseva signaali, jonka liiketunnistin 2260 tuottaa. Liikkeen puuttuessa kuvasta, jonka laajanäyttö HDTV-lähde 110 tuottaa, so. kun kuva pysyy paikallaan, kytkin SI kytkee joka kehyksellä tuottaen kenttäsekvens-20 sin, joka on esitetty kuviossa 22a. Kuitenkin kun kuvassa esiintyy liikettä, kytkin SI ohjataan antamaan vain komponentti A.The switch SI is controlled by the switching signal produced by the OR gate 2258. The input signals of the OR gate 2258 are a 15 Hz 15 (half of 30 Hz frame rate) square wave signal and a motion detection signal produced by the motion detector 2260. In the absence of motion in the image produced by the widescreen HDTV source 110, i. when the image remains in place, the switch S1 switches on each frame, producing the field sequence-20 shown in Fig. 22a. However, when there is movement in the figure, the switch SI is controlled to give only component A.
Vaika tunnetaan monia liiketunnistimia, muunnettua apusignaalia (yllä kuvatun laajanäyttö EDTV-signaalin nel-25 jäs komponentti) käytetään edullisesti muodostamaan lii kettä osoittava signaali, kuten seuraavasi kuvataan. Muunnettu apusignaali voidaan tuoda lisäkanavan kooderiin 142 yhden kanavan dekooderilla 140, kuten kuviossa lon esitetty. Tämä signaali tuotetaan tavalla, joka on kuvattu vii-30 täten kuvioon 28.Although many motion detectors are known, the converted auxiliary signal (the four-to-25 component component of the widescreen EDTV signal described above) is preferably used to generate a motion indicating signal, as described below. The converted auxiliary signal may be input to the auxiliary channel encoder 142 by a single channel decoder 140, as shown in Figure 10. This signal is produced in the manner described in Figs.
Kuviossa 28 kuvataan liityntä yhden kanavan dekoo-derin 140 ja lisäkanavan kooderin välillä, jolla tuotetaan apusignaali. Kuviossa 28 formaattidekooderin 1460 antama muunnettu apusignaali viedään keernapiiriin 1458, kuten 35 kuviossa 14 on esitetty, ja liiketunnistimeen 2260. Muun- 47 86785 netun apusignaalin arvoilla välillä 10 IRE-yksikköä ja -10 IRE-yksikköä tunnistimen tuottama signaali ei osoita liikettä, kun taas tämän alueen ulkopuolella olevilla arvoilla tunnistimen tuottama signaali osoittaa, että prosessoi-5 tavassa kuvassa esiintyy kehyksensisäistä liikettä.Figure 28 illustrates the interface between a single channel decoder 140 and an additional channel encoder that produces an auxiliary signal. In Fig. 28, the converted auxiliary signal provided by the format decoder 1460 is applied to the core circuit 1458, as shown in Fig. 14, and to the motion detector 2260. At values of the converted auxiliary signal between 10 IRE units and -10 IRE units, the signal produced by the detector shows no movement. at values outside the range, the signal generated by the sensor indicates that there is intra-frame motion in the image being processed.
Kuvio 24 on lohkokaavio piiristä, jota voidaan käyttää erotussignaalien ΔΙ ja AQ koodaamiseen. Kuviossa 24 esitetty piiri vähentää molempien signaalien ΔΙ ja AQ vaakasuuntaista ja pystysuuntaista kaistaleveyttä, multi-10 pleksoi aikajakoisesti rajoitetun kaistaleveyden ΔΙ- ja Δθ-signaalit ja kompressoi sitten ajan suhteen saadun signaalin. Ajan suhteen kompressoitu signaali jaetaan korkea-ja matalataajuisiin komponentteihin, jotka tuotetaan vuorotellen kenttänopeudella signaalin CA muodostamiseksi. 15 Lisäkanavan luminanssisignaalikooderin tuottama signaali CA ja signaali YA multipleksoidaan aikajakoisesti videosignaalin tuottamiseksi, jolla on multipleksoidun komponentin formaatti, kuten kuviossa 24a on kuvattu.Fig. 24 is a block diagram of a circuit that can be used to encode the difference signals ΔΙ and AQ. The circuit shown in Fig. 24 reduces the horizontal and vertical bandwidth of both signals ΔΙ and AQ, multi-plexes the time-limited bandwidth ΔΙ and Δθ signals, and then compresses the obtained signal with respect to time. The time-compressed signal is divided into high and low frequency components, which are produced alternately at field rate to form the signal CA. The signal CA and the signal YA produced by the auxiliary channel luminance signal encoder are time division multiplexed to produce a video signal having a multiplexed component format, as illustrated in Fig. 24a.
Tarkemmin ottaen kuviossa 24 signaalit ΔΙ ja Δ0 20 viedään vastaaviin 2,4 MHz alipäästösuotimiin 2410 ja 2416, jotka alentavat ΔΙ- ja ΔΟ-signaalien erottelua. Näiden suotimien tuottamat kaistarajoitetut signaalit viedään vastaaviin juovan keskiarvopiireihin 2412 ja 2418. Piirit 2412 ja 2418 ottavat keskiarvon vastaten näytearvoja vas-25 taavien signaalien ΔΙ ja AQ perättäisistä juovista. Kes-kiarvopiirien 2412 ja 2418 tuottamat signaalit viedään juovanopeusmultiplekserin 2414 vastaaviin tuloportteihin. Juovanopeusmultiplekseri 2414 tuottaa juovittaiset keskiarvot ΔΙ- ja Δθ-signaaleista vuorottaisten juovajaksojen 30 aikana sekä ΔΙ- että AQ-signaalien pakkaamiseksi yhdeksi 2,4 MHz signaaliksi. Multiplekserin 2414 tuottama signaali kompressoijaan ajan suhteen tekijällä 5 ajan suhteen kompressoivassa piirissä 2422. Piirin 2422 lähtösignaali on 12 MHz signaali (2,4 x 5 = 12) jokaisen vaakasuuntaisen juo-35 vajakson (910 näytejaksoa 150 näytejakson aikana. Tämä 48 86735 signaali jaetaan kahteen komponenttiin, joilla on vastaavat taajuusspektrit 0-6 MHz ja 6 - 12 MHz, alipäästösuo-timella 2424 ja kaistanpäästösuotimella 2426, vastaavasti. Kaistanpäästösuotimen 2426 tuottama signaali alasmuunne-5 taan 0-6 MHz alueelle sekoittimella 2428, jonka lähtö-signaali viedään kenttäviive-elementtiin 2430. Alipäästö-suotimen 2424 ja kenttäviive-elementin 2430 tuottamat signaalit viedään kenttänopeusmltiplekserin 2432 vastaaviin tuloportteihin. Multiplekseri 2432 tuottaa vuorotellen 10 signaalit, jotka tuodaan sen tuloportteihin perättäisten kenttäjaksojen aikana, signaalina CA. Vaikka tätä ei ole näytetty, on mietitty, että kenttäviive-elementti 2430 voidaan korvata kehysviive-elementillä, ja että multiplek-seria 2432 voidaan ohjata liikettä osoittavalla signaalil-15 la, sellaisella kuin kuvion 22 OR-portin 2258 tuottama signaali. Tässä tapauksessa signaalien ΔΙ ja AQ korkea- ja matalataajuiset komponentit lähetettäisiin kehyspohjalta kuvan paikallaan pysyvistä alueista, ja vain signaalien ΔΙ ja AQ matalataajuiset komponentit lähetettäisiin kuvan 20 liikkuvista alueista. Tämä muutos sovittaisi signaalien ΔΙ ja AQ temporaalisen erottelun vastaamaan signaalin ΔΥ erottelua.More specifically, in Figure 24, the signals ΔΙ and Δ0 20 are applied to respective 2.4 MHz low pass filters 2410 and 2416, which reduce the separation of the ΔΙ and ΔΟ signals. The band-limited signals produced by these filters are applied to the respective line average circuits 2412 and 2418. The circuits 2412 and 2418 take an average corresponding to the sample values from the successive lines ΔΙ and AQ of the respective signals. The signals produced by the averaging circuits 2412 and 2418 are applied to the respective input ports of the line rate multiplexer 2414. The line rate multiplexer 2414 produces line averages of the ΔΙ and Δθ signals during alternating line periods 30 to compress both ΔΙ and AQ signals into a single 2.4 MHz signal. The signal produced by the multiplexer 2414 to the compressor in terms of time by a factor of 5 in the time compressing circuit 2422. The output signal of the circuit 2422 is a 12 MHz signal (2.4 x 5 = 12) for each horizontal drink-35 cycle (910 sample cycles during 150 sample cycles. This 48 86735 signal is divided into two to a component having the respective frequency spectra of 0-6 MHz and 6-12 MHz by a low-pass filter 2424 and a bandpass filter 2426, respectively.The signal produced by the bandpass filter 2426 is downconverted to 0-6 MHz by a mixer 2428, the output signal of which is applied to a field delay element 2430. The signals produced by the low pass filter 2424 and the field delay element 2430 are applied to the respective input ports of the field rate multiplexer 2432. The multiplexer 2432 alternately outputs the signals input to its input ports during successive field cycles as a signal CA. Although not shown, it is contemplated that 2430 vol can be replaced by a frame delay element, and that the multiplexer 2432 can be controlled by a motion signal 15a, such as the signal produced by the OR gate 2258 of FIG. In this case, the high and low frequency components of the signals ΔΙ and AQ would be transmitted on a frame basis from the stationary areas of the image, and only the low frequency components of the signals ΔΙ and AQ would be transmitted from the moving areas of Fig. 20. This change would adjust the temporal separation of the signals ΔΙ and AQ to match the separation of the signal ΔΥ.
Signaali CA ja signaali YA, jotka kuviossa 22 kuvattu piiri tuottaa, viedään vastaavasti luminanssi/kromi-25 nanssimultiplekserin 2434 eri tuloportteihin. Multiplekseri 2434 läpäisee signaalin YA ensimmäisellä 755 näyte-jaksolla kussakin aktiivisessa juovajaksossa, signaalin CA seuraavilla 150 näytejaksolla, ja pimennyssignaalin viimeisillä 5 näytejaksolla. Kuviossa 1 esitetty digitaalinen 30 audiosignaali voidaan syöttää laitteella (ei esitetty) lisävideosignaalin pystysuuntaisen pimennysjakson aikana, ja sisällyttää signaaliin YA/CA.The signal CA and the signal YA produced by the circuit shown in Fig. 22 are applied to the different input ports of the luminance / chromium-25 nancial multiplexer 2434, respectively. The multiplexer 2434 passes the signal YA in the first 755 sample periods in each active line period, the signal CA in the next 150 sample periods, and the blackout signal in the last 5 sample periods. The digital audio signal 30 shown in Fig. 1 can be input by a device (not shown) during the vertical blackout period of the additional video signal, and included in the signal YA / CA.
Kuvio 25 on lohkokaavio RF modulointi- ja demodu-lointipiiristä, jotka soveltuvat käytettäviksi kuviossa 1 35 esitetyssä järjestelmässä. Tässä piirissä 6 MHz signaali 49 86785 YA/CA viedään juovademultiplekseriin 2510, joka tuottaa parillisesta numeroidut signaalin YA/CA juovajaksot aika-ekspandointipiiriin 2512 ja parittomasti numeroidut juova-jaksot aikaekspandointipiiriin 2516. Piirit 2512 ja 2516 5 ekspandoivat niiden tuloportteihin tuodut signaalit ajan suhteen tekijällä kaksi siten, että syöttösignaalin kukin juova vastaa kahta lähtösignaalin juovaa ja käyttää taajuuskaistaa välillä 0 Hz ja 3 MHz. Aikaekspandointipiirien 2512 ja 2516 tuottamat signaalit viedään modulaattoriin 10 2514, joka voi joko kaksoissivukaistamoduloida (DSM) parin 90° vaihesiirrossa olevia kantoaaltosignaaleja kahdella tulosignaalilla, tai kaksinkertaisesti yksisivukaistamodu-loida (DSSM) yhden kantoaaltosignaalin molemmilla tulosig-naaleista, säilyttäen ylemmän sivukaistan yhdelle signaa-15 lille ja alemman sivukaistan toiselle signaalille. Modulaattorin 2514 tuottama signaali tuottaa vähän vuorovaikutusta rinnakkaiskanaville olemassa olevissa maan televi-siosinaalilähetyksien signaaleissa, koska kantoaalto on sijoitettu keskelle siirtospektriä, ja mikään esiintyvä 20 vuorovaikutus ei ole niin koherentti kuin häiritsevän tavanomaisen televisiosignaalin tuottama. Modulaattorin 2514 lähtösignaali on signaali AUX, joka lähetetään antennin 130 kautta kaksikanavaiselle dekooderille 134. Dekooderi 134 vastaanottaa signaalin AUX antennin 132 kautta.Fig. 25 is a block diagram of RF modulation and demodulation circuits suitable for use in the system shown in Fig. 155. In this circuit, a 6 MHz signal 49 86785 YA / CA is applied to a line demultiplexer 2510, which produces from the even numbered line periods of the signal YA / CA to the time expansion circuit 2512 and odd numbered line periods to the time expansion circuit 2516. Circuits 2512 and 2516 5 expose their input ports so that each line of the input signal corresponds to two lines of the output signal and uses a frequency band between 0 Hz and 3 MHz. The signals produced by the time expansion circuits 2512 and 2516 are applied to a modulator 10 2514, which can either double-sideband modulate (DSM) a pair of 90 ° phase-shifted carrier signals with two input signals, or double the single-sided single-band modulated (DSSM) single-carrier signal. and a lower sideband for the second signal. The signal produced by modulator 2514 produces little interaction with the parallel channels in existing terrestrial television signal transmission signals because the carrier is located in the center of the transmission spectrum, and any interaction present is not as coherent as that produced by the interfering conventional television signal. The output signal of the modulator 2514 is an AUX signal which is transmitted via antenna 130 to a dual channel decoder 134. Decoder 134 receives the AUX signal via antenna 132.
25 RF-demodulaattori 2522 kaksikanavaisessa dekoode- rissa 134 demoduloi mainitut kaksi ajan suhteen ekspandoi-tua signaalia ja vie tulokset ajan suhteen kompressoiville piireille 2524 ja 2526. Piirit 2524 ja 2526 kompressoivat niiden vastaavat tulosignaalit ajan suhteen tekijällä puo-30 li ja antavat saadut signaalit juovamultiplekserille 2528. Multiplekseri 2528 tuottaa vuorotellen sen kahteen tulo-porttiin tuodut signaalit vuorottaisten vaakasuuntaisten juovajaksojen aikana signaalin YA/CA palauttamiseksi.The RF demodulator 2522 in the two-channel decoder 134 demodulates said two time-expanded signals and outputs the results to the time-compressing circuits 2524 and 2526. The circuits 2524 and 2526 compress their respective input signals with a time factor of half-30 and provide the obtained signals to the line multiplex. 2528. The multiplexer 2528 alternately produces signals input to its two input ports during alternating horizontal line periods to recover the signal YA / CA.
Kuvio 29 on lohkokaavio esimerkinomaisesta kaksi-35 kanavaisesta dekooderista 134. Kuviossa 29 antenni 32 on so 86 7 85 kytketty kahteen virittimeen 2902 ja 2522, jotka virittävät vastaavat RF-kanavat, jotka kuljettavat lähetettyjä pää- ja lisäsignaaleja. Yhden kanavan dekooderi 2904 de-koodaa virittimen 2902 tuottaman signaalin komponenttisig-5 naalien Y', 1' ja Q' tuottamiseksi. Viritin 2902 ja dekooderi 2904 voivat olla samanlaisia kuin yllä viitaten kuvioihin 14 - 21 kuvattu yhden kanavan dekooderi. Lisäsignaalin dekooderi 2906 ekspandoi 6 MHz lisäsignaalin, jonka viritin 2522 tuottaa, 18 MHz täydentävän luminanssisignaa-10 Iin aY ja 2.4 MHz täydentävien värierosignaalien ΔΙ ja AQ tuottamiseksi. Lisäsignaalin dekooderi kuvataan alla viitaten kuvioihin 26 ja 27. Signaalit ΔΥ, ΔΙ ja AQ yhdistetään 525 LPF progressiivisen pyyhkäisyn signaaleihin Y' , 1' ja Q', jotka yhden kanavan kooderi 2904 tuotta, vastaa-15 villa summaimilla 2908, 2910 ja 2912, jotta muodostuisi 1050 L/F lomittaisen pyyhkäisyn signaalit Y", I" ja Q", jotka viedään laajanäyttö HDTV-näytölle 136. Näyttö 136 voi olla tavanomainen 525 L/F progressiivisen pyyhkäisyn näyttö, jota kenttänopeussignaali ohjaa siirtämään 525 20 näytettyä juovaa puolella juovien välisestä etäisyydestä kentästä kenttään 1050 LPF lomittaisen pyyhkäisyn näytön saamiseksi aikaan.Fig. 29 is a block diagram of an exemplary two- to 35-channel decoder 134. In Fig. 29, antenna 32 is connected to two tuners 2902 and 2522, which tune the respective RF channels carrying the transmitted main and auxiliary signals. The single channel decoder 2904 de-encodes the signal produced by the tuner 2902 to produce component signals Y ', 1' and Q '. Tuner 2902 and decoder 2904 may be similar to the single channel decoder described above with reference to Figures 14-21. The auxiliary signal decoder 2906 expands the 6 MHz auxiliary signal produced by the tuner 2522 to produce an 18 MHz complementary luminance signal-10 to aY and 2.4 MHz to supplement the color difference signals ΔΙ and AQ. The additional signal decoder is described below with reference to Figs. 26 and 27. The signals ΔΥ, ΔΙ and AQ are combined with the 525 LPF progressive scan signals Y ', 1' and Q 'produced by the single channel encoder 2904, corresponding to 15 wool summers 2908, 2910 and 2912. 1050 L / F interlaced scan signals Y ", I" and Q "would be generated and applied to a widescreen HDTV display 136. The display 136 may be a conventional 525 L / F progressive scan display controlled by a field rate signal to move 525 20 displayed lines at half the line spacing from field to field 1050 LPF to provide an interlaced sweep display.
Kuviossa 26 esitetty piiri sisältää luminans-si/krominanssi demultiplekserin 2610, joka erottaa 150 25 krominanssinäytettä CA, 755 luminanssinäytettä Y jokaisesta signaalin YA/CA vaakasuuntaisesta juovajaksosta, jonka kuvion 25 multiplekseri 2528 tuottaa. Tämä piiri suorittaa käänteisesti multipleksointitoiminnon, jonka yllä kuvattu kuvion 24 multiplekseri 2434 suoritti. Näytteet YA proses-30 soidaan alla kuvioon 27 viitaten kuvattavalla piirillä. Näytteet CA viedään kenttäviive-elementtiin 2612. Elementin 2612 tuottamat kenttäviivästetyt signaalit ylösmuun-netaan sekoittimella ja kaistanpäästösuotimella 2614 käyttämään taajuuskaista välillä 6 MHz ja 12 MHz. Sekoittimen 35 ja kaistanpäästösuotimen 2614 tuottama signaali summataan 86735 51 summaimella 2616 demultiplekserin 2610 tuottamiin matala-taajuisiin krominanssisignaaleihin. Summaimen 2616 lähtö-signaali viedään kytkimen 2620 toiseen napaan ja sen toinen napa on kytketty vastaanottamaan kenttäviivästetty 5 versio summaimen 2616 tuottamasta signaalista kenttäviive-elementin 2618 kautta.The circuit shown in Fig. 26 includes a luminance / chrominance demultiplexer 2610 that separates 150 chrominance samples CA, 755 luminance samples Y from each horizontal line period of the signal YA / CA produced by the multiplexer 2528 of Fig. 25. This circuit inversely performs the multiplexing operation performed by the multiplexer 2434 of Figure 24 described above. Samples YA process-30 are played with the circuit described below with reference to Fig. 27. The samples CA are applied to a field delay element 2612. The field delayed signals produced by the element 2612 are upconverted by a mixer and a bandpass filter 2614 to use a frequency band between 6 MHz and 12 MHz. The signal produced by mixer 35 and bandpass filter 2614 is summed 86735 51 by adder 2616 to the low frequency chrominance signals produced by demultiplexer 2610. The output signal of adder 2616 is applied to the second terminal of switch 2620 and its second terminal is connected to receive a field delayed version of the signal produced by adder 2616 via field delay element 2618.
15 Hz signaali ohjaa kytkintä 2620 läpäisemään summaimen 2616 tuottaman lähtösignaalin kehysjaksojen aikana, joissa signaali CA edustaa matalataajuisia kromi-10 nanssisignaaleja, ja läpäisemään viive-elementin 2618 tuottaman signaalin kehysjaksojen aikana, joissa signaali CA edustaa korkeataajuisia krominanssisignaaleja. Vaihtoehtoisesti kun käytetään liikeadaptiivista signaalin CA multipleksointia koodauspiirissä, kuviossa 26 esitetyt 15 piirit voivat sisältää alla kuvioon 27 viitaten kuvattavan tyyppisiä liikeadaptiivisia demultipleksointipiirejä. Kytkimen 2620 tuottama signaali ekspandoidaan ajan suhteen tekijällä 5 piirissä 2622, jolloin syntyy 750 signaalin CA nytettä vaakasuuntaista juovajaksoa kohden. Tämä operaatio 20 pienentää signaalin CA taajuusspektrin välille 0 - 2.4 MHz. Ajan suhteen ekspandoitu signaali CA viedään juovano-peusdemultiplekseriin 2624, joka tuottaa vuorottaisten vaakasuuntaisten juovajaksojen aikana näytteiden juovia rekonstruoidusta signaalista AI' yhteen lähtöporttiin ja 25 näytteiden juovia rekonstruoidusta signaalista AQ' toiseen lähtöporttiin. Signaalit ΔΙ' ja AQ* viedään vastaavii vaakasuuntaisiin juovainterpoloijiin 2626 ja 2628, jotka muodostavat väliin tuevia näytteiden juovia olemassa olevista näytteiden juovista signaalien ΔΙ ja AQ tuottamiseksi, 30 joissa molemmissa on 525 näytejuovaa kenttäjaksoa kohden ja niiden vaakasuuntainen taajuusspektri on 0 - 2,4 MHz.The 15 Hz signal directs switch 2620 to pass the output signal produced by adder 2616 during frame periods in which the signal CA represents low frequency chromium 10 signals, and to pass the signal produced by delay element 2618 during frame periods in which signal CA represents high frequency chrominance signals. Alternatively, when motion adaptive signal CA multiplexing is used in the coding circuit, the circuits 15 shown in Fig. 26 may include motion adaptive demultiplexing circuits of the type described below with reference to Fig. 27. The signal produced by switch 2620 is expanded with time by a factor of 5 in circuit 2622, resulting in 750 signals of CA per horizontal line period. This operation 20 reduces the frequency spectrum of the signal CA from 0 to 2.4 MHz. The time-expanded signal CA is applied to a line-rate demultiplexer 2624, which, during alternating horizontal line periods, produces lines of samples from the reconstructed signal A1 'to one output port and 25 lines of samples from the reconstructed signal AQ' to the other output port. The signals ΔΙ 'and AQ * are applied to respective horizontal line interpolators 2626 and 2628, which form supporting sample lines from the existing sample lines to produce signals ΔΙ and AQ, each having 525 sample lines per field period and having a horizontal frequency spectrum of 0 MHz.
Esimerkkipiiri käytettäväksi luminanssitäydennys-signaalin dekooderina on esitetty kuviossa 27. Kuviossa 27 signaali YA viedään multiplekserin 2710 yhteen tuloport-35 tiin, ja sen lähtöportti on kytketty kehysviive-elementin 52 8 6 7 8 5 2714 tuloporttiin. Kehysviive-elementin 2714 lähtöportti on kytketty multiplekserin 2710 toiseen tuloporttiin. Multiplekserin 2710 ohjaussignaali on signaali H/L, joka on looginen OR liikesignaalista MOTION, joka muodostetaan 5 liiketunnistimella 2711, ja 15 Hz kanttiaaltosignaalista. Tämä signaali vaihtaa tilaa kehysnopeudella. Liiketunnis-tin 2711 voi olla samanlainen kuin yllä kuvoihin 22 ja 28 viitaten kuvattu tunnistin 2260. Multiplekseri 2710 ohjataan ohjaussignaalilla H/L läpäisemään signaali YA vuorot-10 täisten kehysten aikana, kun liikettä ei esiinny, tai joka kehyksen aikana kuvan liikkuvissa osissa. Välissä olevissa paikallaan pysyvien kuvien kehyksissä ohjaussignaali H/L ohjaa multiplekseriä 2710 kierrättämään kehysviive-elementin 2714 tuottamia signaaleja. Kehysviive-elementin 2714 15 lähtösignaali on matalataajuinen (0 Hz - 6 MHz) signaalin ΔΥ komponenttisignaali. Tämä lähtösignaali viedään summai-men 2716 yhteen tuloporttiin. Summaimen 2716 toinen tulo-portti on kytketty vastaanottamaan signaalin ΔΥ korkeataa-juiset komponentit (6 MHz - 18 MHz) paikallaan pysyvillä 20 kuvilla ja arvoltaan nolla olevat signaalit liikkuvilla kuvilla. Kuvan paikallaan pysyvissä osissa summaimen 2716 tuottaman signaalin vaakasuuntainen taajuusspektri on 0 Hz - 18 MHz, mutta temporaalinen päivitysjakso on vain 1/15 s, ja kuvan liikuvila osilla vaakasuuntainen taajuus-25 spektri 0 Hz - 6 MHz ja temporaalinen päivi tysjakso 1/30 s.An example circuit for use as a luminance replenishment signal decoder is shown in Fig. 27. In Fig. 27, the signal YA is applied to one input port of the multiplexer 2710, and its output port is connected to the input port of the frame delay element 52 8 6 7 8 5 2714. The output port of the frame delay element 2714 is connected to the second input port of the multiplexer 2710. The control signal of the multiplexer 2710 is a signal H / L which is logical from the OR motion signal MOTION generated by the motion sensor 2711 and the 15 Hz square wave signal. This signal changes state at the frame rate. The motion detector 2711 may be similar to the detector 2260 described above with reference to Figures 22 and 28. The multiplexer 2710 is controlled by the control signal H / L to pass the signal YA during alternating frames when no motion occurs or during each frame in moving parts of the image. In the intermediate frames of the stationary images, the control signal H / L controls the multiplexer 2710 to circulate the signals produced by the frame delay element 2714. The output signal of the frame delay element 2714 15 is a component signal of the low frequency (0 Hz to 6 MHz) signal ΔΥ. This output signal is applied to one input port of adder 2716. The second input port of adder 2716 is connected to receive the high frequency components (6 MHz to 18 MHz) of the signal ΔΥ with stationary 20 images and zero signals with moving images. In the stationary parts of the image, the horizontal frequency spectrum of the signal produced by the adder 2716 is 0 Hz to 18 MHz, but the temporal update period is only 1/15 s, and in the moving parts of the image, the horizontal frequency spectrum is 25 Hz to 6 MHz and the temporal update period is 1/30 s.
Signaalin ΔΥ korkeataajuisten komponenttien muodostamiseksi kuvion 26 luminanssi/krominanssi demultiplek-serin 2610 tuottama signaali YA viedään demultiplekseriin 30 2718. Demultiplekseria 2718 ohjataan kanttiaaltosignaalil- la, jonka taajuus on 15 kHz (puolet 1050 LPF lomittaisen vaakasuuntaisen juovasynkronointisignaalin taajuudesta fH), jotta tuotettaisiin signaalin YA vuorottaiset näytteiden juovat sekoitin- ja kaistanpäästösuodinpiireille 35 2720 ja 2722.To generate the high frequency components of the signal ΔΥ, the signal YA produced by the luminance / chrominance demultiplexer 2610 of Fig. 26 is applied to the demultiplexer 30 2718. The demultiplexer 2718 is controlled by a square wave signal having a frequency of 15 kHz (half 1050 LPF sample lines for mixer and bandpass filter circuits 35 2720 and 2722.
53 8678553 86785
Piirit 2720 ja 2722 suorittavat käänteisesti lisä-kanavan kooderin 142 suorittaman signaalin ΔΥ 6 - 12 MHz ja 12 - 18 MHz komponenttien alasmuunnoksen. Sekoitin ja kaistanpäästösuodin 2720 moduloi 6 MHz kantoaaltosignaalin 5 sen tuloporttiin tuoduilla signaaleilla ja vie saadut signaalit kaistanpäästösuotimen (ei esitetty) kautta, jonka päästökaista on 6 MHz - 12 MHz. Suodin poistaa peruskais-tan signaalin ja kaikki häiritsevät modulointikomponentit. Samalla tavalla sekoitin ja suodin 2722 moduloi 12 MHz 10 kantoaaltosignaalin sen tuloporttiin tuoduilla signaaleilla ja kaistanpäästösuodattaa saadut moduloidut signaalit käyttämään taajuuskaista välillä 12 MHz - 18 MHz.In turn, circuits 2720 and 2722 perform the downconversion of the components of the signal ΔΥ 6 to 12 MHz and 12 to 18 MHz performed by the additional channel encoder 142. The mixer and bandpass filter 2720 modulates the 6 MHz carrier signal 5 with signals input to its input port and passes the obtained signals through a bandpass filter (not shown) having a passband of 6 MHz to 12 MHz. The filter removes the baseband signal and any interfering modulation components. Similarly, mixer and filter 2722 modulates a 12 MHz 10 carrier signal with signals input to its input port and bandpass filters the resulting modulated signals to use the frequency band between 12 MHz and 18 MHz.
Sekoittimen ja kaistanpäästösuotimen 2720 tuotamat signaalit viedään multiplekserin 2728 yhteen tuloporttiin 15 ja 1 H viive-elementtiin 2724. Viive-elementii 2724 on kytketty antamaan sen lähtösignaali multiplekserin 2728 toiseen tuloporttiin. Multiplekseria 2728 ohjataan 15 kHz juovanopeuden kytkentäsignaalilla antamaa vuorotellen piirin 2720 lähtösignaali ja viive-elementin 2724 lähtösig-20 naali vastaavien vuorottaisten vaakasuuntaisten juovajaksojen aikana. 1 H viive-elementti 2762 ja multiplekseri 2730 on konfiguroitu tuottamaan samalla tavalla vuorottain piirin 2722 lähtösignaali ja viive-elementin 2726 lähtö-signaali vastaavien vuorottaisten vaakasuuntaisten juova-25 jaksojen aikana. Multipleksereille 2728 ja 2730 viedyt juovanopeussignaalit synkronoidaan kooderipiirien 142 tuottamiin signaaleihin siten, että paikallaan pysyvissä kuvissa multiplekseri 2728 tuottaa juovakeskiarvosignaalit ΔΥ, jotka käyttävät 6 MHz - 12 MHz taajuuskaistan, ja mul-30 tiplekseri 2730 tuottaa juovakeskiarvosignaalit ΔΥ, jotka käyttävät 12 MHz - 18 MHz taajuuskaistan. Kuvan liikkuvissa osissa ja paikallaan pysyvien kuvien vuorottaisilla kehysjaksoilla multiplekserien 2728 ja 2730 tuottamat signaalit eivät ole voimassa.The signals produced by the mixer and the bandpass filter 2720 are applied to one input port 15 and the 1H delay element 2724 of the multiplexer 2728. The delay element 2724 is connected to provide its output signal to the other input port of the multiplexer 2728. The multiplexer 2728 is controlled by the 15 kHz line rate switching signal alternately the output signal of the circuit 2720 and the output signal of the delay element 2724 during the respective alternating horizontal line periods. The 1H delay element 2762 and the multiplexer 2730 are configured to similarly alternately output the output signal of the circuit 2722 and the output signal of the delay element 2726 during the respective alternating horizontal line-25 periods. The line rate signals applied to the multiplexers 2728 and 2730 are synchronized to the signals produced by the encoder circuits 142 such that in stationary images, the multiplexer 2728 produces line average signals ΔΥ using the 6 MHz to 12 MHz frequency band, and the mul-30 diplexer 2730 produces line average signals . In moving parts of the image and in alternating frame periods of stationary images, the signals produced by the multiplexers 2728 and 2730 are not valid.
86735 5486735 54
Multipleksereiden 2728 ja 2730 lähtösignaalit summataan summaimella 2732, jotta tuotettaisiin, kuvan pakallaan pysyvien jaksojen aikana, signaali joka edustaa ΔΥ-signaalin komponentteja 6 MHz - 18 MHz taajuuskaistalla.The output signals of the multiplexers 2728 and 2730 are summed by an adder 2732 to produce, during periodic periods of the image, a signal representing the components of the ΔΥ signal in the 6 MHz to 18 MHz frequency band.
5 Tämä signaali viedään multiplekserin 2734 yhteen tuloport-tiin. Multiplekserin 2734 toinen tuloportti on kytketty vastaanottamaan arvoltaan nolla oleva signaali, jonka tuottaa arvoltaan nolla olevan signaalin lähde 2736. Mul-tiplekseriä 2734 ohjataan signaalilla H/L, jonka OR-portti 10 2712 tuottaa, läpäisemään summaimen 2732 tuottama signaali vuorottaisilla kehyksillä kuvan paikallaan pysyvissä osissa, ja läpäisemään arvoltaan nolla oleva signaali, jonka lähde 2736 tuottaa, muulloin.5 This signal is applied to one input port of multiplexer 2734. The second input port of the multiplexer 2734 is connected to receive a zero signal produced by a zero signal source 2736. The multiplexer 2734 is controlled by a signal H / L produced by the OR gate 10 2712 to pass the signal produced by the adder 2732 in alternating frames in stationary portions of the image. , and pass the zero signal produced by source 2736, otherwise.
Multiplekserin 2734 lähtösignaali viedään yhden 15 kehyksen (1050 H) viive-elementtiin 2740 la multiplekserin 2738 yhteen tuloporttiin. Multiplekserin 2738 toinen tulo-portti on kytketty vastaanottamaan viive-elementin 2740 tuottama kehysviivästetty signaali. Multiplekseriä 2738 ohjataan AND-portin 2742 tuottamalla ohjaussignaalilla 20 läpäisemään multiplekserin 2734 tuottama paikallaan pysyvän kuvan vuorottaisilla kehyksillä (so. kun multiplekserin 2734 tuottama signaali sisältää juovakeskiarvojen kor-keataajuisia komponentteja) ja kuvan liikkuvien osien aikana (so. kun multiplekserin 2734 tuottama signaali on 25 arvoltaan nolla). Vain paikallaan pysyvien kuvien väliin jäävien kehysjaksojen aikana, kun signaali YA sisältää vain matalataajuisia komponentteja, multiplekseri 2734 ohjataan läpäisemään viive-elementin 2740 tuottama signaa li. Tässä konfiguraatiossa multiplekseri 2738 läpäisee 30 arvoltaan nolla olevan signaalin kuvan liikkuvilla osilla, ja korkeataajuisen ΔΥ-signaalin kuvan paikallaan pysyvillä osilla. Multiplekserin 2738 ohjaussignaali on looginen AND 15 Hz kehysnopeuden kytkentäsignaalista ja invertoijän 2744 tuottaman signaalin MOTION komplementista.The output signal of multiplexer 2734 is applied to a delay element 2740 of one frame (1050 H) at one input port of multiplexer 2738. The second input port of the multiplexer 2738 is connected to receive the frame delayed signal produced by the delay element 2740. The multiplexer 2738 is controlled by the control signal 20 produced by the AND gate 2742 to pass the stationary image produced by the multiplexer 2734 in alternating frames (i.e., when the signal produced by the multiplexer 2734 includes high frequency components of line averages) and during moving parts of the image (i.e. when the multiplexer 2734 zero). Only during frame periods between stationary images, when the signal YA contains only low frequency components, the multiplexer 2734 is controlled to pass the signal li produced by the delay element 2740. In this configuration, the multiplexer 2738 passes a signal of zero zero with moving parts of the image, and a high frequency ΔΥ signal with fixed parts of the image. The control signal of the multiplexer 2738 is a logic AND 15 Hz of the frame rate switching signal and the complement of the signal MOTION produced by the inverter 2744.
ss 86735ss 86735
Multiplekserin 2738 lähtösignaali viedään summai-men 2716 toiseen tuloporttiin rekonstruoidun signaalin ΔΥ tuottamiseksi. Kuten yllä esitettiin, signaalin ΔΥ taa-juusspektri on 0 Hz - 18 MHz ja temporaalinen päivitysjak-5 so 1/15 sekuntia kuvan paikallaan pysyville osille, ja taajuusspektri 0-6 MHz ja temporaalinen päivitysjakso 1/30 sekuntia kuvan liikkuville osille.The output signal of the multiplexer 2738 is applied to the second input port of the adder 2716 to produce a reconstructed signal ΔΥ. As shown above, the frequency spectrum of the signal ΔΥ is 0 Hz to 18 MHz and the temporal refresh period is 5/15 seconds for stationary parts of the image, and the frequency spectrum is 0 to 6 MHz and the temporal refresh period is 1/30 second for the moving parts of the image.
Keksinnön kuvatussa toteutuksessa signaalin ΔΥ korkea- ja matalataajuiset komponentit multipleksoidaan 10 liikeadaptiivisesti kehyspohjalta. On mietitty, että nämä signaalit voidaan multipleksoida kenttäpohjalta tai kent-täjaksojen määrän pohjalta, joka on suurempi kuin kehys-j akso.In the described embodiment of the invention, the high and low frequency components of the signal ΔΥ are multiplexed 10 motion-adaptively on a frame basis. It is contemplated that these signals may be multiplexed on a field basis or on the basis of a number of field periods larger than the frame period.
Vaikka sitä ei ole piirroksissa esitetty, on mie-15 titty, että kahden kanavan dekooderi 134 voi sisältää ajoitussignaalin muodostuspiirit, jotka ovat samaa tyyppiä kuin yllä kuvioon 14 viitaten kuvatut ajoituspiirit 1432, dekooderin 134 käyttämien 16xfsc kellosignaalin, 6 MHz ja 12 MHz datanäytteistettyjen kantoaaltosignaalien ja kehys-20 nopeuden juovanopeuden ohjaussignaalien muodostamiseksi. Kuvan oikean rekonstruoinnin takaamiseksi voi olla toivottavaa synkronoida kooderi 142 dekooderiin 136 sisällyttämällä ajoitusvertailusignaali, sellainen kuin puolisatun-nainen sekvenssi joko toiseen tai molempiin signaaleista 25 MAIN ja AUX. Esimerkkipiiri sellaisen ajoitusvertailusig-naalin muodostamiseksi ja dekoodaamiseksi on kuvattu yllä viitatussa US-patenttihakemuksessa 241 277 ja US-patentis-sa 4 309 712 otsikolla "Error Coding for Video Disc System", jotka tässä annetaan viitteinä. Vaihtoehtoisesti 30 signaali AUX voi sisältää modifioidun synkronointisignaa-lin, sellaisen kuin käytetään televisiojärjestelmässä, jota on ehdottanut NHK, Japanin yleisradioyhtiö, joka on kuvattu R. Hopkinsin artikkelissa otsikolla "Advanced Television Systems", IEEE Transactions on Consumer Electro-35 nics, February 1988, ss. 4 - 5. Tarkka ajoitusinformaatio 56 86785 voidaan saada tämän synkronointisignaalin nollanohituskoh-dista.Although not shown in the drawings, it is contemplated that the dual channel decoder 134 may include timing signal generating circuits of the same type as the timing circuits 1432 described above with reference to Figure 14, the 16xfsc clock signal used by the decoder 134, the 6 MHz and 12 MHz data sampled carrier signals, and frame-20 rate to generate line rate control signals. To ensure proper reconstruction of the picture, it may be desirable to synchronize encoder 142 to decoder 136 by including a timing reference signal, such as a semi-random sequence, in either or both of the MAIN and AUX signals. An example circuit for generating and decoding such a timing reference signal is described in the aforementioned U.S. Patent Application 241,277 and U.S. Patent 4,309,712, entitled "Error Coding for Video Disc System", which are incorporated herein by reference. Alternatively, the signal AUX may include a modified synchronization signal, such as that used in a television system proposed by NHK, a Japanese broadcaster described in R. Hopkins' article entitled "Advanced Television Systems", IEEE Transactions on Consumer Electro-35 nics, February 1988, ss. 4 to 5. Exact timing information 56 86785 can be obtained from the zero bypass points of this synchronization signal.
Kuten esitettiin kuvioon 29 viitaten, luminanssit-äydennyssignaalidekooderin tuottama signaali ΔΥ, ja kromi-5 nanssitäydennyssignaalidekooderin tuottamat signaalit ΔΙ ja Δ0 yhdistetään vastaavien signaalien Y', 1' ja Q' kanssa, jotta tuotettaisiin laajanäyttö HDTV-signaalit Y", I" ja Q" näytettäviksi laajanäyttö HDTV-näytöllä 136. Signaalien Y", I" ja Q" ohjaamana tuotetu kuva sisältää oleel-10 lisesti täyden HDTV-erottelun paikallaan pysyvissä alueissa ja suuremman erottelun kuin vakio NTSC-kuva, mutta pienemmän kuin HDTV-kuva, kuvan liikkuvilla alueilla.As shown with reference to Fig. 29, the signal ΔΥ produced by the luminance expansion signal decoder, and the signals ΔΙ and Δ0 produced by the chromium-5 energy complement signal decoder are combined with the respective signals Y ', 1' and Q 'to produce widescreen HDTV signals Y ", I" and Q ". for display on a widescreen HDTV display 136. An image produced under the control of signals Y ", I" and Q "includes substantially full HDTV resolution in stationary areas and a higher resolution than a standard NTSC image, but smaller than an HDTV image, in moving areas .
Claims (11)
Applications Claiming Priority (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB888804720A GB8804720D0 (en) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Compatible widescreen tv |
GB8804720 | 1988-02-29 | ||
US25234088 | 1988-10-03 | ||
US07/252,340 US4888641A (en) | 1988-02-29 | 1988-10-03 | Extended definition widescreen television system using plural signal transmission channels |
PCT/US1989/000452 WO1989008366A1 (en) | 1988-02-29 | 1989-02-08 | Extended definition widescreen television system using plural signal transmission channels |
US8900452 | 1989-02-08 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FI904159A0 FI904159A0 (en) | 1990-08-22 |
FI86785B FI86785B (en) | 1992-06-30 |
FI86785C true FI86785C (en) | 1992-10-12 |
Family
ID=26293557
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FI904159A FI86785C (en) | 1988-02-29 | 1990-08-22 | Widescreen television system with expanded sharpness using a plurality of signal transmission channels |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0408579A1 (en) |
JP (1) | JPH03505656A (en) |
CN (1) | CN1015856B (en) |
AU (1) | AU623382B2 (en) |
CA (1) | CA1310400C (en) |
DK (1) | DK205190D0 (en) |
ES (1) | ES2010626A6 (en) |
FI (1) | FI86785C (en) |
MY (1) | MY103829A (en) |
NZ (1) | NZ228149A (en) |
PT (1) | PT89853A (en) |
WO (1) | WO1989008366A1 (en) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB8929152D0 (en) * | 1989-12-22 | 1990-02-28 | Gen Electric | A digital augmentation system for actv-ii |
GB9013217D0 (en) * | 1990-06-13 | 1990-08-01 | Indep Broadcasting Authority | Evaluation of detail in video images,and applications thereof |
EP0551314B1 (en) * | 1990-10-01 | 1996-12-11 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Television transmission system and decoder for such |
USRE42643E1 (en) | 1991-03-27 | 2011-08-23 | Panasonic Corporation | Communication system |
DE69233181D1 (en) * | 1991-03-27 | 2003-10-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal transmission system |
US6728467B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
US5802241A (en) | 1992-03-26 | 1998-09-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
US6724976B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
US5892879A (en) | 1992-03-26 | 1999-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system for plural data streams |
US5819000A (en) * | 1992-03-26 | 1998-10-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Magnetic recording and playback apparatus |
USRE38513E1 (en) | 1992-03-26 | 2004-05-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
EP1035698B9 (en) * | 1992-09-25 | 2005-01-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiresolution transmission system |
KR100238673B1 (en) * | 1997-05-30 | 2000-01-15 | 윤종용 | Monitor output apparatus of hdtv |
JP4197402B2 (en) * | 2002-03-15 | 2008-12-17 | 株式会社日立製作所 | Digital broadcast receiving apparatus and digital broadcast receiving method |
CN101800724B (en) * | 2009-02-11 | 2012-10-24 | 北京泰美世纪科技有限公司 | Mobile multimedia broadcast transmission system |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3890743T1 (en) * | 1987-09-14 | 1990-06-07 | Gen Electric | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE BROADCAST TELEVISION SIGNAL EXTENDED RESOLUTION WITH ALTERNATING SUBSTRATE |
CA1309162C (en) * | 1987-09-14 | 1992-10-20 | General Electric Company | Television signal encoded with auxiliary vertical-temporal information |
DE3890744T1 (en) * | 1987-09-14 | 1990-06-07 | Gen Electric | COMPATIBLE ADDITIONAL INFORMATION PROCESSING TELEVISION SYSTEM |
-
1989
- 1989-02-08 JP JP1502498A patent/JPH03505656A/en active Pending
- 1989-02-08 AU AU31831/89A patent/AU623382B2/en not_active Ceased
- 1989-02-08 EP EP89902685A patent/EP0408579A1/en not_active Ceased
- 1989-02-08 WO PCT/US1989/000452 patent/WO1989008366A1/en not_active Application Discontinuation
- 1989-02-23 CA CA000591892A patent/CA1310400C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-25 MY MYPI89000233A patent/MY103829A/en unknown
- 1989-02-27 NZ NZ228149A patent/NZ228149A/en unknown
- 1989-02-27 PT PT89853A patent/PT89853A/en not_active Application Discontinuation
- 1989-02-27 ES ES8900699A patent/ES2010626A6/en not_active Expired
- 1989-02-28 CN CN89100930A patent/CN1015856B/en not_active Expired
-
1990
- 1990-08-22 FI FI904159A patent/FI86785C/en not_active IP Right Cessation
- 1990-08-27 DK DK205190A patent/DK205190D0/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FI904159A0 (en) | 1990-08-22 |
CN1015856B (en) | 1992-03-11 |
CN1037625A (en) | 1989-11-29 |
PT89853A (en) | 1989-10-04 |
EP0408579A1 (en) | 1991-01-23 |
ES2010626A6 (en) | 1989-11-16 |
FI86785B (en) | 1992-06-30 |
AU3183189A (en) | 1989-09-22 |
DK205190A (en) | 1990-08-27 |
AU623382B2 (en) | 1992-05-14 |
DK205190D0 (en) | 1990-08-27 |
MY103829A (en) | 1993-09-30 |
JPH03505656A (en) | 1991-12-05 |
WO1989008366A1 (en) | 1989-09-08 |
NZ228149A (en) | 1990-09-26 |
CA1310400C (en) | 1992-11-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4888641A (en) | Extended definition widescreen television system using plural signal transmission channels | |
KR920010901B1 (en) | Tv-type signal process and receiving apparatus | |
KR950002655B1 (en) | Progressive scan television system with interlaced inter-field sum and difference components | |
US4535352A (en) | Technique for generating semi-compatible high definition television signals for transmission over two cable TV channels | |
EP0112339B1 (en) | A technique for providing compatibility between high-definition and conventional color television | |
KR910000548B1 (en) | Progressive scan television system employing vertical detail | |
JP2980205B2 (en) | Apparatus for controlling relative timing of multiple signal components of an extended video signal | |
FI86785C (en) | Widescreen television system with expanded sharpness using a plurality of signal transmission channels | |
KR970008377B1 (en) | Television signal processing system | |
US4631574A (en) | Compatible high-definition television with extended aspect ratio | |
US4879606A (en) | EDTV recording apparatus | |
US4897722A (en) | Widescreen television transmission system utilizing conventional equipment including a camera and VCR | |
US4622578A (en) | Fully compatible high definition television | |
US4630099A (en) | Time multiplexing chrominance information for compatible high-definition television | |
US4949166A (en) | Apparatus for combining and separating constituent components of a video signal | |
FI88770B (en) | Compatible television system with auxiliary carrier | |
KR100218817B1 (en) | Video signal treatment and receiver apparatuds | |
EP0500704A1 (en) | Signal processing apparatus for a widescreen television system | |
US5115301A (en) | Apparatus for eliminating a motion artifact in a widescreen television signal | |
RU2017348C1 (en) | Method for transmitting and receiving signal of high-resolution color television | |
CA1222048A (en) | Fully compatible high definition television | |
JPH0556456A (en) | Picture signal transmission method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM | Patent lapsed | ||
MM | Patent lapsed |
Owner name: GENERAL ELECTRIC COMPANY |