ES2971897T3

ES2971897T3 - Accionamiento de velocidad variable para el control PWM sin sensor de un motor de ca con rechazo del ruido de Corriente

Info

Publication number: ES2971897T3
Application number: ES21305642T
Authority: ES
Inventors: Pascal Combes; Dilshad Surroop; Philippe Martin; Pierre Rouchon
Original assignee: Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Current assignee: Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Priority date: 2020-12-23
Filing date: 2021-05-17
Publication date: 2024-06-10
Anticipated expiration: 2041-05-17
Also published as: EP4020793A1; US11791759B2; US20220200507A1; CN114744947A; EP4020793B1

Abstract

Un variador de velocidad (200) que comprende: - un terminal de salida (210) para suministrar un voltaje de accionamiento (upwm); - un inversor de potencia (220) para generar el voltaje de accionamiento (upwm); - un controlador de accionamiento (230) para controlar la generación de la tensión de accionamiento (upwm); y - un sensor de corriente (240) para proporcionar una señal de intensidad de corriente de accionamiento (is) al controlador de accionamiento (230), en el que el controlador de accionamiento (230) incluye: - un generador PWM (232); - un módulo de ley de control (234).); y - un estimador de variable de estado (236) que estima una variable de estado (z) del motor eléctrico de CA controlado (300), en el que el módulo de ley de control (234) calcula una señal de voltaje objetivo (us) y envía la señal de voltaje objetivo al Generador PWM (232), en el que el generador PWM (232): - se aproxima a la señal de voltaje objetivo (us) con una señal de control del inversor modulada en ancho de pulso (M); - controla el inversor de potencia (220) usando la señal de control del inversor (M), obteniendo así la tensión de accionamiento (upwm);- calcula, basándose en la desviación entre la señal de control del inversor (M) y la señal de tensión objetivo (us), una señal de soporte de estimación de la variable de estado (s1);- extrae, de la señal de control del inversor (M), una secuencia de tiempo (R) de las siguientes conmutaciones de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia (T1, T2); y - envía la señal de soporte de estimación de variable de estado (si) y la secuencia de tiempo de conmutación (R) al estimador de variable de estado (236), y en el que el estimador de variable de estado (236): - estima una variable de estado (z) basándose en el estado señal de soporte de estimación variable (s1) y la señal de intensidad de corriente de accionamiento (is), en donde aquellos segmentos de tiempo de la señal de intensidad de corriente de accionamiento (is), que, según la secuencia de tiempo de conmutación (R), corresponden a la conmutación de uno de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia (T1, T2), se descartan en la estimación de variables de estado como segmentos de tiempo corruptos; y envía la estimación de la variable de estado (z) al módulo de ley de control (234). (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Accionamiento de velocidad variable para el control PWM sin sensor de un motor de ca con rechazo del ruido de Corriente

Campo técnico

La presente divulgación se refiere en general al campo del control motor. Más específicamente, se refiere a los accionamientos de velocidad variable (VSD), que se utilizan para controlar la operación de motores eléctricos de corriente alterna (CA). La atención se centra en los VSD que se basan en la modulación por anchura de pulsos (PWM) para tener un control continuo de la velocidad del motor de CA controlado.

Los VSD se utilizan normalmente como accionamientos industriales en fábricas, instalaciones, sistemas HVAC y similares para controlar, por ejemplo, la posición, la velocidad y/o el par de un motor eléctrico dedicado a una tarea concreta, como, por ejemplo, la operación de un ventilador o la elevación de una carga.

Técnica anterior

Para realizar un control en bucle cerrado de un motor de CA, un VSD requiere disponer de información en tiempo real sobre el estado de operación del motor de CA. Esta información puede ser, por ejemplo, la posición angular instantánea y/o la velocidad angular del rotor del motor.

El VSD puede obtener esta información de sensores dedicados, que están dispuestos en el motor y supervisan el estado de operación del motor. Sin embargo, equipar un motor eléctrico con este tipo de sensores aumenta la complejidad y el tamaño de todo el conjunto motriz. Los sensores y el cableado requeridos también aumentan el precio y reducen la fiabilidad.

Esta es la razón por la que los VSD denominados "sin sensores" son cada vez más comunes. En estos VSD sin sensores, el estado de operación del motor se estima a partir de las mediciones de la corriente de accionamiento del motor. No se utilizan sensores externos adicionales. Para mejorar las estimaciones, en particular cuando el motor funciona a baja velocidad, es un procedimiento estándar inyectar una señal de sondeo externa de alta frecuencia en la tensión de accionamiento del motor.

El documento EP 3709500 A1 proporciona un ejemplo de control de motor sin sensores, que se basa en la inyección de una señal de sondeo de alta frecuencia. El documento EP 1107448 A2 desvela un accionamiento de velocidad variable de acuerdo con el preámbulo de la reivindicación 1 y el procedimiento correspondiente de acuerdo con el preámbulo de la reivindicación 14.

La inyección de señales es un procedimiento eficaz, pero tiene un precio: la ondulación que crea puede producir en la práctica ruidos acústicos desagradables y excitar dinámicas no modeladas. En particular, en la situación muy común en la que el motor eléctrico está alimentado por un variador PWM, la frecuencia de la señal de sondeo inyectada puede no ser tan alta como se desea para no interferir con el PWM (normalmente, no puede superar los 500 Hz en un variador industrial con una frecuencia PWM de 4 kHz).

El documento EP 3 799 293 A1publicado después de la fecha de prioridad de la presente solicitud, describe un accionamiento de velocidad variable basado en PWM con un control de motor de CA sin sensor que se basa en los artefactos inducidos por el PWM en la corriente medida, en lugar de en los artefactos inducidos por una señal de sondeo externa, para mejorar la estimación del estado de operación del motor.

En su apartado [0154] y Fig. 18 correspondiente, el documento EP 3 799 293 A1 alude a la presencia de picos periódicos en la corriente medida, que son consecuencia de las conmutaciones PWM. Este ruido inherente al PWM en la corriente medida dificulta la estimación del estado de operación del motor. Para solucionarlo, el documento EP 3 799293 A1 enseña un prefiltrado de la corriente medida utilizando un promedio móvil de fase cero.

Sin embargo, dicho prefiltrado debe realizarse fuera de línea, es decir, no puede realizarse en tiempo real, lo que significa que el control enseñado por el documento EP 3799293 A1 se beneficiaría de mejoras adicionales para que se adapte mejor a los VSD industriales estándar.

SUMARIO

En consecuencia, es un objeto de la presente divulgación proporcionar un accionamiento de velocidad variable sin sensor basado en PWM sin inyección de señal, que pueda implementarse a escala industrial más fácilmente.

De acuerdo con la presente divulgación, este objeto se consigue con un accionamiento de velocidad variable para el control en bucle cerrado de la operación de un motor eléctrico de corriente alterna basado en una ley de control dada, comprendiendo el accionamiento de velocidad variable:

- un terminal de salida para suministrar una tensión alterna de accionamiento controlada al motor eléctrico de CA controlado;

- un inversor de potencia de estado sólido que incluye interruptores de estado sólido para generar la tensión de accionamiento conmutando los interruptores de estado sólido para invertir una tensión CC suministrada;

- un controlador de accionamiento para controlar la generación de la tensión de accionamiento por parte del inversor; y

- un dispositivo de detección de la corriente de accionamiento para medir la intensidad instantánea de la corriente de accionamiento absorbida por el motor eléctrico de CA controlado, y para proporcionar las mediciones resultantes como una señal de intensidad de corriente de accionamiento al controlador del accionamiento, en el que el controlador de accionamiento incluye:

- un generador de modulación por anchura de pulsos;

- un módulo de ley de control que almacena la ley de control dada; y

- un módulo de estimación de variables de estado para estimar el valor instantáneo de al menos una variable de estado del motor eléctrico de CA controlado,

en el que el módulo de ley de control está adaptado para, con base en la ley de control almacenada y en las estimaciones de las variables de estado proporcionadas por el módulo de estimación, calcular una señal de tensión diana y enviar la señal de tensión diana calculada al generador de modulación por anchura de pulsos, en el que el generador de modulación por anchura de pulsos está adaptado para:

- aproximar la señal de tensión diana recibida con una señal de control del inversor modulada por anchura de pulsos;

- controlar la operación del inversor de potencia mediante la señal de control del inversor, obteniendo así la tensión de accionamiento;

- calcular, con base en la desviación entre la señal de control del inversor y la señal de tensión diana, una señal de apoyo a la estimación de la variable de estado;

- extraer, a partir de la señal de control del inversor, una secuencia temporal de las siguientes conmutaciones de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia; y

- enviar al módulo de estimación de variables de estado la señal de soporte de estimación de variables de estado calculada y la secuencia temporal de conmutación extraída, y

en el que el módulo de estimación de variables de estado está adaptado para:

- estimar el valor instantáneo de una variable de estado del motor eléctrico de CA con base en la señal de soporte de estimación de variable de estado recibida y en la señal de intensidad de corriente proporcionada por el dispositivo de detección de corriente, en la que los segmentos de tiempo de la señal de intensidad de corriente que, de acuerdo con la secuencia de tiempo de conmutación recibida, corresponden a la conmutación de uno de los interruptores de estado sólido del inversor, se descartan en la estimación de variable de estado como segmentos de tiempo corruptos; y

- enviar la estimación de la variable de estado resultante al módulo de la ley de control.

Al extraer una secuencia temporal de las siguientes conmutaciones de la señal de control del inversor, el accionamiento de velocidad variable propuesto tiene información sobre cuándo se producen los siguientes picos en la señal de corriente medida. El VSD propuesto utiliza esta información para descartar los segmentos temporales correspondientes en la señal actual. Gracias a este rechazo del ruido, se mejora la estimación de la variable de estado. Este esquema particular de rechazo del ruido de conmutación tiene la ventaja de que puede ser realizado por el VSD en tiempo real.

Opcionalmente, el accionamiento de velocidad variable de acuerdo con la presente divulgación puede tener las siguientes características, por separado o en combinación:

- el módulo de estimación de la variable de estado está adaptado para utilizar una secuencia de ventanas de enmascaramiento temporal, que sigue la secuencia de tiempo de conmutación, para determinar los segmentos de tiempo de la señal de intensidad de corriente de accionamiento que se descartan;

- la anchura completa al máximo, FWM, de las ventanas de enmascaramiento temporal es mayor o igual que el tiempo de conmutación de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia;

- las ventanas de enmascaramiento temporal tienen una forma discontinua, como una forma rectangular;

- las ventanas de enmascaramiento temporal tienen una forma continua, como una forma trapezoidal;

- un modulador delta-sigma de 1 bit adaptado para recibir la señal de intensidad de corriente de accionamiento en forma analógica desde el dispositivo de detección de corriente de accionamiento, convertir la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento recibida en un flujo de bits binario, y emitir el flujo de bits binario al controlador de accionamiento.

- el modulador delta-sigma es un modulador delta-sigma de segundo orden en tiempo continuo;

- un convertidor analógico-digital de múltiples bits adaptado para recibir la señal de intensidad de corriente de accionamiento en forma analógica desde el dispositivo de detección de corriente de accionamiento, convertir la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento recibida en una señal digital de intensidad de corriente de accionamiento, y emitir la señal digital de intensidad de corriente de accionamiento al controlador de accionamiento;

- el accionamiento de velocidad variable es un accionamiento de velocidad variable trifásico y, por lo tanto, la tensión alterna controlada del variador es una tensión trifásica, el inversor de potencia es un inversor trifásico y la señal de intensidad de corriente del variador es una señal de corriente trifásica;

- tres moduladores delta-sigma de 1 bit, uno para cada fase de la señal de intensidad de la corriente de accionamiento.

- tres convertidores analógico-digitales multibit, uno para cada fase de la señal de intensidad de la corriente de accionamiento.

De acuerdo con otro aspecto, la presente divulgación también se refiere a un conjunto de accionamiento eléctrico que comprende un motor síncrono de reluctancia o un motor síncrono de imán permanente y un accionamiento de velocidad variable como el definido anteriormente para controlar el motor.

De acuerdo con otro aspecto adicional, la presente divulgación también se refiere a un procedimiento para controlar, en un bucle cerrado, la operación de un motor eléctrico de CA basado en una ley de control dada, comprendiendo el procedimiento las siguientes etapas:

a) medir la intensidad instantánea de la corriente de accionamiento tomada por el motor eléctrico de CA controlado;

b) estimar el valor instantáneo de una variable de estado del motor eléctrico de CA utilizando la intensidad de corriente de accionamiento medida;

c) calcular, con base en la ley de control dada y en la variable de estado estimada, una señal de tensión diana;

d) aproximar la señal de tensión diana calculada con una señal de control del inversor modulada por anchura de pulsos;

e) calcular, con base en la desviación entre la señal de control del inversor y la señal de tensión diana, una señal de soporte a la estimación de la variable de estado;

f) generar una tensión alterna controlada invirtiendo una tensión CC proporcionada mediante la conmutación de los interruptores de estado sólido de acuerdo con la señal de control del inversor; y

g) suministrar la tensión de accionamiento generada al motor eléctrico de CA controlado;

en el que la estimación de la variable de estado de acuerdo con la etapa b):

- se basa en la señal de soporte a la estimación de la variable de estado calculada en la etapa e) como entrada adicional junto con la intensidad de la corriente de accionamiento medida en la etapa a); y

- se suspende durante cada conmutación de uno de los interruptores de estado sólido.

Breve descripción de los dibujos

A continuación se describirán en detalle realizaciones ejemplares de la presente divulgación con referencia a los dibujos adjuntos, en los que:

La Fig. 1

[Fig. 1] es un diagrama de bloques de un conjunto de accionamiento eléctrico de la presente divulgación, con un accionamiento de velocidad variable y un motor eléctrico de CA.

La Fig. 2

[Fig. 2] es un diagrama de bloques que ilustra el flujo y el procesamiento de señales en el conjunto de accionamiento eléctrico de la Fig. 1.

La Fig. 3

[Fig. 3] es un gráfico que ilustra los picos de ruido recurrentes en la señal de intensidad de corriente de accionamiento medida.

La Fig. 4

[Fig. 4] es un gráfico que muestra dos secuencias diferentes de ventanas de enmascaramiento temporal de acuerdo con la presente divulgación.

La Fig. 5

[Fig. 5] es un gráfico que muestra el error asintótico respectivo para cada una de las dos secuencias de la Fig. 4.

Descripción de realizaciones ejemplares

A. Configuración ejemplar de un accionamiento de velocidad variable de acuerdo con la presente divulgaciónLa Figura 1 es un diagrama esquemático de un conjunto de accionamiento eléctrico 100 de acuerdo con la presente divulgación. El conjunto de accionamiento eléctrico 100 incluye un accionamiento de velocidad variable, o VSD, 200 y un motor eléctrico de CA 300.

El conjunto de accionamiento eléctrico 100 puede utilizarse en diversos entornos industriales. Por ejemplo, puede accionar un ventilador de un sistema de calefacción, ventilación y aire acondicionado (HVAC). Como otro ejemplo, también puede utilizarse para accionar una bomba de agua de una instalación de alcantarillado. El experto en la técnica puede imaginar muchas otras aplicaciones industriales.

Preferentemente, el motor eléctrico de CA 300 es un motor síncrono, como un motor síncrono de imanes permanentes, o PMSM, o un motor síncrono de reluctancia, o SynRM.

La finalidad del accionamiento de velocidad variable 200 es controlar la operación correcta del motor eléctrico 300. Gracias al accionamiento de velocidad variable 200, el motor 300 puede funcionar a la velocidad adecuada en el momento oportuno, en función de la aplicación. El accionamiento de velocidad variable 200 también puede permitir controlar el par de salida del motor eléctrico 300 a su carga.

El accionamiento de velocidad variable 200 controla el motor eléctrico 300 en bucle cerrado. Esto significa que el accionamiento de velocidad variable 200 recibe constantemente información sobre el estado instantáneo del motor 300 durante el control del motor. El accionamiento de velocidad variable 200 ajusta su control del motor eléctrico 300 con base en una ley de control determinada. Los detalles de la ley de control dependen del tipo de aplicación del motor eléctrico 300 y del tipo de motor eléctrico.

Con referencia a la Figura 1, el accionamiento de velocidad variable 200 comprende un terminal de salida 210, un inversor de potencia de estado sólido 220, un controlador de accionamiento 230, un dispositivo de detección de corriente de accionamiento o sensor de corriente 240, y un modulador delta-sigma 250.

El accionamiento de velocidad variable 200 está conectado eléctricamente al motor eléctrico 300 a través de su terminal de salida 210. La salida de potencia 210 suministra una tensión alterna controlada upwm al motor eléctrico de corriente alterna 300. La tensión de accionamiento upwm es una señal modulada cuya amplitud viene determinada por la tensión CC Vbus aplicada al inversor 220. La frecuencia de modulación de la tensión de accionamiento upwm depende de la frecuencia de conmutación del inversor 220. La tensión de accionamiento modulada upwm emula una tensión de accionamiento sinusoidal ideal cuya amplitud y frecuencia determinan la operación del motor eléctrico 300.

El inversor de potencia 220 genera la tensión de accionamiento Upwm troceando la tensión CC Vbus con la ayuda de los interruptores de estado sólido T1, T2. Más específicamente, la tensión de accionamiento upwm resulta de la inversión de la tensión CC Vbus, que se consigue conmutando los interruptores de estado sólido T1, T2 a alta frecuencia.

Los conmutadores de estado sólido T1, T2 pueden implementarse como transistores bipolares de puerta aislada (IGBT) o como transistores de efecto de campo semiconductores de óxido metálico (MOSFET).

El experto en la técnica observará que el diagrama de la Figura 1 muestra un control monofásico. Esto es sólo para simplificar. Típicamente, el motor eléctrico 300 será un motor trifásico. En este caso, el inversor de potencia 220 genera una tensión de accionamiento para cada una de las tres fases del motor. El inversor de potencia 220 tiene entonces un total de seis interruptores en lugar de los dos mostrados en la Fig. 1.

El sensor de corriente 240 del VSD 200 mide la intensidad instantánea de la corriente de accionamiento tomada por el motor eléctrico 300. El sensor de corriente 240 proporciona sus mediciones como una señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento i<s>al modulador delta-sigma 250.

De acuerdo con la presente divulgación, el control del motor por el VSD 200 es un control denominado "sin sensores". Esto significa que la retroalimentación de control depende totalmente de las mediciones de corriente proporcionadas por el sensor de corriente 240. No hay sensores externos montados en el motor 300, como codificadores de eje y similares, para proporcionar información al VSD 200 sobre el estado del motor.

El regulador de accionamiento 230 controla la generación de la tensión de accionamiento u<pwm>por el inversor de potencia 220. Esto se hace en base a una señal de control del inversor M proporcionada por el controlador de accionamiento 230 al inversor de potencia 220.

El controlador de accionamiento 230 puede implementarse como un microcontrolador o una matriz de puertas programables en campo (FPGA).

De acuerdo con la presente divulgación, el controlador de accionamiento 230 incluye un generador de modulación por anchura de pulsos, o PWM, 232, un módulo de ley de control 234 que almacena la ley de control dada, y un módulo de estimación de variable de estado 236.

El módulo de ley de control 234 está adaptado para, con base en la ley de control almacenada y en las estimaciones de variables de estado z<0>a z<n>proporcionadas por el módulo de estimación 236, calcular una señal de tensión diana u<s>y emitir la señal de tensión diana calculada u<s>al generador PWM 232.

La señal de voltaje diana u<s>representa los voltajes analógicos que deben aplicarse a los devanados del estator del motor eléctrico 300 para obtener la velocidad o el par deseados del motor 300.

Dado que el accionamiento de velocidad variable 200 se basa en la modulación por anchura de pulsos, la tensión analógica correspondiente a la señal de tensión diana u<s>no se aplica directamente al motor eléctrico 300. En su lugar, la señal de tensión diana u<s>se alimenta al generador PWM 232 para ser aproximada por la señal de control del inversor modulada por anchura de pulsos M, que a su vez se utiliza para controlar el inversor de potencia 220.

El generador de modulación por anchura de pulsos 232 puede aplicar modulación por anchura de pulsos trifásica con portadora única para generar la señal de control del inversor M (es decir, la aproximación de la señal de tensión diana u<s>).

Alternativamente, el generador PWM también puede aplicar modulación por anchura de pulso trifásica con portadoras intercaladas para generar la señal de control M del inversor.

Por supuesto, el generador PWM 232 también puede utilizar otros esquemas PWM para generar la señal de control M del inversor.

De acuerdo con la presente divulgación, el generador PWM 232 tiene la particularidad de que computa, con base en la desviación entre la señal de control del inversor M y la señal de tensión diana u<s>, una señal de soporte de estimación de variable de estados<->y emite la señal de soporte de estimación de variable de estado computadas<1>al módulo de estimación de variable de estado 236.

Además, el generador PWM 232 extrae una secuencia temporal R de las siguientes conmutaciones de los conmutadores de estado sólido T1, T2 a partir de la señal de control del inversor M. Esta secuencia temporal R también es emitida por el generador PWM 232 al módulo de estimación de variables de estado 236.

El módulo de estimación de variables de estado o estimador 236 estima el valor instantáneo de una o más variables de estado del motor eléctrico de CA 300 con base en la señal de intensidad dei<s>corriente de accionamiento proporcionada por el sensor de corriente de accionamiento 240.

Como se muestra en las Figuras 1 y 2, el estimador 236 puede estimar varias variables de estadoz<o>az<n>. Estas variables de estado pueden corresponder, por ejemplo, a la posición del rotor del motor eléctrico, la velocidad angular del rotor del motor, etc.

De acuerdo con la presente divulgación, el estimador 236 también utiliza la señal de soporte de estimacións<1>para estimar el valor de al menos una de las variables de estado z<0>a z<n>.

El estimador 236 utiliza la secuencia de tiempo de conmutación R recibida del generador PWM 232 para rechazar el ruido en la señal de intensidad de corriente de accionamiento i<s>, como se explicará con más detalle a continuación.

El estimador 236 proporciona las estimaciones de las variables de estadoz<0>az<n>al módulo de ley de control 234. El módulo de ley de control 234 utiliza estas estimaciones y la ley de control almacenada para determinar la señal de tensión diana u<s>.

El modulador delta-sigma 250 es un modulador de 1 bit, que recibe la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento i<s>desde el dispositivo sensor de corriente de accionamiento 240, convierte la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento i<s>recibida en un flujo de bits binario i<sd>, y emite el flujo de bits binario i<sd>al controlador de accionamiento 230, es decir, al estimador 236. El estimador 236 manipula el flujo de bits recibidoi<sd>para derivar de este sus estimaciones de variables de estado z<0>a z<n>. En particular, el estimador 236 puede aplicar diferentes filtros, como filtros de respuesta de impulso finito, FIR, al flujo de bits i<sd>. El procesamiento realizado por el estimador 236 sobre el flujo de bits i<sd>puede corresponder al detallado en los párrafos [0057] a [0066] del documento EP 3709 500 A1.

En una realización preferente, el modulador 250 puede ser un modulador delta-sigma de tiempo continuo de segundo orden.

En una realización alternativa no representada en las Figs. 1 y 2, el modulador delta-sigma 250 se sustituye por un rápido convertidor analógico-digital (ADC) multibit. Este ADC de múltiples bits convierte la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento i<s>en una señal digital de intensidad de corriente de accionamiento i<sd>. A continuación, envía la señal digital de corriente i<sd>al estimador 236.

La Figura 2 muestra el flujo de señales entre los diferentes componentes del conjunto de accionamiento eléctrico 100 de la Figura 1. El generador PWM 232 recibe la señal de tensión diana u<s>del módulo de ley de control 234. Utilizando la modulación por anchura de pulsos, aproxima la señal de tensión diana u<s>mediante una señal de control del inversor M (u, t/£). La señal de control del inversor M se envía al inversor de potencia 220. En función de esta señal de control M, el inversor 220 suministra una tensión de accionamiento u<pwm>al motor eléctrico 300. Con el sensor de corriente 240, se mide la corriente i<s>los devanados del estator del motor, y la señal de corriente medida se convierte en el flujo de bits binario i<sd>en el modulador delta-sigma 250. El flujo de bits i<sd>se alimenta entonces al estimador 236. El estimador 236 también recibe la señal de soporte de estimacións<1>(u, t/£) y la secuencia de tiempo de conmutación R del generador PWM 232. El estimador 236 proporciona estimaciones de diferentes variables de estado del motor z<0>az<n>con base en las entradas recibidas.

La Fig. 3 es una ilustración de una señal de corriente analógica típical smedida en función del tiempo t por el sensor<t>£Z

de corriente 240. La señal de corrienteLspresenta una fuerte perturbación P en cada conmutación de uno de los interruptores de estado sólido T1, T2. Las perturbaciones P son picos de corriente debidos a la descarga de condensadores parásitos en los interruptores de estado sólido T1, t 2. Tales perturbaciones P pueden corromper la estimación de la variable de estado realizada por el estimador 236.

De acuerdo con la presente divulgación, para abordar esto, el estimador 236 suspende la estimación de la variable de estado durante cada conmutación de uno de los interruptores de estado sólido T1, T2. Más específicamente, aquellos segmentos de tiempo de la señal de intensidad de corriente de accionamientoi‘ sa, que, de acuerdo con la secuencia de tiempo de conmutación recibida R, corresponden a la conmutación de uno de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia T1, T2, son descartados por el estimador 236 en la estimación de la variable de estado como segmentos de tiempo corruptos.

Los segmentos de tiempo corruptos se etiquetan como D1,..., D3,..., Dn en la Fig. 3.

Como se muestra en la Fig. 4, preferentemente, el módulo de estimación de variable de estado 236 utiliza una secuencia de ventanas de enmascaramiento temporal W, que sigue la secuencia de tiempo de conmutación R, para

determinar aquellos segmentos de tiempo On de la señal de intensidad de corriente de accionamientol s ique son descartados.

Se pueden utilizar diferentes tipos de secuencias de ventanas de enmascaramiento dependiendo de la aplicación específica. La anchura total al máximo, FWM, de las ventanas de enmascaramiento temporal W es preferentemente mayor o igual que el tiempo de conmutación ó de los conmutadores de estado sólido T1, T2 del inversor de potencia. En particular, el FWM puede ser mayor o igual que el tiempo característico de una perturbación P

La Fig. 4 muestra dos secuencias posibles de ventana de enmascaramiento c1 y c2.

La secuencia c1, identificada por una línea continua, es una sucesión de ventanas de enmascaramiento rectangulares cuya anchura es igual al tiempo de conmutación 8 de los conmutadores de estado sólido T1, T2. La secuencia rectangular c1 funciona bien en una realización de accionamiento de velocidad variable, que tiene un rápido convertidor analógico-digital de múltiples bits en lugar del modulador delta-sigma 250 de 1 bit. Sin embargo, debido a que la secuencia rectangular c1 es discontinua, es menos adecuada para su uso con la salida de flujo de bits isd del modulador delta-sigma 250.

La secuencia c2, identificada por una línea discontinua, es una sucesión de ventanas de enmascaramiento trapezoidales cuya anchura total a medio máximo, FWHM, es mayor que el tiempo de conmutación 8 de los conmutadores de estado sólido T1, T2. Este tipo de secuencia está mejor adaptada para una aplicación a la salida de flujo de bits isd del modulador delta-sigma 250 porque es continua. La secuencia c2 también es lineal a en término de piezas.

La Fig.5 ilustra el error asintótico O introducido por las dos secuencias de ventana de enmascaramiento c1 y c2 en función de la inversa de la relación de sobremuestreo N del modulador delta-sigma 250. De la Fig. 5 se desprende claramente que el error O es menor cuando se utiliza la secuencia trapezoidal c2.

La configuración del accionamiento de velocidad variable de la presente divulgación se ajusta a los requisitos de un VSD industrial. El hardware utilizado en el VSD de acuerdo con la presente divulgación puede incluir preferentemente sensores de corriente estándar conectados a moduladores delta-sigma de 1 bit, y un controlador de accionamiento en forma de FPGA, que procesa las secuencias de bits de los moduladores delta-sigma. En esta configuración, los moduladores delta-sigma actúan como la primera etapa de un convertidor analógico-digital (ADC) delta-sigma, y la FPGA realiza el procesamiento de señal necesario (normalmente filtrado sinusoidal y de decimación) para formar un ADC delta-sigma completo. A continuación, las estimaciones de las variables de estado se extraen directamente de los flujos de bits del modulador, preferentemente mediante un filtro sinc generalizado. El procesamiento de la señal necesario para la extracción se incluye entonces en la programación de la FPGA.

Las enseñanzas de la presente divulgación también pueden aplicarse al control de otros tipos de actuadores. Por ejemplo, se puede pensar en controlar la operación de un electroimán en un cojinete magnético, o de una electroválvula de un cilindro hidráulico o neumático.

B. Un primer esquema para estimar la posición del rotor de un motor síncrono de imanes permanentes

Hacia un esquema de inyección PWM industrialmente aplicable

Sumario

Se muestra cómo se puede recuperar la posición del rotor de un PMSM alimentado por PWM, incluso a baja velocidad o detenido, a partir de las corrientes medidas. El procedimiento se basa en la excitación creada por el PWM, sin necesidad de una señal de sondeo externa. Una originalidad del enfoque es que se procesa directamente la salida del flujo de bits mediante un modulador Sigma-Delta, por lo que no se requieren sensores de corriente derivados especiales ni ADC rápidos, lo que abre la vía a una implementación eficaz en un accionamiento industrial.

Términos del índice

Control sin sensores, Inyección de señal, Inyección inducida por PWM, Modulador Sigma-Delta, Filtrado

I. INTRODUCCIÓN

La inyección de señal, introducida en [1], es un procedimiento efectivo para el control sin sensores de motores de CA a baja velocidad. Consiste en superponer una señal de sondeo de variación rápida a la ley de control de base. La ondulación de corriente así creada proporciona información sobre la posición del rotor si se descodifica correctamente. Desafortunadamente, la señal de sondeo crea ruido acústico y puede excitar resonancias mecánicas; en los sistemas controlados mediante modulación por anchura de pulsos (PWM), la frecuencia de inyección está además intrínsecamente limitada por la frecuencia PWM, lo que aumenta la ondulación del par.

Una idea atractiva es prescindir de una señal de sondeo externa, y confiar en su lugar en la ondulación de corriente creada naturalmente por el PWM. Cabe abordar tres cuestiones principales: i) comprender la información codificada en la ondulación de la corriente; ii) desmodularla correctamente para extraer la posición del rotor; iii) hacerlo sin un convertidor analógico-digital (ADC) "rápido" y una potencia de procesamiento adaptada. Por supuesto, los puntos i) y ii) también deben tratarse para la inyección de señal con una señal de sondeo, pero ahora son más complicados. El punto iii) es específico de la inyección PWM, ya que la información se requiere dentro de un ciclo PWM, mientras que en un accionamiento industrial, normalmente sólo se adquiere y procesa una medida de corriente por ciclo PWM; la tecnología para una adquisición y procesamiento "rápidos" (rápido significa aquí unos 250 kHz) existe, pero es demasiado cara para su implementación en un accionamiento industrial. Se han propuesto diversos esquemas; algunos se basan en un esquema PWM modificado [2] o mediante la inyección de secuencias de prueba [3]-[5].

Independientemente del esquema, el problema de estimar la posición del rotor equivale más o menos a estimar la pendiente de la ondulación triangular de la corriente. Esto puede hacerse con sensores específicos de corriente derivada [3], [6], que son dispositivos experimentales que no se encuentran en los dispositivos industriales. Por otro lado, con sensores de corriente normales, la pendiente puede estimarse mediante la diferencia entre dos muestras de corriente [7], [8]. Pero con sólo dos puntos por flanco de señal PWM, la estimación se ve fácilmente alterada por el ruido. Para lograr una mayor precisión, se requiere un ADC de alta resolución y alta velocidad de muestreo [7], [9].

En el presente trabajo, con base en ideas de [10]-[13], se ha propuesto y probado un esquema para estimar la posición del rotor de un Motor Síncrono de Imanes Permanentes (PMSM) que explota (casi) toda la información en la ondulación inducida por el PWM -por lo tanto es mucho más robusto que la estimación de la pendiente en dos puntos-, y que además es compatible con un hardware de accionamiento industrial. El hardware comprende sensores de corriente habituales conectados a moduladores IA de 1 bit, y una FPGA que procesa los flujos de bits de los moduladores. Esta configuración es común en accionamientos industriales recientes, en los que los moduladores sirven tanto para el aislamiento galvánico como para la primera etapa de un IA ADC [14], [15]; la FPGA implementa el procesado de señal necesario (normalmente filtros sinusoidales y de decimación) para formar un IA ADC completo. El esquema propuesto extrae la posición del rotor directamente de los flujos de bits de los moduladores mediante una especie de filtro sinusoidal generalizado, y puede programarse en la FPGA sin más modificaciones.

II. MEDICIÓN VIRTUAL Y EXTRACCIÓN DE LA POSICIÓN DEL ROTOR PARA EL PMSM

A. Modelo del PMSM alimentado por PWM

Se considera el modelo de espacio de estados de un PMSM en el marcodq

bdq

-d-<-p--s---=us dHq - R nsis dq - coJ<n>(-p ,sdHq,(la)d t

J dco

= mdqTJ<pdsq - Tu

n d t(<l>b)

( l e )

,dq

en el que 0$ es el enlace de flujo del estator, cu la velocidad angular (eléctrica) del rotor,6la posición angulardq

(eléctrica) del rotor,l s" la corriente del estator,da

IAs 1el voltaje del estator y 77 el par de carga;rsla resistencia del estator,Jel momento de inercia ynel número de pares de polos. Por simplicidad, se asume que no hay saturación magnética, es decir, relaciones lineales corriente flujo

concpmel flujo del imán permanente; véase [16] para una discusión detallada de la saturación magnética en el contexto.abede la inyección de señal. La entrada es la tensión

dq _a través de la relación= n { -e )C u abe=Í2Í1 -1/2 -1/2 \

, en que<"Rv(~8):= ( v “ sin s09- e sosinC:=

9fr)es la matriz de rotación con ángulo6y \ 3 ( o V3/2 -V3/2/ es |a transformación de

Clarke. Como se trata de un control sin sensores, la única medida es la corrientel abe = Cr<R(8)i dq, o l lo q aue es l lo m i ism ol s ^ = <R ( 6 ) l s qdesde+ i bf i c =0 (se asume que el motor está conectado en estrella).

.abeLa tensión impresa es la codificación PWM p^wm(0.abe

de (0-; puede escribirse como

abe I abe / t_\ abe t _ ..abe t vabe

en que o\us v h £) ■ -uVwmv J Lls v iy£ ese| periodo PWM. Así definido, o

es 1-periódico con media de cero en el segundo argumento; puede verse como una señal de inyección rectangular inducida por el PWM que crea una ondulación de corriente (casi) triangular.

B. Extracción de la posición del rotor a partir de la medición virtual

Generalizando ligeramente el análisis de promediado de segundo orden de [10] al caso de múltiples entradas y múltiples salidas, el efecto de la inyección de señal inducida por PWM puede analizarse de la siguiente manera. Se considera el sistema

y = h (x)

en queues la entrada de control,yes la salida medida,£es el periodo PWM, ys0 es 1-periódico en el segundo argumento, con media de cero en el segundo argumento. Entonces

(a) Corriente »“ medida y su versión suavizada (b) Ventanas de enmascaramiento rectangulares y trapezoidales

Fig. 1: Corrientes medidas/suavizadas (izquierda); ventanas de enmascaramiento (derecha).

en quex(t)es la solución del sistemasin inyección X = f (x )+ g (x )u, ysi es la primitiva de media de cero en el segundo argumento des0. La cantidad£h '(x ( t) )g (x ( t) )s i(u ( t) ,^ )es la ondulación causada en la salidaypor la señal de excitaciónSo(u(t),- )

v £ , aunque pequeña, contiene información valiosa cuando se procesa adecuadamente. Ademas, lamedición

real ya(t):=h(x(t))y lamedición virtual yviO ■= eh'(x(t))g(x(t))# l(u(t))

pueden extraerse de la medición física yf¡f) con una precisión de ordene2, véase [10], [12]; la matriz ^ ( M(0 ) , que

puede calcularse en línea, se define mediante “lo Sl^v ’ T^ (v ’ T) , en que labase desmoduladora r(vj)puede seleccionarse a voluntad, a condición de que tenga la misma dimensión quesi y sea 1-periódica en el segundo argumento.

_ a/3

Para el PMSM (1)-(2) con medición física ya = hyyv=S(6)JlaP(uabc)en que se define porJ [aP(vabc):=J c, jñ ^ q (vabc, r ) rT(vab t) dr Sf, f:=C s f ccon

,yS(Q)es la matriz de saliencia

Si el motor tiene saliencia geométrica, es decir, siLdyLqson los suficientemente diferentes, la posición del rotorQ(f)puede entonces ser calculada a partir deyv(f) y ^ ^ ( u( 9 ) ; véase [11] para más detalles.

El procedimiento de desmodulación para estimaryv(t)y es el siguiente, véase [10], [12] para un análisis detallado:

1) definir el filtro de núcleocp(f) \=2K(f) -K(t-e ) ,en queK-£<7 1 r>L<n>’<el>J<* líO>L ’<el>J es el núcleo de un promedio móvil doble con ventana/?,/- £]; no es sino un filtro sinc2 "corregido" similar a la segunda etapa de un IA ADC

2) seleccionar una base desmoduladorar,véase la sección II-C

s f c{ u f c( t ) , ± ) r T{ u f c(t).

3) filtrar conyla señal conocida se obtienet t aP(uabc{t))

con un error0 ( s 2)

4) filtrar conyla señal conocida

*P(t)rT(u“ bcW . í ) ;

se obtieneyv(t)con un error0 ( ñ

Por el otro lado, la señal medidapP(f)también se filtra con cp, para obtenery a(t)-i aP{t)con un error0 ( s) . ya^ no se requiere para recuperarla posición del rotor, pero se utiliza en la ley de control del motor.

C. Selección de una base desmoduladora

a/3

Debido a efectos parásitos en la electrónica de potencia del convertidor, la corriente medida V se ve alterada por enormes picos en cada conmutación PWM, véase la Fig. 1a. En [11], las mediciones se suavizaron simplemente fuerae línea, y los datos se procesaron con la base desmoduladorar a¡3

d ' i . El uso de un suavizador (no causal)garantiza que no se añada desfase, véase la Fig. 1a, pero, por supuesto, no es posible hacerlo en línea.

Como la localización y duración de los picos es aproximadamente conocida (menos de aproximadamente el 5 % del periodo PWM en cada conmutación), una posible solución para una implementación en línea es simplemente descartar los datos corruptos usando una ventana de enmascaramientoc(i)sincronizada con las conmutacionesP\NM(c(f):= 1 r :=s ^ i l - c )

para descartar la señal); 1 es entonces seleccionada para el procedimiento de desmodulación. La elección obvia y más simple para c es una ventana rectangular que comienza

(a) Modulador XA de tiempo continuo de segundo orden [17) b) Impacto sobre el error de regularidad de ventana c1 (azul). c2 (naranja) Fig. 2. Ejemplo de modulador XA (izquierda), error asintotico de proceso de desmodulacion (derecha)

en la conmutación PWM fcj en la Fig. 1b); esto funciona bien cuando la señal medidacy¡3

‘ sestá directamente disponible gracias a un ADC rápido, pero resulta afectar a la calidad de la desmodulación cuando su flujo de bits ^A-codificado se manipula directamente, véase la sección III. Una mejor elección es entonces una ventana trapezoidal que comience ligeramente antes de cada conmutación(C2en la Fig. 1b).

III. PROCESAMIENTO DIRECTO DEL FLUJO DE BITS SIGMA-DELTA

Utilizando los resultados recientes de [13], resulta que si el procedimiento de desmodulación de la sección ll-B seie f 0 11

aplica directamente al flujo de bits ’ emitido por el modulador £A de tiempo continuo de segundo orden de la Fig. 2a, entonces la estimación de la salida virtualy ves la misma que si se aplicara a la medida analógica (noa[3

disponible) , hasta un error0 { \ ¡ N ] )i en queNes la relación de sobremuestreo del modulador. El error total con respecto alyvverdadero es, por tanto,0 ( s2) 0 ( 1 /N j )Si la señal ?aB ! r T

’i es continua, como en el caso de la ventana trapezoidal C2, entonces j = 2; si hay discontinuidades, como en elcaso de la ventana rectangularc-i, sólo se tienej= 1, véase la Fig. 2b. La Fig. 2b también muestra implícitamente quesaPf-T

1 i satisface las condiciones de regularidad requeridas en [12] para garantizar un error0 ( ¿ )en el procedimiento de desmodulación.

IV. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Todo el enfoque se valida experimentalmente en un PMSM saliente con los parámetros nominales indicados en la 'T'-l tabla I. El modulador IA de 1 bit tiene una frecuencia de muestreo ■* := 15 MHz, y la frecuencia PWM esa'1 := 4 kHz, con lo que la relación de sobremuestreoN =Ts/e= 3750. El escenario de la prueba es el siguiente: con un par de carga de aproximadamente la mitad del par nominal, el motor arranca en reposo, acelera lentamente a 3 Hz, luego desacelera lentamente de vuelta al reposo y se queda ahí; todo el experimento dura unos 8 s. Es probable que gran parte del error se deba a la saturación magnética, no tenida en cuenta en el modelo. No existe ningún obstáculo teóri

[16] para la inyección de señal convencional.

TABLA I: Parámetros nominales

(a) Posición de rotor real ft y su estimación jj (rad) (b) Error8 - 6(rad)

Fig. 3: Comparación entre posición de rotor real y posición estimada por el enfoque propuesto

REFERENCIAS

[1] P Jansen and R. Lorenz, "Transducerless position and velocity estimation in induction and salient AC machines," IEEE Trans. Industry Applications, vol. 31, pp. 240-247, 1995.

[2] S. Ogasawara and H. Akagi, "Implementation and position control performance of a position-sensorless IPM motor drive system based on magnetic saliency," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 34, no.

4, pp. 806-812, 1998.

[3] M. Schroedl, "Sensorless control of AC machines at low speed and standstill based on the "INFORM" method," in IAS '96. Conference Record of the 1996 IEEE Industry Applications Conference Thirty-First IAS Annual Meeting, vol. 1, 1996, pp. 270-277 vol.l.

[4] E. Robeischl and M. Schroedl, "Optimized INFORM measurement sequence for sensorless PM synchronous motor drives with respect to minimum current distortion," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 40, no. 2, pp. 591-598, 2004.

[5] G. Wang, L. Yang, G. Zhang, X. Zhang, and D. Xu, "Comparative investigation of pseudorandom highfrequency signal injection schemes for sensorless IPMSM drives," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 3, pp. 2123-2132, 2017.

[6] Q. Gao, G. Asher, M. Sumner, and P Makys, "Position estimation of AC machines over a wide frequency range based on space vector PWM excitation," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 43, pp. 1001 1011,2007.

[7] C. Wang and L. Xu, "A novel approach for sensorless control of PM machines down to zero speed without signal injection or special PWM technique," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 19, no. 6, pp. 1601 1607, 2004.

[8] M. Linke, R. Kennel, and J. Holtz, "Sensorless speed and position control of synchronous machines using alternating carrier injection," in IEEE International Electric Machines and Drives Conference, 2003. IEMDC'03., vol. 2, 2003, pp. 1211-1217 vol.2.

[9] P Landsmann, D. Paulus, A. Dotlinger, and R. Kennel, "Silent injection for saliency based sensorless control by means of current oversampling," in 2013 IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), 2013, pp. 398-403.

[10] D. Surroop, P Combes, P Martin, and P Rouchon, "Adding virtual measurements by PWM-induced signal injection," in American Control Conference, 2020, pp. 2692-2698.

[11] -, "Sensorless rotor position estimation by pwm-induced signal injection," in IECON 2020 The 46th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 2020, pp. 367-372.

[12] D. Surroop, P Combes, and P Martin, "A demodulation procedure for multicarrier signals with slowlyvarying carriers," ArXiv e-prints, 2020, arXiv:2011.12853 [eess.SP].

[13] -, "Error estimate in second-order continuous-time sigma-delta modulators," ArXiv e-prints, 2020, arXiv:2011.12877 [eess.SP].

[14] J. Sorensen, "a8-conversion used for motor control," in Proceedings of PCIM Europe 2015; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, 2015, pp. 1-8.

[15] J. Sorensen, D. O'Sullivan, and S. O'Meara, "Part 2: Optimized sigma-delta modulated current measurement for motor control," 2019.

[16] A. K. Jebai, F. Malrait, P Martin, and P Rouchon, "Sensorless position estimation and control of permanent-magnet synchronous motors using a saturation model," International Journal of Control, vol. 89, no. 3, pp. 535-549, 2016.

[17] R. Schreier and G. C. Temes, Understanding delta-sigma data converters. New York, NY: Wiley, 2005.

C. Un segundo esquema para estimar la posición del rotor de un motor síncrono de imanes permanentes

Hacia un esquema de inyección PWM industrialmente aplicable

Sumario

Se muestra cómo la posición del rotor de un PMSM saliente puede ser recuperada del flujo de bits de salida Sigma-Delta de las corrientes. El procedimiento se basa en la excitación que crea el PWM, produciendo ondulaciones de corriente que llevan información sobre la posición. Esto se consigue sin utilizar un esquema PWM especial ni inyectar secuencias de prueba, lo que abre el camino a una aplicación industrial en un accionamiento común.

Términos del índice

Control sin sensores, PWM, PMSM, Sigma-Delta, Filtrado

I. INTRODUCCIÓN

Una idea atractiva es prescindir de una señal de sondeo externa, y confiar en su lugar en la ondulación de corriente creada naturalmente por el PWM. Cabe abordar tres cuestiones principales: i) comprender la información codificada en la ondulación de la corriente; ii) desmodularla correctamente para extraer la posición del rotor; iii) hacerlo sin un convertidor analógico-digital (ADC) "rápido" y una potencia de procesamiento adaptada. Por supuesto, los puntos i) y ii) también deben tratarse para la inyección de señal con una señal de sondeo, pero ahora son más complicados. El punto iii) es específico de la inyección PWM, ya que la información se requiere dentro de un ciclo PWM, mientras que en un accionamiento industrial, normalmente sólo se adquiere y procesa una medida de corriente por ciclo PWM; la tecnología para una adquisición y procesamiento "rápidos" (rápido significa aquí unos 250 kHz) existe, pero es demasiado cara para su implementación en un accionamiento industrial. Se han propuesto diversos esquemas; algunos se basan en un esquema PWM modificado [2] o mediante la inyección de secuencias de prueba [3]-[5]. Independientemente del esquema, el problema de estimar la posición del rotor equivale más o menos a estimar la pendiente de la ondulación triangular de la corriente. Esto puede hacerse con sensores específicos de corriente derivada [3], [6], que son dispositivos experimentales que no se encuentran en los dispositivos industriales. Por otro lado, con sensores de corriente normales, la pendiente puede estimarse mediante la diferencia entre dos muestras de corriente [7], [8]. Pero con sólo dos puntos por flanco de señal PWM, la estimación se ve fácilmente alterada por el ruido. Para lograr una mayor precisión, se requiere un ADC de alta resolución y alta velocidad de muestreo [7], [9].

En el presente trabajo, con base en las ideas de [10]-[13], se ha propuesto y probado un esquema de estimación de la posición del rotor que explota (casi) toda la información de la ondulación inducida por el PWM -por lo que es mucho mejor que la estimación de la pendiente en dos puntos-, y que además es compatible con un hardware de accionamiento industrial. El hardware comprende sensores de corriente habituales conectados a moduladores IA de 1 bit, y una FPGA que procesa los flujos de bits de los moduladores. Esta configuración es común en accionamientos industriales recientes, en los que los moduladores sirven tanto para el aislamiento galvánico como para la primera etapa de un IA ADC; la FPGA implementa el procesamiento de señal necesario (normalmente filtros sinusoidales y de decimación) para formar un IA ADC completo. El esquema propuesto extrae la posición del rotor directamente de los flujos de bits de los moduladores mediante una especie de filtro sinusoidal generalizado, y puede programarse en la FPGA sin más modificaciones.

II. MEDICIÓN VIRTUAL Y EXTRACCIÓN DE POSICIONES

A. Modelo

Se considera el modelo de espacio de estado de un PMSM en el marcodq

¡dq dqen queVses el enlace de flujo del estator, cu la velocidad del rotor,0la posición del rotor, sdq

la corriente del estator,lís1el voltaje del estator, ytiel par de carga;Rsla resistencia del estator,Jel momento de inercia ynel número de pares de polos. Se asume que no hay saturación magnética, es decir, relaciones lineales corriente-flujo

concpmel flujo del imán permanente; véase [14] para más detalles sobre la saturación magnética relativa a la inyección.abede señal. La entrada es la tensión

y se lee4 q=<R(-0)Cuasbc <d i a\/ eos6 -sin6’

, en que ^\ smdcose - es la matriz de rotación con ángulo6y es la transformación de Clarke.

La tensión se imprime a través de una modulación de anchura de pulso

abedeu* .Con p la tensión impresa es

en que£es el periodo PWM. Así definido,

abe

o es 1-periódico con media de cero en el segundo argumento; puede interpretarse como una inyección rectangular inducida por PWM, que crea ondulaciones de corriente. La única medición es la actual

B. Extracción de la posición del rotor a partir de la medición virtual

, abe

Suponiendo que las corrientes analógicas‘ sestén disponibles, la medida virtual puesta a disposición por la tensión PWM impresionada es -<v>v<•>'<= sS(>v9);sai^ r T£ . En esta expresión, denota la media sobre el segundo argumento, a saber, y(v):= ¡q y(y,o-)do-, s f(v ,< r)es la primitiva de media de cero des0„(v,cr) := Cs%bc(v, cr)con respecto a a , r(v, o)<es una señal arbitraria 1-periódica en a, r (U £) y>s(0)<es la denominada matriz de saliencia introducida en>[14]

. aP._.abe

Para calcularyva partir de las corrientess■ ^ , se requiere un procedimiento de filtración adecuado. Se comienza definiendo el núcleo asociado a un promedio móvil iterada dos veces con longitud de ventanae, K := -L2l1[o,£] * l[o ,£] ^ gs| como e| núcleo de reconstrucción <p(t) =2K(t)-K(t-e). Las propiedades de estos filtros sedetallan en [15], Definiri aP<:= *é>Entonces (véase [10] para más detalles)Ir - 1 h ^ ) r Te * (f> = s S (9 ) (s ^ r l *<p) 0 (£2) = s S (9 )s ^ r£ 0 (s2) =yv 0 (s2) (3)

Conr = si , y usando un procedimiento básico de mínimos cuadrados, tanto cos20como sin20 pueden ser estimados a partir deyv[11], con lo que se obtiene acceso a la posición Sdel rotor.

III. FILTRACIÓN DEL FLUJO DE BITS SIGMA-DELTA

A. Corrupción de las corrientes inducida por PWM

a/3En la sección anterior, la posición del rotor6se recupera a partir de datos de osciloscopio suavizados (véase la Figura 1a), es decir, utilizando un procedimiento no causal, que es de menor relevancia para aplicaciones industriales ya que no puede implementarse en tiempo real. Como se muestra en la Figura 1a, las corrientes muestran una fuerte perturbación cada vez que se produce una conmutación del PWM, debido a la descarga de condensadores parásitos en el IGBT. A lo largo de un periodo, este evento se produce dos veces, y alrededor del 10% de la señal queda sepultada bajo estas ráfagas de ruido. Tales descargas pueden corromper el procedimiento antes mencionado para recuperar la posición del rotor, de ahí la necesidad de cubrir estas perturbaciones no deseadas.

Una solución consiste en calcular una ventana c localizada en los interruptores PWM; es decir, c = 1 cuando laY*= 5a/ P3 í \— £*) perturbación está activa, 0 en caso contrario, y seleccionar ' 1 en el procedimiento de filtración para mitigar los efectos de las perturbaciones. La Figura 1b muestra dos ventanas potenciales ci,2, en quec1es discontinua yc2 es continua y lineal en términos de piezas.

B. Filtración del flujo de bits Sigma-Delta

,abc

Las corrientes no están disponibles analógicamente, sino únicamente como la corriente de salidat ap

s’SA de un convertidor ZA [16], [17], ya que garantiza el aislamiento galvánico [17], No obstante, el procedimientoaPdescrito en la ecuación (3) sigue siendo válido cuando se sustituye 4 por su codificación Sigma-Delta. De hecho, la siguiente estimación es válida

= yv 0 ( i m 0 ( s 2),(4b)

en queN =í/Tses la relación de sobremuestreo. Esta estimación se obtiene siguiendo dos etapas distintas.

Por un lado, la ecuación (4a) se deriva de la conmutación del núcleo de reconstrucción <p con el modulador IA , como se detalla en [13], El error de aproximación adicional está limitado intrínsecamente por el orden del modulador; es decir, i e N n0 puede ser superior a 2 para un modulador IA de segundo orden. Este valor de y también depende de la regularidad de r£; específicamentej =1 (resp. = 2) si rees discontinuo (resp. continuo lineal en términos de piezas).

saP

Como 1 es bastante regular (véase [10] para más detalles), la selección de la ventana es de suma importancia para aumentar la resolución del filtrado.

a/3La estimación (4a) se valida mediante experimentos numéricos. Seleccionar primero señales arbitrariassat3

, y i , siendo esta última continua lineal en términos de piezas. El error cuadrático medio entre los dos lados de la ecuación (4a) se calcula para

diversos valores deNy para las dos ventanas ci,2 - representadas en la Figura 1b - con . La Figura 2b muestra el comportamiento asintótico del error y corrobora el orden del error:0 ( í / N )(pendiente aproximadamente igual a 1 en escala logarítmica) utilizando la ventana discontinuaci;0 (K \ I 1 N 2 !)para la ventana continua lineal en términos de piezas C2.

Por el otro lado, la estimación completa (4b) se deduce de la ecuación (4a) utilizando la ecuación de medición virtual (3), con la ligera diferencia de que ahorarincorpora la ventanac(demostrado exhaustivamente en [12]). En última instancia, esto significa que el procedimiento descrito en la sección II-A mediante la ecuación (3) se mantiene ala/3 af3sustituir por su codificación IAl s , lA mientras se utilizan ventanas para cubrir la ráfaga de ruido en las mediciones actuales.

IV. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Toda la teoría se valida ahora experimentalmente en un PMSM saliente cuyos parámetros nominales se recogen en la Tabla I. Las corrientes se recuperan a partir de un modulador IA de segundo orden de 1 bit con una frecuencia derp-l

muestreo * =16 MHz. La frecuencia PWM se ajusta a r 1 := 4 kHz, por lo queN =4000. El escenario de la prueba es el siguiente: con un par de carga de alrededor del 50% del par nominal, el sistema, así como la referencia, arrancan y permanecen en reposo de 0 a 2 s, luego siguen sucesivamente una rampa de velocidad de 0 a 3 Hz y otra hasta 0 Hz entre 2 y 9 s.

La posición del rotor0se recupera a partir de la medición virtualyvsiguiendo el procedimiento descrito en la subsección lll-B mediante la ecuación (4). Esto significa que el procedimiento se aplica al flujo de bits IA de las corrientes en lugar de a las corrientes analógicas. La ventana seleccionada c es continua lineal en términos de piezas, como se ilustra en la Figura 1b.

La Figura 3 muestra la posición del rotor0,la estimación&(Figura 3a) junto con el error 0 -&(Figura 3b), e ilustra la calidad del procedimiento, dado que el error se mantiene acotado en aproximadamente 0,2 rad, y vuelve a cero cuando el motor se vuelve a parar.

TABLA I: Parámetros nominales

REFERENCIAS

[2] S. Ogasawara and H. Akagi, "Implementation and position control performance of a position-sensorless IPM motor drive system based on magnetic saliency," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 34, no. 4, pp. 806-812, 1998.

[15] D. Surroop, P Combes, P Martin, and P Rouchon, "A new demodulation procedure for a class of multiplexed signals," in Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON), 2019, pp. 48 53.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un accionamiento de velocidad variable (200) para el control en bucle cerrado de la operación de un motor eléctrico de corriente alterna (300) basado en una ley de control dada, comprendiendo el accionamiento de velocidad variable (200):

- un terminal de salida (210) para suministrar una tensión alterna de accionamiento controlada (upwm) al motor eléctrico de CA controlado (300);

- un inversor de potencia de estado sólido (220) que incluye interruptores de estado sólido (T1, T2) para generar la tensión de accionamiento (upwm) conmutando los interruptores de estado sólido (T1, T2) para invertir una tensión CC suministrada (Vbus);

- un controlador de accionamiento (230) para controlar la generación de la tensión de accionamiento (upwm) por parte del inversor de potencia (220); y

- un dispositivo de detección de corriente de accionamiento (240) para medir la intensidad instantánea de la corriente de accionamiento absorbida por el motor eléctrico de CA controlado (300), y para proporcionar las mediciones resultantes como una señal de intensidad de corriente de accionamiento (is) al controlador de accionamiento (230), en el que el controlador de accionamiento (230) incluye:

- un generador de modulación de anchura de pulsos (232);

- un módulo de ley de control (234) que almacena la ley de control dada; y

- un módulo de estimación de variables de estado (236) para estimar el valor instantáneo de al menos una variable de estado (z) del motor eléctrico de CA controlado (300),

en el que el módulo de ley de control (234) está adaptado para, con base en la ley de control almacenada y en las estimaciones de la variable de estado (z) proporcionadas por el módulo de estimación (236), calcular una señal de tensión diana (us) y enviar la señal de tensión diana calculada al generador de modulación por anchura de pulsos (232),

en el que el generador de modulación por anchura de pulsos (232) está adaptado para:

- aproximar la señal de tensión diana recibida (us) con una señal de control del inversor modulada por anchura de pulsos (M);

- controlar la operación del inversor de potencia (220) mediante la señal de control del inversor (M), obteniendo así la tensión de accionamiento (upwm);caracterizado por queel generador de modulación por anchura de pulsos está además adaptado para

- calcular, con base en la desviación entre la señal de control del inversor (M) y la señal de tensión diana (us), una señal de soporte a la estimación de la variable de estado (si);

- extraer, a partir de la señal de control del inversor (M), una secuencia temporal (R) de las siguientes conmutaciones de los interruptores de estado sólido del inversor de potencia (T1, T2); y

- enviar la señal de soporte de estimación de la variable de estado calculada (s-i) y la secuencia de tiempo de conmutación extraída (R) al módulo de estimación de la variable de estado (236), y en el que el módulo de estimación de la variable de estado (236) está adaptado para:

- estimar el valor instantáneo de una variable de estado (z) del motor eléctrico de CA (300) con base en la señal de soporte de estimación de variable de estado (s-i) recibida y la señal de intensidad de corriente de accionamiento (is) proporcionada por el dispositivo de detección de corriente de accionamiento (240), en la que los segmentos de tiempo (D1, D3, Dn) de la señal de intensidad de corriente de accionamiento (is) que, de acuerdo con la secuencia de tiempo de conmutación (R) recibida, corresponden a la conmutación de uno de los interruptores de estado sólido (T1, T2) del inversor de potencia, se descartan en la estimación de la variable de estado como segmentos de tiempo corruptos; y

- enviar la estimación de la variable de estado resultante (z) al módulo de la ley de control (234).

2. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 1, en el que el módulo de estimación de variables de estado (236) está adaptado para utilizar una secuencia (c1, c2) de ventanas de enmascaramiento temporal (W), que sigue la secuencia de tiempo de conmutación (R), para determinar aquellos segmentos de tiempo (D1, D3, Dn) de la señal de intensidad de corriente del variador (is), que se descartan.

3. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 2, en el que la anchura completa al máximo, FWM, de las ventanas de enmascaramiento temporal (W) es mayor o igual que el tiempo de conmutación (8) de los conmutadores de estado sólido del inversor de potencia (T1, T2).

4. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 2 o 3, en el que las ventanas de enmascaramiento temporal (W) tienen una forma discontinua, como una forma rectangular.

5. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 2 o 3, en el que las ventanas de enmascaramiento temporal (W) tienen una forma continua, como una forma trapezoidal.

6. El accionamiento de velocidad variable (200) de una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende además un modulador delta-sigma de 1 bit (250) adaptado para:

- recibir la señal de intensidad de corriente de accionamiento (i<s>) en forma analógica del dispositivo de detección de corriente de accionamiento (240);

- convertir la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento recibida (i<s>) en un flujo de bits binarios (i<sd>); y

- emitir el flujo binario de bits (i<sd>) al controlador del accionamiento (230).

7. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 6, en el que el modulador delta-sigma (250) es un modulador delta-sigma de tiempo continuo de segundo orden.

8. El accionamiento de velocidad variable (200) de una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, que comprende además un convertidor analógico-digital de múltiples bits adaptado para:

- convertir la señal analógica de intensidad de corriente de accionamiento (i<s>) recibida en una señal digital de intensidad de corriente de accionamiento (i<sd>); y

- emitir la señal digital de intensidad de corriente de accionamiento (i<sd>) al controlador de accionamiento (230).

9. El accionamiento de velocidad variable (200) de una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el accionamiento de velocidad variable es un accionamiento de velocidad variable trifásico, y por lo tanto la tensión alterna de accionamiento controlada (u<pwm>) es una tensión trifásica, el inversor de potencia (220) es un inversor trifásico, y la señal de intensidad de corriente de accionamiento (i<s>) es una señal de corriente trifásica.

10. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 9 en combinación con la reivindicación 6 o 7, que comprende tres moduladores delta-sigma (250) de 1 bit, uno para cada fase de la señal de intensidad de corriente de accionamiento (<is>).

11. El accionamiento de velocidad variable (200) de la reivindicación 9 en combinación con la reivindicación 8, que comprende tres convertidores analógico-digitales de múltiples bits, uno para cada fase de la señal de intensidad de corriente de accionamiento (i<s>).

12. Un conjunto de accionamiento eléctrico (100) que comprende un motor síncrono de reluctancia (300) y un accionamiento de velocidad variable (200) de una cualquiera de las reivindicaciones anteriores para controlar el motor síncrono de reluctancia.

13. Un conjunto de accionamiento eléctrico (100) que comprende un motor síncrono de imán permanente (300) y un accionamiento de velocidad variable (200) de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 7 para controlar el motor síncrono de imán permanente.

14. Un procedimiento de control, en bucle cerrado, de la operación de un motor eléctrico de corriente alterna (300) basado en una ley de control dada, comprendiendo el procedimiento las siguientes etapas:

a) medir la intensidad instantánea (i<s>) de la corriente de accionamiento tomada por el motor eléctrico de CA controlado (300);

b) estimar el valor instantáneo de una variable de estado (z) del motor eléctrico de CA (300) utilizando la intensidad de corriente de accionamiento medida (i<s>);

c) calcular, con base en la ley de control dada y en la variable de estado estimada (z), una señal de tensión diana (u<s>);

d) aproximar la señal de tensión diana calculada (U<s>) con una señal de control del inversor modulada por anchura de pulsos (M);caracterizado por

e) calcular, en función de la desviación entre la señal de control del inversor (M) y la señal de tensión diana (u<s>), una señal de soporte a la estimación de la variable de estado (si);

f) generar una tensión alterna de accionamiento controlada (u<pwm>) invirtiendo una tensión CC suministrada (Vbus) mediante la conmutación de los interruptores de estado sólido (T1, T2) de acuerdo con la señal de control del inversor (M); y

g) suministrar la tensión de accionamiento generada (u<pwm>) al motor eléctrico de CA controlado (300); en el que la estimación de la variable de estado de acuerdo con la etapa b):

- se basa en la señal de soporte de estimación de la variable de estado (s-<i>) calculada en la etapa e) como entrada adicional junto con la intensidad de corriente de accionamiento (i<s>) medida en la etapa a); y - se suspende durante cada conmutación de uno de los interruptores de estado sólido (T1, T2).