ES2314981T3 - Receptor gps y procedimiento para el procesamiento de señales gps. - Google Patents
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Abstract
EN UNA EJECUCION, UN RECEPTOR GPS INCLUYE UNA ANTENA QUE RECIBE SEÑALES GPS EN UNA FRECUENCIA RF DE SATELITES A LA VISTA; UN CONVERTIDOR REDUCTOR ACOPLADO A LA ANTENA PARA REDUCIR LA FRECUENCIA RF DE LAS SEÑALES GPS RECIBIDAS A UNA FRECUENCIA INTERMEDIA (IF); UN DIGITALIZADOR ACOPLADO AL CONVERTIDOR REDUCTOR Y MUESTREO DE LAS SEÑALES GPS DE IF A UNA VELOCIDAD PREDETERMINADA PARA PRODUCIR SEÑALES GPS DE IF MUESTREADAS; UNA MEMORIA ACOPLADA AL DIGITALIZADOR QUE ALMACENA LAS SEÑALES GPS DE IF MUESTREADAS (UNA INSTANTANEA DE LAS SEÑALES GPS); Y UN PROCESADOR DE SEÑALES DIGITAL (DSP) ACOPLADO A LA MEMORIA Y QUE FUNCIONA BAJO LAS INSTRUCCIONES ALMACENADAS, REALIZANDO DE ESTE MODO OPERACIONES DE TRANSFORMACION RAPIDA FOURIER (FFT) EN LAS SEÑALES GPS DE IF MUESTREADAS PARA PROPORCIONAR INFORMACION DE PSEUDOGAMA. ESTAS OPERACIONES INCLUYEN TAMBIEN NORMALMENTE PREPROCESAMIENTO Y POSTPROCESAMIENTO DE LAS SEÑALES GPS. DESPUES DE QUE SE TOME UNA INSTANTANEA DE LOS DATOS, SE DESACTIVA EL EXTREMO FRONTALDEL RECEPTOR. EN UNA EJECUCION, EL RECEPTOR GPS INCLUYE TAMBIEN OTRAS CARACTERISTICAS DE ADMINISTRACION DE ENERGIA E INCLUYE, EN OTRA EJECUCION, LA CAPACIDAD PARA CORREGIR ERRORES EN SU OSCILADOR LOCAL, LO QUE SE UTILIZA PARA MUESTREAR LAS SEÑALES GPS. LA VELOCIDAD DE CALCULO DE LAS PSEUDOGAMAS Y SENSIBILIDAD DE FUNCIONAMIENTO SE MEJORAN MEDIANTE LA TRANSMISION DE LAS DESVIACIONES DE FRECUENCIA DOPPLER DE LOS SATELITES A LA VISTA AL RECEPTOR DE UNA FUENTE EXTERNA, COMO POR EJEMPLO UNA ESTACION BASE, EN UNA EJECUCION DEL INVENTO.
Description
Receptor GPS y procedimiento para el
procesamiento de señales GPS.
La presente solicitud se refiere a dos
solicitudes de patente presentadas por el mismo inventor en la misma
fecha de esta solicitud; siendo estas dos solicitudes: "An
Improved GPS Receiver Utilizing a Communication Link"
("Receptor GPS mejorado que utiliza un enlace de
comunicaciones" (número de serie 08/612.582, presentada el 8 de
marzo de 1996); "An Improved GPS Receiver Having Power
Management" ("Receptor GPS mejorado que presenta gestión de
potencia", número de serie 08/613.966, presentada el 8 de marzo
de 1996).
La presente solicitud está relacionada asimismo
con una solicitud de patente provisional (y por la presente se
reivindica el beneficio de su fecha de presentación) del mismo
inventor, Norman F. Krasner, cuya solicitud se titula "Low Power,
Sensitive Pseudorange Measurement Apparatus and Method for Global
Positioning Satellites Systems" ("Aparato y procedimiento para
la medición sensible de baja potencia de pseudodistancias para
sistemas de satélites de posicionamiento global"), número de
serie 60/005.318, presentada el 9 de octubre de 1995.
Una parte de la descripción de la presente
memoria de patente contiene material sujeto a protección de
protección de los derechos de autor. El propietario de los derechos
de autor no se opone a que cualquier persona realice una
reproducción facsímil del documento de patente o de la descripción
de la patente, tal como aparece en los archivos o registros de
patentes de la Oficina de Patentes y Marcas, aunque por otro lado se
reserva todos los derechos de autor de cualquier tipo.
La presente invención se refiere a unos
receptores capaces de determinar una información de la posición de
unos satélites y, en particular, se refiere a aquellos receptores
que encuentran aplicación en sistemas de posicionamiento global vía
satélite (GPS).
Los receptores GPS normalmente determinan su
posición calculando los instantes relativos de llegada de unas
señales transmitidas simultáneamente desde una serie de satélites
GPS (o NAVSTAR). Estos satélites transmiten, como parte de su
mensaje, tanto los datos de posición del satélite como los datos de
sincronización del reloj, los así denominados datos de "las
efemérides". El procedimiento de búsqueda y adquisición de
señales GPS, leyendo los datos de las efemérides para una serie de
satélites y calculando la posición del receptor a partir de estas
informaciones requiere mucho tiempo, habitualmente varios minutos.
En muchos casos, este tiempo de procesamiento es inaceptable y,
adicionalmente, limita en gran medida la duración de la batería en
aplicaciones portátiles micro-miniaturizadas.
Otra limitación de los receptores GPS actuales
es que su funcionamiento está limitado a situaciones en las cuales
varios satélites están claramente a la vista, sin obstáculos, y en
las que se ha dispuesto una antena de buena calidad de manera
apropiada para recibir tales señales. Como tal, normalmente no se
pueden utilizar en aplicaciones portátiles montadas sobre un cuerpo
sólido; en áreas donde existe mucha vegetación, o una
obstaculización de la comunicación producida por la presencia de
edificios; y en aplicaciones en interior de edificios.
Existen dos funciones principales en los
sistemas receptores GPS: (1) cálculo de las pseudodistancias a los
diferentes satélites GPS, y (2) cálculo de la posición de la
plataforma receptora utilizando estos datos de las
pseudodistancias, de sincronización de los satélites y de las
efemérides. Las pseudodistancias son simplemente los retardos de
tiempo medidos entre la señal recibida desde cada satélite y el
reloj local. Los datos de las efemérides y de sincronización del
satélite son extraídos de la señal GPS una vez ésta ha sido
adquirida y se ha habilitado su seguimiento continuo. Tal como se
ha indicado anteriormente, la recolección de esta información lleva
normalmente un tiempo relativamente largo (de 30 segundos a varios
minutos) y debe ser realizada con un buen nivel de señal recibida
para alcanzar tasas de error bajas.
Casi todos los receptores GPS conocidos utilizan
procedimientos de correlación para calcular pseudodistancias. Estos
procedimientos de correlación son realizados en tiempo real, a
menudo mediante dispositivos hardware "correlacionadores". Las
señales GPS contienen unas señales repetitivas de tasa elevada
denominadas secuencias pseudoaleatorias (PN). Los códigos
disponibles para aplicaciones civiles se denominan códigos C/A, y
presentan una tasa de inversión de fase binaria, o tasa de
"chipping", de 1,023 MHz y un periodo de repetición de 1.023
chips para un periodo de código de 1 milisegundo. Las secuencias de
código pertenecen a una familia denominada códigos Gold. Cada
satélite GPS emite una señal con un código Gold unívoco.
Para una señal recibida desde un satélite GPS
dado, siguiendo un procedimiento de desmodulación a banda base, un
receptor de tipo correlador realiza la multiplicación de la señal
recibida con una réplica del código Gold adecuado contenido en su
memoria local, y a continuación integra, o filtra
basa-bajas, el producto para obtener una indicación
de la presencia de la señal. Este procedimiento se denomina una
operación de "correlación". Mediante el ajuste secuencial de
la sincronización relativa de esta réplica almacenada asociada a la
señal recibida, y observando la salida de la correlación, el
receptor puede determinar el retardo de tiempo entre la señal
recibida y un reloj local. La determinación inicial de la presencia
de una salida de este tipo se denomina "adquisición". Una vez
ha tenido lugar la adquisición, el procedimiento entra en la fase de
"seguimiento continuo" en la cual se ajusta la sincronización
de la referencia local en pequeñas cantidades para mantener una
salida elevada de la correlación. La salida de la correlación
durante la fase de seguimiento continuo puede entenderse como la
señal GPS con el código pseudoaleatorio eliminado, o, expresado en
terminología común, "desexpandida". Esta señal es de banda
estrecha, con un ancho de banda proporcional al de una señal de
datos binaria de 50 bits/seg modulada por desplazamiento de fase
superpuesta a la forma de onda
GPS.
GPS.
El procedimiento de adquisición por correlación
requiere mucho tiempo, especialmente si las señales recibidas son
de baja intensidad. Para mejorar el tiempo de adquisición, la
mayoría de los receptores GPS utilizan una serie de correladores
(típicamente hasta 12) que permiten una búsqueda en paralelo de
picos de correlación.
Algunos receptores GPS anteriores han utilizado
técnicas FFT para determinar la frecuencia Doppler de la señal GPS
recibida. Estos receptores utilizan operaciones de
"correlación" convencionales para desexpandir la señal GPS y
proporcionar una señal de banda estrecha con un ancho de banda
típicamente dentro del intervalo de 10 kHz a 30 kHz. A
continuación, la señal de banda estrecha resultante experimenta un
análisis de Fourier utilizando unos algoritmos FFT para determinar
la frecuencia portadora. La determinación de dicha portadora
proporciona simultáneamente una indicación de que la referencia PN
local está ajustada con la fase correcta de la señal recibida y
proporciona una medición precisa de la frecuencia portadora. A
continuación, se puede utilizar esta frecuencia en la operación de
seguimiento continuo de los receptores.
La patente US nº 5.420.592 de Johnson discute el
empleo de unos algoritmos FFT para calcular unas pseudodistancias
en un emplazamiento central de procesamiento en lugar de en una
unidad móvil. Según ese procedimiento, el receptor GPS recoge una
copia instantánea de los datos y a continuación son transmitidos por
un enlace de datos hacia un receptor remoto donde experimentan el
procesamiento FFT. Sin embargo, el procedimiento que se da a
conocer en la misma calcula sólo una única Transformada Rápida de
Fourier directa e inversa (correspondiente a cuatro periodos PN)
para realizar el conjunto de correlaciones.
Tal como se pondrá claramente de manifiesto a
partir de la descripción siguiente, se puede alcanzar una mayor
sensibilidad y una mayor velocidad de procesamiento mediante la
ejecución de un número elevado de operaciones FFT conjuntamente con
unas operaciones especiales de preprocesamiento y de
postprocesamiento.
En esta patente, se utilizan con frecuencia los
términos correlación, convolución y filtrado adaptado. El término
"correlación", cuando se aplica a dos series de números,
significa la multiplicación término por término de los miembros
correspondientes de las dos series seguida de la suma de las series.
Algunas veces ésta se designa como "correlación en serie" y da
como resultado una salida de un único número. En algunas
circunstancias, se realiza una sucesión de operaciones de
correlación sobre grupos sucesivos de datos.
El término "convolución" aplicado a dos
series de números es el mismo que el utilizado comúnmente en la
técnica y es equivalente a filtrar la segunda serie de longitud m
con un filtro, correspondiente a la primera serie, que presenta una
respuesta impulsional de longitud n. El resultado es una tercera
serie de longitud m+n-1. El término "filtrado
adaptado" se refiere a una operación de convolución (o de
filtrado) en la cual el filtro mencionado anteriormente presenta
una respuesta impulsional que es la versión
complejo-conjugada e invertida en el tiempo de la
primera serie. El término "convolución rápida" se utiliza para
indicar una serie de algoritmos que calculan la operación de
correlación de una manera eficiente.
Algunos autores utilizan los términos
correlación y convolución de forma indistinta; para facilitar la
comprensión, sin embargo, en esta patente, el término
"correlación" siempre se refiere a la operación de correlación
en serie descrita anteriormente.
La presente invención propone un procedimiento
para la calibración de un oscilador local en un receptor GPS móvil
según la reivindicación 1.
A partir de la reivindicación 2 a 8 se exponen
aspectos adicionales y no limitativos de dicho procedimiento.
Además, la invención propone un receptor GPS
móvil según la reivindicación 9. A partir de la reivindicación 10 a
15 se exponen aspectos adicionales y no limitativos de dicho
receptor GPS.
La presente invención está ilustrada, a título
de ejemplo y de forma no limitativa, en las figuras de los dibujos
adjuntos en los que unas referencias designan partes similares, y en
las que:
la figura 1A es un diagrama de bloques de los
componentes principales de un receptor remoto, o sistema receptor
GPS móvil, que utiliza el procedimiento de la invención, y
representa los enlaces de datos que pueden existir entre una
estación base y el receptor remoto;
la figura 1B es un diagrama de bloques de una
unidad GPS móvil alternativa;
la figura 1C es un diagrama de bloques de otra
unidad GPS móvil alternativa;
las figuras 2A y 2B dan a conocer dos
alternativas para las partes de RF y de IF de un receptor;
la figura 3 representa un diagrama de flujo de
las operaciones principales (por ejemplo, operaciones de software)
realizadas por el procesador DSP programable;
la figura 4 representa las formas de onda del
procesamiento de señal en diferentes etapas de procesamiento;
la figura 5A representa un sistema de estación
base;
la figura 5B representa un sistema de estación
base alternativo;
la figura 6 representa una unidad GPS móvil que
presenta, de acuerdo con la presente invención, calibración o
corrección del oscilador local; y,
la figura 7 es un diagrama de flujo que
representa un procedimiento de gestión de potencia para una unidad
móvil.
La presente invención se refiere a unos aparatos
y unos procedimientos para calcular la posición de un objeto móvil,
o remoto, de forma que se obtiene el resultado de que el hardware
remoto presenta una disipación de potencia muy baja y se obtiene la
capacidad de funcionar con niveles de señal recibida muy bajos. Es
decir, que se reduce el consumo de potencia a la vez que se aumenta
la sensibilidad del receptor. Esto es posible mediante la
implementación de las funciones de recepción remota, tal como se
representa en la figura 1A, así como mediante la transmisión de una
información Doppler desde una estación base 10 ubicada separadamente
hacia la unidad GPS móvil o remota 20.
Debe tenerse en cuenta que se pueden utilizar
las pseudodistancias para calcular la posición geográfica de la
unidad remota de varias maneras diferentes. Tres ejemplos son:
- 1.
- Procedimiento 1: mediante la retransmisión de los mensajes de datos del satélite hacia la unidad remota 20 desde la estación base 10, la unidad remota 20 combina esta información con las mediciones de la pseudodistancia para calcular su posición. Véase, por ejemplo, la patente US nº 5.365.450. Típicamente, la unidad remota 20 realiza el cálculo de la posición en la unidad remota 20. La patente US nº 5.365.450 discute además diferentes procedimientos para utilizar una información de almanaque contenida en una señal de satélite. Particularmente, en la sección de antecedentes de la patente US nº 5.365.450 (por ejemplo, Columna 1, línea 15), se afirma que "La mayoría de los receptores GPS modernos utilizan el almanaque del satélite GPS y una información aproximada del instante y posición actual para tratar de adquirir unas señales de satélites GPS visibles...". La patente US nº 5.365.450 prosigue discutiendo diferentes procedimientos para utilizar la información de almanaque;
- 2.
- Procedimiento 2: la unidad remota 20 puede recoger los datos de las efemérides del satélite a partir de la recepción de señales GPS de la forma normal que se practica comúnmente en la técnica. Estos datos, que típicamente son válidos para una o dos horas, se pueden combinar con las mediciones de la pseudodistancia para completar, típicamente en la unidad remota, el cálculo de la posición; y,
- 3.
- Procedimiento 3: la unidad remota 20 puede transmitir las pseudodistancias a través de un enlace de comunicaciones 16 hacia la estación base 10 que puede combinar esta información con los datos de las efemérides del satélite para completar el cálculo de la posición. Véase, por ejemplo, la patente US nº 5.225.842.
En las soluciones (o procedimientos) 1 y 3, se
supone que la estación base 10 y la unidad remota 20 presentan una
visión común de todos los satélites de interés y están ubicadas
suficientemente cerca una de la otra como para resolver una
ambigüedad temporal asociada con la tasa de repetición de los
códigos GPS pseudoaleatorios. Esto se cumplirá para una cobertura
de alcance entre la estación base 10 y la unidad remota 20 de la
mitad de la velocidad de la luz multiplicado por el periodo de
repetición PN (1 milisegundo), o de 150 km aproximadamente.
Para explicar la presente invención, se supone
que se utiliza el procedimiento 3 para completar el cálculo de la
posición. Sin embargo, después de la revisión de esta memoria, se
apreciará por parte de expertos en la materia que los diferentes
aspectos y formas de realización de la presente invención se podrían
utilizar con cualquiera de los tres procedimientos anteriores así
como con otras soluciones. Por ejemplo, en una variación del
Procedimiento 1, se pueden transmitir datos de información del
satélite tales como datos representativos de las efemérides del
satélite mediante una estación base hacia una unidad remota, y se
pueden combinar estos datos de información del satélite con las
pseudodistancias, calculadas a partir de señales GPS almacenadas,
para proporcionar una latitud y una longitud (y en muchos casos
además una altitud) de la unidad remota. Se apreciará que la
información de posición recibida desde la unidad remota puede estar
limitada a la latitud y la longitud o puede ser una información
extendida que incluye latitud, longitud, altitud, velocidad y
disposición de la unidad remota. Además, en esta variación del
Procedimiento 1 se puede utilizar la corrección del oscilador local
y/o la gestión de potencia. Adicionalmente, se puede transmitir la
información Doppler a la unidad remota 20 y ser utilizada por la
unidad remota 20.
De acuerdo con el Procedimiento 3, la estación
base 10 ordena a la unidad remota 20 la realización de una medición
mediante un mensaje transmitido a través de un enlace de
comunicaciones de datos 16 tal como se representa en la figura 1A.
La estación base 10 envía además dentro de este mensaje una
información Doppler para los satélites que están a la vista, la
cual es una forma de datos de información del satélite. Esta
información Doppler está típicamente en el formato de una
información de frecuencia, y el mensaje además especificará
típicamente una identificación de los satélites particulares que
están a la vista u otros datos de inicio. Este mensaje es recibido
por un módem individual 22 que forma parte de la unidad remota 20, y
se almacena en una memoria 30 conectada a un microprocesador de
baja potencia 26. El microprocesador 26 gestiona la transferencia
de datos de información entre los elementos procesadores de la
unidad remota 32 a 48 y el módem 22, y controla las funciones de
gestión de potencia dentro del receptor remoto 20, tal como se
pondrá claramente de manifiesto en la discusión posterior.
Normalmente, el microprocesador 26 establece la mayor parte o casi
todo el hardware de la unidad remota 20 a baja potencia, o estado
de potencia desactivada, excepto cuando se realizan el cálculo de
la pseudodistancia y/u otros cálculos GPS, o cuando se dispone de
una fuente de potencia alternativa. Sin embargo, la parte receptora
del módem es activada por lo menos periódicamente (a potencia total)
para determinar si la estación base 10 ha enviado una orden para
determinar la posición de la unidad remota.
Esta información Doppler mencionada
anteriormente es muy corta de duración debido a que la precisión
requerida para dicha información Doppler no es elevada. Por
ejemplo, si se requiere una precisión de 10 Hz y la frecuencia
Doppler máxima es de \pm7 kHz aproximadamente, entonces una
palabra de 11 bits será suficiente para cada satélite visionado. Si
8 satélites están a la vista, entonces se necesitarán 88 bits para
especificar todas las frecuencias Doppler. El uso de esta
información elimina el requisito de que la unidad remota 20 busque
dicha frecuencia Doppler, reduciendo así su tiempo de procesamiento
por encima de un factor de 10. El uso de la información Doppler
permite además que la unidad GPS móvil 20 procese más rápidamente
una muestra de señales GPS, y esto tiende a reducir la cantidad de
tiempo en el que el procesador 32 debe recibir toda la potencia
para calcular una información de posición. Esto por sí mismo reduce
la potencia consumida por la unidad remota 20 y contribuye a
mejorar la sensibilidad. Se puede enviar una información adicional
hacia la unidad remota 20, comprendiendo las etapas de tiempo de
los datos en el mensaje GPS.
La señal recibida del enlace de datos utiliza
una frecuencia portadora de precisión. El receptor remoto 20 puede
utilizar, tal como se representa en la figura 6, que se describe a
continuación, un bucle de control automático de frecuencia (AFC)
para engancharse a esta portadora y así calibrar además su propio
oscilador de referencia. Un tiempo de transmisión de mensaje de 10
milisegundos, con una relación de señal recibida/ruido de 20 dB,
permitirá normalmente la medición de la frecuencia mediante un AFC
hasta una precisión de 10 Hz o más elevada. Típicamente, esto será
más que adecuado para los requisitos de la presente invención. Esta
característica mejorará además la precisión de los cálculos de la
posición que se realizan, o bien de manera convencional, o bien
utilizando los procedimientos de convolución rápida de la presente
invención.
En una forma de realización de la invención, el
enlace de comunicaciones 16 es un medio de comunicación por
radiofrecuencia de pequeño ancho de banda comercialmente disponible,
tal como un sistema de radiobúsqueda de 2 canales. Este sistema se
puede utilizar en formas de realización en las que la cantidad de
datos transmitidos entre la unidad remota 20 y la estación base 10
es relativamente pequeña. La cantidad de datos requerida para la
transmisión de los datos Doppler y otros datos (por ejemplo, los
datos de inicio tales como las identidades de los satélites
visionados) es relativamente pequeña y de manera similar la cantidad
de datos requerida para la información de posición (por ejemplo,
las pseudodistancias) es relativamente pequeña. Esto es diferente
de aquellos sistemas que requieren la transmisión de grandes
cantidades de datos durante un periodo de tiempo corto; estos
sistemas pueden requerir un medio de comunicación por
radiofrecuencia con un ancho de banda mayor.
Una vez que la unidad remota 20 recibe una orden
(por ejemplo, desde la estación base 10) para el procesamiento GPS
conjuntamente con la información Doppler, el microprocesador 26
activa el Conversor de RF a IF 42, el Conversor Analógico a Digital
44, y la Memoria de Copia Instantánea Digital 46 mediante un
circuito de Batería y Regulador de Potencia y Conmutadores de
Potencia 36 (y unas líneas controladas de potencia 21a, 21b, 21c y
21d), suministrando de este modo toda la potencia a estos
componentes.
Esto hace que la señal procedente del satélite
GPS que se recibe mediante la antena 40 sea desmodulada a una
frecuencia IF, a partir de donde es digitalizada posteriormente. A
continuación, se almacena un conjunto contiguo de dichos datos,
típicamente correspondiente a una duración de 100 milisegundos a 1
segundo (o incluso mayor), en una Memoria de Copia Instantánea 46.
Se puede controlar la cantidad de datos almacenados mediante el
microprocesador 26 de tal manera que se pueden almacenar más datos
en la memoria 46 (para obtener una mejor sensibilidad) en aquellas
situaciones en las que ahorrar potencia no es tan importante como
obtener una mejor sensibilidad, y se pueden almacenar menos datos
en aquellas situaciones en las que ahorrar potencia es más
importante que la sensibilidad. Típicamente, la sensibilidad es más
importante cuando las señales GPS se pueden ver parcialmente
obstaculizadas, y el ahorro de potencia es menos importante cuando
se disponga de una fuente de potencia abundante (por ejemplo, una
batería de automóvil). El direccionamiento de esta memoria 46 para
almacenar estos datos está controlado por un circuito integrado de
Matriz de Puertas Programables In-situ 48. La
desmodulación de la señal GPS se realiza utilizando un sintetizador
de frecuencia 38 que proporciona una señal de oscilador local 39 al
conversor 42 tal como se discute adicionalmente a continuación.
Cabe destacar que todo este tiempo (mientras se
llena la memoria de copia instantánea 46 con las señales GPS
digitalizadas procedentes de los satélites visionados), se debe
mantener al microprocesador 32 en un estado de potencia baja. El
Conversor de RF a IF 42 y el Conversor Analógico a Digital 44 sólo
son activados típicamente durante un periodo de tiempo corto,
suficiente para recoger y almacenar los datos requeridos para el
cálculo de la pseudodistancia. Tras finalizar la recolección de los
datos, se desactivan estos circuitos conversores o bien se reduce
el consumo mediante unas líneas controladas de potencia 21b y 21c
(mientras la memoria 46 continúa recibiendo toda la potencia), no
contribuyendo de esta manera a una disipación adicional de potencia
durante el cálculo de la pseudodistancia real. El cálculo de la
pseudodistancia se realiza a continuación, en una forma de
realización, utilizando un circuito integrado programable de
procesamiento digital de señal (DSP) de propósito general 32, como
por ejemplo un circuito integrado TMS320C30 de Texas Instruments.
Este DSP 32 es puesto en un estado de potencia activada mediante el
microprocesador 26 y el circuito 36, mediante una línea controlada
de potencia 21e, antes de realizar dichos cálculos.
Este DSP 32 difiere de otros utilizados en
algunas unidades GPS remotas en que es programable y de propósito
general, a diferencia de otros circuitos que son circuitos
integrados a medida de procesamiento digital de señal
especializados. Adicionalmente, el DSP 32 hace posible la
utilización de un algoritmo de Transformada Rápida de Fourier
(FFT), que permite un cálculo muy rápido de las pseudodistancias
mediante una realización rápida de un gran número de operaciones de
correlación entre una referencia generada de forma local y las
señales recibidas. Típicamente se requieren 2.046 de dichas
correlaciones para completar la búsqueda de las etapas de tiempo
para cada señal GPS recibida. El algoritmo de Transformada Rápida de
Fourier permite una búsqueda paralela y simultánea de todas dichas
posiciones, acelerando de esta manera el procedimiento de cálculo
requerido en un factor de 10 a 100 por encima de las soluciones
convencionales.
Una vez que el DSP 32 completa su cálculo de las
pseudodistancias para cada uno de los satélites visionados,
transmite esta información al microprocesador 26 mediante un bus de
interconexión 33. En ese momento el microprocesador 26 puede hacer
que el DSP 32 y la memoria 46 entren de nuevo en un estado de
potencia baja enviando una señal de control adecuada al circuito de
Batería y Regulador de Potencia 36. A continuación, el
microprocesador 26 utiliza el módem 22 para transmitir los datos de
pseudodistancia a través de un enlace de datos 16 hacia la estación
base 10 para el cálculo final de la posición. Además de los datos de
la pseudodistancia, se puede transmitir simultáneamente una marca
de tiempo hacia la estación base 10 que indica el tiempo
transcurrido desde la recolección inicial de los datos en la
memoria de almacenamiento temporal 46 hasta el instante de
transmisión de los datos a través del enlace de datos 16. Esta marca
de tiempo mejora la capacidad de la estación base para realizar los
cálculos de la posición, debido a que permite el cálculo de las
posiciones de los satélites GPS en el instante de la recolección de
los datos. Como alternativa, de acuerdo con el Procedimiento 1
anterior, el DSP 32 puede calcular la posición (por ejemplo,
latitud y longitud o latitud, longitud y altitud) de la unidad
remota y enviar estos datos al microprocesador 26, que de manera
similar retransmite estos datos a la estación base 10 mediante el
módem 22. En este caso, el DSP simplifica el cálculo de la posición
manteniendo el tiempo transcurrido desde la recepción de los
mensajes de datos del satélite igual hasta el tiempo en el que
comienza la recolección de los datos en la memoria de almacenamiento
temporal. Esto mejora la capacidad de la unidad remota para
realizar el cálculo de la posición, debido a que permite el cálculo
de las posiciones de los satélites GPS en el instante de la
recolección de los datos.
Tal como se representa en la figura 1A, el módem
22 utiliza una antena individual 24 para transmitir y recibir
mensajes a través de un enlace de datos 16. Se apreciará que el
módem 22 comprende un receptor de comunicaciones y un transmisor de
comunicaciones que están conectados de forma alternada a la antena
24. De manera similar, una estación base 10 puede utilizar una
antena individual 14 para transmitir y recibir unos mensajes del
enlace de datos, permitiendo de esta manera una recepción continua
de las señales GPS mediante la antena GPS 12 de la estación base
10.
Se ha previsto, en un ejemplo típico, que los
cálculos de la posición en el DSP 32 requerirán menos de unos pocos
segundos de tiempo, dependiendo de la cantidad de datos almacenados
en la memoria de copia instantánea digital 46 y de la velocidad del
DSP o de los varios DSPs.
Debería resultar evidente a partir de la
discusión anterior, que la unidad remota 20 sólo necesita activar
sus circuitos de consumo elevado de potencia durante una fracción de
tiempo pequeña, en el caso de que las órdenes para el cálculo de la
posición procedentes de la estación base 10 sean poco frecuentes.
Obsérvese a modo de anticipo que, por lo menos en muchas
situaciones, dichas órdenes darán como resultado la activación de
los dispositivos remotos en su estado de potencia disipada elevada
sólo durante aproximadamente el 1% del tiempo o menos.
Esto permite, en consecuencia, que la batería
dure 100 veces más tiempo de lo que sería posible de otro modo. Las
instrucciones de programa necesarias para la realización de la
operación de la gestión de potencia se almacenan en la EEPROM 28 u
otros medios de almacenamiento adecuados. Esta estrategia de gestión
de potencia se debe poder adaptar a diferentes situaciones de
disponibilidad de potencia. Por ejemplo, cuando se dispone de la
potencia primaria, la determinación de la posición puede tener lugar
de un modo continuado.
Tal como se ha indicado anteriormente, la
memoria de copia instantánea digital 46 captura un registro que
corresponde a un periodo de tiempo relativamente largo. El
procesamiento eficiente de este amplio bloque de datos utilizando
procedimientos de convolución rápida facilita el procesamiento de
señales a niveles de recepción bajos (por ejemplo, cuando la
recepción es débil a causa de una obstaculización parcial provocada
por edificios, árboles, etc.). Todas las pseudodistancias de los
satélites GPS visibles calculadas utilizan estos mismos datos
almacenados temporalmente. Esto proporciona un funcionamiento
mejorado comparado con los receptores GPS de seguimiento continuo
en situaciones (tales como bajo condiciones de obstaculización
urbana) en las cuales la amplitud de la señal cambia
rápidamente.
En la figura 1B, se representa una forma de
realización ligeramente diferente que prescinde del microprocesador
26 y sus periféricos (RAM 30 y EEPROM 28) y substituye su
funcionalidad con circuitos adicionales contenidos dentro de un
FPGA (matriz de puertas programables in-situ)
49 más complejo. En este caso el FPGA 49, un dispositivo de baja
potencia, sirve para poner en marcha el chip DSP 32a a partir de una
actividad de detección realizada desde el módem 22 a través de la
interconexión 19. La interconexión 19 conecta el módem al DSP 32a y
al FPGA 19. El chip DSP 32a, cuando se ha puesto en marcha,
transmite y recibe directamente datos desde el módem. El DSP 32a
realiza además unas operaciones de control de la potencia a través
de su interconexión 18 que está conectada al circuito de Batería y
Regulador de Potencia y Conmutadores de Potencia 36 para enviar unas
órdenes de activación/desactivación al circuito 36. El DSP 32a
activa de forma selectiva o reduce la potencia suministrada a
diferentes componentes, según un procedimiento de gestión de
potencia tal como el representado en la figura 7, mediante las
órdenes de activación/desactivación enviadas a través de la
interconexión 18 hacia el circuito 36. El circuito 36 recibe estas
órdenes y suministra potencia (o reduce potencia), de forma
selectiva, a los diferentes componentes. El circuito 36 pone en
marcha el DSP 32a a través de la interconexión 17. El circuito 36
suministra potencia de forma selectiva a los diferentes componentes
conmutando la potencia de forma selectiva mediante unas líneas
elegidas de entre las líneas controladas de potencia 21a, 21b, 21c,
21d y 21f. De esta manera, por ejemplo, para suministrar potencia
al conversor 42 y al conversor 44, se suministra la potencia a
estos conversores a través de las líneas 21b y 21c. De manera
similar, se suministra potencia al módem a través de la línea
controlada de potencia 21f.
Un oscilador de baja frecuencia de cristal 47
está conectado a la memoria y al circuito de gestión de potencia
FPGA 49. En una forma de realización, la memoria y el circuito de
gestión de potencia FPGA 49 contienen un temporizador de baja
potencia que comprende el oscilador de baja frecuencia 47. Cuando el
temporizador del FPGA 49 expira, el FPGA 49 envía una señal de
puesta en marcha al DSP 32a a través de la interconexión 17, y a
continuación el DSP 32a puede poner en marcha otros circuitos
enviando unas órdenes de activación/desactivación al circuito de
Batería y Regulador de Potencia y Conmutadores de Potencia 36. Se
suministra potencia a los otros circuitos a través de las líneas
controladas de potencia 21a, 21b, 21c, 21d y 21f bajo el control del
circuito 36, para realizar una operación de determinación de la
posición (por ejemplo, determinar una información de posición tal
como una pseudodistancia o una latitud y longitud). Después de la
operación de determinación de la posición, el DSP 32A reestablece
el temporizador FPGA y reduce su propia potencia, y el circuito 36
reduce también la potencia suministrada a los otros componentes,
según el procedimiento representado en la figura 7. Se apreciará
que una batería o una serie de baterías suministrarán potencia a
todos los circuitos de potencia controlada a través de todas las
líneas controladas de potencia que están controladas por la memoria
y el circuito de gestión de potencia FPGA 49 y el DSP 32a. Se
apreciará también que, en lugar de reducir directamente la potencia
mediante las líneas controladas de potencia (tales como la 21b)
suministrada a un componente, la potencia consumida por un
componente se puede reducir indicándole al componente (como en el
caso del DSP 32a a través de la interconexión 17 de la figura 1B)
que reduzca la potencia o que se ponga en marcha a potencia total.
A menudo esto es posible cuando un componente, tal como un circuito
integrado, presenta una entrada para controlar el estado de
potencia del componente, y el componente presenta la lógica interna
necesaria para controlar el consumo de potencia (por ejemplo, una
lógica para reducir la potencia suministrada a varios bloques
lógicos del componente). La memoria y el circuito de gestión de
potencia FPGA 49 proporcionan control y gestión de la memoria,
comprendiendo operaciones de direccionamiento cuando los datos están
siendo almacenados en la memoria 46 desde los conversores 44 o
cuando el componente DSP 32a está leyendo datos desde la memoria
46. Además, el FPGA 49 puede controlar otras funciones de la
memoria, tales como refresco de la memoria en caso de
necesidad.
La figura 1C representa otra unidad GPS móvil
que contiene muchos de los mismos componentes que las unidades GPS
móviles representadas en las figuras 1A y 1B. Además, la unidad GPS
móvil representada en la figura 1C comprende unos reguladores de
potencia 77 que están conectados para recibir potencia desde una
serie de baterías 81 así como una entrada opcional para una fuente
de potencia externa 83 y unas células solares 79. El regulador de
potencia 77 suministra potencia a todos los circuitos bajo el
control de las líneas controladas de potencia que están gestionadas
por el chip DSP 32a y la memoria y el circuito de gestión de
potencia FPGA 49 representados en la figura 1C. Las células solares
79 pueden recargar dichas baterías utilizando tecnología de recarga
convencional. Adicionalmente, las células solares 79 pueden
suministrar potencia a la unidad GPS móvil además de recargar las
baterías. En la forma de realización representada en la figura 1C,
el FPGA 49 proporciona una señal de puesta en marcha a través de la
interconexión 75 al chip DSP 32a; esta señal dispone de nuevo al
chip DSP al estado de potencia total para realizar las diferentes
funciones descritas para el chip DSP 32a. Además, se puede activar
el chip DSP al estado de potencia total a través de una orden
externa desde el módem 22 que está conectado directamente al chip
DSP a través de la interconexión 19.
La figura 1C representa además una
característica que permite que la unidad GPS móvil intercambie
sensibilidad a cambio de ahorro de potencia. Tal como se ha
descrito en este caso, se puede aumentar la sensibilidad de la
unidad GPS móvil aumentando la cantidad de señales GPS almacenadas
que son guardadas en la memoria 46. Esto se realiza mediante la
adquisición y la digitalización de más señales GPS y almacenando
estos datos en la memoria 46. Aunque este mayor almacenamiento
provoca un mayor consumo de potencia, mejora la sensibilidad de la
unidad GPS móvil. Se puede seleccionar esta modalidad de
sensibilidad mejorada mediante un conmutador de modalidad de
potencia 85 sobre la unidad GPS que está conectada al bus 19, para
enviar una orden al chip DSP 32a para entrar en una modalidad con
sensibilidad mejorada. De forma alternativa, se puede hacer que este
conmutador de modalidad de potencia 85 envíe una orden al chip DSP
32a para ahorrar más potencia y proporcionar menos sensibilidad
mediante la adquisición de una copia instantánea más reducida de las
señales GPS y almacenando así una cantidad inferior de señales GPS
en la memoria 46. Se apreciará que esta selección de modalidad de
potencia también se puede producir a través de una señal enviada
desde la estación base al módem 22, el cuál comunica a continuación
esta orden a través de la interconexión 19 al chip DSP 32a.
En la figura 2A, se muestra un ejemplo
representativo de un conversor de frecuencia RF a IF y de un sistema
de digitalización para la unidad GPS móvil. Se pasa la señal de
entrada a 1.575,42 MHz a través de un filtro limitador de banda
(BPF) 50 y un amplificador poco ruidoso (LNA) 52 y se envía hacia
una etapa de conversión de frecuencia. El oscilador local (LO) 56
utilizado en esta etapa está enganchado en fase (a través de un PLL
58) a un oscilador de cristal con compensación de temperatura (TCXO)
60 de 2,048 MHz (o a un harmónico de la misma). En una forma de
realización preferida, la frecuencia LO sería de 1.531,392 MHz, que
es 2.991 x 0,512 MHz. La señal IF resultante es centrada a 44,028
MHz. Esta IF es deseable debido a la disponibilidad de componentes
de bajo coste que trabajan cerca de los 44 MHz. En particular, los
filtros de onda acústica de superficie (SAW), que se utilizan
abundantemente en aplicaciones de televisión, están disponibles
fácilmente. Por supuesto, se pueden utilizar otros dispositivos de
limitación de banda en lugar de los dispositivos SAW.
La señal GPS recibida se mezcla con la señal LO
en el mezclador 54 para producir la señal IF. Esta señal IF se pasa
a través de un filtro SAW 64 para limitarla en banda de forma
precisa a 2 MHz de ancho de banda, y se envía a continuación hacia
un desmodulador I/Q 68 que traslada la señal cerca de banda base
(nominalmente a 4 kHz de frecuencia central). La frecuencia del
oscilador local para este desmodulador 68 se obtiene a partir del
TCXO de 2,048 MHz 60 como el harmónico número 43 de 1,024 MHz, es
decir 44,032 MHz.
El desmodulador I/Q 68 está disponible de forma
comercial, por lo general, como componente RF. Típicamente consiste
de dos mezcladores y filtros pasabajas. En casos de este tipo, los
puertos de entrada de un mezclador reciben la señal IF y la señal
LO y los puertos de entrada del otro mezclador reciben la misma
señal IF y la señal LO desplazada en fase en 90º. Las salidas de
los dos mezcladores son filtradas pasabajas para eliminar acoples y
otros productos de distorsión.
Tal como se representa en la figura 2A, los
amplificadores 62 y 66 se pueden utilizar antes y después de la
operación de limitación de banda según se requiera.
Las dos salidas del desmodulador I/Q 68 son
enviadas a los dos conversores A/D adaptados 44 que muestrean las
señales a 2,048 MHz. Una forma de realización alternativa substituye
los conversores A/D 44 por comparadores (no representados), cada
uno de los cuales produce a su salida una secuencia de datos
bivaluada (un bit) en función de la polaridad de la señal entrante.
Se conoce bien que esta solución produce una pérdida de 1,96 dB
aproximadamente en la sensibilidad del receptor respecto a un
conversor A/D multinivel. Sin embargo, se puede conseguir un ahorro
substancial con el uso de los comparadores respecto a los
conversores A/D, así como en el requisito de memoria reducida en la
memoria de copia instantánea 46 posterior.
En la figura 2B se muestra una forma de
realización alternativa del desmodulador y del sistema A/D que
utiliza un procedimiento de muestreo de la banda de paso. El TCXO
70 utilizado trabaja a la frecuencia de 4,096 MHz (o en un
harmónico de la misma). Se puede utilizar la salida del TCXO a modo
de reloj de muestreo para el conversor A/D 44 (o comparador); éste
funciona para trasladar la señal a 1,028 MHz. Esta frecuencia es la
diferencia entre el harmónico número 11 de 4,096 MHz y la frecuencia
IF de entrada de 44,028 MHz. La IF de 1,028 MHz resultante es casi
una cuarta parte de la tasa de muestreo, lo que se conoce como casi
ideal para minimizar las distorsiones del tipo debidas al muestreo.
Comparado con el muestreo I/Q de la figura 2A, este muestreador
único proporciona un canal de datos en lugar de dos, pero con tasa
doble. Además, los datos están efectivamente a una IF de 1,028 MHz.
La conversión de frecuencia I/Q a casi 0 MHz sería implementada a
continuación mediante unos medios digitales en el siguiente
procesamiento que se va a describir. Los aparatos de la figura 2A y
2B son competitivos en coste y complejidad; a menudo, la
disponibilidad de los componentes determina la solución preferida.
Sin embargo, se pondrá claramente de manifiesto para los expertos en
la materia que se pueden utilizar otras configuraciones de receptor
para obtener resultados similares.
Para simplificar la siguiente discusión, ésta
supone que se utiliza el muestreo I/Q de la figura 2A y que la
memoria de copia instantánea 46 contiene dos canales de datos
digitalizados a 2,048 MHz.
Se pueden apreciar detalles del procesamiento de
la señal realizado en el DSP 32 con la ayuda del diagrama de flujo
de la figura 3 y de los dibujos de las figuras 4A, 4B, 4C, 4D y 4E.
Se pondrá claramente de manifiesto para los expertos en la materia
que el código máquina, u otro código adecuado, para realizar el
procesamiento de la señal que se va a describir se almacena en la
EPROM 34. Se pueden utilizar otros dispositivos de memoria
no-volátil. El objetivo del procesamiento es
determinar la sincronización de la forma de onda recibida con
respecto a la forma de onda generada localmente. Adicionalmente,
para obtener una sensibilidad elevada, se procesa una parte muy
larga de dicha forma de onda, típicamente de 100 milisegundos a 1
segundo.
Para comprender el procesamiento primero se debe
observar que cada señal GPS recibida (modalidad C/A) está compuesta
de un patrón pseudoaleatorio repetitivo (PN) de 1.023 símbolos de
tasa alta (1 MHz), denominados comúnmente "chips". Estos
"chips" se parecen a la forma de onda representada en la figura
4A. Sobre este patrón se han superpuesto adicionalmente unos datos
de tasa baja, transmitidos desde el satélite a 50 baudios. Todos
estos datos se reciben con una relación de señal/ruido muy baja ya
que esta se mide en un ancho de banda de 2 MHz. Si la frecuencia
portadora y todas las tasas de datos son conocidas con una precisión
elevada, y no existen datos, entonces se puede mejorar la relación
de señal/ruido en gran medida, y la cantidad de datos se puede
reducir en gran medida, sumando entre sí tramas sucesivas. Por
ejemplo, existen 1.000 tramas PN durante un periodo de 1 segundo.
La primera de dichas tramas puede ser sumada de forma coherente a la
siguiente trama, el resultado sumado a la siguiente trama, etc. El
resultado puede ser una señal que presenta una duración de 1.023
chips. A continuación, la fase de esta secuencia se puede comparar a
una secuencia de referencia local para determinar la sincronización
relativa entre las dos, estableciendo de esta manera la así
denominada pseudodistancia.
El procedimiento anterior se debe realizar por
separado para cada satélite visionado a partir del mismo conjunto
de datos recibidos almacenados en la memoria de copia instantánea
46, debido a que, en general, las señales GPS procedentes de
satélites diferentes presentan frecuencias Doppler diferentes y los
patrones PN difieren entre sí.
El procedimiento anterior se complica por el
hecho de que la frecuencia portadora puede ser desconocida en un
exceso de 5 kHz debido a incertidumbres sobre la señal debida al
efecto Doppler. Estas incertidumbres debidas al efecto Doppler son
eliminadas mediante la transmisión de esta información desde una
estación base 10 que supervisa simultáneamente todas las señales
GPS de los satélites visionados. De esta manera, se evita la
búsqueda Doppler en la unidad remota 20. Además, la incertidumbre
del oscilador local se reduce en gran medida (a quizás 50 Hz)
mediante la operación AFC realizada utilizando la señal de
comunicación que va de la base hasta la unidad remota, tal como se
representa en la figura 6.
La presencia de datos a 50 baudios superpuestos
sobre la señal GPS limita aún la suma coherente de las tramas PN a
un periodo superior a 20 milisegundos. Es decir, como máximo se
pueden sumar de forma coherente 20 tramas antes de que las
inversiones de signo de los datos impidan una ganancia de
procesamiento adicional. Se puede obtener ganancia de procesamiento
adicional mediante el filtrado adaptado y la suma de las magnitudes
(o cuadrados de las magnitudes) de las tramas, tal como se detalla
en los siguientes párrafos.
El diagrama de flujo de la figura 3 comienza en
la etapa 100 con una orden procedente de la estación base 10 para
iniciar la operación de procesamiento GPS (etiquetada como "Fix
Command", o "orden de determinación de la posición" en la
figura 3). Esta orden comprende el envío, a través un enlace de
comunicaciones 16, de los desplazamientos Doppler para cada
satélite visionado y de la identificación de esos satélites. En la
etapa 102, la unidad remota 20 calcula su deriva del oscilador
local enganchando en frecuencia con la señal transmitida desde la
estación base 10. Una alternativa, que no forma parte de la presente
invención, es utilizar un oscilador de cristal compensado en
temperatura de muy alta calidad en la unidad remota. Por ejemplo,
los TCXOs controlados digitalmente, así denominados DCXOs, pueden
alcanzar actualmente una precisión de 0,1 partes por millón
aproximadamente, o un error de 150 Hz aproximadamente para la señal
GPS L1.
En la etapa 104, el microprocesador 26 de la
unidad remota activa el suministro de potencia para la entrada del
receptor 42, para los Conversores Analógico a Digital 44 y para la
memoria de copia instantánea digital 46, y recoge una copia
instantánea de datos de duración K veces una trama PN del código
C/A, en la que K está comprendida típicamente entre 100 a 1.000
(correspondiendo a una duración de tiempo de 100 milisegundos a 1
segundo). Cuando ya ha sido recogida una cantidad de datos
suficiente, el microprocesador 26 desactiva el conversor de RF a IF
42 y los conversores A/D 44.
Se calcula la pseudodistancia de cada satélite
por turnos tal como sigue. En primer lugar, en la etapa 106, para
la señal de satélite GPS dada que se debe procesar, se recupera el
correspondiente código pseudoaleatorio (PN) desde la EPROM 34. Tal
como se discutirá enseguida, el formato preferido de almacenamiento
del código PN es realmente la transformada de Fourier de este
código PN, muestreada a una tasa de 2.048 muestras para los 1.023
bits del código PN.
Los datos en la memoria de copia instantánea 46
son procesados en bloques de N tramas PN consecutivas, es decir,
bloques de 2.048N muestras complejas (N es un entero comprendido
típicamente en el intervalo de 5 a 10). Se realizan operaciones
similares sobre cada bloque tal como se representa en el bucle
inferior (etapas 108 a 124) de la figura 3. Es decir, se realiza
este bucle un total de K/N veces para cada señal GPS que se debe
procesar.
En la etapa 108, las 2.048N palabras de datos
del bloque son multiplicadas por una exponencial compleja que
elimina los efectos del efecto Doppler sobre la portadora de señal,
así como los efectos de la deriva del oscilador local del receptor.
A modo de ejemplo, supóngase que la frecuencia Doppler transmitida
desde la estación base 10 más las desviaciones del oscilador local
corresponde a f_{e} Hz. A continuación, la premultiplicación de
los datos puede tomar la forma de la función e^{-j2\pi
f}_{e}^{nT}, n = [0, 1, 2,..., 2.048N -1] +
(B-1) x 2.048N, en la que T = 1/2,048 MHz es el
periodo de muestreo, y el número de bloques B está comprendido en
el intervalo de 1 a K/N.
A continuación, en la etapa 110, los grupos
adyacentes de N (típicamente 10) tramas de datos dentro del bloque
son sumadas de forma coherente entre sí. Es decir, se suman entre sí
las muestras 0, 2.048, 4.096,... 2.048(N-1)
-1 son sumadas entre sí, a continuación se suman entre sí las
muestras 1, 2.049, 4.097,... 2.048(N-1), etc.
En este punto, el bloque contiene únicamente 2.048 muestras
complejas. Un ejemplo de la forma de onda producida por una
operación de suma de este tipo se representa en la figura 4B para el
caso de 4 tramas PN. Se puede considerar esta operación de suma
como una operación de preprocesamiento que antecede a las
operaciones de convolución rápida.
A continuación, en las etapas 112 a 118, cada
una de las tramas promediadas experimenta una operación de filtrado
adaptado, cuyo fin es determinar la sincronización relativa entre el
código PN recibido contenido dentro del bloque de datos y una señal
de referencia PN generada localmente. De manera simultánea, los
efectos del efecto Doppler sobre los instantes de muestreo quedan
adicionalmente compensados. Estas operaciones se ven aceleradas en
gran medida, en una forma de realización, mediante la utilización de
unas operaciones de convolución rápida tales como unos algoritmos
de Transformada Rápida de Fourier utilizados de una manera tal que
se realiza una convolución circular, tal como se describirá a
continuación.
Con el fin de simplificar la discusión, la
compensación Doppler mencionada anteriormente será ignorada en un
principio.
La operación básica que se debe realizar es una
comparación de los datos del bloque que se está procesando (2.048
muestras complejas) con un bloque PN de referencia similar
almacenado localmente. La comparación se hace realmente mediante la
multiplicación (compleja) de cada elemento del bloque de datos por
el elemento de referencia correspondiente y sumando los resultados.
Esta comparación se denomina una "correlación". Sin embargo,
sólo se realiza una correlación individual para un instante de
inicio particular del bloque de datos, mientras que existen 2.048
posiciones posibles que pueden producir una coincidencia mayor. El
conjunto de todas las operaciones de correlación para todas las
posiciones de inicio posibles se denomina una operación "de
filtrado adaptado". En una forma de realización preferida se
requiere la operación de filtrado adaptado completa.
Los otros instantes del bloque PN se pueden
comprobar desplazando circularmente la referencia PN y realizando
la misma operación. Es decir, si el código PN se indica como
p(0) p(1)... p(2.047), entonces un
desplazamiento circular de una muestra es p(1)
p(2)... p(2.047) p(0). Esta secuencia
modificada permite realizar una comprobación para determinar si el
bloque de datos contiene una señal PN que comience con la muestra
p(1). De manera similar, el bloque de datos puede comenzar
con las muestras p(2), p(3), etc., y se puede
comprobar cada una mediante el desplazamiento circular de la
referencia PN y realizando las comprobaciones de nuevo. Se debería
poner claramente de manifiesto que un conjunto completo de
comprobaciones puede requerir 2.048 x 2.048 = 4.194.304
operaciones, requiriendo cada una de ellas una multiplicación
compleja y una suma.
Se puede utilizar un procedimiento
matemáticamente equivalente más eficiente, empleando la Transformada
Rápida de Fourier (FFT), que únicamente requiere 12 x 2.048
multiplicaciones complejas y el doble de sumas, aproximadamente. En
este procedimiento, se toma la FFT del bloque de datos, en la etapa
112, y para el bloque PN. La FFT del bloque de datos se multiplica
por la FFT conjugada compleja de la referencia, en la etapa 114, y a
los resultados se les aplica la transformada inversa de Fourier en
la etapa 118. Los datos resultantes obtenidos de ese modo presentan
una longitud de 2.048 y contienen el conjunto de correlaciones del
bloque de datos y el bloque PN para todas las posibles posiciones.
Cada operación FFT directa o inversa requiere P/2 log_{2} P
operaciones, expresión en la que P es la longitud de los datos que
se han transformado (suponiendo que se utiliza un algoritmo FFT de
radio 2). Para el caso de interés, B = 2.048, de manera que cada FFT
requiere 11 x 1.024 multiplicaciones complejas. Sin embargo, si la
FFT de la secuencia PN se almacena previamente en la EPROM 34, tal
como ocurre en una forma de realización preferida, entonces no se
necesita calcular su FFT durante el procedimiento de filtrado. De
esta manera, el número total de multiplicaciones complejas para la
FFT directa, FFT inversa y el producto de las FFTs es (2 x 11 + 2)
x 1.024 =
24.576, lo que representa un ahorro de un factor de 171 con respecto a la correlación directa. La figura 4C representa la forma de onda producida por esta operación de filtrado adaptado.
24.576, lo que representa un ahorro de un factor de 171 con respecto a la correlación directa. La figura 4C representa la forma de onda producida por esta operación de filtrado adaptado.
El procedimiento preferido utiliza una tasa de
muestreo tal que se toman 2.048 muestras de datos durante el
periodo PN de 1.023 chips. Esto permite la utilización de unos
algoritmos FFT de longitud 2.048. Se conoce que los algoritmos FFT
que son potencia de 2 ó 4, son normalmente mucho más eficientes que
aquellos de otras longitudes (y 2.048 = 2^{11}). Por lo tanto, la
tasa de muestreo escogida de esta manera mejora significativamente
la velocidad de procesamiento. Es preferible que el número de
muestras de la FFT sea igual al número de muestras de una trama PN,
de manera que se pueda obtener una convolución circular adecuada. Es
decir, esta condición permite la comparación del bloque de datos
frente a todas las versiones desplazadas circularmente del código
PN, tal como se ha discutido anteriormente. Se pueden utilizar un
conjunto de procedimientos alternativos conocidos en la técnica
como convolución de "ahorro de solapado" o "solapado
añadido" si se escoge una longitud de la FFT que produce un
número de muestras diferente de la longitud de una trama PN. Estas
soluciones requieren aproximadamente el doble de número de cálculos
que lo descrito para la forma de realización preferida.
Se pondrá claramente de manifiesto para un
experto en la materia la forma en que se puede modificar el
procedimiento anterior, mediante la utilización de una variedad de
algoritmos FFT de diferentes longitudes conjuntamente con una
variedad de tasas de muestreo, para proporcionar operaciones de
convolución rápida. Además, existe un conjunto de algoritmos de
convolución rápida que presentan además la propiedad de que el
número de cálculos requeridos es proporcional a B log_{2}B, en
lugar de B^{2} tal como se requiere en una correlación directa.
Muchos de estos algoritmos son enumerados en referencias estándar,
por ejemplo, H.J. Nussbaumer, "Fast Fourier Transform and
Convolution Algorithms" ("Transformada Rápida de Fourier y
Algoritmos de Convolución"), New York,
Springer-Verlag, C1982. Ejemplos importantes de
tales algoritmos son el Algoritmo Agarwal-Cooley, el
algoritmo de anidado dividido, el algoritmo de anidado polinómico
recursivo, y el algoritmo de Winograd-Fourier, los
tres primeros de los cuales se utilizan para realizar convoluciones
y el último para realizar una transformada de Fourier. Se pueden
utilizar estos algoritmos en substitución del procedimiento
preferido presentado anteriormente.
A continuación, se explica el procedimiento de
la compensación de tiempo Doppler utilizado en la etapa 116. En la
forma de realización preferida, la tasa de muestreo utilizada puede
no corresponder exactamente a 2.048 muestras para cada trama PN
debido a los efectos Doppler sobre la señal GPS recibida así como
debido a inestabilidades del oscilador local. Por ejemplo, se
conoce que el desplazamiento Doppler puede contribuir a un error de
retardo de \pm2.700 nseg/seg. Con el fin de compensar este
efecto, los bloques de datos procesados en la descripción anterior
necesitan ser desplazados en el tiempo para compensar este error. A
modo de ejemplo, si la longitud del bloque procesado corresponde a
5 tramas PN (5 milisegundos), entonces el desplazamiento en el
tiempo desde un bloque al otro puede ser como mucho de \pm13,5
nseg. Desplazamientos en el tiempo inferiores producen
inestabilidad del oscilador local. Estos desplazamientos pueden ser
compensados mediante el desplazamiento en el tiempo de los bloques
de datos sucesivos en múltiplos del desplazamiento en el tiempo
requerido para un bloque único. Es decir, si el desplazamiento
Doppler en el tiempo por bloque es d, entonces los bloques son
desplazados en el tiempo según nd, n = 0, 1, 2,...
En general estos desplazamientos en el tiempo
son fracciones de una muestra. Realizar estas operaciones
directamente utilizando procedimientos de procesamiento digital de
señal implica la utilización de unos procedimientos de
interpolación no integral de señal y provocan una carga de cálculo
elevada. Una solución alternativa es incorporar el procesamiento
dentro de las funciones de transformada rápida de Fourier. Se conoce
bien que un desplazamiento en el tiempo de d segundos es
equivalente a multiplicar la transformada de Fourier de una función
por e^{-j2\pi fd}, expresión en la que f es la variable de
frecuencia. De esta manera, se puede obtener el desplazamiento en
el tiempo multiplicando la FFT del bloque de datos por e^{-j2\pi
nd/T}_{f} para n = 0, 1, 2,..., 1.023 y por e^{-j2\pi
(n-2.048)d/T}_{f} para n = 1.024,
1.025,..., 2.047, expresión en la que T_{f} es la duración de la
trama PN (1 milisegundo). Esta compensación añade únicamente un 8%
aproximadamente al tiempo de procesamiento asociado al procesamiento
FFT. La compensación se divide en dos mitades para garantizar la
continuidad de la compensación de fase sobre 0 Hz.
Después de que termine la operación de filtrado
adaptado, en la etapa 120 se calculan las magnitudes, o los
cuadrados de las magnitudes, de los números complejos del bloque.
Cualquiera de las dos opciones funcionará igual de bien. Esta
operación elimina los efectos de las inversiones de fase de 50 Hz de
los datos (tal como se representa en la figura 4D) y los errores de
la portadora a baja frecuencia que queden. A continuación, se suma
el bloque de 2.048 muestras a la suma de los bloques previos
procesados en la etapa 122. Se puede considerar la etapa 122 como
una operación de postprocesamiento que sigue a la operación de
convolución rápida proporcionada por las etapas 112 a 118. Esto
sigue hasta que se procesan todos los K/N bloques, tal como se
representa con el bloque de decisión en la etapa 124, momento en el
que queda un bloque de 2.048 muestras a partir del cual se calcula
una pseudodistancia. La figura 4E representa la forma de onda
resultante después de la operación de suma.
La determinación de la pseudodistancia se
produce en la etapa 126. Se busca un pico por encima de un nivel de
ruido calculado localmente. Si se encuentra un pico de este tipo, su
instante de aparición con respecto al inicio del bloque representa
la pseudodistancia asociada con el código PN particular del satélite
GPS asociado.
Se utiliza una rutina de interpolación en la
etapa 126 para determinar el emplazamiento del pico con una
precisión mucho mayor que la asociada con la tasa de muestreo
(2,048 MHz). La rutina de interpolación depende del filtrado de la
banda de paso anterior utilizado en la parte de RF/IF del receptor
remoto 20. Un filtro de buena calidad producirá un pico que
presenta una forma casi triangular con el ancho de la base igual a 4
muestras. Bajo esta condición, después de la substracción de una
amplitud promedio (para eliminar la línea de base de CC), se puede
utilizar la mayor de las dos amplitudes para determinar el
emplazamiento del pico con mayor precisión. Suponiendo que estas
amplitudes se indican con A_{p} y A_{p+1}, donde A_{p} \geq
A_{p+1}, sin perder generalidad, y p es el índice de la amplitud
del pico. A continuación, se puede obtener el emplazamiento del
pico asociado al A_{p} correspondiente, mediante la fórmula: el
emplazamiento del pico = p+A_{p}/(A_{p}+A_{p+1}). Por
ejemplo, si A_{p} = A_{p+1}, entonces se determina que el
emplazamiento del pico vale p + 0,5, es decir, que está a medio
camino entre los índices de las dos muestras. En algunas
situaciones, el filtrado de la banda de paso puede redondear el
pico y puede ser más adecuada una interpolación polinómica de tres
puntos.
En el procesamiento anterior, se puede calcular
una señal de ruido local de referencia, utilizada en una operación
de comparación con umbrales, promediando todos los datos del bloque
promediado final, después de eliminar los varios de dichos picos
que son mayores.
Una vez que se ha determinado la
pseudodistancia, el procesamiento continúa en la etapa 128 de una
forma similar para el siguiente satélite visionado, a no ser que
todos los satélites hayan sido procesados. Después de completar el
procesamiento de todos los satélites, el procedimiento continua en
la etapa 130 en la que se transmite los datos de la pseudodistancia
hacia la estación base 10 a través de un enlace de comunicaciones
16, donde se realiza el cálculo final de la posición (suponiendo
que se utiliza el Procedimiento 3). Finalmente, en la etapa 132, la
mayoría de los circuitos de la unidad remota 20 son dispuestos en un
estado de potencia baja, esperando una nueva orden para realizar
otra operación de determinación de la posición.
A continuación, se proporciona un resumen del
procesamiento de la señal descrito anteriormente y representado en
la figura 3. Se reciben las señales GPS procedentes de uno o más
satélites GPS visionados en la unidad remota GPS utilizando una
antena dispuesta en la unidad remota GPS. Estas señales son
digitalizadas y almacenadas en una memoria de almacenamiento
temporal en la unidad remota GPS. Después de almacenar estas
señales, un procesador realiza las operaciones de preprocesamiento,
procesamiento de convolución rápida y de postprocesamiento. Estas
operaciones de procesamiento comprenden:
- a)
- descomponer los datos almacenados en una serie de bloques contiguos cuyas duraciones son iguales a un múltiplo del periodo de trama de los códigos pseudoaleatorios (PN) contenidos dentro de las señales GPS;
- b)
- realizar, para cada bloque, una etapa de preprocesamiento que crea un bloque comprimido de datos con longitud igual a la duración de un código pseudoaleatorio mediante la suma coherente de subbloques sucesivos de datos, presentando los subbloques una duración igual a una trama PN; esta etapa sumatoria significará que se sumarán entre sí el número de muestras correspondiente de cada uno de los subbloques;
- c)
- realizar, para cada bloque comprimido, una operación de filtrado adaptado, que utiliza unas técnicas de convolución rápida, para determinar la sincronización relativa entre el código PN recibido contenido dentro del bloque de datos y una señal de referencia PN generada localmente (por ejemplo, la secuencia pseudoaleatoria del satélite GPS que se está procesando);
- d)
- determinar una pseudodistancia realizando una operación cuadrática sobre los productos creados a partir de dicha operación de filtrado adaptado y postprocesar esto combinando los datos cuadráticos de todos los bloques en un único bloque de datos mediante la suma conjunta de los bloques de datos cuadráticos para producir un pico; y,
- e)
- determinar con precisión elevada el emplazamiento del pico de dicho bloque único de datos utilizando procedimientos de interpolación digital, donde la posición es la distancia desde el inicio del bloque de datos hasta dicho pico, y la posición representa una pseudodistancia al satélite GPS que corresponde con la secuencia pseudoaleatoria (PN) que se está procesando.
Típicamente, la técnica de convolución rápida
utilizada en el procesamiento de las señales GPS almacenadas es una
Transformada Rápida de Fourier (FFT) y se produce el resultado de la
convolución calculando el producto de la transformada directa del
bloque comprimido y una representación prealmacenada de la
transformada directa de la secuencia pseudoaleatoria para producir
un primer resultado y a continuación realizar una transformada
inversa del primer resultado para recuperar el resultado. Asimismo,
los retardos de tiempo inducidos por los efectos del efecto Doppler
y los errores de tiempo inducidos por el oscilador local son
compensados en cada uno de los bloques de datos comprimidos
mediante la inserción, entre las operaciones de transformada rápida
de Fourier directa e inversa, de la multiplicación de la FFT directa
de los bloques comprimidos por una exponencial compleja cuya
relación fase respecto a número de muestra es ajustada para
corresponder con la compensación de retardo requerida para el
bloque.
En la forma de realización anterior, el
procesamiento de las señales GPS procedente de cada satélite se
produce de forma secuencial a lo largo del tiempo, en lugar de en
paralelo. En una forma de realización alternativa, las señales GPS
procedentes de todos los satélites visionados se pueden procesar
conjuntamente de modo paralelo en el tiempo.
En este caso, se supone que la estación base 10
presenta una visión común de todos los satélites de interés y que
está suficientemente dentro de la cobertura de alcance de la unidad
remota 20 para evitar ambigüedades asociadas con el periodo de
repetición del código C/A PN. Una cobertura de 90 millas cumplirá
este criterio. Además, se supone que la estación base 10 presenta
un receptor GPS y un excelente emplazamiento geográfico de tal
manera que todos los satélites visionados tienen un seguimiento
continuo para una mayor precisión.
A la vez que las formas de realización descritas
de la estación base 10 muestran la utilización de un componente de
procesamiento de datos, tal como un ordenador en la estación base,
para calcular la información de posición tal como una latitud y una
longitud de la unidad GPS móvil, se apreciará que cada estación base
10 puede simplemente retransmitir la información recibida, tal como
unas pseudodistancias procedentes de una unidad GPS móvil, a un
emplazamiento central o varios emplazamientos centrales que
realmente realizan el cálculo de la latitud y la longitud. De esta
manera, se puede reducir el coste y la complejidad de estas
estaciones base repetidoras mediante la eliminación de una unidad
de procesamiento de datos y de sus componentes asociados de cada
estación base repetidora. Una estación central puede incluir
receptores (por ejemplo, receptores de telecomunicación) y una
unidad de procesamiento de datos y unos componentes asociados.
Además, en ciertas formas de realización, la estación base puede
ser virtual en cuanto puede ser un satélite que transmite una
información Doppler a unas unidades remotas, emulando así a una
estación base en una célula de transmisión.
Las figuras 5A y 5B representan dos formas de
realización de una estación base. En la estación base representada
en la figura 5A, un receptor GPS 501 recibe unas señales GPS a
través de una antena GPS 501a. El receptor GPS 501, que puede ser
un receptor GPS convencional, proporciona una señal referencia
sincronizada que está típicamente sincronizada respecto a las
señales GPS, y además proporciona una información Doppler asociada
a los satélites visionados. El receptor GPS 501 está acoplado a un
oscilador local controlado 505 que recibe la señal de referencia de
tiempo 510 y por si mismo se engancha en fase a esta referencia.
Este oscilador local controlado 505 presenta una salida que es
suministrada a un modulador 506. El modulador 506 recibe además
unas señales de datos de información Doppler para cada satélite
visionado de la unidad GPS móvil y/u otras señales de datos de
información del satélite 511. El modulador 506 modula los datos de
información Doppler y/o otros datos de información del satélite,
sobre la señal de oscilador local recibida desde el oscilador local
controlado 505 para proporcionar una señal modulada 513 al
transmisor 503. El transmisor 503 está acoplado a la unidad de
procesamiento de datos 502 a través de la interconexión 514 de tal
manera que la unidad de procesamiento de datos puede controlar el
funcionamiento del transmisor 503 para producir la transmisión de
los datos de información del satélite, tales como la información
Doppler, a la unidad GPS móvil a través de la antena 503a del
transmisor. De esta manera, una unidad GPS móvil puede recibir la
información Doppler, la fuente de la cual es el receptor GPS 501 y
puede recibir además una señal portadora del oscilador local de
alta precisión que se puede utilizar para calibrar el oscilador
local de la unidad GPS móvil tal como se representa en la figura
6.
La estación base tal como se representa en la
figura 5A incluye asimismo un receptor 504 que está acoplado para
recibir unas señales de comunicación desde la unidad remota o unidad
GPS móvil a través de una antena de comunicación 504a. Se apreciará
que la antena 504a puede ser la misma antena que la antena 503a del
transmisor de manera tal que una única antena sirve tanto para el
transmisor como para el receptor del modo convencional. El receptor
504 está acoplado a la unidad de procesamiento de datos 502 que
puede ser un sistema de ordenador convencional. La unidad de
procesamiento 502 puede incluir además una interconexión 512 para
recibir los datos de información Doppler y/o otros datos de
información del satélite procedentes del receptor GPS 511. Se puede
utilizar esta información para el procesamiento de la información de
pseudodistancia u otras informaciones recibidas desde la unidad
móvil a través del receptor 504. La unidad de procesamiento de datos
502 está conectada a un dispositivo de visualización 508 que puede
ser un tubo de rayos catódicos (CRT) convencional. La unidad de
procesamiento de datos 502 está conectada además a un dispositivo de
almacenamiento masivo 507 que incluye un software GIS (Geographical
Information System, Sistema de Información Geográfica, por ejemplo,
Atlas GIS de Strategic Mapping, Inc. de Santa Clara, California)
que se utiliza para visualizar mapas sobre el visualizador 508.
Utilizando los mapas visualizables, se puede indicar en el
visualizador la posición de la unidad GPS móvil en relación a un
mapa visualizado.
Una estación base alternativa representada en la
figura 5B comprende muchos de los mismos componentes representados
en la figura 5A. Sin embargo, en lugar de obtener los datos de
información Doppler y/o otros datos de información del satélite
desde un receptor GPS, la estación base de la figura 5B comprende
una fuente de datos de información Doppler y/o otros datos de
información del satélite 552 la cual se obtiene de un enlace de
telecomunicación o de un enlace de radio de forma convencional.
Estos datos de información Doppler y/o del
satélite son conducidos a través de una interconexión 553 hacia el
modulador 506. La otra entrada al modulador 506 representada en la
figura 5B es la señal de salida de un oscilador local de referencia
de calidad tal como un oscilador local estándar de cesio. Este
oscilador local de referencia 551 proporciona una frecuencia
portadora de precisión sobre la que se modulan los datos de
información Doppler y/o otros datos de información del satélite que
a continuación se transmiten a través del transmisor 503 hacia la
unidad GPS móvil.
La figura 6 representa una forma de realización
de una unidad GPS móvil de la presente invención que utiliza la
señal de frecuencia portadora de precisión recibida a través de la
antena de canal de comunicación 601 que es similar a la antena 24
representada en la figura 1A. La antena 601 está conectada al módem
602, que es similar al módem 22 de la figura 1A, y este módem 602
está acoplado a un circuito de control automático de frecuencia 603
que se engancha a la señal de frecuencia portadora de precisión
enviada por la estación base. El circuito de control automático de
frecuencia 603 proporciona una salida 604, que está típicamente
enganchada en frecuencia a la frecuencia portadora de precisión. El
comparador 605 compara esta señal 604 con la salida del oscilador
local GPS 606, a través de la interconexión 608. El resultado de la
comparación realizada por el comparador 605 es una señal de
corrección de error 610 que es suministrada al sintetizador de
frecuencia 609. De esta manera, el sintetizador de frecuencia 609
proporciona al desmodulador GPS 614 una señal de oscilador local
calibrada de mayor calidad a través de la interconexión 612. Se
apreciará que la señal suministrada a través de la interconexión
612 es similar a la señal de oscilador local suministrada por la
interconexión 39 de la figura 1A al conversor 42; además, el
conversor 42 es similar al desmodulador GPS 614 que está acoplado a
la antena GPS 613 para recibir señales GPS.
La figura 7 representa una secuencia particular
de gestión de potencia. Se apreciará que existen abundantes maneras
conocidas en la técnica para reducir la potencia. Éstas comprenden
la ralentización del reloj proporcionado a un componente síncrono
temporizado, así como la desactivación completa del suministro de
potencia a un componente particular o la desactivación de ciertos
circuitos pero no de otros de un componente. Se apreciará, por
ejemplo, que los bucles de enganche de fase y los circuitos
osciladores requieren unos tiempos de inicio y estabilización y,
por lo tanto, un diseñador puede decidir no desactivar completamente
(o del todo) estos componentes. El ejemplo representado en la
figura 7 comienza en la etapa 701 en la cual se ponen en marcha los
diferentes componentes del sistema y se disponen en un estado de
potencia reducida. Ya sea de forma periódica o bien después de un
periodo de tiempo predeterminado, se dispone de nuevo al receptor de
comunicaciones del módem 22 a potencia total para determinar si se
están enviando órdenes desde la estación base 10. Esto se produce
en la etapa 703. Si en la etapa 705 se recibe una petición de
información de posición desde una unidad base, el módem 22 avisa al
circuito de gestión de potencia en la etapa 707. En ese instante
concreto se puede desactivar el receptor de comunicaciones del
módem 22 durante un periodo de tiempo predeterminado, o bien
desactivarlo para activarlo de nuevo de forma periódica en un
instante posterior; esto está representado como la etapa 709. Se
apreciará que se puede mantener el receptor de comunicaciones en un
estado de potencia total en lugar de desactivarlo en este instante
de tiempo. A continuación, en la etapa 711, el circuito de gestión
de potencia dispone de nuevo a la parte de receptor GPS de la
unidad móvil a potencia total mediante la activación del conversor
42 y de los conversores analógico a digital 44; si además el
oscilador de frecuencia 38 está desactivado, en este instante se
activa este componente y se le dispone de nuevo a potencia total y
se le permite algo de tiempo para que se estabilice. A
continuación, en la etapa 713, el receptor GPS, que comprende los
componentes 38, 42 y 44, recibe la señal GPS. Esta señal GPS es
almacenada provisionalmente en la memoria 46 que adicionalmente fue
dispuesta de nuevo a potencia total en el momento en el que el
receptor GPS fue dispuesto de nuevo a potencia total en la etapa
711. Tras completar la recolección de la información de copia
instantánea, a continuación el receptor GPS se dispone de nuevo a
un estado de potencia reducida en la etapa 717; esto comprende
típicamente la reducción del suministro de potencia para el
conversor 42 y 44 mientras se mantiene la memoria 46 a potencia
total. A continuación, en la etapa 719, se dispone de nuevo al
sistema de procesamiento a potencia total; en una forma de
realización, esto implica el suministro de potencia total al chip
DSP 32; se apreciará sin embargo que si el chip DSP 32 está
ofreciendo además funciones de gestión de potencia como en el caso
de la forma de realización representada en la figura 1C, entonces
típicamente se dispone de nuevo al chip DSP 32a a potencia total en
la etapa 707. En la forma de realización representada en la figura
1A, en la que el microprocesador 26 realiza una función de gestión
de potencia, se puede disponer de nuevo al sistema de procesamiento,
tal como un chip DSP 32, a potencia total en la etapa 719. En la
etapa 721, se procesa la señal GPS tal como se representa en la
figura 3. A continuación, después de que se complete el
procesamiento de la señal GPS, se dispone al sistema de
procesamiento en un estado de potencia reducida tal como se
representa en la etapa 23 (a no ser que el sistema de procesamiento
controle además la gestión de potencia tal como se ha apuntado
anteriormente). A continuación, en la etapa 725, se dispone de
nuevo al transmisor de comunicaciones del módem 22 a potencia total
para transmitir en la etapa 727 la señal GPS procesada de regreso
hacia la estación base 10. Después de que se complete la
transmisión de la señal GPS procesada, tal como una información de
pseudodistancia o una información de latitud y longitud, se dispone
de nuevo al transmisor de comunicaciones a un estado de potencia
reducida en la etapa 729 y el sistema de gestión de potencia espera
durante un retardo de un periodo de tiempo tal como un periodo de
tiempo predeterminado en la etapa 731. Después de este retardo, se
dispone de nuevo al receptor de comunicaciones del módem 22 a
potencia total para determinar si se ha enviado una petición desde
una estación base.
Aunque se han descrito los procedimientos y los
aparatos de la presente invención en relación a unos satélites GPS,
se apreciará que las enseñanzas son del mismo modo aplicables a los
sistemas de posicionamiento que utilizan pseudosatélites o una
combinación de satélites y pseudosatélites. Los pseudosatélites son
transmisores terrestres que emiten un código PN (similar a una
señal GPS) modulado sobre una señal portadora en banda L,
sincronizada generalmente con un tiempo GPS. Se puede asignar un
código PN unívoco a cada transmisor para permitir su identificación
por parte de un receptor remoto. Los pseudosatélites son útiles en
situaciones en las que las señales GPS procedentes de un satélite
en órbita pueden no estar disponibles, tales como túneles, minas,
edificios u otras zonas cerradas. El término "satélite", tal
como se ha utilizado en este caso, está previsto para comprender el
término pseudosatélite o equivalentes de los pseudosatélites, y el
término señales GPS, tal como se ha utilizado en este caso, está
previsto para comprender las señales de tipo GPS procedentes de
pseudosatélites o equivalentes de pseudosatélites.
En la discusión anterior, se ha descrito la
invención en relación a su aplicación en el Sistema de
Posicionamiento Global Vía Satélite (GPS) de EE.UU. Debería ponerse
claramente de manifiesto, sin embargo, que estos procedimientos son
del mismo modo aplicables a sistemas de posicionamiento vía satélite
similares, y, en particular, al sistema ruso Glonass. El sistema
Glonass difiere básicamente del sistema GPS en que las emisiones
desde satélites diferentes se diferencian entre sí mediante la
utilización de frecuencias portadoras ligeramente diferentes, en
lugar de utilizar códigos pseudoaleatorios diferentes. En esta
situación, se pueden aplicar substancialmente todos los circuitos y
algoritmos descritos anteriormente con la excepción de que cuando se
procesa una nueva emisión de un satélite se utiliza un
multiplicador exponencial diferente para el preprocesamiento de los
datos. Se puede combinar esta operación con la operación de
corrección Doppler del recuadro 108 de la figura 3, sin requerir
ninguna operación de procesamiento adicional. En esta situación,
únicamente se requiere un código PN, eliminando de esta manera el
bloque 106. El término "GPS" utilizado en este caso comprende
dichos sistemas de posicionamiento vía satélite alternativos,
incluyendo el sistema ruso Glonass.
Aunque las figuras 1A, 1B y 1C representan una
pluralidad de bloques lógicos que procesan unas señales digitales
(por ejemplo 46, 32, 34, 26, 30, 28 en la figura 1A), se debería
poner claramente de manifiesto que varios o todos estos bloques se
pueden integrar conjuntamente en un único circuito integrado, sin
dejar de mantener la naturaleza programable de la parte de DSP de
un circuito de este tipo. Una forma de realización de este tipo
puede ser muy importante para aplicaciones de baja potencia y
sensibles al coste.
Adicionalmente, se debería poner claramente de
manifiesto que una o varias de las operaciones de la figura 3 se
pueden realizar mediante lógica cableada para aumentar la velocidad
global de procesamiento, sin dejar de conservar la naturaleza
programable del procesador DSP. Por ejemplo, la capacidad de
corrección Doppler del bloque 108 puede ser realizada por un
hardware dedicado que puede estar dispuesto entre la memoria de
copia instantánea digital 46 y el IC DSP 32. Todas las otras
funciones de software de la figura 3 se pueden realizar en dichos
casos mediante el procesador DSP. Además, se pueden utilizar varios
DSPs conjuntamente en una unidad remota para suministrar una
potencia de procesamiento mayor. Adicionalmente se apreciará que es
posible recoger (muestrear) múltiples conjuntos de tramas de señales
de datos GPS y procesar cada conjunto tal como se representa en la
figura 3 mientras se recuenta el tiempo entre la recolección de cada
conjunto de tramas.
Se ha construido un sistema de demostración que
ha verificado el funcionamiento de los procedimientos y los
algoritmos descritos en este caso así como ha puesto de manifiesto
la sensibilidad mejorada que se hace posible mediante la
utilización de estos procedimientos y algoritmos. El sistema de
demostración consistía en una antena GPS y un desmodulador RF de
GEC Plessey Semiconductors seguidos de un circuito de almacenamiento
temporal digitalizador de Gage Applied Sciences, Inc. La antena y
el desmodulador realizan las funciones 38, 40, 42 y 44 de la figura
1A y la memoria de almacenamiento temporal digitalizadora realiza
las funciones 44, 46 y 48 de la figura 1A. El procesamiento de la
señal se realizó sobre un ordenador compatible IBM PC utilizando un
microprocesador Pentium, siendo ejecutado sobre el sistema operativo
Windows 95. Esto emuló las funciones del chip DSP 32 y de los
periféricos de memoria 34. La información Doppler de los satélites
visionados fue suministrada al software de procesamiento de la
señal como entradas a las rutinas de procesamiento de la señal para
emular las funciones del módem y el microprocesador 22, 24, 25,
26.
Los algoritmos para este sistema de demostración
se desarrollaron utilizando el lenguaje de programación MATLAB. Se
realizaron un gran número de pruebas sobre unas señales GPS útiles
obtenidas en diferentes situaciones de obstaculización. Estas
pruebas han verificado que la eficacia de la sensibilidad del
sistema de demostración es substancialmente superior a la de varios
receptores GPS comerciales que se probaron en ese mismo momento. El
apéndice A proporciona una lista detallada del código máquina MATLAB
que se utilizó en estas pruebas y es un ejemplo de las operaciones
de convolución rápida de la presente invención (por ejemplo, la
figura 3).
En la memoria anterior, se ha descrito la
invención en relación a unas formas de realización específicas de
la misma indicadas a título de ejemplo. Sin embargo, se pondrá
claramente de manifiesto que se pueden realizar diferentes
modificaciones a la misma sin apartarse, por ello, del alcance de la
invención tal como se ha expuesto en las reivindicaciones adjuntas.
La memoria y los dibujos, según lo expuesto anteriormente, deben ser
considerados a título ilustrativo y no limitativo.
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(Esquema pasa a página
siguiente)
Claims (15)
1. Procedimiento para la calibración de un
oscilador local (606) en un receptor GPS móvil, comprendiendo dicho
procedimiento:
- \quad
- recibir una señal modulada sobre una frecuencia portadora de precisión desde una fuente que proporciona dicha señal modulada, siendo dicha fuente una estación base o un satélite que emula a una estación base;
- \quad
- enganchar automáticamente a dicha señal modulada y proporcionar una señal de referencia (604) enganchada en frecuencia a la frecuencia portadora de precisión;
- \quad
- calcular la deriva del oscilador local mediante la comparación de la señal de referencia con una señal generada por dicho oscilador local y generar una señal de corrección de error; y,
- \quad
- calibrar la señal generada por dicho oscilador local con dicha señal de corrección de error, utilizando dicha señal calibrada para adquirir unas señales GPS.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha señal modulada es una señal de datos que contiene
información de datos del satélite comunicada a través de un enlace
de comunicaciones, comprendiendo dichos datos de información del
satélite una información Doppler de un satélite visionado de dicho
receptor GPS móvil.
3. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha señal modulada es una señal de datos que contiene
información de datos del satélite comunicada a través de un enlace
de comunicaciones, comprendiendo dichos datos de información del
satélite unos datos representativos de las efemérides de un
satélite.
4. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha señal modulada es una señal de datos que contiene
información de datos del satélite comunicada a través de un enlace
de comunicaciones, estando seleccionado dicho enlace de
comunicaciones de entre el grupo constituido por un enlace de
radiobúsqueda de 2 canales o un enlace de teléfono celular o un
sistema de comunicaciones personal o radio móvil especializada o un
sistema inalámbrico de comunicación de datos por paquetes.
5. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha señal modulada es una señal de datos que contiene
información de datos del satélite comunicada a través de un enlace
de comunicaciones, siendo dicho enlace de comunicaciones un medio
de comunicación de radiofrecuencia.
6. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la unidad móvil comprende una lógica de control automático
de frecuencia que comprende uno de entre un bucle de enganche de
fase, o un bucle de enganche de frecuencia, o un estimador de fase
de bloque.
7. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha etapa de calibración de la señal generada por dicho
oscilador local comprende proporcionar dicha señal generada por
dicho oscilador local y dicha señal de corrección de error a un
sintetizador de frecuencia.
8. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha etapa de utilización de dicha señal calibrada
comprende desmodular unas señales GPS recibidas a través de una
antena GPS.
9. Receptor GPS móvil que comprende:
- \quad
- una primera antena (613) para recibir unas señales GPS;
- \quad
- un desmodulador (614) acoplado a dicha primera antena, proporcionando dicha primera antena dichas señales GPS a dicho desmodulador;
- \quad
- un oscilador local (606) acoplado a dicho desmodulador, generando dicho oscilador local una primera señal de referencia para dicho desmodulador para convertir dichas señales GPS de una primera frecuencia a una segunda frecuencia;
- \quad
- una segunda antena (601) para recibir una señal modulada sobre una frecuencia portadora de precisión desde una fuente que proporciona dicha señal modulada, siendo dicha fuente una estación base o un satélite que emula a una estación base;
- \quad
- un circuito de control automático de frecuencia (AFC) (603) acoplado a dicha segunda antena, proporcionando dicho circuito AFC una segunda señal de referencia (604) que está enganchada en frecuencia a dicha frecuencia portadora de precisión; y,
- \quad
- un comparador (605) para calcular la deriva de dicho oscilador local mediante la comparación de la primera señal de referencia con la segunda señal de referencia y mediante la generación de una señal de corrección de error (610) para calibrar la primera señal de referencia generada por dicho oscilador local.
10. Receptor GPS móvil según la reivindicación
9, en el que dicho circuito AFC comprende un bucle de enganche de
fase acoplado a un receptor que está acoplado a dicha segunda
antena.
11. Receptor GPS móvil según la reivindicación
9, que comprende asimismo un receptor acoplado a dicha segunda
antena, dicho receptor para recibir dicha señal modulada sobre una
frecuencia portadora de precisión procedente de dicha segunda
antena, en el que dicho receptor recibe dicha señal modulada con una
señal de datos que contiene unos datos de información del satélite
comunicados a través de dicha segunda antena.
12. Receptor GPS móvil según la reivindicación
11, en el que dicha información de datos del satélite comprende una
información Doppler de un satélite visionado de dicho receptor GPS
móvil.
13. Receptor GPS móvil según la reivindicación
12, en el que dicha información de datos del satélite comprende una
identificación de una pluralidad de satélites visionados de dicho
receptor GPS móvil y una pluralidad correspondiente de
informaciones Doppler de cada satélite de dicha serie de satélites
visionados de dicho receptor GPS móvil.
14. Receptor GPS móvil según la reivindicación
11, en el que dicha información de datos del satélite comprende
unos datos representativos de las efemérides de un satélite.
15. Receptor GPS móvil según la reivindicación
9, que comprende asimismo un sintetizador de frecuencia (608)
acoplado a dicho circuito AFC y a dicho desmodulador, recibiendo
dicho desmodulador dicha primera señal de referencia calibrada a
través de dicho sintetizador de frecuencia.
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