ES2289555T3 - Señales de modulacion para sistema de navegacion via satelite. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para la generación de una señal de navegación que presenta una señal portadora, comprendiendo el procedimiento el paso de multiplicar la señal portadora por al menos una señal de modulación subportadora; comprendiendo la al menos una señal de modulación subportadora un número, m, de niveles de amplitud discretos obtenidos de una constelación de fases de orden m o asociados con ésta, donde m>2.
Description
Señales de modulación para sistema de navegación
vía satélite.
La invención se refiere a procedimientos,
sistemas y señales de modulación tales como, por ejemplo, señales,
sistemas y procedimientos de navegación y posicionamiento.
Los sistemas de posicionamiento vía satélite
(SPS, Satellite Positioning Systems) se basan en la medición pasiva
de señales de medición de distancia emitidas por un número de
satélites, o equivalentes terrestres o aéreos, en una constelación
específica o grupo de constelaciones. Se utiliza un reloj de a bordo
para generar una serie regular y normalmente continua de eventos,
conocidos a menudo como "épocas", cuyo tiempo de existencia
está codificado en un código aleatorio o
pseudos-aleatorio (conocido como "spreading
code", código de dispersión). Como consecuencia de las
características aleatorias o pseudo-aleatorias de la
secuencia de codificación de época temporal, el espectro de la
señal de salida se difunde por una franja de frecuencias determinada
por un número de factores que incluyen en la velocidad de cambio de
los elementos de código de dispersión y la forma de onda utilizada
por la señal de dispersión. Normalmente, la forma de onda de
dispersión es rectangular y tiene un espectro de potencia que sigue
una función de seno.
Las señales de medición de distancias se modulan
en una señal portadora para la transmisión a receptores pasivos. Se
conocen aplicaciones que cubren el uso terrestre, aéreo, acuático y
espacial. Normalmente, se utiliza modulación por desplazamiento de
fase bivalente para modular la señal portadora que, en sí misma,
tiene una magnitud constante. Normalmente se modulan al menos dos
señales en la misma portadora en cuadratura de fase. La señal
portadora resultante conserva su envolvente constante, pero tiene
cuatro estados de fase dependiendo de las dos señales de entrada
independientes. Sin embargo, se apreciará que dos señales de
modulación no necesitan tener la misma magnitud de portadora. Es
posible que se mantenga una magnitud de portadora constante de la
señal combinada mediante la selección adecuada de fases
correspondientes distintas de \pi/2 radianes.
Un ejemplo de un sistema de posicionamiento vía
satélite de este tipo es el Global Positioning System (GPS, sistema
de posicionamiento global). Normalmente, el sistema GPS funciona
empleando un número de frecuencias tales como, por ejemplo, L1, L2
y L5, que se centran en 1575,42 MHz, 1227,6 MHz y 1176,45 MHz,
respectivamente. Cada una de estas señales se modula mediante
señales de dispersión correspondientes. Como apreciarán los expertos
en la técnica, una señal de código de adquisición aproximada (CA,
Coarse Acquisition) emitida por el sistema de navegación vía
satélite GPS se emite en la frecuencia L1 de 1575,42 MHz con una
velocidad de código de dispersión (chip rate, tasa de chips) de
1023 MHz. La CA tiene una forma de onda de dispersión rectangular y
se clasifica como MDFB-R1. La estructura de la señal
GPS es tal que la señal emitida por los satélites en la frecuencia
L1 tiene un segundo componente en cuadratura de fase que se conoce
como el código de precisión (código P(Y)) y sólo está
disponible para usuarios autorizados. La señal P(Y) se modula
mediante MDFB con un código de dispersión a 10,23 MHz con una
magnitud que es 3 dB inferior en potencia de señal que la
transmisión de código CA. En consecuencia, el componente Q tiene
una magnitud que es 0,7071 (-3 dB) la magnitud del componente I.
Los expertos en la técnica apreciarán que los ángulos de fase de
estos estados de estas señales están a t 35,265º en relación con el
eje \pmI (fase de la señal de código CA según se especifica en ICD
PGS 200C). Un experto en la técnica también apreciará que el código
P es una función del código Y o está cifrado por éste. El código Y
se utiliza para cifrar el código P. Un experto en la técnica
apreciará que la señal L1, que contiene componentes I y Q, y la
señal L2 pueden representarse, para un determinado satélite, i,
como
S_{L1i}(t) =
A_{p}p_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{1}t) +
A_{C}c_{i}(t)d_{i}(t)sen(\omega_{1}t),
y
S_{L2i}(t) =
B_{p}p_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{2}t)
donde
A_{p} y A_{c} son las amplitudes de los
códigos P y CA, normalmente A_{p}=2A_{C};
B_{p} es la amplitud de la señal L2;
\omega1 y \omega2 son las frecuencias de
portadora L1 y L2;
P_{i}(t) representa el código de
medición de distancia P(Y) y es una secuencia
pseudo-aleatoria con una tasa de chips de 10,23
Mcbps. El código P tiene un periodo de exactamente 1 semana, tomando
valores de +1 a -1;
\newpage
c_{i}(t) representa el código de
medición de distancia CA y es un código Gold de 1023 chips que toma
valores de +1 a -1;
d_{i}(t) representa el mensaje de
datos, tomando valores de +1 a -1.
Una constelación de satélites normalmente
comprende 24 satélites o más, a menudo en órbitas de forma similar
pero en un número de planos orbitales. Las transmisiones de cada
satélite están en la misma frecuencia de portadora nominal en el
caso de satélites de acceso por división de código (tal como GPS) o
en frecuencias relacionadas próximas tales como GLONASS. Los
satélites transmiten diferentes señales para permitir que cada una
sea seleccionada independientemente incluso aunque varios satélites
estén visibles de forma simultánea.
Las señales de cada satélite, en un sistema AMDC
tal como GPS, se distinguen unas de otras por medio de diferentes
códigos de dispersión y/o diferencias en las velocidades del código
de dispersión, es decir, las secuencias p_{i}(t) y
c_{i}(t). No obstante, como puede apreciarse del espectro
100 de potencia mostrado en la figura 1, sigue existiendo un campo
de interferencia importante entre las señales transmitidas por los
satélites. La figura 1 muestra espectros 100 de potencia para los
códigos CA y P(Y). El espectro 102 de potencia para el
código CA tiene potencia máxima a la frecuencia L1 de portadora y
alcanza el cero en múltiplos de la frecuencia fundamental, 1.023
MHz, del código CA. Por ejemplo, puede apreciarse que se alcanza el
cero a ambos lados de la frecuencia portadora en \pm1.023 MHz,
\pm2.046N4Hz, etc. De forma similar, el espectro 104 de potencia
para el código P(Y) tiene una amplitud máxima centrada en las
frecuencias L1 y L2, alcanzándose el cero en múltiplos de
\pm10,23 MHz, tal como sucedería con una forma de onda
sinusoidal.
Se conoce el modular adicionalmente los códigos
de medición de distancias mediante una
sub-portadora, es decir, se pliega una señal
adicional con los códigos P y/o los códigos CA para crear la
modulación Binary Offset Carrier (BOC, portadora de desfase
binario) tal como se conoce en la técnica, véase, por ejemplo, J. W.
Betz, "Binary Offset Carrier Modulation for Radionavigation",
Navigation, vol. 48, pp. 227-246, Invierno
2001-2002. En la figura 2 se ilustra la modulación
200 BOC estándar. La figura 2 ilustra la combinación de una parte
de un código 202 CA con una señal subportadora para producir la
señal 204 BOC utilizada para modular una portadora, tal como, por
ejemplo, L1. Puede apreciarse que la señal BOC es una onda cuadrada
rectangular y puede representarse, por ejemplo, como
c_{i}(t)*signo(sen(2\pif_{s}t)), donde
f_{s} es la frecuencia de la subportadora. Un experto en la
técnica comprenderá que BOC(f_{s}, f_{c}) significa
modulación de portadora de desfase binario con una frecuencia de
subportadora f_{s} y una velocidad de código (o tasa de chips) de
f_{c}. El uso de portadoras de desfase binario da como resultado
las siguientes descripciones de las señales emitidas desde el
satélite:
S_{L1i}(t) =
A_{m}sc_{im}(t)m_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{1}t(+A_{C}sg_{ig}(t)g_{i}(t)d_{i}(t)sen(\omega_{1}t)
= I_{SL1i} (t) +
Q_{SL1i}(t),
y
S_{L2i}(t) =
B_{m}sc_{im}(t)m_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{2}t)
donde
A_{m}, A_{c} y B_{m} son amplitudes;
m_{i}(t) es una señal BOC (10,5) de
código m;
g_{i}(t) es un código de medición de
distancia de servicio abierto Galileo;
sc_{im}(t) representa la señal
subportadora para m_{i}(t);
sc_{ig}(t) representa una señal
subportadora para c_{i}(t);
\omega1 y \omega2 son las frecuencias L1 y
L2 de portadora.
La figura 2 también ilustra espectros de
potencia para un código MDFB-R1 y un par de señales
BOC, es decir, BOC(2,1) y BOC(10,5). El primer
espectro 202 corresponde al código MDFB-R1. El
segundo espectro 204 de potencia corresponde al código
BOC(2,1) y el tercer espectro 206 de potencia corresponde al
código BOC(10,5). Puede apreciarse los lóbulos 208 laterales
de la señal BOC(2,1) tienen magnitudes relativamente grandes.
De forma similar, el lóbulo 210 lateral mostrado de la señal
BOC(10,5) tiene un tamaño relativamente grande. Un experto
en la técnica apreciará que la energía en los lóbulos laterales es
una fuente de interferencia.
Lionel Ries y col. "A software simulation tool
for GNSS2 BOC signal analysis" Proceedings of the Institute of
navigation (ION) GPS de 24 de septiembre de 2002, pp.
2225-2239, muestra un procedimiento de generación
de una señal de navegación en el que una señal portadora se
multiplica por una señal de modulación subportadora, y en el que la
señal de modulación subportadora se genera a partir de componentes
en cuadratura de forma rectangular que tienen cada uno un número de
dos valores de amplitud.
Un objeto de realizaciones de la presente
invención es al menos mitigar los problemas de la técnica
anterior.
De forma correspondiente, un primer aspecto de
realizaciones de la presente invención proporciona un procedimiento
según la reivindicación 1.
Un segundo aspecto de realizaciones de la
presente invención proporciona una señal según la reivindicación
20.
Un tercer aspecto de realizaciones de la
presente invención proporciona un sistema según la reivindicación
28.
Un cuarto aspecto de realizaciones de la
presente invención proporciona un receptor según la reivindicación
29.
Un quinto aspecto de realizaciones proporciona
un medio de almacenamiento que puede leerse mediante medios
informáticos según la reivindicación 30.
De forma ventajosa, realizaciones de la presente
invención proporcionan significativamente más control sobre la
forma de los espectros de potencia de las señales, es decir, la
distribución de la energía dentro de dichas señales.
En las reivindicaciones se describen y definen
otros aspectos de la presente invención.
Ahora se describirán realizaciones de la
presente invención, a título ilustrativo, haciendo referencia
únicamente a los dibujos adjuntos en los que:
la fig. 1 muestra un espectro de potencia de un
par de códigos de medición de distancias;
la fig. 2 ilustra espectros de potencia de un
código de medición de distancias (MDFB-R1) y señales
BOC(10,5);
la fig. 3 ilustra una subportadora
multinivel;
la fig. 4 ilustra los estados de fase de al
menos un par de subportadoras multinivel según realizaciones de la
presente invención;
la fig. 5 describe un espectro de potencia de
una subportadora de la técnica anterior y una subportadora según
realizaciones de la presente invención;
la fig. 6 ilustra estados de fase de una
subportadora según realizaciones de la presente invención;
la fig. 7 ilustra subportadoras en fase y en
cuadratura de fase según realizaciones de la presente invención;
la fig. 8 ilustra estados de fase de una
subportadora según una realización de la presente invención;
la fig. 9 ilustra subportadoras según
realizaciones de la presente invención;
la fig. 10 describe espectros de potencia de
subportadoras según realizaciones de la presente invención;
la fig. 11 ilustra subportadoras según
realizaciones de la invención;
la fig. 12 muestra una forma de onda
subportadora alternativa según una realización de la presente
invención;
la fig. 13 ilustra otra forma de onda
alternativa según realizaciones de la presente invención;
la fig. 14 ilustra de forma esquemática un
transmisor que utiliza subportadoras según realizaciones de la
presente invención; y
la fig. 15 ilustra otra realización de un
transmisor según una realización.
En relación con la figura 3, se muestra una
primera realización de una subportadora 300. Puede apreciarse que
la subportadora es una aproximación de orden 5 de una señal 302
sinusoidal. Puede apreciarse que los niveles de señal son (+1,
+1\surd2, 0, -1\surd2, -1). Además, se apreciará que los niveles
son las proyecciones en el eje x o I de un vector giratorio a
ángulos de \pi/4 radianes que tiene un tamaño unitario. Se
apreciará además que, dados los componentes en fase y cuadratura de
fase de, por ejemplo, S_{L1i}, es decir,
A_{m}sc_{im}(t)m_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{i}t)=ISL1i(t)=I_{SL1i}(t)
y
A_{C}sc_{ig}(t)g_{i}(t)d_{i}(t)sen(\omega_{1}t)=Q_{SLi}(t),
la magnitud de la señal será de modo que sea constante ya que la
proyección del componente en cuadratura de fase en el eje y o Q
también tomará los valores (+1, +1\surd2, 0, -1\surd2, -1).
Se apreciará que hay preferiblemente
restricciones en las combinaciones de señales, al menos una de las
cuales es que debería mantenerse una señal de módulo constante. Las
restricciones son (1) que sólo puede producirse "+1" o
"-1" en el componente en fase junto con "0" en el
componente en cuadratura de fase, y viceversa, y (2)
"\pm1/\surd2" sólo puede producirse simultáneamente en las
dos fases. Las magnitudes de los componentes en fase y cuadratura
de fase de las señales de dispersión, sc_{ig}(t) o
sc_{im}(t), puede trazarse en una diagrama 400 de Argand
tal como se muestra en la figura 4. Las formas de onda para los
componentes I y Q se generan, por tanto, a partir de las siguientes
secuencias de elementos de señal:
fase I -(+1/\surd2, +1, +1/\surd2, 0), que
representa una señal +1
fase I -(-1/\surd2, -1, -1/\surd2, 0), que
representa una señal -1
fase Q -(+1/\surd2, 0, -1/\surd2, -1), que
representa una señal +1
fase Q -(-1/\surd2, 0, +1/\surd2, +1), que
representa una señal -1.
Puede elegirse cualquier combinación de
secuencias de señal I o Q del conjunto anterior dentro de la
restricción de una señal portadora de tamaño constante, calculada
como (I^{2}+Q^{2})^{1/2}. Quedará claro para los
expertos en la técnica que existen muchos otros conjuntos
equivalentes de secuencias que pueden elegirse del conjunto de 5
niveles que satisface el criterio de una envolvente de portadora
constante. Puede apreciarse que las magnitudes de las subportadoras
en los canales I y Q pueden concebirse como análogas a los estados
de una señal MDF-8. Por tanto, un par de señales
portadoras de subportadora de nivel 5 puede concebirse como señales
de subportadora de 8 fases.
La figura 5 ilustra el efecto de utilizar una
forma de onda de subportadora escalonada o de nivel m, m>2.
Haciendo referencia a la figura 5, se muestra un par 500 de
espectros de potencia. El primer espectro 502 de potencia,
ilustrado mediante la línea discontinua, representa el espectro de
una subportadora BOC(2,2). Puede apreciarse que la energía
de la subportadora está contenida dentro de lóbulos 504, 506, 508 y
510 laterales que se reducen progresivamente. El segundo espectro
512 de potencia representa el espectro de potencia de una señal
BOC(2,2) que utiliza señales subportadoras de 8 fases, es
decir, amplitudes de 8 fases, representadas por BOC8(2,2).
De forma más general, BOCm(f_{S2}f_{c}) representa una
señal subportadora de m fases que tiene una frecuencia de f_{s} y
una tasa de chips de f_{c}. Puede apreciarse que el espectro 512
de la señal BOC8(2,2) tiene un número de lóbulos 514, 516,
518, 520, 522 y 524 laterales. De estos lóbulos laterales, puede
observarse que los lóbulos laterales 1º y 4º están reducidos
significativamente, es decir, comprenden bastante menos energía, en
comparación con los lóbulos laterales de la señal BOC(2,2)
que abarca las mismas frecuencias. La significativa reducción en
los lóbulos laterales 1º y 4º puede ser beneficiosa en situaciones
en las que un experto en la técnica desea utilizar el espectro de
frecuencias extendido por los lóbulos laterales para otras
transmisiones.
Los expertos en la técnica apreciarán que la
señal BOC8(2,2) tiene propiedades de interferencia bastante
mejoradas según se determina utilizando coeficientes de separación
espectral (SSC, Spectral Separation Coefficients) y
auto-SSC (self-SCC) como
comprenderán bien los expertos en la técnica, es decir, el
acoplamiento espectral entre una señal de referencia y
BOC(2,2) es mayor que el acoplamiento espectral entre una
señal de referencia y BOC8(2,2). Por ejemplo, una señal
BOC8(2,2) muestra una mejora de 10-12 dB en
aislamiento espectral en comparación con una señal convencional
BOC(2,2). Puede encontrarse información adicional acerca de
la relación entre SSC y señales según realizaciones de la presente
invención, por ejemplo, en Pratt & Owen; BOC Modulation
Waveforms, IoN Proceedings, GPS 2003 Conference, Portland,
septiembre de 2003.
Además, realizaciones de la presente invención
utilizan la magnitud y duración de la subportadora para ejercer
influencia, es decir, controlar la energía en armónicas de la forma
de onda de modulación resultante. Por ejemplo, haciendo referencia
aún a la figura 5, puede apreciarse que aparecen ceros espectrales
adicionales en el espectro BOC8(2,2) a un desfase de
básicamente 6 MHz y 10 MHz de la portadora, mientras que no se
presentan dichos ceros en la señal BOC(2,2) convencional. La
ubicación de los ceros se ve influenciada por al menos una de entre
la magnitud y la duración de las etapas en la subportadora
multinivel. Más concretamente, los ceros pueden dirigirse a
ubicaciones deseadas cambiando uno de estos dos elementos, es decir,
la posición de los ceros se ve influenciada por estos dos
elementos. El apéndice A contiene una indicación de la relación
entre los espectros de señales según realizaciones de la de la
presente invención y la magnitud y duración de las etapas.
En relación con la figura 6, se muestran estados
o amplitudes de subportadora para señales I y Q para una señal BOC8
adicional, es decir, una portadora de desfase binario que tiene ocho
estados. Puede apreciarse que los ocho estados pueden representarse
mediante, o corresponderse con, amplitudes de subportadora elegidas
del conjunto
(-3/\surd2, -1/2, +1/2, +3/\surd2), es decir, cuatro estados o amplitudes de señal en lugar de cinco estados o amplitudes de señal descritos anteriormente. Por tanto, los componentes I y Q se construyen a partir de los siguientes elementos de señal, de modo que \sqrt{(cos^{2}9+sen^{2}9)} = 1, es decir, \pm3/\surd2 sólo puede suceder en combinación con \pm1/2; de la siguiente manera:
(-3/\surd2, -1/2, +1/2, +3/\surd2), es decir, cuatro estados o amplitudes de señal en lugar de cinco estados o amplitudes de señal descritos anteriormente. Por tanto, los componentes I y Q se construyen a partir de los siguientes elementos de señal, de modo que \sqrt{(cos^{2}9+sen^{2}9)} = 1, es decir, \pm3/\surd2 sólo puede suceder en combinación con \pm1/2; de la siguiente manera:
fase I -(+1/\surd2, +\surd3/2, +\surd3/2,
+1/2), que representa un chip +1 de una señal de código de medición
de distancias
fase I -(-1/\surd2, -\surd3/2, -\surd3/2,
-1/2), que representa un chip -1 de una señal de código de medición
de distancias
fase Q -(+\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2),
que representa un chip +1 de una señal de código de medición de
distancias
fase Q -(-\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2),
que representa un chip -1 de una señal de código de medición de
distancias.
Se apreciará que los estados 1 a 8 mostrados en
la figura 6 no están dispuestos circunferencialmente de forma
equidistante. Las transiciones entre los estados 2 y 3, 4 y 5, 6 y
7, 8 y 1 son mayores en la etapa angular que las transiciones entre
los estados 1 y 2, 3 y 4, 5 y 6, 7 y 8. Se apreciará que cuando
estos estados se traducen en amplitudes de subportadora, la
duración de una amplitud dada dependerá de la duración o tiempo de
permanencia de un estado correspondiente, es decir, la duraciones
por las que la subportadora permanece en un determinado estado
pueden no ser ya iguales, a diferencia de los estados de la figura 4
anterior. Los tiempos de permanencia son una cuestión de elección
de diseño, tal como, por ejemplo, minimizar la diferencia al
cuadrado media entre una forma de onda escalonada y una sinusoide.
La figura 7a ilustra las subportadoras 700 y 702 correspondientes a
los estados mostrados en la figura 6. Puede apreciarse que las
duraciones de o dentro de cada estado de las subportadoras 700 y
702 son iguales. Las magnitudes de subportadora de canal Q seguirán
básicamente el mismo patrón que se describió anteriormente, pero con
un desplazamiento de fase de \pi/2 radianes. La subportadora 702
para el canal Q se muestra de forma discontinua en la figura 7. Se
apreciará que este tipo de subportadoras proporcionan una magnitud
de envolvente constante desde (I^{2}+Q^{2})^{1/2}=1
para todas las combinaciones de amplitud. Sin embargo, haciendo
referencia a la figura 7b, se muestra un par de subportadoras 704 y
706 en las que las duraciones en cada estado no son iguales. Se
apreciará que no todas las combinaciones de amplitudes satisfacen
(I^{2}+Q^{2})^{1/2}=1. Por tanto, la señal transmitida
no tendrá una envolvente constante.
Los expertos en la técnica apreciarán que medio
ciclo escalonado de la subportadora corresponde a un chip. Sin
embargo, pueden implementarse otras realizaciones en las que otros
múltiplos de medios ciclos corresponden a un chip. Por ejemplo,
pueden implementarse realizaciones en las que dos ciclos de una
subportadora corresponden a un chip. En este tipo de realizaciones,
las señales para los canales I y Q serían las siguientes:
fase I -(+1/2, +\surd3/2, +\surd3/2, +1/2,
-1/2, -\surd3/2, -\surd3/2, -1/2), que representa una señal
+1
fase I -(-1/2, -\surd3/2, -\surd3/2, -1/2,
+1/2, +\surd3/2, +\surd3/2, +1/2), que representa una señal
-1
fase Q -(+\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2,
-\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2), que representa una señal
+1
fase Q -(-\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2,
+\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2), que representa una señal
-1.
\vskip1.000000\baselineskip
De forma similar, realizaciones implementadas
utilizando tres medios ciclos por chip producirían lo siguiente:
fase I -(+1/2, +\surd3/2, +\surd3/2, +1/2,
-1/2, -\surd3/2, -\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2,
+\surd3/2, +1/2), que representa una señal +1
fase I -(-1/2, -\surd3/2, -\surd3/2, -1/2,
+1/2, +\surd3/2, +\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2,
-\surd3/2, -1/2), que representa una señal -1
fase Q -(+\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2,
-\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2, +\surd3/2, +1/2,
-\surd3/2), que representa una señal +1
fase Q -(-\surd3/2, -1/2, +1/2, +\surd3/2,
+\surd3/2, +1/2, -1/2, -\surd3/2, -\surd3/2, -1/2, +1/2,
+\surd3/2), que representa una señal -1.
Un experto en la técnica apreciará que lo
anterior puede ampliarse a n medios ciclos de una suportadota por
chip de código de medición de distancias.
Se apreciará que pueden utilizarse otras fases
para describir las subportadoras. Por ejemplo, pueden utilizarse
componentes de fase y amplitud de 16-MDF para crear
subportadoras BOC16 con 9 niveles, suponiendo que el primer estado
es en (11,0). La utilización de estados de fase
MDF-m puede usarse para producir señales
subportadoras de nivel (m+2)/2. Por tanto, ajustar m=2 proporciona
la subportadora MDFB convencional y una subportadora de dos
niveles. El ajuste m=4 proporciona una subportadora de nivel 3, es
decir, modulación BOC4, el ajuste m=8 produce una subportadora de
nivel 5, es decir, modulación BOC8, el ajuste m=16 produce una
subportadora de nivel 9, que corresponde a la modulación BOC16.
Se apreciará que pueden realizarse diversas
variaciones adicionales en la asignación de código y estados de
datos a las ubicaciones de fase. Por ejemplo, el giro de los estados
mostrados en la figura 4 de 22,5º conduce a una reasignación de
ángulos asociados con los estados a partir de los ángulos (0º, 45º,
90º, 135º, 180º, 225º, 270º, 315º) a los ángulos (22,5º, 67,5º,
112,5º, 157,5º, 202,5º, 247,5º, 292,5º, 337,5º). Nuevamente, se
apreciará que esto no produce un cambio en el módulo del espectro y,
nuevamente, el número de niveles de amplitud requeridos se reduce
de 5 a 4, es decir, m-MDF puede utilizarse para
implementar amplitudes [(m+2)/2-1] según el giro y
la alineación adecuados de los estados de fase. Las formas de onda
resultantes para los componentes I y Q se construyen, en este caso,
a partir de las secuencias de elementos de señal siguientes:
fase I -(+cos(67,5º), +cos(22,5º),
+cos(22,5º), +cos(67,5º)), que representa una señal
+1
fase I -(-cos(67,5º), -cos(22,5º),
-cos(22,5º), -cos(67,5º)), que representa una señal
-1
fase Q -(+sen(67,5º), +sen(22,5º),
-sen(22,5º), -sen(67,5º)), que representa una señal
+1
fase Q -(-sen(67,5º), -sen(22,5º),
+sen(22,5º), +sen(67,5º)), que representa una señal
-1.
Debería apreciarse que las secuencias de
elemento de señal I y Q para los casos descritos anteriormente son
ortogonales durante la duración de un impulso de dispersión (chip).
Obviamente, son posibles otros giros y esto revelará conjuntos de
elementos de señal ortogonales.
Una forma alternativa de representar lo anterior
es a través de una tabla de estados. Se supone que se ha
implementado una realización de una modulación BOC8 con estados
equidistantes y el primer estado tiene un ángulo de fase de \pi/8
radianes (22,5º), tal como se muestra en la figura 8, que
corresponde a los valores anteriores. La secuencia de estados de
fase requerida para cada componente de señal de código de medición
de distancia I y Q, suponiéndose que la transición de los códigos de
medición de distancias es básicamente simultánea y un deseo de
mantener una envolvente de salida básicamente constante, es decir,
los estados de las subportadoras vendrían dados por la siguiente
tabla:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Se apreciará que la subportadora correspondiente
a los estados de fase en la tabla 1 comprende un medio ciclo por
chip de código de medición de distancias. Además, el sentido del
fasor es en el sentido horario cuando I y Q son iguales y en el
sentido anti-horario en caso contrario. Resultará
evidente que las secuencias de elementos de señal o secuencias de
estados son secciones (en concreto, secciones de medio ciclo en el
aspecto de la invención anteriormente descrita) de un sinusoide
muestreado o cuantificado. Por tanto, el concepto puede extenderse
para incluir una pluralidad de dichas muestras. Las variantes que
parecen ser útiles incluyen los casos con muestras de un número
finito de medios ciclos, es decir, en lugar de, por ejemplo, un
valor de canal I de +1 que se representa por los estados de 2, 1, 8
y 7, puede representarse utilizando algún otro número de estados
tales como, por ejemplo, 2, 1, 8, 7, 6, 5, 4, 3, 2, 1, 8, 7, es
decir, mediante tres medios ciclos de la muestra o sinusoide
cuantificado. La tabla 2 ilustra los estados de fase para una
realización de este tipo y se basa en el diagrama de estados de
fase de la figura 4 para muestras, pero utiliza tres medios ciclos
(o un número arbitrario de medios ciclos) de la forma de onda de
sinusoide. El sinusoide o parte o múltiplo de medios ciclos del
mismo se conoce como la "forma de onda base". Un experto en la
técnica percibirá que pueden utilizarse otras formas de onda base
tales como, por ejemplo, una forma de onda triangular o un conjunto
de formas de onda ortogonales.
\vskip1.000000\baselineskip
Un experto en la técnica apreciará que en la
tablas 1 a 3 se supone que las transiciones de chip I y Q suceden
de forma básicamente simultánea y, además, que las subportadoras I y
Q toman la forma de formas de onda de seno y coseno
respectivamente. Sin embargo, pueden implementarse realizaciones en
las que las transiciones de chip de código de medición de distancia
no ocurren de forma básicamente simultánea. Además, en
circunstancias en las que las transiciones de chip de código de
medición de distancias no suceden de forma básicamente simultánea,
las subportadoras correspondientes a los chips de código de medición
de distancias I y Q pueden disponerse para tomar la forma de un par
de ondas de seno cuantificadas.
Se observará que hay 4 muestras temporales para
cada ½ ciclo de la forma de onda. La forma de onda sinusoidal
escalonada puede verse como modulación de subportadora de la forma
de onda de dispersión básica. El número de muestras temporales y
canales independientes que portan información está relacionado con
el número de estados de fase que la señal portadora tiene en su
representación. Aunque los ejemplos anteriores han utilizado estados
de fase que son "potencias de 2", pueden implementarse
realizaciones en las que se utiliza algún otro número. Por ejemplo,
una señal portadora 6-MDF puede utilizarse para
portar 2 canales binarios que portan información independiente. En
este caso sólo se requieren 3 muestras de elementos de señal por
chip de código transmitido.
Un experto en la técnica aprecia que la
sustitución del sinusoide escalonado por una onda rectangular con
la duración de cada elemento igual a un 1/2 ciclo de la sinusoide es
bien conocida en la técnica. Tal como se ha indicado anteriormente,
se conoce como modulación de "portadora de desfase binario".
Normalmente existen 2 atributos adicionales asociados con la
descripción BOC que se refieren a la frecuencia de la tasa de chip
de código y la frecuencia de la subportadora de desfase. En
consecuencia, BOC(2,2) se interpreta como una forma de onda
con una tasa de chips de 2,046 MHz y una subportadora de desfase de
2,046 MHz. Esta disposición tiene exactamente dos 1/2 ciclos de la
señal subportadora para cada elemento de código (chip).
Otro aspecto de realizaciones de la presente
invención se refiere a utilizar un conjunto de subportadoras para
modular códigos de medición de distancias con al menos una o más, o
todas, las subportadoras siendo formas de onda multinivel. Un
experto en la técnica puede pensar en estas realizaciones como una
modulación de la señal subportadora mediante otra señal
subportadora. La señal resultante transmitida mediante un satélite
de orden i o sistema que tiene una frecuencia de portadora de
\omega_{i}, para una subportadora adicional, tendría la
siguiente forma:
S_{i}(t)=A_{m}sc_{jm}(t)sc_{im}(t)m_{i}(t)d_{i}(t)cos(\omega_{i}t)+A_{C}sc_{jg}(t)sc_{ig}(t)g_{j}(t)d_{i}(t)sen(\omega_{i}t)=I_{SI}(t)Q_{si}(t)
donde
sc_{im}(t) y sc_{jm}(t)
representan primeros códigos de medición de señales de primera y
segunda señales subportadoras respectivamente, tales como, por
ejemplo, códigos M; y
sc_{ig}(t) y sc_{jg}(t)
representan segundos códigos de medición de señales de primera y
segunda señales subportadoras, tales como, por ejemplo, códigos
Gold.
Debería observarse que pueden implementarse
realizaciones en las que sc_{im}(t) y sc_{ig}(t)
sean iguales o diferentes. De forma similar, pueden implementarse
realizaciones en las que sc_{jm}(t) y sc_{ig}(t)
son iguales o diferentes, donde \prod\limits_{j=1}^{n}
sc_{ijm}(t) y \prod\limits_{j=1}^{l}
sc_{ijg}(t) representa el producto de las subportadoras
para el primer y el segundo código de medición de señales, tales
como, por ejemplo, los códigos m y Gold.
Aunque es posible utilizar más de una
subportadora, las realizaciones prácticas emplearán normalmente 2
subportadoras. La modulación que utiliza un par de subportadoras se
conoce como modulación de portadora de desfase binario doble (DBOC,
Double Binary Offset Carrier). La modulación que utiliza tres
subportadoras se conoce como modulación de portadora de desfase
binario triple (TBOC, Triple Binary Offset Carrier) y así
sucesivamente de modo que la modulación que utiliza un múltiplo de
orden n de subportadoras se conoce como portadora de desfase binario
de orden N (NBOC, N-tuple Binary Offset Carrier).
Tal como se ha mencionado anteriormente, una o más de una
subportadora puede estar escalonadas, es decir, tienen magnitudes
relacionadas con estados de fase correspondientes.
Como ejemplos de este aspecto de la invención,
la figura 9 ilustra un par de formas 900 de onda. En la figura 9,
como una ilustración de la invención NBOC, las formas de onda base
de subportadora se suponen binarias y sólo se muestra una única
forma 902 de onda subportadora. La duración temporal en la figura 9
es de 512 muestras y corresponde exactamente a la duración de una
duración de elemento de código (chip). La primera subportadora 902
contiene 4 medios ciclos de una subportadora por chip de código de
medición de distancias, tal como se ilustra mediante la forma de
onda discontinua. Si este era el único componente de subportadora,
la modulación sería un tipo BOC(2x,x), donde x es la
frecuencia de la velocidad de código (tasa de chips). Sin embargo,
puede apreciarse que se ha utilizado una segunda subportadora (no
mostrada) que tiene 16 medios ciclos por 512 muestras para producir
la forma 904 de onda modulada que va a combinarse con la portadora
de la señal vía satélite. La forma de onda modulada se muestra
mediante la curva continua. Como resultado de la modulación
(multiplicación) de las dos subportadoras, la forma 904 de onda
resultante tiene inversiones de fase para la segunda subportadora
904 cada vez que se presenta una inversión de signo en la primera
subportadora 902. Esto es claramente evidente en la figura 9 en los
puntos 906, 908 y 910, en los que las transiciones de la segunda
subportadora (no mostrada) serían opuestas. La modulación resultante
se denomina doble BOC o DBOC. En el caso de la figura 9, la
modulación es DBOC(8x,(2xx)), es decir, hay 8 medios ciclos
de la segunda subportadora por chip del código de medición de
distancias (no mostrado). La principal energía está concentrada
alrededor de las frecuencias \pm8x de la señal portadora, con un
espectro curvado doble similar a BOC.
Haciendo referencia a la figura 10, se muestra
un par de espectros 1000 de potencia. Un primer espectro 1002 de
potencia se refiere a una señal DBOC8(16(2,2)). Se
apreciará que al menos una de la primera y la segunda subportadoras
utilizada para crear la señal DBOC8(16,(2,2)) comprendía
amplitudes derivadas de 8 estados de fase correspondientes. En la
realización específica mostrada, la primera subportadora era la
señal multinivel. Se apreciará que la nomenclatura para representar
la modulación o subportadora DBOC es DBOCa(b,c,(d,e)), donde
a y c representan el número de estados de fase, es decir,
amplitudes, de las subportadoras que tienen frecuencias b y d
respectivamente. El segundo espectro 104 se refiere a una señal
BOC8(2,2). Los espectros mostrados se han realizado
utilizando un aspecto anterior de la invención, es decir, el uso de
subportadoras multinivel o subportadoras que tienen más de dos
estados de fase, en combinación con el concepto doble BOC. Las
formas de onda para modulaciones I y Q para el espectro de la
figura 10 se muestran en la figura 11. Haciendo referencia a la
figura 11, se muestra un par 1100 de formas de onda. El primer par
de formas 1102 de onda, que representa el canal I de la forma de
onda de dispersión, comprende una señal 1104 BOC(2,2)
multinivel o escalonada, representada por la línea continua, y una
señal 1106 BOC(2,2) modulada subportadora de 16 MHz,
representada por la línea discontinua. Se apreciará que la señal
BOC(2,2) modulada subportadora de 16 MHz se ha generado
multiplicando la señal BOC8(2,2), es decir, la señal
BOC(2,2) escalonada por una forma de onda rectangular de 16
MHz (no mostrada) que tiene amplitudes de \pm1. La segunda forma
1108 de onda, que representa el canal Q, comprende una señal 1110
BOC(2,2) en cuadratura junto con una señal 1112
BOC(2,2) modulada subportadora de 16 MHz. Puede apreciarse
que la primera subportadora 1104 o 1110 es una subportadora según
una realización de la presente invención descrita anteriormente,
mientras que la segunda subportadora (no mostrada) es en ambos casos
formas de onda rectangulares binarias convencionales, es decir,
subportadoras convencionales. Puede apreciarse que existen regiones
1114 de solapamiento entre las dos subportadoras 1104 y 1110
BOC(2,2) y sus productos resultantes, es decir, señales 1106
y 1112 BOC(2,2) moduladas subportadoras de 16 MHz. En las
regiones de solapamiento 1114, las formas de onda tienen el mismo
perfil de amplitud.
Una ventaja de las realizaciones de las señales
mostradas en la figura 11 es que el canal o componente I se ha
producido mediante o representa modulación o señal DBOC8, mientras
que el canal Q se ha producido utilizando o representa modulación
BOC8. Sin embargo, esta disposición aún preserva o proporciona una
señal portadora envolvente básicamente constante que va a emitirse
desde el satélite.
Se han descrito realizaciones de la presente
invención en las que las señales subportadoras son periódicas. Sin
embargo, pueden implementarse realizaciones en las que la señal
subportadora comprende una señal de ruido
pseudo-aleatoria. Además, pueden implementarse
realizaciones en las que la forma de la subportadora toma una forma
distinta de una onda escalonada, es decir, una onda multinivel o
aproximación cuantificada de una forma de onda sinusoidal. Por
ejemplo, formas de onda pulsadas multinivel, formas de onda
periódicas multinivel o formas de onda aperiódicas multinivel
podrían utilizarse, como la señal mostrada en la figura 2, según la
influencia que un experto en la técnica desea que tenga la
modulación resultante en el espectro de potencia de la señal
transmitida y/o cualquier medición apropiada de la interferencia,
tal como, por ejemplo, SSC o auto-SSC.
Haciendo referencia a la figura 13, se muestra
una forma 1300 de onda subportadora según una realización adicional
de la presente invención junto con un chip 1302 de un código u otra
forma de onda tal como, por ejemplo, otra subportadora. Puede
apreciarse que la subportadora comprende una primera parte de una
forma de onda BOC(5,1), en las secciones 100 ns, combinada
con partes de una forma de onda BOC(1,1); en las partes 400
ns, para producir una subportadora global. Se apreciará que los
espectros de la forma de onda BOC(5,1) tendrán un pico a
5*1,023 MHz y la forma de onda BOC(1,1) tendrá un pico en
1*1,023 MHz. Por tanto, un experto en la técnica apreciará que
combinando selectivamente las subportadoras BOC se permite a un
experto en la técnica posicionar o reposicionar los picos de la
subportadora global. Nuevamente, puede apreciarse que la
subportadora utilizada, por ejemplo, para modular los códigos de
medición de distancias se obtiene de más de una subportadora. Aunque
la señal descrita en relación con la figura 13 se ha obtenido de
subportadoras BOC(5,1) y BOC(1,1), pueden
implementarse realizaciones en las que se utilizan otras
combinaciones de subportadoras. De hecho, las señales
BOC(5,1) y BOC(1,1) se han multiplexado o combinado
de forma selectiva para producir una señal subportadora global. Se
apreciará que pueden implementarse otras secuencias para las
subportadoras según un efecto deseado sobre el espectro de potencia
de una señal transmitida. Por ejemplo, una subportadora puede
implementarse utilizando una secuencia
pseudos-aleatoria como una subportadora en lugar de
las modulaciones escalonadas. El uso de secuencias adicionales a la
del código de dispersión principal se ha limitado aquí al uso como
un código escalonado que cambia el estado tras cada intervalo de
repetición de código completo. Los códigos L5 GPS se construyen de
esta manera utilizando secuencias de Neumann Hoffman de longitud 10
ó 20 para extender un código de 1 ms (de 10230 chips o elementos) a
10 ms o 20 ms. El uso de un intervalo de chip de subcódigo no ha
sido considerado previamente. Una secuencia completa (una
subsecuencia) tiene una duración de un chip de código, o al menos
una pluralidad, de chips de código. Desempeña un papel similar a la
modulación de subportadora, tal como se ha descrito anteriormente,
en el sentido de que controla el espectro de las emisiones. Una
característica de una subsecuencia de este tipo es que este tipo de
secuencias pueden elegirse para que sean comunes entre una
constelación de satélites o un subconjunto de la constelación. Un
subconjunto de este tipo podría ser un grupo de transmisores
terrestres que proporciona un elemento local o argumentación al
segmento de espacio del sistema. Por ejemplo, pueden implementarse
amplitudes de subportadora que tienen la secuencia -++++-+ en 10
intervalos de subchip u otra secuencia de +1's y -1's por chip de
código de medición de distancias u otro chip de subportadora según
el efecto deseado en el espectro de la señal resultante. Ejemplos
tales como las secuencias de intervalo de 7 subchips incluirían
++- - - - -, +++- - - -,
+-+-+- -, y pueden elegirse para proporcionar control similar
sobre el espectro emitido.
Haciendo referencia a la figura 14, se muestra
esquemáticamente un transmisor 1400 según una realización de la
presente invención. El transmisor 1400 comprende medios 1402, es
decir, un generador, para generar o seleccionar los códigos de
medición de distancias para la transmisión. Los expertos en la
técnica apreciarán que este tipo de códigos de medición de
distancias puede generarse, por ejemplo, mediante implementaciones
de registro de desfase. Puede apreciarse que la selección de
códigos de medición de distancias y/o medios 1402 de generación se
ilustra como produciendo g_{i}(t) y m_{i}(t).
Estos códigos se proporcionan a mezcladores 1404 y 1406
correspondientes. Los mezcladores 1404 y 1406 están dispuestos para
combinar los códigos de medición de distancias con subportadoras
según realizaciones de la presente invención. Generadores 1408 y
1410 de subportadora correspondientes generan las subportadoras. De
forma opcional, una señal de datos, d_{i}(t), también se
mezcla preferiblemente con los códigos de medición de distancias y
subportadoras. La duración de un bit de la señal de datos es
normalmente un múltiplo entero del intervalo de repetición de
código. Por ejemplo, en GPS, el código CA es 20 veces el intervalo
de repetición de código de 1 ms, es decir, la velocidad es 50 bps.
Las señales 1412 y 1414 mezcladas se alimentan a un par adicional
de mezcladores 1416 y 1418, donde se mezclan con señales en fase y
cuadratura de fase producidas a través de un conjunto 1420 de
oscilador y desfasador. Las señales 1422 y 1424 mezcladas
adicionales se combinan, mediante un combinador 1426, y se emiten
para la conversión ascendente subsiguiente mediante un convertidor
1428 ascendente adecuado. La salida del convertidor 1428 ascendente
se proporciona a un amplificador 1430 de alta potencia y después se
filtra mediante un filtro 1433 adecuado para la transmisión
subsiguiente mediante, por ejemplo, un satélite u otro dispositivo
dispuesto para emitir o transmitir los códigos de medición de
distancias.
Haciendo referencia a la figura 15, se muestra
una representación esquemática de un sistema 1500 de modulación
según una realización. El sistema 1500 comprende un generador 1502
de códigos de medición de distancias para producir un código de
medición de distancias. El código de medición de distancias se
proporciona a una primera tabla 1504 de búsqueda que comprende
estados de fase y una segunda tabla 1506 de búsqueda que comprende
estados de amplitud. La salida de la tabla 1504 de búsqueda de
estados de fase se utiliza para activar un modulador 1508 de fase
que, a su vez, produce una señal de voltaje para controlar la fase
de un oscilador 1510 controlado por voltaje. La salida del
oscilador 1510 está combinada, a través de un combinador 1512, tal
como, por ejemplo, un amplificador o multiplicador de ganancia
controlada, con una salida de señal obtenida de la tabla 1506 de
estados de amplitud para producir una subportadora que tiene las
características apropiadas.
Aunque las realizaciones anteriores se han
descrito en relación con la conservación de una envolvente de señal
básicamente constante, las realizaciones no se limitan a esto.
Pueden implementarse realizaciones en las que se utilizan
envolventes de señal de módulo variable. Se apreciará que no es
necesario aplicar necesariamente las restricciones descritas
anteriormente con el objetivo de mantener una magnitud unitaria de
(I^{2}+Q^{2})^{1/2}.
Las realizaciones anteriores se han descrito en
relación con los canales I y Q, que tienen las mismas tasas de
chips. Sin embargo, las realizaciones no se limitan a estas
disposiciones. Pueden implementarse realizaciones en las que se
utilizan diferentes tasas de chip.
Aunque se han descrito realizaciones de la
presente invención en relación con las frecuencias L1 y L2, las
realizaciones no se limitan a estas disposiciones. Pueden
implementarse realizaciones en las que pueden utilizarse otras
frecuencias o bandas de frecuencias de acuerdo con los requisitos
del sistema que utiliza la invención. Por ejemplo, la banda L
inferior (es decir, E5a y E5b), la banda media (es decir, E6) y la
banda L superior (es decir,
E2-L1-E1) también pueden
beneficiarse de las realizaciones de la presente invención. Se
apreciará que este tipo de realizaciones pueden utilizar señales
que tienen al menos tres componentes, en lugar de los dos
componentes descritos anteriormente.
Además, se han descrito realizaciones de la
presente invención en relación con el estándar BOC. Sin embargo, un
experto en la técnica apreciará que pueden implementarse
realizaciones empleando BOC alternativa.
Además, se apreciará que pueden implementarse
realizaciones en las que el número de medios ciclos de una
subportadora por chip de un código puede ser de al menos uno de
chip impar, chip par, un múltiplo entero o un múltiplo no entero
del chip, es decir, existe una relación de un número racional entre
el número de medios ciclos de subportadora y la duración del
chip.
Realizaciones de la presente invención descritas
anteriormente se han centrado en el lado de transmisión de la
invención, es decir, en la generación, modulación y transmisión de
códigos de medición de distancias combinados con una subportadora o
subportadoras. Sin embargo, un experto en la técnica apreciará que
se requiere un procedimiento y un sistema inversos para recibir y
procesar las señales. Un experto en la técnica ha diseñado un
sistema para transmitir este tipo de señales, el diseño de un
receptor adecuado es simplemente el inverso de las operaciones de
transmisión. Por tanto, realizaciones de la presente invención
también se refieren a un receptor para procesar señales como las
descritas anteriormente.
Se dirige la atención del lector a todos los
documentos que se presentan concurrentemente con o anteriormente a
esta descripción en relación con esta solicitud y que se abren a
inspección pública con esta descripción.
Todas las características descritas en esta
descripción (incluyendo cualquier reivindicación adjunta, resumen y
dibujos), y/o todos los pasos de cualquier procedimiento o proceso
así descrito, pueden combinarse en cualquier combinación excepto
aquellas en las que al menos alguna de dichas características y/o
pasos se excluyen entre sí.
Cada una de las características descritas en
esta descripción (incluyendo cualquier reivindicación adjunta,
resumen y dibujos) puede sustituirse por características
alternativas que sirven para igual, similar o equivalente
propósito, a menos que se indique expresamente lo contrario. Por
tanto, a menos que se indique expresamente lo contrario, cada una
de las características descritas es un ejemplo únicamente de una
serie genérica de características equivalentes o similares.
La invención no está limitada a los detalles de
cualquier realización precedente. La invención se extiende a
cualquier característica novedosa, o a cualquier combinación de
características novedosas, descrita en esta descripción (incluyendo
cualquier reivindicación adjunta, resumen y dibujos), y a cualquier
paso novedoso, o cualquier combinación de pasos novedosos de
cualquier procedimiento o proceso así descrito.
Claims (30)
1. Un procedimiento para la generación de una
señal de navegación que presenta una señal portadora, comprendiendo
el procedimiento el paso de multiplicar la señal portadora por al
menos una señal de modulación subportadora; comprendiendo la al
menos una señal de modulación subportadora un número, m, de niveles
de amplitud discretos obtenidos de una constelación de fases de
orden m o asociados con ésta, donde m>2.
2. Un procedimiento según la reivindicación 1,
en el que m se elige de al menos uno de 3, 4, 5, 6, 7, 8 ó 9.
3. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que la al menos una señal de
modulación subportadora se aproxima a una forma de onda base o se
deriva de ésta.
4. Un procedimiento según la reivindicación 3,
en el que la forma de onda base es al menos una de una onda de
seno, una onda de coseno o una forma de onda triangular.
5. Un procedimiento según la reivindicación 3 ó
4, en el que la forma de onda base se elige según las
características de distribución de potencia deseadas de la señal de
transmisión.
6. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que la al menos una subportadora
comprende al menos dos señales de modulación subportadoras
ortogonales entre sí.
7. Un procedimiento según la reivindicación 6,
en el que las al menos dos subportadoras comprenden un par de
subportadoras que presentan una relación de fases
predeterminada.
8. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que la al menos una subportadora
comprende una subportadora en fase y una subportadora en cuadratura
de fase.
9. Un procedimiento según la reivindicación 8,
que comprende adicionalmente el paso de determinar las amplitudes
múltiples correspondientes de las subportadoras en fase y en
cuadratura de fase para mantener una envolvente de señal de
transmisión básicamente constante.
10. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, que comprende además los pasos de
obtener amplitudes asociadas con la al menos una subportadora a
partir de una pluralidad de estados de fase.
11. Un procedimiento según la reivindicación 10,
en el que los estados de fase están distribuidos con igual
separación angular alrededor de un círculo de radio unitario.
12. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que las duraciones de las
amplitudes de la al menos una subportadora son iguales.
13. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que las duraciones de al menos
un par de amplitudes de la al menos una subportadora son
diferentes.
14. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 13, en el que las duraciones se cuantifican
de acuerdo con una señal de reloj asociada.
15. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que al menos un par de
subportadoras actúan conjuntamente para definir una pluralidad
asociada de estados de fase resueltos según ejes ortogonales entre
sí.
16. Un procedimiento según la reivindicación 15,
en el que la pluralidad de estados de fase se asocia con señales
correspondientes de medición de distancias.
17. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 15 y 16, en el que los tiempos de permanencia en
al menos algunos de la pluralidad de estados de fase no son
iguales.
18. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 15 a 17, en el que un primer grupo de estados de
fase tiene un primer tiempo de permanencia y un segundo grupo de
estados de fase tiene un segundo tiempo de permanencia.
19. Un procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 15 a 18, en el que los tiempos de permanencia se
cuantifican de acuerdo con un reloj.
20. Una señal de modulación subportadora de
navegación de nivel m para modular una señal; comprendiendo la
señal de modulación subportadora de nivel m amplitudes de señal
discretas obtenidas de una constelación de fases de orden m, o
asociadas con ésta, donde m >2.
21. Una señal según la reivindicación 20, en la
que la pluralidad de amplitudes de señal se asocia con, o se
obtiene de, una pluralidad de estados de fases asociados a al menos
la señal de modulación subportadora de nivel m y una segunda
señal.
22. Una señal según la reivindicación 21, en la
que la segunda señal tiene una relación de fase predeterminada con
la señal de modulación de subportadora de nivel m.
23. Una señal según la reivindicación 22, en el
que la relación de fase predeterminada es una relación en
cuadratura de fase.
24. Una señal según cualquiera de las
reivindicaciones 20 a 23, en el que las m amplitudes de señal
comprenden amplitudes que representan una señal sinusoidal
cuantificada.
25. Una señal según cualquiera de las
reivindicaciones 20 a 24, en la que las m amplitudes de señal son, o
están en proporción con, al menos uno de los siguientes conjuntos
de amplitudes {+1, +1/\surd2, 0, -1\surd2, -1}, {-\surd3/2,
-1/2, +1/2, +\surd3/2}, {(\pmsen(67,5º),
\pmsen(22,5º), \pmsen(22,5º),
\pmsen(67,5º)}, {(\pmcos(67,5º),
\pmcos(22,5º), \pmcos(22,5º),
\pmcos(67,5º)}.
26. Una señal según la reivindicación 25, en la
que las amplitudes de señal se eligen para conseguir una
característica de magnitud predeterminada en una señal
transmitida.
27. Una señal según la reivindicación 26, en la
que la característica de magnitud predeterminada es una envolvente
constante de la señal transmitida.
28. Un sistema que comprende medios para
implementar un procedimiento o generar una señal según cualquier
reivindicación precedente.
29. Un sistema receptor que comprende medios
para procesar una señal según cualquiera de las reivindicaciones 20
a 27.
30. Un medio de almacenamiento legible con
medios informáticos que comprende código ejecutable por ordenador
para implementar o producir un procedimiento, señal o sistema según
cualquiera de las reivindicaciones precedentes.
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