EP4285478A1 - Elektronikeinheit für ein elektrogerät - Google Patents

Elektronikeinheit für ein elektrogerät

Info

Publication number
EP4285478A1
EP4285478A1 EP21847720.6A EP21847720A EP4285478A1 EP 4285478 A1 EP4285478 A1 EP 4285478A1 EP 21847720 A EP21847720 A EP 21847720A EP 4285478 A1 EP4285478 A1 EP 4285478A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
phase
electrical
electronics unit
power transistor
electrical device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP21847720.6A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Philipp Zipf
Soenke SCHUCH
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP4285478A1 publication Critical patent/EP4285478A1/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/348—Passive dissipative snubbers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections

Definitions

  • the invention relates to an electronic unit for an electrical device according to the generic type of independent claim 1.
  • the invention also relates to an electrical device with an electronic unit according to the invention.
  • US 2018/0269793 A1 discloses an electronics unit designed as an inverter for switching an electrical load using a plurality of power transistors for each phase of the load.
  • the electronics unit has a high-side and a low-side transistor switch for each phase in order to control the load using a pulse width modulated signal (PWM).
  • PWM pulse width modulated signal
  • the switching processes of the power transistors usually lead to voltage peaks or transients, which can lead to electromagnetic interference for other electrical components and possibly to their destruction.
  • the power transistors themselves can also be affected.
  • an attenuation element consisting of at least one capacitor and one diode (a so-called snubber) is provided for each phase to attenuate the voltage peaks or transients.
  • such electronic units for switching electrical loads are designed as a printed circuit board with components mounted thereon and connected via conductor tracks.
  • the amplitudes of the transients are then dependent, among other things, on the change in the load current over time (dl/dt), which in turn is a PCB-specific parameter in the form of the leakage inductance of the PCB and the bandwidth as well as the characteristic properties of the components used.
  • dl/dt change in the load current over time
  • other measures known from the prior art can also contribute to reducing switching voltage peaks or to increasing the electromagnetic compatibility of a corresponding electronic unit. For example, it is possible to use power transistors with high overvoltage resistance and/or shorter switching times.
  • circuit board of the electronics unit can only be equipped on one side, a snubber cannot be provided on the other side of the circuit board, which in turn means that the dimensions of the electronics unit have to be increased, since a snubber has to be as close as possible to the semiconductor switch to be protected or .Power transistor must be positioned. Each additional snubber can then also increase the leakage inductance of the respective phase.
  • the invention relates to an electronic unit for an electrical device, in particular for a motor-driven electrical device, with a printed circuit board, in particular populated on one side, which has a plurality of power transistors for driving a multi-phase load, in particular a multi-phase electric motor, of the electric ro réelles having, each phase of the load is associated with at least one power transistor.
  • at least one of the power transistors of a first phase with the highest leakage inductance is connected in parallel with a first electrical damping element for damping transients caused by the switching operations of the power transistors, and that for at least one of the other phases, in particular for the phase with the lowest Stray inductance, no such acting electrical attenuator is provided.
  • transients in critical components can be effectively reduced or avoided by the targeted use of snubbers only for certain power transistors with the smallest possible installation space of the electronic unit.
  • the invention enables rapid switching of the power transistors driving the electrical load in conjunction with high reliability.
  • the invention can be used particularly advantageously for so-called IMS printed circuit boards (insulated metal substrates) due to their one-sided assembly (single layer).
  • the total leakage inductance of all phases is not increased in this way.
  • the invention can also be used in electronic units with multilayer printed circuit boards by designing the attenuator network taking into account the leakage inductance and the load current change dl/dt of the respective application.
  • Electrical devices in the context of the invention should be understood to mean all electrically operated devices with a multi-phase load, in particular with a multi-phase electric motor, that can be supplied by mains power or energy storage, such as batteries, exchangeable battery packs or permanently integrated batteries, in which the electronic unit according to the invention is used for damping Disturbances caused by the switching processes of their power transistors can be used.
  • mains power or energy storage such as batteries, exchangeable battery packs or permanently integrated batteries
  • the electronic unit according to the invention is used for damping Disturbances caused by the switching processes of their power transistors can be used.
  • electrically commutated motors (so-called EC or BLDC motors) come into consideration as the electromotive drive, the individual phases of which are controlled via the power transistors of the electronics unit by pulse width modulation to control or regulate their speed and/or their torque.
  • the invention can be applied to power tools for machining workpieces by means of an electric motor-driven insert tool, such as hand or stand drills, Screwdrivers, impact drills, hammer drills, planes, angle grinders, orbital sanders, polishers, circular, table, chop and jigsaws or the like can be used.
  • an application of the invention is also conceivable in household appliances such as vacuum cleaners, mixers, food processors, hobs or the like, garden equipment such as lawn mowers, shredders, pruning saws, etc., construction machinery such as concrete mixers or electric motor vehicles and airplanes, etc.
  • printed circuit board can include both a rigid and a flexible circuit board with printed or etched conductor tracks, in particular copper conductor tracks, with the circuit board being designed in such a way that it contains one or more passive or active electronic components in the form of resistors, capacitors, Coils, diodes, transistors, integrated circuits, etc. carries.
  • the invention is used with particular advantage in the case of so-called IMS printed circuit boards (insulated metal substrates) due to their one-sided assembly (single layer). The possible configurations of such printed circuit boards will not be discussed in detail here since they are well known to those skilled in the art.
  • the power transistors of the electronics unit are preferably in the form of MOSFETs.
  • power transistors in the form of other field effect transistors, bipolar transistors, IGBTs or the like also come into consideration.
  • each phase of the load is assigned a high-side power transistor connected to a first reference potential, in particular a supply potential, and a low-side power transistor connected to a second reference potential, in particular an electrical ground.
  • the electronics unit is thus designed as a B6 power bridge.
  • the first electrical attenuator is then connected in parallel with the low-side power transistor or the high-side power transistor of the first phase.
  • other circuit topologies are also conceivable, such as an H-bridge or just a single power transistor per phase.
  • at least one second electrical attenuator is connected in parallel with the low-side power transistor or the high-side power transistor of a second phase.
  • the second phase preferably has the second-highest stray inductance.
  • the components, in particular the power transistors, for switching the first phase with the highest stray inductance and the components, in particular the power transistors, for switching the second phase with the second highest stray inductance are therefore protected. With a three-phase load, this has a particular advantage on the one hand no influence on the leakage inductance of the third phase, while on the other hand only a little more space is required on the circuit board of the electronic unit.
  • the parallel connection of the electrical attenuators to the power transistors of the first and second phase also increases their leakage inductances and internal resistances.
  • the at least one second electrical damping element is connected between the first and the second phase.
  • an electrical attenuator connected in parallel with a power transformer of one phase should also be referred to below as a vertical snubber, and an electrical attenuator connected between two power transistors in two phases should be referred to as a horizontal snubber.
  • the horizontal snubber does not increase the stray inductances of the phases and it is possible to further reduce the installation space of the electronics unit by combining it with the vertical snubber compared to the solution with several horizontal snubbers.
  • the at least one second electrical attenuator designed as a horizontal snubber is connected between the two phases in such a way that it is connected to a node between the low-side and the high-side power transistor of the two phase is connected.
  • at least the second electrical damping element designed as a horizontal snubber is constructed as an RDC element with at least one resistor, one diode and one capacitor each.
  • At least one third attenuating element designed as a horizontal snubber
  • the second phase which acts on a third phase.
  • the invention also relates to an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, with an electronic unit according to the invention for controlling a multi-phase load, in particular a multi-phase electric motor.
  • the multi-phase load can be designed in particular as a three-phase EC motor, in which case the electronics unit has a B6 power bridge for controlling the EC motor.
  • other circuit topologies such as an H-bridge or an individual power transistor per phase, can also be considered depending on the design of the multi-phase load.
  • Show it 1 a circuit diagram of the electronic unit according to the invention for controlling a three-phase electric motor in a first embodiment
  • Fig. 2 a schematic representation of the electronic unit according to the invention with a printed circuit board according to Figure 1,
  • FIGS. 5 and 6 Diagrams of the switching behavior and the associated transients for the third exemplary embodiment according to FIGS. 5 and 6 with the low-side power transistor of the first phase switched on (FIG. 7a) and with the low-side power transistor of the first phase switched off (FIG. 7b) and
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a first exemplary embodiment of the electronic unit 10 according to the invention for an electrical device that is not shown in detail.
  • an electrical device in the context of the invention can be understood as any electrically operated device with a multi-phase load 12, in particular with a multi-phase electric motor 14, that can be supplied by mains power or energy storage, such as batteries, replaceable battery packs or permanently integrated batteries which the electronics unit 10 can be used to dampen interference caused by the switching operations of its power transistors 16 .
  • the electronics unit 10 can, for example, be used on power tools for processing workpieces using an electric motor-driven tool, such as hand or stand drills, screwdrivers, percussion drills, hammer drills, planers, angle grinders, orbital sanders, polishers, circular, table, chop and jigsaws or the like, are applied.
  • electronic unit 10 can also be used in household appliances such as vacuum cleaners, mixers, kitchen appliances, hobs or the like, garden appliances such as lawn mowers, shredders, pruning saws, etc., construction machinery such as cement mixers or electric vehicles and airplanes, etc .
  • the power transistors 16 of the electronics unit 10 are used to control the individual phases U, V, W of the electric motor 14 by means of a pulse width modulated signal (PWM).
  • PWM pulse width modulated signal
  • the windings of the electric motor 14 associated with the phases U, V, W are denoted by 18 .
  • the windings 18 of a phase U, V, W can also be distributed over a plurality of stator teeth (not shown) of a stator of the electric motor 14 designed as an EC motor, the stator teeth of a phase U, V, W each forming a stator pole.
  • the power transistors 16 of the electronics unit 10 define what is known as a power bridge 20, which is supplied with a first reference potential Vi, in particular a supply potential V+, and with a second reference potential V2, in particular a ground potential GND.
  • a power bridge 20 designed as a B6 power bridge, which has a high-side power transistor 26 and a low-side power transistor 28 for each phase U, V, W.
  • the power transistors 16, which are preferably embodied as MOSFETs, can each be controlled via a control contact (not shown in detail), in particular a gate connection, to generate the PWM signal by control or regulating electronics (also not shown in detail).
  • the PWM control of the windings 18 of the stator poles of the electric motor 14 by means of the B6 power bridge 20 takes place in a known manner such that the high-side and low-side power transistors 26 and 28 of a phase U, V, W alternately switched on and off in relation to one another and that the power transistors 16 are switched on and off from one phase to the next with a phase offset of 120° el.
  • the PWM control of an electric motor by means of a B6 power bridge 20 is well known to a person skilled in the art, it will not be discussed further. Rather, what is essential for the invention is that the switching operations of the power transistors 16 generally result in voltage peaks or transients, which can lead to electromagnetic interference for other electrical components and possibly to their destruction.
  • other switching topologies such as an H-bridge or an individual power transistor per phase, can also be considered depending on the multi-phase load 12 to be controlled.
  • At least one of the power transistors 16 of a first phase W with the highest stray inductance is connected in parallel with an electrical damping element or a so-called snubber 30 for damping the transients caused by the switching operations of the power transistors 16 and that at least one of the other phases U, V, in particular the phase with the lowest stray inductance, does not have such an electrical damping element 30 .
  • the parallel connection of the attenuator 30 to at least one of the power transistors 16 will also be referred to below as a vertical snubber 32 .
  • the vertical snubber 32 is connected in parallel with the low-side power transistor 28 of the first phase W and consists essentially of at least one resistor 34, a diode 36 connected in parallel therewith and a parallel circuit formed from the resistor 34 and the diode 36 series-connected capacitor 38.
  • the vertical snubber 32 is consequently constructed as an RDC element.
  • such a vertical snubber 32 can also be designed as an RC element, ie with a series connection of a resistor 34 and a capacitor 38, to further reduce the space required.
  • the dimensioning of the resistor 34 and capacitor 38 must be adapted to the switching times of the associated power transistor 16 in such a way that the capacitor 38 can discharge sufficiently when the power transistor 16 is closed.
  • FIG. 2 shows such a printed circuit board 40 of the electronic unit 10 according to FIG.
  • various plug and screw connections 42 are provided on the printed circuit board 40 for the energy supply of the electronics unit 10 and for the control signals of the power transistors 16 and for contacting the windings 18 of the electric motor 14 .
  • the printed circuit board 40 has a phase W low-side power transistor 28 in parallel with the highest leakage inductance connected vertical snubber 32, which is designed here as a simple RC element with a resistor 34 and a capacitor 38.
  • a very small installation space of the electronics unit 10 can be achieved with the most effective possible damping of the switching transients, without the total stray inductance of all phases U, V, W increasing.
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the electronic unit 10 according to the invention, which differs from the first exemplary embodiment according to Figures 1 and 2 only in that now, in addition to the first phase W with the highest leakage inductance, a further phase W, in particular the phase with the second highest leakage inductance, a vertical snubber 32 is associated. Similar to the vertical snubber 32 of the first phase W, this is also designed as an RDC element with a resistor 34, a diode 36 connected in parallel therewith and a capacitor 38 connected in series with the parallel circuit formed by the resistor 34 and the diode 36. The remaining components of FIG. 3 will not be discussed further here since their mode of operation corresponds to that of the first exemplary embodiment. In addition, it should be noted that the vertical snubber 32 can also be designed as an RC element here.
  • the components of the electronic unit 10, in particular the power transistors 16, for switching the first phase W with the highest stray inductance and the components, in particular the power transistors 16, for switching the second phase V with the second highest stray inductance are protected.
  • this has a particular advantage on the one hand no influence on the leakage inductance of the third phase U, while on the other hand only little more space is required on the printed circuit board 40 of the electronics unit 10, as FIG. 4 illustrates.
  • the parallel connection of the horizontal snubbers 32 to the power transistors 16 of the first and second phases W, V also increases their respective leakage inductances and internal resistances.
  • at least one second electrical attenuator 30 is connected as a horizontal snubber 44 so between the first and second phases W,V. that it is connected to a node 46 between the low-side power transistor 28 and the high-side power transistor 26 of the first phase W and the second phase V, respectively.
  • the windings 18 of the stator poles of the electric motor 14 are connected in a delta connection.
  • the additional horizontal snubber 44 can be used to protect not only phase W with the highest leakage inductance but also phase V with the highest electrical and thermal load from the transients caused by the switching operations of the corresponding power transistors 16 .
  • the horizontal snubber 44 does not increase the stray inductances of the phases U, V, W and it is possible to further reduce the installation space of the electronic unit 10 through the combination with the vertical snubber 32 compared to the solution with several horizontal snubbers.
  • the horizontal snubber 44 In order to avoid a wrongly directed, high current flow between the two phases V and W, the horizontal snubber 44 must be constructed as an RDC element with at least one resistor 34, one diode 36 and one capacitor 38 each.
  • FIG. 7 shows two diagrams of the switching behavior and the associated transients for the third exemplary embodiment according to FIGS. 5 and 6.
  • 7a shows the behavior when the low-side power transistor 28 of the first phase W is switched on
  • FIG. 7b shows the behavior when the low-side power transistor 28 is correspondingly switched off W in volts [V]
  • 50 and 52 denote the time profiles of the currents lv and IH in the vertical snubber 32 and in the horizontal snubber 44 in amperes [A].
  • the current curves 50 and 52 were measured with a so-called Rogowski coil across the respective capacitors 38 of the snubbers 30, which results in a slight offset, which, however, is irrelevant to the invention. It should also be pointed out that the curves shown are for the purpose of Calculation of the operation of the snubber 30 are used and therefore do not correspond to the typical PWM pattern for driving a three-phase electric motor.
  • FIG. 7a it can be seen that the switching on and off of the low-side power transistor 28 of the second phase V (cf. in this respect the voltage curve 46) when the low-side power transistor 28 of the first phase W is switched on or closed leads to transients or leads to positive or negative voltage spikes in the associated voltage profile 48 . Due to the switched-on low-side power transistor 28 of the first phase W, these voltage peaks are not picked up by the vertical snubber 32 connected in parallel therewith, as can be seen from the associated current curve 50 . Instead, the horizontal snubber 44 picks them up between the nodes 46 of the phases V and W, which leads to a correspondingly effective damping. If the low-side power transistor 28 of the first phase W is opened and closed at the same time as the low-side power transistor 28 of the second phase V according to FIG. as can be seen from the associated curves 50 and 52 of the currents lv and IH ZU.
  • snubbers 30 designed as RDC elements were used, in each of which a resistor 34 with a resistance value of 10 ohms and a capacitor 38 with a capacity of 22 nF were used.
  • these values and the resulting time constants depend, among other things, on the minimum switch-on times of the power transistors 16 in order to achieve the most effective possible damping of the transients and sufficiently rapid discharging of the capacitor 38 .
  • FIG. 8 shows a fourth exemplary embodiment of the electronic unit 10 according to the invention, which differs in particular from the third exemplary embodiment according to FIGS. 5 and 6 by a further horizontal snubber 44 between the second phase V and the third phase U.
  • a further horizontal snubber 44 between the second phase V and the third phase U.
  • the further horizontal snubber 40 thus represents a third attenuator 30 which, in conjunction with the horizontal snubber 44 between the first phase W and the second phase V, the transients of the low-side power transistor 28 of the second phase depending on the PWM clocking of the associated Power transistors 16 attenuates in both current flow directions on the first phase W with the highest leakage inductance and the third phase U with the lowest leakage inductance.
  • the third attenuator 30 or its diode 36 is polarized in the opposite direction to the second attenuator 30 or its diode 36.
  • the transients of phase V are predominantly above the horizontal Snubber 44 derived between phase V and phase U. If, on the other hand, the low-side or high-side power transistor 28, 26 is permanently switched on in the first phase W with a different rotor position of the electric motor 14 and the power transistors 16 clock in phase V, the transients of phase V are predominantly above the horizontal Snubber 44 derived between Phase V and Phase W. The transients therefore always prefer the path with the lowest impedance.
  • Two horizontal snubbers 44 on the second phase V thus have the advantage that the power loss is divided between the two snubbers 44 due to the impedances and the corresponding components can be made smaller or less powerful with the greatest possible damping of the transients, which saves both costs and installation space.
  • the stray inductances of the phases U, V, W are not increased here either by the horizontal snubbers 44 .
  • the invention is neither limited to the exemplary embodiments shown in FIGS.
  • the invention can also be used for electronic units 10 with more layered printed circuit boards by designing the attenuator network taking into account the leakage inductance and the load current change dl/dt of the respective application.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit (10) für ein Elektrogerät, insbesondere für ein motorbetriebenes Elektrogerät, mit einer insbesondere einseitig bestückten Leiterplatte (40), die eine Mehrzahl von Leistungstransistoren (16) zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last (12), insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors (14), des Elektrogeräts aufweist, wobei jeder Phase (U, V, W) der Last (12) zumindest ein Leistungstransistor (16) zugeordnet ist. Es wird vorgeschlagen, dass zumindest einem der Leistungstransistoren (16) einer ersten Phase (W) mit der höchsten Streu-Induktivität ein erstes elektrisches Dämpfungsglied (30, 32) zur Dämpfung von durch die Schaltvorgänge der Leistungstransistoren (16) hervorgerufenen Transienten parallel geschaltet ist und dass für mindestens eine der übrigen Phasen (U, V), insbesondere für die Phase (U) mit der geringsten Streu-Induktivität, kein derartig wirkendes elektrisches Dämpfungsglied (30, 32) vorgesehen ist. Zudem betrifft die Erfindung ein Elektrogerät, insbesondere ein motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last (12), insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors (14).

Description

Elektronikeinheit für ein Elektrogerät
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit für ein Elektrogerät nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs 1. Darüber hinaus betrifft die Erfindung ein Elektrogerät mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit.
Stand der Technik
Aus der US 2018/0269793 Al ist eine als Inverter ausgebildete Elektronikeinheit zum Schalten einer elektrischen Last mittels mehrere Leistungstransistoren für jede Phase der Last bekannt. Die Elektronikeinheit weist je Phase einen High- Side- und einen Low-Side-Transistorschalter auf, um die Last per pulsweitenmoduliertem Signal (PWM) anzusteuern. Durch die Schaltvorgänge der Leistungstransistoren kommt es in der Regel jedoch zu Spannungsspitzen bzw. Transienten, die zu elektromagnetischen Störungen für weitere elektrische Komponenten und ggf. zu deren Zerstörung führen können. Auch die Leistungstransistoren selbst können in Mitleidenschaft gezogen werden. Um dies zu vermeiden, ist je Phase ein aus mindestens einem Kondensator und einer Diode bestehendes Dämpfungsglied (ein so genannter Snubber) zur Dämpfung der Spannungsspitzen bzw. Transienten vorgesehen.
In der Regel sind derartige Elektronikeinheiten zum Schalten elektrischer Lasten als eine Leiterplatte mit darauf montierten und über Leiterbahnen verbundenen Bauelementen ausgestaltet. Die Amplituden der Transienten sind dann unter anderem abhängig von der zeitlichen Änderung des Laststroms (dl/dt), die wiederum ein Leiterplatten spezifischer Parameter in Form der Streu- Induktivität der Leiterplatte und der Bandbreite sowie der charakteristischen Eigenschaften der verwendeten Bauelemente ist. Neben der Verwendung von Snubbern können auch andere aus dem Stand der Technik bekannte Maßnahmen zur Reduzierung von Schaltspannungsspitzen bzw. zur Erhöhung der elektromagnetischen Verträglichkeit einer entsprechenden Elektronikeinheit beitragen. So ist es beispielsweise möglich, Leistungstransistoren mit einer hohen Überspannungsfestigkeit und/oder geringeren Schaltzeiten zu verwenden. Ersteres führt jedoch zu erhöhten Kosten, da entsprechende Leistungstransistoren deutlich teurer sind, während Letzteres höhere Schaltverluste zur Folge hat und zudem den Einsatz für bestimmte Anwendungen mit besonderen Anforderungen an möglichst kurze Ein- und Ausschaltzeiten der Leistungstransistoren verbietet. Die Anwendung von Snubbern für jede Phase der Elektronikeinheit hat dagegen den Nachteil, dass zum einen mehr Bauraum auf der Leiterplatte benötigt wird und zum anderen thermische Verluste in den Snubbern entstehen.
Ist die Leiterplatte der Elektronikeinheit nur einseitig bestückbar, so kann ein Snubber nicht auf der anderen Leiterplattenseite vorgesehen werden, was wiederum zur Folge hat, dass die Abmessungen der Elektronikeinheit vergrößert werden müssen, da ein Snubber zur bestmöglichen Störunterdrückung möglichst nah an dem zu schützenden Halbleiterschalter bzw. Leistungstransistor positioniert werden muss. Jeder zusätzliche Snubber kann dann zudem die Streu- Induktivität der jeweiligen Phase erhöhen.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ausgehend vom bekannten Stand der Technik eine Elektronikeinheit für ein Elektrogerät bereitzustellen, die bei minimalem Bauraum, insbesondere einer einseitig bestückten Leiterplatte, eine ausreichende Unterdrückung der Transienten von Leistungstransistoren für eine mehrphasige, elektrische Last gewährleistet.
Vorteile der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit für ein Elektrogerät, insbesondere für ein motorbetriebenes Elektrogerät, mit einer insbesondere einseitig bestückten Leiterplatte, die eine Mehrzahl von Leistungstransistoren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last, insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors, des Elekt- rogeräts aufweist, wobei jeder Phase der Last zumindest ein Leistungstransistor zugeordnet ist. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass zumindest einem der Leistungstransistoren einer ersten Phase mit der höchsten Streu-Induktivität ein erstes elektrisches Dämpfungsglied zur Dämpfung von durch die Schaltvorgänge der Leistungstransistoren hervorgerufenen Transienten parallelgeschaltet ist und dass für mindestens eine der übrigen Phasen, insbesondere für die Phase mit der geringsten Streu-Induktivität, kein derartig wirkendes elektrisches Dämpfungsglied vorgesehen ist. Mit Vorteil können durch die gezielte Anwendung von Snubbern nur für bestimmte Leistungstransistoren bei kleinstmöglichem Bauraum der Elektronikeinheit wirkungsvoll Transienten in kritischen Bauelementen reduziert bzw. vermieden werden. Die Erfindung ermöglich so überdies ein schnelles Schalten der die elektrische Last ansteuernden Leistungstransistoren in Verbindung mit einer hohen Zuverlässigkeit. Besonders vorteilhaft lässt sich die Erfindung für so genannte IMS-Leiterplatten (Insulated Metal Substrate) aufgrund ihrer einseitigen Bestückung (Single Layer) anwenden. Zudem wird auf diese Weise die Gesamt- Streu-Induktivität aller Phasen nicht erhöht. Die Erfindung kann jedoch auch in Elektronikeinheiten mit mehrschichtigen Leiterplatten Anwendung finden, indem das Dämpfungsglied-Netzwerk unter Berücksichtigung der Streu-Induktivität und der Laststromänderung dl/dt der jeweiligen Anwendung ausgelegt wird.
Als Elektrogeräte im Kontext der Erfindung sollen alle per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbaren, elektrisch betriebenen Geräte mit einer mehrphasigen Last, insbesondere mit einem mehrphasigen Elektromotor, verstanden werden, bei denen die erfindungsgemäße Elektronikeinheit zur Dämpfung von durch die Schaltvorgänge ihrer Leistungstransistoren hervorgerufenen Störungen zum Einsatz kommen kann. Als elektromotorischer Antrieb kommen dabei insbesondere elektrisch kommutierte Motoren (so genannte EC- bzw. BLDC-Motoren) in Frage, deren einzelne Phasen über die Leistungstransistoren der Elektronikeinheit per Pulsweitenmodulation zur Steuerung bzw. Regelung ihrer Drehzahl und/oder ihres Drehmoments angesteuert werden. So kann die Erfindung beispielweise auf Elektrowerkzeuge zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektromotorisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs, wie Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Bohrhämmer, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen, Kreis-, Tisch-, Kapp- und Stichsägen oder dergleichen, angewendet werden. Aber auch in Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, Küchenmaschinen, Kochfelder oder dergleichen, Gartengeräten, wie Rasenmäher, Häcksler, Astsägen, etc., Baumaschinen, wie z.B. Betonmischer oder elektromotorisch angetriebenen Fahr- und Flugzeugen, etc. ist eine Anwendung der Erfindung denkbar.
Der Begriff Leiterplatte kann sowohl eine feste als auch eine flexible Platine mit bedruckten bzw. geätzten Leiterbahnen, insbesondre Kupfer-Leiterbahnen, umfassen, wobei die Platine derart ausgestaltet ist, dass sie ein oder mehrere passive oder aktive elektronische Bauelemente in Form von Widerständen, Kondensatoren, Spulen, Dioden, Transistoren, integrierten Schaltkreise etc. trägt. Mit besonderem Vorteil kommt die Erfindung bei so genannten IMS-Leiterplatten (Insulated Metal Substrate) aufgrund ihrer einseitigen Bestückung (Single Layer) zur Anwendung. Auf die Ausgestaltungsmöglichkeiten derartigen Leiterplatten soll hier nicht näher eingegangen werden, da sie dem Fachmann hinlänglich bekannt sind.
Die Leistungstransistoren der Elektronikeinheit sind vorzugsweise als MOSFETs ausgebildet. Es kommen aber auch Leistungstransistoren in Form anderer Feldeffekt-Transistoren, Bipolar-Transistoren, IGBTs oder dergleichen in Frage.
In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass jeder Phase der Last ein mit einem ersten Bezugspotential, insbesondere einem Versorgungspotential, verbundener High-Side-Leistungstransistor und ein mit einem zweiten Bezugspotential, insbesondere einer elektrischen Masse, verbundener Low-Side- Leistungstransistor zugeordnet ist. Im Falle eines dreiphasigen Elektromotors ist die Elektronikeinheit somit als B6-Leistungsbrücke ausgebildet. Das erste elektrische Dämpfungsglied ist dann dem Low-Side-Leistungstransistor oder dem High- Side-Leistungstransistor der ersten Phase parallelgeschaltet. Es sind aber auch andere Schaltungstopologien, wie z.B. eine H-Brücke oder nur ein einzelner Leistungstransistor pro Phase denkbar. Ergänzend ist zumindest ein zweites elektrisches Dämpfungsglied dem Low- Side-Leistungstransistor oder dem High-Side-Leistungstransistor einer zweiten Phase parallelgeschaltet. Dabei weist die zweite Phase vorzugsweise die zweithöchste Streu-Induktivität auf. Somit sind die Bauelemente, insbesondere die Leistungstransistoren, zum Schalten der ersten Phase mit der höchsten Streu- Induktivität und die Bauelemente, insbesondere die Leistungstransistoren, zum Schalten der zweiten Phase mit der zweithöchsten Streu-Induktivität geschützt. Bei einer dreiphasigen Last hat dies mit besonderem Vorteil zum einen keinen Einfluss auf die Streu-Induktivität der dritten Phase, während zum anderen nur wenig mehr Platz auf der Leiterplatte der Elektronikeinheit benötigt wird.
Durch die Parallelschaltung der elektrischen Dämpfungsglieder zu den Leistungstransistoren der ersten und der zweiten Phase erhöhen sich jeweils auch deren Streu-Induktivitäten und internen Widerstände. In einer alternativen Ausgestaltung der Erfindung ist daher vorgesehen, dass das zumindest eine zweite elektrische Dämpfungsglied zwischen der ersten und der zweiten Phase geschaltet ist. Demzufolge soll ein einem Leistungstranstor einer Phase parallel geschaltetes elektrisches Dämpfungsglied im Weiteren auch als vertikaler Snubber und ein zwischen zwei Leistungstransistoren zweier Phasen geschaltetes elektrisches Dämpfungsglied als horizontaler Snubber bezeichnet werden. Mit besonderem Vorteil kann so neben der Phase mit der höchsten Streu-Induktivität die Phase mit der höchsten elektrischen und thermischen Belastung gegenüber Transienten während der Schaltvorgänge der entsprechenden Leistungstransistoren geschützt werden. Des Weiteren werden durch den horizontalen Snubber die Streu- Induktivitäten der Phasen nicht erhöht und es ist möglich, den Bauraum der Elektronikeinheit durch die Kombination mit dem vertikalen Snubber gegenüber der Lösung mit mehreren horizontalen Snubbern weiter zu reduzieren.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das zumindest eine zweite als horizontaler Snubber ausgebildete, elektrische Dämpfungsglied derart zwischen die zwei Phasen geschaltet ist, dass es jeweils mit einem Knotenpunkt zwischen dem Low-Side- und dem High-Side-Leistungstransistor der beiden Phase verbunden ist. Zur Vermeidung eines falsch gerichteten, hohen Stromflusses zwischen den einzelnen Phasen ist zumindest das als horizontaler Snubber ausgebildete zweite elektrische Dämpfungsglied als ein RDC-Glied mit jeweils zumindest einem Widerstand, einer Diode und einem Kondensator aufgebaut.
Insbesondere in Verbindung mit einer dreiphasigen Last ist vorgesehen, dass für die zweite Phase zusätzlich zumindest ein drittes als horizontaler Snubber ausgebildetes Dämpfungsglied vorgesehen ist, das gegenüber einer dritten Phase wirkt. Somit können Transienten der zweiten Phase durch entsprechende Polung der Dioden der horizontalen Snubber in Abhängigkeit von der PWM-Taktung in beide Stromflussrichtungen über die erste und die dritte Phase gedämpft werden.
Die Erfindung betrifft überdies ein Elektrogerät, insbesondere ein motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last, insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors. Dabei kann die mehrphasige Last insbesondere als ein dreiphasiger EC-Motor ausgebildet sein, wobei in diesem Fall die Elektronikeinheit eine B6-Leistungsbrücke zur Ansteuerung des EC-Motors aufweist. Wie bereits erwähnt, können aber je nach Ausgestaltung der mehrphasigen Last auch andere Schaltungstopologien, wie eine H-Brücke oder ein einzelner Leistungstransistor je Phase in Frage kommen.
Ausführungsbeispiele
Zeichnung
Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Figuren 1 bis 7 beispielhaft erläutert, wobei gleiche Bezugszeichen in den Figuren auf gleiche Bestandteile mit einer gleichen Funktionsweise hindeuten.
Es zeigen Fig. 1: ein Schaltplan der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors in einer ersten Ausführungsform,
Fig. 2: eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit mit einer Leiterplatte gemäß Figur 1,
Fig. 3: ein Schaltplan der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors in einer zweiten Ausführungsform,
Fig. 4: eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit mit einer Leiterplatte gemäß Figur 3,
Fig. 5: ein Schaltplan der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors in einer dritten Ausführungsform
Fig. 6: eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit mit einer Leiterplatte gemäß Figur 5,
Fig. 7: Diagramme des Schaltverhaltens sowie der zugehörigen Transienten für das dritte Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 5 und 6 bei eingeschaltetem Low-Side-Leistungstransistor der ersten Phase (Fig. 7a) und bei ausgeschaltetem Low-Side- Leistungstransistor der ersten Phase (Fig. 7b) und
Fig. 8: ein Schaltplan der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors in einer vierten Ausführungsform.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele In Figur 1 ist ein Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 für ein nicht näher gezeigtes Elektrogerät dargestellt. Wie eingangs bereits erwähnt, kann als Elektrogerät im Kontext der Erfindung jedes per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbare, elektrisch betriebene Gerät mit einer mehrphasigen Last 12, insbesondere mit einem mehrphasigen Elektromotor 14, verstanden werden, bei dem die Elektronikeinheit 10 zur Dämpfung von durch die Schaltvorgänge ihrer Leistungstransistoren 16 hervorgerufenen Störungen zum Einsatz kommen kann. So kann die Elektronikeinheit 10 beispielweise auf Elektrowerkzeuge zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektromotorisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs, wie Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Bohrhämmer, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen, Kreis-, Tisch-, Kapp- und Stichsägen o- der dergleichen, angewendet werden. Aber auch in Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, Küchenmaschinen, Kochfelder oder dergleichen, Gartengeräten, wie Rasenmäher, Häcksler, Astsägen, etc., Baumaschinen, wie z.B. Betonmischer oder elektromotorisch angetriebenen Fahr- und Flugzeugen, etc. ist eine Anwendung der Elektronikeinheit 10 denkbar.
Die Leistungstransistoren 16 der Elektronikeinheit 10 dienen zur Ansteuerung der einzelnen Phasen U, V, W des Elektromotors 14 mittels eines pulsweitenmodulierten Signals (PWM). Dabei sind mit 18 die den Phasen U, V, W zugehörigen Wicklungen des Elektromotors 14 bezeichnet. Die Wicklungen 18 einer Phase U, V, W können sich auch über mehrere nicht gezeigte Statorzähne eines Stators des als EC-Motor ausgebildeten Elektromotors 14 verteilen, wobei die Statorzähne einer Phase U, V, W jeweils einen Statorpol ausbilden. Die Leistungstransistoren 16 der Elektronikeinheit 10 definieren eine so genannte Leistungsbrücke 20, die mit einem ersten Bezugspotential Vi, insbesondere einem Versorgungspotential V+, und mit einem zweiten Bezugspotential V2, insbesondere einem Massepotential GND, versorgt wird. Mittels zumindest eines zwischen dem ersten Bezugspotential Vi und dem zweiten Bezugspotential V2 geschalteten Filterkondensators 22 können hochfrequente Störungen, die über der Elektronikeinheit 10 abfallen, ausgefiltert werden. Ein Shunt-Widerstand 24 dient zur Messung des Laststroms I, der in den Wicklungen 18 des Elektromotors 14 umgesetzt wird. Die in einer Sternschaltung verschalteten Wicklungen 18 des Elektromotors 14 werden mittels einer als B6-Leistungsbrücke ausgebildeten Leistungsbrücke 20, die je Phase U, V, W einen High-Side-Leistungstransistor 26 und einen Low- Side-Leistungstransistor 28 aufweist, geschaltet. Die bevorzugt als MOSFETs ausgebildeten Leistungstransistoren 16 können jeweils über einen nicht näher gezeigten Steuerkontakt, insbesondere einen Gate-Anschluss, zur Erzeugung des PWM-Signals durch eine ebenfalls nicht näher gezeigte Steuer- oder Regelelektronik angesteuert werden.
Die PWM-Ansteuerung der Wicklungen 18 der Statorpole des Elektromotors 14 mittels der B6-Leistungsbrücke 20 erfolgt in bekannter Weise derart, dass jeweils die High-Side- und Low-Side-Leistungstransistoren 26 bzw. 28 einer Phase U, V, W im Wechsel zueinander ein- und ausgeschaltet werden und dass das Ein- und Ausschalten der Leistungstransistoren 16 von einer zur nächsten Phase mit einem Phasenversatz von 120° el. erfolgt, so dass die Bestromung der Wicklungen 18 zu einer entsprechenden Drehbewegung eines Rotors des Elektromotors 14 führt. Da die PWM-Ansteuerung eines Elektromotors mittels einer B6- Leistungsbrücke 20 dem Fachmann hinlänglich bekannt ist, soll hierauf jedoch nicht weiter eingegangen werden. Wesentlich für die Erfindung ist vielmehr, dass es aufgrund der Schaltvorgänge der Leistungstransistoren 16 in der Regel zu Spannungsspitzen bzw. Transienten kommt, die zu elektromagnetischen Störungen für weitere elektrische Komponenten und ggf. zu deren Zerstörung führen können. Neben einer B6-Leistungsbrücke 20 kommen in Abhängigkeit von der anzusteuernden mehrphasigen Last 12 auch andere Schalttopologien, wie eine H-Brücke oder ein einzelner Leistungstransistor je Phase in Frage.
Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass zumindest einem der Leistungstransistoren 16 einer ersten Phase W mit der höchsten Streu-Induktivität ein elektrisches Dämpfungsglied bzw. ein so genannter Snubber 30 zur Dämpfung der durch die Schaltvorgänge der Leistungstransistoren 16 hervorgerufenen Transienten parallelgeschaltet ist und dass mindestens eine der übrigen Phasen U, V, insbesondere die Phase mit der geringsten Streu-Induktivität, kein derartiges elektrisches Dämpfungsglied 30 aufweist. Die Parallelschaltung des Dämpfungsglieds 30 zu zumindest einem der Leistungstransistoren 16 soll nachfolgend auch als vertikaler Snubber 32 bezeichnet werden. Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist der vertikale Snubber 32 dem Low-Side-Leistungstransistor 28 der ersten Phase W parallelgeschaltet und besteht im Wesentlichen aus zumindest einem Widerstand 34, einer diesem parallel geschalteten Diode 36 und einem zu der aus dem Widerstand 34 und der Diode 36 gebildeten Parallelschaltung in Reihe geschalteten Kondensator 38. Der vertikale Snubber 32 ist demzufolge als ein RDC-Glied aufgebaut. Durch die gezielte Anwendung eines vertikalen Snubbers 32 nur für einen Leistungstransistor 16 der Phase W mit der höchsten Streu-Induktivität kann eine durchaus wirkungsvolle Dämpfung der Transienten in kritischen Bauelementen bei kleinstmöglichem Bauraum der Elektronikeinheit 10 erzielt werden. Statt als RDC-Glied kann ein derartiger vertikaler Snubber 32 zur weiteren Reduzierung des benötigten Bauraums auch als RC-Glied, d.h. mit einer Reihenschaltung aus Widerstand 34 und Kondensator 38, ausgebildet sein. Die Dimensionierung von Widerstand 34 und Kondensator 38 muss dabei derart an die Schaltzeiten des zugehörigen Leistungstransistors 16 angepasst werden, dass sich der Kondensator 38 bei geschlossenem Leistungstransistor 16 ausreichend entladen kann.
Besonders vorteilhaft lässt sich die Erfindung für so genannte IMS -Leiterplatten (Insulated Metal Substrate) aufgrund ihrer einseitigen Bestückung (Single Layer) anwenden. In Figur 2 ist eine derartige Leiterplatte 40 der Elektronikeinheit 10 gemäß Figur 1 gezeigt. Auf ihr sind neben anderen elektronischen Bauelementen in Form von Kondensatoren, Widerständen, Sicherungen, etc., um nur einige exemplarisch zu nennen, auch die High-Side-Leistungstransistoren 26 und die Low-Side-Leistungstransistoren 28 in SMD-Technik (Surface Mounted Device) zur Ansteuerung der einzelnen Phasen U, V, W der hier nicht dargestellten dreiphasigen Last 14 angeordnet bzw. aufgelötet. Weiterhin sind auf der Leiterplatte 40 diverse Steck- und Schraubverbindungen 42 für die Energieversorgung der Elektronikeinheit 10 und für die Steuersignale der Leistungstransistoren 16 sowie zur Kontaktierung der Wicklungen 18 des Elektromotors 14 vorgesehen.
Entsprechend Figur 1 weist die Leiterplatte 40 einen dem Low-Side- Leistungstransistor 28 der Phase W mit der höchsten Streu-Induktivität parallel geschalteten vertikalen Snubber 32 auf, der hier jedoch als einfaches RC-Glied mit einem Widerstand 34 und einem Kondensator 38 ausgebildet ist. Somit kann ein sehr geringer Bauraum der Elektronikeinheit 10 bei möglichst effektiver Dämpfung der Schalttransienten erzielt werden, ohne dass sich die Gesamt- Streu-Induktivität aller Phasen U, V, W erhöht.
Figur 3 zeigt einen Schaltplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10, die sich lediglich dadurch vom ersten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 1 und 2 unterscheidet, dass nun neben der ersten Phase W mit der höchsten Streuinduktivität auch einer weiteren Phase W, insbesondere die Phase mit der zweithöchsten Streu-Induktivität, ein vertikaler Snubber 32 zugeordnet ist. Dieser ist analog dem vertikalen Snubber 32 der ersten Phase W ebenfalls als ein RDC-Glied mit einem Widerstand 34, einer diesem parallel geschalteten Diode 36 und einem der aus dem Widerstand 34 und der Diode 36 gebildeten Parallelschaltung in Reihe geschaltetem Kondensator 38 ausgebildet. Auf die restlichen Komponenten der Figur 3 soll hier nicht weiter eingegangen werden, da ihre Funktionsweise denen des ersten Ausführungsbeispiels entspricht. Zudem sei angemerkt, dass auch hier der vertikale Snubber 32 als RC-Glied ausgebildet sein kann.
Somit sind die Bauelemente der Elektronikeinheit 10, insbesondere die Leistungstransistoren 16, zum Schalten der ersten Phase W mit der höchsten Streu- Induktivität und die Bauelemente, insbesondere die Leistungstransistoren 16, zum Schalten der zweiten Phase V mit der zweithöchsten Streu-Induktivität geschützt. Bei einer dreiphasigen Last 14 hat dies mit besonderem Vorteil zum einen keinen Einfluss auf die Streu-Induktivität der dritten Phase U, während zum anderen nur wenig mehr Platz auf der Leiterplatte 40 der Elektronikeinheit 10 benötigt wird, wie Figur 4 verdeutlicht.
Durch die Parallelschaltung der horizontalen Snubber 32 zu den Leistungstransistoren 16 der ersten und der zweiten Phase W, V erhöhen sich jeweils auch deren Streu-Induktivitäten und internen Widerstände. In einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß der Figuren 5 und 6 ist daher vorgesehen, dass zusätzlich zu dem vertikalen Snubber 32 der ersten Phase W zumindest ein zweites elektrisches Dämpfungsglied 30 als ein horizontaler Snubber 44 derart zwischen der ersten und der zweiten Phase W, V geschaltet ist. dass es jeweils mit einem Knotenpunkt 46 zwischen dem Low-Side-Leistungstransistor 28 und dem High-Side-Leistungstransistor 26 der ersten Phase W und der zweiten Phase V verbunden ist. Im Unterschied zu den beiden vorherigen Ausführungsbeispielen sind die Wicklungen 18 der Statorpole des Elektromotors 14 in einer Dreieckschaltung verschaltet. Dies hat jedoch auf die Wirkungsweise der Elektronikeinheit 10 und der elektrischen Dämpfungsglieder 30 nur einen untergeordneten Einfluss. Mit besonderem Vorteil kann durch den zusätzlichen horizontalen Snubber 44 neben der Phase W mit der höchsten Streu-Induktivität auch die Phase V mit der höchsten elektrischen und thermischen Belastung gegenüber den durch die Schaltvorgänge der entsprechenden Leistungstransistoren 16 hervorgerufenen Transienten geschützt werden. Des Weiteren werden durch den horizontalen Snubber 44 die Streu-Induktivitäten der Phasen U, V, W nicht erhöht und es ist möglich, den Bauraum der Elektronikeinheit 10 durch die Kombination mit dem vertikalen Snubber 32 gegenüber der Lösung mit mehreren horizontalen Snubbern weiter zu reduzieren. Zur Vermeidung eines falsch gerichteten, hohen Stromflusses zwischen den beiden Phasen V und W muss der horizontale Snubber 44 als ein RDC-Glied mit jeweils zumindest einem Widerstand 34, einer Diode 36 und einem Kondensator 38 aufgebaut sein.
In Figur 7 sind zwei Diagramme des Schaltverhaltens sowie der zugehörigen Transienten für das dritte Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 5 und 6 dargestellt. Dabei zeigt Figur 7a das Verhalten bei eingeschaltetem Low-Side- Leistungstransistor 28 der ersten Phase W und Figur 7b bei entsprechend ausgeschaltetem Low-Side-Leistungstransistor 28. Mit 46 und 48 sind die Spannungsverläufe Uv und Uw an den Knotenpunkten 46 der beiden Phasen V und W in Volt [V] gekennzeichnet, während 50 und 52 die zeitlichen Verläufe der Ströme lv bzw. IH im vertikalen Snubber 32 bzw. im horizontalen Snubber 44 in Ampere [A] bezeichnen. Die Stromverläufe 50 und 52 wurden mit einer so genannten Rogowski-Spule über den jeweiligen Kondensatoren 38 der Snubber 30 gemessen, woraus ein leichter Offset resultiert, der jedoch für die Erfindung ohne Bedeutung ist. Zudem sei darauf hingewiesen, dass die dargestellten Verläufe zur Verdeutli- chung der Wirkungsweise der Snubber 30 dienen und daher nicht dem typischen PWM- Muster zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors entsprechen.
Gemäß Figur 7a ist zu erkennen, dass das Ein- und Ausschalten des Low-Side- Leistungstransistors 28 der zweiten Phase V (vgl. hierzu den Spannungsverlauf 46) bei eingeschaltetem bzw. geschlossenem Low-Side-Leistungstransistor 28 der ersten Phase W zu Transienten bzw. positiven oder negativen Spannungsspitzen im zugehörigen Spannungsverlauf 48 führt. Diese Spannungsspitzen werden aufgrund des eingeschalteten Low-Side-Leistungstransistors 28 der ersten Phase W nicht durch den dazu parallel geschalteten vertikalen Snubber 32 aufgenommen, wie dem zugehörigen Stromverlauf 50 entnehmbar ist. Vielmehr nimmt sie der horizontale Snubber 44 zwischen den Knotenpunkten 46 der Phasen V und W auf, was zu einer entsprechend wirksamen Dämpfung führt. Wird der Low-Side-Leistungstransistor 28 der ersten Phase W gemäß Figur 7b zeitgleich mit dem Low-Side-Leistungstransistor 28 der zweiten Phase V geöffnet und geschlossen, so nehmen sowohl der vertikale Snubber 32 als auch der horizontale Snubber 44 die resultierenden Transienten auf, wie den zughörigen Verläufen 50 und 52 der Ströme lv und IH ZU entnehmen ist.
Im dritten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 5 bis 7 wurden als RDC- Glieder ausgebildete Snubber 30 verwendet, bei denen jeweils ein Widerstand 34 mit einem Widerstandswert von 10 Ohm sowie ein Kondensator 38 mit einer Kapazität von 22 nF zum Einsatz kamen. Wie bereits weiter oben erwähnt, hängen diese Werte und die daraus resultierenden Zeitkonstanten unter anderem von den minimalen Einschaltzeiten der Leistungstransistoren 16 ab, um einerseits eine möglichst wirkungsvolle Dämpfung der Transienten und andererseits ein ausreichend schnelles Entladen des Kondensators 38 zu erzielen.
Figur 8 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10, das sich insbesondere vom dritten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 5 und 6 durch einen weiteren horizontalen Snubber 44 zwischen der zweiten Phase V und der dritten Phase U unterscheidet. Dabei ist jeweils ein Knotenpunkt 46 zwischen dem Low-Side-Leistungstransistor 28 und dem High- Side-Leistungstransistor 26 der zweiten Phase V und der dritten Phase W mit dem weiteren horizontalen Snubber 44 verbunden. Der weitere horizontale Snubber 40 stellt somit ein drittes Dämpfungsglied 30 dar, das in Verbindung mit dem horizontalen Snubber 44 zwischen der ersten Phase W und der zweiten Phase V die Transienten des Low-Side-Leistungstransistors 28 der zweiten Phase je nach PWM-Taktung der zugehörigen Leistungstransistoren 16 in beide Stromflussrichtungen über die erste Phase W mit der höchsten Streu-Induktivität und die dritte Phase U mit der geringsten Streu-Induktivität dämpft. Zu diesem Zweck ist das dritte Dämpfungsglied 30 bzw. dessen Diode 36 in entgegen gesetzter Richtung gepolt gegenüber dem zweiten Dämpfungsglied 30 bzw. dessen Diode 36.
Wenn also bei einer bestimmten Rotorposition des Elektromotors 14 der Low- Side- oder High-Side-Leistungstransistor 28, 26 in der dritten Phase U permanent durchgeschaltet ist und die Leistungstransistoren 16 in Phase V takten, werden die Transienten von Phase V überwiegend über den horizontalen Snubber 44 zwischen Phase V und Phase U abgeleitet. Wenn dagegen bei einer anderen Rotorposition des Elektromotors 14 der Low-Side- oder High-Side- Leistungstransistor 28, 26 in der ersten Phase W permanent durchgeschaltet ist und die Leistungstransistoren 16 in Phase V takten, werden die Transienten von Phase V überwiegend über den horizontalen Snubber 44 zwischen Phase V und Phase W abgeleitet. Die Transienten bevorzugen daher immer den Weg der kleinsten Impedanz. Zwei horizontalen Snubber 44 an der zweiten Phase V haben somit den Vorteil, dass sich durch die Impedanzen die Verlustleistung auf beide Snubber 44 aufteilt und die entsprechenden Bauteile bei größtmöglicher Dämpfung der Transienten kleiner bzw. leistungsschwächer ausfallen können, was sowohl Kosten als auch Bauraum spart. Zudem werden auch hier durch die horizontalen Snubber 44 die Streu-Induktivitäten der Phasen U, V, W nicht erhöht.
Abschließend sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung weder auf die gezeigten Ausführungsbeispiele gemäß der Figuren 1 bis 7 noch auf die Formen und Größenverhältnisse der elektrischen Bauelemente oder die Anzahl und Ausgestaltung der Steck- und Schraubverbindungen 42 der Elektronikeinheit 10 beschränkt ist. Die Erfindung kann zudem auch für Elektronikeinheiten 10 mit mehr- schichtigen Leiterplatten eingesetzt werden, indem das Dämpfungsglied- Netzwerk unter Berücksichtigung der Streu-Induktivität und der Laststromänderung dl/dt der jeweiligen Anwendung ausgelegt wird.

Claims

Ansprüche
1. Elektronikeinheit (10) für ein Elektrogerät, insbesondere für ein motorbetriebenes Elektrogerät, mit einer insbesondere einseitig bestückten Leiterplatte (40), die eine Mehrzahl von Leistungstransistoren (16) zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last (12), insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors (14), des Elektrogeräts aufweist, wobei jeder Phase (U, V, W) der Last (12) zumindest ein Leistungstransistor (16) zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einem der Leistungstransistoren (16) einer ersten Phase (W) mit der höchsten Streu-Induktivität ein erstes elektrisches Dämpfungsglied (30, 32) zur Dämpfung von durch die Schaltvorgänge der Leistungstransistoren (16) hervorgerufenen Transienten parallel geschaltet ist und dass für mindestens eine der übrigen Phasen (U, V), insbesondere für die Phase (U) mit der geringsten Streu-Induktivität, kein derartig wirkendes elektrisches Dämpfungsglied (30, 32) vorgesehen ist.
2. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Phase (U, V, W) der Last (12) ein mit einem ersten Bezugspotential (Vi), insbesondere einem Versorgungspotential (V+), verbundener High-Side- Leistungstransistor (26) und ein mit einem zweiten Bezugspotential (V2), insbesondere einer elektrischen Masse (GND), verbundener Low-Side- Leistungstransistor (28) zugeordnet ist.
3. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste elektrische Dämpfungsglied (30, 32) dem Low-Side-Leistungstransistor (28) oder dem High-Side-Leistungstransistor (26) der ersten Phase (W) parallelgeschaltet ist.
4. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein zweites elektrisches Dämpfungsglied (30, 32) dem Low-Side-Leistungstransistor (28) oder dem High-Side- Leistungstransistor (26) zumindest einer zweiten Phase (V) parallelgeschaltet ist.
5. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein zweites elektrisches Dämp- fungsglied (30, 34) zwischen der ersten und einer zweiten Phase (W, V) geschaltet ist. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine zweite elektrische Dämpfungsglied (30, 34) derart zwischen die zwei Phasen (W, V) geschaltet ist, dass es jeweils mit einem Knotenpunkt (46) zwischen dem Low-Side- und dem High-Side-Leistungstransistor (28, 26) der beiden Phase (W, V) verbunden ist. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Phase (V) die zweithöchste Streu- Induktivität aufweist. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass für die zweite Phase (V) zusätzlich zumindest ein drittes gegenüber einer dritten Phase (U) wirkendes Dämpfungsglied (30, 34) vorgesehen ist. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine zweite und/oder dritte elektrische Dämpfungsglied (30, 34) als ein RDC-Glied mit jeweils zumindest einem Widerstand (34), einer Diode (36) und einem Kondensator (38) aufgebaut ist. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungstransistoren (15) als MOSFETs ausgebildet sind. Elektrogerät, insbesondere motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Ansteuerung einer mehrphasigen Last (12), insbesondere eines mehrphasigen Elektromotors (14). Elektrogerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die mehrphasige Last (12) ein dreiphasiger EC-Motor (14) ist und dass die Elektroni- - 18 - keinheit (10) eine B6-Leistungsbrücke (20) zur Ansteuerung des EC-Motors (14) aufweist.
EP21847720.6A 2021-01-28 2021-12-29 Elektronikeinheit für ein elektrogerät Pending EP4285478A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102021200781.3A DE102021200781A1 (de) 2021-01-28 2021-01-28 Elektronikeinheit für ein Elektrogerät
PCT/EP2021/087800 WO2022161732A1 (de) 2021-01-28 2021-12-29 Elektronikeinheit für ein elektrogerät

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP4285478A1 true EP4285478A1 (de) 2023-12-06

Family

ID=80113412

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP21847720.6A Pending EP4285478A1 (de) 2021-01-28 2021-12-29 Elektronikeinheit für ein elektrogerät

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20240088783A1 (de)
EP (1) EP4285478A1 (de)
CN (1) CN116888876A (de)
DE (1) DE102021200781A1 (de)
WO (1) WO2022161732A1 (de)

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS58133175A (ja) * 1982-02-02 1983-08-08 Mitsubishi Electric Corp インバ−タ装置
US5258902A (en) 1992-05-11 1993-11-02 Simmonds Precision Products, Inc. Snubber circuit located between an output line and low impedance potential
US5892677A (en) * 1997-06-02 1999-04-06 Reliance Electric Industrial Company Adaptive overlapping communication control of modular AC-AC converter and integration with device module of multiple AC-AC switches
US7541791B2 (en) 2006-03-14 2009-06-02 Energy Conservation Technologies, Inc. Switch mode power converter having multiple inductor windings equipped with snubber circuits
JP2008118784A (ja) * 2006-11-06 2008-05-22 Honda Motor Co Ltd 電力変換回路
US9431921B2 (en) * 2012-05-01 2016-08-30 Analogic Corporation Controlling capacitive snubber as function of current in inverter
EP3238330B1 (de) 2014-12-23 2021-01-06 Appulse Power Inc. Sperrwandler
DE102015013875B4 (de) * 2015-10-28 2022-05-05 Audi Ag Wechselrichter für eine elektrische Maschine, elektrische Antriebseinrichtung für ein Kraftfahrzeug sowie Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters
US9912225B2 (en) * 2015-10-30 2018-03-06 Faraday & Future Inc. Method and system for overcurrent protection for insulated-gate bipolar transistor (IGBT) modules

Also Published As

Publication number Publication date
WO2022161732A1 (de) 2022-08-04
US20240088783A1 (en) 2024-03-14
CN116888876A (zh) 2023-10-13
DE102021200781A1 (de) 2022-07-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112018005839T5 (de) System und verfahren für kompakte motorsteuerung mit redundanten leistungsstrukturen
DE102011014826A1 (de) Stromversorgungskreis und Motorvorrichtung
EP2932598B1 (de) Schaltkomponente, insbesondere hausgeräteschaltkomponente
EP3391492B1 (de) Leistungselektronikeinheit
WO2007113046A2 (de) Elektrische maschine mit dämpfungswicklung
EP0682402B1 (de) Einrichtung zur Begrenzung der Änderungsgeschwindigkeit der Ausgangsgrössen eines über einen Gleichspannungszwischenkreis selbstgeführten Umrichters
EP1934485B1 (de) Kühlerlüftermodul für ein kraftfahrzeug
EP2499727A2 (de) Leistungsschalteranordnung für einen wechselrichter
DE102016123678A1 (de) Anordnung und Verfahren zur Erzeugung einer negativen Spannung für einen High-Side-Schalter in einem Wechselrichter
DE102016219770A1 (de) Synchronmaschinensystem mit einer Schaltung zur Entmagnetisierung
EP2499730A2 (de) Wechselrichter mit spannungsbegrenzungselement
DE3823778A1 (de) Vorrichtung zum betrieb von an das bordnetz von mobilen einheiten angeschlossenen verbrauchern
EP2625777A2 (de) Umrichterschaltung
WO2016091281A1 (de) Vorrichtung zur leistungsbegrenzung beim schalten einer last, schaltungsanordnung sowie verfahren
EP4285478A1 (de) Elektronikeinheit für ein elektrogerät
WO2023174613A1 (de) Elektronikeinheit für ein elektrogerät
DE3215589C2 (de)
WO2011057901A2 (de) Wechselrichter
EP2994984B1 (de) Dreipunkt-stromrichter
WO2001039347A1 (de) Schutzvorrichtung gegen die durch schaltvorgänge verursachten überspannungen an klemmen eines elektrischen betriebsmittels
WO2019137865A1 (de) Elektronische kurzschlussbremsvorrichtung für elektromotoren
DE19726765C2 (de) Gatespannungsbegrenzung für eine Schaltungsanordnung
DE102013218799A1 (de) Modularer Stromrichter
DE102018010146A1 (de) Vorrichtung zur Filterung von hochfrequenten Störspannungen in einer Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur
EP0806827B1 (de) Verpolschutz-Schaltungsanordnung

Legal Events

Date Code Title Description
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: UNKNOWN

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE INTERNATIONAL PUBLICATION HAS BEEN MADE

PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE

17P Request for examination filed

Effective date: 20230828

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

DAV Request for validation of the european patent (deleted)
DAX Request for extension of the european patent (deleted)