EP2184801B1 - Dispositif de filtrage différentiel à résonateurs couplés coplanaires et antenne filtrante munie d'un tel dispositif - Google Patents

Dispositif de filtrage différentiel à résonateurs couplés coplanaires et antenne filtrante munie d'un tel dispositif Download PDF

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EP2184801B1
EP2184801B1 EP09175192.5A EP09175192A EP2184801B1 EP 2184801 B1 EP2184801 B1 EP 2184801B1 EP 09175192 A EP09175192 A EP 09175192A EP 2184801 B1 EP2184801 B1 EP 2184801B1
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EP
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filtering device
differential
resonator
resonators
distance
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Raffi Bourtoutian
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Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/335—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors at the feed, e.g. for impedance matching
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H01Q9/285—Planar dipole

Definitions

  • the present invention relates to a differential filtering device with coupled resonators. It also relates to a filter antenna comprising at least one filtering device of this type.
  • Radio frequency transmit / receive systems powered by differential electrical signals are very attractive for current and future wireless communications systems, especially for autonomous communicating object concepts.
  • a differential supply is a supply of two signals of equal amplitude in phase opposition. It helps reduce, or even eliminate, unwanted "common mode” noise in transmit and receive systems.
  • a non-differential power supply causes the radiation of an undesired cross component due to the common mode flowing on the non-symmetrical power cables.
  • the use of a differential power supply eliminates the cross-radiation of the measurement cables and thus makes it possible to obtain reproducible measurements independent of the measurement context as well as perfectly symmetrical radiation diagrams.
  • the "push-pull" power amplifiers whose structure is differential have several advantages, such as the doubling of the output power and the elimination of higher order harmonics.
  • the low noise differential amplifiers offer several perspectives in terms of reduction of the noise factor. Also, the use of a differential structure prevents unwanted triggering of the oscillators by common mode noise.
  • baluns involves several disadvantages: increasing congestion, cost and adding additional losses thus reducing the overall performance of the system.
  • Another problem lies in the difficulty of achieving broad bandwidth baluns, that is to say capable of ensuring a perfect transformation of a non-differential signal into a differential signal over the entire bandwidth. They can cause the creation of common mode signals and degrade the overall operation of the system. This results in a great need to make filters directly in differential technology to overcome all the disadvantages caused by the use of baluns.
  • EP 0 542 917 B1 presents a differential ring filter coupled in micro ribbon technology. This filter comprises two coupled micro ribbons that can transmit a differential signal.
  • the document EP 1328039 discloses a differential filtering device with coupled resonators.
  • the device has two bi-ribbon ports, one qualified as the input port and the other as the output port of the filtering device.
  • a first spiral differential resonator is coupled to the input port and a second differential resonator is coupled to the output port.
  • the first and second differential resonators are coupled together by a third central differential resonator.
  • the document GB2260651 discloses a planar conductive strip folded back on itself so as to form a capacitive coupling between its two ends as illustrated on FIG. Figure 1A of this document.
  • this coupled ring filter made in micro-band technology has a narrow bandwidth and is therefore not suitable for broadband telecommunications requiring very large bandwidths.
  • the invention thus relates more precisely to a differential filtering device comprising a pair of coupled resonators disposed on the same face of a dielectric substrate, each resonator comprising two conductive strips positioned symmetrically with respect to a plane perpendicular to the face on which the resonator is arranged, these two conductive strips being respectively connected to two conductors of a bi-ribbon connection port to a transmission line of a differential signal.
  • This filter comprises two coplanar resonators, each having a bi-ribbon line portion consisting of two rectilinear conductive strips parallel and symmetrical with respect to a plane perpendicular to the plane of the resonators. This plane of symmetry represents a virtual mass plane for the filter because of its differential character.
  • Each conductive strip has a length which corresponds to a quarter of the apparent wavelength in the filter substrate at the high operating frequency of the filter.
  • the two conductive strips of the same resonator are connected, at one of their two ends, respectively to two conductors of a bi-ribbon port for connection to a transmission line of a differential signal. They therefore each keep a free end. Capacitive coupling of the two resonators is then achieved by the arrangement vis-à-vis the free ends of their respective conductive strips.
  • the bandpass filtering is performed, on the one hand, by the impedance jumps between each pair of conductive strips and the port to which it is connected and, on the other hand, by the capacitive coupling of the two resonators.
  • Such a topology makes it possible to achieve high bandwidths with high out-of-band rejection for filters of order 2, 3 or 4.
  • the arrangement opposite the two pairs of rectilinear and parallel conductive strips implies a dimension of the filter close to half apparent wavelength at the high operating frequency, which is relatively compact. This compactness can even be optimized by choosing a substrate whose dielectric properties can reduce the apparent wavelength.
  • some applications, especially small autonomous communicating objects, require even more compact filters.
  • the subject of the invention is therefore a differential filtering device with coupled resonators as defined in claim 1.
  • the folds of the ends of each conductive strip as defined above, and their arrangement vis-à-vis allow to consider a smaller filter size, including a filter length less than half the wavelength apparent, for geometric reasons.
  • the fact that these folds are designed to form additional capacitive coupling between the two ends of each conductive strip creates at least one additional frequency transmission zero providing high bandwidth and out-of-band rejection performance. of the filtering device.
  • the capacitive coupling by folding of the ends also generating a magnetic coupling, the size each conductive strip can be further reduced while ensuring the same filtering function of the assembly.
  • the portion of length on which the folding is performed may be chosen to set a certain desired bandwidth of the filtering device.
  • a differential filtering device may include any of the additional features defined in claims 2 to 5.
  • the additional folds are directed inwardly of the generally rectangular or square shape.
  • the two conductive strips of one of the two resonators are spaced a first distance between them and the two conductive strips of the other of the two resonators are separated by a second distance between them, this second distance being different from the first distance so that the filtering device performs an additional impedance matching function by presenting an output impedance different from its input impedance.
  • the filtering device can be used to directly connect two different impedance circuits, such as an antenna and an active circuit.
  • the invention also relates to a differential dipole filter antenna comprising at least one filtering device as defined above.
  • a differential dipole filter antenna according to the invention may comprise a radiating structure shaped to integrate in its external dimensions said filtering device.
  • the coupled resonator differential filtering device 10 shown in FIG. figure 1 comprises at least one pair of resonators 12 and 14, coupled together by capacitive coupling and disposed on the same plane face 16 of a dielectric substrate.
  • the first resonator 12 consisting of a bi-ribbon line portion, is connected to two conductors E1 and E2 of a bi-ribbon connection port to a transmission line of a differential signal.
  • These two conductors E1 and E2 of the bi-ribbon port are symmetrical with respect to a plane P perpendicular to the plane face 16 and forming a virtual electric ground plane. They are of a width w and distant from each other by a distance s, these two parameters s and w defining the impedance of the bi-ribbon port.
  • the second resonator 14 also consisting of a bi-ribbon line portion, is connected to two conductors S1 and S2 of a bi-ribbon connection port to a transmission line of a differential signal.
  • These two conductors S1 and S2 of the bi-ribbon port are also symmetrical with respect to the virtual electrical ground plane P.
  • the filtering device 10 is symmetrical between its differential input and its output so that these can be totally reversed.
  • the two conductors E1 and E2 will be chosen by convention as being the bi-band input port of the filtering device 10, for receiving an unfiltered differential signal.
  • the two conductors S1 and S2 will be conventionally chosen as the bi-band output port of the filter device 10, for the supply of the filtered differential signal.
  • the first resonator 12 comprises two conductive strips identified by their references LE1 and LE2. These two conductive strips LE1 and LE2 are positioned symmetrically with respect to the virtual electrical ground plane P. They are respectively connected to the two conductors E1 and E2 of the input port.
  • the second resonator 14 comprises two conductive strips identified by their references LS1 and LS2. These two conductive strips LS1 and LS2 are also positioned symmetrically with respect to the virtual electrical ground plane P. They are respectively connected to the two conductors S1 and S2 of the output port.
  • Capacitive coupling of the two resonators 12 and 14 is ensured by the arrangement vis-à-vis but without contact of their respective pairs of conductive strips.
  • the conductive strips LE1 and LS1 located on the same side with respect to the virtual electrical ground plane P, are arranged vis-a-vis at a distance e from one another.
  • the conductive strips LE2 and LS2, situated on the other side with respect to the virtual electrical ground plane P, are arranged facing each other at the same distance e from each other.
  • This distance e between the two resonators 12 and 14 mainly influences the bandwidth of the filtering device 10 and has a side effect on its characteristic impedance.
  • the bandwidth is enlarged by the appearance of two distinct reflection zeros within this bandwidth, corresponding to two distinct resonant frequencies, when e is small enough to achieve the capacitive coupling between the two resonators.
  • the lower the distance e the more the two reflection zeros created move away from each other, thus widening the bandwidth.
  • the distance e must be small enough to increase the bandwidth but also large enough not to generate unwanted reflection within the bandwidth.
  • each conductive strip must be of length ⁇ / 4, where ⁇ is the apparent wavelength, for a substrate considered, corresponding to the frequency high operating filter device.
  • the conductive strips LE1, LE2, LS1 and LS2 are advantageously folded back on themselves so as to locally form additional capacitive and magnetic couplings between their two ends.
  • the size of the filtering device 10 is thus reduced for at least two reasons: the collapses geometrically generate a size reduction of the assembly, but moreover, thanks to the capacitive and magnetic couplings, the size of each conductive strip can be further reduced. while ensuring a good functioning of the resonators.
  • This capacitive and magnetic coupling further generates a feedback between the input and the output of each conductive strip, so as to create one or more additional transmission zeros at frequencies higher than the upper limit of the bandwidth of the filter device 10. The high band rejection is thus improved.
  • the four conductive strips are of generally annular shape, their ends being folded inside this annular general shape over a portion of predetermined length thereof.
  • the folding of the ends of each conductive strip is located on a portion of this conductive strip disposed vis-à-vis the other conductive strip of the same resonator.
  • the folds of ends of the conductive strips LE1 and LE2 are arranged vis-à-vis on both sides of the plane of symmetry P and in the vicinity thereof.
  • the conductive strip LE1 is generally rectangular in shape and consists of rectilinear conductive segments.
  • a first segment LE1 1 having a first free end of the conductive strip LE1 extends inwardly of the rectangle formed by the conductive strip over a length L in a direction orthogonal to the virtual ground plane P.
  • a second segment LE1 2 connected to this first segment at right angles, is part of the side of the rectangle parallel to the virtual ground plane P and close to it.
  • a third segment LE1 3 connected to this second segment at right angles, constitutes the side of the rectangle orthogonal to the virtual ground plane P and connected to the conductor E1 of the input port.
  • a fourth segment LE1 4 connected to this third segment at right angles, constitutes the side of the rectangle parallel to the virtual ground plane P and close to an outer edge of the substrate.
  • a fifth segment LE1 5 connected to this fourth segment at right angles, constitutes the side of the rectangle orthogonal to the virtual ground plane P and opposite the side LE1 3 .
  • a sixth segment LE1 6 connected to this fifth segment at right angles, constitutes as the second segment LE1 2 a portion of the side of the rectangle parallel to the virtual ground plane P and close to it.
  • the segments LE1 1 and LE1 7 are spaced a constant distance e S over their entire length which ensures their capacitive coupling.
  • the conductive strip LE1 may also be seen as consisting of a folded main conductive strip connected at one of its ends to the conductor E1, this main conductive strip comprising the segments LE1 1 , LE1 2 and the portion of the segment LE1 3 located between the segment LE1 2 and the conductor E1, and a stub-type branch folded on the main conductive strip, this stub-type branch comprising the other part of the segment LE1 3 , and the segments LE1 4 to LE1 7 .
  • the "stub" type branch is then considered to be placed at the junction between the main conducting strip and the conductor E1. It should theoretically have a total length of ⁇ / 4, but the capacitive and magnetic couplings generated by the folding of the conductive strip LE1 on itself can reduce this length, especially 10 to 20% on the derivation in "stub" .
  • segment LE1 4 makes it possible to bring together the segments LE1 3 and LE1 5 , but also the segments LE1 3 and LE1 1 , or the segments LE1 5 and LE1 7 , so as to multiply the number of capacitive and magnetic couplings generated by the folding of the conductive strip LE1 on itself. These multiple couplings improve the operation of the filtering device 10.
  • the coupling length L between the two folded ends ie the two segments LE1 1 and LE1 7 , mainly influences the bandwidth of the filtering device 10, but also has a side effect on the high band rejection. The more it increases, the lower the bandwidth but the higher the band rejection is improved.
  • the distance e S between the two folded ends mainly influences the high-band rejection of the filtering device 10: the smaller it is, the higher the rejection at high band is improved. It should be noted, however, that this distance can not be less than a limit imposed by the precision of the etching of the conductive strip LE1 on the substrate.
  • the conductive strip LE2 consists, like the conductive strip LE1, of seven conductive segments LE2 1 to LE2 7 disposed on the plane face 16 of the substrate symmetrically to the seven segments LE1 1 to LE1 7 with respect to the virtual ground plane P.
  • the two conductive strips LE1 and LE2 are spaced a constant distance e 1 , corresponding to the distance separating the segments LE1 2 and LE1 6 , on the one hand, the segments LE2 2 and LE2 6 , on the other hand.
  • This distance e 1 mainly influences the impedance of the first resonator 12, that is to say the input impedance of the filtering device 10, but also has a side effect on the bandwidth of the filtering device 10. More it increases, the more the impedance increases and less markedly, the more the bandwidth is reduced.
  • the two resonators 12 and 14 being symmetrical with respect to an axis normal to the virtual ground plane P located on the plane face 16, the conductive strips LS1 and LS2 each consist, as the conductive strips LE1 and LE2, of seven conductive segments LS1 1 to LS1 7 and LS2 1 to LS2 7 respectively, printed on the flat face 16 of the substrate symmetrically to the segments of the conductive strips LE1 and LE2 by report to this axis.
  • the two conductive strips LS1 and LS2 are spaced a constant distance e 2 equal to e 1 , corresponding to the distance separating the segments LS1 2 and LS1 6 , on the one hand, of the segments LS2 2 and LS2 6 , on the other hand.
  • This distance e 2 also mainly influences the impedance of the second resonator 14, that is to say the output impedance of the filtering device 10, but also has a side effect on the bandwidth of the filtering device 10. More it increases, the more the impedance increases and less markedly, the more the bandwidth is reduced.
  • the distance e separating the two resonators 12 and 14 corresponds to the distance separating the segments LE1 5 and LE2 5 , on the one hand, from the segments LS1 5 and LS2 5 , on the other hand.
  • the capacitive coupling between the two resonators 12 and 14 is thus established over the entire length of the segments LE1 5 and LE2 5 , on the one hand, and the segments LS1 5 and LS2 5 , on the other hand.
  • the figure 2 schematically presents an equivalent electric circuit of the filtering device 10 previously described.
  • a first inverter 20 represents an impedance jump, from Z 0 to Z 1 , at the input of the filtering device 10.
  • the impedance Z 0 is determined by the parameters s and w of the conductors E1 and E2 of the port input, while the impedance Z 1 is determined in particular by the distance e 1 between the conductive strips LE 1 and LE 2.
  • a second inverter 22 represents the corresponding impedance jump, from Z 1 to Z 0 , at the output of the filtering device 10.
  • the first and second coupled resonators 12 and 14 are each represented by an LC circuit with capacitance C and inductance L in parallel. These two LC circuits are connected, respectively, respectively to the first and second inverters 20 and 22 and, on the other hand, to ground.
  • the folding of the conductive strips LE1, LE2, LS1 and LS2 creates additional couplings, inside each resonator but also between the resonators, which can be represented by a feedback LC circuit 24, with capacitance C1 and inductance L1 in parallel, connected, on the one hand, to the junction 26 between the first resonator 12 and the first inverter 20 and, on the other hand, to the junction 28 between the second resonator 14 and the second inverter 22.
  • This LC feedback circuit 24 improves the high band rejection of the filter device 10 by adding one or more transmission zeros in the high frequencies.
  • the graphic shown on the figure 3 represents the characteristic of a frequency response in transmission and reflection of the filtering device described above.
  • the reflection coefficient S 11 of this frequency response shows a bandwidth of -10 dB (generally accepted definition of the bandwidth in reflection) of between about 3.2 and 4.4 GHz.
  • the bandwidth is widened by the presence of two distinct reflection zeros within this bandwidth, these two zeros being due to the presence of the two coupled resonators remote from e in the filtering device 10.
  • the transmission coefficient S 21 of the frequency response shows a bandwidth of -3 dB (generally accepted definition of the bandwidth in transmission), between about 2.7 and 4.5 GHz, as well as two transmission zeros at about 5.1 and 6.9 GHz.
  • One of these two out-of-band transmission zeros is due to the coupling between the two resonators of the filter device 10 over the entire length of their portions LE1 5 , LE2 5 on the one hand and LS1 5 , LS2 5 on the other hand .
  • the other of these two transmission zeros is due to the additional intra-resonator couplings created by the folding of the conductive strips on themselves.
  • These two transmission zeros cause a high rejection of the high band filter and an asymmetry of the frequency response due to the low band mean rejection. But this asymmetry may be advantageous, especially for a direct integration application of the filtering device 10 in a differential antenna. Indeed, such antennas generally have high resonances low frequency and therefore equivalent to high-pass filters, which compensates for the asymmetry of the filter device 10 by improving its low band rejection.
  • a second embodiment of a differential filtering device according to the invention is shown schematically on the figure 4 .
  • This device 10 ' comprises a pair of resonators 12' and 14 ', coupled together by capacitive coupling and disposed on the same plane face 16 of a dielectric substrate. These two resonators are similar to those, 12 and 14, of the device of the figure 1 .
  • the two resonators 12 'and 14' are not symmetrical with respect to an axis normal to the plane P situated on the flat face 16.
  • the distance e 1 separating the two conducting strips LE1 and LE2 of the first resonator 12 ' is distinct from the distance e 2 between the two conductive strips LS1 and LS2 of the second resonator 12'.
  • the distance e 2 is greater than the distance e 1 .
  • the capacitive coupling between the two resonators 12 'and 14' is not broken so far. Indeed, due to the folding of the conductive strips on themselves, they remain in vis-à-vis at least a portion of their length, more specifically at least a portion of the lengths LE1 5 and LS1 5, d the one hand, and lengths LS2 and LE2 5 5, on the other hand. In comparison with the existing one, it would not be possible, for example, to conceive of such a difference between the distances e 1 and e 2 in the filtering device described with reference to FIG.
  • these distances e 1 and e 2 make it possible respectively to adjust the input and output impedances of the filtering device 10 ', it is possible to design a bandpass filtering device which also fulfills an adaptation function of impedances between the circuits to which it is intended to be connected.
  • the distance e 1 thus generates an input impedance Z 1 smaller than the output impedance Z 2 generated by the distance e 2 .
  • This second embodiment allows the direct integration of a filtering device according to the invention with differential antennas and active circuits. different impedance differentials. Note, however, that such a direct integration with a single filter device works all the better that the difference between the impedances Z 1 and Z 2 is small.
  • a set of several filtering devices according to the second embodiment of the invention added in series can be used to facilitate impedance matching between very different impedance circuits.
  • Such a set with two filtering devices is for example represented diagrammatically on the figure 5 .
  • an amplifier 30 is connected to the input of a first filtering device 32, via the input port 34 of this first filtering device. Since the impedance of the amplifier 30 has a value Z 1 , the first filtering device 32 is designed, by adjusting the distance between the folded conductive strips of its first resonator, to present a conjugate value input impedance Z 1 * thus ensuring a maximum power transfer between the first filtering device 32 and the amplifier 30.
  • An antenna 36 is connected to the output of a second filtering device 38, via the output port 40 of this second filtering device. Since the impedance of the antenna 36 has a value Z 2 , the second filtering device 38 is designed, by adjusting the distance between the folded conductive strips of its second resonator, to present a conjugate value output impedance Z 2 * thus ensuring maximum power transfer between the second filtering device 38 and the antenna 36.
  • the two filtering devices 32 and 38 are connected together, either directly or indirectly via a quarter-wave line 42 fulfilling an inverter function, the output of the first filtering device 32 and the input of the second device filtering device 38 being designed, by adjusting the distance between the folded conductive strips of the second resonator of the first filtering device 32 and the distance between the folded conductive strips of the first resonator of the second filtering device 38, to present the same impedance Z 0 .
  • This same impedance Z 0 ensures the adaptation of impedances and can be chosen so as to ensure the best possible rejection.
  • the adaptation of the impedances Z 1 and Z 2 which can be very different is through an intermediate impedance Z 0 through the set comprising the two asymmetric filtering devices 32 and 38.
  • a third embodiment of a differential filtering device according to the invention is shown schematically on the figure 6 .
  • This filter device 10 "comprises a pair of resonators 12" and 14 ", coupled together by capacitive coupling and disposed on the same plane face 16 of a dielectric substrate.
  • the two resonators 12 "and 14" are symmetrical with respect to an axis normal to the plane P situated on the plane face 16. Consequently, the distance e 1 between the two conductive strips LE1 and LE2 of the first resonator 12 "is equal to the distance e 2 between the two conductive strips LS1 and LS2 of the second resonator 14".
  • these two distances could be different, as in the second embodiment, for the filtering device to further fulfill an impedance matching function.
  • this third embodiment is distinguished from the first and second embodiments by the general shape of the folded conductive strips.
  • the four conductive strips are of generally annular shape, their ends being folded inside this annular general shape over a portion of predetermined length thereof, but they are more precisely of shape. general square.
  • each of them has additional folding on at least a portion of the sides of the square general shape.
  • the conductive strip LE1 comprises three additional folds LE1 8 , LE1 9 and LE1 10 in the three sides of the square general shape not having the folding of its two ends.
  • the three additional folds are directed towards the inside of the square general shape. They are for example in the form of niche.
  • the conductive strips LE2, LS1 and LS2 comprise the same additional folds, referenced LE2 8 , LE2 9 and LE2 10 for the conductive strip LE2; LS1 8 , LS1 9 and LS1 10 for the conductive strip LS1; LS2 8 , LS2 9 and LS2 10 for the conductive strip LS2.
  • each conductive strip LE1, LE2, LS1 and LS2 implies a generally square shape of the filtering device 10 ", so the compactness of the latter is optimal.
  • the additional folds create additional capacitive and magnetic couplings that can further improve the performance of the filter device 10 ".
  • the length L of the folding of the two ends of each conductive strip within its overall square shape can be adjusted to adjust the bandwidth of the filter device 10 ".
  • a filtering device according to the invention is not limited to the embodiments described above. Other geometrical shapes are possible for a filtering device according to the invention, from the moment they provide for a folding of each conductive strip of each resonator on itself so as to form a capacitive coupling between its two ends.
  • FIGS. 7 to 9 illustrate schematically three examples of differential filter dipole antennas each advantageously integrating at least one filtering device such as those described above.
  • the filtering dipole antenna 50 represented on the figure 7 comprises on the one hand a radiating electric dipole 52 and on the other hand a filtering device 54 such as that described with reference to FIG. figure 1 .
  • the electric dipole 52 is more precisely a coplanar thick dipole etched on a substrate and whose radiating structure is of elliptical shape. This type of dipole is very wide bandwidth.
  • the relative bandwidth defined by the relation ⁇ f / f 0 where ⁇ f is the width of the bandwidth and f 0 the central operating frequency of the antenna, may exceed 100%.
  • the two arms of the dipole 52 are directly connected to the two conductors of the output port of the filtering device 54.
  • the dipole 52 and the filtering device 54 could be connected via a quarter-wave line: this would provide a filter antenna with improved performance.
  • the two conductors of the input port of the filter device 54 are for their part to be supplied with a differential signal.
  • the filtering dipole antenna 60 shown in FIG. figure 8 comprises on the one hand a radiating electric dipole 62 and on the other hand a filtering assembly comprising two filtering devices 64 and 66 such as that described with reference to the figure 6 .
  • the electric dipole 62 is more precisely a coplanar thick dipole etched on a substrate and whose radiating structure is of "butterfly" shape. More specifically, the radiating structure of the dipole has a thin portion, in a central zone of the antenna comprising the connection to the filtering devices 64 and 66, which widens outwardly of the antenna on both sides of the dipole.
  • This type of radiating dipole is medium bandwidth. Its relative bandwidth ⁇ f / f 0 is of the order of 20%.
  • the two arms of the dipole 62 are directly connected to the two conductors of the output port of the first filtering device 64.
  • the dipole 62 and the first filtering device 64 could be connected via a quarter-turn line. wave.
  • the two conductors of the input port of the first filtering device 64 are directly connected to the two conductors of the output port of the second filtering device 66.
  • the first filtering device 64 and the second filtering device 66 could be connected via a quarter-wave line to obtain a higher order, higher performance filter.
  • the two conductors of the input port of the second filter device 66 are for their part to be supplied with a differential signal.
  • the filter dipole antenna 70 represented on the figure 9 comprises on the one hand a radiating electric dipole 72 and on the other hand a filtering assembly comprising two filtering devices 74 and 76 identical to the two devices 64 and 66.
  • the electric dipole 72 is more precisely a coplanar thick dipole etched on a substrate and whose radiating structure is of "butterfly" shape.
  • it differs from the electric dipole 62 especially in that the two broad ends of its radiating structure, oriented towards the outside of the antenna, are shaped to integrate in their external dimensions (ie greater length and greater width) the two filter devices 74 and 76. This results in a further gain in compactness of the filter antenna 70 relative to the filter antenna 60.
  • a differential dipole filter antenna according to the invention is smaller than a conventional corresponding antenna, thanks to the better compactness of the filtering devices used.
  • a differential dipole filter antenna according to the invention is more efficient because it may comprise a larger number of filtering devices to achieve an even higher order filtering, thus more efficient in terms of bandwidth.
  • the coplanar structure of this filtering device further facilitates its realization in hybrid technology and its integration in monolithic technology with structures comprising discrete elements mounted on the surface.
  • it is simple to design it in integration with a differential dipole antenna with broadband coplanar radiating structure, as has been illustrated by several examples, by chemical or mechanical etching on substrates with low or high permittivity according to the desired applications and performance. .
  • This filtering device can also find applications in the millimetric frequency band where its small size and its strong performances allow it to be integrated in monolithic technology with antennas and active circuits.

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Description

  • La présente invention concerne un dispositif de filtrage différentiel à résonateurs couplés. Elle concerne également une antenne filtrante comportant au moins un dispositif de filtrage de ce type.
  • Les systèmes d'émission/réception radiofréquence alimentés par des signaux électriques différentiels sont très attrayants pour les systèmes de communications sans fil actuels et futurs, notamment pour les concepts d'objets communicants autonomes. Une alimentation différentielle est une alimentation par deux signaux d'égale amplitude en opposition de phase. Elle contribue à réduire, voire à éliminer, le bruit dit « de mode commun » indésirable dans les systèmes d'émission et de réception.
  • Dans le domaine de la téléphonie mobile par exemple, lorsqu'un système non différentiel est utilisé, une dégradation importante des performances du rayonnement est en effet observée quand l'opérateur tient un combiné muni d'un tel système. Cette dégradation est causée par la variation, due à la main de l'opérateur, de la distribution du courant sur le châssis du combiné utilisé comme plan de masse. L'utilisation d'une alimentation différentielle rend le système symétrique et réduit ainsi la concentration de courant sur le boîtier du combiné : elle rend donc le combiné moins sensible au bruit de mode commun introduit par la main de l'opérateur.
  • Dans le domaine des antennes, une alimentation non différentielle entraîne le rayonnement d'une composante croisée indésirable due au mode commun circulant sur les câbles d'alimentation non symétriques. L'utilisation d'une alimentation différentielle élimine le rayonnement croisé des câbles de mesure et permet ainsi l'obtention de mesures reproductibles et indépendantes du contexte de mesure ainsi que des diagrammes de rayonnement parfaitement symétriques.
  • Dans le domaine des composants actifs, les amplificateurs de puissance de type « push-pull » dont la structure est différentielle présentent plusieurs avantages, tels que le dédoublement de la puissance en sortie et l'élimination des harmoniques d'ordres supérieurs. En réception, les amplificateurs différentiels à faible bruit présentent plusieurs perspectives en terme de réduction du facteur de bruit. Aussi, l'utilisation d'une structure différentielle empêche le déclenchement indésirable des oscillateurs par le bruit de mode commun.
  • Pourtant, il existe peu de filtres réalisés en technologie différentielle. Généralement les concepteurs de systèmes différentiels utilisent des filtres non différentiels et assurent le passage en mode différentiel par des circuits symétriseurs tels que des baluns (de l'Anglais « BALanced to UNbalanced ») qui assurent en outre une adaptation d'impédance entre les deux dispositifs à connecter.
  • L'utilisation de baluns implique plusieurs inconvénients : augmentation de l'encombrement, du coût et ajout de pertes supplémentaires réduisant ainsi les performances globales du système. Un autre problème réside dans la difficulté de réaliser des baluns à large bande passante, c'est-à-dire capables d'assurer une transformation parfaite d'un signal non différentiel en un signal différentiel sur toute la bande passante. Ils peuvent entraîner la création de signaux de mode commun et dégrader le fonctionnement global du système. Il en résulte un grand besoin de réaliser des filtres directement en technologie différentielle pour s'affranchir de tous les inconvénients engendrés par l'utilisation de baluns.
  • Le brevet européen publié sous le numéro EP 0 542 917 B1 présente un filtre différentiel à anneaux couplés en technologie micro ruban. Ce filtre comporte deux micro rubans couplés pouvant transmettre un signal différentiel.
  • Le document EP 1328039 décrit un dispositif de filtrage différentiel à résonateurs couplés. Le dispositif comporte deux ports bi-ruban, un qualifié comme port d'entrée et l'autre comme port de sortie du dispositif de filtrage. Un premier résonateur différentiel en spiral est couplé au port d'entrée et un deuxième résonateur différentiel est couplé au port de sortie. Les premier et deuxième résonateurs différentiels sont couplés entre eux par un troisième résonateur différentiel central.
  • Le document GB2260651 divulgue une bande conductrice plane repliée sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités comme il est illustré sur la figure 1A de ce document.
  • L'inconvénient majeur de ce type de filtre différentiel en technologie micro ruban réalisé sur un substrat diélectrique est la nécessité de prévoir un plan de masse sur la face du substrat opposée à celle sur laquelle sont disposés les anneaux. Ce filtre ne peut alors pas être directement connecté à une antenne dipôle différentielle parce que le couplage entre le plan de masse du filtre et l'antenne pourrait dégrader l'adaptation d'impédance de l'antenne. De plus, sa structure bi planaire nécessite de creuser des via dans le substrat pour le montage de composants discrets en série ou en parallèle.
  • Par ailleurs, ce filtre à anneaux couplés réalisé en technologie micro ruban présente une bande passante étroite et n'est donc pas adapté aux télécommunications à haut débit exigeant de très larges bandes passantes.
  • L'invention concerne donc plus précisément un dispositif de filtrage différentiel comportant une paire de résonateurs couplés disposés sur une même face d'un substrat diélectrique, chaque résonateur comportant deux bandes conductrices positionnées de façon symétrique par rapport à un plan perpendiculaire à la face sur laquelle est disposé le résonateur, ces deux bandes conductrices étant raccordées respectivement à deux conducteurs d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel.
  • Une technologie pouvant être utilisée pour réaliser ce type de filtre est la technologie CPS différentielle (de l'anglais « CoPlanar Stripline », pour « ligne en bande coplanaire ») telle qu'elle est décrite dans le document « Broadband and compact coupled coplanar stripline filters with impedance steps », de Ning Yang et al, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 55, n° 12, décembre 2007.
  • Dans ce document, la réalisation d'un filtre en technologie CPS différentielle est présentée notamment en référence à la figure 12. La technologie CPS facilite la connexion directe de ce filtre avec des dispositifs rayonnants différentiels tels que des antennes dipôles et rend cette connexion moins perturbante pour les antennes. Ce filtre comporte deux résonateurs coplanaires, comportant chacun une portion de ligne bi-ruban constituée de deux bandes conductrices rectilignes parallèles et symétriques par rapport à un plan perpendiculaire au plan des résonateurs. Ce plan de symétrie représente un plan de masse virtuel pour le filtre du fait de son caractère différentiel.
  • Chaque bande conductrice présente une longueur qui correspond à un quart de la longueur d'onde apparente dans le substrat du filtre à la fréquence haute de fonctionnement du filtre. Les deux bandes conductrices d'un même résonateur sont raccordées, à l'une de leurs deux extrémités, respectivement à deux conducteurs d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel. Elle conservent donc chacune une extrémité libre. Le couplage capacitif des deux résonateurs est alors réalisé par la disposition en vis-à-vis des extrémités libres de leurs bandes conductrices respectives. Le filtrage passe-bande est réalisé, d'une part, par les sauts d'impédance entre chaque paire de bandes conductrices et le port auquel elle est raccordée et, d'autre part, par le couplage capacitif des deux résonateurs.
  • Une telle topologie permet d'atteindre des bandes passantes élevées à forte réjection hors bande pour des filtres d'ordre 2, 3 ou 4. La disposition en vis-à-vis des deux paires de bandes conductrices rectilignes et parallèles implique une dimension du filtre voisine de la demi longueur d'onde apparente à la fréquence haute de fonctionnement, ce qui est relativement compact. Cette compacité peut même être optimisée en choisissant un substrat dont les propriétés diélectriques permettent de réduire la longueur d'onde apparente. Cependant, certaines applications, notamment à des objets communicants autonomes de petite taille, nécessitent des filtres encore plus compacts.
  • Malheureusement, la plupart des dispositifs à technologie CPS connus sont des circuits actifs comme des mélangeurs ou des oscillateurs, ainsi que des amplificateurs différentiels de type push-pull, ou bien des lignes d'alimentation d'antennes différentielles ou de circuits actifs. En général, les filtres planaires différentiels sont réalisés aujourd'hui en technologie micro ruban. Sachant qu'un grand savoir faire existe pour la réalisation de filtres en technologie micro ruban, il est facile de les modifier pour fonctionner en mode différentiel. Mais malgré la ressemblance a priori des deux technologies CPS et micro ruban, le fonctionnement qu'elles impliquent est totalement différent. Deux structures ayant la même topologie en face supérieure du substrat peuvent montrer des caractéristiques différentes à cause de la distribution des champs électriques et magnétiques qui sont différents sur les deux types de lignes. En effet, la présence du plan de masse sur la face inférieure du substrat en technologie micro ruban modifie complètement le fonctionnement d'une structure micro ruban différentielle par rapport à une structure CPS. Il n'est donc pas possible de profiter du savoir faire en technologie micro ruban pour réaliser des filtres CPS, ces deux technologies appartenant à des domaines techniques bien distincts pour la réalisation de filtres différentiels.
  • Il peut ainsi être souhaité de prévoir un dispositif de filtrage différentiel présentant une meilleure compacité tout en conservant les mêmes performances en termes de bande passante et de réjection que les quelques filtres connus réalisés en technologie CPS différentielle.
  • L'invention a donc pour objet un dispositif de filtrage différentiel à résonateurs couplés tel que défini dans la revendication 1.
  • Ainsi, les repliements des extrémités de chaque bande conductrice tels que définis ci-dessus, ainsi que leur disposition en vis-à-vis permettent d'envisager une taille de filtre inférieure, notamment une longueur de filtre inférieure à la demi longueur d'onde apparente, pour des raisons géométriques. En outre, le fait que ces repliements soient conçus de manière à former un couplage capacitif supplémentaire entre les deux extrémités de chaque bande conductrice crée au moins un zéro de transmission en fréquence supplémentaire assurant une haute performance en largeur de bande passante et en réjection hors bande du dispositif de filtrage. Enfin, le couplage capacitif par repliement des extrémités générant aussi un couplage magnétique, la taille de chaque bande conductrice peut encore être réduite tout en assurant une même fonction filtrante de l'ensemble.
  • La portion de longueur sur laquelle est réalisé le repliement peut être choisie pour régler une certaine bande passante voulue du dispositif de filtrage.
  • De façon optionnelle, un dispositif de filtrage différentiel selon l'invention peut comporter l'une quelconque des caractéristiques supplémentaires définies dans les revendications 2 à 5.
  • De façon optionnelle également, les repliements supplémentaires sont dirigés vers l'intérieur de la forme générale rectangulaire ou carrée.
  • De façon optionnelle également, les deux bandes conductrices de l'un des deux résonateurs sont distantes d'une première distance entre elles et les deux bandes conductrices de l'autre des deux résonateurs sont distantes d'une seconde distance entre elles, cette seconde distance étant différente de la première distance de sorte que le dispositif de filtrage remplisse une fonction supplémentaire d'adaptation d'impédance par présentation d'une impédance de sortie différente de son impédance d'entrée.
  • Dans ce cas, le dispositif de filtrage peut être utilisé pour raccorder directement deux circuits d'impédances différentes, tels qu'une antenne et un circuit actif.
  • L'invention a également pour objet une antenne dipôle filtrante différentielle comportant au moins un dispositif de filtrage tel que défini précédemment.
  • De façon optionnelle, une antenne dipôle filtrante différentielle selon l'invention peut comporter une structure rayonnante conformée pour intégrer dans ses dimensions extérieures ledit dispositif de filtrage.
  • L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés dans lesquels :
    • la figure 1 représente schématiquement la structure générale d'un dispositif de filtrage selon un premier mode de réalisation de l'invention,
    • la figure 2 représente un schéma électrique équivalent du dispositif de filtrage de la figure 1 ,
    • la figure 3 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission et en réflexion du dispositif de filtrage de la figure 1,
    • la figure 4 représente schématiquement la structure générale d'un dispositif de filtrage selon un deuxième mode de réalisation de l'invention,
    • la figure 5 représente schématiquement la structure générale d'un ensemble de filtrage et d'adaptation d'impédances à deux filtres tels que celui de la figure 4, selon un mode de réalisation de l'invention,
    • la figure 6 représente schématiquement la structure générale d'un dispositif de filtrage selon un troisième mode de réalisation de l'invention,
    • les figures 7, 8 et 9 représentent schématiquement trois modes de réalisation d'antennes filtrantes selon l'invention.
  • Le dispositif 10 de filtrage différentiel à résonateurs couplés représenté sur la figure 1 comporte au moins une paire de résonateurs 12 et 14, couplés entre eux par couplage capacitif et disposés sur une même face plane 16 d'un substrat diélectrique.
  • Le premier résonateur 12, constitué d'une portion de ligne bi-ruban, est relié à deux conducteurs E1 et E2 d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel. Ces deux conducteurs E1 et E2 du port bi-ruban sont symétriques par rapport à un plan P perpendiculaire à la face plane 16 et formant un plan de masse électrique virtuel. Ils sont d'une largeur w et distants entre eux d'une distance s, ces deux paramètres s et w définissant l'impédance du port bi-ruban.
  • De même, Le second résonateur 14, lui aussi constitué d'une portion de ligne bi-ruban, est relié à deux conducteurs S1 et S2 d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel. Ces deux conducteurs S1 et S2 du port bi-ruban sont également symétriques par rapport au plan de masse électrique virtuel P.
  • Les deux résonateurs 12 et 14 sont eux-mêmes symétriques par rapport à un axe normal au plan P situé sur la face plane 16. Par conséquent, le dispositif de filtrage 10 est symétrique entre son entrée et sa sortie différentielles de sorte que celles-ci peuvent tout à fait être inversées. Ainsi, dans la suite de la description du mode de réalisation représenté sur la figure 1, les deux conducteurs E1 et E2 seront choisis par convention comme étant le port bi-ruban d'entrée du dispositif de filtrage 10, pour la réception d'un signal différentiel non filtré. Les deux conducteurs S1 et S2 seront choisis par convention comme étant le port bi-ruban de sortie du dispositif de filtrage 10, pour la fourniture du signal différentiel filtré.
  • Plus précisément, le premier résonateur 12 comporte deux bandes conductrices identifiées par leurs références LE1 et LE2. Ces deux bandes conductrices LE1 et LE2 sont positionnées de façon symétrique par rapport au plan de masse électrique virtuel P. Elles sont respectivement reliées aux deux conducteurs E1 et E2 du port d'entrée. Le second résonateur 14 comporte deux bandes conductrices identifiées par leurs références LS1 et LS2. Ces deux bandes conductrices LS1 et LS2 sont également positionnées de façon symétrique par rapport au plan de masse électrique virtuel P. Elles sont respectivement reliées aux deux conducteurs S1 et S2 du port de sortie.
  • Le couplage capacitif des deux résonateurs 12 et 14 est assuré par la disposition en vis-à-vis mais sans contact de leurs paires de bandes conductrices respectives. Ainsi, les bandes conductrices LE1 et LS1, situées d'un même côté par rapport au plan de masse électrique virtuel P, sont disposées en vis-à-vis à une distance e l'une de l'autre. De même, les bandes conductrices LE2 et LS2, situées de l'autre côté par rapport au plan de masse électrique virtuel P, sont disposées en vis-à-vis à la même distance e l'une de l'autre.
  • Cette distance e entre les deux résonateurs 12 et 14 influence principalement la bande passante du dispositif de filtrage 10 et a un effet secondaire sur son impédance caractéristique. Plus e diminue, c'est-à-dire plus le couplage capacitif est fort entre les deux résonateurs, plus la bande passante est large. Cela a aussi pour effet d'augmenter l'impédance. Plus précisément, la bande passante est élargie par l'apparition de deux zéros de réflexion distincts à l'intérieur de cette bande passante, correspondant à deux fréquences de résonance distinctes, lorsque e est suffisamment petit pour réaliser le couplage capacitif entre les deux résonateurs. Plus la distance e est faible, plus les deux zéros de réflexion créés s'éloignent l'un de l'autre, élargissant ainsi la bande passante. Cependant, s'ils sont trop éloignés, ils peuvent engendrer la séparation de la bande passante élargie en deux bandes passantes distinctes par réapparition d'une réflexion importante entre les deux zéros, ce qui va à l'encontre de l'effet recherché. Par conséquent, la distance e doit être suffisamment petite pour augmenter la bande passante mais aussi suffisamment importante pour ne pas générer de réflexion non souhaitée à l'intérieur de la bande passante.
  • De façon classique, pour un bon fonctionnement des résonateurs d'un dispositif de filtrage à résonateurs couplés, chaque bande conductrice doit être de longueur λ/4, où λ est la longueur d'onde apparente, pour un substrat considéré, correspondant à la fréquence haute de fonctionnement du dispositif de filtrage. Ainsi, si les bandes conductrices étaient disposés linéairement dans le prolongement des ports d'entrée et sortie du dispositif de filtrage 10, l'ensemble atteindrait une longueur voisine de λ/2 : en pratique, pour une fréquence de 3 GHz, on obtiendrait par exemple une longueur proche de 3 cm.
  • Mais en fait, les bandes conductrices LE1, LE2, LS1 et LS2 sont avantageusement repliées sur elles-mêmes de manière à former localement des couplages capacitifs et magnétiques supplémentaires entre leurs deux extrémités. La taille du dispositif de filtrage 10 est ainsi réduite pour au moins deux raisons : les repliements engendrent géométriquement une réduction de taille de l'ensemble, mais en outre, grâce aux couplages capacitifs et magnétiques, la taille de chaque bande conductrice peut encore être réduite tout en assurant un bon fonctionnement des résonateurs. Ce couplage capacitif et magnétique génère en outre une rétroaction entre l'entrée et la sortie de chaque bande conductrice, de manière à créer un ou plusieurs zéros de transmission supplémentaires à des fréquences supérieures à la limite supérieure de la bande passante du dispositif de filtrage 10. La réjection en bande haute est ainsi améliorée.
  • Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 1 les quatre bandes conductrices sont de forme générale annulaire, leurs extrémités étant repliées à l'intérieur de cette forme générale annulaire sur une portion de longueur prédéterminée de celles-ci.
  • Pour un bon fonctionnement du dispositif de filtrage 10, le repliement des extrémités de chaque bande conductrice est situé sur une portion de cette bande conductrice disposée en vis-à-vis de l'autre bande conductrice du même résonateur. Ainsi, les repliements d'extrémités des bandes conductrices LE1 et LE2 sont disposés en vis-à-vis de part et d'autre du plan de symétrie P et à proximité de celui-ci.
  • Plus précisément, la bande conductrice LE1 est de forme générale rectangulaire et constituée de segments conducteurs rectilignes. Un premier segment LE11 comportant une première extrémité libre de la bande conductrice LE1 s'étend vers l'intérieur du rectangle formé par la bande conductrice sur une longueur L dans une direction orthogonale au plan de masse virtuel P. Un deuxième segment LE12, raccordé à ce premier segment à angle droit, constitue une partie du côté du rectangle parallèle au plan de masse virtuel P et proche de celui-ci. Un troisième segment LE13, raccordé à ce deuxième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle orthogonal au plan de masse virtuel P et relié au conducteur E1 du port d'entrée. Un quatrième segment LE14, raccordé à ce troisième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle parallèle au plan de masse virtuel P et proche d'un bord extérieur du substrat. Un cinquième segment LE15, raccordé à ce quatrième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle orthogonal au plan de masse virtuel P et opposé au côté LE13. Un sixième segment LE16, raccordé à ce cinquième segment à angle droit, constitue comme le deuxième segment LE12 une partie du côté du rectangle parallèle au plan de masse virtuel P et proche de celui-ci. Enfin, un septième segment LE17 comportant la deuxième extrémité libre de la bande conductrice LE1, raccordé au sixième segment à angle droit, s'étend vers l'intérieur du rectangle sur la longueur L dans une direction orthogonale au plan de masse virtuel P, c'est-à-dire parallèlement au segment LE11 et en vis-à-vis de celui-ci sur toute la longueur L de repliement.
  • Les segments LE11 et LE17 sont distants d'une distance constante eS sur toute leur longueur ce qui assure leur couplage capacitif.
  • La bande conductrice LE1 peut aussi être vue comme constituée d'une bande conductrice principale pliée raccordée à l'une de ses extrémités au conducteur E1, cette bande conductrice principale comportant les segments LE11, LE12 et la partie du segment LE13 située entre le segment LE12 et le conducteur E1, et d'une dérivation de type « stub » repliée sur la bande conductrice principale, cette dérivation de type « stub » comportant l'autre partie du segment LE13, et les segments LE14 à LE17. La dérivation de type « stub » est alors considérée comme posée à la jonction entre la bande conductrice principale et le conducteur E1. Elle devrait théoriquement présenter une longueur totale de λ/4, mais les couplages capacitifs et magnétiques engendrés par le repliement de la bande conductrice LE1 sur elle-même permettent de réduire cette longueur, notamment de 10 à 20 % sur la dérivation en « stub ».
  • Il est en outre intéressant de noter qu'une taille suffisamment réduite du segment LE14 permet de rapprocher les segments LE13 et LE15, mais aussi les segments LE13 et LE11, ou les segments LE15 et LE17, de manière à multiplier le nombre de couplages capacitifs et magnétiques engendrés par le repliement de la bande conductrice LE1 sur elle-même. Ces multiples couplages améliorent le fonctionnement du dispositif de filtrage 10.
  • La longueur L de couplage entre les deux extrémités repliées, i.e. les deux segments LE11 et LE17, influence principalement la bande passante du dispositif de filtrage 10, mais a également un effet secondaire sur la réjection en bande haute. Plus elle augmente, plus la bande passante est réduite mais plus la réjection en bande haute est améliorée.
  • La distance eS entre les deux extrémités repliées influence principalement la réjection en bande haute du dispositif de filtrage 10 : plus elle est réduite, plus la réjection en bande haute est améliorée. On notera cependant que cette distance ne peut être inférieure à une limite imposée par la précision de la gravure de la bande conductrice LE1 sur le substrat.
  • La bande conductrice LE2 est constituée, comme la bande conductrice LE1, de sept segments conducteurs LE21 à LE27 disposés sur la face plane 16 du substrat de façon symétrique aux sept segments LE11 à LE17 par rapport au plan de masse virtuel P. Les deux bandes conductrices LE1 et LE2 sont distantes d'une distance constante e1, correspondant à la distance qui sépare les segments LE12 et LE16, d'une part, des segments LE22 et LE26, d'autre part.
  • Cette distance e1 influence principalement l'impédance du premier résonateur 12, c'est-à-dire l'impédance d'entrée du dispositif de filtrage 10, mais a également un effet secondaire sur la bande passante du dispositif de filtrage 10. Plus elle augmente, plus l'impédance augmente et de façon moins marquée, plus la bande passante est réduite.
  • Les deux résonateurs 12 et 14 étant symétriques par rapport à un axe normal au plan de masse virtuel P situé sur la face plane 16, les bandes conductrices LS1 et LS2 sont constituées chacune, comme les bandes conductrices LE1 et LE2, de sept segments conducteurs LS11 à LS17 et LS21 à LS27 respectivement, imprimés sur la face plane 16 du substrat de façon symétrique aux segments des bandes conductrices LE1 et LE2 par rapport à cet axe. Par symétrie également, les deux bandes conductrices LS1 et LS2 sont distantes d'une distance constante e2 égale à e1, correspondant à la distance qui sépare les segments LS12 et LS16, d'une part, des segments LS22 et LS26, d'autre part.
  • Cette distance e2 influence également principalement l'impédance du second résonateur 14, c'est-à-dire l'impédance de sortie du dispositif de filtrage 10, mais a également un effet secondaire sur la bande passante du dispositif de filtrage 10. Plus elle augmente, plus l'impédance augmente et de façon moins marquée, plus la bande passante est réduite.
  • La distance e séparant les deux résonateurs 12 et 14 correspond à la distance qui sépare les segments LE15 et LE25, d'une part, des segments LS15 et LS25, d'autre part. Le couplage capacitif entre les deux résonateurs 12 et 14 est donc établi sur toute la longueur des segments LE15 et LE25, d'une part, et des segments LS15 et LS25, d'autre part.
  • Dans une topologie telle que celle illustrée sur la figure 1, où la longueur du rectangle formé par l'une quelconque des bandes conductrices est environ deux fois supérieure à sa largeur et où le repliement de longueur L se fait sur la moitié de la longueur du rectangle à l'intérieur de celui-ci, on obtient des dimensions du rectangle formé par chaque bande conductrice voisines de λ/30 par λ/60, soit des dimensions du dispositif de filtrage 10 voisines de λ/15 par λ/30. Ces dimensions permettent d'atteindre une compacité nettement meilleure que celles des dispositifs existants.
  • La figure 2 présente schématiquement un circuit électrique équivalent du dispositif de filtrage 10 précédemment décrit.
  • Dans ce circuit, un premier inverseur 20 représente un saut d'impédance, de Z0 à Z1, en entrée du dispositif de filtrage 10. L'impédance Z0 est déterminée par les paramètres s et w des conducteurs E1 et E2 du port d'entrée, tandis que l'impédance Z1 est déterminée notamment par la distance e1 entre les bandes conductrices LE1 et LE2.
  • Un second inverseur 22 représente le saut d'impédance correspondant, de Z1 à Z0, en sortie du dispositif de filtrage 10.
  • Les premier et second résonateurs couplés 12 et 14 sont représentés chacun par un circuit LC à capacité C et inductance L en parallèle. Ces deux circuits LC sont reliés, d'une part, respectivement aux premier et second inverseurs 20 et 22 et, d'autre part, à la masse.
  • Enfin, le repliement des bandes conductrices LE1, LE2, LS1 et LS2 crée des couplages supplémentaires, à l'intérieur de chaque résonateur mais également entre les résonateurs, pouvant être représentés par un circuit LC de rétroaction 24, à capacité C1 et inductance L1 en parallèle, relié, d'une part, à la jonction 26 entre le premier résonateur 12 et le premier inverseur 20 et, d'autre part, à la jonction 28 entre le second résonateur 14 et le second inverseur 22. Ce circuit LC de rétroaction 24 améliore la réjection en bande haute du dispositif de filtrage 10 par l'ajout d'un ou de plusieurs zéros de transmission dans les fréquences élevées.
  • Le graphique illustré sur la figure 3 représente la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission et en réflexion du dispositif de filtrage décrit précédemment.
  • Le coefficient de réflexion S11 de cette réponse fréquentielle montre une bande passante à -10 dB (définition généralement admise de la bande passante en réflexion) comprise entre environ 3,2 et 4,4 GHz. Comme indiqué précédemment, la bande passante est élargie par la présence de deux zéros de réflexion distincts à l'intérieur de cette bande passante, ces deux zéros étant dus à la présence des deux résonateurs couplés distants de e dans le dispositif de filtrage 10. Cependant, on voit bien sur la figure 3 que s'ils sont trop éloignés, la portion de courbe S11 située entre ces deux zéros de réflexion peut remonter au dessus de -10 dB, ce qui engendre une séparation de la bande passante élargie en deux bandes passantes distinctes. Par conséquent, la distance e ne doit pas être trop faible pour ne pas provoquer de réflexion supérieure à -10 dB dans la bande passante élargie.
  • Le coefficient de transmission S21 de la réponse fréquentielle montre une bande passante à -3 dB (définition généralement admise de la bande passante en transmission), comprise entre environ 2,7 et 4,5 GHz, ainsi que deux zéros de transmission à environ 5,1 et 6,9 GHz.
  • L'un de ces deux zéros de transmission hors bande est dû au couplage entre les deux résonateurs du dispositif de filtrage 10 sur toute la longueur de leurs portions LE15, LE25 d'une part et LS15, LS25 d'autre part. L'autre de ces deux zéros de transmission est dû aux couplages intra-résonateurs supplémentaires créés par le repliement des bandes conductrices sur elles-mêmes. Ces deux zéros de transmission entraînent une forte réjection du filtre en bande haute et une asymétrie de la réponse fréquentielle du fait de la réjection moyenne en bande basse. Mais cette asymétrie peut s'avérer avantageuse, notamment pour une application d'intégration directe du dispositif de filtrage 10 dans une antenne différentielle. En effet, de telles antennes présentent généralement de fortes résonances à basse fréquence et équivalent par conséquent à des filtres passe-haut, ce qui compense l'asymétrie du dispositif de filtrage 10 en améliorant sa réjection en bande basse.
  • Un deuxième mode de réalisation d'un dispositif de filtrage différentiel selon l'invention est représenté schématiquement sur la figure 4. Ce dispositif 10' comporte une paire de résonateurs 12' et 14', couplés entre eux par couplage capacitif et disposés sur une même face plane 16 d'un substrat diélectrique. Ces deux résonateurs sont similaires à ceux, 12 et 14, du dispositif de la figure 1.
  • En revanche, dans ce deuxième mode de réalisation, les deux résonateurs 12' et 14' ne sont pas symétriques par rapport à un axe normal au plan P situé sur la face plane 16. En effet, la distance e1 séparant les deux bandes conductrices LE1 et LE2 du premier résonateur 12' est distincte de la distance e2 séparant les deux bandes conductrices LS1 et LS2 du second résonateur 12'. Dans l'exemple illustré, la distance e2 est supérieure à la distance e1.
  • Cependant, le couplage capacitif entre les deux résonateurs 12' et 14' n'est pas rompu pour autant. En effet, du fait du repliement des bandes conductrices sur elles-mêmes, celles-ci restent en vis-à-vis sur au moins une portion de leur longueur, plus précisément sur au moins une portion des longueurs LE15 et LS15, d'une part, et des longueurs LE25 et LS25, d'autre part. En comparaison avec l'existant, il ne serait par exemple pas possible de concevoir une telle différence entre les distances e1 et e2 dans le dispositif de filtrage décrit en référence à la figure 12 du document « Broadband and compact coupled coplanar stripline filters with impedance steps » précité, parce que dans ce document, ce sont les extrémités libres des bandes conductrices qui sont disposées en vis-à-vis de sorte qu'un décalage, même léger, entre elles romprait le couplage capacitif entre les deux résonateurs.
  • Puisque ces distances e1 et e2 permettent de régler respectivement les impédances d'entrée et de sortie du dispositif de filtrage 10', il est ainsi possible de concevoir un dispositif de filtrage passe bande qui remplisse en outre une fonction d'adaptation d'impédances entre les circuits auxquels il est destiné à être connecté. Dans l'exemple illustré sur la figure 4, la distance e1 engendre ainsi une impédance d'entrée Z1 inférieure à l'impédance de sortie Z2 engendrée par la distance e2.
  • Ce deuxième mode de réalisation permet l'intégration directe d'un dispositif de filtrage selon l'invention avec des antennes différentielles et des circuits actifs différentiels d'impédances différentes. On notera cependant qu'une telle intégration directe avec un seul dispositif filtrant fonctionne d'autant mieux que la différence entre les impédances Z1 et Z2 est faible.
  • De façon alternative, un ensemble de plusieurs dispositifs de filtrage selon le deuxième mode de réalisation de l'invention ajoutés en série peut être utilisé de manière à faciliter l'adaptation d'impédance entre des circuits à impédances très différentes.
  • Un tel ensemble à deux dispositifs de filtrage est par exemple représenté schématiquement sur la figure 5.
  • Dans cet ensemble, un amplificateur 30 est raccordé à l'entrée d'un premier dispositif de filtrage 32, via le port d'entrée 34 de ce premier dispositif de filtrage. L'impédance de l'amplificateur 30 ayant une valeur Z1, le premier dispositif de filtrage 32 est conçu, par réglage de la distance entre les bandes conductrices repliées de son premier résonateur, pour présenter une impédance d'entrée de valeur conjuguée Z1* assurant ainsi un transfert de puissance maximal entre le premier dispositif de filtrage 32 et l'amplificateur 30.
  • Une antenne 36 est raccordée à la sortie d'un second dispositif de filtrage 38, via le port de sortie 40 de ce second dispositif de filtrage. L'impédance de l'antenne 36 ayant une valeur Z2, le second dispositif de filtrage 38 est conçu, par réglage de la distance entre les bandes conductrices repliées de son second résonateur, pour présenter une impédance de sortie de valeur conjuguée Z2* assurant ainsi un transfert de puissance maximal entre le second dispositif de filtrage 38 et l'antenne 36.
  • Enfin, les deux dispositifs de filtrage 32 et 38 sont raccordés entre eux, soit directement, soit indirectement via une ligne quart d'onde 42 remplissant une fonction d'inverseur, la sortie du premier dispositif de filtrage 32 et l'entrée du second dispositif de filtrage 38 étant conçues, par réglage de la distance entre les bandes conductrices repliées du second résonateur du premier dispositif de filtrage 32 et de la distance entre les bandes conductrices repliées du premier résonateur du second dispositif de filtrage 38, pour présenter une même impédance Z0. Cette même impédance Z0 assure l'adaptation d'impédances et peut être choisie de façon à assurer la meilleure réjection possible.
  • Ainsi, l'adaptation des impédances Z1 et Z2 qui peuvent être très différentes se fait en passant par une impédance intermédiaire Z0 grâce à l'ensemble comportant les deux dispositifs de filtrage asymétriques 32 et 38.
  • La présence éventuelle d'une ligne quart d'onde 42 entre les deux dispositifs de filtrage 32 et 38 permet en outre d'améliorer globalement les performances du filtre d'ordre supérieur ainsi constitué, en termes de bande passante.
  • Un troisième mode de réalisation d'un dispositif de filtrage différentiel selon l'invention est représenté schématiquement sur la figure 6. Ce dispositif de filtrage 10" comporte une paire de résonateurs 12" et 14", couplés entre eux par couplage capacitif et disposés sur une même face plane 16 d'un substrat diélectrique.
  • Dans ce troisième mode de réalisation, les deux résonateurs 12" et 14" sont symétriques par rapport à un axe normal au plan P situé sur la face plane 16. Par conséquent, la distance e1 séparant les deux bandes conductrices LE1 et LE2 du premier résonateur 12" est égale à la distance e2 séparant les deux bandes conductrices LS1 et LS2 du second résonateur 14". En variante, dans un autre mode de réalisation, ces deux distances pourraient être différentes, comme dans le deuxième mode de réalisation, pour que le dispositif de filtrage remplisse en outre une fonction d'adaptation d'impédances.
  • En revanche, ce troisième mode de réalisation se distingue des premier et deuxième modes de réalisation par la forme générale des bandes conductrices repliées.
  • En effet, dans ce mode de réalisation, les quatre bandes conductrices sont de forme générale annulaire, leurs extrémités étant repliées à l'intérieur de cette forme générale annulaire sur une portion de longueur prédéterminée de celles-ci, mais elles sont plus précisément de forme générale carrée. En outre, chacune d'entre elles comporte des repliement supplémentaires sur au moins une partie des côtés de la forme générale carrée.
  • Par exemple, la bande conductrice LE1 comporte trois repliements supplémentaires LE18, LE19 et LE110 dans les trois côtés de la forme générale carrée ne comportant pas le repliement de ses deux extrémités. Pour améliorer la compacité de l'ensemble, les trois repliements supplémentaires sont dirigés vers l'intérieur de la forme générale carrée. Ils sont par exemple en forme de créneau. Par symétrie, les bandes conductrices LE2, LS1 et LS2 comportent les mêmes repliements supplémentaires, référencés LE28, LE29 et LE210 pour la bande conductrice LE2 ; LS18, LS19 et LS110 pour la bande conductrice LS1 ; LS28, LS29 et LS210 pour la bande conductrice LS2.
  • Dans ce mode de réalisation, la forme générale carrée de chaque bande conductrice LE1, LE2, LS1 et LS2 implique une forme générale carrée du dispositif de filtrage 10". La compacité de ce dernier est donc optimale.
  • De plus, les repliements supplémentaires créent des couplages capacitifs et magnétiques supplémentaires susceptibles d'améliorer davantage les performances du dispositif de filtrage 10".
  • Comme indiqué précédemment, la longueur L du repliement des deux extrémités de chaque bande conductrice à l'intérieur de sa forme générale carrée peut être réglée de manière à régler la largeur de bande du dispositif de filtrage 10".
  • Dans cette topologie carrée, on obtient par exemple des dimensions du dispositif de filtrage 10" voisines de λ/20 par côté. On notera qu'un dispositif de filtrage selon l'invention n'est pas limité aux modes de réalisation décrits ci-dessus. D'autres formes géométriques sont envisageables pour un dispositif de filtrage selon l'invention, à partir du moment où elles prévoient un repliement de chaque bande conductrice de chaque résonateur sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités.
  • Les figures 7 à 9 illustrent schématiquement trois exemples d'antennes dipôles filtrantes différentielles intégrant chacune avantageusement au moins un dispositif de filtrage tel que ceux décrits précédemment.
  • L'antenne dipôle filtrante 50 représentée sur la figure 7 comporte d'une part un dipôle électrique rayonnant 52 et d'autre part un dispositif de filtrage 54 tel que celui décrit en référence à la figure 1. Le dipôle électrique 52 est plus précisément un dipôle épais coplanaire gravé sur un substrat et dont la structure rayonnante est de forme elliptique. Ce type de dipôle est à très large bande passante. La bande passante relative définie par la relation λf/f0, où Δf est la largeur de la bande passante et f0 la fréquence centrale de fonctionnement de l'antenne, peut dépasser 100 %.
  • Les deux bras du dipôle 52 sont directement connectés aux deux conducteurs du port de sortie du dispositif de filtrage 54. En variante, le dipôle 52 et le dispositif de filtrage 54 pourraient être connectés par l'intermédiaire d'une ligne quart d'onde : cela permettrait d'obtenir une antenne filtrante à performance améliorée. Les deux conducteurs du port d'entrée du dispositif de filtrage 54 sont quant à eux destinés à être alimentés en signal différentiel.
  • L'antenne dipôle filtrante 60 représentée sur la figure 8 comporte d'une part un dipôle électrique rayonnant 62 et d'autre part un ensemble de filtrage comportant deux dispositifs de filtrage 64 et 66 tels que celui décrit en référence à la figure 6. Le dipôle électrique 62 est plus précisément un dipôle épais coplanaire gravé sur un substrat et dont la structure rayonnante est de forme « papillon ». Plus précisément, la structure rayonnante du dipôle présente une partie fine, dans une zone centrale de l'antenne comportant la connexion aux dispositifs de filtrage 64 et 66, qui s'élargit vers l'extérieur de l'antenne des deux côtés du dipôle. Ce type de dipôle rayonnant est à bande passante moyenne. Sa bande passante relative Δf/f0 est de l'ordre de 20 %.
  • Les deux bras du dipôle 62 sont directement connectés aux deux conducteurs du port de sortie du premier dispositif de filtrage 64. En variante, le dipôle 62 et le premier dispositif de filtrage 64 pourraient être connectés par l'intermédiaire d'une ligne quart d'onde.
  • Les deux conducteurs du port d'entrée du premier dispositif de filtrage 64 sont directement connectés aux deux conducteurs du port de sortie du second dispositif de filtrage 66. En variante également, le premier dispositif de filtrage 64 et le second dispositif de filtrage 66 pourraient être connectés par l'intermédiaire d'une ligne quart d'onde pour obtenir un filtre d'ordre supérieur à performance améliorée. Les deux conducteurs du port d'entrée du second dispositif de filtrage 66 sont quant à eux destinés à être alimentés en signal différentiel.
  • Enfin, l'antenne dipôle filtrante 70 représentée sur la figure 9 comporte d'une part un dipôle électrique rayonnant 72 et d'autre part un ensemble de filtrage comportant deux dispositifs de filtrage 74 et 76 identiques aux deux dispositifs 64 et 66. Le dipôle électrique 72 est plus précisément un dipôle épais coplanaire gravé sur un substrat et dont la structure rayonnante est de forme « papillon ». Il diffère cependant du dipôle électrique 62 notamment en ce que les deux extrémités larges de sa structure rayonnante, orientées vers l'extérieur de l'antenne, sont conformées pour intégrer dans leurs dimensions extérieures (i.e. plus grande longueur et plus grande largeur) les deux dispositifs de filtrage 74 et 76. Il en résulte un gain supplémentaire en compacité de l'antenne filtrante 70 par rapport à l'antenne filtrante 60.
  • Par ailleurs, comme dans l'exemple précédent :
    • les deux bras du dipôle 72 sont directement connectés aux deux conducteurs du port de sortie du premier dispositif de filtrage 74,
    • les deux conducteurs du port d'entrée du premier dispositif de filtrage 74 sont directement connectés aux deux conducteurs du port de sortie du second dispositif de filtrage 76, et
    • les deux conducteurs du port d'entrée du second dispositif de filtrage 76 sont quant à eux destinés à être alimentés en signal différentiel.
  • A nombre de dispositifs de filtrage constant, une antenne dipôle filtrante différentielle selon l'invention est plus petite qu'une antenne correspondante classique, grâce à la meilleure compacité des dispositifs de filtrage utilisés. De façon alternative, à taille globale constante, une antenne dipôle filtrante différentielle selon l'invention est plus performante parce qu'elle peut comporter un plus grand nombre de dispositifs de filtrage permettant de réaliser un filtrage d'ordre encore plus élevé, donc plus performant en terme de bande passante.
  • Il apparaît clairement qu'un dispositif de filtrage tel que l'un de ceux décrits précédemment peut atteindre une compacité bien meilleure que celle des filtres différentiels connus réalisés en technologie CPS, tout en conservant leurs avantages.
  • Compte tenu des bandes de fréquences dans lesquelles il peut fonctionner, il est particulièrement adapté aux nouveaux protocoles de radiocommunication qui requièrent des bandes passantes très larges. Sa compacité et ses hautes performances le rendent en outre avantageux pour des objets miniatures communicants.
  • La structure coplanaire de ce dispositif de filtrage facilite en outre sa réalisation en technologie hybride et son intégration en technologie monolithique avec des structures comportant des éléments discrets montés en surface. Notamment, il est simple de le concevoir en intégration avec une antenne dipôle différentielle à structure rayonnante coplanaire large bande, comme cela a été illustré par plusieurs exemples, par gravure chimique ou mécanique sur des substrats à faible ou haute permittivité selon les applications et performances voulues.
  • Ce dispositif de filtrage peut aussi trouver des applications dans la bande des fréquences millimétriques où sa faible taille et ses fortes performances lui permettent d'être intégré en technologie monolithique avec des antennes et des circuits actifs.
  • Enfin, plus spécifiquement, la possibilité de régler différemment les impédances d'entrée et de sortie de ce filtre, conformément au deuxième mode de réalisation décrit, permet d'envisager la conception conjointe de ce type de dispositif de filtrage avec des antennes et des circuits actifs présentant des impédances différentes.

Claims (8)

  1. Dispositif (10 ; 10'; 10") de filtrage différentiel à résonateurs couplés, composé d'une paire de résonateurs (12, 14) couplés disposés sur une même face (16) d'un substrat diélectrique, chaque résonateur (12, 14) étant composé de deux bandes conductrices (LE1, LE2, LS1, LS2) positionnées de façon symétrique par rapport à un plan (P) perpendiculaire à la face (16) sur laquelle est disposé le résonateur (12, 14), ces deux bandes conductrices (LE1, LE2, LS1, LS2) étant raccordées respectivement à deux conducteurs (E1, E2, S1, S2) d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel, chaque bande conductrice (LE1, LE2, LS1, LS2) de chaque résonateur (12, 14) étant repliée sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités, les deux résonateurs (12, 14) de la paire étant couplés par la disposition en vis à vis de leurs bandes conductrices (LE1, LE2, LS1, LS2) respectives disposées du même côté par rapport audit plan de symétrie (P), sur des portions de longueur respectives de ces bandes conductrices repliées, caractérisé en ce que
    chaque bande conductrice (LE1, LE2, LS1, LS2) de chaque résonateur (12, 14) est de forme générale annulaire, ses extrémités étant repliées à l'intérieur de la forme générale annulaire sur une portion de longueur (L) prédéterminée de celles-ci le repliement des extrémités étant situé sur une portion de la bande conductrice disposée en vis-à-vis de l'autre bande conductrice du résonateur, et en ce que chaque bande conductrice de chaque resonateur est raccordée électriquement à l'un des conducteurs de l'un des ports bi-ruban.
  2. Dispositif de filtrage différentiel (10 ; 10' ; 10") selon la revendication 1, dans lequel chaque bande conductrice (LE1, LE2, LS1, LS2) de chaque résonateur (12, 14) est de forme générale rectangulaire.
  3. Dispositif de filtrage différentiel (10 ; 10' ; 10") selon la revendication 2, dans lequel chaque bande conductrice (LE1, LE2, LS1, LS2) de chaque résonateur (12, 14) est de forme générale carrée.
  4. Dispositif de filtrage différentiel (10 ; 10' ; 10") selon la revendication 2 ou 3, dans lequel au moins une partie des portions de bande conductrice formant les côtés de la forme générale rectangulaire ou carrée de chaque bande conductrice (LE1, LE2, LS1, LS2) comporte des repliements supplémentaires (LE18, LE19, LE110, LE28, LE29, LE2110, LS18, LS19, LS110, LS28, LS29, LS210).
  5. Dispositif de filtrage différentiel (10 ; 10' ; 10") selon la revendication 4, dans lequel les repliements supplémentaires (LE18, LE19, LE110, LE28, LE29, LE210, LS18, LS19, LS110, LS28, LS29, LS210) sont dirigés vers l'intérieur de la forme générale rectangulaire ou carrée.
  6. Dispositif de filtrage différentiel (10 ; 10' ; 10") selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel les deux bandes conductrices (LE1, LE2, LS1, LS2) de l'un (12, 14) des deux résonateurs sont distantes d'une première distance (e1, e2) entre elles et les deux bandes conductrices (LS1, LS2, LE1, LE2) de l'autre (14, 12) des deux résonateurs sont distantes d'une seconde distance (e2, e1) entre elles, cette seconde distance (e2, e1) étant différente de la première distance (e1, e2) de sorte que le dispositif de filtrage (10, 10', 10") remplisse une fonction supplémentaire d'adaptation d'impédance par présentation d'une impédance de sortie différente de son impédance d'entrée.
  7. Antenne dipôle filtrante différentielle (50 ; 60 ; 70) comportant au moins un dispositif de filtrage (54 ; 64, 66 ; 74, 76) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6.
  8. Antenne dipôle filtrante différentielle (70) selon la revendication 7, comportant une structure rayonnante (72) conformée pour intégrer dans ses dimensions extérieures ledit dispositif de filtrage (74, 76).
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