EP1901592A1 - Elektronisches Vorschaltgerät mit asymmetrischer Wechselrichter-Ansteuerung - Google Patents

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EP1901592A1
EP1901592A1 EP07113990A EP07113990A EP1901592A1 EP 1901592 A1 EP1901592 A1 EP 1901592A1 EP 07113990 A EP07113990 A EP 07113990A EP 07113990 A EP07113990 A EP 07113990A EP 1901592 A1 EP1901592 A1 EP 1901592A1
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EP
European Patent Office
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lamp
control signals
duty cycles
inverter
inverter control
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EP07113990A
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English (en)
French (fr)
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EP1901592B1 (de
Inventor
Stefan Zudrell-Koch
Markus Mayrhofer
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Tridonic GmbH and Co KG
Original Assignee
Tridonicatco GmbH and Co KG
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Publication date
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
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    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
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    • H—ELECTRICITY
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2988—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the lamp against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast (EBG) for AC operation of at least one discharge lamp.
  • ECG electronic ballast
  • EP 1 269 801 B1 relates to a ballast and associated method for dimming a luminaire provided with a fluorescent lamp, wherein the ballast automatically recognizes certain types of lamps by detecting the lamp voltage and sets those operating data, the currently located in the lamp lamp type are assigned according to an operating data register.
  • EP 1 095 543 B1 is an electronic lamp ballast for at least one gas discharge lamp with a powered by a DC voltage source, consisting of two mutually connected in series power transistors inverter half bridge disclosed.
  • an asymmetrical operating mode is provided, which is dependent on the respectively set dimming level, in which the pulse duty factors of the control signals for the first and second power switches of the inverter half-bridge varies in a periodic sequence via a control circuit and set to values deviating from 50% of a value range between 0% and 100% become.
  • WO 99/34650 describes an electronic ballast for AC operation of at least one gas discharge lamp, which has a powered with a rectified supply voltage inverter half-bridge and a control circuit for controlling the operation of the gas discharge lamp.
  • the two semiconductor power switches of the inverter half bridge are controlled by the control circuit so that the output side of the inverter half bridge an alternating voltage of variable frequency is generated.
  • EP 0 390 285 B1 discloses a dimmable electronic ballast for AC operation of a mercury vapor discharge lamp having an integrated controllable DC voltage source for stabilizing the Walm s the lamp, especially at low Dimmleveln has.
  • the DC voltage source supplies a DC offset which is superimposed on the AC supply voltage of the lamp and whose voltage level is regulated in such a way that the DC voltage source is controlled by the DC voltage source the luminous flux generated by the lamp during dimming operation remains constant.
  • the present invention is dedicated to the task of making the control of a lamp more flexible in order to better adapt it to current operating conditions.
  • the present invention discloses an electronic lamp ballast for AC operation of at least one lamp.
  • the two semiconductor power switches of the inverter half-bridge are controlled by control signals whose duty cycles can be set time-variably adjustable and, for example, as a function of detected operating parameters of the lamp.
  • the two inverter switches are driven asymmetrically, the asymmetry of the control by specifying a control signal with a time-varying duty cycle can be defined from a value range between 0% and 100%.
  • the present invention relates to a method for AC operation of at least one lamp, wherein asymmetric duty cycles of control signals of a predetermined clock frequency is adjustable, which for driving two connected to a half-bridge in series, separately controllable semiconductor power switch one for supplying the lamp with AC used inverter.
  • asymmetrical duty cycles of the two inverter control signals according to the invention in particular with respect to their asymmetry adjustable in time or adjustable depending on at least one feedback signal.
  • the asymmetrical duty cycles of the two inverter control signals can be varied in a regular clock cycle by pulse width modulation of the inverter control signals.
  • the asymmetrical duty cycles of the two inverter control signals in dependence on detected operating parameters eg lamp current, lamp voltage or respectively the DC portion thereof, lamp resistance, ...), the lamp operating state (eg., Before / after ignition) or environmental parameters (Temperature, etc.) of the lamp operation are adaptively changed by pulse width modulation of the inverter control signals.
  • values of two asymmetrical duty cycles are initially specified and the pulse widths of the two control signals serving to drive the inverter are set in accordance with the values predetermined for the two duty cycles. After that, one is made by the Pulse width determinations caused DC component of an effective active power consumption of the lamp representing operating parameter detected.
  • the relevant operating parameter is then forwarded to a control and control module, whereupon the values prescribed for the two duty cycles are readjusted depending on the detected operating parameter, so that the aforementioned DC signal component, averaged over the number of the aforementioned clock cycles, is substantially equal to zero.
  • the operating parameters which may be considered as the control variable may be lamp and / or environmental parameters, for example the effective or rectified value, the DC and / or alternating signal component of the lamp firing voltage U LA or the effective or rectified value DC and / or alternating signal component of the current flowing through the lamp current I LA , to the lamp in the firing or dimming operation supplied effective active power P w, eff to the calculated lamp impedance Z LA at a positive or negative half-wave of the lamp current or a Detector output signal for detecting a flickering of the lamp, an unreasonably high temperature rise or a stability affecting the stability of the control disturbance (eg, an interference voltage spike occurred due to an overload).
  • lamp and / or environmental parameters for example the effective or rectified value, the DC and / or alternating signal component of the lamp firing voltage U LA or the effective or rectified value DC and / or alternating signal component of the current flowing through the lamp current I LA , to the lamp in the firing or dimming operation supplied effective active power P w, eff
  • control of the duty ratio according to the invention can also be carried out depending on the operating mode of the power supply (normal operation or emergency power operation).
  • the precise signal curve of the lamp current I LA detected, sampled, quantized and evaluated in digitized form to control the recorded by the lamp effective effective power since this on the performance of the lamp both in Brennals and in dimming a has decisive influence.
  • the regulation of the effective active power picked up by the lamp can take place such that, when the lamp current is applied with a DC component, the latter, averaged over a predefinable period of time, is substantially equal to zero.
  • the generation of this DC component takes place with the aid of an asymmetric half-bridge control via a digital control signal of a preferably high clock rate and a correspondingly small sampling interval to keep the DC component correspondingly low, since in some lamp types already a relatively small DC component with respect to the Walmo the lamp critical is.
  • the duty cycles of the two inverter control signals can according to the invention either follow a pulse width modulation of the inverter control signals in each case predetermined, dependent on the time function or briefly assume random values from a value of 50% excluding value range between 0% and 100%. A momentarily caused by these random duty cycles change in the effective effective power absorbed by the lamp is then compensated again after the lapse of a predetermined number of clock cycles by appropriately modified duty cycles are set.
  • the duty cycles of the two inverter control signals are either set independently of each other or are correlated to each other, so depend on each other via a functional relationship.
  • the duty cycles can be adjusted depending on a dimming level of the lamp.
  • the present invention relates to a control module for implementing the method described above.
  • the present invention further relates to an electronic ballast for AC operation of at least one discharge lamp, which has a supplied with a DC voltage to supply the lamp with AC serving inverter in the form of two connected to a half-bridge in series, separately controllable semiconductor power switch and a control module for the separate control of the two semiconductor power switches with two digital inverter control signals of a predetermined clock frequency, wherein the duty cycles of these inverter control signals have asymmetrical values.
  • the asymmetrical duty cycles of the two inverter control signals are adjustable in accordance with the invention in a time-variable manner.
  • the aforesaid electronic ballast can have a power factor correction circuit connected upstream of the inverter half bridge and connected to its supply voltage input with an integrated semiconductor power switch controlled by a pulse width modulated power factor control signal to compensate for the reactive power consumed by the discharge lamp in the firing or dimming operation.
  • the power factor control signal can be adaptively changed by pulse width modulation as a function of detected operating parameters of the lamp operation.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an electronic ballast according to the present invention, which is used to control the operation of an AC-driven discharge lamp controlled via the electronic ballast.
  • a pulse width modulator with a downstream driver serves for controlling an AC / DC converter which is used for the AC supply of the lamp LA and is supplied with a DC voltage U v .
  • PWM pulse width modulator
  • the control of the pulse width modulator PWM takes place as a function of two digital manipulated variables, which are supplied by two data outputs of a designated as "R & S module” digital control and control device. This Measurement signals concerning abbeer operating parameters are supplied as controlled variables.
  • These measurement signals may be, for example, two measurement voltages U M 1 and U M 2 , which are proportional to one of the filament currents I W 1 and I W 2 flowing through the two lamp electrodes (W 1 and W 2, respectively).
  • the control and regulating device regulates the two above-mentioned manipulated variables depending on the measured signals detected on the detected measurement signals as well as on a reference value that can be predefined via a setpoint input for the radiation power to be generated in the firing or dimming operation by the discharge lamp LA.
  • a further power control circuit LRK 3 whose control path is formed by the power factor correction circuit PFC, is used according to the invention as "power factor control circuit" becomes.
  • a semiconductor power switch incorporated in the power factor correction circuit PFC is included a pulse width modulated control voltage U G 3 is driven, which is also supplied by the aforementioned pulse width modulator with downstream driver IC.
  • the pulse width modulator PWM ensures a variation of the pulse width t in3 and thus the duty cycle d 3 of the control voltage U G 3 required for driving this semiconductor power switch, generated by the driver IC.
  • the control of the pulse width modulator PWM is carried out according to the invention in dependence on a digital manipulated variable, which is supplied by an additional data output of the digital control and regulating device.
  • the control and regulating device regulates the aforementioned manipulated variable dependent on a controlled variable, which may be, for example, the supply voltage U V of the inverter DC / AC provided at the output of the power factor correction circuit PFC or the output current of the power factor correction circuit PFC, as well as dependent on the reference variable ⁇ LA, which can be specified at the aforementioned setpoint input , is intended for the radiation power ⁇ LA to be generated in the firing or dimming operation by the discharge lamp LA .
  • a controlled variable which may be, for example, the supply voltage U V of the inverter DC / AC provided at the output of the power factor correction circuit PFC or the output current of the power factor correction circuit PFC, as well as dependent on the reference variable ⁇ LA, which can be specified at the aforementioned setpoint input , is intended for the radiation power ⁇ LA to be generated in the firing or dimming operation by the discharge lamp LA .
  • the control and control device Upon detection of a control deviation between the control variable tapped via the output of the power factor correction circuit PFC and the reference voltage U ref representing the aforementioned reference variable ⁇ LA, the control and control device changes the duty ratio d 3 required for driving the semiconductor power switch integrated in the power factor correction circuit PFC Control voltages U G 3 so that this setpoint is achieved at least approximately.
  • the electronic ballast according to the invention is connected to an AC network via a switched-mode power supply OWF serving for radio interference suppression and filtering of mains harmonics.
  • the filtered output signal of the harmonic filter OWF is fed to a rectifier circuit AC / DC, which converts the AC line voltage into a rectified DC link voltage and this via the aforementioned power factor correction circuit PFC, which for harmonic filtering and smoothing the voltage supplied by the rectifier circuit AC / DC and for compensation of the Lamp used in the burning or dimming operation reactive power, the inverter circuit DC / AC as supply voltage U V supplies.
  • the inverter circuit DC / AC serves as a controllable AC voltage source, which converts the rectified and with the help of a charging capacitor C smoothed DC link voltage in a high frequency AC voltage adjustable frequency, which is used to operate the discharge lamp LA.
  • the output of the inverter DC / AC is connected to a load circuit LK, via which the discharge lamp LA operated by the ECG is driven.
  • the load circuit LK comprises a resonant circuit SRK, via which the high-frequency AC voltage at the output of the inverter circuit DC / AC of the discharge lamp LA is supplied.
  • the electronic ballast according to the invention can optionally also have a heating circuit HzK serving for preheating the two lamp electrodes W 1 and W 2 .
  • a heating circuit HzK serving for preheating the two lamp electrodes W 1 and W 2 .
  • This may for example comprise a consisting of a primary winding and two separate secondary windings heating transformer HzTr whose secondary windings L s 1 and L s 2 , as shown in Fig. 2, for example, to the formed as helical lamp electrodes W 1 and W 2 of the discharge lamp LA are connected in series.
  • the electronic ballast has a control module ⁇ C, which monitors various operating parameters of the electronic ballast and generates a control signal for the inverter DC / AC to adjust the frequency of the AC voltage generated by this or the pulse width of its control signals.
  • the control module .mu.C example, the lamp operating voltage U LA, the pre-heating voltage U H, the lamp operating current I LA, the impedance monitor Z LK of the load circuit LK and / or the functionality provided by the rectifier circuit AC / DC rectified intermediate circuit voltage U V and or the output frequency of the inverter Set the pulse widths of its control signals such that the respectively detected operating parameters do not exceed or fall short of a predetermined limit value, that the power taken from the rectifier AC / DC is as constant as possible and that a lamp current I LA that is as constant as possible flows through the discharge lamp LA at the lamp LA as constant as possible lamp voltage U LA is applied.
  • the electronic ballast may have a number of fault detectors that monitor certain operating parameters of the ECG, in particular of the load circuit LK, and upon detection of a specific error condition, a corresponding control of the inverter DC / AC cause, for. to prevent the occurrence of an overvoltage on the discharge lamp LA.
  • the control module .mu.C of the electronic ballast serves to control a pulse width modulator downstream driver IC, which generates the control signals for the two inverter switches T 1 and T 2 described above, wherein the duty cycles of the control signals and in particular their asymmetry can be set time-varying.
  • the change in the duty cycle is slow compared to the frequency of the inverter.
  • the temporal change can be sudden ("hard commutation”) or gradual, i. in the manner of a ramp (“soft commutation”).
  • control signals for the two inverter switches in the firing and dimming operation of the discharge lamp LA are preferably output with an asymmetrical duty cycle, whereby a observable especially at low Dimmleveln Walmen the lamp LA is reduced, while in the preheat and ignition operation of the lamp LA preferably with symmetrical Control signals is worked.
  • FIG. 1 A possible circuitry implementation of the outlined in Fig. 1 electronic lamp ballast with a given in the form of a half-bridge, consisting of two series-connected controllable semiconductor power switches inverter circuit DC / AC, the circuit breakers T 1 and T 2 with two pulse width modulated control signals U G. 1 and U G 2 are controlled via a designated as "driver IC" bridge driver is shown in Fig. 2.
  • the series connection of the two inverter switches T 1 and T 2 is connected between the voltage-carrying output line of the power factor correction circuit PFC and the ground node of the ECG.
  • the output port of the inverter half-bridge DC / AC formed from the connection node between the two controllable semiconductor power switches T 1 or T 2 and the ground node is connected in this embodiment via an integrated in the load circuit LK, a resonant inductor L res and a series-connected thereto Resonant capacitance C res existing series resonant circuit with one (W 2 ) of the two designed as spirals lamp electrodes W 1 and W 2 connected.
  • the other lamp electrode (W 1 ) is connected via a coupling capacitor C K to the end of the resonant inductance L res facing away from the output of the inverter half-bridge DC / AC, the series circuit consisting of the coupling capacitor C K and the load impedance Z LA consisting of the discharge lamp LA resonating capacitance C res of the series resonant circuit SRK is connected in parallel.
  • the supply voltage U v of the inverter half-bridge DC / AC is converted into a high-frequency alternating voltage by the inverter DC / AC to the series resonant circuit SRK by a switching on and off of the two electronically controllable power switches T 1 and T 2 in alternating sequence is delivered.
  • Its resonant capacitance C res has the function of a firing capacitor.
  • the power factor correction circuit PFC serving to prevent a load of the power supply network with reactive power as a by a DC-boost converter (English: “step-up converter” or “step-up converter ”) realized in the prior art active power factor correction circuit realized.
  • the DC boost converter consists of a power rectifier AC / DC, one connected to the voltage-carrying output, acting as a current-limiting storage inductor inductance L , a series-connected to this inductance L diode D and an output side, to the diode D in series charge capacitor C. to increase from the output voltage U obtained.
  • the inductance L is characterized by a parallel to the series circuit of diode D and charging capacitor C , via the aforementioned pulse width modulator PWM with downstream driver IC driven semiconductor power switch, for example, as a gate turn-off thyristor or, as shown in Fig. 2 outlines , can be realized as a self-blocking n-channel MOS field effect transistor T 3 , connected to ground.
  • the coil current I L then commutates to the diode D and continues to flow through the load circuit, wherein the magnetic field of the inductance L collapses and the charging capacitor C is further charged.
  • the circuit Since the circuit is in itself neither short-circuit nor idle proof, it must either be adapted exactly to the load impedance Z L of the load circuit LK, or the semiconductor power switch T 3 must, as is the case, be controlled via a control loop in order to prevent an overvoltage or an overcurrent at the output of the power factor correction circuit PFC.
  • FIGS. 3a and 3b show two voltage-time diagrams in which the time profiles of the two pulse-width-modulated control voltages U G 1 and U G generated during two successive clock cycles and applied to the control electrodes of the two inverter power switches T 1 and T 2 are shown 2 are shown by way of example in the form of two clocked rectangular voltages. "High” and “low” levels of these two digital control voltages alternately alternate at regular, predetermined by the clock frequency of the inverter sequence, the voltage U G1 within the off time of U G 2 their "high” level and the voltage U G 2 within the off time of U G 1 assumes its "high” level. In this way, the two power transistors T 1 and T 2 of the inverter half-bridge DC / AC are controlled so that T 1 blocks while T 2 is conducting and vice versa.
  • both the falling clock edges of the rectangular control voltage U G 1 and the rising clock edges of the rectangular control voltage U G 2 can be within the clock durations T 1 or T 1 prescribed by the respective clock cycle of these signals T be moved in both directions along the time axis.
  • the setting of the duty cycles of U G 1 and U G 2 to be carried out in each cycle or after a predefinable number of cycles can be carried out independently of each other or coupled to each other, in the latter case d 2 as a function of d 1 or to the same value as d 1 can be set.
  • the magnitude and direction of the changes of d 1 and d 2 are controlled in such a way that a DC component of the lamp current I LA generated by the asymmetrical half-bridge control is averaged substantially equal to zero over a predeterminable number of clock cycles.
  • FIG. 3c shows a voltage-time diagram in which the time profile of a pulse width modulated control voltage U G 3 generated during these two successive clock cycles is shown, which was used to drive the control electrode of the integrated semiconductor power switch T 3 in the DC step-up converter active power factor correction circuit PFC is used.
  • this control voltage is shown as a square wave voltage with a duty cycle of 50%.
  • Fig. 3d shows a voltage-time diagram in which the approximately sinusoidal, along the time axis shifted course of the lamp firing voltage U LA with variation of the duty cycle d 1 and / or d 2 of the two pulse width modulated control signals U G 1 and U G 2 to control the two required for the operation of the inverter half bridge DC / AC semiconductor power switch T 1 and T 2 is shown.
  • the magnitude of the shift of U L A along the time axis is proportional to the sum
  • the duty cycle is preferably 50% as averaged over time. Between a first, almost stationary duty cycle of more than 50%, the duty cycle can then drop suddenly or, as shown, gradually in the form of a ramp to less than 50% in order to rise again from above this quasi-stationary value to more than 50%.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein EVG zum Wechselstrombetrieb wenigstens einer Entladungslampe (LA), die zur Regelung der von der Lampe aufgenommenen Leistung dient, um ein Walmen der Lampe zu kompensieren und so einen möglichst flackerfreien Brenn- und Dimmbetrieb bei näherungsweise sinusförmiger, blindleistungskompensierter Stromversorgung der Lampe zu gewährleisten. Darüber hinaus bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren zum Wechselstrombetrieb mindestens einer Entladungslampe (LA), deren effektive Wirkleistungsaufnahme durch Pulsbreitenmodulation zweier mit Tastverhältnissen ( d 1 und d 2 ) generierter digitaler Steuersignale ( U G1 und U G2 ) einer vorgebbaren Taktfrequenz einstellbar ist, die zur Ansteuerung zweier zu einer Halbbrücke in Serie geschalteter HalbleiterLeistungsschalter (T 1 und T 2 ) eines zur Versorgung der Lampe (LA) mit Wechselstrom dienenden Wechselrichters (DC/AC) verwendet werden. Die asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2 ) der beiden pulsbreitenmodulierten Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2 ) sind dabei erfindungsgemäß zeitvariant ausgeführt und können entweder in einem regelmäßigen Taktzyklus auf Werte eines Datensatzes in periodischer Folge wiederkehrender Werte eingestellt werden oder über zwei voneinander getrennte, geschlossene Regelkreise (LRK 1 und LRK 2 ) in Abhängigkeit von Betriebsparametern des Lampenbetriebs adaptiv verändert werden.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Lampenvorschaltgeräts (EVG) zum Wechselstrombetrieb wenigstens einer Entladungslampe.
  • Aus dem Stand der Technik ist bekannt, dass eine asymmetrische Ansteuerung der beiden üblicherweise symmetrisch (d.h. mit einem Rechtecksignal mit einem Tastverhältnis von 50 %) angesteuerten, zur Umpolung des Lampenstroms benötigten Leistungstransistoren der Wechselrichterhalbbrücke eines zum Wechselstrombetrieb dienenden elektronischen Lampenvorschaltgeräts dazu beiträgt, das Auftreten laufender Schichten im Füllgas und damit ein Flackern der Lampe zu verhindern. Zu diesem Zweck werden Steuersignale mit asymmetrischen, d.h. von dem Wert 50% abweichenden Tastverhältnissen in einem Wertebereich zwischen 0% und 100% angelegt.
  • Dies hat jedoch die Nachteile, dass Gleichspannungsanteile an der Lampe anliegen, die zu Störungen des Betriebsablaufs führen, wie beispielsweise infolge einer Migration ionisierter Metall- bzw. Gasatome in Richtung einer der beiden Elektroden.
  • EP 1 269 801 B1 bezieht sich auf ein Vorschaltgerät und ein zugehöriges Verfahren zum Dimmen einer mit einer Leuchtstofflampe versehenen Leuchte, wobei das Vorschaltgerät durch Erfassung der Lampenbrennspannung bestimmte Lampentypen automatisch erkennt und diejenigen Betriebsdaten einstellt, die dem momentan in der Leuchte befindlichen Lampentyp gemäß einem Betriebsdatenregister zugeordnet sind.
  • In EP 1 095 543 B1 ist ein elektronisches Lampenvorschaltgerät für mindestens eine Gasentladungslampe mit einer von einer Gleichspannungsquelle gespeisten, aus zwei zueinander in Serie geschalteten Leistungstransistoren bestehenden Wechselrichterhalbbrücke offenbart. Dabei ist eine vom jeweils eingestellten Dimmlevel abhängige asymmetrische Betriebsart vorgesehen, bei der die Tastverhältnisse der Steuersignale für den ersten und zweiten Leistungsschalter der Wechselrichterhalbbrücke über eine Steuerungsschaltung in periodischer Folge variiert und dabei auf von 50% abweichende Werte eines Wertebereichs zwischen 0% und 100% eingestellt werden.
  • WO 99/34650 beschreibt ein elektronisches Vorschaltgerät zum Wechselstrombetrieb mindestens einer Gasentladungslampe, welche über eine mit einer gleichgerichteten Versorgungsspannung betriebene Wechselrichterhalbbrücke sowie über eine Steuerungsschaltung zum Steuern des Betriebs der Gasentladungslampe verfügt. Die beiden Halbleiter-Leistungsschalter der Wechselrichterhalbbrücke werden dabei von der Steuerungsschaltung so angesteuert, dass von der Wechselrichterhalbbrücke ausgangsseitig eine Wechselspannung variabler Frequenz erzeugt wird.
  • EP 0 390 285 B1 offenbart ein dimmbares elektronisches Vorschaltgerät zum Wechselstrombetrieb einer Quecksilberdampf-Entladungslampe, das über eine integrierte regelbare Gleichspannungsquelle zur Stabilisierung des Walmverhaltens der Lampe, insbesondere bei niedrigen Dimmleveln, verfügt. Die Gleichspannungsquelle liefert dabei einen der Versorgungswechselspannung der Lampe überlagerten Gleichspannungs-Offset, dessen Spannungspegel so geregelt wird, dass der von der Lampe während des Dimmbetriebs erzeugte Lichtstrom konstant bleibt.
  • In US 4,251,752 ist ein elektronisches Vorschaltgerät zum Wechselstrombetrieb mindestens einer Leuchtstofflampe beschrieben, welches eine aktive Leistungsfaktorkorrekturschaltung in Form eines als Oberwellenfilter wirkenden Gleichspannungs-Hochsetzstellers zur Minimierung störender Netzoberwellen sowie zur Anhebung des Leistungsfaktors durch Kompensation der von der Lampe aufgenommenen Blindleistung aufweist.
    • AUFGABE DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
  • Ausgehend von dem oben genannten Stand der Technik, ist die vorliegende Erfindung der Aufgabe gewidmet, die Ansteuerung einer Lampe flexibler zu gestalten, um sie besser an aktuelle Betriebsbedingungen anzupassen.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausführungsbeispiele, die den Gedanken der Erfindung weiterbilden, sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
    • ZUSAMMENFASSENDE DARSTELLUNG DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung offenbart ein elektronisches Lampenvorschaltgerät zum Wechselstrombetrieb wenigstens einer Lampe. Die beiden Halbleiter-Leistungsschalter der Wechselrichterhalbbrücke werden über Steuersignale angesteuert, deren Tastverhältnisse zeitvariant einstellbar und beispielsweise in Abhängigkeit von erfassten Betriebsparametern der Lampe einstellbar sind. Die beiden Wechselrichterschalter werden dabei asymmetrisch angesteuert, wobei die Asymmetrie der Ansteuerung durch Vorgabe eines Steuersignals mit einem zeitlich veränderlichen Tastverhältnis aus einem Wertebereich zwischen 0% und 100% festlegbar ist.
  • Darüber hinaus bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren zum Wechselstrombetrieb mindestens einer Lampe, wobei asymmetrische Tastverhältnisse von Steuersignalen einer vorgebbaren Taktfrequenz einstellbar ist, welche zur Ansteuerung zweier zu einer Halbbrücke in Serie geschalteter, getrennt voneinander steuerbarer Halbleiter-Leistungsschalter eines zur Versorgung der Lampe mit Wechselstrom verwendeten Wechselrichters dienen. Dabei sind die asymmetrischen Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale erfindungsgemäß insbesondere hinsichtlich ihrer Asymmetrie zeitvariant einstellbar oder abhängig von wenigsten einem Rückführsignal regelbar.
  • Die asymmetrischen Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale können dabei in einem regelmäßigen Taktzyklus durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale variiert werden.
  • Alternativ dazu können die asymmetrischen Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale in Abhängigkeit von erfassten Betriebsparametern (bspw. Lampenstrom, Lampenspannung bzw. jeweils die DC-Anteil davon, Lampenwiderstand,...), dem Lampenbetriebszustand (bspw. vor/nach Zündung) oder Umgebungsparametern (Temperatur etc.) des Lampenbetriebs durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale adaptiv verändert werden.
  • Im letzteren Fall werden zunächst Werte zweier asymmetrischer Tastverhältnisse vorgegeben und die Pulsbreiten der beiden zur Ansteuerung des Wechselrichters dienenden Steuersignale gemäß den für die beiden Tastverhältnisse vorgegebenen Werten eingestellt. Im Anschluss daran wird ein durch die vorgenommenen Pulsbreiten-Festlegungen verursachter Gleichsignalanteil eines die effektive Wirkleistungsaufnahme der Lampe repräsentierenden Betriebsparameters erfasst. Der betreffende Betriebsparameter wird dann an ein Regelungs- und Steuerungsmodul weitergeleitet, woraufhin die für die beiden Tastverhältnisse vorgegebenen Werte abhängig von dem erfassten Betriebsparameter neu eingestellt werden, so dass der vorgenannte Gleichsignalanteil, gemittelt über die Anzahl der vorgenannten Taktzyklen, im Wesentlichen gleich Null ist.
  • Bei den als Regelgröße in Betracht kommenden Betriebsparametern kann es sich erfindungsgemäß um Lampen- und/oder Umgebungsparameter handeln, beispielsweise um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil der Lampenbrennspannung U LA bzw. um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil des durch die Lampe fließenden Stroms I LA, um die der Lampe im Brenn- bzw. Dimmbetrieb zugeführte effektive Wirkleistung Pw,eff, um die errechnete Lampenimpedanz Z LA bei positiver bzw. negativer Halbwelle des Lampenstroms oder um ein Detektorausgangssignal zur Erfassung eines Flackerns der Lampe, eines unangemessen hohen Temperaturanstiegs oder einer die Stabilität der Regelung beeinträchtigenden Störgröße (z.B. einer infolge einer Überlast aufgetretenen Störspannungsspitze). Die erfindungsgemäße Regelung des Tastverhältnisses kann dabei auch abhängig von der Betriebsart der Energieversorgung (Normalbetrieb oder Notstrombetrieb) erfolgen. Darüber hinaus kann erfindungsgemäß vorgesehen sein, dass zur Regelung der von der Lampe aufgenommenen effektiven Wirkleistung der exakte Signalverlauf des Lampenstroms I LA erfasst, abgetastet, quantisiert und in digitalisierter Form ausgewertet wird, da dieser auf das Betriebsverhalten der Lampe sowohl im Brennals auch im Dimmbetrieb einen entscheidenden Einfluss hat.
  • Nach einer Variante der vorliegenden Erfindung kann die Regelung der von der Lampe aufgenommenen effektiven Wirkleistung so erfolgen, dass bei einer Beaufschlagung des Lampenstroms mit einem Gleichstromanteil Letzterer, gemittelt über eine vorgebbare Zeitdauer, im Wesentlichen gleich Null ist. Die Generierung dieses Gleichstromanteils erfolgt dabei mit Hilfe einer asymmetrischen Halbbrückenansteuerung über ein digitales Steuersignal einer vorzugsweise hohen Taktrate und einem dementsprechend kleinen Abtastintervall, um den Gleichstromanteil entsprechend niedrig zu halten, da bei manchen Lampentypen schon ein verhältnismäßig geringer Gleichstromanteil in Bezug auf das Walmverhalten der Lampe kritisch ist.
  • Die Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale können erfindungsgemäß entweder einem durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale jeweils vorgegebenen, von der Zeit abhängigen Funktionsverlauf folgen oder kurzzeitig Zufallswerte aus einem den Wert 50 % ausschließenden Wertebereich zwischen 0 % und 100 % annehmen. Eine durch diese zufälligen Tastverhältnisse kurzzeitig verursachte Änderung der von der Lampe aufgenommenen effektiven Wirkleistung wird dann nach Verstreichen einer vorgebbaren Anzahl von Taktzyklen wieder ausgeglichen, indem entsprechend abgeänderte Tastverhältnisse eingestellt werden.
  • Dabei kann erfindungsgemäß vorgesehen sein, dass die Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale entweder voneinander unabhängig eingestellt werden oder zueinander korreliert sind, also über einen funktionalen Zusammenhang voneinander abhängen.
  • Die Tastverhältnisse können abhängig von einem Dimmlevel der Lampe eingestellt werden.
  • Außerdem bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Steuerungsmodul zur Implementierung des vorstehend beschriebenen Verfahrens.
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich darüber hinaus auf ein elektronisches Vorschaltgerät zum Wechselstrombetrieb mindestens einer Entladungslampe, welches einen mit einer Gleichspannung gespeisten, zur Versorgung der Lampe mit Wechselstrom dienenden Wechselrichter in Form zweier zu einer Halbbrücke in Serie geschalteter, getrennt voneinander steuerbarer Halbleiter-Leistungsschalter aufweist sowie ein Steuerungsmodul zur getrennten Ansteuerung der beiden Halbleiter-Leistungsschalter mit zwei digitalen Wechselrichter-Steuersignalen einer vorgebbaren Taktfrequenz, wobei die Tastverhältnisse dieser Wechselrichter-Steuersignale asymmetrische Werte aufweisen. Um die von der Entladungslampe aufgenommene effektive Wirkleistung steuern zu können, sind die asymmetrischen Tastverhältnisse der beiden Wechselrichter-Steuersignale erfindungsgemäß zeitvariant einstellbar.
  • Das vorgenannte elektronische Vorschaltgerät kann dabei über eine der Wechselrichterhalbbrücke vorgeschaltete, an deren Versorgungsspannungseingang angeschlossene Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit einem integrierten, über ein pulsbreitenmoduliertes Leistungsfaktor-Steuersignal angesteuerten Halbleiter-Leistungsschalter zur Kompensation der von der Entladungslampe im Brenn- bzw. Dimmbetrieb aufgenommenen Blindleistung verfügen. Um den Leistungsfaktor der von der Lampe aufgenommenen Leistung steuern zu können, ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass das Leistungsfaktor-Steuersignal in Abhängigkeit von erfassten Betriebsparametern des Lampenbetriebs durch Pulsbreitenmodulation adaptiv veränderbar ist.
    • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nunmehr, Bezug nehmend auf die begleitenden Zeichnungen und anhand einer detaillierten Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, erläutert.
    • Fig. 1
    zeigt ein Blockschaltbild eines elektronischen Lampenvorschaltgeräts (EVG),
    Fig. 2
    zeigt eine schaltungstechnische Realisierung des in Fig. 1 dargestellten elektronischen Lampenvorschaltgeräts (EVG) mit einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach dem Stand der Technik,
    Fig. 3a+b
    zeigen zwei Spannungs-Zeit-Diagramme, in denen die zeitlichen Verläufe zweier während zwei aufeinanderfolgender Taktzyklen erzeugter pulsbreitenmodulierter Steuersignale zur Ansteuerung der beiden Leistungstransistoren einer Wechselrichterhalbbrücke dargestellt sind,
    Fig. 3c
    zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm, in dem der zeitliche Verlauf eines während der zwei aufeinanderfolgenden Taktzyklen erzeugten pulsbreitenmodulierten Steuersignals dargestellt ist, welches zur Ansteuerung des Leistungsschalters in der aktiven Leistungsfaktorkorrekturschaltung verwendet wird,
    Fig. 3d
    zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm, in dem der näherungsweise sinusförmige, entlang der Zeitachse verschobene Verlauf der Lampenbrennspannung bei Variation der Tastverhältnisse der beiden pulsbreitenmodulierten Steuersignale zur Steuerung der beiden zum Betrieb der Wechselrichterhalbbrücke benötigten Leistungstransistoren dargestellt ist, und.
    Fig. 4
    Zeigt ein Beispiel für eine zeitliche Änderung des Tastverhältnises ("Duty Cycle")
    DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • In den folgenden Abschnitten werden die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen im Detail beschrieben.
  • In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines elektronischen Lampenvorschaltgeräts (EVG) gemäß vorliegender Erfindung abgebildet, welches zur Regelung des Betriebs einer über das EVG angesteuerten wechselstrombetriebenen Entladungslampe dient.
  • Ein als "PWM-Modul" bezeichneter Pulsbreitenmodulator mit nachgeschaltetem Treiber dient dabei zur Ansteuerung eines zur Wechselstromversorgung der Lampe LA dienenden, mit einer Gleichspannung U v gespeisten Wechselrichters DC/AC. Mit Hilfe des Pulsbreitenmodulators PWM werden die Pulsbreiten t ein1 bzw. t ein2 und damit die Tastverhältnisse d 1 bzw. d 2 zweier Steuerspannungen U G1 und U G2 für die Steueranschlüsse der beiden Schalter des Halbbrücken-Wechelrichters variiert. Die Ansteuerung des Pulsbreitenmodulators PWM erfolgt dabei in Abhängigkeit von zwei digitalen Stellgrößen, die von zwei Datenausgängen einer als "R&S-Modul" bezeichneten digitalen Regelungs- und Steuerungseinrichtung geliefert werden. Dieser werden Messsignale betreffend abgeriffener Betriebsparameter als Regelgrößen zugeführt.
  • Bei diesen Messsignalen kann es sich zum Beispiel um zwei Messspannungen U M1 und U M2 handeln, die zu jeweils einem der durch die beiden Lampenelektroden (W1 bzw. W2) fließenden Wendelströme I W1 bzw. I W2 proportional sind.
  • Die Regelungs- und Steuerungseinrichtung regelt die beiden vorgenannten Stellgrößen dabei abhängig von dem an den erfassten Messsignalen sowie abhängig von einer über einen Sollwerteingang vorgebbaren Führungsgröße für die im Brenn- bzw. Dimmbetrieb von der Entladungslampe LA zu erzeugende Strahlungsleistung.
  • Bei Feststellung einer Regelabweichung zwischen einer über den Lastkreis LK des elektronischen Lampenvorschaltgeräts abgegriffenen Messspannung U M1 bzw. U M2 und einer den vorgenannten Sollwert ΦLA, soll repräsentierenden Referenzspannung U ref verändert die Regelungs- und Steuerungseinrichtung die Frequenz und/oder die Tastverhältnisse d1 bzw. d2 der zur Ansteuerung der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC benötigten Steuerspannungen U G1 und U G2 so, dass dieser Sollwert zumindest näherungsweise erreicht wird.
  • Zur Stabilisierung des von der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC zwecks Reduzierung der von der Lampe im Brenn- bzw. Dimmbetrieb aufgenommenen Blindleistung auf einen Wert nahe Eins erhöhten Leistungsfaktors der Gesamtschaltung dient erfindungsgemäß ein als "Leistungsfaktorregelungsschaltung" bezeichneter weiterer Leistungsregelkreis LRK3, dessen Regelstrecke durch die Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC gebildet wird. Dabei wird ein in die Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC integrierter Halbleiter-Leistungsschalter mit einer pulsbreitenmodulierten Steuerspannung U G3 angesteuert, welche ebenfalls von dem vorgenannten Pulsbreitenmodulator mit nachgeschaltetem Treiber-IC geliefert wird. Der Pulsbreitenmodulator PWM sorgt dabei für eine Variation der Pulsbreite tein3 und damit des Tastverhältnisses d 3 der zur Ansteuerung dieses Halbleiter-Leistungsschalters benötigten, von dem Treiber-IC generierten Steuerspannung U G3. Die Ansteuerung des Pulsbreitenmodulators PWM erfolgt erfindungsgemäß in Abhängigkeit von einer digitalen Stellgröße, die von einem zusätzlichen Datenausgang der digitalen Regelungs- und Steuerungseinrichtung geliefert wird.
  • Die Regelungs- und Steuerungseinrichtung regelt die vorgenannte Stellgröße dabei abhängig von einer Regelgröße, bei der es sich zum Beispiel um die am Ausgang der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC bereitgestellte Versorgungsspannung U V des Wechselrichters DC/AC oder um den Ausgangsstrom der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC handeln kann, sowie abhängig von der an dem vorgenannten Sollwerteingang vorgebbaren Führungsgröße ΦLA, soll für die im Brenn- bzw. Dimmbetrieb von der Entladungslampe LA zu erzeugende Strahlungsleistung ΦLA.
  • Bei Feststellung einer Regelabweichung zwischen der über den Ausgang der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC abgegriffenen Regelgröße und der die vorgenannte Führungsgröße ΦLA, soll repräsentierenden Referenzspannung U ref ändert die Regelungs- und Steuerungseinrichtung das Tastverhältnis d 3 der zur Ansteuerung des in die Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC integrierten Halbleiter-Leistungsschalters benötigten Steuerspannungen U G3 so, dass dieser Sollwert zumindest näherungsweise erreicht wird.
  • Wie in Fig. 1 dargestellt, ist das erfindungsgemäße EVG über ein zur Funkentstörung und Filterung von Netzoberwellen dienendes Schaltnetzteil OWF an ein Wechselstromnetz angeschlossen. Das gefilterte Ausgangssignal des Oberwellenfilters OWF wird einer Gleichrichterschaltung AC/DC zugeführt, die die Netzwechselspannung in eine gleichgerichtete Zwischenkreisspannung umwandelt und diese über die vorgenannte Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC, welche zur Oberwellenfilterung und Glättung der von der Gleichrichterschaltung AC/DC gelieferten Spannung sowie zur Kompensation der von der Lampe im Brenn- bzw. Dimmbetrieb aufgenommenen Blindleistung dient, der Wechselrichterschaltung DC/AC als Versorgungsspannung U V zuführt. Die Wechselrichterschaltung DC/AC dient dabei als steuerbare Wechselspannungsquelle, welche die gleichgerichtete und mit Hilfe eines Ladekondensators C geglättete Zwischenkreisspannung in eine hochfrequente Wechselspannung einstellbarer Frequenz umwandelt, die zum Betrieb der Entladungslampe LA verwendet wird.
  • Der Ausgang des Wechselrichters DC/AC ist mit einem Lastkreis LK verbunden, über den die von dem EVG betriebene Entladungslampe LA angesteuert wird. Der Lastkreis LK umfasst dabei einen Resonanzkreis SRK, über den die hochfrequente Wechselspannung am Ausgang der Wechselrichterschaltung DC/AC der Entladungslampe LA zugeführt wird.
  • Um die Lebensdauer der Lampe zu verlängern, kann das erfindungsgemäße EVG optional auch über einen zum Vorheizen der beiden Lampenelektroden W1 bzw. W2 dienenden Heizkreis HzK verfügen. Dieser kann beispielsweise einen aus einer Primärwicklung und zwei getrennten Sekundärwicklungen bestehenden Heiztransformator HzTr umfassen, dessen Sekundärwicklungen L s1 und L s2, wie in Fig. 2 dargestellt, beispielsweise zu den als Wendeln ausgebildeten Lampenelektroden W1 bzw. W2 der Entladungslampe LA in Serie geschaltet sind.
  • Das elektronische Vorschaltgerät verfügt über ein Steuerungsmodul µC, welches verschiedene Betriebsparameter des elektronischen Vorschaltgerätes überwacht und ein Steuersignal für den Wechselrichter DC/AC erzeugt, um die Frequenz der von diesem erzeugten Wechselspannung bzw. die Pulsbreite seiner Steuersignale einzustellen.
  • So kann das Steuerungsmodul µC beispielsweise die Lampenbrennspannung U LA, die Vorheizspannung U H, den Lampenbetriebsstrom I LA, die Impedanz Z LK des Lastkreises LK und/oder die von der Gleichrichterschaltung AC/DC bereitgestellte gleichgerichtete Zwischenkreisspannung U V überwachen und die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters bzw. die Pulsbreiten seiner Steuersignale derart einstellen, dass die jeweils erfassten Betriebsparameter einen vorgegebenen Grenzwert nicht über- bzw. unterschreiten, dass die dem Gleichrichter AC/DC entnommene Leistung möglichst konstant ist und dass durch die Entladungslampe LA ein möglichst konstanter Lampenstrom I LA fließt bzw. an der Lampe LA eine möglichst konstante Lampenbrennspannung U LA anliegt.
  • Das elektronische Vorschaltgerät kann dabei eine Reihe von Fehlerdetektoren aufweisen, die bestimmte Betriebsparameter des EVGs, insbesondere des Lastkreises LK, überwachen und bei Erfassen eines bestimmten Fehlerzustands eine entsprechende Ansteuerung des Wechselrichters DC/AC herbeiführen, z.B. um das Auftreten einer Überspannung an der Entladungslampe LA zu verhindern.
  • Das Steuerungsmodul µC des elektronischen Vorschaltgerätes dient dabei zur Ansteuerung eines Pulsbreitenmodulators mit nachgeschaltetem Treiber-IC, welcher die Steuersignale für die beiden eingangs beschriebenen Wechselrichterschalter T 1 und T 2 erzeugt, wobei die Tastverhältnisse der Steuersignale und insbesondere deren Asymmetrie zeitvariant eingestellt werden kann.
  • Die Änderung der Tastverhältnisse erfolgt langsam im Vergleich zu der Frequenz des Wechselrichters.
  • Die zeitliche Veränderung kann sprunghaft ("harte Kommutierung") oder graduell, d.h. in der Art einer Rampe erfolgen ("weiche Kommutierung").
  • So werden die Steuersignale für die beiden Wechselrichterschalter im Brenn- und Dimmbetrieb der Entladungslampe LA vorzugsweise mit einem asymmetrischen Tastverhältnis ausgegeben, wodurch ein insbesondere bei niedrigen Dimmleveln zu beobachtendes Walmen der Lampe LA reduziert wird, während im Vorheiz- und Zündbetrieb der Lampe LA vorzugsweise mit symmetrischen Steuersignalen gearbeitet wird.
  • Eine mögliche schaltungstechnische Realisierung des in Fig. 1 skizzierten elektronischen Lampenvorschaltgeräts mit einer in Form einer Halbbrückenschaltung gegebenen, aus zwei zueinander in Serie geschalteten steuerbaren Halbleiter-Leistungsschaltern bestehenden Wechselrichterschaltung DC/AC, deren Leistungsschalter T 1 bzw. T 2 mit zwei pulsbreitenmodulierten Steuersignalen U G1 bzw. U G2 über einen als "Treiber-IC" bezeichneten Brückentreibers angesteuert werden, ist in Fig. 2 dargestellt. Die Serienschaltung der beiden Wechselrichterschalter T 1 und T 2 ist dabei zwischen die spannungsführende Ausgangsleitung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC und den Masseknoten des EVGs geschaltet. Als Versorgungsspannung U v wird der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC über den Ladekondensator C eine geglättete, gleichgerichtete Netzwechselspannung U e1 zugeführt.
  • Das aus dem Verbindungsknoten zwischen den beiden steuerbaren Halbleiter-Leistungsschaltern T 1 bzw. T 2 und dem Masseknoten gebildete Ausgangstor der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC ist bei diesem Ausführungsbeispiel über einen in den Lastkreis LK integrierten, aus einer Resonanzinduktivität Lres und einer dazu in Serie geschalteten Resonanzkapazität Cres bestehenden Serienresonanzkreis mit einer (W2) der beiden als Wendeln ausgeführten Lampenelektroden W1 und W2 verbunden. Die andere Lampenelektrode (W1) ist über einen Koppelkondensator CK mit dem dem Ausgang der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC abgewandten Ende der Resonanzinduktivität Lres verbunden, wobei die Serienschaltung aus dem Koppelkondensator CK und der aus der Entladungslampe LA bestehenden Lastimpedanz Z LA zur Resonanzkapazität C res des Serienresonanzkreises SRK parallel geschaltet ist.
  • Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Versorgungsspannung U v der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC durch ein in periodischer Folge alternierend durchgeführtes Ein- und Ausschalten der beiden elektronisch steuerbaren Leistungsschalter T1 und T2 in eine hochfrequente Wechselspannung umgewandelt, die vom Wechselrichter DC/AC an den Serienresonanzkreis SRK abgegeben wird. Dessen Resonanzkapazität Cres hat dabei die Funktion eines Zündkondensators. Zum Zünden der Lampe LA wird die Frequenz der vom Wechselrichter DC/AC gelieferten Wechselspannung in die Nähe der Resonanzfrequenz f 0 = (2π)-1 · (Lres C res)-1/2 des Serienresonanzkreises SRK verschoben. Hierbei tritt in der am Zündkondensator Cres anliegenden Spannung eine Spannungsüberhöhung auf, durch die die Entladungslampe LA gezündet wird.
  • Darüber hinaus ist die zur Verhinderung einer Belastung des Energieversorgungsnetzes mit Blindleistung dienende Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC bei dem in Fig. 2 skizzierten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen EVGs als eine durch einen Gleichspannungs-Hochsetzsteller (engl.: "Boost-Converter" bzw. "Step-Up-Converter") gebildete aktive Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach dem Stand der Technik realisiert. Der Gleichspannungs-Hochsetzsteller besteht dabei aus einem Netzgleichrichter AC/DC, einer mit dessen spannungsführendem Ausgang verbundenen, als strombegrenzende Speicherdrossel wirkenden Induktivität L, einer in Serie zu dieser Induktivität L geschalteten Diode D sowie einem ausgangsseitigen, zu der Diode D in Serie geschalteten Ladekondensator C zur Aufstockung der erhaltenen Ausgangsspannung U aus . Die Induktivität L ist dabei durch einen zu der Serienschaltung aus Diode D und Ladekondensator C parallel geschalteten, über den vorgenannten Pulsbreitenmodulator PWM mit nachgeschaltetem Treiber-IC angesteuerten Halbleiter-Leistungsschalter, welcher z.B. als Gate Turn Off-Thyristor oder, wie in Fig. 2 skizziert, als selbstsperrender n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor T 3 realisiert sein kann, gegen Masse geschaltet.
  • Bei einem erstmaligem Anliegen einer Eingangsgleichspannung U ein wird der Ladekondensator C über die Diode D auf die Spannung U c aufgeladen, bei der es sich um die Ausgangsspannung U aus der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC handelt. Im stationären Betrieb wird der Halbleiter-Leistungsschalter S 3 dann für die Dauer einer Einschaltzeit t ein3 = d 3/f a3 = d 3 · T 3, die über ein von einem Pulsbreitenmodulator PWM eingestelltes Tastverhältnis d 3 und die Taktrate f a3 = 1/T 3 eines zur Ansteuerung des Halbleiter-Leistungsschalter S 3 verwendeten Steuersignals vorgebbar ist, auf Durchlassbetrieb geschaltet, so dass der aus der Diode D und der dazu in Serie geschalteten Parallelschaltung aus Ladekondensator C und Lastimpedanz Z L bestehende Lastkreis LK für die Dauer von t ein3 kurzgeschlossen wird. Dabei fällt an der Induktivität L die gleichgerichtete Eingangsspannung U ein ab, und der durch die Induktivität L fließende Eingangsstrom I ein = I L = (1/jω L) · U L und somit die in der Induktivität L gespeicherte magnetische Energie WL = ½ L · | I L |2 steigen an. An der Diode D liegt während dieser Zeitdauer die Sperrspannung U D = - U L an.
  • Bei Erreichen eines vorgegebenen Stromhöchstwerts wird der Halbleiter-Leistungsschalter S 3 für die Dauer einer durch den Ausdruck t aus3 = T 3 - t ein3 = T 3 · (1 - d 3) gegebenen Ausschaltzeit t aus3 auf Sperrbetrieb geschaltet, so dass die auf Masse bezogene Spannung am Verbindungsknoten K von Induktivität L und Diode D schnell ansteigt, bis sie die im Ladekondensator C gespeicherte Spannung U C übersteigt und dabei die Diode D öffnet. Der Spulenstrom I L kommutiert dann auf die Diode D und fließt über den Lastkreis weiter, wobei das Magnetfeld der Induktivität L zusammenbricht und der Ladekondensator C weiter aufgeladen wird. Dabei ist U D = 0, und die Ausgangsspannung U aus wird durch Nachladung des Ladekondensators C kurzzeitig auf den Wert U aus = U ein - jω L · I ein > U ein erhöht, wodurch der Ausgangsstrom I aus auf I aus = I ein = ( U ein - U aus )/ jω L verringert wird. Der zeitliche Mittelwert des Spannungsabfalls U L = jω L · I L an der Induktivität L ist dabei Null. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC liefert somit an ihrem Ausgangstor eine definierte Gleichspannung U aus , deren Betrag größer ist als der betragsmäßige Spitzenwert der momentanen Wechselspannung U ein' am Eingangstor des Gleichrichters AC/DC. Da die Schaltung in sich weder kurzschluss- noch leerlauffest ist, muss sie entweder genau an die Lastimpedanz Z L des Lastkreises LK angepasst werden, oder der Halbleiter-Leistungsschalter T3 muss, wie vorliegend der Fall, über einen Regelkreis angesteuert werden, um eine Überspannung oder einen Überstrom am Ausgang der Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC zu verhindern.
  • In Fig. 3a und 3b sind zwei Spannungs-Zeit-Diagramme dargestellt, in denen die zeitlichen Verläufe der beiden während zwei aufeinanderfolgender Taktszyklen erzeugten, an die Steuerelektroden der beiden Wechselrichter-Leistungsschalter T1 und T2 angelegten pulsbreitenmodulierten Steuerspannungen U G1 und U G2 beispielhaft in Form zweier getakteter Rechteckspannungen abgebildet sind. "High"- und "Low"-Pegel dieser beiden digitalen Steuerspannungen wechseln dabei in regelmäßiger, durch die Taktfrequenz des Wechselrichters vorgegebenen Folge alternierend ab, wobei die Spannung U G1 innerhalb der Ausschaltzeit von U G2 ihren "High"-Pegel und die Spannung U G2 innerhalb der Ausschaltzeit von U G1 ihren "High"-Pegel annimmt. Auf diese Weise werden die beiden Leistungstransistoren T1 und T2 der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC so gesteuert, dass T1 sperrt, während T2 gerade leitet und umgekehrt.
  • Wie anhand der in diese beide Diagramme fett eingezeichneten bidirektionalen Pfeile zu erkennen ist, können sowohl die fallenden Taktflanken der rechteckförmigen Steuerspannung U G1 als auch die steigenden Taktflanken der rechteckförmigen Steuerspannung U G2 innerhalb der durch den jeweiligen Taktzyklus dieser Signale vorgegebenen Taktdauern T 1 bzw. T 2 in beiden Richtungen entlang der Zeitachse verschoben werden, so dass die durch die jeweiligen Einschaltzeiten t ein1 bzw. t ein2 und die Taktdauern T 1 = t ein1 + t aus1 und T 2 = t ein2 + t aus2 der beiden Steuerspannungen U G1 und U G2 gegebenen Tastverhältnisse d 1 = t ein1/T 1 = 1 - t aus1/T 1 bzw. d 2 = t ein2/T 2 = 1 - t aus2/T 2 in jedem Taktzyklus andere Werte innerhalb eines den Wert 50 % ausschließenden Wertebereichs zwischen 0 % und 100 % annehmen können.
  • Dabei kann erfindungsgemäß auch vorgesehen sein, die steigenden Taktflanken der rechteckförmigen Steuerspannung U G1 als auch die fallenden Taktflanken der rechteckförmigen Steuerspannung U G2 oder sowohl die steigenden als auch die fallenden Taktflanken beider Steuerspannungen innerhalb der durch den jeweiligen Taktzyklus dieser Signale vorgegebenen Taktdauern T 1 bzw. T 2 entlang der Zeitachse zu verschieben, so dass d 1 und d 2 Werte aus dem vorgenannten Wertebereich annehmen. Die in jedem Takt oder nach einer vorgebbaren Anzahl von Takten neu durchzuführende Einstellung der Tastverhältnisse von U G1 und U G2 kann dabei unabhängig voneinander oder aneinander gekoppelt erfolgen, wobei im letzteren Fall d 2 als Funktion von d 1 oder auf den gleichen Wert wie d 1 eingestellt werden kann.
  • Betrag und Richtung der Änderungen von d 1 und d 2 werden dabei erfindungsgemäß so gesteuert, dass ein durch die asymmetrische Halbbrückenansteuerung generierter Gleichstromanteil des Lampenstroms I LA, gemittelt über eine vorgebbare Anzahl von Taktzyklen, im Wesentlichen gleich Null ist.
  • Fig. 3c zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm, in dem der zeitliche Verlauf einer während dieser zwei aufeinanderfolgenden Taktzyklen erzeugten pulsbreitenmodulierten Steuerspannung U G3 dargestellt ist, die zur Ansteuerung der Steuerelektrode des integrierten Halbleiter-Leistungsschalters T3 in der als Gleichspannungs-Hochsetzsteller realisierten aktiven Leistungsfaktorkorrekturschaltung PFC verwendet wird. In Fig. 3c ist diese Steuerspannung als Rechteckspannung mit einem Tastverhältnis von 50 % dargestellt. Allerdings kann auch hier erfindungsgemäß vorgesehen sein, dass die fallenden und/oder steigenden Taktflanken der rechteckförmigen Steuerspannung U G3 innerhalb der durch den jeweiligen Taktzyklus dieses Signals vorgegebenen Taktdauer T 3 entlang der Zeitachse verschoben werden können, so dass das durch die Einschaltzeit t ein3 und die Taktdauer T 3 = t ein3 + t aus3 der Steuerspannung U G3 gegebene Tastverhältnis d 3 = t ein3/T 3 = 1 - t aus3/T 3 in jedem Taktzyklus oder nach einer vorgebbaren Anzahl von Takten andere Werte innerhalb eines den Wert 50 % ausschließenden Wertebereichs zwischen 0 % und 100 % annehmen kann.
  • Fig. 3d zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm, in dem der näherungsweise sinusförmige, entlang der Zeitachse verschobene Verlauf der Lampenbrennspannung U LA bei Variation der Tastverhältnisse d 1 und/oder d 2 der beiden pulsbreitenmodulierten Steuersignale U G1 und U G2 zur Steuerung der beiden zum Betrieb der Wechselrichterhalbbrücke DC/AC benötigten Halbleiter-Leistungsschalter T1 und T2 dargestellt ist. Wie aus Fig. 3d zu erkennen ist, ist die Größe der Verschiebung von U LA entlang der Zeitachse proportional zur Summe |Δd 1 | + |Δd 2| der in dem unmittelbar vorhergehenden Taktzyklus vorgenommenen Änderungen der beiden Tastverhältnisse d 1 und d 2.
  • Wie in Figur 4 ersichtlich ist das Tastverhältnis im zeitlichen Mittel gesehen vorzugsweise 50%. Zwischen einem ersten, nahezu stationären Tastverhältnis von mehr als 50% kann das Tastverhältnis dann sprunghaft oder - wie dargestellt - graduell in Form einer Rampe auf unter 50% absinken, um ausgehend von diesem quasi-stationären Wert wieder auf über 50% anzusteigen.

Claims (23)

  1. Verfahren zum Betrieb mindestens einer Lampe (LA), deren Leistungsaufnahme durch Vorgabe der Tastverhältnisse (d 1 und d 2) zweier digitaler Steuersignale ( U G1 und U G2) einstellbar ist, welche zur Ansteuerung zweier zu einer Halbbrücke in Serie geschalteter, getrennt voneinander steuerbarer Halbleiter-Leistungsschalter (T1 und T2) eines zur Versorgung der Lampe (LA) mit Wechselstrom verwendeten Wechselrichters (DC/AC) dienen,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) zeitvariant einstellbar sind.
  2. Verfahren gemäß Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die vorzugsweise asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) in einem regelmäßigen Taktzyklus durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) verändert werden.
  3. Verfahren gemäß Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die vorzugsweise asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden pulsbreitenmodulierten Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) auf Werte eines Datensatzes, bestehend aus einer Anzahl in periodischer Folge wiederkehrender Werte aus einem den Wert 50 % ausschließenden Wertebereich zwischen 0 % und 100 %, eingestellt werden.
  4. Verfahren gemäß Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die vorzugsweise asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) in Abhängigkeit von Betriebsparametern des Lampenbetriebs durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) adaptiv verändert werden.
  5. Verfahren nach Anspruch 4,
    bei dem die Tastverhältnisse über wenigstens einen Regelkreis (LRK1 und LRK2) adaptiv verändert werden.
  6. Verfahren nach Anspruch 4,
    bei dem die Tastverhältnisse über wenigstens eine Regelschleife und Setzen einer Totzeit in einer Treiberschaltung des Wechselrichters verändert werden.
  7. Verfahren gemäß Anspruch 4,
    gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:
    - Vorgabe von Werten zweier asymmetrischer Tastverhältnisse (d 1 und d 2) und Festlegung der Pulsbreiten der beiden zur Ansteuerung des Wechselrichters (DC/AC) dienenden Steuersignale ( U G1 und U G2), und
    - Erfassung eines durch die vorgenommenen Pulsbreiten-Festlegungen verursachten Gleichsignalanteils eines Betriebsparameters,
    - wobei die Asymmetrie der beiden Tastverhältnisse (d 1 und d 2) abhängig von dem erfassten Betriebsparameter derart eingestellt wird, dass der vorgenannte Gleichsignalanteil im zeitlichen Mittel im Wesentlichen gleich Null ist.
  8. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 bis 7,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    es sich bei den Betriebsparametern des Lampenbetriebs um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil der Lampenbrennspannung ( U LA ) bzw. um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil des durch die Lampe (LA) fließenden Stroms ( I LA ), um die der Lampe (LA) im Brenn- bzw. Dimmbetrieb zugeführte effektive Wirkleistung (P w,eff ), um die Impedanz ( Z LA ) der Lampe bei positiver bzw. negativer Halbwelle des Lampenstroms ( I LA ) und/oder um ein Detektorausgangssignal zur Erfassung eines Flackerns der Lampe (LA), eines unangemessen hohen Temperaturanstiegs oder einer die Stabilität der Regelung beeinträchtigenden Überlastspannung handelt.
  9. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 bis 8,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Regelung der von der Lampe (LA) aufgenommenen effektiven Wirkleistung (Pw,eff ) so erfolgt, dass der Gleichstromanteil ( I DC ) im zeitlichen Mittel im Wesentlichen gleich Null ist.
  10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) einem durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) jeweils vorgegebenen, von der Zeit abhängigen Funktionsverlauf folgen.
  11. Verfahren nach Anspruch 10,
    bei dem ein gradueller Funktionsverlauf für den Übergang von einem ersten bspw. stationären Tastverhältnis zu einem zweiten bspw. stationären Tastverhältnis vorgegeben wird.
  12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) kurzzeitig Zufallswerte aus einem den Wert 50 % ausschließenden Wertebereich zwischen 0 % und 100 % annehmen und eine durch diese zufälligen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) kurzzeitig verursachte Änderung der von der Lampe (LA) aufgenommenen effektiven Wirkleistung (Pw,eff ) nach Verstreichen einer vorgebbaren Anzahl von Taktzyklen wieder ausgeglichen wird, indem entsprechend abgeänderte Tastverhältnisse (d 1 und d 2) eingestellt werden.
  13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden pulsbreitenmodulierten Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) voneinander unabhängig eingestellt werden.
  14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden pulsbreitenmodulierten Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) über einen funktionalen Zusammenhang voneinander abhängig sind.
  15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) abhängig vom Dimmlevel der Lampe einstellbar sind.
  16. Steuerungsmodul zur Implementierung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
  17. Elektronisches Vorschaltgerät für eine Entladungslampe (LA), aufweisend
    - einen zur Versorgung der Lampe (LA) mit Wechselstrom dienenden Wechselrichter (DC/AC) in Form zweier zu einer Halbbrücke in Serie geschalteter Schalter (T1 und T2) und
    - ein Steuerungsmodul (µC) zur Ansteuerung der beiden Schalter (T1 und T2) mit zwei pulsbreitenmodulierten Wechselrichter-Steuersignalen ( U G1 und U G2), wobei die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) dieser Wechselrichter-Steuersignale vorzugsweise asymmetrische Werte aufweisen,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) zeitvariant einstellbar sind.
  18. Elektronisches Vorschaltgerät gemäß Anspruch 17,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die vorzugsweise asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) in einem regelmäßigen Taktzyklus durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) veränderbar sind.
  19. Elektronisches Vorschaltgerät gemäß Anspruch 18,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die vorzugsweise asymmetrischen Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) auf Werte eines abgespeicherten Datensatzes, bestehend aus einer Anzahl in periodischer Folge wiederkehrender Werte aus einem den Wert 50 % ausschließenden Wertebereich zwischen 0 % und 100 %, einstellbar sind.
  20. Elektronisches Vorschaltgerät gemäß Anspruch 17,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) über zwei getrennte, geschlossene Regelkreise (LRK1 und LRK2) in Abhängigkeit von Betriebsparametern des Lampenbetriebs durch Pulsbreitenmodulation der Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) adaptiv veränderbar sind.
  21. Elektronisches Vorschaltgerät gemäß einem der Ansprüche 17 bis 20,
    aufweisend eine der Wechselrichterhalbbrücke (DC/AC) vorgeschaltete, an deren Versorgungsspannungseingang angeschlossene Leistungsfaktorkorrekturschaltung (PFC) mit einem integrierten, über ein pulsbreitenmoduliertes Leistungsfaktor-Steuersignal ( U G3) angesteuerten Halbleiter-Leistungsschalter (T 3) zur Kompensation der von der Entladungslampe (LA) im Brenn- bzw. Dimmbetrieb aufgenommenen Blindleistung (Pb ),
    dadurch gekennzeichnet, dass
    das Leistungsfaktor-Steuersignal ( U G3) in Abhängigkeit von erfassten Betriebsparametern des Lampenbetriebs durch Pulsbreitenmodulation adaptiv veränderbar ist.
  22. Elektronisches Vorschaltgerät gemäß einem der Ansprüche 20 oder 21,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    es sich bei den Betriebsparametern des Lampenbetriebs um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil der Lampenbrennspannung ( U LA ) bzw. um den Effektiv- oder Gleichrichtwert, den Gleich- und/oder Wechselsignalanteil des durch die Lampe (LA) fließenden Stroms ( I LA ), um die der Lampe (LA) im Brenn- bzw. Dimmbetrieb zugeführte effektive Wirkleistung (Pw,eff), um die Impedanz ( Z LA ) der Lampe bei positiver bzw. negativer Halbwelle des Lampenstroms ( I LA ) oder um ein Detektorausgangssignal zur Erfassung eines Flackerns der Lampe (LA), eines unangemessen hohen Temperaturanstiegs oder einer die Stabilität der Regelung beeinträchtigenden Überlastspannung handelt.
  23. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 17 bis 21,
    bei dem das Steuermodul die Tastverhältnisse (d 1 und d 2) der beiden Wechselrichter-Steuersignale ( U G1 und U G2) abhängig vom Dimmlevel der Lampe einstellt.
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