EP1206846A1 - Einkoppelstufe für ein datenübertragungssystem für niederspannungsnetze - Google Patents

Einkoppelstufe für ein datenübertragungssystem für niederspannungsnetze

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EP1206846A1
EP1206846A1 EP00956459A EP00956459A EP1206846A1 EP 1206846 A1 EP1206846 A1 EP 1206846A1 EP 00956459 A EP00956459 A EP 00956459A EP 00956459 A EP00956459 A EP 00956459A EP 1206846 A1 EP1206846 A1 EP 1206846A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
network
voltage
coupling
output
impedance
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP00956459A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jochen Mast
Lothar Heinemann
Miermann Rainer
Michael Arzberger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ABB Patent GmbH
Original Assignee
ABB Patent GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by ABB Patent GmbH filed Critical ABB Patent GmbH
Publication of EP1206846A1 publication Critical patent/EP1206846A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04B2203/5495—Systems for power line communications having measurements and testing channel

Definitions

  • the invention relates to a device for coupling high-frequency useful signals for bidirectional data transmission on a low-voltage network.
  • the bidirectional data transfer required for this can advantageously take place via the low-voltage network itself.
  • This type of data transmission is referred to as power line communication (PLC).
  • PLC power line communication
  • INC intelligent network controller
  • the signals for the bidirectional data transfer are each generated or processed by a transmitter / receiver unit.
  • the star point usually corresponds to the 50 Hz distribution transformer station, the end points are usually found near the end customer's house connection.
  • the modem in turn essentially consists of a part for signal processing, where the modulation / demodulation takes place, and a network coupling stage, with which the analog output signal is impressed on the low-voltage network and also received.
  • a bidirectional data transmission in the frequency range from 40 to 80 kHz can be realized more cost-effectively with the parallel coupling and decoupling, since the output stage for decoupling the signals is simply via a sufficiently voltage-proof capacitor (to keep the 230 V / 50 Hz mains voltage away from the modem) and possibly connected in parallel to the supply network via a transformer for electrical isolation.
  • the coupling and decoupling takes place either between a phase and the neutral conductor or, e.g. in networks without a neutral conductor, between two phases.
  • the coupling and decoupling between a phase and the neutral conductor is usually preferred for practical reasons because the 50 Hz mains voltage, which is disruptive from a transmission point of view, is only 230 V compared to 400 V when coupling and decoupling between two phases.
  • the coupling of the signals to the low-voltage network requires significantly more circuitry than is the case when the signals are decoupled.
  • the coupling of the signals must therefore also be given greater importance, since the greater potential for further cost savings with improved properties is seen here. Therefore, only the coupling of the signals is considered and discussed below. The actually always present stage for the decoupling of the signals is only mentioned if this appears necessary in the sense of the description of the invention.
  • the lines from the distribution transformer station to the house connections of the end users are partly designed as underground cables, partly as overhead lines, with several transitions from underground cables to overhead lines and vice versa can occur on the way from the distribution transformer station to the end user.
  • branch points occur since not every end user is connected to the distribution transformer station via a separate cable connection.
  • underground cables have a larger capacitance and a smaller inductance coating, which results in a significantly lower wave impedance of the underground cable. For this reason, a voltage division takes place at a transition from overhead line to underground cable, which makes a large contribution to the overall very high attenuation values.
  • the damping properties of the news channel change over the course of the day, depending on how strongly and softly the low-voltage network is loaded by connected consumers (in particular devices with input-side EMC filters, such as primary clocked power supplies from TV sets etc.).
  • connected consumers in particular devices with input-side EMC filters, such as primary clocked power supplies from TV sets etc.
  • the mostly strongly inductive, but possibly also capacitive coupling or access impedance can vary within wide limits at the network entry point of the INC or the TR.
  • the magnitude of the impedance is frequency-dependent and, depending on the type of cabling and the load on the network and for each discrete transmission frequency, is between less than one ohm up to a hundred ohms.
  • This impedance forms the load for the output amplifier of the INC and the TR.
  • the lower the impedance the more apparent power is required to impress a certain signal amplitude on the existing mains voltage. This apparent power must be provided by the power supply of the output amplifier as active power and is largely implemented as power loss in the output amplifier.
  • the waveform of the FH modulation signal is distorted. This leads to transient and decay processes during the transition between the discrete frequencies and must be avoided as far as possible with regard to interference-free data transmission.
  • the output amplifier together with the power supply causes a large share of the costs for the entire PLC system, so that the previously high costs of the entire system can be significantly reduced by optimal design of the network coupling stage.
  • commercially available systems do not meet the above-mentioned basic technical requirements.
  • the invention is therefore based on the object of specifying a coupling stage with which the overall system meets the above-mentioned elementary technical requirements and as a result of which a significant improvement in efficiency can be achieved with low manufacturing costs.
  • FIG. 1 block diagram of a conventional coupling stage according to the prior art
  • FIG. 2 block diagram of the coupling stage according to the invention
  • FIG. 3 circuit diagram of a common implementation of the coupling stage customary in the prior art
  • FIG. 4 circuit diagram of a first possible implementation of the invention
  • FIG. 5 circuit diagram of a second possible implementation of the invention
  • the configuration customary in the prior art for feeding a transmission signal U HF basically consists of a module for signal processing 101, in which the modulation / demodulation takes place, a module which contains an output amplifier 102, a module 103 for the power supply of the output amplifier 102 and the circuit for the signal processing 101, a module for coupling the signals 104 to the low-voltage network and a module for the output Coupling of the received signal 105.
  • the modules 104 and 105 usually also each contain a transformer for potential isolation and for adapting the signal amplitude.
  • the module 101 supplies a voltage U H F as an analog output variable which is amplified by the output amplifier 102.
  • the decoupled received voltage u RX is to be regarded as the input variable of the module 101.
  • the module 101 also handles the digital data transfer to the rest of the circuit.
  • the output variable of the overall circuit forms the voltage u L , which is then applied quasi above the network impedance Z L.
  • u ui u 2 input and output voltages of the power supply module 103 are designated.
  • the alternating voltage of the low-voltage network is designated by u N.
  • the output voltage of amplifier 102 is labeled u amP .
  • modules 206, 207 and 208 are added to the block diagram shown in FIG. 1, with which the basic technical requirements mentioned at the outset are met.
  • the modules denoted by 201 to 205 can be constructed in the same way as is given in the prior art for the modules 101 to 105 shown in FIG. 1.
  • Module 206 is arranged between the module for output amplifier 202 and the module for coupling signals 204.
  • the network which preferably consists of passive components
  • the controller module 207 includes a circuit through which a regulation of the output voltage u L without knowledge of the Einkoppelimpedanz Z L can be obtained. This regulation can take place either directly (by measuring the output voltage u L with the coupling stage arranged at mains potential) or indirectly by measuring a current (for example the output current of the output amplifier i M or the current of the series-connected network for adapting the impedance). 2 shows an example of how the indirect regulation of the output voltage u L can take place.
  • the output voltage of module 206 is denoted by u M.
  • the output variable u - ⁇ - ⁇ of the controller module 207 is one of the
  • the arrangement shown in FIG. 2 consequently provides an output voltage u L of almost constant amplitude, regardless of the frequency and the most varied impedances of the network, with at the same time a low power requirement of the output amplifier 202 and thus a low power requirement of the power supply 203.
  • Fig. 3 shows a circuit diagram of a common implementation according to the prior art.
  • the basic problem of the known circuit is that the output amplifier 102 outputs a signal voltage of constant amplitude independent of the coupling impedance Z L.
  • the dynamically low output impedance of the amplifier 102 is greatly increased by the impedance Z Q formed by the coupling capacitors C ⁇ and C ⁇ as well as the transformer T (with frequency-dependent short-circuit resistance and leakage inductance), which has parasitic properties.
  • is required to keep the 230V / 50Hz mains voltage u N away from the output amplifier.
  • the choice of the capacitance value of C ⁇ and C ⁇ is a compromise.
  • the value should be as low as possible in order to limit the 50 Hz current through the output amplifier.
  • the impedance of the capacitors C k . and C ⁇ at the lowest signal frequency to be transmitted must not be too large, since it forms a frequency-dependent voltage divider with the coupling impedance Z L and thus reduces the coupled signal amplitude.
  • the high-pass character of the arrangement is noticeably noticeable.
  • the capacitor C k2 ensures that a DC component of the output voltage of the amplifier, possibly due to the offset of the amplifier, does not magnetize the transformer in one direction and thus saturates the transformer.
  • the increased source impedance Z Q results in a frequency and iast dependent
  • FIG. 4 shows a first possible implementation of the coupling-in stage according to the invention with indirect regulation of the output signal u L.
  • the primary current i M of the transformer T is used as a measure of the output voltage. This principle is based on the fact that the voltage at the line impedance Z can be approximately calculated from the integral of the current i M with known values of the coupling capacitors C ⁇ and C- ⁇ and the parameters of the transformer. Simplified, it is assumed here that the 50 Hz voltage u N - as with the
  • State-of-the-art circuit - drops at the coupling capacitor and that the corresponding mesh closes on the network side via the main inductance of the transformer. That is, by knowing the current i M on the primary side of the transformer, it is possible to draw an approximate conclusion about the voltage u L across the coupling impedance.
  • the actual voltage signal can be reproduced from the current i M if the output signal u m mess of a current measuring device 208, which can be designed, for example, as a resistor or current transformer, is initially amplified in block 207 (indicated by the operational amplifier OP1 with the gain factor k) and then subjected to high-pass filtering in order to eliminate the remaining portion of the 50 Hz current. For example, this is done in FIG.
  • the matching network 206 is generally shown in the form of a T equivalent circuit diagram. In the simplest conceivable case, it can consist of only a single series inductance, which is connected to the series connection of the capacitors C k -
  • Such a series inductance can either be a discrete component or else due to the leakage inductance of a transformer for level fit.
  • the leakage inductance of such a transmitter is not a disadvantage in the concept proposed in FIG. 4, rather a previously disruptive parasitic property of a component is advantageously used. This is essentially achieved by incorporating the adaptation network 206 into the inner loop of the two-loop control loop (so-called cascade control), which is the arrangement proposed in FIG. 4.
  • the coupling-in stage shows a second possible implementation of the coupling-in stage according to the invention.
  • the entire coupling stage is at network potential. If the transformer for potential isolation in the output circuit is dispensed with, the module for grid coupling 204.2 is considerably simplified and contains only one coupling capacitor C ⁇ . This not only saves the time-consuming and expensive transformer; on top of that a more exact reproduction of the voltage u L can be achieved by the regulator module 207.
  • the load current i M is used directly to calculate the output voltage u L.
  • the current measuring device 208 here a simple shunt resistor R cs , is used to convert the current i M into a voltage u m ess.
  • FIG. 6a to 6c finally show an example of a simulation result of the transient process of the transmission signal u L.
  • the vibration packet shown in FIG. 6a with 3 different frequencies, but of identical amplitude, should be impressed as precisely as possible on the unknown network impedance u L with an amplitude of 2 V.
  • FIG. 6b shows the time profile of the output voltage u L when a coupling stage according to the prior art (FIG. 3) is used: There are strong transient distortions, and the amplitudes of the individual transmission frequencies are very different. The highest and the lowest transmission frequency do not reach the desired level at the entry point, which limits the range and reliability of the data transmission. Due to resonance effects, as can also be clearly seen in FIG. 6 b, uncontrolled amplitude increases can also occur at certain frequencies.
  • the results shown in FIG. 6c look different when the proposed novel coupling stage is used: the desired constant and very reproducible amplitude of the transmitted signal of 2 V is achieved, disturbing transient processes are largely suppressed. With this arrangement, the transmission levels specified in EN50065-1 can actually be exhausted without having to accept losses in level at the entry point or exceeding certain frequencies.
  • the adaptation network 206 shown in FIGS. 2, 4 and 5 simultaneously succeeds in minimizing the power to be supplied by the transmission amplifier 202.

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einkopplung eines hochfrequenten Sendesignals (uHF) in ein Niederspannungsnetz (L1, N), wobei ein Ausgangsverstärker (202) angeordnet ist, dem als Eingangsspannung eine an einer Additionsstelle (209) gebildete Differenzspannung (uDiff) zwischen dem Sendesignal (uHF) und einem Rückführsignal (urück) zugeführt ist. Dem Ausgangsverstärker (202) ist zur Anpassung an die Netzimpedanz (ZL) ein Netzwerk (206) nachgeschaltet. Am Ausgang des Netzwerks (206) sind Mittel (208) zur Erfassung einer dem Netzwerk-Ausgangsstrom-(iM)-proportionalen Spannung (umess) angeordnet, und die erfasste Spannung (umess) ist einem Reglermodul (207) zugeführt, dessen Ausgangssignal das Rückführsignal (urück) ist.

Description

Einkoppelstufe für ein Datenübertraquπqssystem für Niederspannunqsnetze
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einkopplung von hochfrequenten Nutzsignalen für eine bidirektionale Datenübertragung auf einem Niederspannungsnetz.
Durch die Deregulierung des Energiemarktes und die damit verbundenen Energie-Mehrwertdienste hat das Interesse an der direkten Übertragung von Daten zwischen den Energieversorgungsunternehmen und den verschiedenen Endkunden stark zugenommen. Der dazu notwendige bidirektionale Datentransfer kann dabei vorteilhaft über das Niederspannungsnetz selbst erfolgen. Diese Art der Datenübertragung wird als Power Line Kommunikation (engl. power line communication = PLC) bezeichnet. Das Datenübertragungssystem kann dabei schematisch durch eine sternförmige Anordnung repräsentiert werden. Im Knotenpunkt des Sternes befindet sich eine intelligente Steuerungseinheit, der sogenannte Intelligente Netzcontroller (= INC). In den Endpunkten werden die Signale für den bidirektionalen Datentransfer jeweils durch eine Sender/Empfängereinheit erzeugt bzw. verarbeitet. Diese 'Sende/Empfängereinheit wird auch als Transceiver (= TR) bezeichnet. Der Sternpunkt entspricht in der Praxis üblicherweise der 50 Hz Verteiitransformatorstation, die Endpunkte sind üblicherweise in der Nähe des Hausanschlusses des Endkunden zu finden.
Um das Niederspannungsnetz als Übertragungsmedium nutzen zu können, wird im INC sowie in jedem TR ein Modulator / Demodulator (= Modem) verwendet, wo die digitalen Nutzdaten für den Nachrichtenkanal geeignet aufbereitet werden. Das Modem wiederum besteht im wesentlichen aus einem Teil zur Signalverarbeitung, wo die Modulation / Demodulation erfolgt, und einer Netzeinkoppelstufe, mit der das analoge Ausgangssignal auf das Niederspannungsnetz aufgeprägt und auch empfangen wird.
Nach "Deutsches Institut für Normung: DIN EN 50065-1: Signalübertragung auf elektrischen Niederspannungsnetzen im Frequenzbereich 3 kHz bis 148.5 kHz, VDE-Verlag, Berlin", reicht das gesamte für die Kommunikation auf Niederspannungs-Verteilnetzen für Energieversorgungsunternehmen freigegebene Frequenzband von 9 bis 95 kHz. Wie dabei in "Arz- berger, M.: Datenkommunikation auf elektrischen Verteilnetzen für erweiterte Energiedienstleistungen, Dissertation Universität Karlsruhe, 1997", dargelegt, wird dabei aufgrund der spezieilen Eigenschaften des Nachrichtenkanals das sogenannte Frequency Hopping Modulationsverfahren (= FH-Modulation) mit z.B. 4 diskreten Frequenzen innerhalb eines Frequenzbereiches von z. Zt. 40 bis 80 kHz verwendet. Der INC prüft periodisch die Erreichbarkeit der einzelnen TR und wickelt bei Bedarf Datenverkehr ab (= Polling-Verfahren).
Prinzipiell sind zwei verschiedene Varianten zur Ein- und Auskopplung von Signalen auf das Niederspannungsnetz denkbar, nämlich die serielle und die parallele Ein- und Auskopplung. Eine bidirektionale Datenübertragung im Frequenzbereich von 40 bis 80 kHz läßt sich mit der parallelen Ein- und Auskopplung kostengünstiger realisieren, da die Ausgangsstufe für die Auskopplung der Signale einfach über einen genügend spannungsfesten Kondensator (um die 230 V / 50 Hz Netzspannung vom Modem fernzuhalten) und evtl. über einen Übertrager zur Potentialtrennung parallel an das Versorgungsstromnetz angeschlossen wird. Die Ein- und Auskopplung erfolgt entweder zwischen einer Phase und dem Neutralleiter oder, z.B. bei Netzen ohne Neutralleiter, zwischen zwei Phasen. Die Ein- und Auskoppiung zwischen einer Phase und dem Neutralleiter wird üblicherweise aus praktischen Gründen vorgezogen, weil die vom übertragungstechnischen Standpunkt aus störende 50 Hz-Netzspannung nur 230 V gegenüber 400 V bei der Ein- und Auskopplung zwischen zwei Phasen beträgt.
Die Einkopplung der Signale auf das Niederspannungsnetz erfordert deutlich mehr schaltungstechnischen Aufwand als dies bei der Auskopplung der Signale der Fall ist. Der Einkopplung der Signale muß deshalb auch größere Bedeutung beigemessen werden, da hier das größere Potential für weitere Kosteneinsparung bei gleichzeitig verbesserten Eigenschaften gesehen wird. Im folgenden wird deshalb nur noch die Einkopplung der Signale betrachtet und diskutiert. Die eigentlich immer vorhandene Stufe für die Auskoppelung der Signale wird nur noch dann erwähnt, wenn dies im Sinne der Beschreibung der Erfindung erforderlich erscheint.
Die Leitungen von der Verteiltransformatorstation zu den Hausanschlüssen der Endverbraucher sind teilweise als Erdkabel, teilweise als Freileitungen ausgeführt, wobei auf dem Weg von der Verteiltransformatorstation zum Endverbraucher mehrere Übergänge von Erdkabeln auf Freileitungen und umgekehrt vorkommen können. Darüber hinaus treten Verzweigungspunkte auf, da nicht jeder Endverbraucher über eine eigene Kabelverbindung mit der Verteiltransformatorstation verbunden ist. Erdkabel weisen im Vergleich zu Freileitungen einen größeren Kapazitäts- und einen kleineren Induktivitätsbelag auf, woraus ein erheblich niedrigerer Wellenwiderstand des Erdkabeis resultiert. An einem Übergang Freileitung - Erdkabel findet aus diesem Grund eine Spannungsteilung statt, die einen großen Beitrag zu den insgesamt sehr hohen Dämpfungswerten liefert. Diese Stoßstellen sind auch die Ursache dafür, daß sich das Verteilnetz als Nachrichtenkanal nicht reziprok verhält, sondern das Verhalten von der Kommunikationsrichtung abhängt. Die Dämpfungseigenschaften des Nachrichtenkanals ändern sich im Laufe des Tages, je nachdem, wie stark und auf weiche Weise das Niederspannungsnetz durch angeschlossene Verbraucher (insbesondere Geräte mit ein- gangsseitigen EMV-Filtern, wie z.B primär getaktete Stromversorgungen von Fernsehgeräten etc.) belastet wird. Um die negativen Auswirkungen dieser Eigenschaften auf die Zuverlässigkeit des Nachrichtenübertragungssystems gering zu halten ist wünschenswert, daß am Netzeinspeisepunkt im gesamten Nutzfrequenzbereich unabhängig vom gegenwärtigen Belastungszustand immer die maximal erlaubte Signalampiitude zur Verfügung steht.
Die meist stark induktive, gegebenenfalls aber auch kapazitive Einkoppel- oder Zugangsimpedanz kann am Netzeinspeisepunkt des INC oder des TR in weiten Grenzen variieren. Der Betrag der Impedanz ist frequenzabhängig und liegt, je nach Verkabelungsart und Belastung des Netzes sowie für jede diskrete Sendefrequenz zwischen weniger als einem Ohm bis hin zu hundert Ohm. Diese Impedanz bildet die Last für den Ausgangsverstärker des INC und des TR. Je niedriger die Impedanz, desto mehr Scheinleistung wird zum Aufprägen einer bestimmten Signalampiitude auf die vorhandene Netzspannung benötigt. Diese Scheinleistung muß von der Stromversorgung des Ausgangsverstärkers als Wirkleistung bereitgestellt werden und wird größtenteils als Verlustleistung in dem Ausgangsverstärker umgesetzt. Die Ursache für dieses Problem ist in der Fehlanpassung von Zugangsimpedanz und Quellimpedanz des Koppeinetzwerkes zu suchen. Es wäre wünschenswert, wenn die vom Ausgangsverstärker aufzubringende Ausgangsleistung eine reine Wirkleistung wäre. Nur dann ist es möglich, eine optimale Auslegung des Verstärkers und seiner Stromversorgung mit möglichst geringer Leistung zu erzielen.
Bedingt durch die Frequenzabhängigkeiten der Eingangsimpedanz einerseits und der Impedanz des eigentlichen Einkoppelnetzwerkes andererseits ist die Kurvenform des FH- Modulationssignals verzerrt. Dies führt zu Ein- und Ausschwingvorgängen beim Übergang zwischen den diskreten Frequenzen und muß im Hinblick auf eine störungsfreie Datenübertragung möglichst vermieden werden.
Der Ausgangsverstärker verursacht bei heute kommerziell verfügbare Systemen zusammen mit der Stromversorgung einen großen Anteil an den Kosten für das gesamte PLC-System, so daß durch optimale Auslegung der Netzeinkoppelstufe die bislang noch hohen Kosten des gesamten Systems deutlich reduziert werden können. Zudem erfüllen kommerziell verfügbare Systeme die oben genannten elementaren technischen Anforderungen nicht. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Einkoppelstufe anzugeben, mit der das Gesamtsystem den oben genannten elementaren technischen Anforderungen genügt und wodurch eine deutliche Verbesserung des Wirkungsgrades bei gleichzeitig geringen Herstellungskosten erzielt werden kann.
Diese Aufgabe wird durch ein Einkoppelnetzwerk mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
Eine weitere Beschreibung der Erfindung und deren Vorteile erfolgt nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen, die in Zeichnungsfiguren dargestellt sind.
Es zeigen:
Fig. 1 Blockschaltbild einer üblichen Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik
Fig. 2 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe
Fig. 3 Schaltbild einer gängigen Realisierung der nach dem Stand der Technik üblichen Einkoppelstufe
Fig. 4 Schaltbild einer ersten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen
Einkoppelstufe
Fig. 5 Schaltbild einer zweiten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen
Einkoppelstufe
Fig. 6a, b, c vergleichende Darstellung des Einschwingvorganges des Sendesignals nach dem Stand der Technik und nach der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe
Gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild besteht die nach dem Stand der Technik übliche Konfiguration zur Einspeisung eines Sendesignals UHF prinzipiell aus einem Modul für Signalverarbeitung 101 , in dem die Modulation / Demodulation erfolgt, einem Modul, das einen Ausgangsverstärker 102 enthält, einem Modul 103 für die Stromversorgung des Ausgangsverstärkers 102 und der Schaltung für die Signalverarbeitung 101, einem Modul für die Einkopplung der Signale 104 auf das Niederspannungsnetz sowie einem Modul für die Aus- kopplung des Empfangssignals 105. Die Module 104 und 105 enthalten gewöhnlich auch jeweils einen Transformator zur Potentialtrennung und zur Anpassung der Signalamplitude. Das Modul 101 liefert als analoge Ausgangsgröße eine Spannung UHF. die vom Ausgangsverstärker 102 verstärkt wird. Als Eingangsgröße des Modules 101 ist die ausgekoppelte Empfangsspannung uRX anzusehen. Des weiteren wird mit dem Modul 101 auch der digitale Datentransfer zur restlichen Schaltung abgewickelt. Die Ausgangsgröße der Gesamtschaltung bildet die Spannung uL, die dann quasi über der Netzimpedanz ZL anliegt. Mit u„ u-i, u2 sind Ein- und Ausgangsspannungen des Stromversorgungsmoduls 103 bezeichnet. Mit uN ist die Wechselspannung des Niederspannungsnetzes bezeichnet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 102 ist mit uamP bezeichnet.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Netzeinkoppelstufe sind zu dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild drei weitere Module 206, 207 und 208 hinzugefügt, mit denen die eingangs erwähnten technischen Grundanforderungen erfüllt werden. Die mit 201 bis 205 bezeichneten Module können dabei in gleicher Weise aufgebaut sein, wie dies nach dem Stand der Technik bei den in Fig. 1 gezeigten Modulen 101 bis 105 gegeben ist. Modul 206 wird zwischen dem Modul für den Ausgangsverstärker 202 und dem Modul für die Einkoppelung der Signale 204 angeordnet. Mit diesem vorzugsweise aus passiven Bauelementen bestehenden Netzwerk wird eine Anpassung der Impedanz erzielt, mit welcher der Ausgangsverstärker 202 belastet wird (= Matching-Netzwerk). Das Netzwerk
206 wird dabei zweckmäßigerweise so ausgelegt, daß bei dem zu erwartenden schlechtesten Fall (dies ist derjenige, bei dem die von 202 und somit auch von 203 aufzubringende Leistung sonst am höchsten ist) sich am Ausgang des Verstärkers 202 eine ohmsche Last einstellt. Auf diese Weise kann der Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch die bereitzustellende Ausgangsleistung des Netzteiles 203 weiter reduziert werden. Das Reglermodul 207 enthält eine Schaltung, durch welche eine Regelung der Ausgangsspannung uL ohne Kenntnis der Einkoppelimpedanz ZL erzielt werden kann. Diese Regelung kann entweder direkt (durch Messung der Ausgangsspannung uL bei auf Netzpotential angeordneter Einkoppelstufe) oder indirekt durch Messung eines Stromes (z.B. des Ausgangsstromes des Ausgangsverstärkers iM oder des Stromes des in Reihe geschalteten Netzwerkes für die Anpassung der Impedanz) erfolgen. Fig. 2 zeigt als Beispiel, wie die indirekte Regelung der Ausgangsspannung uL erfolgen kann. Die Eingangsgröße des Reglermodules
207 bildet der durch den Meßumformer 208 auf eine Spannung um ess abgebildete Strom iM des Netzwerkes 206 zur Anpassung der Impedanz. Mit uM ist die Ausgangsspannung des Moduls 206 bezeichnet. Die Ausgangsgröße u-^-^ des Reglermodules 207 ist eine dem
Strom des Netzwerkes zur Anpassung der Impedanz und damit der Ausgangsspannung u äquivalente Spannung. Diese Spannung wird - wie in der Regelungstechnik üblich - mit der vom Modul 201 gelieferten Wechselspannung U F verglichen. Am Eingang des Ausgangsverstärkers steht dann die mittels einer Additionsstelle 209 gebildete Differenzspannung upif. zur Verfügung, die sich abhängig von der Impedanz des Netzes ZL einstellt. Weiterhin ist zu erwähnen, daß das Modul 206 mit dem Netzwerk zur Anpassung der Impedanz innerhalb der aufgezeigten Regelschleife liegt.
Die in Fig. 2 dargestellte Anordnung liefert demzufolge eine Ausgangsspannung uL nahezu konstanter Amplitude, unabhängig von der Frequenz und den unterschiedlichsten Impedanzen des Netzes, bei gleichzeitig geringem Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch geringem Leistungsbedarf der Stromversorgung 203.
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer gängigen Realisierung nach dem Stand der Technik. Das prinzipielle Problem der bekannten Schaltung besteht darin, daß der Ausgangsverstärker 102 unabhängig von der Einkoppelimpedanz ZL eine Signalspannung konstanter Amplitude abgibt. Durch die von den Koppelkondensatoren C^ und C^ sowie den mit parasitären Eigenschaften behafteten Transformator T (mit frequenzabhängigem Kurzschlußwiderstand und Streuinduktivität) gebildete Impedanz ZQ wird die dynamisch niedrige Ausgangsimpedanz des Verstärkers 102 stark angehoben. Der Koppelkondensator Ck-| wird benötigt, um die 230V / 50Hz Netzspannung uN vom Ausgangsverstärker fernzuhalten. Die Wahl des Kapazitätswertes von C^ und C^ ist dabei ein Kompromiß. Einerseits soll der Wert möglichst niedrig sein, um den 50Hz-Strom durch den Ausgangsverstärker zu begrenzen. Andererseits darf die Impedanz der Kondensatoren Ck. und C^ bei der niedrigsten zu übertragenden Signalfrequenz nicht zu groß sein, da sie mit der Einkoppelimpedanz ZL einen frequenzabhängigen Spannungsteiler bildet und damit die eingekoppelte Signalamplitude vermindert. Insbesondere bei den niedrigen Signalfrequenzen, wo wegen des besonders niedrigen Betrages der Einkoppelimpedanz vergleichsweise hohe Einkoppelleistungen benötigt werden, macht sich der Hochpaßcharakter der Anordnung störend bemerkbar. Der Kondensator Ck2 stellt sicher, daß ein bedingt durch den Offset des Verstärkers eventuell vorhandener Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung des Verstärkers nicht den Transformator in einer Richtung magnetisiert und damit die Sättigung des Transformators herbeiführt.
Durch die erhöhte Quellimpedanz ZQ kommt es zu einer frequenz- und iastabhängigen
Spannungsteilung zwischen ZL und ZQ , weshalb die Amplitude der Ausgangsspannung u sehr stark schwankt. In einer solchen Anordnung nach dem Stand der Technik muß die Impedanz ZQ der Einkoppelstufe im Vergleich zur niedrigsten Impedanz des Netzes gering sein, damit die beschriebene Spannungsteilung nicht zu stark ins Gewicht fällt. Selbst wenn dies gelingt, ist es mit dieser Schaltung nicht möglich, die Amplitude der eingekoppelten Sendesignals über einen größeren Frequenzbereich reproduzierbar einzustellen.
Fig. 4 zeigt dagegen eine erste mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe mit indirekter Regelung der Ausqanqssoannunα uL. Bei dieser Realisierungsvariante wird der Primärstrom iM des Transformators T als Maß für die Ausgangsspannung verwendet. Dieses Prinzip beruht auf der Tatsache, daß aus dem Integral des Stromes iM bei bekannten Werten der Koppelkondensatoren C^ und C-^ und der Parameter des Transformators näherungsweise die Spannung an der Netzimpedanz Z berechnet werden kann. Hierbei wird vereinfacht angenommen, daß die 50 Hz-Spannung uN - wie auch bei der
Schaltung nach dem Stand der Technik - am Koppelkondensator abfällt und daß sich die entsprechende Masche netzseitig über die Hauptinduktivität des Transformators schließt. D.h. durch Kenntnis des Stromes iM auf der Primärseite des Transformators kann näherungsweise auf die Spannung uL über der Einkoppelimpedanz geschlossen werden. Das eigentliche Spannungssignal kann aus dem Strom iM reproduziert werden, wenn man das Ausgangssignal um ess einer Strommeßeinrichtung 208, die z.B. als Widerstand oder Stromtransformator ausgeführt sein kann, in Block 207 zunächst verstärkt (angedeutet durch den Operationsverstärker OP1 mit dem Verstärkungsfaktor k) und anschließend einer Hochpaß- filterung unterzieht, um den Restanteil des 50Hz-Stromes zu eliminieren. Beispielhaft geschieht das in Fig. 4 durch den mittels RH P 1, RH P2. CH P 1, CH P2, als Hochpaß 2. Ordnung geschalteten OP2. Abschließend wird das Stromsignal einem Integrator (OP3, R.^ C ^ zugeführt. Das so gewonnene Abbild uώck der Ausgangsspannung uL und die Ausgangsspannung uM eines Matching -Netzwerkes 206 werden mittels Rx und R2 gewichtet summiert und von der Soll-Ausgangsspannung uH F zur Bildung der Regeldifferenz uD ^subtra- hiert. Das geschieht im vorteilhaft als Differenzverstärker ausgeführten Eingangsteil des Leistungsverstärkers 202.
Das Matching-Netzwerk 206 ist allgemein in Form eines T-Ersatzschaltbildes dargestellt. Im einfachsten denkbaren Fall kann es aus nur einer einzigen Serieninduktivität bestehen, die mit der Serienschaltung der Kondensatoren Ck-| und Ck2 des Moduls 204.1 einen Serienresonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz im Übertragungsband nahe der niedrigsten zu übertragenden Frequenz liegt. Eine solche Serieninduktivität kann entweder ein diskretes Bauelement sein oder aber durch die Streuinduktivität eines Transformators zur Pegelan- passung gebildet werden. Entgegen dem in Fig. 3 dargestellten Stand der Technik ist die Streuinduktivität eines solchen Übertragers in dem in Fig. 4 vorgeschlagenen Konzept kein Nachteil, vielmehr wird eine vorher störende parasitäre Eigenschaft eines Bauelementes vorteilhaft genutzt. Im wesentlichen gelingt das durch Einbeziehung des Anpassungsnetzwerkes 206 in die innere Schleife des zweischleifigen Regelkreises (sog. Kaskadenregelung), den die in Fig. 4 vorgeschlagene Anordnung bildet.
Fig. 5 zeigt eine zweite mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe. Die gesamte Einkoppelstufe befindet sich hierbei auf Netzpotential. Wenn auf den Transformator zur Potentialtrennung im Ausgangskreis verzichtet wird, vereinfacht sich das Modul zur Netzeinkopplung 204.2 wesentlich und enthält nur noch einen Koppelkondensator C^. Dadurch wird nicht nur der aufwendige und teure Übertrager eingespart; obendrein kann eine exaktere Reproduzierung der Spannung uL durch das Reglermodui 207 erreicht werden. Bei dieser Variante wird direkt der Laststrom iM zur Berechnung der Ausgangsspannung uL verwendet. Dazu wird analog zu Fig. 4 mittels der Strommeßeinrichtung 208, hier beispielhaft ein einfacher Shuntwiderstand Rc s, eine Umformung des Stromes iM in eine Spannung um ess vorgenommen. Diese wird wieder durch OP1 verstärkt, durch OP2 gefiltert und durch OP3 integriert. Die Regelgröße uM der inneren Regelschleife wird mittels Rl7 die Rückführgröße des äußeren Kreises uώck durch R2 skaliert. Diese gewichtete Summe wird zur Bildung der Regeldifferenz uD :iffvon der Soll-Ausgangsspannung uH F subtrahiert, was auch hier wieder vorteilhaft im Leistungsverstärker 202 erfolgt. Die Eigenschaften der Kaskadenregelung kommen in dieser Variante ebenso zur Geltung wie in der in Fig. 4 dargestellten Anordnung. Sollte eine Potentialtrennung zur restlichen Schaltung 201 nötig sein, kann diese z.B. am Ausgang des Moduls 201 vorgenommen werden, wo uH F anliegt. Der Vorteil gegenüber dem Stand der Technik (Fig. 3) ist dabei, daß an dieser Stelle nur kleine Leistungen auftreten, so daß ein kleinvoiumiger, preisgünstiger Übertrager eingesetzt werden kann. Darüber hinaus spielen dessen parasitäre Eigenschaften an dem vorgeschlagenen Einbauort nur eine untergeordnete Rolle. Denkbar wäre auch ein Einsatz eines Optokopplers statt des Übertragers.
Fig. 6a bis 6c zeigen schließlich als Beispiel ein Simulationsergebnis des Einschwingvorganges des Sendesignals uL. Das in Fig. 6a dargestellte Schwingungspaket mit 3 unterschiedlichen Frequenzen, aber identischer Amplitude soll mit einer Amplitude von 2 V möglichst exakt auf die unbekannte Netzimpedanz uL aufgeprägt werden. Fig. 6b stellt den Zeitverlauf der Ausgangsspannung uL dar, wenn eine Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik (Fig. 3) eingesetzt wird: Es treten starke Einschwingverzerrungen auf, und die Amplituden der einzelnen Sendefrequenzen sind sehr unterschiedlich. Die höchste und die niedrigste Sendefrequenz erreichen schon am Einspeisepunkt nicht den angestrebten Pegel, was die Reichweite und Zuverlässigkeit der Datenübertragung einschränkt. Bedingt durch Resonanzeffekte können, wie in Fig. 6b ebenfalls gut zu erkennen, bei bestimmten Frequenzen auch unkontrollierte Amplitudenüberhöhungen entstehen. Ein solches Verhalten ist aber vom Standpunkt der Norm EN50065-1 aus, in der Maximalamplituden für solche Power Line Kommunikationssysteme festgelegt sind, inakzeptabel: Je nach den Impedanzeigenschaften des Einspeisepunktes können z.T. erhebliche Überschreitungen der erlaubten Sendepegel auftreten. Das kann nur verhindert werden, wenn man die Sendeamplitude von vornherein so niedrig wählt, daß Überschreitungen ausgeschlossen sind. Das hat aber drastische Einbußen für Reichweite und Zuverlässigkeit des PLC-Systems zur Folge.
Anders sehen die in Fig. 6c dargestellten Ergebnisse bei Verwendung der vorgeschlagenen neuartigen Einkoppelstufe aus: Die angestrebte konstante und sehr gut reproduzierbare Amplitude des Sendesignals von 2 V wird erreicht, störende Einschwingvorgänge sind weitgehend unterdrückt. Mit dieser Anordnung können die in EN50065-1 spezifizierten Sendepegel tatsächlich ausgeschöpft werden, ohne daß Pegeleinbußen am Einspeisepunkt in Kauf genommen werden müssen oder bei bestimmten Frequenzen Überschreitungen auftreten. Durch das in den Fig. 2, 4 und 5 gezeigte Anpassungsnetzwerk 206 gelingt es dabei gleichzeitig, die vom Sendeverstärker 202 zu liefernde Leistung zu minimieren.
Aus vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die Ziele
a) die Zuverlässigkeit des gesamten Power Line Datenübertragungssystems zu steigern bei b) gleichzeitiger Verringerung der Verlustleistung des Sendeverstärkers und der nötigen Netzteilleistung,
durch Einsatz der vorgeschlagenen Einkoppeleinrichtung für Stromnetzkommunikationssysteme erreicht werden.

Claims

Patentansprüche
1. Einrichtung zur Einkopplung eines hochfrequenten Sendesignals (UHF) in ein Niederspannungsnetz (L1 , N), wobei
a) ein Ausgangsverstärker (202) angeordnet ist, dem als Eingangsspannung eine an einer Additionsstelle (209) gebildete Differenzspannung (uoitf) zwischen dem Sendesignal (UHF) und einem Rückführsignal (umck) zugeführt ist,
b) dem Ausgangsverstärker (202) zur Anpassung an die Netzimpedanz (ZL) ein Netzwerk (206) nachgeschaltet ist,
c) am Ausgang des Netzwerks (206) Mittel (208) zur Erfassung einer dem Netz- werk-Ausgangsstrom-(iM)-proportionalen Spannung (umess) angeordnet sind, und
d) die erfaßte Spannung (umess) einem Regiermodul (207) zugeführt ist, dessen Ausgangssignal das Rückführsignal (uruc ) ist.
2. Einrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (206) mit passiven Bauelementen aufgebaut ist.
3. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Reglermodul (207) Mittel enthält zur Ausführung einer Verstärkung, einer Hochpaßfilterung und einer Integrationsfunktion.
4. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Netzwerk (206) ein Einkoppelmodul (204.1 ) nachgeschaitet ist, das einen Transformator (T) mit primär- und sekundärseitigen Koppelkondensatoren (Ckι, Ck2) enthält.
5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Netzwerk (206) ein Einkoppelmodul (204.2) nachgeschaltet ist, das nur einen Koppelkondensator (Ck.) enthält.
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