EP0778687A2 - Bestimmung der Zweigmetriken in einem Viterbi-Entzerrer - Google Patents
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- EP0778687A2 EP0778687A2 EP96115258A EP96115258A EP0778687A2 EP 0778687 A2 EP0778687 A2 EP 0778687A2 EP 96115258 A EP96115258 A EP 96115258A EP 96115258 A EP96115258 A EP 96115258A EP 0778687 A2 EP0778687 A2 EP 0778687A2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims abstract description 59
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 29
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 21
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims abstract description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 claims abstract description 4
- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 38
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 10
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 241001136792 Alle Species 0.000 description 1
- 241000530268 Lycaena heteronea Species 0.000 description 1
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03184—Details concerning the metric
- H04L25/03197—Details concerning the metric methods of calculation involving metrics
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
- H04L25/03235—Trellis search techniques with state-reduction using feedback filtering
Definitions
- the invention relates to a method for digital message transmission via an electrical cable, in which the symbols of a data stream to be transmitted after a digital / analog conversion are sent as a transmission signal to a transmission path, in which the transmitted signal is scanned at the end of the transmission path and then further processed and a decision-maker is fed and in which a Viterbi decoder based on a trellis diagram is used for further processing of the sampled signal, which uses a number of feedback filters for determining branch metrics and path metrics in the trellis diagram, which is dependent on the number of states in the trellis diagram , with filter tapes in series according to the delayed decision feedback sequence estimation algorithm (US-Z "IEEE Transactions on Communications", VOL. 37, No. 5, May 1989, pages 428 to 436).
- interference occurs in the form of intersymbol interference, noise and impulse noise, which lead to a restriction of the maximum transmission range.
- adaptive equalization methods based on digital filter algorithms based
- a maximum equalization of the intersymbol interference can be achieved.
- the performance of such mostly linear filter algorithms is limited by limited word lengths of the digital signal processing and a limited overall complexity as well as by noise and non-linearities in the analog circuit part of the transmitting and receiving devices.
- An increase in the transmission range or interference resistance is possible, for example, with the aid of optimal reception methods based on the maximum likelihood sequence estimation (MLSE) principle (US-Z "IEEE Transactions on Information Theory", Vol. IT-18, No. 3, May 1972, pages 363 to 378).
- This US-Z shows, for example, an implementation of an MLSE receiver.
- the transmission channel is regarded as a "finite state machine”.
- a Viterbi algorithm (US-Z "Proceedings of the IEEE", Vol. 61, March 1973, pages 268 to 277) is used to estimate the transmitted signal sequence via the channel states according to the maximum likelihood criterion.
- a fundamental problem in the implementation of MLSE algorithms is the proportionality of complexity (number of gates used) and number of states in the trellis diagram, which in turn increases exponentially with the channel memory, ie with the length of the impulse response of the dispersive transmission channel.
- the Delayed Decision Feedback Sequence Estimation (DDFSE) algorithm which is also known from the US-Z mentioned at the beginning, is a method for reducing the number of states in the trellis diagram.
- the states here also describe all state variants of the channel considered to be a "finite state machine" in a fixed time interval of ⁇ symbols.
- the MLSE algorithm ⁇ is identical to the length of the channel memory, the DDFSE algorithm ⁇ can be freely selected. This means that even with an infinitely long channel memory, a finite ⁇ can be used.
- each state in the trellis diagram represents only part of the information about the current channel state. The rest of the information is estimated using the most likely transmission symbols, which correspond to the previous path decisions and are stored in a path memory.
- the DDFSE algorithm combines the properties of the Viterbi algorithm with those of decision feedback equalization.
- the DDFSE algorithm can also be imagined as a structure with X ⁇ feedback filters, in which the filter tapes of the feedback filters used are fed with different receive symbols in each symbol interval. X is the number of possible symbols or amplitude levels per step. The combination of symbols in one of the feedback filters, which leads to the smallest error at the decision maker, is the optimum in the maximum likelihood sense.
- the complexity of the DDFSE algorithm increases exponentially with the parameter ⁇ , i.e. H. with the number of symbols considered in the states of the same, or proportional to the number of states in the trellis diagram.
- the gain of the DDFSE algorithm increases with increasing ⁇ and with increasing length n- ⁇ of the feedback filter when determining the branch metric.
- n specifies the number of filter tap operations for determining branch metrics per state of the trellis diagram, which in the following is set equal to the number of followers of the discrete-time channel impulse response.
- Each filter tap operation consists of an addition, a multiplication and a register operation.
- the object of the invention is to further simplify the method described at the outset, which works with the DDFSE algorithm.
- each of the feedback filters used is split into two parts.
- the first part contains the part of the branch metric, which can be different for each path in the trellis diagram.
- the second part is only determined once for all paths along the path with the lowest path metric at the end of the first parts of the feedback filter.
- the method has the further advantage that for the storage of the state sequences of the trellis diagram in a path memory belonging to the Viterbi decoder, the known register exchange method (US book by GC Clark, JB Cain, "Error Correction Coding for Digital Communications", New York, Plenum, 1981) can be used. With this method, the path memory cells can be connected directly to the multipliers of the feedback filters. This makes path tracing in the trellis diagram particularly easy.
- the number of filter taps or gates used in the feedback filters increases with the number of states of the sampled values, which in turn depend on the number ⁇ of the symbols represented via trellis states.
- ⁇ o the DDFSE receiver is reduced to a DFE receiver in accordance with the block diagram according to FIG. 1.
- the description of this block diagram is carried out with the aid of a D transformation, where "D” stands for "delay”. Delay means delay by one symbol clock.
- a sequence (y o , y 1 ...) of samples from the received signal is processed further and supplied to a decision maker E.
- a forward filter 1 and a feedback filter 2 are used for further processing.
- z (D) denotes the D-transform of the sequence of noise samples.
- FIG. 2 shows the schematic structure of a decoder working according to the Viterbi algorithm, which works on the basis of a trellis diagram shown in FIG. 3.
- the Viterbi decoder shown in the block diagram in FIG. 2 has a path memory 3 to which a metric generator 4, an ACS unit 5, a decision maker 6 and a control unit 7 are connected.
- the letters ACS stand for the words "Add”, “Compare” and "Select”.
- the current sample value y k is given to the metric generator 4.
- the decisive value x ⁇ k is at the exit of the decision maker 6.
- the control unit 7 controls the interaction of parts 3 to 6 of the Viterbi decoder.
- the task of the path memory 3 is to store the state sequences of the X ⁇ surviving paths in the trellis diagram.
- FIG. 6 the connection of the control inputs of the multiplexers 15 is shown.
- 7 shows the connection of the data inputs of the multiplexers 15.
- a path namely the path with the best path metric, is traced back over the memory depth of the path memory 3 in each symbol cycle and the information which marks the end of the tracing is output. Pointers to states are saved and evaluated during traceability.
- the status information memory of the register exchange process consists of a matrix with X ⁇ lines and n levels of ld (X) bit wide memories which contain the status information.
- the first two of the n stages are designated 17 and 18 in FIGS. 6 and 7.
- the multiplexers 15 are located between each stage. At the input of the first multiplexers 15 in stage 17 (FIG. 7) there is constant status information.
- This status information of the X ⁇ lines corresponds to the value by which the coefficient f 1 is multiplied in order to be offset against the branch metric of the state ⁇ under consideration, with ⁇ ⁇ [1,2, ..., X ⁇ ].
- All multiplexers of the ⁇ -th line are set like the pointer of the current ACS operation of the ⁇ -th state. Then, by clocking registers 16 once, the contents are passed on on the path set by multiplexer 15.
- the status information in the first stages 17 and 18 is different. Each time the data is passed on to the following levels, there is the possibility of overwriting status information.
- the level at which all status information is identical is called the level at which the "path merging" mentioned above took place. After that, the status information of all lines remains identical.
- the X ⁇ pointers of the ACS operation are used immediately in each symbol step to pass on status information.
- the outputs of the registers 16 (FIG. 7), which contain the symbols along the trellis paths, can be sent directly to the multipliers of the Connect X ⁇ private feedback filter.
- the path memory 3 to the register-exchange method implies a resorting of the data dependent paths in the trellis diagram, so that the X ⁇ th path is always imaged in the X ⁇ th path memory line.
- the symbols in the path memory lines are thus directly the input information for the feedback filter.
- a different type of transmission signal for example a binary one
- a different ⁇ different trellis diagrams result.
- With a transmit signal with four amplitude levels and with ⁇ 2, for example, there would be 16 states with 16 feedback filters.
- the respective states at the sampling times lie at points k 1 to k 11 of the trellis diagram according to FIG. 3. Between each of these two points lies the sampling interval T.
- branches start from each of the four states +3, +1, -1 and -3, which lead to each state of the following or previous sampling time .
- a metric is assigned to each of these branches for weighting.
- the respective branch metric corresponds to the error measure or the signal-to-noise ratio at the decision maker 6 in the event that the symbol sequence of the path assigned to the state v considered was received from the path memory 3 (FIG. 2).
- ZM ⁇ k (z) (y k - f 0 z - f l x ⁇ small - ... - f ⁇ x ⁇ k- ⁇ + ⁇ ⁇ k- ⁇ -l ) 2nd ,
- the part labeled “private DFE” takes into account the part of the feedback filter in which a feedback filter is used for each state in the trellis diagram. Together these are the separate first feedback filters.
- the part labeled “common DFE” detects the feedback filter common to all states.
- each state ⁇ in the trellis diagram is determined by a combination (x ⁇ kl , ..., x ⁇ k- ⁇ ).
- Inscribed x ⁇ k the symbol which has already been finally estimated as sent for step k.
- the symbol at the exit of the ⁇ -1 path memory column from that state or from the path memory column that currently has the best, ie the smallest metric, is fed to this common DFE in each step.
- the supplied symbol is pushed into a shift register for the data (symbols) of the common DFE 9.
- the branch metrics ZM ⁇ k (z) are determined or calculated for each state ⁇ and every possible current symbol z according to the above equation.
- the metric generator 4 shown schematically in FIG. 4 is constructed in accordance with FIG. 3 for a quaternary transmission signal.
- ⁇ 1
- each of the amplitude stages +3, +1, -1 and -3 is assigned a private or first feedback filter 8 with a predeterminable number ⁇ of filter taps.
- Each filter tap consists of a memory cell, a multiplier and an adder.
- the connection of the memory cells is shown in FIG. 7.
- the filter tapes are connected in series in a kind of shift register and form a so-called "FIR filter". They are made up of a large number of gates.
- a common feedback filter 9 is used for all amplitude stages of the transmission signal or for all states. It is used for the path with the lowest accumulated path metric PM ⁇ k + 1 , which should be indicated by the selector switch 10.
- the respective sums from the feedback filters 8 and 9 are in accordance with the path under consideration with the least path metric added at summing point 11.
- a selector switch 12 is shown for the respective private or first feedback filter 8.
- the sum of the intersymbol interference thus determined and estimated by channel pulse followers is subtracted from the sample value y k in the summing point 13, as a result of which the assumed interference corresponding to the state under consideration and generated by earlier transmission symbols is eliminated.
- the branch metric ZM ⁇ k (z) is finally formed.
- the bit error rate according to curve II only approaches this range at ⁇ > 12, since a significant degradation occurs for ⁇ ⁇ 12 due to neglected pulse followers.
- the number of filter tap operations compared to the DDFSE algorithm can therefore be reduced to less than half with the same performance.
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Abstract
Description
- Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung über ein elektrisches Kabel, bei welchem die Symbole eines zu übertragenden Datenstroms nach einer digitalen/analogen Umsetzung als Sendesignal einer Übertragungsstrecke zugeführt werden, bei welchem das übertragene Signal am Ende der Übertragungsstrecke abgetastet und anschließend weiterverarbeitet sowie einem Entscheider zugeführt wird und bei welchem zur Weiterverarbeitung des abgetasteten Signals ein auf der Grundlage eines Trellisdiagramms arbeitender Viterbi-Decoder eingesetzt wird, welcher zur Bestimmung von Zweigmetriken und Pfadmetriken im Trellisdiagramm eine Anzahl von Rückkopplungsfiltern verwendet, die abhängig von der Anzahl von Zuständen im Trellisdiagramm ist, mit in Reihe liegenden Filtertaps nach dem Delayed Decision Feedback Sequence Estimation-Algorithmus (US-Z "IEEE Transactions on Communications", VOL. 37, No. 5, Mai 1989, Seiten 428 bis 436).
- Bei der digitalen Nachrichtenübertragung über bandbegrenzte Kanäle, wie z. B. Kupferkabel im Ortsanschlußnetz, treten Störungen in Form von Intersymbolinterferenzen, Rauschen und Impulsrauschen auf, welche zu einer Einschränkung der maximalen Übertragungsreichweite führen. Mit Hilfe adaptiver Entzerrungsmethoden, welche auf digitalen Filteralgorithmen beruhen, kann eine weitestgehende Entzerrung der Intersymbolinterferenzen erreicht werden. Jedoch ist die Leistungsfähigkeit solcher meist linearer Filteralgorithmen durch begrenzte Wortlängen der digitalen Signalverarbeitung und eine begrenzte Gesamtkomplexität sowie durch Rauschen und Nichtlinearitäten im analogen Schaltungsteil der Sende- und Empfangseinrichtungen begrenzt.
- Eine Erhöhung der Übertragungsreichweite bzw. der Störresistenz ist beispielsweise mit Hilfe von optimalen Empfangsmethoden nach dem Maximum Likelihood Sequence Estimation(MLSE)-Prinzip möglich (US-Z "IEEE Transactions on Information Theory", Vol. IT-18, No. 3, Mai 1972, Seiten 363 bis 378). Aus dieser US-Z geht beispielsweise eine Realisierung eines MLSE-Empfängers hervor. Dabei wird der Übertragungskanal als "finite state machine" betrachtet. Mit einem Viterbi-Algorithmus (US-Z "Proceedings of the IEEE", Vol. 61, März 1973, Seiten 268 bis 277) wird eine Schätzung der gesendeten Signalfolge über die Kanalzustände nach dem Maximum Likelihood-Kriterium durchgeführt.
- Ein prinzipielles Problem bei der Realisierung von MLSE-Algorithmen ist die Proportionalität von Komplexität (Anzahl der eingesetzten Gatter) und Anzahl der Zustände im Trellisdiagramm, welche ihrerseits exponentiell mit dem Kanalgedächtnis steigt, d. h. mit der Länge der Impulsantwort des dispersiven Übertragungskanals. Der aus der eingangs erwähnten US-Z ebenfalls bekannte Delayed Decision Feedback Sequence Estimation (DDFSE)-Algorithmus ist eine Methode zur Verringerung der Anzahl der Zustände im Trellisdiagramm. Wie im Viterbi-Algorithmus beschreiben auch hier die Zustände alle Zustandsvarianten des als "finite state machine" betrachteten Kanals in einem festgelegten Zeitintervall von µ Symbolen. Während jedoch beim MLSE-Algorithmus µ identisch mit der Länge des Kanalgedächtnises ist, kann beim DDFSE-Algorithmus µ frei gewählt werden. Das heißt, selbst bei einem unendlich langen Kanalgedächtnis kann ein endliches µ verwendet werden.
- Beim DDFSE-Algorithmus repräsentiert jeder Zustand im Trellisdiagramm nur einen Teil der Information über den aktuellen Kanalzustand. Der Rest der Information wird mit den höchstwahrscheinlichen Sendesymbolen geschätzt, welche den vorangegangenen Pfadentscheidungen entsprechen und in einem Pfadspeicher abgelegt sind. Der DDFSE-Algorithmus vereinigt die Eigenschaften des Viterbi-Algorithmus mit denen einer entscheidungsrückgekoppelten Entzerrung (Decision Feedback Equalisation). Man kann sich den DDFSE-Algorithmus auch als Struktur mit Xµ Rückkopplungsfiltern vorstellen, bei welchen die Filtertaps der eingesetzten Rückkopplungsfilter in jedem Symbolintervall mit verschiedenen Empfangssymbolen gespeist werden. Darin ist X die Anzahl der möglichen Symbole bzw. Amplitudenstufen pro Schritt. Die Kombination von Symbolen in einem der Rückkopplungsfilter, welche zum geringsten Fehler am Entscheider führt, ist das Optimum im Maximum Likelihood-Sinne.
- Die Komplexität des DDFSE-Algorithmus steigt exponentiell mit dem Parameter µ, d. h. mit der Anzahl der in den Zuständen desselben berücksichtigten Symbole, bzw. proportional zu der Anzahl der Zustände im Trellisdiagramm. Der Gewinn des DDFSE-Algorithmus steigt mit wachsendem µ sowie mit wachsender Länge n-µ der Rückkopplungsfilter bei der Zweigmetrikbestimmung. n gibt dabei die Anzahl von Filtertapoperationen zur Zweigmetrikbestimmung pro Zustand des Trellisdiagramms an, welche im folgenden gleich der Anzahl der Nachl ufer der zeitdiskreten Kanalimpulsantwort gesetzt wird. Jede Filtertapoperation besteht aus einer Addition, einer Multiplikation und einer Registeroperation. Der Aufbau ausreichend langer Rückkopplungsfilter für alle Zustände im Trellisdiagramm erfordert eine hohe Anzahl von logischen Gattern sowie einen erheblichen schaltungstechnischen Aufwand.
- Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das eingangs geschilderte, mit dem DDFSE-Algorithmus arbeitende Verfahren weiter zu vereinfachen.
- Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
- daß zur Bestimmung der Zweigmetriken im Trellisdiagramm getrennte erste Rückkopplungsfilter nur bis zu einer vorgebbaren Anzahl von Symbolintervallen im Trellisdiagramm bzw. bis zu einer vorgebbaren Länge der Rückkopplungsfilter für alle Zustände im Trellisdiagramm eingesetzt werden und
- daß für die weiteren Symbolintervalle im Trellisdiagramm auf ein gemeinsames Rückkopplungsfilter übergegangen wird, dem die Symbole des Pfades mit der geringsten Pfadmetrik im Trellisdiagramm zum Ende der ersten Rückkopplungsfilter zugeführt werden.
- Bei diesem Verfahren wird jedes der eingesetzten Rückkopplungsfilter in zwei Teile aufgespalten. Der erste Teil enthält den Anteil der Zweigmetrik, welcher pro Pfad im Trellisdiagramm unterschiedlich sein kann. Der zweite Teil wird für alle Pfade nur einmal entlang des Pfades mit der zum Ende der ersten Teile der Rückkopplungsfilter geringsten Pfadmetrik bestimmt. Es wird dadurch die aus der Theorie des Viterbi-Algorithmus bekannte Tatsache ausgenutzt, daß alle Pfade im Trellisdiagramm nach einer bestimmten Anzahl von Symbolen bzw. Symbolintervallen zusammenlaufen ("path merging"). Beim DDFSE-Algorithmus entspricht das einer Angleichung des letzten Teils der Zweigmetriksummen, da für alle Pfade die letzten Symbole mit hoher Wahrscheinlichkeit gleich sind und auf einem "überlebenden" Pfad liegen. Der Einfluß dieser letzten Symbole bzw. Koeffizienten der Rückkopplungsfilter des überlebenden Pfades auf die Zweigmetrik kann zwar gering sein. Eine vollständige Vernachlässigung derselben kann aber zu einer deutlichen Degradation des Algorithmus durch nicht berücksichtigte Impulsinterferenzen führen. Bei diesem Verfahren werden daher diese letzten Koeffizienten nicht vernachlässigt, sondern durch das gemeinsame Rückkopplungsfilter berücksichtigt. Da mit den ersten Rückkopplungsfiltern für alle Zustände des Trellisdiagramms Rückkopplungsfilter aber nur für eine begrenzte Anzahl von Symbolintervallen eingesetzt werden, während für die folgenden Symbolintervalle das gemeinsame Rückkopplungsfilter verwendet wird, kann die Anzahl von Filtertapoperationen bzw. Gattern wesentlich vermindert werden. Das bedeutet eine erhebliche Vereinfachung des schaltungstechnischen Aufwandes, ohne daß die Entscheidungen wesentlich beeinflußt werden.
- Das Verfahren hat den weiteren Vorteil, daß für die Speicherung der Zustandsfolgen des Trellisdiagramms in einem zum Viterbi-Decoder gehörenden Pfadspeicher das bekannte Register-Exchange-Verfahren (US-Buch von G.C. Clark, J. B. Cain, "Error Correction Coding for Digital Communications", New York, Plenum, 1981) eingesetzt werden kann. Bei diesem Verfahren lassen sich die Pfadspeicherzellen direkt an die Multiplizierer der Rückkopplungsfilter anschließen. Die Pfadrückverfolgung im Trellisdiagramm wird dadurch besonders einfach.
- Das Verfahren nach der Erfindung wird anhand der Zeichnungen als Ausführungsbeispiel erläutert.
- Es zeigen:
- Fig. 1 ein Blockschaltbild für einen Empfänger mit nur einem Rückkopplungsfilter.
- Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Viterbi-Decoders.
- Fig. 3 ein Trellisdiagramm.
- Fig. 4 einen nach dem Verfahren gemäß der Erfindung arbeitenden Metrikgenerator.
- Fig. 5 ein Diagramm der Abhängigkeit der Bitfehlerrate von der Anzahl der Filtertapoperationen.
- Fig. 6 ein Blockschaltbild eines im Viterbi-Decoder verwendbaren Pfadspeichers mit Datenpfaden beim Register-Exchange-Verfahren.
- Fig. 7 ein Blockschaltbild des Pfadspeichers mit Steuerpfaden beim Register-Exchange-Verfahren.
- Wie weiter oben bereits ausgeführt, steigt die Anzahl der in den Rückkopplungsfiltern eingesetzten Filtertaps bzw. Gatter mit der Anzahl der Zustände der Abtastwerte, welche ihrerseits von der Anzahl µ der über Trelliszustände repräsentierten Symbole abhängen. Für den Fall
- Eine Sequenz (yo,y1...) von Abtastwerten aus dem Empfangssignal wird weiterverarbeitet und einem Entscheider E zugeführt. Für die Weiterverarbeitung werden ein Vorwärtsfilter 1 und ein Rückkopplungsfilter 2 eingesetzt. Die Sendesequenz (xo,x1...), deren D-Transformierte
- Darin bezeichnet z(D) die D-Transformierte der Folge von Störabtastwerten.
- Die anhand von Fig. 1 erläuterte DFE-Entzerrung mit nur einem Rückkopplungsfilter 2 ist beim hier angewendeten DDFSE-Algorithmus durch den Viterbi-Algorithmus mit einer der Anzahl der Zustände Xµ im Trellisdiagramm entsprechenden Anzahl von Rückkopplungsfiltern ergänzt, die aus einer großen Anzahl von Filtertaps aufgebaut sind. Fig. 2 zeigt den schematischen Aufbau eines nach dem Viterbi-Algorithmus arbeitenden Decoders, der auf Grundlage eines in Fig. 3 dargestellten Trellisdiagramms arbeitet.
- Der aus Fig. 2 im Blockschaltbild ersichtliche Viterbi-Decoder weist einen Pfadspeicher 3 auf, an den ein Metrikgenerator 4, eine ACS-Einheit 5, ein Entscheider 6 und eine Steuereinheit 7 angeschlossen sind. Die Buchstaben ACS stehen für die Worte "Add", "Compare" und "Select". Der aktuelle Abtastwert yk wird dem Metrikgenerator 4 aufgegeben. Der entschiedene Wert
- Die Aufgabe des Pfadspeichers 3 besteht in der Speicherung der Zustandsfolgen der Xµ überlebenden Pfade im Trellisdiagramm. Die Auswahl des überlebenden Pfades mit der geringsten Pfadmetrik kann nach dem Rückverfolgungs-Algorithmus und nach dem schon erwähnten Register-Exchange-Verfahren (Fig. 6 und 7) erfolgen. In Fig. 6 und 7 ist der Pfadspeicher als Beispiel mit µ=1 dargestellt.
- In den Fig. 6 und 7 sind mit 15 Multiplexer bezeichnet, die vier Eingänge für je zwei Bit und einen Steuereingang haben. Es sind außerdem Register 16 mit einem Eingang und einem Ausgang für je zwei Bit vorhanden. Eine erste der n Multiplexer-Register Stufen ist mit 17 bezeichnet, eine zweite mit 18. In Fig. 6 ist der Anschluß der Steuereingänge der Multiplexer 15 dargestellt. Fig. 7 zeigt den Anschluß der Dateneingänge der Multiplexer 15.
- Beim Rückverfolgungs-Algorithmus werden in jedem Symboltakt ein Pfad, nämlich der mit der besten Pfadmetrik, über der Speichertiefe des Pfadspeichers 3 zurückverfolgt und die Information ausgegeben, die das Ende der Rückverfolgung markiert. Dabei werden Zeiger auf Zustände gespeichert und bei der Rückverfolgung ausgewertet.
- Bei dem weniger aufwendigen und hier mit Vorteil eingesetzten Register-Exchange-Verfahren nach den Fig. 6 und 7 werden keine Zeiger, sondern direkt Zustandsinformationen gespeichert. Der Zustandsinformationsspeicher des Register-Exchange-Verfahrens besteht aus einer Matrix mit Xµ Zeilen und n Stufen von je ld(X) Bit breiten Speichern, welche die Zustandsinformationen beinhalten. Die ersten beiden der n Stufen sind in den Fig. 6 und 7 mit 17 und 18 bezeichnet. Zwischen jeder Stufe befinden sich die Multiplexer 15. Am Eingang der ersten Multiplexer 15 in Stufe 17 (Fig. 7) stehen konstante Zustandsinformationen an. Diese Zustandsinformationen der Xµ Zeilen entsprechen dem Wert, mit dem der Koeffizient f1 multiplizert wird, um zur Zweigmetrik des betrachteten Zustands ν verrechnet zu werden, mit ν ε [1,2,..., Xµ].
- Alle Multiplexer der ν-ten Zeile werden wie der Zeiger der aktuellen ACS-Operation des ν-ten Zustandes eingestellt. Dann werden durch einmaliges Takten der Register 16 die Inhalte auf dem durch die Multiplexer 15 eingestellten Pfad weitergereicht. Dabei sind die Zustandsinformationen in den ersten Stufen 17 und 18 unterschiedlich. Bei jedem Weiterreichen in folgende Stufen besteht jedoch die Möglichkeit des Überschreibens von Zustandsinformationen. Die Stufe, in der alle Zustandsinformationen identisch sind, nennt man die Stufe, in der das oben erwähnte "path merging" stattgefunden hat. Danach bleiben die Zustandsinformationen aller Zeilen identisch.
- Die Xµ Zeiger der ACS-Operation werden in jedem Symbolschritt sofort verwendet, um Zustandsinformationen weiterzureichen.
- Mit der Erkenntnis, daß sich die Zustandsinformationen der Xµ Pfade im Trellisdiagramm in den Xµ Pfadzeilen des Pfadspeichers 3 befinden, lassen sich die Ausgänge der Register 16 (Fig. 7), welche die Symbole entlang der Trellispfade enthalten, direkt an die Multiplizierer der Xµ privaten Rückkopplungsfilter anschließen. Der Pfadspeicher 3 nach dem Register-Exchange-Verfahren impliziert eine Umsortierung der datenabhängigen Pfade im Trellisdiagramm, so daß der Xµ-te Pfad immer in die Xµ-te Pfadspeicherzeile abgebildet wird. Die Symbole in den Pfadspeicherzeilen sind damit direkt die Eingangsinformationen für die Rückkopplungsfilter.
- Ein Trellisdiagramm ist in Fig. 3 für ein quaternäres Sendesignal mit den vier Amplitudenstufen +3, +1, -1 und -3 für µ = 1 dargestellt, d. h. für 41 = 4 Zustände. Bei einem anders gearteten Sendesignal, beispielsweise einem binären, und einem anderen µ ergeben sich anders aufgebaute Trellisdiagramme. Bei einem Sendesignal mit vier Amplitudenstufen und bei µ = 2 lägen beispielweise 16 Zustände mit 16 Rückkopplungsfiltern vor. An den Punkten k1 bis k11 des Trellisdiagramms nach Fig. 3 liegen die jeweiligen Zustände zu den Abtastzeitpunkten. Zwischen je zwei dieser Punkte liegt jeweils das Abtastintervall T. Von jedem der vier Zustände +3, +1, -1 und -3 gehen bei dem betrachteten Beispiel in jedem Abtastzeitpunkt vier Zweige aus, die zu jedem Zustand des folgenden bzw. vorangehenden Abtastzeitpunkts führen. Jedem dieser Zweige wird zur Wichtung eine Metrik zugeordnet. Die jeweilige Zweigmetrik entspricht dem Fehlermaß bzw. dem Störabstand am Entscheider 6 für den Fall, daß die Symbolfolge des dem betrachteten Zustand ν zugeordneten Pfades aus dem Pfadspeicher 3 (Fig. 2) empfangen worden wäre.
-
- Darin sind:
- ZMν k(z)
- = Zweigmetrik für Zustand ν im k-ten Schritt
- yk
- = Abtastwert des empfangenen Symbols
- f0
- = Hauptwert der Kanalimpulsantwort
- f1 bis fn
- = Nachläufer der Kanalimpulsantwort
- n
- = Anzahl der Nachläufer der zeitdiskreten Kanalimpulsantwort
- xν k
- = Beim Zustand ν im Schritt k als gesendet vermutetes Symbol
- z
- = Im aktuellen Schritt als gesendet vermutetes Symbol (Amplitudenstufe)
- ων K
- = Für den Zustand ν geschätzte Impulsinterferenzstörung durch Impulsnachläufer beim k+µ+1-Schritt
- X
- = Anzahl der möglichen Amplitudenstufen pro Schritt
- µ
- = Anzahl der in den Zuständen des DDFSE-Algorithmus berücksichtigten Symbole bzw. Impulsnachläufer
- β
- = Anzahl der in den privaten DFE berücksichtigten Symbole
- k
- = Zeitindex
- DFE
- = Rückkopplungsfilter.
- Der mit "private DFE" bezeichnete Teil berücksichtigt den Teil der Rückkopplungsfilter, bei welchem für jeden Zustand im Trellisdiagramm ein Rückkopplungsfilter eingesetzt ist. Das sind zusammen die getrennten ersten Rückkopplungsfilter. Der mit "gemeinsame DFE" bezeichnete Teil erfaßt das für alle Zustände gemeinsame Rückkopplungsfilter.
-
- Dieser Wert zerfällt in zwei Teile, nämlich in einen Anteil
- Die Zweigmetriken ZMν k (z) werden für jeden Zustand ν und jedes mögliche aktuelle Symbol z nach obiger Gleichung bestimmt bzw. berechnet. Beim Folgezustand, also beim Übergang vom Schritt k zum Schritt k+1, wird für alle Zustände λ, mit λ ε [1,2,..., Xµ] jeweils von den Pfaden, die zu einem Folgezustand λ führen, derjenige ausgewählt, für den die akkumulierte Pfadmetrik PMk+1 (λ) am geringsten ist:
- Diese akkumulierten Pfadmetriken PMk+1 werden gespeichert und als Pfadmetrik PMk im Folgezustand verwendet. Neben den Xµ minimalen Pfadmetriken werden die zugehörigen Xµ Zeiger, d.h. die Indizes der ZMK(z) als ACS-Zeiger für die Xµ Steuereingänge des Pfadspeichers (siehe Fig. 6) verwendet. Danach wird der Pfadspeicher einmal getaktet, womit der Inhalt der i-ten Pfadspeicherspalte über der Multiplexer 15 an die i+1-te Pfadspeicherspalte weitergegeben wird. Nach dieser Taktung des Pfadspeichers werden erstens
- der Inhalt der letzten Pfadspeicherspalte, dessen Zeilennummer durch den Index λ der kleinsten aller minimalen akkumulierten Pfadmetriken PMmin bestimmt wird, als endgültig entschiedenes Symbol ausgegeben,
- der Inhalt der β-1 Pfadspeicherspalte, dessen Zeilennummer durch den Index i von PMmin des Minimums aller ν minimalen akkumulierten Pfadmetriken bestimmt wird, als Symbol an das Schieberegister für die Daten (Symbole) des gemeinsamen DFE 9 ausgegeben.
- Während in der pysikalischen Realisierung des Pfadspeichers die Symbole der Xµ Pfade sich in den Xµ Pfadspeicherzeilen befinden, ist es für die anschauliche Darstellung der Pfade übersichtlicher, diese wie im Beispiel von Fig. 3 gezeigt darzustellen. Die Pfade, die zu den minimalen akkumulierten Pfadmetriken PMλ k+1 gehören, sind in Fig. 3 jeweils dick eingezeichnet. Auf der linken Seite beginnt das Diagramm bei k=11 mit den Xµ möglichen Pfaden für die Xµ minimalen Pfadmetriken. Zu jedem Pfadanfang gehört ein xk, wie in Fig. 3 eingezeichnet. Auf der rechten Seite verbleibt mit hoher Wahrscheinlichkeit nur der überlebende Pfad. Wie im Beispiel in Fig. 3 zu erkennen ist, laufen alle Pfade bei k=6 zusammen.
-
- Der in Fig. 4 schematisch dargestellte Metrikgenerator 4 ist entsprechend Fig. 3 für ein quaternäres Sendesignal aufgebaut. Für µ=1 ist jeder der Amplitudenstufen +3, +1, -1 und -3 ein privates bzw. erstes Rückkopplungsfilter 8 mit einer vorgebbaren Anzahl β von Filtertaps zugeordnet. Jedes Filtertap besteht aus einer Speicherzelle, einem Multiplizierer und einem Addierer. Der Anschluß der Speicherzellen ist in Fig. 7 gezeigt. Die Filtertaps sind in einer Art Schieberegister in Reihe geschaltet und bilden ein sogenanntes "FIR-Filter". Sie sind aus einer großen Anzahl von Gattern aufgebaut.
- Die privaten bzw. ersten Rückkopplungsfilter 8 werden zur Bestimmung der Zweigmetriken für den Anteil eingesetzt, der pro Pfad im Pfadspeicher 3 unterschiedlich ist. Das gilt für das in Fig. 3 dargestellte Trellisdiagramm also zurück bis zum Zeitpunkt k=6. Für den weiteren Anteil der Zweigmetriken wird für alle Amplitudenstufen des Sendesignals bzw. für alle Zustände nur noch ein gemeinsames Rückkopplungsfilter 9 verwendet. Es wird jeweils für den Pfad mit der geringsten akkumulierten Pfadmetrik PMν k+1 verwendet, was durch den Wahlschalter 10 angedeutet sein soll. Die Länge der privaten bzw. ersten Rückkopplungsfilter 8 bzw. die Anzahl β von Filtertaps wird stets so gewählt, daß die Bitfehlerrate in einer Simulation nach Fig. 5 gerade ein Minimum erreicht. Sinnvolle Längen der privaten bzw. ersten Rückkopplungsfilter 8 ergeben sich bei den beschriebenen Beispiel (Fig. 5) für β=5 und β=6.
- Die jeweiligen Summen aus den Rückkopplungsfiltern 8 und 9 werden nach Maßgabe des jeweils betrachteten Pfades mit der geringsten Pfadmetrik im Summierpunkt 11 addiert. Für das jeweils geltende private bzw. erste Rückkopplungsfilter 8 ist ein Wahlschalter 12 eingezeichnet. Die Summe der so bestimmten und geschätzten Intersymbolinterferenzen durch Kanalimpulsnachläufer wird im Summierpunkt 13 vom Abtastwert yk subtrahiert, wodurch die angenommene, dem betrachteten Zustand entsprechende und durch frühere Sendesymbole erzeugte Interferenz beseitigt wird. Mit Hilfe des Quadrierers 14 wird schließlich die Zweigmetrik ZMν k(z) gebildet.
- Die Kurven I und II von Fig. 5 geben für µ=1 und X=4, also für vier Zustände im Trellisdiagramm, die Abhängigkeit der Bitfehlerrate BER von der Anzahl β der im jeweiligen privaten bzw. ersten Rückkopplungsfilter 8 berücksichtigten Abtastwerte der Nachläufer der Kanalimpulsanwort für das eingesetzte Kabel an. Dabei werden die in den privaten bzw. ersten Rückkopplungsfiltern 8 (Fig. 4) nicht berücksichtigten n-β-µ Impulsnachläufer im gemeinsamen Rückkopplungsfilter 9 bestimmt. Wie zu erkennen ist, erreicht das Verfahren nach der Erfindung gemäß Kurve I bereits bei β=5 annähernd das Minimum der Bitfehlerrate. Bei Anwendung des bekannten DDFSE-Algorithmus ohne zusätzliche gemeinsame DFE nähert sich die Bitfehlerrate gemäß Kurve II erst bei β > 12 diesem Bereich an, da für β < 12 durch unberücksichtigte Impulsnachläufer eine starke Degradation eintritt. Mit vorliegendem Verfahren kann daher die Zahl der Filtertapoperationen gegenüber dem DDFSE-Algorithmus bei gleicher Leistung auf weniger als die Hälfte verringert werden.
Claims (5)
- Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung über ein elektrisches Kabel, bei welchem die Symbole eines zu übertragenden Datenstroms nach einer digitalen/analogen Umsetzung als Sendesignal der Übertragungsstrecke zugeführt werden, bei welchem das übertragene Signal am Ende einer Übertragungsstrecke abgetastet und anschließend weiterverarbeitet sowie einem Entscheider zugeführt wird und bei welchem zur Weiterverarbeitung des abgetasteten Signals ein auf der Grundlage eines Trellisdiagramms arbeitender Viterbi-Decoder eingesetzt wird, welcher zur Bestimmung von Zweigmetriken und Pfadmetriken im Trellisdiagramm eine Anzahl von Rückkopplungsfiltern verwendet, die abhängig von der Anzahl von Zuständen im Trellisdiagramm ist, mit in Reihe liegenden Filtertaps nach dem Delayed Decision Feedback Sequence Estimation-Algorithmus, dadurch gekennzeichnet,- daß zur Bestimmung der Zweigmetriken im Trellisdiagramm getrennte erste Rückkopplungsfilter (8) nur bis zu einer vorgebbaren Anzahl von Symbolintervallen im Trellisdiagramm bzw. bis zu einer vorgebbaren Länge der Rückkopplungsfilter für alle Zustände im Trellisdiagramm eingesetzt werden und- daß für die weiteren Symbolintervalle im Trellisdiagramm auf ein gemeinsames Rückkopplungsfilter (9) übergegangen wird, dem die Symbole des Pfades mit der geringsten Pfadmetrik im Trellisdiagramm zum Ende der ersten Rückkopplungsfilter (8) zugeführt werden.
- Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zweigmetriken im Trellisdiagramm nach folgenden Termen gebildet wird:ZMν k(z) = Zweigmetrik für den Zustand ν im k-ten Schrittyk = Abtastwert des empfangenen Symbolsf0 = Hauptwert der Kanalimpulsantwortf1 bis fn = Nachläufer der Kanalimpulsantwortn = Anzahl der Nachläufer der zeitdiskreten Kanalimpulsantwortxν k = Beim Zustand ν im Schritt k als gesendet vermutetes Symbolz = Im aktuellen Schritt als gesendet vermutetes Symbol (Amplitudenstufe)ων K = Für den Zustand ν geschätzte Impulsinterferenzstörung durch Impulsnachläufer beim k+µ+1-SchrittX = Anzahl der möglichen Amplitudenstufen pro Schrittµ = Anzahl der in den Zuständen des DDFSE-Algorithmusses berücksichtigten Symbole bzw. Impulsnachläuferβ = Anzahl der in den privaten DFE berücksichtigten Symbolek = ZeitindexDFE = Rückkopplungsfilter.
- Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pfadspeicher (3) nach dem Prinzip des Register-Exchange-Verfahrens zur Bereitstellung der Daten der ersten Rückkopplungsfilter (8) verwendet wird.
- Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsdatum des gemeinsamen Rückkopplungsfilters (9) mit Hilfe des Zeigers aus einer ACS-Einheit des Viterbi-Decoders auf den aktuellen besten Pfad und dem Pfadspeicherinhalt gewonnen wird.
- Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pfadspeicher (3) nach dem Prinzip des Rückverfolgungs-Algorithmus zur Bereitstellung der Daten der ersten Rückkopplungsfilter (8) verwendet wird.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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PUAI | Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase |
Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012 |
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AK | Designated contracting states |
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PUAL | Search report despatched |
Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013 |
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AK | Designated contracting states |
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17P | Request for examination filed |
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RAP1 | Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred) |
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RAP1 | Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred) |
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17Q | First examination report despatched |
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