DE4427831C2 - Verfahren und Anordnung zur Detektion von Datensymbolen - Google Patents
Verfahren und Anordnung zur Detektion von DatensymbolenInfo
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
- H04L25/03235—Trellis search techniques with state-reduction using feedback filtering
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Detektion
von Datensymbolen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs
1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf eine Anordnung
zur Durchführung des Verfahrens.
Bei der Übertragung von Datensymbolen über zeitvariante Über
tragungskanäle, z. B. über nicht-stationäre Funkkanäle treten,
bedingt durch Mehrwegeausbreitung, Laufzeitdifferenzen der
einzelnen Signalkomponenten auf, die bei der Signaldetektion
von relativ hohen Bitraten zu extrem starken und zeitvarian
ten Verzerrungen des die Datensymbole enthaltenden Sendesi
gnals führen. Ein Beispiel für eine derartige Übertragung ist
die Übertragung von digitalen Sprach- oder Datensignalen in
einem unter der Bezeichnung GSM (Global System for Mobile
Communication) bekannten Mobilfunksystem, bei dem die Signale
zwischen Basisstationen und Mobilstationen übertragen werden,
wobei sich die Mobilstationen, beispielsweise in einem Kraft
fahrzeug oder einem Zug, mit großer Geschwindigkeit bewegen
können. Um unter solchen Einflüssen die Datensymbole noch er
kennen zu können, sind adaptive Echo-Entzerrer notwendig, die
in vorteilhafter Weise den Viterbi-Algorithmus zur schnellen
Findung eines hinreichenden Entzerrungsoptimums anwenden.
Die Einstellung des Entzerrers erfolgt mit Hilfe eines Kanal
modells, das den Funkkanal durch Auswertung einer als Trai
ningssequenz bezeichneten vorgegebenen Bitfolge im Empfangs
signalstrom mit hinreichender Genauigkeit nachbildet. Zur Op
timierung der Einstellung wird eine sogenannte "vorgezogene
Entscheidung" getroffen, die zusammen mit einem Fehlersignal
zwischen Funkkanal und Kanalmodell, abhängig von der Polari
tät der bereits detektierten, zeitlich aufeinanderfolgenden
Zeichen, zur Nachstellung der Filter-Koeffizienten des Kanal
modells, die auch als Tap-Koeffizienten bezeichneten werden,
benutzt wird. Mittels der Tap-Koeffizienten wi wird die durch
die Mehrwegeausbreitung verursachte zeitliche Verteilung des
Empfangspegels w im Abstand der Zeichenfolge i bewertet. Die
Nachstellung der Tap-Koeffizienten geschieht mittels Stan
dard-Anpassungsalgorithmen wie LMS (= Least Mean Square) oder
RLS (= Recursive Least Square).
Wenn es sich um nicht-stationäre Übertragungskanäle handelt,
muß das Kanalmodell den Veränderungen des Übertragungskanal
fortlaufend angepaßt werden. Fehlentscheidungen bei der vor
gezogenen Entscheidung gefährden die Stabilität der Adaption
und damit letztlich der Symbolerkennung.
Solange jedoch die Veränderungen im Übertragungskanal relativ
langsam verlaufen, führen Fehlentscheidungen typischerweise
nicht zu Stabilitätsproblemen. Der gefährliche Einfluß von
Fehlentscheidungen wächst, je schneller sich der Übertra
gungskanal während eines Übertragungsintervalls, beispiels
weise eines nach dem Zeitmultiplexverfahren übertragenen
Blockes, der als TDM-Block bezeichnet wird, verändert und je
mehr die vorgezogene Entscheidung verzögert wird.
Eine weitere Quelle für Fehlentscheidungen bei der vorgezoge
nen Entscheidung stellen Funkstörungen dar, wie sie durch Im
puls- oder sogenannte Burststörungen oder durch geringen Si
gnal-Geräuschabstand S/N verursacht werden. Auch nicht er
kannte oder nicht berücksichtigte Frequenzablagen von Emp
fangssignalen, wie sie beispielsweise durch Dopplereffekte
bei RICE- oder Raleighfading entstehen, können die Stabilität
der Symbolerkennung beeinträchtigen, da sie eine schnelle
zeitliche Veränderung der Tap-Koeffizienten bewirken.
Die hier aufgezeigten Effekte führen dazu, daß bereits bei
ausreichendem S/N die Stabilität der Symbolerkennung mit
steigender Fahrgeschwindigkeit verlorengeht, d. h. daß die
Entzerrung versagt, weil mit steigender Fahrgeschwindigkeit
die Veränderungsgeschwindigkeit des Funkkanals zunimmt und
darüber hinaus sich die Verzögerungszeit für die vorgezogene
Entscheidung, wie auch die Dopplereffekte stärker auswirken.
Damit unterliegt die Funkübertragung aller mobilen Stationen
im gesamten Servicebereich einer nicht überwindbaren Grenzge
schwindigkeit.
Für die Empfangssituation an den Basisstationen eines Mobil
funksystems kommt außerdem hinzu, daß in jedem TDM-Block eine
andere Mobilstation empfangen wird, wodurch, bedingt durch
deren statistisch verteilte Relativgeschwindigkeiten zur je
weiligen Basisstation, auch die Dopplerkomponenten in jedem
Block einen anderen Wert annehmen können. Zur optimalen Er
kennung der gesendeten Symbole ist die Berücksichtigung der
jeweils individuellen Dopplerverschiebung per Block bzw. der
Frequenzablage eine Voraussetzung, deren Kompensation nur
außerhalb des eigentlichen Entzerrers erfolgen kann und in
den Basisstationen, weil diese für jede operierende Mobilsta
tion individuell erfolgen muß, einen hohen Aufwand an Spei
cherungs- und Mittelungseinrichtungen erfordert. Außerdem
wird hierdurch eine zusätzliche Verzögerung hervorgerufen,
die ebenfalls geschwindigkeitsbegrenzend ist und die aufgrund
der maximal zugelassenen Verzögerungszeiten nicht toleriert
werden kann, da sie besonders bei Telefongesprächen oder pro
tokollgesicherter Datenübertragung stört.
Die Grundidee der zustandsbasierten Entzerrung, die den Vi
terbi-Algorithmus oder ähnliche Algorithmen anwendet, ist es,
die empfangene Signalleistung aller Taps im Kanalmodell durch
Verzögerung der Vorentscheidung eines Symbols auszunutzen,
bis kein Einfluß auf das Signal mehr auftritt.
Die Komplexität der Viterbi-Entzerrer, die im folgenden als
Beispiel betrachtet werden, ergibt sich aus der Notwendig
keit, alle Metriken getrennt, für alle möglichen Symbolkombi
nationen innerhalb einer vorbestimmten Länge, zu berechnen.
Jedes zusätzliche Tap verdoppelt grundsätzlich die Komplexi
tät und sogar noch dann, wenn der Anstieg der ausnutzbaren
Empfangsleistung bereits vernachlässigbar ist. Wenn ein Tap
jedoch nicht betrachtet wird, liefert es einen Beitrag zum
Rauschen. Dieser Effekt ist sogar von größerem Einfluß als
die leichte Verschlechterung der Signalerkennung durch eine
nicht ausgenutzte Signalleistung.
Eine bekannte Methode um einen Rauschbeitrag durch die Taps 1
bis L und auch deren zusätzlichen Beitrag zu Tap Null zu ver
hindern ist die sogenannte "Decision Feedback Equalization".
Diese nutzt lediglich die Leistung des ersten Taps durch di
rekte Entscheidung des neuesten Symbols aus. Der Einfluß der
älteren Symbole wird entweder durch die Aktualisierung des
erwarteten Wertes, basierend auf Tap Null allein, oder vor
zugsweise als Differenz zwischen empfangenen und erwarteten
Werten in Kauf genommen.
Der Viterbi-Entzerrer vergleicht sein Eingangssignal, z. B.
den Ausgang des echten Funkkanals, mit den zu erwartenden Si
gnalen, die aus den Tap-Koeffizienten des Kanalmodells und
allen möglichen Kombinationen aller Symbole, die gegenwärtig
zum Ausgangssignal beitragen, errechnet wurden. Die Tap-Koef
fizienten des Kanalmodells sind pro Block aus einer Trai
ningssequenz erworben und müssen nachgeführt werden, wenn die
Kanalunterschiede zwischen aufeinanderfolgenden Datensymbolen
nicht mehr vernachlässigbar sind.
Die Impulsantwort des Kanalmodells besteht aus L + 1 Taps;
Tap 0 beschreibt den Einfluß des neuesten Symbols am Filter
ausgang und wird deshalb das neueste Tap genannt. Die anderen
L Taps beschreiben die Historie, z. B. den Beitrag älterer
Symbole zum Kanalausgang. Entsprechend der L älteren Symbole,
die mit Tap 1 bis L beitragen, ist der Kanal in einem der 2L
möglichen alten Zustände, wobei die Basis 2 binäre Symbole
voraussetzt. Einschließlich des Einflusses des neuesten Sym
bols gibt es 2L+1 mögliche Signalwerte, die am Kanalausgang
erscheinen können, nämlich die erwarteten Werte. Damit gibt
es 2L+1 mögliche Übergänge vom alten Zustand in den neuen Zu
stand, die durch die L neueren Symbole definiert sind und mit
den Taps 0 bis L-1 beitragen. Die neuen Zustände beschreiben
im ganzen die Historie für die folgende Entscheidung, die nun
nicht mehr beeinflußt wird durch das älteste Symbol, das mit
Tap L beiträgt. Damit wird zukünftig keine weitere Informa
tion mehr über das älteste Symbol am Ausgang verfügbar sein.
Auf diese Weise wird für alle möglichen Übergänge von den al
ten Zuständen in die neuen Zustände das älteste Symbol sepa
rat für jeden neuen Zustand vorentschieden und im Kanal-Spei
cher abgespeichert, ohne das Optimum zu verlieren.
Eine solche Vorentscheidung wird nun für alle neuen Zustände
durchgeführt, aber es wird noch keine Entscheidung getroffen
über den richtigen Zustand, d. h. über die richtige Sequenz
der Symbole zu irgendeiner Zeit. Die endgültige Entscheidung
wird verzögert bis zum Ende eines Blocks oder durch ein Lang
zeitintervall der mehrfachen Länge von L.
Der Fehler, der durch diese endgültige Entscheidung einge
führt wird, ist um so kleiner, je größer die Verzögerung ge
wählt wird. Sobald ein endgültiger Zustand ausgewählt wurde,
kann die aktuelle Symbolsequenz durch schrittweises Zurück
verfolgen der übertragenen Information von dem gegenwärtigen
Zustand zu einem früheren Zustand rekonstruiert werden. Aus
Veröffentlichungen John G. Proakis: "Digital Communications",
2nd ed., McGraw Hill, New York 1989, section 6.7.2 und A.
Baier: "Correlative and Iterative Channel Estimation in Adap
tive Viterbi Equalizers for TDMA Mobile Radio Systems", Sta
tistic Models and Methods in Information Technology, Nürn
berg, Germany, 12.-14. April 1989, Seiten 363 bis 368 ist es
bekannt, vorgezogene, z. B. frühe Entscheidungen der Symbole
in einem Standard-Adaptionsalgorithmus (LMS, RLS usw.) für
die Tap-Anpassung zu benutzen. Die Ableitung der adaptiven
Algorithmen geht von der Annahme aus, daß die Symbole bekannt
sind und das Ausgangssignal des Funkkanals lediglich durch
zusätzliches weißes Rauschen beeinträchtigt ist.
Bei den genannten Entzerrern kann jeder Symbol-Entscheidungs
fehler als störender Rauschimpuls am Eingang des adaptiven
Kanalmodells interpretiert werden. Solche seltenen aber star
ken Impulsstörungen können Adaptions-Instabilitäten, sogar
beim robusten LMS-Algorithmus hervorrufen, wie es in P. M.
Clarkson, T. I. Haweel: "Median LMS Algorithm", Electronics
Letters 25 (1989), Seiten 520 bis 522 und G. A. Williamson.
P. M. Clarkson, W. A. Sethers: "Performance Characteristics
of the Median LMS Adaptive Filter", IEEE Transaction on Si
gnal Processing, SP-41 (1993), Seiten 667 bis 680 beschrieben
ist. Aus Gründen der Entscheidungsstabilität ist es daher
wichtig, die Fehler der vorgezogenen Entscheidung gering zu
halten. Dies kann jedoch nur durch eine große Entscheidungs
verzögerung bewerkstelligt werden, die im Gegensatz zu der
gewünschten schnellen Adaptionsfähigkeit steht.
Wenn die vorgezogenen Entscheidungen um ein Vielfaches der
Länge von L verzögert werden und die Adaptionsmechanismen auf
eine langsame Adaption bzw. auf eine kleine Schrittweite ge
setzt werden, ist der Entscheidungsfehler vernachlässigbar
und die potentielle Instabilität, die durch die Verzögerung
in den Adaptionsmechanismus eingebracht wird, kann vermieden
werden. Eine kleine Schrittweite der Adaption glättet außer
dem das Rauschen.
Beide Effekte begrenzen jedoch stark die Adaptionsfähigkeit.
Wenn nämlich der Funkkanal schneller variiert, muß die
Schrittweite groß genug gewählt werden, um das gewünschte
Nachfolgeverhalten zu erreichen.
Dies ist jedoch nur auf Kosten einer reduzierten Stabilität
der Adaption und damit letztlich der Symbolerkennung erreich
bar, denn während der Entscheidungsverzögerung sind einer
seits nur sehr kleine Variationen des Funkkanals zulässig und
andererseits würden geringe Verzögerungen den Fehler der vor
gezogenen Entscheidung und den Einfluß des Rauschens vergrö
ßern.
Damit ist eine schnelle und gleichzeitig stabile Adaption mit
vorgezogener Entscheidung nicht erreichbar und dies ist der
Grund für die Geschwindigkeitsbegrenzung bei der mobilen
Funkübertragung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und
eine Anordnung anzugeben, die auch für hohe Geschwindigkeiten
geeignet sind.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem Verfahren der ein
gangs genannten Art durch die im Kennzeichen des Patentan
spruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine Anordnung zur
Durchführung des Verfahrens ist im Patentanspruch 7 angege
ben. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Un
teransprüchen.
Der generelle Verzicht auf die vorgezogene Entscheidung er
fordert die Einführung einer separaten Adaptionseinheit für
jeden Zustand des Entzerrer-Algorithmus. Die Adressierung der
Zustände bei der Adaption geht dabei in der gleichen Weise
vor sich, wie bei der üblichen Berechnung der gesamten Me
trik. Hiermit wird eine quasi-Echtzeit-Adaption erreicht.
Der dafür erforderliche deutliche Anstieg der Komplexität
kann durch Reduzierung der Zustände des Entzerreralgorithmus,
ausschließlich zum Zweck der Adaption, vermieden werden. Für
jeden reduzierten Zustand muß aber zwingend eine separate
Adaption durchgeführt werden. Die Schrittweite der Adaption
muß groß genug gewählt werden, um den Änderungen des Übertra
gungskanal folgen zu können, so daß zwar grundsätzlich eine
aufwandabhängige Begrenzung der Adaptionsgeschwindigkeit be
stehen bleibt, diese aber um Faktoren höher liegt als bei
Entzerrern mit vorgezogener Entscheidung. Die Zahl der redu
zierten Zustände muß den Erfordernissen des Übertragungssy
stems entsprechend gewählt werden, weil mit ihr die Zahl der
im Grenzfall zulässigen Vorentscheidungsfehler bestimmt wird.
Durch diese frühe Vorentscheidung der Kanalinformation für
eine reduzierte Zahl von Zuständen, die für jeden vorgesehe
nen Zustand errechnet wird, sind dann auch häufigere Rausch
impulse besser erkennbar, als bei der Detektion der Symbolse
quenzen, bei welcher die ursprüngliche gesamte Zahl von Zu
ständen benutzt wird.
Das erfindungsgemäße Konzept des zustandsbasierten Entzerrers
mit reduzierten Zuständen stellt einen Kompromiß zwischen dem
leistungsfähigen aber komplexen Entzerrer ohne reduzierte Zu
stände und dem einfachen, aber weniger leistungsfähigen Deci
sion Feedback Equalizer dar.
Die Einführung von reduzierten Zuständen bei der Detektion
mittels Viterbi-Algorithmus zur wirkungsvollen Verringerung
des Rechenaufwands auf Kosten einer nur leichten Verschlech
terung, ist aus der Literatur hinreichend bekannt und bei
spielsweise in M. V. Eyuboglu, S. U. Qureshi: "Reduced-State
Sequence Estimation with Set Partitioning and Decision Feed
back", Globecom 1986, Houston, TX, USA, Dec. 1986, 29. 2,
Seiten 1023 bis 1028, M. V. Eyuboglu, S. U. Quereshi: "Redu
ced-State Sequence Estimation with Set Partitioning and Deci
sion Feedback", IEEE Transaction on Communication COM-36
(1988), Seiten 13 bis 20, P. R. Chevillat, E. Eleftheriou:
"Decoding of Trellis Encoded Signals in the Presence of
Intersymbol Interference and Noise", IEEE Transaction on
Communication Com 37 (1989), Seiten 669 bis 676 und M. V.
Eyuboglu, S. U. Quereshi: "Reduced-State Sequence Estimation
for Coded Modulation on Intersymbol Interference Channels",
IEEE Journal on Sel. Areas in Comm., Vol.7, Aug. 1989, Seiten
989 bis 995 beschrieben. Die Komplexität dieser Lösung wird
dadurch verursacht, daß der Auf
wand für die Adaption auf je eine Adaption pro reduziertem
Zustand ansteigt und alle internen Werte der adaptiven Algo
rithmen auf einer Basis pro reduziertem Zustand, analog der
gesamten Metrik im Standard-Viterbialgorithmus, gespeichert
werden müssen. Das Adressierungsschema "neuer Zustand zu al
tem Zustand" wird mit dem gleichen Standard durchgeführt wie
er auch für die Berechnung der gesamten Metrik verwendet
wird, aber nur für die Anzahl der reduzierten Zustände. Ei
nige adaptive Algorithmen haben eine interne Verzögerung von
mehr als einem Symbol wenn sie z. B. interne Werte benutzen,
die um mehr als ein Symbol verzögert sind. In diesem Fall muß
ein kurzes Rückverfolgen eingerichtet werden, um die korres
pondierende alte Zustandsnummer ausfindig zu machen oder äl
tere interne Werte für zukünftige Zustände müssen erneut ge
speichert werden, so daß sie durch eine neue Zustandsnummer
direkt adressiert werden können.
Die Adaption ist nun sehr stabil und sehr schnell: Es gibt
keine Verzögerung durch vorgezogene Entscheidungen und des
halb keine merkliche Verzögerung im Adaptions-Mechanismus.
Als Konsequenz kann deshalb die Schrittweite kleiner gemacht
werden, weil die Verfolgung irgendwelcher Veränderungen un
mittelbar geschieht. Der Einfluß von Rauschimpulsen ist somit
drastisch reduziert auf das Maß der Vorentscheidungs-Fehler
rate. Für langsame Veränderungen des Übertragungskanals wird
deswegen die Schrittgröße der Adaption unkritisch.
Für ziemlich langsame Veränderungen des Übertragungskanal
kann bei der Adaption die Schrittweite relativ klein gemacht
werden, um starken Rauschstörungen ohne Stabilitätsrisiken zu
widerstehen. Die Zahl der Zustände kann für Adaptionszwecke
aber entsprechend reduziert werden, wenn lediglich eine ge
trennte Adaption pro reduziertem Zustand eingeführt wird. Da
mit ist nur ein bescheidener Anstieg der Komplexität, im Ver
gleich mit der "vorgezogenen Entscheidung" notwendig, um Sta
bilitätsprobleme zu vermeiden.
In der Praxis hängt die Zahl der reduzierten Zustände zur
Adaption des Kanalmodells von der erforderlichen maximalen
Adaptionsgeschwindigkeit ab, die eine Funktion der maximalen
Fahrgeschwindigkeit der mobilen Stationen ist, sowie von der
erforderlichen Stabilität der Symbolerkennung. Würde die Zahl
der Zustände soweit reduziert werden, daß ein wesentlicher
Teil der Signalleistung verloren geht, macht sich der für De
cision Feedback bekannte Anstieg der Fehler bemerkbar. Die
Auslegung der Adaptionsparameter muß also in jedem Fall die
Stabilität der Adaptionsalgorithmen gewährleisten. Grundsätz
lich kann aber die Stabilität auch durch Abschaltung von Tap-
Koeffizienten geringer Leistung verbessert werden.
Die Zahl der Zustände für die Datendetektion ist hiervon, wie
schon erwähnt, nicht berührt.
Durch den Wegfall der vorgezogenen Entscheidung und der da
durch erzielten schnellen Adaption, fallen alle Arten von
Funkstörungen weniger ins Gewicht; die durch Dopplerverschie
bung in den einzelnen Funkblöcken verursachten Verschlechte
rungen der Signal-Erkennbarkeit werden minimiert. Der zur
Kompensation der Dopplerverschiebungen in den Basisstationen,
außerhalb der Entzerreranordnungen, zusätzlich erforderliche
Aufwand an Speicherungs- und Mittelungseinrichtungen wird
eingespart. Die in diesen Einrichtungen entstehenden zusätz
lichen Signalverzögerungen werden vermieden. Die Adaptionsge
schwindigkeit kann durch das erfindungsgemäße Verfahren so
weit erhöht werden, daß in zukünftigen Übertragungssystemen
prinzipiell keine geschwindigkeitsbedingten Übertragungsein
schränkungen für den Einsatz z. B. in schnell fahrenden Zügen
usw. mehr bestehen.
Das Verfahren und die Anordnung gemäß der Erfindung werden im
folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels der Anordnung nä
her erläutert.
Die Figur zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Anordnung zur
Durchführung des Verfahrens.
Bei der in der Figur dargestellten Anordnung wird ein von ei
ner Datenquelle DQ abgegebenes, Datensymbole x enthaltendes
Sendesignal über einen Übertragungskanal K, der beispiels
weise als Funkkanal ausgebildet ist, zu einer Empfangseinheit
EM übertragen. Das Sendesignal besteht aus mindestens einer
als Trainingssequenz bezeichneten vorgegebenen Bitfolge und
mindestens einem die Datensymbole x enthaltenden Informati
onsteil. Das Sendesignal unterliegt auf dem Übertragungskanal
K, der ein Sendefilter SF und ein Empfangsfilter EF umfassen
soll, zeitvarianten Einflüssen S. wie beispielsweise der
Mehrwegeausbreitung des schematisch dargestellten Funkfeldes
FF, Funkstörungen F, die als Impuls- oder Dauerstörungen auf
treten können, sowie dem Einfluß des Rauschens R.
Das von der Empfangsstufe EM empfangene Eingangssignal z ist
dem Sendesignal zugeordnet und beinhaltet die obengenannten
Störungen bei der Übertragung durch den Übertragungskanal K.
Das Empfangssignal z wird parallel an einen Entzerrer 1, bei
spielsweise einen Viterbi-Entzerrer, und an einen Korrelator
2 angelegt. Der Korrelator 2 korreliert eine im Empfangssi
gnal z enthaltene empfangene sogenannte Trainingssequenz aus
einer vorgegebenen Bitfolge mit einem in einem Speicher 3 ge
speicherten entsprechenden Erwartungsmodell T der Trainings
sequenz und damit wird die komplexe Impulsantwort des Über
tragungskanals K, beschrieben durch die Startwerte der Tap-
Koeffizienten wi0 des Kanalmodells, erzeugt.
Das Empfangssignal z wird im Entzerrer 1 zunächst zwischenge
speichert, bis die Berechnung der Tap-Koeffizienten wi er
folgt ist. Das Ausgangssignal des Korrelators 2 besteht aus
einer Reihe von komplexen Wertepaaren, die das momentane Ver
halten des Übertragungskanals K, beschrieben durch die zeit
varianten Tap-Koeffizienten wi0 zum Zeitpunkt des Empfangs
der Trainingssequenz darstellen. Die Tap-Koeffizienten wi0
werden einem Kanalschätzer 4 als Startwert zugeführt, woraus
dieser das Kanalmodell erzeugt. Die weitere Einstellung der
Kanalschätzung erfolgt mit in einer Einrichtung 5 gespeicher
ten Parametern P des verwendeten Adaptionsalgorithmus, der
ein Standard-Anpassungsalgorithmus wie LMS oder RLS etc. sein
kann. Der wichtigste Parameter P ist die Adaptionsschrittwei
te, mit der die Anpassung an die Geschwindigkeitsforderung
der Adaption erfolgt. Der mit der Anpassung erforderliche
deutliche Anstieg der Komplexität der Anordnung kann durch
Reduzierung der Zustände des Entzerreralgorithmus, aus
schließlich zum Zweck der Adaption, vermieden werden. Die An
zahl der reduzierten Zustände kann als variabler Parameter P
behandelt werden oder, gemäß der maximalen Geschwindigkeits
forderung an die Empfangsstufe EM, fest vorgegeben werden.
Wie es bei Entzerrern, die den Viterbi-Algorithmus anwenden
üblich ist, werden die im Kanalschätzer 4 errechneten Tap-
Koeffizienten wi (i = io...iL) in einem Bewertungskalkulator 6
dazu benutzt, die Erwartungswerte yo(r) und y1(r) zu berech
nen. Erfindungsgemäß wird diese Berechnung aber für jeden re
duzierten Zustand r der Adaption pro Zeiteinheit t einer emp
fangenen Zeichendauer erneut durchgeführt.
Der Entzerrer 1 berechnet nun mit Hilfe dieser Erwartungswer
te yo(r) und y1(r) die Differenzen zwischen dem tatsächlichen
Empfangssignal z und den jeweiligen Größen aller Erwartungs
werte und quadriert die Fehler (Funktion: Error Square). Die
se neuen Metrik-Inkremente bezeichneten Fehlerquadrate werden
auf die entsprechenden alten Metrikwerte addiert (Funktion:
Add). Auf diese Weise entstehen für jeden neuen Zustand zwei
Werte um die neue Gesamtmetrik zu berechnen. Alle Wertepaare
werden pro Zustand verglichen (Funktion: Compare) und das mit
der kleinsten Metrik ausgewählt (Funktion: Select). Die Dif
ferenz zwischen den Werten eines Wertepaars wird als Pfad
information mit Zuverlässigkeitsangabe (Softpath-Information)
SP(s) ausgegeben. Am Ausgang des Entzerrers 1 steht folglich
zur Verfügung: Die Softpath-Information SP(s), das dazuge
hörige Fehlersignal E(s) und die entsprechende Gesamtmetrik
M(s).
Der Parameter s bedeutet hierbei, daß diese Werte für jeden
Zustand separat bestimmt werden.
In einer Funktionseinheit 7 für die Reduzierung der Zustände
erfolgt weiterhin die Berechnung der für die Adaption erfor
derlichen Werte, separat für jeden reduzierten Zustand. Nun
mehr werden in entsprechender Weise aus dem Fehlersignal E(s)
und der Gesamtmetrik M(s) sowohl ein neues Fehlersignal e(r)
wie auch eine neue Softpath-Information sp(r) nur noch für
jeden reduzierten Zustand, gekennzeichnet durch r, berechnet.
Mit Hilfe dieser Werte werden nun im Kanalschätzer 4 die Tap-
Koeffizienten wi, unter Berücksichtigung der Polarität der
gesendeten Zeichen, entsprechend dem verwendeten Adaptionsal
gorithmus korrigiert. Hierzu wird zunächst der neue Softpath-
Wert sp(r) zur Bestimmung des bei den meisten Adaptionsalgo
rithmen verwendeten Symbolvektors herangezogen.
Die so berechneten Tap-Koeffizienten wi, die für eine redu
zierte Anzahl von Zuständen erzeugt wurden, gelten entspre
chend der Zustandsreduzierung r für mehrere nicht reduzierte
Zustände s.
Aus den neu berechneten Tap-Koeffizienten werden weiterhin
die Erwartungswerte yo(r) und y1(r) für die Detektion des
nächsten Zeichens bestimmt.
Die hier dargestellte Adaption an die Veränderungen des Über
tragungskanals K erfolgt für jedes gesendete Zeichen.
In einer im Entzerrer 1 vorgesehenen Funktionseinheit 8 für
die Pfadrückverfolgung und Signalentscheidung wird aus der
Softpath-Information SP(s) das Empfangs-Datensignal x' in der
für zustandsbasierte Entzerrer gebräuchlichen Weise gene
riert. Dabei kann, dem Stand der Signal-Verarbeitungstechnik
entsprechend, die Lage der Trainingssequenz im Informations
block beliebig sein, da der Entscheidungsprozeß für die zwi
schengespeicherten Informationen, ausgehend von der Trai
ningssequenz, in beiden Richtungen ablaufen kann.
Claims (7)
1. Verfahren zur Detektion von Datensymbolen (x'), die durch
einen zeitvarianten Übertragungskanal (K) übertragen werden,
bei dem von dem Übertragungskanal (K) empfangene Empfangssi
gnale (z) einem zustandsbasierten Entzerrer (1) zugeführt
werden, der für jeden Zustand zunächst eine Pfadinformation
(SP(s)) und ein Fehlersignal (E(s)) abgibt, das die Differenz
zwischen dem Empfangssignal (z) und dessen Erwartungswert (y)
darstellt, und bei dem mittels einer Kanalschätzung aus den
Pfadinformationen (SP) und Fehlersignalen (E) Tap-Koeffizi
enten (wi) nachgeführt werden, die zur Berechnung der Erwar
tungswerte (y0, y2) dienen,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Kanalschätzung pro Zustand separat und in Abhängig
keit von durch den Entzerrer für jeden Zustand separat ge
troffenen Vorentscheidungen und unter Verwendung einer sepa
raten Adaptionseinheit für jeden Zustand des Entzerrer-Algo
rithmus erfolgt.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß mit Hilfe der Metrik (M) des Entzerrers (1) die Anzahl
der Pfadinformationen (SP) und Fehlersignale (E) und damit
die Anzahl der Kanalschätzungen reduziert (r) wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Adaptionsparameter (P) für die Kanalschätzung je nach
Anwendungsgebiet vorwählbar sind.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Adaptionsparameter (P) für die Kanalschätzung in Ab
hängigkeit der Zeitvarianz vorwählbar sind.
5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Kanalschätzung unter Verwendung von Startwerten (wi0)
erfolgt, die durch Korrelation des Empfangssignals mit einer
bekannten Trainingssequenz (T), unabhängig von deren Lage im
Empfangssignal, erfolgt.
6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Kanalschätzung schnell erfolgt, um Fehler bei der Be
stimmung der Startwerte (wi0) zu korrigieren.
7. Anordnung zur Detektion von Datensymbolen, die durch zeit
variante Übertragungskanäle (K) verzerrt werden, bei dem von
dem Übertragungskanal (K) empfangene Empfangssignale (z) ei
nem zustandsbasierten Entzerrer (1) zugeführt werden, der für
jeden Zustand zunächst eine Pfadinformation (SP) und ein Feh
lersignal (E) abgibt, das die Differenz zwischen einem Emp
fangssignal (z) und dem Erwartungswert (y) darstellt, bei dem
mittels einer Kanalschätzung aus den Pfadinformationen (SP)
und Fehlersignalen (E) Tap-Koeffizienten (wi) nachgeführt
werden, die zur Berechnung der Erwartungswerte (y0, y1) in
einem Erwartungswertekalkulator (6) dienen,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Kanalschätzer (4) vorgesehen ist, der eine Kanal
schätzung pro Zustand separat und in Abhängigkeit von durch
den Entzerrer (1) für jeden Zustand separat getroffenen Vor
entscheidungen und unter Verwendung einer separaten Adap
tionseinheit für jeden Zustand des Entzerrer-Algorithmus
durchführt.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
DE19944427831 DE4427831C2 (de) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | Verfahren und Anordnung zur Detektion von Datensymbolen |
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
DE19944427831 DE4427831C2 (de) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | Verfahren und Anordnung zur Detektion von Datensymbolen |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4427831A1 DE4427831A1 (de) | 1996-02-15 |
DE4427831C2 true DE4427831C2 (de) | 1998-12-17 |
Family
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Family Applications (1)
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-
1994
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Non-Patent Citations (4)
Title |
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A. Baier, Correlative and Iterative Channel Estimation in Adaptive Viterbi Equalizers for TDMA Mobile Radio Systems" in: Statistic Models and Methods in Information Technology, Nürnberg, 12.-14. April 1989, S. 363-368 * |
John G. Proakis "Digital Com." 2. Aufl. Mc. Graw Hill, New York 1989, S. 624-627 * |
M.V. Eyuboglu, S.U. Qureshi "Reduced-State Sequence Estimation with Set Partitioning and Decision Feedback" in: IEEE Trans. on * |
P. M. Clarkson, T.I. Haweel "Median LMS Algorithm"in: Electronics Letters 25 (1989), S. 520-522 G.A.Williamson, P.M. Clarkson, W. A. Sethers Performance Characteristics of the Median LMS Adaptive Filter" in: IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 41, Feb. 1993, S. 667-680 V.M. Eyuboglu, S. U. Qureshi "Reducet-State Sequence Estimation" with Set Partitioning and Decision Feedback" in: Globecom 1986, Houston, TX, USA, Dez. 1986, 29.02, S. 1023-1028 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19935824A1 (de) * | 1999-07-29 | 2001-02-15 | Siemens Ag | Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger sowie entsprechender Funkempfänger |
US6782060B2 (en) | 1999-07-29 | 2004-08-24 | Infineon Technologies Ag | Method and apparatus for generating reliability information for channel decoding in a radio receiver |
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