EP0108003B1 - Résonateurs bi-rubans et filtres réalisés à partir de ces résonateurs (11111) - Google Patents

Résonateurs bi-rubans et filtres réalisés à partir de ces résonateurs (11111) Download PDF

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EP0108003B1
EP0108003B1 EP83402026A EP83402026A EP0108003B1 EP 0108003 B1 EP0108003 B1 EP 0108003B1 EP 83402026 A EP83402026 A EP 83402026A EP 83402026 A EP83402026 A EP 83402026A EP 0108003 B1 EP0108003 B1 EP 0108003B1
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resonators
filter
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dielectric
mhz
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Jean-Claude Mage
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Thales SA
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Thomson CSF SA
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/084—Triplate line resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/10—Dielectric resonators

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency filter made from electromagnetic resonators which can be called "two-band resonators”.
  • the resonators and filters produced from these elements are often made up of line sections. These can be air coaxial lines or coaxial lines loaded with dielectric as mentioned in the article: "Bandpass filter with dielectric materials used for broadcasting channel filter” by K. Wakino and Y. Konishi published in the review I.E.E.E. Transactions on Broadcasting, vol. BC-26, No. 1, March 1980. It is also known to manufacture resonators and filters from microstrip lines as indicated in the article: "750 MHz microstrip bandpass filter on barium tetratitanate substrate" by G. Ohm and G. Schmoller published in Electronics Letters, vol. 18, No. 15 of July 22, 1982, as also described in GL Matthaei's "Microwave filters impedance-matching networks and coupling structures", pages 422-425 and 770 of 1964 published by McGraw-Hill Book Company , New-York USA.
  • the coaxial line technique allows the manufacture of independent resonators whose natural frequencies can be adjusted before their assembly to form filters.
  • This assembly can be carried out in the case of a bandpass filter by placing the various resonators end to end, the couplings between two sections of consecutive lines being determined by the distances which separate their faces placed opposite.
  • overvoltage coefficients greater than 500
  • a silver-plated 20 mm diameter resonator can have an overvoltage coefficient Q greater than 1000 for a frequency of 1 GHz.
  • the coupling of quarter-wave resonators remains delicate and the very realization of the coaxial structure is quite complex because of the different operations of machining and metallization of elements with circular section.
  • Resonators can be designed by metallizing two opposite faces of a substrate as described in the article by J. Watkins “Radiation Loss from Open-Circuited Dielectric Resonators” published in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, October 1973, pages 636-639, or according to the technique of microstrip lines. They are generally produced from a relatively large dielectric substrate, one face of which is entirely metallized and the other of which receives a metallic conductor in the form of a thin strip. This technique has two drawbacks.
  • the inherent overvoltage coefficients Q of the resonators are always low (less than 500) and consequently the performance of filters formed from these resonators is always modest (high insertion losses, greater than 3 dB towards 1 GHz).
  • the filter once the filter has been produced, by depositing ribbons on the same substrate, it is practically impossible to adjust the natural frequencies of the resonators as well as their mutual couplings. This prohibits the industrial production of filters comprising a high number of poles due to the inevitable dispersions of the characteristics: in particular, the dielectric constant of the substrate.
  • the invention relates to filters comprising resonators produced from a parallelepiped made of dielectric material.
  • a line is produced by metallizing two opposite faces of the parallelepiped and a resonator ⁇ / 4 or ⁇ / 2 depending on the length and termination of the line.
  • FIG. 1 shows a waveguide called microstrip line (microstrip line in English).
  • This line is formed by a flat dielectric substrate 1 covered on its underside with a metallization 2.
  • the opposite face of the substrate receives a conductive tape 3.
  • This solid can be a parallelepiped.
  • Metallizations 5 and 6 cover two opposite faces of the dielectric.
  • the bi-ribbon line has two similar electrodes.
  • Half-wave resonators can be present as shown in FIG. 2, that is to say in open circuit, with They can also be of the type shown in Figure 3.
  • FIG. 2 we see in this figure a dual-ribbon waveguide formed by a dielectric bar 7 covered on two of its faces with metallic deposits 8 and 9. Boundary conditions: metallizations ends 10 and 11 make it a ⁇ g / 2 resonator for
  • a ⁇ g / 4 resonator is shown in FIG. 4. It is formed by a bi-ribbon line defined by a dielectric bar 12, metallizations 13 and 14 and a short circuit 15 caused by the metallization of one of the ends. from the bar. Its length L is equal to ⁇ g / 4.
  • an appropriate dielectric In order to have temperature stable resonators, it is advantageous to choose an appropriate dielectric.
  • a material such as those which were the subject of the patent of the Applicant No. 80.04 601 filed on February 29, 1980. These materials have relative molar proportions t Ti0 2 , x Sn0 2 , y Zr0 2 , a NiO, b La 2 0 3 and c Fe where the parameters t, x, y, a, b and c satisfy the following inequalities:
  • resonators are typically intended for the production of band-pass and band-cut filters in the UHF range. They can also be used to stabilize oscillators. Examples of filters in the vicinity of 1 GHz are presented below. They can be easily transposed to other frequencies and can be made indifferently using ⁇ g / 2 or ⁇ g / 4 resonators.
  • Figure 5 is a top view of the housing from which the cover has been removed. A cut was made at the holes 25 and 26 for input and output of the signal. The hole 25 allows the passage of a conductor 27 which forms a coupling loop 29, serving as excitation means, with the resonator 20. The end of the conductor 27 is then connected to the housing.
  • the device allowing the output of the signal is similarly constituted by a conductor 28 which forms a loop 30, which serves as collecting means, at the level of the resonator 23 and the end of which is connected to ground.
  • the bottom of the housing is covered with an insulating substrate 31 which has, for example, a very low dielectric constant.
  • the resonators are fixed to the substrate 31, for example by gluing.
  • the metallizations of the quarter wave resonators are respectively mutually parallel and perpendicular to the substrate as shown in FIG. 5.
  • the coupling between resonators is made by mutual inductance.
  • the natural frequencies of each resonator have been previously adjusted either by manufacturing or by running in. The development of the filter is then greatly facilitated.
  • the resonators can also be separated by spacers made of dielectric material of low dielectric constant. The distances between each resonator can be of the order of edge a.
  • FIG. 8 shows such a filter.
  • the housing was cut as in FIG. 5.
  • the housing 50 is recognized on which a cover, not shown, is fixed.
  • the bottom of the housing is covered with a substrate 51 of dielectric material of low dielectric constant.
  • the filter includes 3 quarter-wave resonators 52, 53 and 54, holes 55 and 56 which allow the passage of a signal input conductor 57 and an output conductor 58, a line 59 which can be l soul of a coaxial line.
  • the housing and its cover are connected to the ground.
  • the distances separating the resonators from each other and between the line 59 are of the order of magnitude of the edge a. It is also possible to obtain with this kind of filters an adjustment of the couplings by the presence of screws modifying the electromagnetic field between the resonators.
  • the band-cut and band-pass filters produced using quarter-wave resonators exhibit a first spurious response at a frequency substantially triple their operating frequency.

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Description

  • La présente invention concerne un filtre hautes fréquences réalisé à partir de résonateurs électromagnétiques que l'on peut appeler "résonateurs bi-ruban".
  • Dans la gamme des fréquences élevées appelée UHF (pratiquement de 300 MHz à 3 Ghz), les résonateurs et les filtres réalisés à partir de ces éléments sont souvent constitués de tronçons de lignes. Il peut s'agir de lignes coaxiales à air ou de lignes coaxiales chargées de diélectrique telles que mentionnées dans l'article: "Bandpass filter with dielectric materials used for broadcasting channel filter" de K. Wakino et Y. Konishi paru dans la revue I.E.E.E. Transactions on Broadcasting, vol. BC-26, No. 1, Mars 1980. Il est connu aussi de fabriquer des résonateurs et des filtres à partir de lignes microrubans comme l'indique l'article: "750 MHz microstrip bandpass filter on barium tetratitanate substrate" de G. Ohm et G. Schmoller paru dans la revue Electronics Letters, vol. 18, No. 15 du 22 Juillet 1982, ainsi que cela est également décrit dans l'ouvrage "Microwave filters impedance-matching networks and coupling structures" de G. L. Matthaei, pages 422-425 et 770 de 1964 publié par McGraw-Hill Book Company, New-York USA.
  • La technique des lignes coaxiales autorise la fabrication de résonateurs indépendants dont les fréquences propres peuvent être ajustées avant leur assemblage pour former des filtres. Cet assemblage peut être réalisé dans le cas d'un filtre passe-bande en plaçant les différents résonateurs bout à bout, les couplages entre deux tronçons de lignes consécutifs étant déterminés par les distances qui séparent leurs faces placées en vis-à-vis. Cependant, pour obtenir des coefficients de surtension intéressants (supérieurs à 500) il faut disposer de tronçons ayant une section assez importante. Typiquement un résonateur de diamètre de 20 mm métallisé à l'argent peut avoir un coefficient de surtension Q supérieur à 1000 pour une fréquence de 1 GHz. En outre, le couplage des résonateurs quart d'onde demeure délicat et la réalisation même de la structure coaxiale est assez complexe à cause des différentes opérations d'usinage et de métallisation d'éléments à section circulaire.
  • Des résonateurs peuvent être conçus en métallisant deux faces opposées d'un substrat tel que cela est décrit dans l'article de J. Watkins "Radiation Loss from Open-Circuited Dielectric Resonators" publiée dans IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Octobre 1973, pages 636-639, ou bien selon la technique des lignes microrubans. Ils sont généralement réalisés à partir d'un substrat diélectrique relativement large dont une face est entièrement métallisée et dont l'autre reçoit un conducteur métallique sous la forme d'une mince ruban. Cette technique présente deux inconvénients. D'une part, les coefficients de surtension propres Q des résonateurs sont toujours faibles (inférieur à 500) et par conséquent les performances de filtres formés à partir de ces résonateurs sont toujours modestes (pertes d'insertion élevées, supérieures à 3 dB vers 1 GHz). D'autre part, une fois le filtre réalisé, par dépôt de rubans sur un même substrat, il est pratiquement impossible d'ajuster les fréquences propres des résonateurs ainsi que leurs couplages mutuels. Ceci interdit la réalisation industrielle de filtres comportant un nombre de pôles élevé en raison des inévitables dispersions des caractéristiques: en particulier, de la constante diélectrique du substrat.
  • Afin de pallier ces inconvénients, l'invention concerne des filtres comportant des résonateurs réalisés à partir d'un parallélépipède constitué de matériau diélectrique. On réalise une ligne en métallisant deux faces opposées du parallélépipède et un résonateur À/4 ou À/2 suivant la longueur et la terminaison de la ligne.
  • L'invention a donc pour object un filtre haute fréquence comportant:
    • - un boitier comportant une face inférieure recouverte d'un substrat isolant;
    • - au moins un résonateur fixé audit substrat et comprenant un milieu diélectrique à six faces, caractérisé en ce que quatre au plus desdites faces étant recouvertes par une métallisation et deux autres faces non recouvertes étant opposées l'une à l'autre, lesdites faces métallisées étant perpendiculaires au plan du substrat.
  • L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront au cours de la description qui va suivre et des figures annexées parmi lesquelles:
    • - la figure 1 représente une ligne microruban;
    • - les figures 2 et 3 représentent des résonateurs demi-onde selon l'invention;
    • - la figure 4 représente un résonateur quart d'onde selon l'invention;
    • - les figures 5 et 6 représentent un filtre passe-bande selon l'invention;
    • - la figure 7 est un diagramme donnant la résponse d'un filtre passe-bande;
    • - la figure 8 représente un filtre coupe-bande selon l'invention.
  • La figure 1 représente un guide d'onde que l'on appelle ligne microruban (microstrip line en anglais). Cette ligne est constituée par un substrat diélectrique plan 1 recouvert sur sa face inférieure d'une métallisation 2. La face opposée du substrat reçoit un ruban conducteur 3. C'est une technique de réalisation de guide d'onde assez connue. On peut envisager des guides d'onde réalisés par la métallisation de deux faces d'un solide diélectrique à six faces et se présentant différemment. C'est l'objet de la figure 2. Ce solide peut être un parallélépipède. Sur cette figure, on remarque un parallélépipède 4 en matériau diélectrique ayant une section rectangulaire de côtés a et b. Des métallisations 5 et 6 recouvrent deux faces opposées du diélectrique. A l'inverse de la ligne microruban, la ligne bi-ruban présente deux électrodes semblables. Le côté a est la distance qui sépare les deux électrodes 5 et 6. Une telle ligne propage des ondes électromagnétiques avec un indice efficace
    Figure imgb0001
    représente la longueur d'onde dans le vide et Àg la longueur d'onde dans le guide bi-ruban. Cet indice dépend de la constante diélectrique du matériau et de la géométrie de la ligne. Ainsi, en utilisant un barreau de diélectrique en tétratitanate de baryum BaTi409 de constante diélectrique 37, et de dimensions a et b comprises entre 5 et 10 mm, on obtient, pour 1 GHz, ne=4,7.
  • Une telle ligne peut présenter des fréquences de résonance propres suivant que la valeur de sa longueur L est un multiple pair ou impair de Àg/4 et selon les conditions aux limites. Dans la pratique, on s'intéressera au deux cas suivants:
    • - résonateur demi-onde:
      Figure imgb0002
    • - résonateur quart d'onde:
      Figure imgb0003
  • Des résonateurs demi-onde peuvent se présenter commen le montre la figure 2, c'est-à-dire en circuit ouvert, avec
    Figure imgb0004
    Ils peuvent aussi être du type représenté à la figure 3. On voit sur cette figure un guide d'onde bi-ruban formé par un barreau diélectrique 7 recouvert sur deux de ses faces de dépôts métalliques 8 et 9. Les conditions aux limites: métallisations des extrémités 10 et 11 en font un résonateur λg/2 pour
    Figure imgb0005
  • Un resonateur λg/4 est représenté à la figure 4. Il est formé par une ligne bi-ruban définie par un barreau diélectrique 12, des métallisations 13 et 14 et un court-circuit 15 provoqué par la méallisation de l'un des bouts du barreau. Sa longueur L est égale à λg/4.
  • En utilisant un matériau de constant diélectrique 37 et des métallisations réalisées en argent sérigraphié, on obtient les résultats résumés dans le tableau 1. Les mesures ont été effectuées sur des résonateurs à section carrée (a=b) de type Àg/4 et Àg/2. Le tableau 1 donne également les valeurs de la fréquence de résonance fo, du coefficient de surtension Q à la résonance, du volume V pour chaque résonateur. En fait, ce qui est surtout important pour la section du barreau c'est la distance a qui sépare les métallisations.
    Figure imgb0006
  • On constate, à la lecture du Tableau 1, que la surtension Q est proportionelle à l'arête a et que à section constante, la surtension varie comme la racine carrée de la fréquence. On peut écrire Q=√f, K étant un coefficient de proportionnalité. Si on considère le rapport surtension/volume du diélectrique, on constate que la structure bi-ruban permet d'obtenir des résonateurs ayant d'excellentes performances par rapport à leur encombrement. Pour une surtension et un volume donnés on peut choisir entre les deux types de résonateurs. Par exemple, les résonateurs 4 et 5 sont équivalents à ce point de vue.
  • Afin de disposer de résonateurs stables en température, il est avantageux de choisir un diélectrique approprié. On peut par exemple utiliser un matériau tels que ceux qui ont fait l'objet du brevet de la Demanderesse No. 80.04 601 déposé le 29 Février 1980. Ces matériaux ont des proportions molaires relatives t Ti02, x Sn02, y Zr02, a NiO, b La203 et c Fe où les paramètres t, x, y, a, b et c satisfont aux inéoalités suivantes:
    Figure imgb0007
    Figure imgb0008
    Figure imgb0009
  • Pour x voisin de 0,35 le coefficient de variation thermique s'annule. La constante diélectrique élevée (environ 37) de tels matériaux autorise une réduction de volume des résonateurs pour une longueur d'onde donnée.
  • Ces résonateurs sont typiquement destinés à la réalisation de filtres passe-bande et coupe-bande dans la gamme UHF. Ils peuvent aussi servir à stabiliser des oscillateurs. Des exemples de réalisation de filtres au voisinage de 1 GHz sont présentés ci-dessous. Ils peuvent être aisément transposés à d'autres fréquences et peuvent être réalisés indifféremment à l'aide de résonateurs Àg/2 ou Àg/4.
  • Pour la réalisation de filtres, le type de résonateurs, leur longueur et leur section doivent être choisis en fonction des performances requises.
  • La figure 5 représente une réalisation d'un filtre passe-bande à quatre résonateurs 20, 21, 22 et 23. Ceux-ci correspondent par exemple au numéro 3 du tableau 1, soit a=b=7 mm et de type Àg/4. Ils sont disposés dans un boîtier 24 relié à la masse. La figure 5 est une vue de dessus du boîtier dont le couvercle a été ôté. Une coupe a été réalisée au niveau des trous 25 et 26 d'entrée et de sortie du signal. Le trou 25 permet le passage d'un conducteur 27 qui forme une boucle 29 de couplage, servant de moyens excitateurs, avec le résonateur 20. L'extrémité du conducteur 27 est ensuite reliée au boîtier. Le dispositif permettant la sortie du signal est constitué de façon similaire par un conducteur 28 qui forme une boucle 30, qui sert de moyens collecteurs, au niveau du résonateur 23 et dont l'extrémité est reliée à la masse. Le fond du boîtier est recouvert d'un substrat isolant 31 qui possède par exemple une très faible constante diélectrique. Les résonateurs sont fixés sur le substrat 31, par exemple par collage. Les métallisations des résonateurs quart d'onde sont respectivement parallèles entre elles et perpendiculaires au substrat comme l'indique la figure 5. Le couplage entre résonateurs se fait par inductance mutuelle. Les fréquences propres de chaque résonateur ont été au préalable ajustées soit par fabrication, soit par rodage. La mise au point du filtre est alors largement facilitée. On peut également séparer les résonateurs par des entretoises en matériau diélectrique de faible constante diélectrique. Les distances entre chaque résonateur peuvent être de l'ordre de l'arête a.
  • La figure 6 est une vue en coupe du filtre représenté à la figure 5, la coupe étant effectuée selon AA. Sur ces 2 figures, les mêmes références représentent les mêmes objets. Un couvercle métallique 32 ferme le boîtier et contribue à soustraire le filtre aux influences extérieures, Il peut être fixé au boîtier par des vis non représentées. Afin de procéder à des ajustements fins des couplages entre résonateurs, il est possible de placer des vis de réglage selon les axes 33,34 et 35. Ces vis, situées entre les résonateurs, modifient suivant l'état de leur enfoncement le champ électromagnétique qui règne entre les résonateurs.
  • A titre d'exemple, on a relevé la courbe du coefficient |S21| de la matrice de diffusion en fonction de la fréquence f, c'est-à-dire l'allure de la réponse en fréquence du filtre passe bande à quatre pôles décrit précédemment. C'est l'objet de la figure 7. La réponse en fréquence du filtre est représentée par la courbe 40. L'axe des ordonnées est gradué en décibels. La courbe présente un maximum et deux flancs assez raides qui définissent un filtre passe-bande. Le filtre est caractérisé par une fréquence centrale fo, une bande passante Bx à x dB, l'ondulation que présente le maximum qui détermine une bande passante Bo, des pertes d'insertion. Les fréquences propres des résonateurs 20, 21, 22 et 23 sont respectivement 1060, 1080, 1080 et 1060 MHz. D'après le diagramme de la figure 7, on relève:
    • - des pertes d'insertion dans la gamme Bo inférieures ou égales à 2,5 dB,
    • - une fréquence centrale fo=1070 MHz,
    • - une ondulation dans la bande Bo≤0,5 dB, .
    • - la bande passante Bo=24 MHz,
    • - les bandes passantes à 20 dB et 40 dB, B20=50 MHz et B40=90 MHz.
  • Les mesures effectuées sur ce filtre donnent également |S11| dans Bo<0,1.
  • A titre comparatif, d'autres mesures ont été effectuées sur un filtre passe-bande comportant 3 résonateurs de configurations identiques aux précédents (a=b=6 mm, h=15 mm, εr=37) et de fréquences propres 1060 MHz pour le résonateur d'entrée, 1080 MHz pour celui du milieu et 1060 MHz pour celui de sortie. Les caractéristiques de ce filtre à 3 pôles sont alors: f.=1070 MBz, Bo=20 MHz, B20=50 MHz et B40=110 MHz. Le coefficient S11 de la matrice de diffusion est inférieur à 0,1.
  • Les résonateurs selon l'invention se prêtent également très bien à la réalisation de filtres coupe-bande. La figure 8 représente un tel filtre. La coupe du boîtier a été effectuée comme pour la figure 5. On reconnaît le boîtier 50 sur lequel se fixe un couvercle non représenté. Le fond du boîtier est recouvert d'un substrat 51 en matériau diélectrique de faible constante diélectrique. Le filtre comprend 3 résonateurs quart d'onde 52, 53 et 54, des trous 55 et 56 qui permettent le passage d'un conducteur 57 d'entrée du signal et d'un conducteur de sortie 58, une ligne 59 qui peut être l'âme d'une ligne coaxiale. Le boîtier ainsi que son couvercle sont réunis à la masse. Les distances séparant les résonateurs entre eux et entre la ligne 59 sont de l'ordre de grandeur de l'arête a. Il est également possible d'obtenir avec ce genre de filtres un réglage des couplages par la présence de vis modifiant le champ électromagnétique entre les résonateurs.
  • Les filtres coupe-bandes et passe-bandes réalisés à l'aide de résonateurs quart d'onde présentent une première réponse parasite à une fréquence sensiblement triple de leur fréquence de fonctionnement.

Claims (3)

1. Filtre haute-fréquence comportant:
- un boitier (24) comportant une face inférieure recouverte d'un substrat (31) isolant;
- au moins un résonateur fixé audit substrat et comprenant un milieu diélectrique à six faces, caractérisé en ce que quatre au plus desdites faces étant recouvertes par une métallisation et deux autres faces non recouvertes étant opposées l'une à l'autre, lesdites faces métallisées étant perpendiculaires au plan du substrat.
2. Filtre haute-fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits résonateurs (20, 21, 22 et 23) sont agencés entre des moyens excitateurs (29) et collecteurs (30) constituant les bornes d'entrée et de sortie dudit filtre afin que l'énergie électromagnétique incidente soit filtrée successivement par lesdits résonateurs; la présence desdits résonateurs produisant un filtre passe-bande.
3. Filtre haute-fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits résonateurs (52, 53 et 54) sont agencés pour prélever de l'énergie électromagnétique véhiculée par une ligne de propagation (59) reliant les bornes d'entrée et de sortie dudit filtre; la présence desdits résonateurs produisant un filtre coupe-bande.
EP83402026A 1982-10-29 1983-10-18 Résonateurs bi-rubans et filtres réalisés à partir de ces résonateurs (11111) Expired EP0108003B1 (fr)

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