EP0050132A1 - Stromversorgungsgerät. - Google Patents

Stromversorgungsgerät.

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EP0050132A1
EP0050132A1 EP81900980A EP81900980A EP0050132A1 EP 0050132 A1 EP0050132 A1 EP 0050132A1 EP 81900980 A EP81900980 A EP 81900980A EP 81900980 A EP81900980 A EP 81900980A EP 0050132 A1 EP0050132 A1 EP 0050132A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
capacitor
charging
voltage
main transistor
protective
Prior art date
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Granted
Application number
EP81900980A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0050132B1 (de
Inventor
Max Kerscher
Armin Kroning
Anh-Dung Nguyen
Reinhold Priller
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
Priority claimed from DE3014472A external-priority patent/DE3014472C2/de
Priority claimed from DE19803029656 external-priority patent/DE3029656C2/de
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to AT81900980T priority Critical patent/ATE8954T1/de
Publication of EP0050132A1 publication Critical patent/EP0050132A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0050132B1 publication Critical patent/EP0050132B1/de
Expired legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters

Definitions

  • the invention relates to a power supply device according to the preamble of claim 1.
  • a capacitor is connected in parallel to the switching path of the transistor, which delays the rise in voltage and is discharged again when the T-transistor is switched on again.
  • An additional protective choke must then ensure a delayed current rise in order to keep the start-up losses low.
  • such a protective choke must again be connected in parallel with a freewheeling diode for reverse magnetization, the short-term, but high, reverse current of which increases the switch-on losses.
  • the invention is therefore based on the object of reducing the power losses, in particular in the main transistor, in a power supply device of the type mentioned at the outset.
  • the protective choke is therefore not arranged in the load circuit and therefore does not have the load current flowing through it. But above all there are none Free-wheeling diodes required to magnetise the protective choke; rather, the energy stored in it is used for additional charging of the charging capacitor of the additional rectifier.
  • the voltage supply for the electronics requires a higher positive and a smaller negative voltage.
  • the charging capacitor of the additional rectifier consists of two partial capacitors. It is not practical to adjust the voltage relationship by selecting the appropriate capacitance, since a very large capacitor would be needed to generate the lower voltage, but the energy requirement at the lower voltage level is lower than at the higher one.
  • the relation of the voltages at the two partial capacitors is therefore preferably set by appropriate dimensioning of the protective choke.
  • the protective choke must be dimensioned about three times as large as would be necessary with a view to reducing the steepness of the discharge current of the protective capacitor; With capacitors of approximately the same capacitance, a voltage ratio of approximately 1: 3 can then be set.
  • the charging capacitor of the auxiliary rectifier additionally receives energy from the main rectifier. If the charging capacitor consists of two partial capacitors, one of them receives additional energy if the protective capacitor is charged when the main transistor is blocked.
  • the protective capacitor is preferably dimensioned in such a way that this additional energy is at least sufficient to control the main transistor.
  • the other partial capacitor is then charged with part of the energy of the protective capacitor through the protective inductor, which in turn loads the two partial capacitors in series connection, with the main transistor turned on.
  • the additional rectifier does not need to supply the energy supplied to the partial capacitors via the protective capacitor, which can be dimensioned correspondingly smaller. It is particularly expedient to connect the additional rectifier to the feeding AC voltage network using appropriately small capacitors: In this way, the low supply voltages for the electronics of the control section can be generated almost loss-free even if only an AC voltage network with a relatively high voltage is available.
  • the main transistor is only switched on when the current through the charging choke is already present. Zero is: The main transistor is then not loaded by a reverse current of the decoupling diode or a residual current of the charging choke, for which this results in the smallest rating for a given power.
  • conventional control sets and two-position controllers preferably switch at a size other than zero, the signal proportional to the current through the charging inductor is fed to them via a delaying RC element, which is dimensioned such that the signal required for reversing the main transistor is reached when the current through the charging choke is zero.
  • the power supply device is preferably used to supply an inverter to which a series resonance circuit is connected and the capacitor of which is connected in parallel to a discharge lamp can then be operated with a relatively high-frequency voltage, whereby on the one hand a high luminous efficacy can be achieved and on the other hand a small reactance is sufficient to limit the current.
  • An almost sinusoidal current load of the AC voltage network can also be achieved if the tax rate is designed as a two-point controller and an actual value is supplied to it, which is derived from the unsmoothed rectified AC network voltage.
  • the DC intermediate circuit proposed here with a storage capacitor prevents the lamp operating voltage from being modulated with the frequency of the AC mains voltage, resulting in a more stable discharge with higher light output.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of the power supply unit, in which the inverter W connected to it and the control part X are shown as a block
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of the inverter W
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of the control part X, in addition in FIGS whose function particularly important circuit parts of other figures are shown with their terminals (1 to 16).
  • the storage capacitor C18 is connected on the one hand via a blocking inductor L1, the charging diode D27 and the charging inductor L4, and on the other hand via a measuring resistor R33 to a main rectifier G1 in a two-way circuit, which is fed by an AC voltage network N and at its terminals 1, 4 an essential unsmoothed tension provides: Already the absence of a Charging capacitor at this point leads to a more favorable course of the mains current.
  • the signal at the measuring resistor R33 located between the main transistor V6 and the storage capacitor C18 on the one hand and the main rectifier G1 on the other hand is fed via a delay element (resistor R27 and capacitor C14) to the input 7 of the control part X, which consists of a monitoring part and there is a regulator; the latter controls the main transistor V6 as a switch: when the main transistor V6 is switched on, the inductor L4 charges and delays the capacitor C14 until its voltage reaches the setpoint, which is fed to the controller of the control part X via the terminals 1 and 4 and the shape of an unsmoothed one rectified AC voltage: The current drawn from the network thus has a sinusoidal profile on average.
  • the controller switches off the main transistor V6: the reactor L4 then outputs its energy via the charging diode D27 to the storage capacitor C18, the voltage of which in the meantime had dropped somewhat as a result of the load from the inverter W.
  • the signal at the measuring resistor R33 and - with a delay - the signal at the capacitor C14 decrease.
  • the delay element R27 / C14 is dimensioned so that the voltage at C14 reaches the lower switchover point of the controller when the current through the charging inductor L4 has become zero, that is, it has been completely magnetized back: When V6 is then switched on, this transi thus disturbs neither a residual current of the charging inductor L4 nor a reverse current of the diode D27, so that there are practically no switch-on losses.
  • the protective capacitor C17 is used to limit the voltage rise at the blocked main transistor V6 and is connected in parallel to the switching path of this transistor and the measuring resistor R33 via the decoupling diode D9 and a capacitor C8:
  • the protective capacitor C17 charges via L4, D9 and thereby delays the rise in the blocking voltage at the switching path of the main transistor V6, so that only a small power loss occurs.
  • the operating voltages for the control part X are from the. Supplied rectifier G2, which is connected to the AC network N via capacitors C6, C7 and which feeds the partial capacitors C8 and C9 in series connection; the connection point of these two capacitors lies at the negative terminal 4 of the main rectifier G1, so that they supply a positive or a negative operating voltage.
  • the partial capacitor C8 is also connected to the main rectifier G1 via the decoupling diode D9, the protective capacitor C17 and the charging inductor L4, and thus receives an additional charge from the main rectifier when the main transistor V6 is blocked and C17 charges C17 is dimensioned as large at 300 pF, that this additional charge of C8 is sufficient for the subsequent control of the main transistor. Additional rectifiers and capacitors C6, C7 are therefore only dimensioned for the remaining power requirements of the controller and monitoring section.
  • the other partial capacitor C9 is connected via the protective inductor L9 and the protective capacitor C17 in parallel to the switching path of the main transistor V6 and the measuring resistor R33;
  • the discharge current of the protective capacitor C17 flows through this circuit and thus via C9 when the main transistor V6 is turned on, which in this case charges the partial capacitor C9.
  • the partial capacitor C9 with approximately 3 V has to deliver a substantially lower voltage than the partial capacitor C8 with approximately 8 V, both capacitors have approximately the same capacitance (approximately 50 ⁇ F).
  • the different voltages are set during operation by appropriate dimensioning of the protective choke L9: the latter is dimensioned about three times as large as would be necessary to delay the rise sufficiently.
  • the recharging of the partial capacitor C9 when the protective capacitor C17 is discharged via the main transistor V6 is namely significantly less than the charge of the partial capacitor C8 when the protective capacitor C17 is charged.
  • Such a coordination of the time constants is a prerequisite that a complete charge or discharge of C17 is guaranteed in the associated switching cycles of V6.
  • the energy stored in the protective choke L9 is finally discharged via the diode D9 and the two partial capacitors C8 and C9 in series connection. This discharge process is irrelevant for the voltage relation across the partial capacitors, since it affects both capacitors to the same extent.
  • the energy of the protective choke L9 is thus used to supply the electronics and does not burden the main transistor V6.
  • some diodes D30 or a zener diode are connected, which the voltage at V6 of the discharge current from C17 to V6 When switching on the device (C18 uncharged; very high “short circuit current”) limit to a harmless value, which is, however, above the maximum possible voltage value at R33 during operation.
  • a swinging diode D42 is also connected in anti-parallel to the main transistor and the measuring resistor R33;
  • the "invisible" capacitances (the choke, the diodes, etc.) can discharge past the main transistor V6 via these.
  • the storage capacitor C18 is connected in parallel with the main transistor V6 via the charging diode D27 and a small blocking inductor L1 (approx. 1 ⁇ H): This reduces the voltage gradient at C18 and thus the HF interference voltage that would otherwise be emitted via the lamp L.
  • the inverter according to FIG 2 contains two transistors V7, V8 connected in series between its terminals 11, 8.
  • Parallel to the switching path of the transistor V7 is a series resonance circuit with the choke L7 and the capacitor C23 in series with a switching capacitor C22 and the primary winding L81 of a saturation transformer T8 with secondary windings L82, L83, L84 and L85.
  • the discharge lamp L is arranged in parallel with the capacitor C23, so that its electrodes 11, 12 are connected in series with the series resonant circuit.
  • the parallel circuit comprising a capacitor and a diode C26, D46 and C27, D47 is arranged in parallel with each electrode.
  • the diodes are polarized so that either the anodes or the cathodes of both diodes are located on the ends of the electrodes 11, 12 connected to the capacitor C23 of the series resonant circuit.
  • a control set St known per se, of which only, is used for alternating control of the transistors V7, V8 the secondary windings L83, L84 of the saturation transformer T8 are shown: this results in an alternating charge of the reversing capacitor C22 via V8 from C18 and then a discharge via V7.
  • the operating frequency of the inverter, determined by the saturation transformer, is slightly above the resonance frequency of the series resonance circuit: This creates a gap between the reversal of V7 and V8.
  • a delayed start-up of the inverter is ensured with the help of a capacitor C19, which is only charged when the controller (V6) is working: If there is sufficient voltage at C19, V8 is controlled by a trigger diode D34 and C19 is then discharged again (sufficient energy for cold start ).
  • the capacitor C19 is in turn connected in parallel via a capacitor C20 and a diode D32 to the switching path of the main transistor V6 and can therefore only be charged to a value sufficient for the inverter to oscillate when the controller is clocked properly.
  • the capacitor C20 is connected in parallel with the protective capacitor C17 via a resistor R40: the energy of C20 therefore serves, like that of C17, to charge the partial capacitors C8 and C9.
  • the saturation transformer T8 has two further secondary windings L82, L85; A current-dependent shutdown is effected via L82 and an increase in the operating frequency of the inverter is effected via L85 in the start-up phase (cf. FIG. 3). The latter results in a lamp voltage which, even at high ambient temperatures, is not sufficient to ignite it, so that sufficient lamp preheating is also ensured in this case.
  • the Short circuit of L85 is canceled at the end of the start-up phase: With * operating frequency, the lamp voltage then rises to a value that is sufficient for reliable ignition even at 0 ° C ambient temperature.
  • the heating power that is not required in continuous operation is disruptive.
  • this is reduced considerably by the diodes D46, D47: namely, the voltage at the emitting electrode is limited to the threshold value of the diode (approximately 1 volt) and the power consumption of the ignited lamp is thus significantly reduced.
  • the unlimited voltage of the emitting electrode is about six times greater than the threshold value of the diode, whereas the voltage of the non-emitting electrode is only about 2 volts anyway.
  • the control part X shown in FIG 3 consists of a
  • Controller (left of the dotted line) and a monitoring part; the controller is constructed as a two-point controller and has a comparator V13 at its heart, the output of which is connected via a resistor R25 to a terminal K to which a positive operating voltage can be switched.
  • V13 controls a transistor V4, the collector of which is connected to the base of a further transistor V5, via which the control current of the main transistor V6 is then passed.
  • V5 The basis of V5 is also based on the tap of a voltage divider with resistors R31, R30, R24, R18 and R2, which is connected between positive terminal K and terminal 4, which is at zero potential, and which supplies the setpoint for comparator V13;
  • the resistor R2 drops across the terminal 1 and the resistor R1 * a signal dependent on the rectified mains voltage is supplied.
  • the hysteresis of the two-position controller is determined by connecting the collector of transistor V4 to a tap on this voltage divider:
  • transistor V4 is turned on, taps the voltage divider at the negative input of the comparator via diode D22 to the negative terminal 3 and blocks the transistors V5 and V6 by negative potential at their bases.
  • the lower response limit value of the comparator V13 is thereby set to a small positive value via D23 and R30, which is practically independent of the course of the setpoint at 1.
  • the switch-on point of the main transistor V6 is independent of the course of the setpoint and can be set such that V6 only switches on when the current through the charging inductor L4 is zero.
  • the task of the monitoring part in FIG. 3 is to ensure adequate lamp preheating and to block the main transistor V6 with certainty under certain critical operating conditions.
  • the latter is achieved with the aid of a transistor V3, which interrupts the operating voltage of the regulator (except the end transistor V5).
  • Such blocking of the power supply is necessary as long as the partial capacitors C8 and 09 have not yet reached their operating voltage after switching on the device, since then no clear control of the main transistor V6 in switching operation is guaranteed;
  • the inverter is overloaded or idling, switch off and limit the voltage when operating with a lamp with insufficient power.
  • the transistor V3 is used to switch off the controller, via which the positive operating voltage at terminal 2 can be switched to the controller (terminal K).
  • This transistor receives its control current from a further transistor V2, the base of which is connected to a voltage divider R8, R9 connected between 2 and a diode D17 and whose emitter is connected to a Zener diode D13 which is connected via a resistor R3 between 2 and 4.
  • Zener diode and voltage divider are dimensioned such that transistor V2 is only turned on when the voltage across the capacitor C8 has reached a minimum value required for operation. In this. Case is the potential the base of V2 is sufficiently larger than that at the emitter, which is determined by the Zener diode D13: this makes the transistors V2 and V3 conductive and the supply voltage for the controller is at K.
  • transistor V4 of the regulator is turned on via diode D17 and resistor R25 and thus V5 and V6 are blocked.
  • V3 remains on as long as there is negative potential at the output of the comparator V12 and transistor V17 is thereby blocked via diode D62.
  • This switching state characterizes normal operation, in which the potential at the output of comparator 12 is determined by the voltage at partial capacitor C9 (terminal 3), since in normal operation the voltage of zener diode D13 at the negative input is normally greater than that at the positive input.
  • the comparator V12 only switches over (positive potential at the output) when the voltage at its positive input becomes greater than the voltage at the Zener diode D13: Then V17 receives a control current via R60 and blocks the transistors V2, V3 and via this also V5 and the Main transistor V6.
  • transistor V10 which is blocked in normal operation, is turned on via R13, thereby short-circuiting winding L82 of transformer T8 via diode D41.
  • the transistors V7, V8 of the inverter thus no longer receive a control voltage and block.
  • the capacitor C11 is simultaneously discharged to such an extent that there is no immediate shutdown when the device is started up again.
  • the shutdown described is dependent on the voltage across the capacitors C11 and C10, which are discharged via R14 and charged via the diode D41 and resistor R41 with a voltage generated by the secondary winding L82 of the transformer T8 in the inverter
  • FIG 2 is delivered and the. is proportional to the current through (particularly high when the lamp is not ignited, the series resonance circuit is not damped).
  • V12 voltage divider R12, D16 and R14
  • Zener diode D13 the negative input
  • Capacitors C10 and R14 are dimensioned in such a way that a rapid succession of fewer start pulses - starting a new lamp - does not lead to switch-off any more than a larger number of pulses with a greater distance (start of an old lamp).
  • capacitors C26 and C27 are provided in parallel to the electrodes 11, 12 and are dimensioned such that the current flowing when the lamp is missing is above the response limit value.
  • the reactance of the capacitors C26 and C27 is approximately ten times the resistance of an electrode at the average operating frequency of approximately 40 kHz.
  • the switching path of which is connected to resistor R2 is connected in parallel in the voltage divider at the input of the comparator V13 of the controller: Therefore, if the voltage at C18 exceeds a value specified by the dimensioning of the voltage divider R5, R6 and the Zener diode D12, then V1 becomes conductive and thus the one supplied to the comparator via its negative input, im other setpoint dependent on the voltage at 1 more or less greatly reduced. In this way, the voltage of the storage capacitor is limited to a predetermined value.
  • a switching device S is also controlled, of which only one transistor is shown, with the aid of which the secondary winding L85 of the saturation transformer T8 can be short-circuited; the switching path of this transistor lies between the direct current clamps and the winding L85 between the. AC terminals of a rectifier bridge (see FIG 2).
  • the transistor V18 is turned on, for example, by a monostable multivibrator as soon as the inverter starts to work and a voltage occurs at C11.
  • the winding L85 is then short-circuited, so that the inverter oscillates at a higher frequency and the voltage on the lamp is thus reduced to a value which is insufficient for ignition.
  • the inverters are to be connected in parallel by connecting the terminals 4, 8, 11, 13 and 14 with the same names in FIG. 1.
  • the special circuit part to the right of the dash-dotted line in FIG. 3 is to be provided twice in this case, the terminals 4, 5 and 10 of this second circuit part having to be connected to the terminals of the same inverter with the same designation.
  • Terminals 15 and 16 of the second special circuit section are to be connected to terminals 15 'and 16' of the common monitoring section (on the left of the dash-dotted line):
  • this circuit ensures that each of the two inverters is switched off individually in accordance with the criteria explained above. After switching off one of the two inverters, however, the controller must be given a new setpoint in order to avoid an inadmissible increase in the voltage on the capacitor C18.
  • resistor R2 in the voltage divider at the input of comparator V13 is connected in parallel with a transistor V16, which is controlled by a comparator V15: The negative input of V15 is at R50 at a high positive potential, so that negative potential is at the output and V16 is therefore normally blocked is.
  • V15 switches over and controls VI6 when one of the two inverters is switched off, because in this case the negative input of V15 via the activated transistor V10 and one of the two special circuit parts Diode D52 or diode D51 is set to zero potential (terminal 4).

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Description

Stromversorgungsgerät
Die Erfindung betrifft ein Stromversorgungsgerät gemäß Oberbegriff des Anspruches 1.
Beim Betrieb eines Transistors als Schalter ist darauf zu achten, daß die Schaltverluste möglichst klein bleiben, vor allem, wenn die Schaltfrequenz hoch gewählt wird. Zur Reduzierung der Ausschaltverluste schaltet man der Schaltstrecke des Transistors einen Kondensator parallel, der den Anstieg der Spannung verzögert und der beim folgenden Einschalten des T-ransistors wieder entladen wird. Eine zusätzliche Schutzdrossel muß dann aber für einen verzögerten Stromanstieg sorgen, um die Einschaltverluste niedrig zu halten. Einer solchen Schutzdrossel muß nun andererseits wieder eine Freilaufdiode zur Rückmagnetisierung parallel geschaltet werden, deren kurzzeitiger, jedoch hoher, Rückstrom die Einschaltverluste vergrößert.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einem Stromversorgungsgerät der eingangs genannten Art die Leistungsverluste, insbesondere im Haupttransistor, zu senken.
Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gekennzeichnet.
Im Gegensatz zum Stand der Technik ist somit die Schutzdrossel nicht im Lastkreis angeordnet und daher nicht vom Laststrom durchflössen. Vor allem sind aber keine Freilaufdioden zur Rückmagnetisierung der Schutzdrossel erforderlich; vielmehr wird die in ihr gespeicherte Energie zur zusätzlichen Ladung des Ladekondensators des Zusatzgleichrichters herangezogen.
In vielen Fällen erfordert die Spannungsversorgung der Elektronik (Regler, Schutzeinrichtung) eine höhere positive und eine kleinere negative Spannung. Um diese zu erzeugen, besteht gemäß Weiterbildung der Erfindung der Ladekondensator des Zusatzgleichrichters aus zwei Teilkondensatoren. Hierbei ist es unzweckmäßig, die Relation der Spannungen durch entsprechende Wahl der Kapazitäten einzustellen, da man dann gerade für die Erzeugung der niedrigeren Spannung einen sehr großen Kondensator benötigen würde, andererseits aber gerade der Energiebedarf auf dem niedrigeren Spannungsniveau geringer ist als auf dem höheren. Vorzugsweise wird daher die Relation der Spannungen an den beiden Teilkondensatoren durch entsprechende Bemessung der Schutzdrossel eingestellt. Die Schutzdrossel muß hierzu etwa dreimal so groß bemessen werden als es im Hinblick auf die Reduzierung der Steilheit des EntladeStromes des Schutzkondensators erforderlich wäre; mit Kondensatoren etwa gleicher Kapazität läß sich dann ein Spannungsverhältnis von etwa 1 : 3 einstellen.
Bei der beschriebenen Weiterbildung der Erfindung erhält der Ladekondensator des Züsatzgleichrichters zusätzlich Energie von dem Hauptgleichrichter. Besteht der Ladekondensator aus zwei Teilkondensatoren, so erhält der eine davon eine Zusatzenergie, wenn der Schutzkondensator bei gesperrtem Haupttransistor aufgeladen wird. Der Schutzkondensator ist hierbei vorzugsweise so bemessen, daß diese Zusatzenergie wenigstens zur Durchsteuerung des Haupttransistors ausreicht. Der andere Teilkondensator wird dann bei durchgesteuertem Haupttransistor mit einem Teil der Energie des Schutzkondensators über die Schutzdrossel aufgeladen, die ihrerseits die beiden Teilkondensatoren in Reihenschaltung lad. Die den Teilkondensatoren über den Schutzkondensator zugeführte Energie braucht der Zusatzgleichrichter nicht zu liefern, der entsprechend kleiner bemessen werden kann. Besonders zweckmäßig ist es dabei, den Zusatzgleichrichter über entsprechend klein bemessene Kondensatoren an das speisende Wechselspannungsnetz anzuschließen: Auf diese Weise lassen sich die niedrigen Speisespannungen für die Elektronik des Steuerteiles nahezu verlustfrei auch dann erzeugen, wenn nur ein Wechselspannungsnetz mit verhältnismäßig hoher Spannung zur Verfügung steht.
Zur weiteren Reduzierung der Verluste wird gemäß einer Weiterbildung der Erfindung der Haupttransistor immer erst eingeschaltet, wenn der Strom durch die Ladedrossel bereits. Null ist: Der Haupttransistor wird dann im Einschaltaugenblick weder durch einen Rückstrom der Entkopplungsdiode noch durch einen Reststrom der Ladedrossel belastet, für die sich dadurch bei gegebener Leistung die kleinste Bemessung ergibt. Da andererseits übliche Steuersätze und Zweipunktregler vorzugsweise bei einer von Null verschiedenen Größe umschalten, wird ihnen das dem Strom durch die Ladedrossel proportionale Signal über ein verzögerndes RC-Glied zugeführt, das so bemessen ist, daß das zur Umsteuerung des Haupttransistors erforderliche Signal gerade dann erreicht ist, wenn der Strom durch die Ladedrossel Null ist.
Vorzugsweise wird das erfindungsgemäße Stromversorgungsgerät zur Speisung eines Wechselrichters verwendet, an den ein Serienresonanzkreis angeschlossen ist und dessen Kondensator eine Entladungslampe parallel liegt Diese kann dann mit einer verhältnismäßig hochfrequenten Spannung betrieben werden, wodurch sich einerseits eine hohe Lichtausbeute erzielen läßt, andererseits bereits ein kleiner Blindwiderstand zur Strombegrenzung ausreicht. Dabei läßt sich auch eine nahezu sinusförmige Strombelastung des Wechselspannungsnetzes erzielen, wenn man den Steuersatz als Zweipunktregler ausbildet und diesem eine Istwert zuführt, der von der ungeglätteten gleichgerichteten NetzwechselSpannung abgeleitet ist. Im Gegensatz zu bekannten Vorschlägen dieser Art verhindert dabei der hier vorgeschlagene Gleichstromzwischenkreis mit einem Speicherkondensator eine Modulation der Lampenbetriebsspannung mit der Frequenz der Netzwechselspannung, wodurch sich eine stabilere Entladung bei höherer Lichtaus beute ergibt.
Ein Ausführungsbeispiel dieser Art wird anhand der Figuren erläutert. Es zeigen:
FIG 1 ein Schaltbild des Stromversorgungsgerätes, in dem der daran angeschlossene Wechselrichter W und der Steuerteil X als Block dargestellt sind, FIG 2 ein Schaltbild des Wechselrichters W, und FIG 3 ein Schaltbild des Steuerteiles X, wobei in den FIG 2 und 3 zusätzlich die für deren Funktion besonders wichtigen Schaltungsteile anderer Figuren mit ihren Anschlußklemmen (1 bis 16) dargestellt sind.
Gemäß FIG 1 ist der Speicherkondensator C18 einerseits über eine Sperrdrossel L1 , die Ladediode D27 und die Ladedrossel L4, andererseits über einen Meßwiderstand R33 an einen Hauptgleichrichter G1 in Zweiwegschaltung angeschlossen, der von einem Wechselspannungsnetz N gespeist wird und an seinen Klemmen 1 , 4 eine im wesentliche ungeglättete Spannung liefert: Bereits das Fehlen eines Ladekondensators an dieser Stelle führt zu einem günstigeren Verlauf des Netzstromes.
Zur Regelung der Spannung an dem Speicherkondensator C18 dient der Haupttransistor V6, über den die Ladedrossel L4 an den Hauptgleichrichter schaltbar und dadurch aufladbar ist. Das Signal an dem zwischen Haupttransistor V6 und Speicherkondensator C18 einerseits und Hauptgleichrichter G1 andererseits liegenden Meßwiderstand R33 wird über ein Verzögerungsglied (Widerstand R27 und Kondensator C14) dem Eingang 7 des Steuerteiles X zugeführt, das aus einem Überwachungsteil und einem Regler besteht; letzterer steuert den Haupttransistor V6 als Schalter: Bei durchgeschaltetem Haupttransistor V6 lädt sich die Drossel L4 und verzögert den Kondensator C14 auf, bis dessen Spannung den Sollwert erreicht, der dem Regler des Steuerteiles X über die Klemmen 1 und 4 zugeführt wird und die Form einer ungeglätteten gleichgerichteten WechselSpannung hat: Der aus dem Netz gezogene Strom hat somit im Mittel einen sinusförmigen Verlauf.
Sobald der Istwert den Sollwert erreicht hat, schaltet der Regler den Haupttransisbor V6 ab: Die Drossel L4 gibt dann ihre Energie über die Ladediode D27 an den Speicherkondensator C18 ab, dessen Spannung in der Zwischenzeit infolge der Belastung durch den Wechselrichter W etwas abgesunken war. Während der Aufladung des Speicherkondensätors nimmt das Signal am Meßwiderstand R33 und - verzögert - das Signal am Kondensator C14 ab. Das Verzögerungsglied R27/C14 ist so bemessen, daß die Spannung an C14 gerade dann den unteren Umschaltpunkt des Reglers erreicht, wenn der Strom durch die Ladedrossel L4 Null geworden, diese also vollständig rückmagnetisiert ist: Bei der dann folgenden Einschaltung von V6 hat dieser Transi stör somit weder einen Reststrom der Ladedrossel L4 noch einen Rückstrom der Diode D27 zu übernehmen, so daß praktisch keine Einschaltverluste entstehen.
Der Schutzkondensator C17 dient zur Begrenzung des Spannungsanstieges an dem gesperrten Haupttransisotr V6 und ist hierzu der Schaltstrecke dieses Transistors und dem Meßwiderstand R33 über die Entkopplungsdiode D9 und einen Kondensator C8 parallel geschaltet:
Wenn der Haupttransistor V6 gesperrt wird, lädt sich der Schutzkondensator C17 über L4, D9 auf und verzögert dadurch den Anstieg der Sperrspannung an der Schaltstrecke des Haupttransistors V6, so daß nur eine geringe Verlustleistung auftritt.
Die Betriebsspannungen für den Steuerteil X werden von dem. Zusatzgleichrichter G2 geliefert, der über Kondensatoren C6, C7 an das Wechselspannungsnetz N angeschlossen ist und der in Reihenschaltung die Teilkondensatoren C8 und C9 speist; der Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren liegt dabei an der negativen Klemme 4 des Hauptgleichrichters G1 , so daß sie eine positive bzw. eine ne gative Betriebsspannung liefern.
Der Teilkondensator C8 liegt zugleich über die Entkopplungsdiode D9, den Schutzkondensator C17 und die Ladedrossel L4 an dem Hauptgleichrichter G1 , und erhält somit eine zusätzliche Ladung vom Hauptgleichrichter, wenn der Haupttransistor V6 gesperrt ist und C17 sich auflädt C17 ist mit 300 pF so groß bemessen, daß diese Zusatzladung von C8 für die folgende Durchsteuerung des Haupttransistors ausreicht. Zusatzgleichrichter und die Kondensatoren C6, C7 sind daher nur für den restlichen Leistungsbedarf von Regler und Überwachungsteil bemessen. Der andere Teilkondensator C9 liegt über die Schutzdrossel L9 und den Schutzkondensator C17 parallel zur Schaltstrecke des Haupttransistors V6 und den Meßwiderstand R33; über diesen Stromkreis und damit über C9 fließt der Entladestrom des Schutzkondensators C17 bei durchgesteuertem Haupttransistor V6 , der hierbei den Teilkondensator C9 auflädt.
Obwohl der Teilkondensator C9 mit etwa 3 V eine wesentlieh niedrigere Spannung zu liefern hat als der Teilkondensator C8 mit etwa 8 V, haben beide Kondensatoren ungefähr die gleiche Kapazität (ca. 50 μF). Die unterschiedlichen Spannungen werden im Betrieb durch entsprechende Bemessung der Schutzdrossel L9 eingestellt: Letztere ist etwa dreimal so groß bemessen, als dies zur ausreichenden Verzögerung des Anstieges erforderlich wäre. Die Nachladung des Teilkondensators C9 bei der Entladung des Schutzkondensators C17 über den Haupttransistor V6 ist nämlich wesentlich geringer als die Ladung des Teilkondensators C8 bei Aufladung des Schutzkondensators C17. Dabei ist eine solche Abstimmung der Zeitkonstanten vorausgesetzt, daß eine vollständige Auf- bzw. Entladung von C17 in den zugehörigen Schaltzyklen von V6 gewährleistet ist.
Die in der Schutzdrossel L9 gespeicherte Energie entlädir sich schließlich über die Diode D9 und die beiden Teilkondensatoren C8 und C9 in Reihenschaltung. Für die Spannungsrelation an den Teilkondensatoren ist dieser Entladevorgang unerheblich, da er beide Kondensatoren in gleichem Ausmaß betrifft. Die Energie der Schutzdrossel L9 wird somit für die Speisung der Elektronik genutzt und belastet nicht den Haupttransistor V6.
Parallel zum Meßwiderstand R33 sind einige Dioden D30 oder eine Zenerdiode geschaltet, die die Spannung an V6 des Entladestromes von C17 über V6 beim Einschalten des Gerätes (C18 ungeladen; sehr hoher "Kurz Schluß ström" ) auf einen unschädlichen Wert begrenzen, der jedoch über dem im Betrieb maximal möglichen Spannungswert an R33 liegt .
Dem Haupttransistor und dem Meßwiderstand R33 ist ferner eine Umschwingdiode D42 antiparallel geschaltet; über diese können sich die "unsichtbaren" Kapazitäten (der Drossel, der Dioden, etc.) am Haupttransistor V6 vorbei entladen.
Der Speicherkondensator C18 ist über die Ladediode D27 und eine kleine Sperrdrossel L1 (ca. 1 μ H. ) dem Haupttransistor V6 parallelgeschaltet: Dadurch wird der Spannungsgradient an C18 und damit die HF-Störspannung reduziert, die sonst über die Lampe L abgestrahlt würde.
Der Wechselrichter gemäß FIG 2 enthält zwischen seinen Klemmen 11, 8 zwei Transistoren V7, V8 in Reihenschaltung. Parallel zur Schaltstrecke des Transistors V7 liegt ein Serienresonanzkreis mit der Drossel L7 und dem Kondensator C23 in Reihe mit einem Umschwingkondensator C22 und der Primärwicklung L81 eines Sättigungs-Transformators T8 mit Sekundärwicklungen L82, L83 , L84 und L85. Parallel zu dem Kondensator C23 ist die Entladungslampe L angeordnet, so daß deren Elektroden 11 , 12 in Reihenschaltung mit dem Serienresonanzkreis liegen. Parallel zu jeder Elektrode ist die Parallelschaltung aus einem Kondensator und einer Diode C26, D46 bzw. C27, D47 angeordnet. Die Dioden sind dabei so gepolt, daß entweder die Anoden oder die Kathoden beider Dioden an dem mit dem Kondensator C23 des Serienresonanzkreises verbundenen Enden der Elektroden 11 , 12 liegen.
Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren V7, V8 dient ein an sich bekannter Steuersatz St , von dem nur die Sekundärwicklungen L83, L84 des Sättigungs-Transformators T8 dargestellt sind: Daraus ergibt sich abwechselnd eine Aufladung des Umschwingkondensators C22 über V8 aus C18 und anschließend eine Entladung über V7. Die durch den Sättigungs-Transformator bestimmte Betriebsfrequenz des Wechselrichters liegt dabei etwas über der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises: Dädurch entsteht zwischen der Umsteuerung von V7 und V8 jeweils eine Lücke. Ein verzögerter Anlauf des Wechselrichters wird mit Hilfe eines Kondensators C19 sichergestellt, der erst aufgeladen wird, wenn der Regler (V6) arbeitet: Bei ausreichender Spannung an C19 wird V8 über eine Triggerdiode D34 durchgesteuert und dabei C19 über D33 wieder entladen (ausreichende Energie für Kaltstart).
C19 ist seinerseits über einen Kondensator C20 und eine Diode D32 der Schaltstrecke des Haupttransistors V6 parallel gelegt und kann sich daher erst auf eine zum Anschwingen des Wechselrichters ausreichenden Wert aufladen, wenn der Regler ordnungsgemäß taktet. Zur periodischen Entladung bei durchgesteuertem Haupttransistor V6 ist der Kondensator C20 über einen Widerstand R40 dem Schutzkondensator C17 parallel geschaltet: Die Energie von C20 dient daher wie die von C17 der Aufladung der Teilkondensatoren C8 und C9.
Der Sättigungs-Transformator T8 hat zwei weitere Sekundärwicklungsn L82, L85; über L82 wird eine stromabhängige Abschaltung und über L85 in der Anlaufphase eine Erhöhung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters bewirkt (vgl. FIG 3). Letzteres hat eine Lampenspannung zur Folge, die auch bei hoher Umgebungstemperatur nicht zu deren Zündung ausreicht, so daß auch in diesem Fall eine ausreichende Vorheizung der Lampe gewährleistet ist. Der Kurzschluß von L85 wird am Ende der Anlaufphase aufgehoben: Mit * Betriebsfrequenz steigt dann die Lampenspannung auf einen Wert, der auch bei 0° C Umgebungstemperatur zu einer sicheren Zündung ausreicht.
Auf diese Weise wird ein für die Lebensdauer der Lampe wesentlicher Warmstart sichergestellt. Andererseits stört dabei die im Dauerbetrieb nicht erforderliche Heizleistung. Diese wird jedoch durch die Dioden D46, D47 we sentlieh reduziert: Durch sie wird nämlich die Spannung an der jeweils emittierenden Elektrode auf den Schwellwert der Diode (etwa 1 Volt) begrenzt und damit die Leistungsaufnahme der gezündeten Lampe wesentlich herabgesetzt. Das ist darauf zurückzuführen, daß die unbegrenzte Spannung der emittierenden Elektrode etwa sechsmal größer ist als der Schwellwert der Diode , die Spannung der nicht emittierenden Elektrode dagegen ohnehin bei nur etwa 2 Volt liegt.
Der in FIG 3 dargestellte Steuerteil X besteht aus einem
Regler (links der punktierten Linie) ünd einem Überwachungsteil; der Regler ist als Zweipunktregler aufgebaut und hat als Herzstück einen Komparator V13, dessen Ausgang über einen Widerstand R25 an einer Klemme K liegt, an die eine positive Betriebsspannung schaltbar ist. V13 steuert einen Transistor V4, dessen Kollektor mit der Ba sis eines weiteren Transistors V5 verbunden ist, über de dann der Steuerstrom des Haupttransistors V6 geführt ist.
Die Basis von V5 liegt ferner an dem Abgriff eines Spannungsteilers mit den Widerständen R31 , R30 , R24, R18 und R2, der zwischen der positiven Klemme K und der auf Null potential liegenden Klemme 4 angeschlossen ist und der den Sollwert für den Komparator V13 liefert; hierzu wird dem Widerstand R2 über die Klemme 1 und den Widerstand R1 * fallender ein von der gleichgerichteten Netzspannung abhängiges Signal zugeführt. Durch den Anschluß des Kollektors von Transistor V4 an einen Abgriff dieses Spannungsteilers ist die Hysterese des Zweipunktreglers bestimmt:
Solange das Signal an C14 (Klemme 7) und damit am Positiveingang des Komparatαrs V13 unter dem Sollwert an dessen Negativeingang liegt, ist der Ausgang des Komparators negativ und der Spannungsteiler an seinem Eingang nicht beeinträchtigt, da V4 gesperrt ist; V5 und V6 sind dabei leitend.
Steigt das Signal (Istwert) an 7 und damit am positiven Eingang des Komparators V13 über den Sollwert an dessen Negativeingang, so schaltet dieser um und der Ausgang wird positiv: Transistor V4 wird durchgesteuert, legt den Abgriff des Spannungsteilers am Negativeingang des Komparators über Diode D22 an die negative Klemme 3 und sperrt die Transistoren V5 und V6 durch negatives Potential an deren Basen.
Über D23 und R30 wird dadurch der untere Ansprechgrenzwert des Komparators V13 auf einen kleinen positiven Wert festgelegt, der praktisch unabhängig von dem Verlauf des Sollwertes an 1 ist. Dadurch ist der Einschaltpunkt des Haupttransistors V6 vom Verlauf des Sollwertes unabhängig und kann so gelegt werden, daß V6 erst einschaltet, wenn der Strom durch die Ladedrossel L4 Null ist.
Hat der Istwert an 7 diesen unteren Ansprechwert des Komparators V13 erreicht, schaltet dieser wieder um, mit der Folge, daß V4 sperrt, V5 und V6 durchgesteuert werden und der obere Ansprechgrenzwert des Komparators wieder allein durch die Bemessung des Spannungsteilers bestimmt ist. Diese praktisch vom Sollwert abhängige Hysterese des Zweipunktreglers und die Bemessung von L4 und C18 haben zur Folge, daß sich die Schaltfrequenz des Reglers innerhalb jeder Halbwelle der Netzspannung ändert: Sie liegt am Beginn und Ende jeder Halbwelle bei etwa 60 kHz und in der Mitte etwa bei 30 kHz.
Aufgabe des Überwachungsteiles in FIG 3 ist es, für eine ausreichende Lampenvorheizung zu sorgen und bei bestimmten kritischen Betriebsbedingungen den Haupttransistor V6 mit Sicherheit zu sperren. Letzteres wird mit Hilfe eines Transistors V3 erreicht, der die Betriebsspannung des Reglers (ausgenommen der Endtransistor V5) unterbricht. Eine solche Sperrung der Stromversorgung ist erforderlich, solange die Teilkondensatoren C8 und 09 nach einem Einschalten des Gerätes noch nicht ihre Betriebsspannung erreicht haben, da dann keine eindeutige Steuerung des Haupttransistors V6 im Schaltbetrieb gewährleistet ist; ferner ist bei Überlastung oder Leerlauf des Wechselrichters für eine Abschaltung und für eine Spannungsbegrenzung bei Betrieb mit einer Lampe zu geringer Leistung zu sorgen.
Zur Abschaltung des Reglers dient der Transistor V3, übe den die positive Betriebsspannung an Klemme 2 an den Regler (Klemme K) schaltbar ist. Dieser Transistor erhält seinen Steuerstrom von einem weiteren Transistor V2, desaen Basis an einem zwischen 2 und einer Diode D17 angeschlossenen Spannungsteiler R8, R9 und dessen Emitter an einer Zenerdiode D13 liegt, die über einen Widerstand R3 zwischen 2 und 4 angeschlossen ist. Zenerdiode und Spannungsteiler sind so bemessen, daß Transistor V2 erst durchgesteuert wird, wenn die Spannung an dem Teilkonden sator C8 einen für den Betrieb erforderlichen Mindestwert erreicht hat. In diesem. Fall ist das Potential der Basis von V2 ausreichend größer als das am Emitter, das durch die Zenerdiode D13 bestimmt ist: Damit werden die Transistoren V2 und V3 leitend und die Versorgungsspannung für den Regler liegt an K.
Solange dagegen die Spannung an dem Teilkondensator C8 zu klein ist, ist Transistor V4 des Reglers über Diode D17 und Widerstand R25 durchgesteuert und damit V5 und V6 gesperrt.
V3 bleibt durchgesteuert, solange am Ausgang des Komparators V12 negatives Potential liegt und dadurch Transistor V17 über Diode D62 gesperrt ist. Dieser Schaltzustand kennzeichnet den Normalbetrieb, bei dem das Potential am Ausgang des Komparators 12 durch die Spannung an dem Teilkondensator C9 (Klemme 3) bestimmt ist, da im Normalbetrieb die Spannung der Zenerdiode D13 am Negativeingang normalerweise größer als die am Positiveingang ist. Der Komparator V12 schaltet erst um (positives Potential am Ausgang), wenn die Spannung an seinem Positiveingang größer wird als die Spannung an der Zenerdiode D13: Dann erhält V17 über R60 einen Durchsteuerstrom und sperrt die Transistoren V2, V3 und über diese auch V5 und den Haupttransistor V6.
Gleichzeitig wird auch der im Normalbetrieb gesperrte Transistor V10 über R13 durchgesteuert und dadurch die Wicklung L82 des Transformators T8 über Diode D41 kurzgeschlossen. Damit erhalten die Transistoren V7, V8 des Wechselrichters keine SteuerSpannung mehr und sperren. Über den durchgesteuerten Transistor V10 und Widerstand R40 wird zugleich der Kondensator C11 soweit entladen, daß bei erneuter Inbetriebnahme keine sofortige Abschaltung erfolgt. Die beschriebene Abschaltung ist abhängig von der Spannung an den Kondensatoren C11 und C10, die über R14 entladen und über die Diode D41 und Widerstand R41 mit einer Spannung aufgeladen werden, die von der Sekundärwicklung L82 des Transformators T8 im Wechselrichter
(FIG 2) geliefert wird und die. dem Strom durch proportional ist (besonders hoch bei nicht gezündeter Lampe, nicht gedämpftem Serienresonanzkreis). Nach einer Abschaltung liegt das Potential am Positiveingang des Komprarators V12 (Spannungsteiler R12, D16 und R14) über dem Negativeingang (Zenerdiode D13): Eine Wiederinbetriebnahme ist daher nur durch Abschalten der Netzspannung und einen Neustart möglich.
Die Abschaltung wirkt nicht nur bei Überlast, sondern auch bei dauernd zündunwilliger Lampe. Kondensator C10 und R14 sind däbei so bemessen, daß eine schnelle Folge weniger Startimpulse - Start einer neuen Lampe - ebensowenig zur Abschaltung führt wie eine größere Anzahl von Impulsen mit größerem Abstand (Start einer alten Lampe).
Eine Abschaltung ist schließlich auch bei fehlender Lampe erforderlich. Um hierfür dieselbe stromabhängige Abschaltung nutzen zu können, sind Kondensatoren C26 und C27 parallel zu den Elektroden 11 , 12 vorgesehen und so bemessen, daß der bei fehlender Lampe fließende Strom über dem Ansprechgrenzwert liegt. Der Blindwiderstand der Kondensatoren C26 und C27 liegt hierzu bei der mittleren Betriebsfrequenz von etwa 40 kHz bei etwa dem zehnfachen Wert des Widerstandes einer Elektrode.
Wird der beschriebene Wechselrichter mit einer Entladungslampe betrieben, deren Leistungsaufnahme unter der Nennleistung des Wechselrichters liegt, dann hätte das ein stetiges Ansteigen der Spannung an C18 zur Folge, da die in den Speicherkondensator C18 gepumpte Energie von der Lampe nicht verbraucht wird. Um dies zu vermeiden, wird dem Regler über die Klemme 9 ein Teil der Spannung an C18 (Spannungsteiler R5, R6 in FIG 1) zugeführt und über eine Zenerdiode D12 (FIG 3) an die Steuerstrecke eines Transistors V1 gelegt, dessen Schaltstrecke dem Widerstand R2 im Spannungsteiler am Eingang des Komparators V13 des Reglers parallelgeschaltet ist: Übersteigt daher die Spannung an C18 einen durch die Bemessung des Spannungsteilers R5 , R6 und der Zenerdiode D12 vorgegebenen Wert, so wird V1 leitend und dadurch der dem Kom parator über seinen Negativeingang zugeführte, im übrigen von der Spannung an 1 abhängige Sollwert mehr oder weni ger stark reduziert. Auf diese Weise wird eine Begrenzung der Spannung des Speicherkondensators auf einen vorgegebenen Wert erreicht.
Mit Hilfe der vom Lampenstrom abhängigen Spannung am Kondensator C11 wird auch eine Schalteinrichtung S gesteuert, von der nur ein Transistor dargestellt ist, mit dessen Hilfe die Sekundärwicklung L85 des Sättigungs- Transformators T8 kurzschließbar ist; die Schaltstrecke dieses Transistors liegt dabei zwischen den Gleichstrom klemmen und die Wicklung L85 zwischen den. Wechselstromklemmen einer Gleichrichterbrücke (vgl. FIG 2). Der Transistor V18 wird beispielsweise durch eine monostabile Kippstufe durchgesteuert, sobald der Wechselrichter zu arbeiten beginnt und an C11 eine Spannung auftritt. Die Wicklung L85 ist dann kurzgeschlossen, so daß der Wechselrichter mit höherer Frequenz schwingt und damit die Spannung an der Lampe auf einen zum Zünden nicht ausreichenden Wert zurückgenommen ist. Nach Ablauf der Rückkippzeit der monostabilen Kippstufe, die sich nach der erforderlichen Vorheizung der Lampe richtet, geht Tran sistor V18 wieder in den Sperrzustand über und hebt den Kurzschluß der Wicklung L85 auf: Der Wechselrichter arbeitet dann mit seiner normalen Betriebsfrequenz und einer zum Zünden ausreichenden LeerlaufSpannung.
Mitunter ist es zweckmäßig, an einem Stromversorgungsgerät nach FIG 1 zwei Wechselrichter nach FIG 2 zu betreiben; Herzu sind die Wechselrichter parallel zu schalten, indem die jeweils gleichbezeichneten Klemmen 4, 8, 11 , 13 und 14 in FIG 1 miteinander verbunden werden. Der besondere Schaltungsteil rechts der strichpunktierten Linie in FIG 3 ist in diesem Falle zweifach vorzusehen, wobei die Klemmen 4, 5 und 10 dieses zweiten Schaltungsteiles mit den gleichbezeichneten Klemmen des zweiten Wechselrichters zu verbinden sind. Die Klemmen 15 und 16 des zweiten besonderen Schaltungsteiles sind an die Klemmen 15' bzw. 16' des gemeinsamen Überwachungsteiles (links der strichpunktierten Linie) anzuschließen:
Diese Schaltung stellt einerseits eine individuelle Abschaltung jedes der beiden Wechselrichter gemäß den zuvor erläuterten Kriterien sicher. Nach Abschaltung eines der beiden Wechselrichter muß allerdings dem Regler ein neuer Sollwert vorgegeben werden, um einen unzulässigen Anstieg der Spannung an dem Kondensator C18 zu vermeiden. Hierzu ist dem Widerstand R2 im Spannungsteiler am Eingang des Komparators V13 ein Transistor V16 parallelgeschaltet, der von einem Komparator V15 gesteuert wird: Der Negativeingang von V15 liegt über R50 an einem hohen positiven Potential, so daß negatives Potential am Ausgang liegt und V16 somit normalerweise gesperrt ist. V15 schaltet um und steuert Vl6 durch, wenn einer der beiden Wechselrichter abgeschaltet wird, weil hierbei der Negativeingang von V15 über den durchgesteuerten Transistor V10 eines der beiden besonderen Schaltungsteile und über Diode D52 oder Diode D51 auf Null-Potential (Klemme 4) gelegt wird.
Dagegen führt die Abschaltung eines der beiden Wechselrichter noch nicht zur Abschaltung des gemeinsamen Reglers, da die Basis des Transistors V17 entweder über Diode D62 oder Diode D61 negatives Potential von einem der beiden besonderen Schaltungsteile erhält. Erst wenn beide Wechselrichter abgeschaltet sind, sperren beide Dioden, so daß V17 über R60 einen Durchsteuerstrom bekommt, und damit die Transistoren V2, V3, V5 und der Haupttransistor V6 gesperrt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Stromversorgungsgerät für eine Gleichstromlast, mit einem dieser parallel geschalteten Speicherkondensator, der über eine Ladediode, eine Ladedrossel und einen Hauptgleichrichter an eine Wechselspannungsquelle anschließbar ist, mit einem Haupttransistor, über den die Ladedrossel an den Hauptgleichrichter schaltbar ist, mit einem Steuerteil zur Ansteuerung des Haupttransistors im Schaltbetrieb, mit einem Schutzkondensator parallel zum Haupttransistor zur Reduzierung seiner Ausschaltverluste, mit einer Schutzdrossel im Entladekreis des Schutzkondensators zur Begrenzung der Steilheit des Endladestromes, und mit einem Zusatzgleichrichter zur Lieferung der BetriebsSpannung für den Steuerteil, d a du r c h g e k e nn z e i c hn e t , daß die Schutzdrossel (L9) durch den Schutzkondensator (C17) vom Lastkreis des Haupttransistors (V6) getrennt und über eine Entkopplungsdiode (D9) dem Ladekondensator des Zusatzgleichrichters (G2) parallel geschaltet ist.
2. Stromversorgungsgerät nach Anspruch 1, d a du r c h g e k e nn z e i c hn e t , daß der Ladekondensator des Zusatzgleichrichters (G2) aus zwei in Reihe geschalteten Teilkondensatoren (C8, C9) besteht, deren Verbindungspunkt mit der Minusklemme (4) des Hauptgleichrichters (G1 ) verbunden ist.
3. Stromversorgungsgerät nach Anspruch 2, d a du r c h g e k enn z e i c hn e t , daß der Schutzkondensator (C17) so groß bemessen ist, daß die in ihm während der Sperrphase des Haupttransistors (V6) gespeicherte Energie mindestens zur Durchsteuerung des Haupttransistors ausreicht, und daß der Zusatzgleichrichter (G2) über Kondensatoren (C6, C7) an die Klemmen der Wechselspannungs quelle angeschlossen ist, die nur für den restlichen Leistungsbedarf des Steuerteiles (X)bemessen sind.
4. Stromversorgungsgerät nach Anspruch 3, d a du r c h g e k e nn z e i c hne t , daß die Schutzdrossel (L9) so groß bemessen ist, daß die Aufladung des zwischen der Entkopplungsdiode (D9) und der Minusklemme des Hauptgleichrichters (G1) liegenden Teilkondensators (C8) je Schaltzyklus des Haupttransistors (V6) größer ist als die des anderen Teilkondensators (C9).
5. Stromversorgungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a du r c h g e k e nn z e i c h n e t , daß der Regler im Steuerteil (X) gesperrt ist, solange, die Spannung an dem Ladekondensator des Zusatzgleichrichters, bzw. an Teilkondensatoren (C8, C9) noch nicht den für einen Schaltbetrieb des Haupttransistors (V6) ausreichenden Mindestwert erreicht hat.
6. Stromversorgungsgerät nach Anspruch 1 bis 5, d a du r c h g e k e nn z e i c hn e t , daß der Steuerteil (X) den Haupttransistor (V6) jeweils erst einschaltet, wenn der Strom durch die Ladedrossel (L4) Null ist.
7. Stromversorgungsgerät nach Anspruch 6, d a du r c h g e k e nn z e i c hn e t , daß der Steuerteil (X) ein Zweipunktregler ist, dem als Istwert eine dem Strom durch die Ladedrossel (L4) proportionale Größe über ein Verzögerungsglied (C14, R27) zugeführt wird.
8. Stromversorgungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß an den Speicherkondensator (C13) ein Wechselrichter (W) angeschlossen ist, der seinerseits einen Serienresonanz kreis speist, dessen Kondensator einer Entladungslampeparallel geschaltet ist.
9. Stromversorgungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, d a du r c h g e k e n n z e i c hn e t , daß zwischen Speicherkondensator (C18) und Wechselrichter (W) einerseits und der Schaltstrecke des Haupttransistors (V6) andererseits eine Sperrdrossel (L1) mit solcher Bemessung angeordnet ist, daß keine unzulässig hohe Hochfrequenzspannung entsteht.
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