EA028652B1

EA028652B1 - Контур драйвера питания с использованием обратновходового преобразователя для уменьшения оптического мерцания за счёт снижения пульсации напряжения в сети выпрямленного переменного тока

Info

Publication number: EA028652B1
Application number: EA201590804A
Authority: EA
Inventors: Дэйв Баннистер
Original assignee: Аккурик Лтд.
Priority date: 2012-12-20
Filing date: 2013-11-27
Publication date: 2017-12-29
Also published as: EP2936930B1; MY170104A; CN104904314B; GB2509099A; IL239189A0; GB2509235A; KR20150095720A; GB2509235B; GB201320954D0; CL2015001549A1; JP2016501436A; AR094229A1; CA2892775C; HK1210362A1; AU2013366152A1; CN104904314A; ES2621674T3; CA2892775A1; SG11201504040QA; BR112015012899A2

Abstract

В изобретении описан контур драйвера питания током светодиодной (СД) схемы освещения. В частности, изобретение относится к контуру драйвера с входным переменным током для использования в сочетании с устройством стабилизации тока с применением множества параллельно соединённых диодов Зенера (стабилитронов). Контур драйвера включает схему обратной связи для поддержания напряжения постоянной величины на стабилизаторе тока. Представленные схемотехнические решения по изобретению нацелены на устранение пульсации и вызываемого ей видимого мерцания СИД как следствия входного питания драйвера СИД от источника переменного тока.

Description

Заявляемое изобретение относится к контуру драйвера питания током схемы светодиодного (СД) освещения. В частности, настоящее изобретение относится к контуру драйвера с входным переменным током, работающему в сочетании с устройством стабилизации тока, как описано в патентной заявке Великобритании № 1210561.5.

Несмотря на всё более широкое внедрение СИД (БЕП)-технологии в индустрию внутреннего и наружного освещения за счёт непрерывного улучшения соотношения цены и надёжности светоизлучающих диодов (СИД/светодиодов, СД) существуют проблемы оснащения СД систем освещения электронной схемой драйвера питания СИД стабилизированным током. Известно, что колебания тока, питающего СД нагрузку, могут пагубно воздействовать на её работу. В частности, СИД, получающие ток от блока питания (БП), на вход которого подаётся однофазный переменный ток от сети или другого источника, весьма чувствительны к наличию остаточной пульсации тока из-за неполного подавления составляющей переменного тока в колебательном сигнале, поступающей из выпрямительной схемы, установленной на входе или вблизи входа БП, причём эта составляющая переменного тока принимает форму синусоидального напряжения с частотой, вдвое превышающей частоту напряжения переменного тока сети или другого источника, указанных выше.

СИДы, являясь диодами, характеризуются в своей рабочей зоне низким дифференциальным импедансом, определяемым как показатель зависимости изменения напряжения и тока. Этот низкий дифференциальный импеданс ведёт к возникновению значительных уровней пульсации тока в СИД при наличии пульсации напряжения. Можно легко показать, что для небольших пульсаций напряжения соответствующая пульсация тока СИД может быть выражена как _ ί/,ΜΧ Ф 1

-·% - х— х —

7йс Лей Ζά уравнение (1), где АУбе/Убс - полный размах пульсации напряжения от БП, выраженный в виде дроби рабочего напряжения постоянного тока от БП,

Л11е0/11е0 - полный размах пульсации тока СИД, выраженный в виде дроби рабочего тока СИД, и

Ζά - дифференциальный импеданс СД ленты при данной частоте пульсации.

Наиболее важным источником пульсации напряжения при применении СИД в освещении является двухполупериодное выпрямление, выполняемое на входе БП. Эта пульсация происходит с двойной частотой переменного тока сети, т.е. между 100 и 120 Гц. Исследования показали, что в пределах этого диапазона частот высокий процент здоровых взрослых людей чувствительны к стробоскопическим эффектам мерцания света СИД. Такое мерцание возникает из-за наличия пульсации тока внутри СД светового прибора.

Возбудимость пульсации тока в СИД пульсацией напряжения БП хорошо иллюстрируется примером стандартного требования к системе уличного освещения на базе СИД о необходимости использования для СИДов драйвера, обеспечивающего непрерывную подачу постоянного тока на ленту из 40 последовательно соединённых белых СИД. При нормальных рабочих температурах перепад напряжения после каждого СИДа составляет около 3,5 В, что даёт общее напряжение, проходящее через ленту СИД, (Убс) 140 В. При этом стандартный белый СИД, работающий от 3,5 В, обладает дифференциальным полным сопротивлением порядка 0,5 Ом. Значит, в данном иллюстративном примере Ζά составляет около 20 Ом. Стандартные рабочие токи СИД, используемые в таких случаях, составляют 350 или 700 мА.

Если в приведённом примере пульсация напряжения, исходящая от драйвера СИД, составляет на нижнем уровне 1% от УДс, что является очень низким значением, характеризующим очень качественные драйверы СИД, то для работы при 350 мА результирующая пульсация тока СИД составит около 20% от 11е0, а при 700 мА - 10% от 11е0.

Ввиду того что светоотдача (световой поток) СИД напрямую зависит от тока, пульсация тока может в свою очередь привести к мерцанию света, что ограничивает применимость СИД-технологии в освещении служебных, производственных помещений и улиц. Действительно, недавнее исследование выявило восприимчивость здоровых взрослых людей к стробоскопическим эффектам, возникающим вследствие оптического мерцания даже очень низкого уровня. Исследование фактически выявило, что при 10%-ном мерцании (являющимся результатом примерно 20%-ной пульсации тока при 100 Гц) около 75% здоровых взрослых наблюдателей могут видеть стробоскопические эффекты как следствие мерцания. Подобная восприимчивость к стробоскопическим эффектам мерцания создаёт препятствия для широкого внедрения СД освещения там, где важны как комфорт, так и точность восприятия движения, особенно где освещаемая сцена предусматривает наличие движения, колебания или вращения объектов.

Следовательно, необходимо уменьшение пульсации напряжения, исходящей от контура драйвера с входным переменным током, питающего током схему СД освещения, в целях ослабления пульсации тока и оптического мерцания.

Эта задача рассматривалась ранее, и предпринимались попытки технических решений драйверов СИД, противодействующих оптическому мерцанию как следствию периодических колебаний переменного тока источника питания. Положительный результат даёт, в частности, установка на выходе или

- 1 028652 вблизи выхода БП ёмкостного сопротивления, что сглаживает пульсацию напряжения, передаваемую от БП, преимущественно - до низких уровней в несколько процентов, как рассмотрено выше.

Между тем, в силу различных причин, в том числе касающихся стоимости и надёжности, СД схемы освещения, особенно для установки на улицах, в офисных или производственных помещениях, преимущественно монтируют из длинных лент последовательно соединённых СИДов, где на каждую ленту подаётся стабилизированный постоянный ток от единого драйвера. Поэтому для того чтобы каждый драйвер гарантированно обеспечивал достаточный световой выход каждой питаемой им СД ленты, необходимо обеспечить достаточно высокое выходное напряжение постоянного тока, необходимое для питания большого количества (обычно нескольких десятков) СИД. Для этого необходимо, чтобы электрические конденсаторы, применяемые для сглаживания пульсации напряжения, передаваемой от БП, могли выдерживать сравнительно высокие напряжения постоянного тока, допустим, в пределах 200 В и более. Выходом здесь является применение электролитических конденсаторов, которые по сравнению с другими типами конденсаторов способны выдерживать подобные напряжения, обеспечивая высокие показатели электроёмкости - порядка сотен микрофарад. В дополнение к этому необходимость уменьшения пульсации напряжения до минимума требует высокой электроёмкости. Это может быть достигнуто за счёт использования или небольшого количества электролитических конденсаторов большого номинала, или большого количества электролитических конденсаторов меньшего номинала. Количество таких конденсаторов для достижения требуемой суммарной ёмкости определяют по меньшей мере частично по максимальному номинальному пульсирующему току для каждого отдельного конденсатора. Между тем, использование высокоёмких электролитических конденсаторов или нескольких менее ёмких электролитических конденсаторов увеличивает ожидаемую частоту отказов конденсаторов, которая в свою очередь увеличивает статистическую интенсивность отказов БП. Статистическую интенсивность отказов блока питания или, в сущности, любой электрической системы обычно выражают с помощью её обратной величины. Эту обратную величину (1, делённую на статистическую интенсивность отказов) называют средним временем наработки на отказ (МТВР) системы.

Таким образом, в дополнение к минимизации пульсации тока и мерцания СИД, рассмотренных ранее, следует стремиться к уменьшению числа и ёмкости электролитических конденсаторов, устанавливаемых на выходе участка БП драйвера СИД, для продления средней наработки на отказ драйвера СИД. Предпочтительно, чтобы увеличение среднего времени наработки на отказ достигалось без значительных уступок в пользу пульсации тока, генерируемой в цепи гирлянды СИД, приводимых драйвером СИД. Несомненно, для обеспечения спроса на рынке необходимо, чтобы величина двойной амплитуды пульсации тока в цепи гирлянды СИД не превышала 1% от подаваемого на неё постоянного тока, благодаря чему будет значительно уменьшено и, возможно, устранено мерцание, наблюдаемое непосредственно и стробоскопически.

В силу этого часто возникает потребность в блоках питания, предназначенных для использования в составе драйверов СИД - особенно, когда речь идёт о целевом рынке уличного, офисного и промышленного освещения - помогающих достичь двух противоположных целей. С одной стороны, желательно, чтобы БП давал низкую пульсацию напряжения, минимизируя таким образом пульсацию тока и оптическое мерцание СИД. С другой стороны, желательно, чтобы БП обеспечивал высокую надёжность, имея низкую ожидаемую статистическую интенсивность отказов. Первое из этих требований часто диктует применение большой электроёмкости на выходе БП, что в свою очередь диктует использование или нескольких электролитических конденсаторов, или электролитических конденсаторов большого номинала, или и того и другого. Использование высокоёмких электролитических конденсаторов или нескольких низкоёмких увеличивает ожидаемую интенсивность отказа конденсаторов в рамках статистически значимой выборки таких БП, что увеличивает статистическую интенсивность отказов БП.

В патентной заявке Великобритании №1210561.5, полное раскрытие которой включено в данную заявку посредством ссылки на неё, описан стабилизатор тока для выработки стабилизированного тока из входного напряжения. Стабилизатор тока, описанный в патентной заявке Великобритании №1210561.5, включает средство стабилизации напряжения, содержащее множество диодов Зенера (стабилитронов), соединённых параллельно.

Заявка № 1210561.5 описывает новую топологию схемы, благодаря которой электроток, проходящий через стабилизатор, существенно не изменяется по величине в интервале значений напряжения, определяемого напряжениями пробоя биполярных транзисторов, при питании напряжением постоянного тока, как и при применении компонентов её элементной базы, выполненных с усовершенствованными свойствами. В рассматриваемом случае изобретатель выявил, что указанный высокий дифференциальный импеданс может быть с пользой задействован для сглаживания пульсации напряжения, исходящей от входного БП переменного тока. Конструктивно такой блок питания предпочтительно должен интегрировать стабилизатор, который в свою очередь получит возможность работать преимущественно с максимальной или близкой к максимальной эффективностью.

Первым аспектом настоящего изобретения является контур драйвера питания нагрузки стабилизированным постоянным током от источника переменного тока, где нагрузка включает устройство СД освещения, а контур драйвера включает выпрямитель и обратноходовой преобразователь, при этом выпря- 2 028652 митель предназначен для преобразования входного напряжения переменного тока в выпрямленное напряжение, подаваемое на обратноходовой преобразователь, предназначенный для питания нагрузки регулируемым напряжением постоянного тока; стабилизатор тока, который является частью нагрузки и при работе последовательно соединён с устройством СД освещения; и средство обратной связи, предназначенное для поддержания неизменяемого постоянного напряжения в стабилизаторе тока, который в свою очередь включает средство стабилизации напряжения, содержащее множество диодов Зенера (стабилитронов), соединённых параллельно.

Выпрямитель, предпочтительно двухполупериодный, предназначен для преобразования входного напряжения переменного тока в двухполупериодное выпрямленное напряжение, включающее составляющую постоянного напряжения, подаваемое на обратноходовой преобразователь.

Поскольку целью реализации настоящего изобретения является минимизация величины выходного ёмкостного сопротивления БП, предпочтительно допустить на выходе блока питания пульсацию напряжения порядка нескольких вольт двойной амплитуды и положиться на дифференциальное полное сопротивление стабилизатора для обеспечения средства компенсации пульсации тока в ленте СИД как следствия пульсации напряжения в БП. Таким образом, преимуществом технических решений по настоящему изобретению является то, что блок питания предпочтительно выполнен с возможностью поддержания в существенной степени постоянного напряжения в стабилизаторе тока таким образом, что высокий дифференциальный импеданс стабилизатора тока служить для гашения пульсации тока в СИД, которая в ином случае возникала бы из пульсации напряжения.

Ключевым признаком стабилизатора тока по патентной заявке Великобритании № 1210561.5 является одинаковое номинальное зенеровское напряжение (напряжение туннельного пробоя р-η перехода) для диодов Зенера. Преимуществом конструктивного решения стабилизатора тока согласно патентной заявке Великобритании № 1210561.5 является то, что стандартная технология изготовления диода Зенера предусматривает достаточно незначительные стандартные колебания зенеровского напряжения вокруг номинального значения для возможности распределения тока между диодами Зенера внутри их параллельной компоновки. Это позволяет сформулировать определение, что колебание между зенеровскими напряжениями (напряжениями туннельного пробоя р-η перехода) множества зенеровских диодов (стабилитронов) в составе средства стабилизации напряжения может существовать колебание преимущественно в диапазоне от 0,1 до 0,3 В.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации заявляемого изобретения каждый диод Зенера имеет одинаковое номинальное напряжение Зенера. При наличии одинакового напряжения Зенера колебание между зенеровскими напряжениями множества зенеровских диодов в составе средства стабилизации напряжения может преимущественно составлять от 0,1 до 0,3 В.

Предпочтительный вариант исполнения стабилизатора тока согласно патентной заявке Великобритании № 1210561.5 представлен на фиг. 1 и содержит первую схему стабилизатора тока С1, перекрёстно соединённую со второй схемой стабилизатора тока С2. Первая схема стабилизатора тока С1 включает транзисторную схему с резистором К.1 и биполярным транзистором Т1. Первая схема стабилизатора тока включает также схему регулятора напряжения УКС1 с множеством диодов Зенера Ζ1₁, Ζ1₂, ..., Ζ1_η, соединённых параллельно. Вторая схема стабилизатора тока С2 включает контур драйвера с резистором К2 и биполярным транзистором Т2. Вторая схема стабилизатора тока включает также включает схему стабилизатора напряжения УКС2 с множеством диодов Зенера Ζ2₁, Ζ2₂, ..., Ζ2_η, соединённых параллельно. Транзистор включает кремниевый биполярный транзистор типа ρ-η-р или η-ρ-η. Транзисторы могут составлять комплементарную пару, например транзистор первой или второй схемы стабилизатора тока является типом ρ-η-р, в то время как транзистор второй схемы стабилизатора тока является η-ρ-η-типом. Резистор первой и/или второй транзисторной схемы как правило вариативно используют в качестве токопрограммирующего резистора.

Ранее предложенный стабилизатор тока действует от шины напряжения постоянного тока и обеспечивает в значительной степени стабилизированный ток, предназначенный для питания СИД или гирлянды СИД. Такой стабилизатор входного постоянного тока может успешно обеспечивать стабилизированный ток с высокой задаваемой точностью и низким термическим коэффициентом тока. Достоинством такого стабилизатора тока является возможность его программирования для задания тока в пределах диапазона, применимого для драйверов питания осветительных систем СИД.

Наряду с этим предусмотрена возможность параллельного соединения двух таких стабилизаторов для получения более высоких токов, например порядка от 350 до 700 мА, при низкой интенсивности отказов, преимущественно менее 0,6 отказа на миллион часов. Это соответствует показателю среднего времени безотказной работы МТВБ для стабилизатора тока с превышением в 1,7 миллионов часов.

По наиболее предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения стабилизатор тока включает первую схему стабилизатора тока и вторую схему стабилизатора тока, где выход первой схемы стабилизатора тока перекрёстно соединён со второй схемой стабилизатора тока, при этом каждая из первой и второй схемы стабилизатора содержит транзисторную схему, включающую резистор и транзистор; а также схему стабилизатора напряжения, составляющую указанное средство стабилизации (стабилизатор) напряжения, предназначенную для подачи стабилизированного напряжения на соответст- 3 028652 вующий контур драйвера, включающую множество диодов Зенера, соединённых параллельно.

Предпочтительно, рабочее напряжение на стабилизатор подаётся из расчёта Угкр

Угед > Ук + —— ζ уравнение (2), где Ук - напряжение колена стабилизатора, и где Упр - напряжение пульсации двойной амплитуды, обеспечиваемое БП.

Предпочтительно, Упр не превышает Ук/2.

Следовательно, минимальное рабочее напряжение постоянного тока (Угед(шт)), подаваемое на стабилизатор тока, рассчитывают как: Угед(тш) = 5 Ук/4, где Ук -напряжение колена стабилизатора тока. Стабилизатор тока предпочтительно содержит двухполюсник. Предпочтительно, диоды Зенера каждой схемы стабилизатора напряжения содержат кремниевые диоды Зенера. Диоды Зенера каждой схемы стабилизатора напряжения могут обеспечить зенеровское напряжение менее 5,5 В. Предпочтительно, диоды Зенера каждой схемы стабилизатора напряжения обеспечивают зенеровское напряжение между 2,0 и 3,0 В.

Предпочтительно, зенеровские напряжения диодов Зенера, входящих в схему стабилизатора напряжения каждой схемы стабилизатора тока выбирают таким образом, чтобы

Ιζ,ορί = 15рес/2Н уравнение (3), где Ιζ,ορί - ток, при котором частота колебания зенеровского напряжения в зависимости от температуры в значительной степени равна частоте колебаний напряжения базового эмиттера уЬе транзистора схемы стабилизатора тока, N - целое число диодов Зенера на схему стабилизатора напряжения, и 1§рес ток стабилизатора тока, при котором температурный коэффициент в основном близок к нулю.

Следует отметить, что схемотехнические решения по настоящему изобретению реализуют в сочетании с СД осветительными системами, обычно включающими гирлянду последовательно соединённых СИД, или что контур драйвера может быть предусмотрен отдельно для подключения или интегрирования с осветительной системой СИД.

Вторым аспектом настоящего изобретения является осветительное устройство, включающее световой блок СИД и контур драйвера питания по первому аспекту изобретения, где световой блок СИД последовательно соединён со стабилизатором тока и составляет часть нагрузки.

Для лучшего понимания концепции изобретения и способа её осуществления следует обратиться к иллюстративным примерам в виде сопроводительных фигур, где на фиг. 1 представлено предпочтительное схемотехническое решение стабилизатора тока, описанного в патентной заявке Великобритании № 1210561.5;

на фиг. 2 показан вариант схемного решения драйвера СИД с входным переменным током по настоящему изобретению;

на фиг. 3 дан график зависимости тока от характеристик напряжения стабилизатора тока, описанного в патентной заявке Великобритании № 1210561.5;

на фиг. 4 представлен вариант схемотехнического решения рассмотренного выше блока питания на базе обратноходового преобразователя; и на фиг. 5 показана схемотехническая версия драйвера по настоящему изобретению с включением блока питания на базе обратноходового преобразователя.

На фиг. 2 дан вариант принципиальной блочной схемы драйвера СИД с входным переменным током по предлагаемому изобретению, включающего стабилизатор тока, соединённый или интегрированный с блоком питания. Ёмкостное сопротивление СО, установленное на выходе БП, является средством ослабления пульсации напряжения, исходящей от БП.

Как говорилось ранее, сведение к минимуму статистической частоты отказов драйвера требует минимизации этого ёмкостного сопротивления, а следовательно - минимального количества электролитических конденсаторов. Первоочередным требованием рынка светотехнического оборудования вообще и СД осветительной арматуры в частности является максимальный КПД драйвера СИД с питанием переменным током, что определяется как отношение выходной мощности к входной мощности, выраженное в процентах. Предпочтительным минимальным уровнем эффективности драйвера на этих рынках считается КПД 85%, а ещё предпочтительнее 90%. Полную эффективность драйвера с конфигурацией, показанной на фиг. 2, рассчитывают следующим образом:

μ(Ώ) = μ(ΕΠ') х μ(Κβ§) уравнение (4), где, ц(БП) - КПД БП, и ц(гед) - КПД стабилизатора.

Эффективность стабилизатора при использовании в конфигурации на фиг. 2 рассчитывают как μ(1Νμ) = (УЕс - Уге$)/У(1с уравнение (5), где Ус1с - постоянное напряжение, выдаваемое БП, и

Угед - перепад напряжения на стабилизаторе.

Следовательно, ц(гед) максимизируют, минимизируя Угед в виде дроби Ус1с. Этим выполняются

- 4 028652 два требования к блоку питания. Во-первых, Убс предпочтительно должно быть по возможности максимально высоким, и во-вторых, Угед должно быть по возможности минимально низким при сохранении режима работы стабилизатора, обусловливаемого характеристиками блока питания.

На фиг. 3 дан график зависимости тока от характеристик напряжения стабилизатора тока, согласно раскрытию в патентной заявке Великобритании №1210561.5. Выше определённого значения Угед ток, проходящий через стабилизатор и, следовательно, пропускаемый через гирлянду СИД, неизменен и приобретает величину 1с, обусловленную рабочими параметрами стабилизатора. Эта минимальная рабочая величина [напряжения стабилизатора] Угед известна как напряжение излома характеристики (Ук) стабилизатора. В силу того, что предпочтительные реализации настоящего изобретения характеризуются стремлением к минимизации значения Со, можно допустить выработку блоком питания некоторой ощутимой пульсации напряжения из расчёта последующего формирования за счёт высокого дифференциального импеданса стабилизатора средства ослабления или минимизации пульсации тока в гирлянде СИД вследствие пульсации напряжения в БП. Для осуществления этого рабочее напряжение Угед на стабилизаторе предпочтительно должно составлять

Уге§ >Ук+ Упр 2 уравнение (6), где Упр - напряжение пульсации двойной амплитуды от блока питания.

Таким образом, предпочтительно, чтобы БП в рабочем режиме в целом поддерживал напряжение постоянной величины на стабилизаторе, чтобы за счёт дифференциального полного сопротивления стабилизатора гасить пульсацию тока в СИД, которая была бы результатом пульсации напряжения в противном случае. Указанное напряжение постоянной величины предпочтительно должно быть существенно выше, чем напряжение излома характеристики стабилизатора, чтобы пульсирующее напряжение было подвержено воздействию названного высокого дифференциального импеданса. Вместе с тем, однако, для минимизации Угед и - через неё - максимизации кпд стабилизатора значение Упр не должно превышать рассчитываемую дробь Ук.

Ориентировочно Упр предпочтительно не превышает Ук/2. Это обеспечивает приближённость рабочего напряжения стабилизатора Угед к Ук в процессе подстройки ощутимой пульсации напряжения. В таком случае Угед приобретает минимальное значение

Уге% (Μϊη) = 5Ук 4 уравнение (7).

При этом соответствующее максимальное значение полного кпд драйвера СИД составит μίΟ,Λίατ)- (ΐ \ 4УнС/

Р(_ЬЕО}= ΪΙβάχ (ϊΥ/с уравнение (8).

Напряжение колена (излома) Ук для стабилизатора тока исходя из архитектуры, раскрытой в ссылке 1, составляет около 6 В.

Мощность, подаваемая на ленту СИД составит ⁴ + уравнение (9).

Таким образом, например, при величине тока СИД в 700 мА (получаемого с помощью стабилизатора, включающего два стабилизатора, раскрытых в патентной заявке Великобритании №1210561.5 по ссылке 1, соединённых параллельно) достижение выходной мощности, подаваемой на ленту СИД, в 120 ватт требует напряжения шины постоянного тока от БП 179 В. Кроме того, по этому конкретному примеру достижение общего КПД уровня 85% или более драйверу СИД требуется блока питания, имеющий КПД 89% и выше.

Для схемотехнической компоновки драйвера на фиг. 2 дифференциальным импедансом Ζ6, препятствующим пульсации тока в ленте СИД, служит дифференциальный импеданс стабилизатора тока.

Стабилизатор тока на 350 мА, в котором применена топология, раскрытая в патентной заявке Великобритании №1210561.5, способен обеспечивать дифференциальный импеданс (6У/61) более 2 ΚΩ при частотах примерно до 200 Гц. Следовательно, подобный стабилизатор тока, интегрированный с блоком питания постоянного тока с переменным током на входе, поддерживающим существенно неизменяемое постоянное напряжение на стабилизаторе, с максимальным напряжением постоянного тока в шине по меньшей мере 179 В при пульсации напряжения двойной амплитуды 3 В, способен питать драйвер СИД, подающий постоянный ток 350 мА на гирлянду СИД при уровне пульсации тока двойной амплитуды не выше 0,4%. Версия того же драйвера СИД на 700 мА, реализуемая путём изменения токопрограммирующих резисторов в стабилизаторе тока, будет питать СИД током в 700 мА при низком уровне пульсации тока двойной амплитуды в СИД, не превышающем 0,2%.

Другим достоинством стабилизатора постоянного тока, раскрываемого в патентной заявке Великобритании № 1210561.5, является продолжительность его средней наработки на отказ МТБР, что достигается за счёт отсутствия конденсаторов, небольшого количества транзисторов (4 для стабилизатора на 700 мА или на 350 мА, включая две - в схемах, раскрытых в ссылке) и того факта, что эти транзисторы - биполярного типа. Для получения максимального выигрыша от использования этого преимущества при интегрировании с драйвером СИД стабилизатор предлагаемой архитектоники комбинируют с БП, который наравне с названными выше отличительными признаками характеризуется также длительным сред- 5 028652 ним временем наработки на отказ МТВР. Возможность достижения этого лишь отчасти обусловлена применением небольшого числа электролитических конденсаторов на выходе БП, будучи в значительной степени обеспеченной дифференциальным импедансом стабилизатора. Этой возможности далее при задействовании обобщённого импульсного источника питания способствует приложение высокого максимального выходного напряжения постоянного тока, что на существующем уровне техники известно как условие высокоэффективной работы импульсно-коммутационных схем. Такого рода высокая эффективность обеспечивает низкое рассеяние мощности в блоке питания при конкретной выходной мощности, что также делает взнос в увеличение среднего времени безотказной работы при этой выходной мощности.

Третьим фактором достижения длительной средней наработки на отказ БП при данном уровне мощности и эффективности является минимальное число комплектующих БП. Известно, что для средних уровней мощности (в сотни ватт) обобщённый блок питания с импульсным переключением, способный достигнуть таких энергетических уровней при малом количестве компонентов, базируется на обратноходовом преобразователе.

На фиг. 4 представлено схемное решение рассмотренного выше блока питания на базе обратноходового преобразователя, предназначенного для настройки диапазона напряжений нагрузки. Квалифицированному специалисту понятно, что данная схема действует за счёт последовательных зарядки и разрядки первичной катушки индуктивности трансформатора Т посредством коммутации МО8РЕТ (полевого МОП-транзистора) 8, управляемого контроллером С путём приложения сигнала напряжения прямоугольной формы при рабочем цикле Ό, определяемом как доля времени, в течение которого сигнал указанной формы находится в своём активном (ΟΝ-) состоянии, и напряжение, обеспечиваемое С, имеет положительное значение, достаточное для включения МОП-транзистора. Блок питания обеспечивает прохождение электроэнергии от переменного во времени входного напряжения νίπ, подаваемого мостовым выпрямителем В, сопряжённым со сглаживающим конденсатором Сз, до переменного во времени выходного напряжения νουΐ. Коэффициент передачи по напряжению БП (νοπΐ/νίπ) рассчитывают, главным образом, по рабочему циклу Ό переключений МОП-транзистора [8] и коэффициенту трансформации Ν трансформатора, где Ν - отношение числа витков во вторичной обмотке трансформатора к числу витков в первичной обмотке трансформатора, согласно следующему отношению:

Уои!: = Ут х N х 0/(1 - О) уравнение (10).

Специалисту, имеющему квалификацию в уровне техники, понятно, что источники питания с топологией обратноходового преобразователя (трансформатора) обычно действуют таким образом, что рабочий цикл Ό коммутирующего МОП-транзистора меняется, как правило, с частотой коммутирования за время каждого полуцикла выхода выпрямленного сигнала выпрямителя, чтобы гарантировать, что ток на выходе выпрямителя - в основном, в фазе с выдаваемым выпрямителем напряжением. Значение Ό в уравнении 10 меняется в зависимости от частоты переключений МОП-транзистора 8, так как меняется νίπ в течение каждого полуцикла его колебания во временной области. В случаях, когда составляющая постоянного тока в νουΐ низка (десятки вольт), падение напряжения на выходе диода Όο на фиг. 4, составляя около 1 В в период переключаемой формы волны при его проведении, становится заметной частью выходного напряжения настолько, что требует учёта этого падения напряжения. Однако для обратноходового преобразователя с выходным напряжением в несколько десятков вольт и более влиянием такого падения напряжения пренебрегают.

Из уравнения 9 видно, что для аккомодации меняющегося вследствие колебаний нагрузки выходного напряжения рабочий цикл Ό для любого мгновенного значения νίπ должно варьироваться как отклик на вариативность нагрузки. Такие колебания возникают, когда нагрузка содержит, по меньшей мере частично, последовательность СИД, из-за температурных колебаний или изменения числа задействованных СИД в последовательности, или в обоих случаях. Изменение рабочего цикла полевого МОП-транзистора происходит путём обратной подачи напряжения на контроллер [С] посредством элемента обратной связи Р, как правило в форме оптоизолятора. Контроллер выполнен с возможностью в ответ на ввод сигнала от Р менять рабочий цикл Ό модулируемого по ширине импульса напряжения, подаваемого на затвор МОПтранзистора, и посредством этого включать и выключать МОП-транзистор с цикличностью ШИМнапряжения (широтно-импулъсно-модулируемого напряжения).

На фиг. 5 показан контур драйвера СИД, включающий блок питания постоянного тока с входным переменным током, выходным напряжением постоянного тока которого управляет обратноходовой трансформатор, а БП соединён или интегрирован со стабилизатором тока постоянной величины низкого уровня, при этом стабилизатор выполнен с опорой на стабилизатор тока, что описано в патентной заявке Великобритании №1210561.5.

БП 1 при взаимодействии со стабилизатором тока 3 должен подавать напряжение на шину постоянного тока (νταιΐ), питающую ленту СИД 2, регулируемое в зависимости от величины нагрузки, определяемой количеством СИД в ленте и температурой, с поддержанием напряжения постоянной величины Угед на стабилизаторе тока 3. Напряжение на шине УгаН принимает величину суммарного перепада напряжения после последовательности СИД 2 и Угед, происходящего в результате работы стабилизатора 3,

- 6 028652 последовательно сопряжённого с лентой СИД 2 с использованием устройства обратной связи для управления перепадом напряжения на стабилизаторе Угед. Если перепад напряжения на ленте СИД обозначить как У1ей, то Угай = У1ей + Угед. Кроме того, величину Угай определяют рабочий цикл коммутирующего полевого МОП-транзистора ΜΟ8ΕΕΤ 4, коэффициент трансформации N трансформатора 5 и составляющая постоянного тока выпрямленного входного напряжения сети, подаваемого на обратноходовой преобразователь входным сетевым выпрямителем 6, что рассматривалось ранее. Таким образом

Угед рассчитывают как

Угед = УтхЯх—--У1ес1 ^{1_ ΰ} уравнение (12).

Следовательно, при использовании, как показано на фиг. 5, устройства обратной связи в виде оптоизолятора 7 для настройки рабочего цикла Ό выходного канала контроллера 8 с поддержанием постоянного значения Угед механизм обратной связи становится средством аккомодации переменной величины У1ей. Область значений У1ей, удобоваримых для драйвера СИД согласно топологии фиг. 5, при конкретном значении коэффициента трансформации N определяет ряд факторов, включая диапазон рабочих циклов, задаваемых контроллером 9, теплофизические рабочие характеристики коммутирующего ΜΟ8ΕΕΤ 4 и максимально допустимое напряжение выходного конденсатора 9, заряжаемого через диод 10 во время каждого интервала отключения (ΘΕΕ) формы волны, поступающей на затвор МОП-транзистора ΜΟ8ΕΕΤ 4.

Величину номинальной характеристики выходного конденсатора 9, задействуемой через один конденсатор или несколько параллельно соединённых конденсаторов, выбирают исходя из требуемой пульсации напряжения на выходе БП. Согласно приведённой ранее аргументации эта пульсация напряжения может составлять не выше 3 В при применении типа стабилизатора, раскрытого в патентной заявке Великобритании №1210561.5, близко к его пиковой производительности по постоянному току. Номинал выходного конденсатора 9, необходимый для получения пульсации выходного напряжения двойной амплитуды Упр, может быть выражен с хорошим приближением как

Со = —7-ϊ(рзи) νηρ уравнение (13), где ω - угловая частота сети, следовательно, равная 2χΌχ£, где £ = 50 Гц в Великобритании. Отсюда вытекает, что, если КПД БП равен минимально допустимому значению 89% (μ(Ό) = 0,89), а Упр = 3 В, минимальная электроёмкость выходного конденсатора 11 составляет 835 μΕ при рабочем токе 700 мА. Однако независимо от того, задействуется эта или несколько большая электроёмкость, каждый индивидуальный конденсатор должен иметь номинальное напряжение, значительно большее, чем максимальная величина Угай. Следовательно, для работы при выходных напряжениях до 179 В каждый конденсатор должен быть рассчитан на 300 В.

Количество параллельных конденсаторов для реализации Со определяют из расчёта, что пульсирующий ток в каждом конденсаторе не превышает максимальный пульсирующий ток для доступного на рынке применимого высококачественного электролитического конденсатора с заводским номиналом напряжения 300 В или более. Типичная доступная реализация Со это - параллельно соединённая пара алюминиевых электролитических конденсаторов на 440 μΕ, 300 В, обеспечивающих полную ёмкость на выходе - 880 μΕ.

Значение У1ей является функцией от числа СИД в гирлянде Ν, тока, проходящего в гирлянде СИД Ней, и температуры на стыке СИД Τ]. В любом частном случае реализации контура в соответствии с топологией на фиг. 5 ток СИД 11ей задают посредством установки токовой функции стабилизатора 3 путём выбора соответствующих токозадающих значений сопротивления, как описано в патентной заявке Великобритании № 1210561.5. Следовательно, в любой конкретной реализации схемотехнического контура на фиг. 5 значение У1ей является функцией N и Τ). Исходя из вышесказанного, конструктивные решения по настоящему изобретению обеспечивают преимущества устройства, с помощью которого стабилизатор тока, раскрытый в патентной заявке Великобритании №1210561.5, может быть интегрирован в драйвер питания СИД с входным переменным током с возможностью аккомодации варьируемой СД нагрузки в диапазоне, определяемом напряжением и теплофизическими свойствами основной электротехнической элементной базы. Таким образом, варианты схемотехнической компоновки по заявляемому изобретению обеспечивают реализацию драйверов СИД с получением преимуществ в виде усиленного подавления тока пульсаций, точного задания величин тока и отслеживания термических характеристик стабилизатора тока, раскрытого в патентной заявке Великобритании №1210561.5, при эксплуатации такого стабилизатора тока в режиме максимальной эффективности.

Пример.

Приведённый ниже пример осуществления изобретения служит целям наглядности и демонстрирует возможность его реализации во множестве других вариантов средства вывода напряжения с блока питания, подачи тока на последовательность СИД и адаптации напряжения и частоты электросети.

- 7 028652

Пояснения к этому или любому другому примеру реализации заявляемого изобретения даны в контексте общепринятых понятий, относящихся к конструктивным параметрам участков блока питания (БП) и стабилизатора тока для драйвера СИД.

Пиковое выходное напряжение участка БП драйвера рассчитывают по

Уор = νϊηρχΝχ—^— ι — &Р уравнение (14), где Ир - пиковый рабочий цикл коммутации коммутирующего полевого МОП-транзистора МО8РЕТ, и νΐηρ - пиковое значение двухполупериодного выпрямленного однофазного сетевого напряжения, рассчитываемого по

Утр = Угтз X- /2 - 2χνά уравнение (15), где νϊιΐΕ - среднеквадратичное напряжение электросети, и νά - перепад напряжения на одном диоде в выпрямителе в течение полуцикла входа от сети, когда данный диод проводит ток.

Стандартный номинал νά для кремниевого выпрямляющего диода - около 0,8 В.

νορ в уравнении 14 относится к составляющей постоянного тока νο выходного напряжения согласно уравнению

Уор — νοχπ{2 уравнение (16)

Следовательно, значения Ир (пикового коммутационного рабочего цикла МОП-транзистора), соответствующие максимальному выходному напряжению БП νο тах получают согласно ΰρ,Μαχ = яхУо,Мах / (2хНхУгтзх/2 - 4Νΐ>ά + πχΥο,Νίαχ) уравнение (17)

Примером реализации участка БП драйвера СИД по изобретению, иллюстрирующим диапазон максимального рабочего цикла МО8РЕТ, может служить трансформатор с коэффициентом трансформации 2, работающий от сети со среднеквадратическим напряжением 230 В с уставкой максимального выходного напряжения 180 В.

Ορ,Μαχ 0,304 30,4¾ уравнение (18).

Соответствующий максимальный пульсирующий ток двойной амплитуды на выходном конденсаторе получают с помощью стандартных уравнений для конструкции обратноходового преобразователя ίε,ρρ = Угтз χ Ορ,Μαχ χ/2/(1,ρχΝχΪΞ\ν) уравнение (19) где Ьр - индуктивность первичной обмотки трансформатора, и ίδν - номинальная частота формы волны коммутации, применяемой контроллером в отношении МОП-транзистора.

Применив для этого примера типичные значения 0,75 мГн (миллигенри) и 200 кГц, получим пульсирующий ток двойной амплитуды конденсатора, равный 326 мА.

Как пояснялось ранее, чтобы сгенерировать пульсацию выходного напряжения двойной амплитуды в 3 В при максимальном выходном напряжении и при подключении к стабилизатору тока на 700 мА, необходима выходная ёмкость по меньшей мере 835 μΡ. Чтобы минимизировать пульсацию тока, проходящего через любой из конденсаторов, сохраняя минимальное количество конденсаторов и работая при значительно более низком номинальном напряжении задействованных конденсаторов, лучше всего применять выходную ёмкость, примерно на 5% большую, чем требуемый минимум, с использованием двух параллельно соединённых электролитических конденсаторов по 440 μΡ/300Β.

Стабилизатор тока, соединённый с БП, как показано на фиг. 5, может выдавать стабилизированный ток 700 мА для целей приводимого здесь примера. Этот специализированный стабилизатор по патентной заявке Великобритании №1210561.5 может быть реализован посредством параллельного соединения двух схем стабилизатора, каждая из которых имеет конфигурацию, показанную на фиг. 1, где для каждого стабилизатора, как на фиг. 6 [5]

ΙΤ 350 тпА уравнение (20).

Используя уравнение подходящего конструктивного решения из патентной заявки Великобритании № 1210561.5 и приняв, что К1=К2=К

К = 2χνζ- — ιτ уравнение (21).

Подставив числовые значения, данные в патентной заявке ВБ №1210561.5 (АЬс «0,7 В и νζ = 3 В), получим К = 13Ω.

Другой переменной величиной конструкции стабилизатора по патентной заявке Великобритании № 1210561.5 является количество диодов Зенера, каждый из которых рассчитан на зенеровское напряжение 2,4 В при стандартном токе 5 мА, задействованных в каждом из стабилизаторов. В патентной заявке Великобритании №1210561.5 это определено для конкретной величины тока стабилизатора при принятии условия, что тепловой коэффициент стабилизированного тока должен быть близок к нулю. Согласно ме- 8 028652 тодике расчёта, предложенной в патентной заявке Великобритании №1210561.5, где ток, проходящий через каждый диод, предпочтительно должен составлять около 14,5 мА, для реализации одного стабилизатора тока на 350 мА при тепловом коэффициенте тока, близком к нулю, потребуется 12 диодов Зенера на каждый стек (комплект) Зенера. Между тем, патентной заявкой Великобритании №1210561.5 предусмотрен общий случай стабилизатора тока, для которого дано уравнение 18 расчёта теплового коэффициента стабилизированного тока ύΤ уя -«Йе уравнение (22), где тепловой коэффициент напряжения базового эмиттера кремниевого биполярного транзистора буЬе/б Т при хорошем приближении равен -2,0 мВ/К. Анализ тепловой характеристики типового кремниевого диода Зенера на 2,4 В (где 2,4 В - значение νζ при контрольном токе 5 мА) показал, что значение δνΖ/δΤ при двойном оптимальном зенеровском токе (2x14,5 мА = 29 мА) составляет около -2,2 мВ/К. Величина νζ при этом токе для такого же типового кремниевого диода = 3 В. Следовательно, температурный коэффициент тока для стабилизатора тока на 350 мА в этом примере составляет -87 млн^- 7К. Это показывает, что количество диодов Зенера в стеке Зенера каждого из двух стабилизаторов тока на 350 мА, используемых в данном иллюстративном примере, можно сократить с 12 до 6 при сохранении низкого температурного коэффициента тока.

Таким образом, приведённый выше пример показывает, что для его реализации с использованием блока питания в модифицированной топологии обратноходового преобразователя, представленной на фиг. 5, где согласно концепции патентной заявки Великобритании №1210561.5 стабилизатор тока (3) выполнен в виде двух параллельно соединённых схем стабилизатора тока, необходимы блок питания, питаемый в свою очередь от электросети 230 В 50 Гц, в котором νοπί = 60-180 В, ИМах = 30%, N = 2, Со - в виде двух электролитических конденсаторов на 440 μΕ/300 В, £§а = 200 кГц и индуктивность первичной обмотки трансформатора = 0,75 мГн.

Каждая из двух схем стабилизатора тока в составе стабилизатора тока (3) содержит стеки Зенера, как показано на фиг. 1, каждый из которых включает 6 кремниевых диодов Зенера с зенеровским напряжением 2,4 В при номинальном токе 5 мА, [и два резистора] каждый из которых, обозначенных как И1 и К2 на фиг. 1, имеет номинал 13Ω.

Claims

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Контур драйвера подачи питания стабилизированным постоянным током от источника переменного тока на нагрузку, включая светодиодное (СД) осветительное оборудование, имеющий в своём составе выпрямитель и обратноходовой преобразователь, где выпрямитель предназначен для преобразования входного напряжения переменного тока в выпрямленное напряжение, подаваемое на обратноходовой преобразователь, который предназначен для питания нагрузки стабилизированным напряжением постоянного тока; стабилизатор тока, составляющий часть нагрузки, последовательно соединённый со СД осветительным оборудованием; и средство обратной связи, предназначенное для поддержания стабилизированного напряжения постоянного тока в стабилизаторе тока, который включает средство стабилизации напряжения, содержащее множество диодов Зенера, соединённых параллельно.
2. Контур драйвера по п.1, характеризующийся тем, что стабилизатор тока содержит первую схему стабилизатора тока и вторую схему стабилизатора тока, где выход первой схемы стабилизатора тока перекрёстно соединён с указанной второй схемой стабилизатора тока, при этом каждая - первая и вторая схема стабилизатора тока включает транзисторную схему, укомплектованную резистором и транзистором; и схему стабилизатора напряжения, образующую средство стабилизации напряжения, предназначенную для подачи стабилизированного напряжения на соответствующий контур драйвера, содержащую множество диодов Зенера, соединённых параллельно.
3. Контур драйвера по пп.1, 2, характеризующийся тем, что каждый диод Зенера имеет одинаковое номинальное зенеровское напряжение.
4. Контур драйвера по пп.1-3, характеризующийся тем, что в нем присутствует колебание зенеровских напряжений между 0,1 и 0,3 В в диодах Зенера в составе средства стабилизации напряжения.
5. Контур драйвера по пп.1-4, характеризующийся тем, что средство обратной связи включено в рабочую схему соединением от элемента обратной связи, расположенного между стабилизатором тока и устройством СД освещения, к контроллеру обратноходового преобразователя.
6. Контур драйвера по пп.1-5, характеризующийся тем, что блок питания выполнен таким образом, что рабочее напряжение на стабилизатор подается из расчёта

Угър

Угед > Ук Н-2 где Ск - напряжение колена стабилизатора и νηρ - напряжение пульсации двойной амплитуды, поступающее от блока питания.
7. Контур драйвера по пп.1-6, характеризующийся тем, что блок питания выполнен таким образом,

- 9 028652 что Упр не превышает Ук/2.
8. Контур драйвера по пп.1-7, характеризующийся тем, что минимальное напряжение постоянного тока Угед(шт) подаётся на стабилизатор тока из расчёта

Угед {Μΐη)-4 , где Ук - напряжение колена стабилизатора тока.
9. Контур драйвера по пп.1-8, характеризующийся тем, что он включает два параллельно соединённых стабилизатора тока, каждый из которых содержит первую схему стабилизатора тока и вторую схему стабилизатора тока, где выход первой схемы стабилизатора тока перекрёстно соединён с указанной второй схемой стабилизатора тока, при этом каждая - первая и вторая - схема стабилизатора тока содержит транзисторную схему, укомплектованную резистором и транзистором; и схему стабилизатора напряжения, формирующую средство стабилизации напряжения, предназначенную для подачи стабилизированного напряжения на соответствующий контур драйвера и содержащую множество диодов Зенера, соединённых параллельно.
10. Контур драйвера по п.9, характеризующийся тем, что каждый стабилизатор установлен резистивно для обеспечения тока постоянной величины в диапазоне от 350 до 700 мА.
11. Осветительное устройство, включающее контур драйвера питания по любому из предшествующих пунктов и светодиодный источник света, последовательно соединённый со стабилизатором тока и являющийся составной частью нагрузки.