CN104904314A - 使用逆向变换器通过降低整流ac电力网纹波来降低可观测光学闪烁的led驱动器电路 - Google Patents

Abstract

本申请描述了一种用于对LED照明方案提供驱动电流的驱动器电路。特别地，本发明涉及一种可结合利用并联组合连接的多个齐纳二极管的电流调节器装置操作的AC输入驱动器电路。该驱动器电路包括反馈机构，该反馈机构可操作为保持整个电流调节器两端的恒定电压。本发明的实施例设法解决LED纹波，并且因此解决由在其输入端连接到AC电源的LED驱动器引起的光学闪烁。

Description

使用逆向变换器通过降低整流AC电力网纹波来降低可观测光学闪烁的LED驱动器电路

技术领域

本发明涉及一种用于对LED照明方案提供驱动电流的驱动器电路。特别地，本发明涉及一种可结合如在英国专利申请第1210561.5号中所描述的电流调节器(current regulator)装置操作的AC输入驱动器电路。

背景技术

虽然发光二极管(LED)的成本和可靠性的持续改进已经使室内和室外照明领域更广泛地采用LED技术，但是还在提供用于将调节后的电流提供至LED照明***的驱动电子电路上存在挑战。众所周知的是，提供给LED负载的驱动电流的变化可不利地影响性能。特别地，来自从电力网(mains)或类似电源获取单相交流(AC)输入的电源单元(PSU)的接收电流的LED对于由来源于位于PSU的输入端或接近PSU的输入端的整流器电路的波形的AC分量的不完全抑制而引起的剩余“电压纹波”的存在是敏感的，并且其AC分量采取来自所述电力网或类似电源的AC电压的频率的两倍的正弦电压的形式。

作为二极管的LED在其操作领域内呈现出的低差分阻抗-被定义为电压与电流的变化的速率。该低差分阻抗导致在存在电压纹波的情况下产生显著水平的LED的纹波电流。可以很容易地证明，对于少量电压纹波，相应的LED电流纹波可被表示为：

$\frac{\mathrm{\Δ}Iled}{Iled}\≈\frac{\mathrm{\Δ}Vdc}{Vdc}\×\frac{Vdc}{Iled}\×\frac{1}{Zd}$       方程式(1)

其中，ΔVdc/Vdc是来自PSU的峰到峰(peak-to-peak)电压纹波，被表示为由PSU提供的操作DC电压的分数，ΔIled/Iled是峰到峰LED电流纹波，被表示为操作LED电流的分数以及Zd是LED链在纹波频率下的差分阻抗。在LED照明应用的背景下，电压纹波的最重要的来源是在PSU的输入端处发生的全波整流。该波纹以电力网AC频率的两倍发生-因此处于100Hz与120Hz之间。在该频率范围内，研究表明高比例的健康成人对于由LED灯闪烁的出现所引起的频闪效应是敏感的。这种闪烁由LED照明灯具内的电流纹波的存在而产生。

可很容易地通过参考实例示出LED电流纹波对于PSU电压纹波的敏感度，这涉及基于LED的路灯照明组件的典型要求，其中LED驱动器用于将恒定DC提供给一串40个串联连接的白色LED。每个LED都在正常操作温度下在其之间具有约3.5V的压降，从而导致整个LED串(Vdc)两端的总电压为140V。此外，典型的白色LED以3.5V进行操作时具有0.5Ohm量级的差分阻抗。因此，在该说明性实例中，Zd是约20Ohm。在这样的应用中使用的典型LED驱动电流是350mA或700mA。

如果，在这个说明性实例中，源于LED驱动器的电压纹波低至1％的Vdc-非常低的值，通常是非常高品质的LED驱动器-那么对于350mA操作所得到的LED电流纹波将是约20％的Iled，且对于700mA操作电流纹波将是约10％的Iled。

鉴于以下事实：在LED中，光输出(光通量)直接与电流相关，该电流纹波可反过来引起光学闪烁，这限制了LED技术在诸如办公照明、街道照明和工业照明的应用中的可接受性。事实上，最近的研究已经显示了即使在非常低的闪烁水平下对于由闪烁所引起的频闪效应健康成人之中的敏感度。事实上，研究已经指示了在10％的闪烁(由100Hz下的约20％的电流纹波引起的)下，约75％的健康成人可检测由闪烁引起的频闪效应。对于闪烁的频闪效应的这种敏感度代表了对LED照明在其中运动的舒适和准确感知是非常重要的应用(特别是在被照射的场景包括移动、摆动或旋转对象的情况中)中的广泛采用的挑战。

因此，需要降低源自用于对LED照明方案提供驱动电流的AC输入驱动器电路的电压纹波，以便减少电流纹波和光学闪烁。

这个问题已被预先考虑且已经尝试来提供LED驱动器电路以设法解决由于AC电源的定期变化所引起的光学闪烁的问题。具体而言，在PSU的输出端或其附近提供电容来使由PSU所引起的电压纹波平滑化，优选地降低至如上所述的百分之几的水平。

然而，由于与例如成本和可靠性有关的各种原因，对于以下各项通常是有利的：LED照明方案，特别是内在街道、办公室或工业照明装置中采用的由长串的串联连接的LED构成的那些，其中各个串设置有由单个驱动器提供的恒定DC电流。因此，为了确保各个驱动器从正在驱动的LED串中产生足够的光输出，必要的是需确保其DC输出电压足够高来驱动大量的LED(通常是几十个)。有鉴于此，有必要使用于使源于PSU的电压纹波平滑化的电容器能够承受相对较高的DC电压，例如在高达200V或更高的区域中。这导致使用电解电容器，其与其它类型的电容器相比能够承受这样的电压，同时以数百微法拉的量级提供高电容值。此外，将电压纹波减少到最低的要求需要使用高电容。这可通过使用少量的高值电解电容器，或大量的低值电解电容器来实现。用于实现所需的总电容的这种电容器的数量至少部分地由各个单独电容器的最大额定纹波电流来确定。然而，使用高值电解电容器或几个低值电解电容器会增加预期的电容失效的速率，这反过来会增加PSU的统计故障率。PSU或事实上的任何电子组件的统计故障率通常通过使用其倒数来表示。该倒数(l/统计故障率)被称为组件的平均故障间隔(Mean Time Between Failures)或TBF。

因此，可理解的是除了如先前所讨论的最小化LED电流纹波和闪烁之外，还期望考虑到提高LED驱动器的MTBF、设法减少在LED驱动器的PSU部的输出端处所需的电解电容器的数量和电容。优选地，高MTBF性能应在不显著损害在由LED驱动器驱动的LED串内产生的电流纹波的情况下来实现。事实上，在市场内需要确保电流纹波在LED链内的峰到峰值不超过提供给LED链的DC电流的约1％，从而显著减少并且可能消除直接和频闪可检测的闪烁。

因此，设计用于LED驱动器内的PSU通常-具体地在针对街道、办公和工业照明市场时特别需要-解决两个对立的目标。一方面，期望PSU给出低电压纹波-从而最小化LED电流纹波和光学闪烁。另一方面，期望PSU显示出对应于低预期统计故障率的高可靠性。这些要求中的第一个通常指示使用PSU的输出端处的高电容，这反过来又指示了使用几个电解电容器、或高值电解电容器、或这两者。使用高值电解电容器或几个低价值电解电容器会增加这样的PSU的统计学有意义样品内的电容器故障的预期速率，因此增加了PSU的统计故障率。

在英国专利申请第1210561.5号中，通过引入将其全部公开并入本文中，描述了一种用于从输入电压提供调节后电流的电流调节器。在英国专利申请第1210561.5号中描述的电流调节器包括电压调节装置，该电压调节装置包括并联连接的多个齐纳二极管。

申请第1210561.5号描述了一种新颖的电路拓扑结构，由此通过调节器的电流在由双极晶体管的击穿电压限定的电压限制内随着所施加的DC电压的变化基本上是恒定的，以及随其组成部分的性质的制造变化而基本上保持恒定的。本发明人认为可以有利地利用这种高差分阻抗，以便缓减由AC输入PSU所引起的电压纹波的出现。这样的PSU应有利地以以下方式来构造：它可以与调节器相集成，同时优选地允许调节器以其最大效率或接近其最大效率来操作。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于从AC电源将调节后的DC电流提供给负载，该负载包括LED照明组件，驱动器电路包括：整流器和逆向变换器，其中，整流器在使用中可操作为将AC输入电压转换为整流电压，该整流电压被提供给逆向变换器，并且其中，逆向变换器可操作用于将可变DC电压提供给负载；电流调节器，形成负载的一部分，电流调节器在使用中串联连接到LED照明组件；以及反馈装置，可操作为保持电流调节器两端的恒定的DC电压，其中，电流调节器包括电压调节装置，该电压调节装置包括并联连接的多个齐纳二极管。

优选的整流器是全波整流器，可操作为将AC输入电压转换为包含DC电压的全波整流电压，包括其DC电压分量的该全波整流电压被提供给逆向变换器。

由于本发明的实施例设法使PSU的输出电容的值最小化，所以有利的是允许PSU以几伏特的量级产生输出电压纹波(峰到峰)，并依靠调节器的高差分阻抗以提供由其有利地减小了由于该PSU电压纹波所引起的LED串中的电流纹波的装置。因此，本发明的实施例有利的是，优选地以以下方式构造PSU：保持电流调节器两端的基本恒定的电压，使得电流调节器的高差分阻抗用于平息(quench)否则将会由电压纹波所引起的LED电流纹波。

英国专利申请第1210561.5号中描述的电流调节器的主要特点在于齐纳二极管呈现出了相同的标称齐纳电压。根据英国专利申请第1210561.5中的教导所构造的电流调节器利用了以下事实的优点：在标准齐纳二极管制造过程中，标称值左右的齐纳电压中的标准偏差足够小，以允许并联组合中的齐纳二极管之间的电流分配。可定义的是包含在电压调节装置中的多个齐纳二极管中的齐纳二极管的齐纳电压之间可优选地存在0.1V与0.3V之间的变化。

根据本发明的一个优选实施例，各个齐纳二极管都具有相同的标称齐纳电压。虽然具有相同的标称齐纳电压，但是在包含在电压调节装置的多个齐纳二极管中的齐纳二极管的齐纳电压之间可优选地存在0.1V与0.3V之间的变化。

在图1中示出了在英国专利申请第1210561.5号中所教导的电流调节器的优选实施例，并且包括交叉耦接至第二电流调节器电路C2的第一电流调节器电路C1。第一电流调节器电路的C1包括具有电阻器R1和双极晶体管T1的晶体管电路。第一电流调节器电路还包括电压调节器电路VRC1，该电压调节器电路包括并联连接的多个齐纳二极管Zl₁、Zl₂...Zl_n。第二电流调节器电路C2包括具有电阻器R2和双极晶体管T2的驱动器电路。第二电流调节器电路还包括电压调节器电路VRC2，该电压调节器电路包括并联连接的多个齐纳二极管Z2_l、Z2₂...Z2_n。晶体管包括NPN型或PNP型的硅双极晶体管。晶体管可形成互补对，例如第一电流调节器电路或第二电流调节器电路的晶体管是PNP型，而其它电流调节器电路的晶体管是NPN型。第一晶体管电路和/或第二晶体管电路的电阻器通常可操作为改变，以便用作电流编程电阻器。

先前提出的电流调节器从DC电压干线操作并提供基本恒定的电流，适合于驱动LED或LED串。这样的DC输入电流调节器可有利地为恒定电流提供电流的高设定精度和低导热系数(low thermal cofficient)。有利的是，这样的电流调节器可被编程以提供适用于LED照明驱动器范围内的电流。两个这样的调节器还可以并联连接在一起，以例如以350mA至700mA的量级，同时还以每百万小时提供优选小于0.6故障的低故障率来提供更高的电流。这有利地对应于电流调节器的MTBF，超过1.7万小时。

根据本发明的特别优选实施例，电流调节器包括第一电流调节器电路和第二电流调节器电路，其中，第一电流调节器电路的输出交叉耦接至第二电流调节器电路，第一提供更高的电流，和第二电流调节器电路中的每一个包括：晶体管电路，包括电阻器和晶体管；以及电压调节器电路，形成所述电压调节装置，电压调节器电路可操作为将调节后的电压提供给相应的驱动器电路，其中所述电压调节器电路包括并联连接的多个齐纳二极管。

优选地，由下式给出调节器两端的操作电压：

Vreg≥Vk+Vrip/2       方程式(2)

其中Vk是调节器的拐点电压，并且其中Vrip是由PSU所提供的峰到峰纹波电压。

优选地，Vrip不大于Vk/2。

因此，优选地，在使用中提供给电流调节器的最小DC电压(Vreg(Min))由下式给出：

Vreg(Min)＝5Vk/4

其中，Vk是电流调节器的拐点电压。

优选地，电流调节器包括两端子电路。优选地，电压调节器电路/各个电压调节器电路的齐纳二极管包括硅齐纳二极管。电压调节器电路/各个电压调节器电路的齐纳二极管可呈现出小于5.5V的齐纳电压。优选地，电压调节器电路/各个电压调节器电路的齐纳二极管呈现出2.0V与3.0V之间的齐纳电压。

优选地，包含在电流调节器电路/各个电流调节器电路中的电压调节器电路中的齐纳二极管的齐纳电压被选择使得：

Iz,opt＝I_spec/2.N     方程式(3)

其中，Iz,opt是在其下齐纳电压随温度的变化率基本上等于电流调节器电路的晶体管的基极-发射极电压Vbe的变化率的电流，N是每个电压调节器电路的齐纳二极管的整数且I_spec是温度系数在其下基本上为零的电流调节器电流。

应理解的是，可结合LED照明组件来提供本发明的实施例，所述LED照明组件通常包括串联连接的LED串或者驱动器电路可被单独提供以连接到LED照明组件或与其相集成。

根据本发明的第二方面，提供了一种照明装置，包括LED照明组件和根据本发明的第一方面的驱动器电路，其中LED照明组件与电流调节器串联连接以形成负载的一部分。

附图说明

为了更好地理解本发明，现在将参考附图借助于实例示出了其如何可以实现效果，在附图中：

图1示出了在英国专利申请第1210561.5号中描述的电流调节器的优选实施例；

图2示出了根据本发明的实施例的AC输入LED驱动器的示意图；

图3示出了在英国专利申请第1210561.5号中描述的电流调节器的电流对电压特性；

图4示出了基于先前考虑的逆向变换器的电源单元的示意图；以及

图5示出了包括基于逆向变换器的电源单元的根据本发明的实施例的驱动器。

具体实施方式

图2示出了结合了电流调节器(连接到PSU或与其集成)的根据本发明的实施例的AC输入LED驱动器的示意图。放置在PSU的输出的电容(C_o)提供了用于降低来自PSU的电压纹波的装置。

如先前所讨论的，为了使总体驱动器的统计故障率最小化，该电容应该被最小化并且应由最小量的电解电容器来提供。这是LED照明和一般照明市场的主要要求，即AC输入LED驱动器应在高效率水平下进行操作–被定义为以百分比表示的输出功率与输入功率的比率。这些市场内的驱动器的优选的最低效率水平是约85％，特别优选水平是90％。根据图2中所示的体系结构的驱动器的总体效率由下式给出：

μ(D)＝μ(PSU)×μ(Reg)     方程式(4)

其中，μ(PSU)是PSU的效率且μ(Reg)是调节器的效率。调节器的效率在以图2中所示的方式使用时由下式给出：

μ(Reg)＝(Vdc-Vreg)/Vdc      方程式(5)

其中，Vdc是由PSU提供的DC电压，且Vreg是调节器两端的压降。因此，通过使作为Vdc的分数的Vreg的最小化而使μ(Reg)最大化。这对PSU提出了两个要求。首先，Vdc应优选地尽可能高，且其次Vreg应尽可能地低，同时保持调节器以由PSU的属性所需的方式来操作。

图3示出了在英国专利申请号1210561.5中公开的电流调节器的电流对电压特性。在Vreg的特定值以上，通过调节器汲取电流且因此流过LED串的电流是恒定的并且被设置为值Ic，其由调节器的具体设计来确定。Vreg的该最小操作值被称为调节器的拐点电压(knee voltage)(Vk)。由于本发明的优选实施例设法使C_o的值最小化，所以可允许PSU产生可评估的电压纹波并依赖于调节器的高差分阻抗以提供一种装置，通过该装置，LED串中的电流纹波(由于该PSU电压纹波引起)被减少或被最小化。对于这种情况发生，整个调节器之间的操作电压Vreg优选地应该是：

Vreg≥Vk+Vrip/2     方程式(6)

其中，Vrip是由PSU提供的峰到峰纹波电压。因此，优选的是，PSU可操作为保持调节器两端基本上恒定的电压，使得调节器的高差分阻抗用于平息(quench)否则将会由电压纹波引起的LED电流纹波。这个所述恒定电压优选地应充分高于调节器的拐点电压，以确保纹波电压经历所述高差分阻抗。然而，同时，为了最小化Vreg，从而最大化调节器的操作效率，不应允许Vrip的值超过Vk的可评估的分数。

作为指导，Vrip优选地不大于Vk/2。这确保了调节器的操作电压Vreg接近于Vk，同时调节可评估的电压纹波。在这种情况下，Vreg的最小值因此成为：

Vreg(Min)＝5Vk/4     方程式(7)

并且LED驱动器的整体效率的对应最大值成为：

$\mathrm{\μ}(D,Max)=\mathrm{\μ}\left(PSU\right)\×(1-\frac{5Vk}{4Vdc})$      方程式(8)

基于在参考文献1中公开的结构体系的电流调节器的拐点电压Vk是约6V。

传送到LED链的功率由下式给出：

$P\left(LED\right)=Iled\×(Vdc-\frac{5Vk}{4})$        方程式(9)

因此，通过举例的方式，假设700mA的LED电流(可使用包括并联连接的在英国专利申请第1210561.5号(参考文献1)中公开的调节器的两个调节器来实现)达到传送到LED链的120瓦的输出功率需要PSU的179V的DC干线电压。此外，对于该特定实例实现LED驱动器的85％以上的总效率将需要PSU具有89％以上的效率。

对于图2中所示的驱动器结构体系，阻碍LED链中的纹波电流的差分阻抗Zd是电流调节器的差分阻抗。

采用在英国专利申请第1210561.5号中公开的拓扑结构的350mA电流调节器能够在高达约200Hz的频率下提供大于2KΩ的差分阻抗(dV/dI)。因此，这种电流调节器在与提供保持调节器两端的基本恒定的DC电压的能力的ac输入dc输出的PSU相集成时与至少179V的最大DC干线电压一起可以以3V的峰到峰电压纹波来设置LED驱动器，其能够将350mA的恒定电流提供给LED串，其中峰到峰值的LED电流纹波低至0.4％。相同的LED驱动器的700mA版本(其通过改变电流调节器中的电流编程电阻器而实现)将提供700mA的LED驱动电流，其中峰到峰LED电流纹波低至0.2％。

在英国专利申请第1210561.5号中公开的DC电流调节器的进一步有利特性是其高MTBF、没有电容器、少量晶体管(对于350mA或700mA调节器来说是4个，包括在参考文献中公开的两个电路)和这些晶体管是双极型的事实。为了在集成到LED驱动器时充分利用这个特性的优势，有益的是根据该结构体系结合了调节器与PSU，所述PSU(其也具有上面概述的特性)也具有高MTBF。实现该特性可通过仅使用PSU的输出处的少量电解电容器来部分地实现，如由调节器的高差分阻抗所促进的。这对于广义开关模式的电源可通过使用高的最大DC输出电压来进一步实现，这在本领域已知导致开关式电路的高效率操作。对于给定的输出功率，这种高效率导致PSU内的低功耗，从而有助于相同的给定输出功率的高MTBF。

实现给定功率水平和效率的高PSU MTBF的第三个促进因素是PSU内的组件数量的最小化。已知的是对于中等功率水平(100秒的瓦特数)，可以以低组件数来实现这些功率水平的一般化开关模式的PSU是基于逆向变换器的PSU。

图4示出了先前考虑的基于逆向变换器的PSU的示意图，所述PSU被构造为容纳各种负载电压。如本领域的技术人员应理解的是可通过以下方式操作电路工作：通过连续充电和放电变压器T的初级感应线圈；通过受控制器C控制的场效应管S的开关动作；通过由C施加矩形电压波形，其中占空比D被定义为所述波形在其接通状态消耗的时间的比例，在该时间期间，C所提供的电压是正值，足以将场效应管接通。PSU提供了一种装置，该装置将电功率从随时间变化的输入电压Vin传输到随时间变化的输出电压Vout，所述输入电压由连接到平滑电容器Cs的整流器B提供。PSU的电压传输比率(Vout/Vin)主要由开关金属氧化物半导体场效应晶体管(switching Mosfet)的占空比D和变压器的匝数比N确定，其中N在这里是变压器的次级线圈中的匝数与变压器的初级线圈中的匝数之间的比率，根据以下关系：

Vout＝Vin×N×D/(1-D)      方程式(10)

本领域的技术人员应理解，以以下方式正常操作使用逆向变换器拓扑的电源：在整流器的整流输出的每半周期的时间段期间，开关金属氧化物半导体场效应晶体管的占空比D通常与开关频率一起变化，以确保从整流器汲取的电流的相位与由整流器提供的电压基本上一样。在其时域波形的每半个周期中，在Vin变化时，方程式10中的D的值与金属氧化物半导体场效应晶体管的开关动作的频率S一起变化。在Vout的DC分量低(10秒的伏特数)的情况下，图3中所示的输出二极管之间的压降(在其间二极管被导通的切换波形的期间约为1V)成为输出电压的可评估部分，从而需要将该压降被考虑在内。然而，对于伏输出电压是10秒几伏特以上的逆向变换器，该压降的影响可忽略不计。

从方程式9可清楚的是，为了适应由于变化的负载引起的输出电压的变化，对于Vin的任何瞬时值，占空比D需要响应于负载的变化而改变。由于温度变化、或LED在串中的数量的变化或这两者，这样的变化将在至少部分地包括LED的串联串的负载的情况下发生。通过经由反馈元件F将电压反馈回控制器来致动改变开关金属氧化物半导体场效应晶体管的占空比，所述反馈元件一般采取光隔离器的形式。控制器以以下方式被构造：响应于来自F的输入，控制器改变施加到金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极的脉宽调制电压的占空比D，从而以与脉宽调制电压相同的占空比来接通和断开金属氧化物半导体场效应晶体管。

图5示出了包括AC输入、DC输出电源单元的LED驱动器，其中，输出DC电压由逆向变换器控制并且其中PSU连接到低侧的恒定电流调节器或与其集成，其中所述调节器基于英国专利申请第1210561.5号中所公开的电流调节器。

当与电流调节器3结合使用时，PSU 1需要在LED串2的顶部提供DC干线电压(Vrail)，其响应于负载的大小而变化，如由串中的LED数量和温度所确定，同时保持电流调节器3两端的恒定电压Vreg。由于调节器3的电流调节作用，连同调节器与LED串2串联连接的事实，通过使用反馈控制机构来控制调节器两端的压降Vreg，干线电压Vrail采用由LED串2两端的压降和Vreg的总和给出的值。如果LED串两端的压降被表示为Vled，那么Vrail＝Vled+Vreg。此外，Vrail的值由开关金属氧化物半导体场效应晶体管4的占空比、变压器5的匝数比N以及由输入电源整流器6提供至逆向变换器的整流电源的DC分量来确定，如上所述。因此：

Vrail＝Vin×N×D/(1-D)      方程式(11)

且Vreg由下式给出：

$Vreg=Vin\×N\×\frac{D}{1-D}-Vled$      方程式(12)

因此，如在图5中，如果由光隔离器7提供的反馈机构如所示出的被用于调节控制器8的输出的占空比D以保持Vreg的恒定值，那么反馈机构成为用于适应Vled的变化值的装置。可确定由根据图5的拓扑的单个LED驱动器适应的Vled的值的范围，对于匝数比N，由多个因素进行确定，这些因素包括可由控制器9提供的占空比的范围、开关金属氧化物半导体场效应晶体管4的热处理性能，和输出电容器9的最大耐受电压，在施加到开关金属氧化物半导体场效应晶体管4的栅极的切换波形的每个关闭部分期间，所述电容器可经由二极管10充电。

通过参考来自PSU的所需输出电压纹波来选择可由单个电容器或由电容器的并联组合来实现的输出电容器9的值。该电压纹波可根据前面的论证在运行公开于英国专利申请第1210561.5号中的类型的调节器时高达3V，这接近直流峰值效率。需要给出Vrip的峰到峰输出电压纹波的输出电容器9的值可被表示为(良好的近似值)：

   方程式(13)

其中，ω是电源角频率，并且因此等于2×Π×f，其中在英国f＝50Hz。因此，如果PSU的效率等于89％的最小容许值(μ(D)＝0.89)且Vrip是3V，由输出电容器11提供的最小电容对于700mA操作是835μF。然而可实现该电容或者稍大的电容，需要每个单独电容器都具有显著大于Vrail的最大值的额定电压。因此，对于高达179V的输出电压下的操作，每个电容器应额定为至少300V。

用于实现Co的并联电容器的数量通过确保每个电容器中的纹波电流不超过额定电压300V以上的可用的、价格合理的、高品质的电解电容器的最大纹波电流。典型的、价格合理地实现Co是并联的一对440μF、300V的铝电解电容器，其给出880μF的总输出电容。

Vled的值是串中的LED数量N、在LED串中流动的电流Iled和LED的结温度Tj的函数。在根据图5中所示的拓扑结构的电路的任何特定实施例中，LED电流Iled由调节器3的当前设置功能来确定，其通过适当选择电流设置电阻值来提供，如英国专利申请号1210561.5中所描述的。因此，在图5中的电路的任何特定实施例中，Vled的值是N和Tj的函数。因此，本发明的实施例有利地提供了一种装置，通过该装置，在英国专利申请号1210561.5中公开的电流调节器可以被集成到AC输入LED驱动器中，以在由主要电气组件的电压和温度性质所限定的范围内适应变化的LED负载。因此，本发明的实施例有利地提供了实现LED驱动器、利用英国专利申请第1210561.5号中所公开的电流调节器的波纹电流抑制、电流设定精度和热跟踪特性，同时以其最大效率或接近其最大效率有利地操作所述电流调节器。

说明性实例：

本发明实施例的以下实例是为了说明的目的，并且对于读者应该是显而易见的是可以实现通过来自PSU部的输出电压进行限制、由LED串汲取电流以及电源电压和频率放入许多其它实施例和说明性实例。

在LED驱动器的PSU部和电流调节器部的相关设计参数方面解释本发明的该实例或者任何其它实例。

驱动器的PSU部分的峰值输出电压由下式给出：

Vop＝Vinp×N×Dp/(I-Dp)     方程式(14)

其中，Dp是开关金属氧化物半导体场效应晶体管的开关动作的峰值占空比，且Vinp是全波整流单相电源电压的峰值，其由下式给出：

$Vinp=Vrms\×\sqrt{2}-2\×vd$    方程式(15)

其中，在所述二极管导通电流的电源输入的半周期期间，Vrms是均方根电源电压且vd是整流器内的单个二极管两端的压降。硅整流二极管的vd的典型值是约0.8V。

方程式14中的Vop与输出电压的DC分量Vo相关，由以下方程式给出：

Vop＝Vo×π/2     方程式(16)

因此，由下式给与最大PSU输出电压Vo,Max相对应的Dp(峰值金属氧化物半导体场效应晶体管开关占空比)的值：

$Dp,Max=\mathrm{\π}\×Vo,Max/(2\×N\×Vrms\×\sqrt{2}-4Nvd+\mathrm{\π}\×Vo,Max)$   方程式(17)

当采用匝数比为2的变压器时且当以230V的RMS电力网电压进行操作时，且需要给出180V的最大输出电压，在其最大的金属氧化物半导体场效应晶体管占空比范围的方面，可根据本发明的实施例限定LED驱动器的PSU部的说明性实例。

Dp,Max＝0.304＝30.4％  方程式(18)

由标准逆向变换器设计方程式给出输出电容器中的对应的最大峰到峰纹波电流，如：

$ic,pp=Vrms\×Dp,Max\×\sqrt{2}/(Lp\×N\×fsw)$      方程式(19)

其中，Lp是变压器的初级电感且fsw是由控制器施加到金属氧化物半导体场效应晶体管的开关波形的标称频率。使用0.75mH和200KHz的典型值，在该实例中，峰到峰电容器纹波电流等于326mA。

如先前所讨论的，为了在最大输出电压下产生3V的峰到峰输出电压纹波，当连接到700mA电流调节器时，需要至少835μF的输出电容。假定需要最小化通过任何单个电容器的最小化电流纹波，同时保持电容器的数量是最小以及以所使用的电容器的额定电压良好地操作，大于该最小值的约5％的输出电容最好由并联连接的两个440μF、300V铝电解电容器来实现。

如在图5中所示，连接到PSU的电流调节器可被构造为提供700mA的恒定电流，以用于本实例的目的。使用在英国专利申请第1210561.5号中共开的内容，这个特定调节器将通过使用并联连接的两个调节器电路来实现，其中每个这样的调节器电路采取在图1中所示的形式，并且其中通过参考所述图6，对于单个调节器：

IT＝350mA        方程式(20)

根据英国专利申请第1210561.5号中给出的值(vbe≈0.7V且Vz＝3V)R＝13Ω，通过使用在英国专利申请号1210561.5中给出的相关设计方程式，并设置R1＝R2＝R，得出：

$R=2\×\frac{Vz-vbe}{IT}$        方程式(21)。

用于英国专利申请第1210561.5号中公开的类型的调节器的其它设计变量是齐纳二极管的数量，在每个调节器中所使用的齐纳二极管均具有5mA的参考电流下的2.4V的齐纳电压。在英国专利申请第1210561.5号中，对于调节器电流的给定值，可通过假设需要基本上为零的调节后的电流的导热系数(thermal coefficient)来进行确定。以下在英国专利申请第1210561.5号中概括的步骤(其中通过每个二极管的电流是约14.5mA，实现单个电流调节器的调节电流是350mA且电流的热系数基本为零)将在如英国专利申请第1210561.5号中限定的各个‘齐纳堆(Zener stack)’中需要12个齐纳二极管。然而，对于根据英国专利申请第1210561.5号所发明的电流调节器的一般情况，调节后的电流的导热系数由英国专利申请第1210561.5号的方程式18给出：

$TC=\frac{\frac{\mathrm{\δ}Vz}{\mathrm{\δ}T}-\frac{\mathrm{\δ}vbe}{\mathrm{\δ}T}}{Vz-vbe}$        方程式(22)

其中，硅双极晶体管的基极-发射极电压的热系数δvbe/δT是良好的近似值-2.0mV/K。根据典型的2.4V硅齐纳二极管的热特性的检查(其中2.4V是5mA的参考电流下的Vz的值)，δVz/δT的值在两倍的最佳齐纳电流(2×14.5mA＝29mA)时约为-2.2mV/K。对于相同的典型硅二极管，在该电流下的Vz的值为3V。因此，用于该说明性实例中的350mA电流调节器的热系数是-87ppm/K。这表明，在该说明性实例中使用的两个350mA电流调节器中的每一个的每个‘齐纳堆’的齐纳二极管的数量可从12个减少到6个，同时保持电流的低温度系数。

因此，如上所定义的说明性实例是可以使用根据图5所示的修改的逆向变换器拓扑的PSU来实现的，其中电流调节器(3)采取两个并联连接的电流调节器电路的形式，如在英国专利申请第1210561.5中所公开的，并且其中：对于PSU，从230V驱动，50Hz电力网：Vout＝60V至180V，D,Max＝30％，N＝2，Co采取两个440μF、300V额定电解电容器的形式，fsw＝200KHz，并且变压器的初级电感是0.75mH。

对于包含在电流调节器(3)内的两个电流调节器电路中的每一个：各个齐纳堆如图1所示包括6个硅齐纳二极管，均具有5mA的参考电流下的2.4V的齐纳电压，且每个电阻(在图1中示为R1和R2)采用值13Ω。

Claims (11)

1.一种用于从AC电源将调节后的DC电流提供给负载的驱动器电路，所述负载包括LED照明组件，所述驱动器电路包括：

整流器和逆向变换器，其中，所述整流器在使用中能够***作为将AC输入电压转换为整流后的电压，所述整流后的电压被提供给所述逆向变换器，并且其中，所述逆向变换器在使用中能够***作为将可变的DC电压提供给所述负载；

电流调节器，形成所述负载的一部分，所述电流调节器在使用中串联连接至所述LED照明组件；以及

反馈装置，能够***作为保持所述电流调节器两端的恒定的DC电压，

其中，所述电流调节器包括电压调节装置，所述电压调节装置包括并联连接的多个齐纳二极管。

2.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中，所述电流调节器包括第一电流调节器电路和第二电流调节器电路，其中，所述第一电流调节器电路的输出交叉耦接至所述第二电流调节器电路，所述第一电流调节器电路和所述第二电流调节器电路中的每一个包括：

晶体管电路，包括电阻器和晶体管；以及

电压调节器电路，形成所述电压调节装置，所述电压调节器电路能够***作为将调节后的电压提供给相应的所述驱动器电路，其中，所述电压调节器电路包括并联连接的多个齐纳二极管。

3.根据权利要求1或2所述的驱动器电路，其中，各个所述齐纳二极管具有相同的标称齐纳电压。

4.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，在包含在所述电压调节装置中的所述齐纳二极管的齐纳电压之间存在0.1V与0.3V之间的变化。

5.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，所述反馈装置在使用中从位于所述电流调节器与所述LED照明组件之间的反馈点连接到所述逆向变换器的控制器。

6.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，电源单元能够***作为使得所述调节器两端的操作电压由下式给出：

Vreg≥Vk+Vrip/2

其中，Vk是所述调节器的拐点电压，并且其中，Vrip是由所述电源单元提供的峰到峰纹波电压。

7.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，所述电源单元能够***作为使得Vrip不大于Vk/2。

8.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，由下式给出在使用中提供给所述电流调节器的最小DC电压Vreg(Min)：

Vreg(Min)＝5Vk/4

其中，Vk是所述电流调节器的拐点电压。

9.根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，并联设置两个电流调节器，并且其中，各个所述电流调节器包括：

第一电流调节器电路和第二电流调节器电路，其中，所述第一电流调节器电路的输出交叉耦接至所述第二电流调节器电路，所述第一电流调节器电路和所述第二电流调节器电路中的每一个包括：

晶体管电路，包括电阻器和晶体管；以及

电压调节器电路，形成所述电压调节装置并且能够***作为将调节后的电压提供给相应的所述驱动器电路，其中，所述电压调节器电路包括并联连接的多个齐纳二极管。

10.根据权利要求9所述的驱动器电路，其中，各个所述电流调节器被电阻性地设定为在使用中提供350mA至700mA范围内的恒定电流。

11.一种照明装置，包括LED照明组件和根据前述权利要求中任一项所述的驱动器电路，其中，所述LED照明组件与所述电流调节器串联连接以形成所述负载的一部分。