DE974327C - Impulse radar array - Google Patents

Description

Impuls-Radaranordnung Die Erfindung betrifft eine Impuls-Radaranordnung, d. h. ein Funkortungsgerät nach dem Impulsrückstrahlprinzip, dessen Empfangsverstärker eine oder mehrere abgestimmte Schaltkreise mit veränderlichem Nebenschlußwiderstand enthält, die im Sinne einer laufzeitabhängigen Verstärkungsänderung derart gesteuert werden, daß während der Dauer der Erzeugung der Such-Energieimpulse und des Nachschwingens dieser Energie in den Empfangsorganen eine die Empfängerübersteuerung ausschließende Dämpfung der auftretenden Empfangsschwingungen (Austastung), sodann eine plötzliche Dämpfungsminderung auf einen die Meßanzeige nahe gelegener Objekte ermöglichenden Wert und anschließend eine laufzeitabhängige Verringerung der Dämpfung auf angenähert den Betrag Null erfolgt.Impulse radar array The invention relates to a pulse radar arrangement, d. H. a radio location device based on the pulse reflection principle, its receiver amplifier one or more tuned circuits with variable shunt resistance contains, which are controlled in such a way in the sense of a time-dependent gain change that during the duration of the generation of the search energy pulses and the ringing This energy in the receiving organs excludes an overmodulation of the receiver Attenuation of the received vibrations (blanking), then a sudden one Reduction of attenuation on one of the measurement display of nearby objects possible Value and then a running time-dependent reduction of the attenuation to approximate the amount is zero.

Der hierzu nötige Spannungsverlauf für die Steuerung des Empfangsverstärkers wurde bisher in zwei getrennten Schaltungen erzeugt, von denen die eine einen Rechteckimpuls und die andere eine exponentiell abfallende Spannung oder eine zunächst konstante und dann exponentiell abfallende Spannung lieferte. Durch Überlagerung dieser beiden Spannungen ergab sich dann der gewünschte sprunghafte Dämpfungsverlauf. The voltage curve required for this to control the receiving amplifier was previously generated in two separate circuits, one of which is a square pulse and the other an exponentially decreasing voltage or an initially constant voltage and then provided exponentially decreasing voltage. By superimposing these two Stress then resulted in the desired abrupt damping curve.

Andererseits ist ein kathodengekoppelter monostabiler Multivibrator zur Erzeugung von Rechteckimpulsen bekannt, bei dem die Spannung an der Kathode der einen Röhre qualitativ etwa den oben angegebenen Verlauf besitzt. Derartige Multivibratoren sind aber nicht zur Erzeugung sehr kurzer Impulse in der Größenordnung von I Mikrosekunde geeignet, wie sie zur Austastung des Empfängers eines Funkortungsgerätes erforderlich sind. Deshalb ist die Multivibratorschaltung für die Erzeugung der Steuerspannung des Empfangsverstärkers eines Funkortungsgerätes bisher trotz ihrer Einfachheit nicht verwendet worden. Außerdem lassen sich die einzelnen Parameter, wie Höhe und Dauer des Rechteckimpulses, Größe des Spannungssprunges und Zeitkonstante des anschließenden Spannungsabfalls bei einem Multivibrator nicht unabhängig voneinander einstellen. On the other hand, there is a cathode-coupled monostable multivibrator known for the generation of square-wave pulses, in which the voltage at the cathode the one tube qualitatively has the course given above. Such However, multivibrators are not of the order of magnitude for generating very short pulses of I microseconds suitable, as they are for blanking the receiver of a radio location device required are. Therefore the multivibrator circuit for the generation of the Control voltage of the receiver amplifier of a radio location device so far despite their Simplicity has not been used. In addition, the individual parameters, such as height and duration of the square pulse, size of the voltage jump and time constant of the subsequent voltage drop in a multivibrator are not independent of each other to adjust.

Die erfindungsgemäße Schaltung zur Erzeugung des angegebenen Spannungsverlaufes ist mit diesen Nachteilen nicht behaftet. Gemäß der Erfindung ist eine Impulsradaranordnung (Funkortungsgerät nach dem Impulsrückstrahlprinzip), deren Empfangsverstärker einen oder mehrere abgestimmte Schaltkreise mit veränderlichem Nebenschlußwiderstand enthält, die im Sinne einer laufzeitabhängigen Verstärkungsänderung derart gesteuert werden, daß während der Dauer der Erzeugung der Such-Energieimpulse und des Nachschwingens dieser Energie in den Empfangsorganen eine die Empfangsübersteuerung ausschließende Dämpfung der auftretenden Empfangsschwingungen (Austastung), sodann eine plötzliche Dämpfungsminderung auf einen die Meßanzeige nahe gelegener Objekte ermöglichenden Wert und anschließend eine laufzeitabhängige Verringerung der Dämpfung auf angenähert den Betrag Null erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung in einer Schaltung erzeugt wird, in welcher der die Austastung des Empfängers bewirkende Rechteckimpuls einer bis zum Ende des Rechteckimpulses ansteigenden und dann langsam abfallenden Spannung überlagert wird, die aus dem Rechteckimpuls durch Aufladung eines Kondensators und anschließende Entladung desselben über einen Widerstand nach Beendigung des Rechteckimpulses abgeleitet ist. The circuit according to the invention for generating the specified voltage curve does not suffer from these disadvantages. According to the invention is a pulse radar arrangement (Radio location device based on the pulse reflection principle), the receiving amplifier of which has a or contains several matched circuits with variable shunt resistance, which are controlled in the sense of a time-dependent gain change in such a way, that during the duration of the generation of the search energy pulses and the ringing This energy in the receiving organs precludes reception overmodulation Attenuation of the received vibrations (blanking), then a sudden one Reduction of attenuation on one of the measurement display of nearby objects possible Value and then a running time-dependent reduction of the attenuation to approximate the amount zero takes place, characterized in that the control voltage in a Circuit is generated in which the blanking effect of the receiver Square pulse one that rises to the end of the square pulse and then slowly falling voltage is superimposed on that from the square-wave pulse by charging a capacitor and subsequent discharge of the same through a resistor Termination of the square pulse is derived.

Vorzugsweise erfolgt die Aufladung des Kondensators über eine Diode, deren Vorspannung den Anfangs wert der laufzeitabhängigen Dämpfung bestimmt. Die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators ist mittels eines Potentiometers einstellbar. The capacitor is preferably charged via a diode, whose bias determines the initial value of the delay-dependent damping. the The time constant of the discharge of the capacitor can be set using a potentiometer.

Der Rechteckimpuls kann entweder in einer monostabilen Kippschaltung durch den Senderauslöseimpuls erzeugt werden oder er wird, um den Empfänger bereits vor dem Sendereinsatz unempfindlich zu machen, vor der Auslösung des Senders in einer bistabilen Kippschaltung erzeugt und nach dem Abklingen der Empfangsschwingungen beendet. Durch die Entladung des Kondensators wird anschließend die Empfindlichkeit des Verstärkers in bekannter Weise allmählich so weit erhöht, daß der mit zunehmender Entfernung abnehmende Energiepegel der vom Ziel reflektierten Echoimpulse stets ausgeglichen wird. The square pulse can either be in a monostable multivibrator be generated by the transmitter trigger or he will already be to the receiver to make insensitive before using the transmitter, before triggering the transmitter in generated by a bistable multivibrator and after the reception oscillations have decayed completed. The discharge of the capacitor then increases the sensitivity of the amplifier gradually increased in a known manner so that the with increasing Distance decreasing energy level of the echo pulses reflected from the target always is balanced.

Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun an Hand der Zeichnung erläutert. Hierin ist Fig. I ein Blockschema einer an sich bekannten Funkortungsanlage, bei der die erfinduiigsgemäße Schaltung verwendet ist, Fig. 2 ein Schaltschema eines Zwischenfrequenzverstärkers, der sich zur Verwendung in Verhindung mit der Erfindung eignet, Fig. 3 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Erzeugung des angegebenell Spannungsverlaufes, Fig. 4 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Erfindung, Fig. 5 das Blockschema einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, Fig. 6 das Schaltbild des entsprechenden Rechteckimpulserzeugers, Fig. 7 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 6. Some embodiments of the invention will now be based on the Drawing explained. FIG. I is a block diagram of a radio location system known per se, in which the circuit according to the invention is used, FIG. 2 is a circuit diagram of a Intermediate frequency amplifier suitable for use in connection with the invention 3 shows the circuit diagram of a circuit according to the invention for generating the indicated the voltage curve, FIG. 4 is a graphic illustration for explanation of the invention, FIG. 5 the block diagram of a second embodiment of the invention, 6 shows the circuit diagram of the corresponding square-wave pulse generator, and FIG. 7 shows a graphic Illustration to explain the mode of operation of the circuit according to FIG. 6.

Fig. 8 ein Schaltbild einer Verzögerungsschaltung, die sich für die Anordnung nach Fig. 5 eignet, und Fig. g eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. S. Fig. 8 is a circuit diagram of a delay circuit suitable for the The arrangement according to FIG. 5 is suitable, and FIG. G is a graphic representation for explanation the mode of operation of the circuit according to Fig. S.

Der Zweck der erfindungsgemäßen Schaltung wird zunächst an Hand der Fig. I erläutert. Ein Steuergenerator I0 erzeugt sägezahnförmige Auslöseimpulse I2, deren Frequenz durch die jeweils gewählte Frequenz der von der Anlage abgestrahlten Suchimpulse bestimmt wird. Jeder der Impulse 12 löst einen ModulatorI4 aus,-der einen Arbeitsimpuls abgibt, der seinerseits das Sendemagnetron I6 erregt. Dieser Arbeitsimpuls ist gekennzeichnet durch einen Potentialabfall des Potentials IS längs der Leitung 20 zwischen dem Modulator 14 und dem Magnetron I6. Der Arbeitsimpuls bewirkt, daß das Magnetron I6 im Hochfrequenzwellenbereich einen Impuls erzeugt, der durch das Geber-Empfängerrohr 22 und die Energiezuführungsleitung 24 läuft und sodann, in Form eines Hochfrequenz-Schwingungs-Impulses, in den Raum ausgestrahlt wird; dieser Impuls wird im Rahmen dieser Beschreibung Suchimpuls genannt und über eine Antenne 26 ausgestrahlt. Der von einem Ziel reflektierte Suchimpuls wird mit wesentlich geschwächter Energie von der Antenne 26 als Echoimpuls wieder aufgenommen. Der Echoimpuls läuft über die Energieübertragungsleitung 24 zu einem Wellenmischer 28 zurück, wo er mit einer Signalwelle anderer Frequenz, herrührend von dem örtlichen Oszillator 30, gemischt wird. Im Mischer 28 entsteht demzufolge ein resultierendes Signal, dessen Frequenz gleich der Differenz der beiden vorgenannten Signalfrequenzen ist. Diese Differenzfrequenz wird sodann in einem Zwischenfrequenzverstärker 31 verstärkt. Das verstärkte Signal wird alsdann mit Hilfe eines Detektors 32 demoduliert. The purpose of the circuit according to the invention will first be based on the Fig. I explains. A control generator I0 generates sawtooth-shaped trigger pulses I2, the frequency of which is determined by the frequency selected for that emitted by the system Search pulses is determined. Each of the pulses 12 triggers a modulator I4, -der emits a work pulse, which in turn excites the transmitting magnetron I6. This The work pulse is characterized by a potential drop in the potential IS along the line 20 between the modulator 14 and the magnetron I6. The impulse to work causes the magnetron I6 to generate a pulse in the high frequency wave range, which runs through the transmitter-receiver tube 22 and the energy supply line 24 and then emitted into the room in the form of a high-frequency oscillation pulse will; this pulse is called search pulse in the context of this description and over an antenna 26 broadcast. The search pulse reflected from a target is with substantially weakened energy from the antenna 26 resumed as an echo pulse. The echo pulse travels over the energy transmission line 24 to a wave mixer 28 back, where he was with a signal wave of a different frequency, originating from the local Oscillator 30, is mixed. In the mixer 28, a resultant arises accordingly Signal whose frequency is equal to the difference between the two aforementioned signal frequencies is. This difference frequency is then used in an intermediate frequency amplifier 31 reinforced. The amplified signal is then demodulated with the aid of a detector 32.

Der gleichgerichtete Ausgangsimpuls des Detektors 32 wird mit Hilfe eines Verstärkers 34 nochmals verstärkt und sodann auf dem Schirm einer geeigneten Anzeigevorrichtung 36, beispielsweise einer herkömmlichen Lageplananzeigevorrichtung, bildlich dargestellt. Das Signal von dem Verstärker 34 her wird mit einer Peilwinkelmeldung von einer Abtastbasis 37 der Antenne 26 her koordiniert, die über die Leitung 38 aufgenommen wird, so daß in der Anzeigevorrichtung 36 bekanntlich eine Anzeige von Richtung und Entfernung des reflektierenden Zieles entsteht.The rectified output pulse of the detector 32 is with the help an amplifier 34 again reinforced and then on the screen a suitable display device 36, for example a conventional site plan display device, pictured. The signal from the amplifier 34 is accompanied by a bearing angle message coordinated by a scanning base 37 of the antenna 26, which via the line 38 is recorded, so that, as is known, in the display device 36, a display of Direction and distance of the reflective target arise.

Hauptsächlich auf Grund der Impedanzfehlanpassung zwischen der Energiezuführungsleitung 24 und der Antenne 26 wird nicht die gesamte Schwingungsenergie des Suchimpulses in den Raum ausgestrahlt. Ein Teil der Energie wird auf der Energieübertragungsleitung 24 zurückreflektiert und erzeugt Reflexwellen abnehmenden Leistungspegels, wobei der Grad der Abnahme jeweils durch die betreffende Antennenverstimmung bestimmt wird. Mainly due to the impedance mismatch between the power supply line 24 and the antenna 26 is not the entire oscillation energy of the search pulse broadcast into the room. Some of the energy is on the power transmission line 24 reflects back and generates reflex waves of decreasing power level, where the degree of decrease is determined by the antenna detuning in question will.

Dieser Zustand ist in Fig. 4 annähernd wiedergegeben, worin die Bezugsziffer 38X die Anfangsintensität des Leistungspegels auf der Energieübertragungsleitung auf Grund des Hauptimpulses angibt. Zum Zwecke der Erläuterung kann die Wirkungsweise des Geber-Empfängerrohres insofern mit in Rechnung gezogen werden, als angenommen wird, daß das durch die Ziffer 38X bezeichnete Leistungsniveau etwa go Decibel über dem Empfindlichkeitspegel des Empfängers 3I liegt. Es wird angenommen, daß der zeitliche Impulsabstand o,2 Mikrosekunden betrage, daß die Länge der Energieübertragungsleitung I2,2 m sei, daß die Dämpfung 41 (Fig. 4) für jede Reflexion 15 Decibel betrage und daß der Störpegel innerhalb von etwa 0,7 Mikrosekunden auf einen vernachlässigbar kleinen Wert herabgesetzt werde, welcher Zeitraum durch die Strecke 42 dargestellt ist, dies entspricht der Zeitspanne, die ein Echoimpuls braucht, um von einem etwa 73 m entfernten Ziel aus zum Empfänger zurückzukehren. Während dieser Periode des Bestehens eines hohen Störpegels auf der Energieübertragungsleitung geht die Entfernungsmeldung auf Grund von Echoimpulsen von Zielen, die näher als in einem Mindestabstand von 73 m liegen, verloren. Infolgedessen werden bei einem System, welches die in diesem Beispiel gegebenen Eigenschaften besitzt, Entfernungsmeldungen in bezug auf Ziele, die näher als 73 m liegen, nicht erhalten. Dieser Mindestzielabstand für Entfernungsmeldungen ist jedoch bei bisher üblichen Radarsystemen auf Grund der Verstärkerberuhigungszeit größer. Bei bisher üblichen Systemen baut der hohe Störpegel der Energieübertragungsleitung einen entsprechend hohen Störpegel im Zwischenfrequenzverstärker auf. Der Grad des Abbaues des resultierenden Störpegels bei bisher üblichen Verstärkern ist in Fig. 4 ungefähr durch die Linie 44 angegeben. Die Echoimpulsmeldung wird so lange überdeckt, bis der Verstärker diesen Störpegel abgebaut hat. Infolgedessen hat, wie dies in Fig. 4 zu ersehen ist, während der Störpegel auf der Energieübertragungsleitung schon abgebaut ist, ein bisher üblicher Verstärker seinen Störpegel noch nicht genügend abgebaut, und infolgedessen kann eine Zielmeldung auch auf sehr viel größere Entfernungen nicht erhalten werden. Der in Fig. 2 gezeigte Zwischenfrequenzverstärker 3I hat dagegen eine Dämpfungscharakteristik, die in Fig. 4 ungefähr durch die Linie 46 angedeutet ist. Es ist zu sehen, daß der Verstärker außerordentlich rasch von Störsignalen gereinigt wird und demzufolge Entfernungsmeldungen unmittelbar nach dem Zeitintervall 42 geben kann. In diesem Fall übernimmt also der Reflexstörpegel auf der Energieübertragungsleitung die bestimmende Rolle für das Zustandekommen von Entfernungsmeldungen nahe gelegener Ziele.This state is approximately reproduced in FIG. 4, in which the reference numeral 38X is the initial intensity of the power level on the power transmission line on the basis of the main impulse. For the purpose of explanation, the mode of operation of the transmitter-receiver tube are taken into account as assumed is that the performance level indicated by the number 38X about go decibel over the sensitivity level of the receiver 3I. It is assumed that the temporal Pulse spacing 0.2 microseconds is the length of the power transmission line Let I2.2 m be that the attenuation 41 (FIG. 4) for each reflection is 15 decibels and that the noise level to a negligible within about 0.7 microseconds small value will be reduced, which period represented by the distance 42 is, this corresponds to the period of time that an echo pulse needs to from an approx 73 m away to return to the receiver. During this period of If there is a high level of interference on the power transmission line, the distance report is issued due to echo pulses from targets that are closer than a minimum distance of 73 m lying, lost. As a result, in a system which the in this Properties given in the example, distance reports in relation to targets, which are closer than 73 m are not preserved. This minimum target distance for distance reports is, however, in the case of radar systems that have been customary up to now due to the amplifier settling time greater. In the systems that have been customary up to now, the high interference level of the power transmission line builds up a correspondingly high level of interference in the intermediate frequency amplifier. The degree of The reduction of the resulting interference level with amplifiers that have been customary up to now is shown in Fig. 4 indicated approximately by line 44. The echo pulse message is masked as long as until the amplifier has reduced this interference level. As a result, like this in Fig. 4 can be seen during the noise level on the power transmission line has already been dismantled, a conventional amplifier does not yet have a sufficient level of interference degraded, and as a result, a target message can also be at much greater distances will not be obtained. The intermediate frequency amplifier 3I shown in Fig. 2 has on the other hand, a damping characteristic which is shown in FIG. 4 approximately by the line 46 is indicated. It can be seen that the amplifier reacts extremely quickly to interfering signals is cleaned and therefore distance reports immediately after the time interval 42 can give. In this case, the reflex noise level takes over on the energy transmission line the determining role for the creation of distance reports from nearby Goals.

Der hohe Beruhigungsgrad des Zwischenfrequenzverstärkers 31 macht außerdem noch eine weitere wesentliche Vervollkommnung möglich, nämlich die Wahrnehmung von Zielen, die in einer virtuellen Null-Mindestentfernung liegen, zum Zwecke der Peilwinkelmeldung. Dies ist in Fig. 4 dargestellt. The high degree of calming of the intermediate frequency amplifier 31 makes In addition, another essential improvement is possible, namely perception of targets that are within a virtual zero minimum distance for the purpose of Bearing angle message. This is shown in FIG. 4.

Wenn beispielsweise ein Ziel in sehr kurzer Entfernung vor der Antenne 26 liegt, werden von diesem Ziel reflektierte Echoimpulse auf der Energieübertragungsleitung als zusätzliche Schwingungsenergie beim Aufbau des Reflexschwingungspegels des Hauptimpulses auf der Energieübertragungsleitung auftreten. Dieser Pegelanstieg bei jeder Reflexion auf der Energieübertragungsleitung ist in Fig. 4 durch den gestrichelten Linienzug 48 versinnbildlicht. Bei jeder folgenden Reflexion auf der Energieübertragungsleitung erhöhen in diesem Fall die aufeinanderfolgenden Reflexionswellen vom Ziel her den Schwingungspegel so, wie dies durch die fortschreitend zunehmende Höhe der punktierten Linienzüge 48 angedeutet ist. Durch entsprechende Festlegung der Dämpfungszeitspanne für die reflektierte Hauptimpulswelle kann also der Verstärker 3I jeweils am richtigen Zeitpunkt so empfindlich gemacht werden, daß durch Aufnahme der Schwingungsenergie48 das Vorhandensein eines Zieles vor der Antenne angezeigt wird, wenn auch die Entfernung dieses Zieles nicht bestimmt werden kann. Die Steuerung des Verstärkers, die das Wesen der Erfindung darstellt, erfolgt für diesen Zweck über die Leitung 49 mittels eines in Fig. 3 dargestellten Steuerkreises 50, dessen Tätigkeit jeweils durch den Potentialabfall 18 des Modulators I4 ausgelöst wird, der über Leitung 51 der Steuerschaltung 50 zugeführt wird.For example, if a target is very close in front of the antenna 26, echo pulses are reflected from this target on the energy transmission line as additional vibration energy when building up the reflex vibration level of the main pulse occur on the power transmission line. This level increase with each reflection on the power transmission line is shown in Fig. 4 by the dashed line 48 symbolized. With each subsequent reflection on the energy transmission line in this case, the successive reflection waves from the target increase the Vibration level as indicated by the progressively increasing height of the dotted Lines 48 is indicated. By defining the damping period accordingly for the reflected main impulse wave, the amplifier 3I can in each case be the correct one Point in time can be made so sensitive that by absorbing the vibrational energy48 the presence of a target in front of the antenna is indicated, albeit the distance this goal cannot be determined. The control of the amplifier that the The essence of the invention is carried out for this purpose via the line 49 by means a control circuit 50 shown in Fig. 3, whose activity is in each case by the Potential drop 18 of the modulator I4 is triggered, via line 51 of the control circuit 50 is fed.

Ein geeigneter Zwischenfrequenzverstärker 31, der die obengenannten Eigenschaften besitzt, ist in Fig. 2 angegeben. Es handelt sich um einen abgestimmten Stufenverstärker üblicher Bauart in Kaskadenschaltung, der mit veränderlichen Widerständen, die parallel zu den abgestimmten Kapazitäts-Induktivitäts-Kreisen der einzelnen Verstärkerstufen liegen, arbeitet. Es wird in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen, daß andere Verstärkerarten, wie z. B. Verstärker mit Synchronabstimmung, Doppelabstimmung oder Rückkoppelungsverstärkung, sich in gleicher Weise für den Gebrauch im Rahmen der vorliegenden Erfindung eignen. Bei dem in Fig. 2 gezeigten Verstärker liegen die Frequenzwerte, auf welche die einzelnen Stufen abgestimmt sind, zwischen 25 und 35 Megahertz. Wegen dieser hohen Betriebsfrequenzen bilden in erster Linie von den Leitungen und Röhren herrührende Streukapazitäten 5 IX kapazitive Reaktanzen, zu welchen die induktiven Reaktanzen 53 parallel liegend erscheinen; diese sind so abgestimmt, daß Schaltungen gebildet werden. die mit der betreffenden Frequenz der Stufe, in welcher sie liegen, in Resonanz liegen. Ein in einer Richtung leitendes Stromventil, wie z. B. ein Germaniumkristall oder eine Diode 5ß, ist mit seiner Kathode 55 an das Gitter 59 der folgenden Elektronenröhre und damit zugleich an den jeweiligen parallel liegenden Induktivitäts-Kapazitäts-Kreis angeschlossen, während seine Anode 57 mit der Impedanzleitung 6 verbunden ist, die aus Widerständen 58 und Kapazitäten 60 besteht, welch letztere mit Erde verbunden sind. Die Dioden 54 haben sich im vorliegenden Fall nur für den Induktivitäts-Kapazitäts-Eingangskreis 62 und die Kreise 64, 66, 68, 70 und 72 des Verstärkers als notwendig erwiesen. Wegen der niedrigen Betriebsimpedanz in den Abstimuikreisen 71 und 73 und des niedrigeren Rauschpegels im Kreis 75 brauchen Dioden in diesen letzteren Kreisen nicht verwendet zu werden. A suitable intermediate frequency amplifier 31 which has the above Has properties is indicated in FIG. It is a coordinated one Stage amplifier of the usual design in cascade circuit, the one with variable resistors, the parallel to the coordinated capacitance-inductance circuits of the individual Amplifier stages are working. In this context, it is pointed out that that other types of amplifiers, such as. B. Amplifier with synchronous tuning, double tuning or feedback amplification, are equally suitable for use in the framework of the present invention. In the amplifier shown in FIG lie the frequency values to which the individual levels are matched, between 25 and 35 megahertz. Because of these high operating frequencies, form primarily from Stray capacitances originating from the lines and tubes 5 IX capacitive reactances, to which the inductive reactances 53 appear to be parallel; these are tuned to form circuits. those with the frequency in question the level in which they are in resonance. A unidirectional one Flow valve, such as B. a germanium crystal or a diode 5ß, is with his Cathode 55 to the grid 59 of the following electron tube and thus at the same time connected to the respective parallel inductance-capacitance circuit, while its anode 57 is connected to the impedance line 6, which consists of resistors 58 and capacities 60 exists, the latter being connected to earth. The diodes 54 have in the present case only for the inductance-capacitance input circuit 62 and circles 64, 66, 68, 70 and 72 of the amplifier proved necessary. Because of the low operational impedance in tuning circuits 71 and 73 and the lower Noise levels in circuit 75 need not use diodes in these latter circuits to become.

Das Potential in dem Impedanzkreis 56 wird normalerweise über die Leitung 49 von dem Steuerkreis 50 her (Fig. I) auf einem kleinen negativen Vorspannungswert gehalten, so daß die Dioden 54 normalerweise nichtleitend sind und infolgedessen in den Induktivitäts-Kapazitäts-Kreisen 62, 64, 66, 68, 70 und 72 als Hochohmwiderstände erscheinen. The potential in the impedance circuit 56 is normally above the Line 49 from control circuit 50 (Fig. I) at a small negative bias value held so that the diodes 54 are normally non-conductive and consequently in the inductance-capacitance circuits 62, 64, 66, 68, 70 and 72 as high-ohmic resistances appear.

Der Verstärkungsgrad und die Bandbreite jedes dieser Kreise wird in diesem Fall durch den betreffenden Belastungswiderstand 76 bestimmt. Da die Bandbreite gering ist, ist demzufolge auch der Verstärkungsgrad des Verstärkers hoch und die Beruhigungszeitspanne lang. Wenn jedoch die negative Vorspannung weggenommen wird und die Dioden 54 durch eine positive Steuerspannung leitend werden, wirken sie als niederohmige Widerstände.The gain and bandwidth of each of these circles is shown in in this case determined by the load resistor 76 in question. As the bandwidth is low, the gain of the amplifier is accordingly high and the Settling period long. However, if the negative bias is removed and the diodes 54 are made conductive by a positive control voltage, they work as low resistance.

Die Bandbreite wird dadurch vergrößert, der Verstärkungsgrad wird kleiner, und die Beruhigungszeit wird kürzer. Durch entsprechende Steuerung des an den Dioden 54 liegenden Potentials werden also jeweils verschiedene Grade der obengenannten Eigenschaften erzielt. Während des hohen Pegels der in der Energieübertragungsleitung reflektierten Hauptimpulswelle soll in der Impedanzleitung 56 ein Potentialhöchstwert herrschen, während unmittelbar danach wegen der relativ hohen Pegel der Echoimpulse bei nahe gelegenen Zielen ein rascher Potentialabfall auf einen Zwischenwert wünschenswert ist, wonach eine zwangläufig erfolgende Potentialabnahme stattfinden soll, deren Grad jeweils durch den zunehmenden Abstand der Ziele bestimmt ist. Im Verlauf der Zeitspanne dieser Potentialabnahme verbessert sich die Zielbestimmung. Dies ist, wie dies bereits oben erläutert wurde, auf Grund der größeren Bandbreite der Fall. Um diese Wirkung zu erzielen, wird ein Potentialimpuls benutzt, der als Impuls 74 in der Leitung 49 erscheint, die zu der Impedanzleitung 56 führt.The bandwidth is thereby increased, the gain is increased smaller, and the settling time becomes shorter. By controlling the at the diodes 54 are thus different degrees of the potential Above properties achieved. During the high level in the power transmission line The reflected main pulse wave should have a maximum potential value in the impedance line 56 prevail while immediately afterwards because of the relatively high level of the echo pulses a rapid drop in potential to an intermediate value is desirable for nearby targets is, according to which an inevitable decrease in potential should take place, whose Degree is determined in each case by the increasing distance between the goals. In the course of the The target definition improves during the period of this potential decrease. This is, as already explained above, this is the case due to the larger bandwidth. To achieve this effect, a potential pulse is used, which is known as pulse 74 appears in line 49, which leads to impedance line 56.

Dieser Impuls wird von dem Steuerkreis 50 erhalten, der in Fig. 3 gezeigt ist. Die Widerstandswerte 58 und die Kapazitäten 60 werden so gewählt, daß ein rascher Potentialanstieg an den Dioden 54 möglich ist und daß das Schwingen der Verstärkerkreise nach Wegnahme des Impulses unmöglich ist.This pulse is obtained from the control circuit 50, which is shown in FIG is shown. The resistance values 58 and the capacitors 60 are chosen so that a rapid increase in potential at the diodes 54 is possible and that the oscillation the amplifier circuit is impossible after removal of the pulse.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Steuerschaltung gemäß der Erfindung befinden sich eine Diode 80 und Pentoden 82 und 84 normalerweise in leiten dem Zustand. Widerstände go, 92 und 94 im Kathodenkreis von Trioden 86 und 88 sind so gewählt, daß das Potential in der Leitung 49, welche zur Impedanzleitung 56 führt, normalerweise eine leicht negative Gittervorspannung der Dioden 54 in Fig. 2 hervorruft. Dieses Potential ist in Fig. 4 als Ausgangspotential 96 dargestellt. Das Potential 97 stellt das Potential in der Leitung 49 dar, bei welchem die Dioden 54 anfangen zu leiten. Located in the control circuit according to the invention shown in FIG. 3 Diode 80 and pentodes 82 and 84 normally conduct themselves in the state. Resistances go, 92 and 94 in the cathode circuit of triodes 86 and 88 are chosen so that the potential in line 49 leading to impedance line 56, normally one light causes negative grid bias of the diodes 54 in FIG. This potential is shown in FIG. 4 as output potential 96. The potential 97 represents that Potential in line 49 at which diodes 54 begin to conduct.

Widerstände 102, 104 und Io6 sind so gewählt, daß normalerweise der Kathode der Diode 114 eine positive Vorspannung zugeführt wird. Teilerkapazitäte 98 und 100 sind so gewählt, daß, wenn der Potentialabfall I8 des Modulators 14 in der Leitung sIxx auftritt, derselbe einen starten negativen Potentialabfall am Punkt I08 hervorruft, wie dies in Fig. 4 bei 110 gezeigt ist. Die Kapazität 100 beginnt, sich über den Widerstand 102 in einem Grade zu entladen, der in Fig. 4 durch den Kurvenzug 112 dargestellt ist. Da für die Kapazität 100 und den Widerstand 102 eine große Zeitkonstante gewählt wurde, erfolgt diese Entladung im Vergleich zur Dauer des Impulses 74 sehr langsam. Resistors 102, 104 and Io6 are chosen so that normally the A positive bias voltage is applied to the cathode of the diode 114. Divider capacities 98 and 100 are chosen so that when the potential drop I8 of the modulator 14 in the line sIxx occurs, the same start a negative potential drop at the point I08, as shown in FIG. 4 at 110. The capacity 100 begins, to be discharged through the resistor 102 to a degree that is shown in FIG. 4 by the Curve 112 is shown. Since for the capacitance 100 and the resistor 102 a If a large time constant has been selected, this discharge takes place in comparison to the duration of pulse 74 very slowly.

Der Potentialabfall am Punkt Io8 bewirkt, daß die Diode 114 in einem Sinn leitet, daß das Potential in der Leitung II6 auf einem bei 117 in Fig. 4 gezeigten Zwischenwert festgehalten wird. Der Potentialabfall der Leitung II6 tritt über den Kondensator 118 am Gitter 120 der Pentode 82 auf und sperrt somit den Stromdurchgang durch dieselbe, was ein Ansteigen des Potentials 121 (Fig. 4) in der Leitung 122 im Anodenkreis der Pentode 82 zur Folge hat. Der Abfall in der Leitung II6 tritt im selben Augenblick über den Kondensator 118 an der Anode 124 auf, so daß der Stromdurchgang durch die Diode 8o unterbrochen wird. Der Kondensator 118 beginnt unmittelbar darauf, über die Widerstände 125, I27 und den Teil eines Widerstandes 128, der durch die jeweilige Einstellung eines Regelkontaktes I26 eingeschaltet ist, sich zu entladen, wie dies in Fig. 4 durch den Kurvenast I23 versinnbildlicht ist. Wenn das Potential am Gitter I20 im Zuge der Entladung des Kondensators 118 den Ausgangswert der Gittervorspannung I29 (Fig. 4) der Pentode 82 erreicht, wird diese wieder leitend, was in der Leitung 122 ein Zurückfallen des Potentials auf den Normalpegel, wie dies in Fig. 4 bei I30 gezeigt ist, zur Folge hat. Die Diode 80 wird in diesem Augenblick leitend, so daß am Gitter 120 der Pentode 82 ein konstantes Potential erhalten wird. Daraus folgt, daß durch entsprechende Einstellung des Regelkontak- tes I26 auf dem veränderlichen Widerstand I28 die Zeitspanne, während welcher in der Leitung 122 ein positives Potential auftritt, das als Impuls I32 (Fig. 4) erscheint, unabhängig von der Dauer des Modulationsimpulses eingestellt werden kann. Der Impuls I32 in der Leitung 122 tritt mit seiner Stirn I2I gleichzeitig mit dem Potentialabfall I8 vom Modulator 14 her auf. während sein Auslauf I30 mittels des Regelkontaktes I26 einstellbar ist. Die jeweilige Einstellung des Auslaufzeitpunktes I30 wird durch die jeweilige Länge der Dämpfungsperiode 42 (Fig. 4) bestimmt.The drop in potential at point Io8 causes diode 114 in one Sense directs that the potential on line II6 is at one shown at 117 in FIG Intermediate value is recorded. The drop in potential of line II6 occurs over the Capacitor 118 on grid 120 of pentode 82 and thus blocks the passage of current through the same, causing a rise in potential 121 (FIG. 4) in line 122 in the anode circuit of the pentode 82 results. The waste in line II6 occurs at the same moment through the capacitor 118 at the anode 124, so that the current passage is interrupted by the diode 8o. The capacitor 118 begins immediately afterwards, across the resistors 125, I27 and the part of a resistor 128, which is through the respective setting of a control contact I26 is switched on to discharge, as is symbolized in FIG. 4 by the curve branch I23. If the potential at the grid I20 in the course of the discharge of the capacitor 118 the output value of the grid bias voltage I29 (Fig. 4) reaches the pentode 82, this becomes conductive again, which is in the line 122 a drop in the potential to the normal level, as in FIG I30 is shown. The diode 80 is conducting at this moment, so that a constant potential is obtained at the grid 120 of the pentode 82. From it it follows that by setting the control contact tes I26 on the variable resistor I28 the period during which in the Line 122 a positive potential occurs, which appears as pulse I32 (Fig. 4), can be set independently of the duration of the modulation pulse. The impulse I32 in line 122 occurs with its forehead I2I at the same time as the potential drop I8 from the modulator 14 on. while its run-out I30 by means of the regulating contact I26 is adjustable. The respective setting of the run-out time I30 is made by the respective length of the damping period 42 (FIG. 4) is determined.

Die Pentode 84 ist mit der Pentode 82 in Kathodenfolgeschaltung geschaltet. Infolgedessen wird der Impuls I32 in der LeitmlgI36, die von der Kathode I38 wegführt, als positiver Impuls auftreten, dessen Dauer gleich derjenigen des Impulses I32 ist. Der Impuls I32 kann infolgedessen auch so angesehen werden, als würde er in der Leitung I36 auftreten und über einen Widerstand 142 und einen Kondensator I44 an der Anode I46 einer Diode 148 erscheinen. Dadurch wird die negative Vorspannung der Diode 148, die durch die jeweilige Lage eines Regelkontaktes 150 auf einem Widerstand I52 festgelegt wird, überwunden, was zur Folge hat, daß die Diode I48 leitend wird. Der sich daraus ergebende Potentialanstieg der Kathode 15I der DiodeI48 bewirkt, daß der Kondensator 160 sich auflädt, was ein Ansteigen des Potentials am Gitter I54 einer Triode 86 zur Folge hat, wie dies in Fig. 4 durch die Kurve I56 dargestellt ist. The pentode 84 is connected to the pentode 82 in a cathode follower circuit. As a result, the pulse I32 in the LeitmlgI36, which leads away from the cathode I38, occur as a positive pulse, the duration of which is equal to that of the pulse I32 is. As a result, the pulse I32 can also be viewed as if it were in the line I36 occur and via a resistor 142 and a capacitor I44 appear at the anode I46 of a diode 148. This creates the negative bias the diode 148, which is determined by the respective position of a control contact 150 on a resistor I52 is set, overcome, which has the consequence that the diode I48 is conductive. The resulting increase in potential of the cathode 15I of the diode I48 causes that the capacitor 160 charges, which increases the potential on the grid I54 results in a triode 86, as shown in FIG. 4 by curve I56 is.

Die Diode 155, die normalerweise leitend ist und so das Gitter 154 auf konstanter negativer Vorspannung hält. wird dadurch nichtleitend. Da die Triode 86 als Kathodenfolgestufe geschaltet ist, löst das am Gitter 154 anliegende Potential einen entsprechenden Potentialanstieg in der Leitung 49 aus, wobei das jeweilige Höchstpotential 158 (Fig. 4) durch den jeweiligen Potentialanstieg am Gitter I54 bestimmt wird, d. h. durch die jeweilige Einstellung des Regelkontaktes I50 auf dem Widerstand I52. Am Ende I30 des Impulses 132, das zeitlich mit dem Punkt I58 in Fig. 4 zusammenfällt, wird das am Gitter I54 anliegende Potential dem Potential des Kondensators I60 folgen, sobald derselbe sich über Widerstände I62, I64 und den durch die jeweilige Lage des Regelkontaktes I68 eingeschalteten Teil des Widerstandes I66 entlädt.The diode 155, which is normally conductive, and so the grid 154 maintains a constant negative bias. thereby becomes non-conductive. Because the triode 86 is connected as a cathode follower stage, the potential applied to grid 154 is released a corresponding increase in potential in the line 49, the respective Maximum potential 158 (FIG. 4) due to the respective increase in potential at grid I54 is determined, d. H. by the respective setting of the control contact I50 the resistor I52. At the end of I30 of pulse 132, which coincides with point I58 4 coincides, the potential applied to grid I54 becomes the potential of the capacitor I60 follow as soon as the same passes through resistors I62, I64 and the part of the resistor switched on by the respective position of the control contact I68 I66 discharges.

Die Entladung des Kondensators I60 und infolgedessen auch das am Gitter 154 anliegende Potential erscheint in Form einer Kurve I70 in Fig. 4, wobei deren Dauer in erster Linie durch die jeweilige Einstellung des Regelkontaktes i68 auf dem Widerstand 166 geregelt wird.The discharge of the capacitor I60 and, as a result, that on the grid 154 applied potential appears in the form of a curve 170 in FIG Duration primarily due to the respective setting of the control contact i68 the resistor 166 is regulated.

Der Impuls I32 erscheint außerdem über Leitung I72 am Steuergitter I74 der Triode 88. Die Triode 88 ist als Kathodenverstärkerstufe geschaltet und bewirkt somit das Auftreten eines dem Impuls I32 ähnlichen Impulses an der Kathode. Die Kathoden der Trioden 86 und 88 sind miteinander verbunden. The pulse I32 also appears on line I72 on the control grid I74 of the triode 88. The triode 88 is connected as a cathode amplifier stage and thus causes a pulse similar to pulse I32 to occur at the cathode. The cathodes of the triodes 86 and 88 are connected to one another.

Die resultierende Potentialkurve der an den Steuergittern I54 und I74 anliegenden Teilpotentiale erscheint infolgedessen in Leitung 49 als Steuerimpuls 74 (Fig. 4), der aus zwei Hauptteilen besteht, nämlich dem Hauptimpuls-Unterdrückungsimpuls I76, der durch den Impuls I32 und die Potentialkurve I56 bestimmt wird, und dem Empfindlichkeits-Zeitsteuer-Anteil I78, der durch die Entladungskurve I70 bestimmt wird.The resulting potential curve of the control grids I54 and I74 applied partial potentials consequently appear in line 49 as a control pulse 74 (Fig. 4), which consists of two main parts, namely the main pulse suppression pulse I76, which is determined by the pulse I32 and the potential curve I56, and the Sensitivity timing component I78, which is determined by the discharge curve I70 will.

Es wird bemerkt, daß bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung der Hauptimpuls-Unterdrückungsimpuls I76 vom Modulator 14 ausgelöst wird. Bei einigen Radarsystemen ist es jedoch nötig, den Hauptimpuls-l5nterdrückungsimpuls zu einem früheren Zeitpunkt auszulösen, damit der Aufbau eines Hauptimpuls-Störpegels im Verstärker 3I wirksam vermieden wird. Für einen Betrieb unter solchen Bedingungen ist eine zweite Ausführungsform der Erfindung vorgesehen. It is noted that in the present embodiment of the invention the main pulse suppression pulse I76 is triggered by the modulator 14. With some However, radar systems require the main pulse suppression pulse to be a trigger earlier, so that the build-up of a main impulse noise level in the Amplifier 3I is effectively avoided. For operation under such conditions a second embodiment of the invention is provided.

Bei dieser Ausführungsform ist der von gestrichelten Linien i8o in Fig. 1 umschlossene Teil des Systems durch den durch gestrichelte Linien 182 in Fig. 5 umschlossenen Schaltteil ersetzt. In Fig. 5 ist zwischen dem Auslösegenerator 10 und dem Modulator 14 ein Auslöseverzögerungskreis I84, der vorzugsweise die in Fig. 8 gezeigte Form hat, eingefügt. Ein Steuerkreis I86, wie er unter Bezug auf Fig. 6 dargelegt und beschrieben ist, wird sowohl über eine Leitung I85 mittels des Impulses I2 als auch über eine Leitung I87 durch den Potentialabfall 18, der von dem Auslösegenerator 10 bzw. dem Modulator 14 herrührt, betätigt. Der vom Auslösewellenformgenerator 10 herrührende Impuls I2 löst die Stirn I88 (Fig. 7) des Hauptimpuls-Unterdrückungsimpulses I90 aus, während der vom Modulator herrührende Potentialabfall 18 die Lage des Impulsausganges 191 des Hauptimpuls-l;Tnterdrückungsimpulses I90 bestimmt.In this embodiment, that indicated by dashed lines i8o in Fig. 1 enclosed part of the system by the dashed lines 182 in Fig. 5 enclosed switching part replaced. In Fig. 5 is between the trip generator 10 and the modulator 14 a release delay circuit I84, which is preferably the in Fig. 8 has the shape shown. A control circuit I86 as described with reference to Fig. 6 is set out and described, is both via a line I85 by means of of the pulse I2 and via a line I87 by the potential drop 18, the originates from the trigger generator 10 or the modulator 14, actuated. The one from the trigger waveform generator 10 resulting pulse I2 triggers the forehead I88 (Fig. 7) of the main pulse suppression pulse I90 off, while the potential drop 18 resulting from the modulator determines the position of the pulse output 191 of the main pulse I; T suppression pulse I90 is determined.

Es wird nunmehr auf Fig. 6 Bezug genommen, in welcher, wie bereits erwähnt, eine Schaltung dargestellt ist, die sich zur Erzeugung eines Hauptimpuls-linterdrückungsimpulses I90 eignet, dessen Stirn durch einen Impuls I2 über Leitung I85 vom Auslösegenerator 10 her ausgelöst wird und dessen Ausklang durch den Potentialabfall I8 über Leitung I87 vom Modulator 14 her ausgelöst wird, wobei Elektronenröhren I92 und I94 sich normalerweise in leitendem Zustand befinden. Das Potential in der Leitung 196 wird an der Anode I98 der Elektronenröhre 192 durch eine negative Potentialquelle, beispielsweise eine Batterie 202, deren negative Klemme mit der Kathode 204 der Elektronenröhre 192 verbunden ist, normalerweise auf einem in Fig. 7 bei 200 dargestellten negativen Pegel gehalten. Das normalerweise in einer Leitung 206, die mit einer Anode 208 der Elektronenröhre 194 verbunden ist, herrschende Potential ist bei 210 (Fig. 7) gezeigt. Wenn in der Leitung 185 ein positiver Impuls 12 vom Auslösegenerator Io her auftritt, überwindet derselbe die negative Gittervorspannung auf dem Gitter 2I4, die von einer negativen Potentialquelle, beispielsweise einer Batterie 2I6, herrührt, wodurch die Zündung einer gittergesteuerten Gasentladungsröhre 218 ausgelöst wird. Das Potential in der mit der Anode 222 der gittergesteuerten Gasentladungsröhre 2I8 verbun- denen Leitung 220 fällt dadurch von 224 auf 226 ab (Fig. 7). Ein Kondensator 228 beginnt unmittelbar darauf, sich über eine Leitung 220 und einen Widerstand 230 zu entladen. Für die Kapazität 228 und den Widerstand 230 wurde eine große Zeitkonstante gewählt, so daß die Entladungsgeschwindigkeit der Kapazität 228 in bezug auf die Dauer des Hauptimpuls-Unterdrückungsimpulses 190 niedrig ist. Die Entladung der Kapazität 228 ist in Fig. 7 durch die Kurve 232 dargestellt; Der Potentialabfall in der Leitung 220 bewirkt im selben Augenblick, daß das Potential in einer Leitung 234, welches normalerweise durch einen Widerstand 236 auf Erdpotential gehalten wird, von Erdpotential 238 auf 240 abfällt (Fig. 7). Ein Kondensator 242 beginnt unmittelbar darauf, sich über den Widerstand 236 zu entladen und bewirkt somit, daß das Potential in der Leitung sich in dem durch die Kurve244 in Fig. 7 gezeigten Sinne ändert. Der Potentialabfall in der Leitung 234 tritt über den Widerstand 246 an- der Kathode 248 einer Diode 250 auf und bewirkt hierdurch, daß diese Diode leitet. Wenn die Diode 250 leitend ist, fällt das Potential in der Leitung 252 auf einen Pegel 254 (Fig. 7), der seinerseits durch die Vorspannung an einer Diode 256, geliefert durch eine negative Potentialquelle, beispielsweise eine Batterie 258, festgelegt ist. Ein Kondensator 260 beginnt unmittelbar darauf, sich über einen Widerstand 262 zu entladen. Die Kapazität 260 und der Widerstand 262 haben eine große Zeitkonstante, so daß die Entladungsgeschwindigkeit über den Widerstand 262 im Vergleich zur Dauer des Hauptimpuls-Unterdrückungsimpulses sehr niedrig ist und durch die Kurve 264 (Fig. 7) dargestellt werden kann. Der Potentialabfall der Leitung 252 erscheint am Gitter 266 einer Elektronenröhre I94 und bewirkt dadurch einen Potentialanstieg von 210 nach 268 (Fig. 7); durch diesen Potentialanstieg wird die Stirn I88 des Hauptimpuls-Unterdrückungsimpulses I90 gebildet. Da das Potential sich längs der Leitung252 sehr langsam abbaut, wie dies durch die Kurve 264 (Fig. 7) dargestellt ist, wird das positive Potential 268 (Fig. 7) in der Leitung 206 so lange beibehalten, bis dasselbe in einer weiter unten zu erläuternden Weise abgebrochen wird. Eine kurze Zeitspanne später ererscheint der Impuls 12 infolge seiner Verzögerung durch den Verzögerungskreis 184 (Fig. 5) in der Leitung I85, wobei vom Modulator 14 her in der Leitung 187 (Fig. 5) der Potentialabfall 18 auftritt, und zwar an einem Zeitpunkt, der durch die senkrechte Linie 270 in Fig. 7 angegeben ist. Der Potentialabfall I8 tritt in der Leitung 274 auf, die zwischen Teilerkapazitäten 276 und 278 geschaltet ist, wodurch in der Leitung 274 ein Potentialabfall von 280 nach 282 (Fig. 7)-eintritt. Die Kapazität 278 beginnt unmittelbar darauf, sich über einen Widerstand 284 zu entladen. Für die Kapazität 278 und den Widerstand 284 wurde eine große Zeitkonstante gewählt, so daß die Entladungsgeschwin--digkeit sehr gering ist. Das Potential in der Leitung 274 kann -also durch die Kurve 286 (Fig. 7) dargestellt werden. Der Potential abfall in der Leitung 274 erscheint am Gitter 288 einer Elektronenröhre 192, deren Gitter unter einer durch eine Kurve 290 dargestellten Vorspannung steht (Fig. 7). Reference is now made to Fig. 6, in which, as already mentioned, a circuit is shown which is suitable for generating a main pulse-linter-suppression pulse I90, whose forehead is triggered by a pulse I2 via line I85 from the trip generator 10 is triggered and its decay by the drop in potential I8 over the line I87 is triggered by the modulator 14, with electron tubes I92 and I94 are normally in a conductive state. The potential in line 196 becomes at the anode 198 of the electron tube 192 by a negative potential source, for example a battery 202 whose negative terminal is connected to the cathode 204 of the electron tube 192, normally on a negative shown in FIG. 7 at 200 Level held. That usually in a line 206 connected to an anode 208 of electron tube 194 is connected, prevailing potential is at 210 (Fig. 7) shown. If on line 185 a positive pulse 12 from the trip generator Io occurs, it overcomes the negative grid bias on the grid 2I4, which are supplied by a negative potential source, for example a battery 2I6, originates, whereby the ignition of a grid-controlled gas discharge tube 218 triggered will. The potential in the anode 222 of the grid-controlled gas discharge tube 2I8 connected line 220 thereby drops from 224 to 226 (Fig. 7). A capacitor 228 begins immediately thereafter, via a line 220 and a resistor 230 to discharge. For the capacitance 228 and the resistor 230 was chosen a large time constant, so that the discharge rate of the capacitance 228 with respect to the duration of the main pulse suppression pulse 190 is low. The discharge of the capacitance 228 is shown in FIG. 7 by the curve 232; Of the A drop in potential in line 220 at the same time causes the potential in a line 234, which is normally through a resistor 236 to ground potential is held, drops from ground potential 238 to 240 (Fig. 7). A capacitor 242 immediately thereafter begins to discharge through resistor 236 and causes thus that the potential in the line is in the range indicated by curve 244 in FIG shown sense changes. The potential drop in line 234 occurs across the resistor 246 on the cathode 248 of a diode 250 and thereby causes this diode directs. When the diode 250 is conductive, the potential in the line 252 drops a level 254 (Fig. 7), which in turn is generated by the bias on a diode 256, supplied by a negative potential source, for example a battery 258, is fixed. A capacitor 260 begins immediately afterwards, over a Discharge resistor 262. Capacitance 260 and resistor 262 have one large time constant, so that the rate of discharge across resistor 262 is very low compared to the duration of the main pulse suppression pulse and can be represented by curve 264 (FIG. 7). The potential drop in the line 252 appears on the grid 266 of an electron tube I94 and thereby causes a Potential increase from 210 to 268 (Fig. 7); due to this increase in potential, the Forehead I88 of the main pulse suppression pulse I90 formed. Because the potential degrades very slowly along line 252, as indicated by curve 264 (Fig. 7), the positive potential 268 (FIG. 7) is on line 206 maintained until the same is canceled in a manner to be explained below will. A short period of time later, pulse 12 appears due to its delay through delay circuit 184 (Fig. 5) on line I85, from the modulator 14 the potential drop 18 occurs in line 187 (FIG. 5), namely at a point in time indicated by the vertical line 270 in FIG. 7. Of the Potential drop I8 occurs in line 274 between divider capacitances 276 and 278 is connected, whereby a potential drop of 280 in the line 274 after 282 (Fig. 7) -entrance. The capacity 278 begins immediately afterwards to be over a resistor 284 to discharge. For the capacitance 278 and the resistor 284 was a large time constant was chosen so that the discharge speed is very low is. The potential in line 274 can thus be represented by curve 286 (FIG. 7) will. The potential drop in line 274 appears on grid 288 of an electron tube 192, the grid of which is under a bias represented by a curve 290 (Fig. 7).

Der Stromfluß in der Elektronenröhre 192 wird also augenblicklich unterbrochen und bewirkt einen Potentialanstieg in der Leitung I96. Der Potentialanstieg in der Leitung 196 bewirkt das Leitendsein einer Diode 292, die zwischen die Leitung I96 und die Leitung 252 geschaltet ist. Der Kondensator 260 entlädt sich infolgedessen mit größerer Geschwindigkeit über die Leitung 252, Diode 292 Leitung 196 und einen veränderbaren Widerstand 294. Der Grad dieser Entladung ist in Fig. 7 aus der Neigung einer Kurve 296 zu ersehen, die gleichzeitig den Potentialverlauf in der Leitung I96 darstellt. Die Entladungsgeschwindigkeit kann durch Veränderung des Regulierwiderstandes 294 geändert werden. Das in der Leitung 252 herrschende Potential und infolgedessen auch das am Steuergitter 266 der Elektronenröhre 194 herrschende Potential wird in seinem Verlauf der Kurve 296 (Fig. 7) folgen. Infolgedessen wird, wenn der Kondensator 260 sich auf den Punkt 300, der die Gitterausgangsspannung der Röhre 194 darstellt, entladen hat, die Röhre 194 wieder leitend. Wenn die Röhre 194 am Punkt 300 wieder zu leiten beginnt, wird das Potential in der Leitung 206 von 268 auf 302 (Fig. 7) abfallen, wodurch der Auslauf 191 des Hauptimpuls-Unterdrückungsimpulses festgelegt ist. Es wird bemerkt, daß die Lage dieses Impulsauslaufs zur zeitlichen Lage des Modulator-Potentialabfalls 18 durch entsprechende Einstellung des veränderlichen Widerstandes 294 genau eingestellt werden kann. Die Leitung 206 ist am Punkt 303 mit der Leitung 122 (Fig. 3) verbunden, und zwar mit dem Schaltkreis, der in Fig. 3 durch die gestrichelte Linie 304 umschlossen ist, so daß der Rest des Steuerpotentials 74 in der Weise erzeugt wird, wie dies im Zusammenhang mit dem durch die gestrichelten Linien 304 umschlossenen Schaltungsteil bereits beschrieben wurde.That is, the flow of current in the electron tube 192 becomes instantaneous interrupted and causes a potential increase in line I96. The rise in potential on line 196 causes a diode 292 to be conductive between the line I96 and line 252 is switched. The capacitor 260 discharges as a result at greater speed via line 252, diode 292, line 196 and one variable resistor 294. The degree of this discharge is in Fig. 7 from the slope a curve 296 can be seen, which at the same time the potential profile in the line I96 represents. The discharge speed can be adjusted by changing the regulating resistance 294 can be changed. The potential in line 252 and consequently the potential prevailing at the control grid 266 of the electron tube 194 also becomes follow curve 296 (FIG. 7) in its course. As a result, when the capacitor 260 refers to point 300, which represents the grid output voltage of tube 194, has discharged, the tube 194 conductive again. When the tube 194 at point 300 again begins to conduct, the potential in line 206 goes from 268 to 302 (Fig. 7) fall, whereby the tail 191 of the main pulse suppression pulse is fixed is. It is noted that the position of this pulse run-out to the temporal position of the Modulator potential drop 18 by setting the variable accordingly Resistance 294 can be adjusted precisely. Line 206 is at point 303 connected to line 122 (Fig. 3) to the circuit shown in Fig. 3 is enclosed by the dashed line 304, so that the remainder of the control potential 74 is generated in the manner described in connection with the broken line Lines 304 enclosed circuit part has already been described.

In Fig. 8 ist eine Verzögerungsschaltung angegeben, die in der im Zusammenhang mit 184 (Fig. 5) erläuterten Weise Anwendung findet. In Fig. 8, a delay circuit is shown, which in the im Connection with 184 (Fig. 5) explained manner applies.

Wenn von dem Auslösegenerator 10 her ein Impuls 12 in der Leitung 310 erscheint, erscheint derselbe auch über einen Widerstand 312 am Steuergitter 3I4 einer Röhre 316, beispielsweise einer gittergesteuerten Gasentladungsröhre, und bewirkt, daß diese leitet. Die Kathode 3I8 der gittergesteuerten Gasentladungsröhre 3I6, welche normalerweise durch eine negative Potentialquelle, beispielsweise eine Batterie 322, auf einem negativen Potential 320 (Fig. g) gehalten wird, wird infolgedessen, wie ungefähr bei 324 gezeigt, auf das Potential der Anode 326 ansteigen, welches bei 328 (Fig. 9) angedeutet ist. Das Potential in der Leitung 330 zwischen der Kapazität 332 und der zu ihr in Serie geschalteten Induktivität 334 wird, von dem negativen Potential 320 ausgehend, scharf in positivem Sinne ausschwingen, wie dies durch die Kurve 336 (Fig. g) gezeigt ist, und wie dies durch die Größe der Kapazität 332 und den Wert der Induktivität 334 festgelegt ist. Dies hat zur Folge, daß der durch die gittergesteuerte Gasentladungsröhre 3I6 fließende Strom die durch die Kurve 338 dargestellte Form annimmt. Wenn der Strom bei 340 den Nullwert erreicht, löst die Induktivität 334 einen positiven Spannungsstoß aus, der durch den steilen positiven Ast 342 (Fig. g) dargestellt ist, und löst somit in der Leitung 344 eine Spannungswelle aus. Die Form der Schwingung, die mit dem positiven Spannungsstoß 342 beginnt, wird durch die jeweilige Größe der Induktivität 334 und den jeweiligen Wert der Streukapazität 346 bestimmt; die Schwingung setzt sich wegen der Dämpfungswiderstände 348 und 350 mit abnehmender Amplitude fort, wie dies in Fig. g gezeigt ist. Die Kapazität 332 wird unmittelbar darauf beginnen, sich über Widerstände 348 und 350 zu entladen. Die Widerstände 348 und 350 und die Kapazität 332 sind so gewählt, daß ihre Zeitkonstante in bezug auf die gewünschte Zeitverzögerung (Dämpfung), die durch die Kurve 351 dargestellt ist (Fig. 9), relativ groß ist. Der scharfe positive Spannungsstoß in der Leitung 349, der bei 342 gezeigt ist, wird zwecks Auslösung des Modulators 14 in die Ausgangsleitung 352 geschickt. Die Induktivität 353 und die Kapazität 355 sind in der Leitung 352 vorgesehen, um die Verzögerungsschaltung (Fig.8) von dem Modulator 14 zu entkoppeln.If from the trigger generator 10 a pulse 12 in the line 310 appears, it also appears across a resistor 312 on the control grid 3I4 of a tube 316, for example a grid-controlled gas discharge tube, and causes it to lead. The cathode 3I8 of the grid-controlled gas discharge tube 3I6, which is normally generated by a negative potential source, for example a Battery 322, held at a negative potential 320 (Fig. G), is consequently as shown approximately at 324, rise to the potential of the anode 326, which at 328 (Fig. 9) is indicated. The potential on line 330 between capacitance 332 and the inductance 334 connected in series with it, from the negative Starting out from potential 320, swing out sharply in a positive sense, like this through the Curve 336 (Fig. G) is shown and how this is done by the size the capacitance 332 and the value of the inductance 334 is fixed. This has to As a result, the current flowing through the grid-controlled gas discharge tube 3I6 assumes the shape shown by curve 338. When the current at 340 is zero reached, the inductance 334 triggers a positive voltage surge that through the steep positive branch 342 (Fig. g) is shown, and thus loosens in the line 344 a wave of tension. The shape of the oscillation associated with the positive surge 342 begins, is determined by the respective size of the inductance 334 and the respective Value of stray capacitance 346 determined; the oscillation continues because of the damping resistances 348 and 350 continue with decreasing amplitude, as shown in Fig. G. the Capacitance 332 will immediately begin to work across resistors 348 and 350 to discharge. The resistors 348 and 350 and the capacitance 332 are chosen so that their time constant with respect to the desired time delay (damping), the represented by curve 351 (Fig. 9) is relatively large. The sharp positive Surge on line 349, shown at 342, is used for tripping of the modulator 14 is sent to the output line 352. The inductance 353 and the capacitance 355 are provided in the line 352 to the delay circuit (Fig. 8) to be decoupled from the modulator 14.

Es ist zu sehen, daß die durch die Schaltung (Fig.8) ausgelöste Zeitverzögerung die zwischen den Potentialkurven 324 und 342 in Fig. g liegende Verzögerung darstellt und durch die jeweils für die Induktivität 334 und die Kapazität 332 gewählten Werte festgelegt ist. Für die Auslösung des Modulators wird nur die Stirn 342 der Schwingung in der Leitung 344 ausgenutzt. Die danach sich verkleinernde Amplitude der Schwingung hat auf den Modulator, wenn er einmal ausgelöst ist und gezündet hat, keine Wirkung mehr. Die Schaltung nach Fig. 8 wirkt in der gleichen Weise, wenn anstatt der gittergesteuerten Gasentladungsröhre 316 eine Vakuumröhre benutzt wird. Diese Schaltung beschränkt sich also nicht auf die Verwendung einer gittergesteuerten Gasentladungsröhre. It can be seen that the time delay triggered by the circuit (Fig. 8) illustrates the delay between potential curves 324 and 342 in FIG and by the values selected for inductance 334 and capacitance 332, respectively is fixed. Only the forehead 342 of the oscillation is used to trigger the modulator in the line 344 exploited. The then decreasing amplitude of the oscillation has no effect on the modulator once it is triggered and ignited more. The circuit of FIG. 8 acts in the same way if, instead of the grid-controlled Gas discharge tube 316 a vacuum tube is used. This circuit is limited So do not rely on the use of a grid-controlled gas discharge tube.

Die vorliegende Erfindung beschränkt sich nicht auf die einzelnen, hier beschriebenen Konstruktionseinzelheiten und Vorgänge; für den Fachmann ergeben sich vielmehr zahlreiche gleichwertige Ausführungen. The present invention is not limited to the individual, construction details and operations described here; for those skilled in the art rather, there are numerous equivalent versions.

Claims (4)

PATENTANSPRÜCHE: I. Impuls-Radaranordnung (Funkortungsgerät nach dem Impulsrückstrahlprinzip), deren Empfangsverstärker einen oder mehrere abgestimmte Schaltkreise mit veränderlichem Nebenschlußwiderstand enthält, die im Sinne einer laufzeitabhängigen Verstärkungsänderung derart gesteuert werden, daß während der Dauer der Erzeugung der Such-Energieimpulse und des Nachschwingens dieser Energie in den Empfangsorganen eine die Empfängerübersteuerung ausschließende Dämpfung der auftretenden Empfangsschwingungen (Austastung), sodann eine plötzliche Dämpfungsminderung auf einen die Meßanzeige nahe gelegener Objekte ermöglichenden Wert und anschließend eine laufzeitabhängige Verringerung der Dämpfung auf angenähert den Betrag Null erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung in einer Schaltung (304) erzeugt wird, in welcher der die Austastung des Empfängers bewirkende Rechteckimpuls (I32, I90) einer bis zum Ende des Rechteckimpulses ansteigenden und dann langsam abfallenden Spannung (I56, I70) überlagert wird, die aus dem Rechteckimpuls durch Aufladung eines Kondensators (I60) und anschließende Entladung desselben über einen Widerstand (I62, I64, I66) nach Beendigung des Rechteckimpulses abgeleitet ist. PATENT CLAIMS: I. Impulse radar arrangement (radio location device according to the pulse reflection principle), whose receiving amplifier has one or more matched Contains circuits with variable shunt resistance, which in the sense of a Time-dependent gain change are controlled such that during the Duration of the generation of the search energy impulses and the oscillation of this energy in the receiving organs a damping of the receiver override excluding occurring reception vibrations (blanking), then a sudden reduction in attenuation to a value enabling the measurement display of nearby objects and then a running time-dependent reduction of the attenuation to approximately the amount zero takes place, characterized in that the control voltage in a circuit (304) is generated in which the blanking of the receiver causing the square pulse (I32, I90) one rising to the end of the square pulse and then slowly falling voltage (I56, I70) is superimposed on that from the square pulse through Charging a capacitor (I60) and then discharging it via a Resistance (I62, I64, I66) is derived after termination of the square pulse. 2. Anordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufladung des Kondensators (I60) über eine Diode (I48) erfolgt, deren Vorspannung den Anfangswert der laufzeitabhängigen Dämpfung bestimmt, sowie daß die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators mittels eines Potentiometers (I68) einstellbar ist. 2. Arrangement according to claim I, characterized in that the charge of the capacitor (I60) takes place via a diode (I48), the bias of which the initial value the running time-dependent attenuation is determined, as well as that the time constant of the discharge of the capacitor can be set using a potentiometer (I68). 3. Anordnung nach den Ansprüchen I und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechteckimpuls (132) in einer monostabilen Kippschaltung (82, in6) durch den Senderauslöseimpuls (I8) erzeugt wird (Fig. 3). 3. Arrangement according to claims I and 2, characterized in that that the square pulse (132) in a monostable multivibrator (82, in6) through the transmitter trigger pulse (I8) is generated (Fig. 3). 4. Anordnung nach den Ansprüchen I und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechteckimpuls (I90) in einer bistabilen Kippschaltung (I86) vor der Auslösung des Senders erzeugt und nach dem Abklingen der Empfangsschwingungen beendet wird (Fig. 5 bis 7). 4. Arrangement according to claims I and 2, characterized in that that the square pulse (I90) in a bistable flip-flop (I86) before triggering generated by the transmitter and stopped after the receiving oscillations have subsided (Figures 5 to 7). In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschriften Nr. 404673, 623 005, 722 986; kritische Patentschrift Nr. 434 554; USA.-Patentschriften Nr. 2 I67 492, 2 I08 090, 2400796, 2427523, 2449358, 498 38I; van Voorhis, Microwave Receivers, New York, I948, S. 252, 376; Chance, Hughes, Mac Nichol, Sayre und Williams, Waveforms, New York, I949, S. I6I, I70, 171. Publications considered: German Patent Specifications No. 404673, 623 005, 722 986; Critical Patent No. 434,554; U.S. Patents No. 2 I67 492, 2 I08 090, 2400796, 2427523, 2449358, 498 38I; van Voorhis, Microwave Receivers, New York, 1948, pp. 252, 376; Chance, Hughes, Mac Nichol, Sayre and Williams, Waveforms, New York, I949, pp. I6I, I70, 171. In Betracht gezogene ältere Patente: Deutsches Patent Nr. 904 927. Older patents considered: German Patent No. 904 927.