DE9312517U1 - Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife - Google Patents
Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter PhasenregelschleifeInfo
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Description
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen der Impedanz eines passiven
elektrischen Bauelementes, dessen Impedanz von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist, mit Hilfe eines Oszillators bestehend aus einer doppeltrückgekoppelten
Phasenregelschleife und einen nach dieser Vorrichtung aufgebauten Sensor.
Ein von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängiges, elektrisches, passives Bauelement
- im folgenden als Meßfühler oder Sensor bezeichnet - wird in der Betriebsmeßtechnik,
Prozeßanalytik und Sensorik in vielfältiger Weise eingesetzt, beispielsweise als Dehnungsmeßstreifen,
als induktiver Näherungssensor oder als kapazitiver Abstandssensor. Die nichtelektrische Meßgröße verändert hauptsächlich nur eine Komponente der
komplexen Impedanz, entweder den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Kapazität. Stets ist jedoch der Meßfühler verlustbehaftet, beispielsweise ein ohmscher
Sensor hat induktive oder kapazitive Verluste oder ein kapazitiver oder induktiver
Sensor hat ohmsche Verluste. Erschwerend kommt hinzu, daß auch die elektrischen
Verluste (ohmsch, induktiv oder kapazitiv) von der nichtelektrischen Meßgröße abhängig
sein können.
Die elektrischen Meßschaltungen sollen möglichst nur den Anteil der Impedanz oder
eine aus der Impedanz abgeleitete Größe erfassen, der von der nichtelektrischen
Meßgröße abhängig ist. Eine Meßschaltung zur Auswertung der Änderung der komplexen
Impedanz oder einer abgeleiteten Größe ist in ihrem Verhalten von den Eigenschaften
des Meßfühlers abhängig. Die Güte Q bzw. der Verlustfaktor d und das Temperaturverhalten des Meßfühlers bestimmen bei ausreichend großer Meßempfindlichkeit
die Eigenschaften der Messung. Mit anderen Worten, die Meßeigenschaften
werden ganz wesentlich durch die Verluste des Meßfühlers bestimmt. Durch geeignete
Wahl der Meßschaltung wird versucht,-nur den meßgrößenabhängigen Teil der komplexen
Impedanz oder einer daraus abgeleiteten Größe zu messen, beispielsweise den
Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Kapazität oder die Güte bzw. den Verlustfaktor. Es sind zahlreiche Meßschaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt,
aber nur wenige Schaltungen haben sich in der Praxis als brauchbar bewährt. Meistens
sind die Auswerteschaltungen zur Verbesserung der Meßeigenschaften direkt an den
Meßfühler angepaßt.
Die wichtigsten Meßfühler bzw. Sensoren zum Erfassen nichtelektrischer Meßgrößen in
der Prozeßsteuerung und Anlagenüberwanderung sind bei den berührungsbehafteten Sensoren die ohmschen Sensoren Dehnungsmeßstreifen und Thermowiderstände, und
bei den berührungslosen Sensoren die induktiven und kapazitiven Abstands- bzw. Näherungssensoren oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren.
Die elektrische Impedanz eines passiven elektrischen Bauelements wird durch Messen
des Spannungsabfalls U an diesem Bauelement bestimmt, wenn durch das Bauelement ein elektrischer Strom I fließt, wobei dieser Strom I zusätzlich gemessen werden muß.
Diese aufwendige Messung von zwei Meßgrößen, beispielsweise Strom I und Spannung
U, kann in der Praxis bei Verwendung einer bekannten Referenzimpedanz, beispielsweise
ein Referenzwiderstand RD r mit einer Stromteilerschaltung auf eine Messung
KtF
des Stroms durch die zu messende Impedanz oder mit einer Spannungsteilerschaltung
auf die Messung des Spannungsabfalls an dieser zu messenden Impedanz zurückgeführt
werden. Häufig werden in der Betriebsmeßtechnik zur Fernmessung 4-Leiter-Schaltungen
mit einem eingeprägten Strom verwendet, weil hierbei die Zuleitungswiderstände nicht in die Messung eingehen. Wegen ihrer hohen Meßempfindlichkeit kommen
Abgleich- und Ausschlag- Impedanzmeßbrücken in zahlreichen Variationen sehr häufig
zum Einsatz. Alle die oben aufgeführten Impedanz-Meßverfahren erfassen den Meßwert
analog. Die weitere Meßwertverarbeitung muß entweder direkt analog erfolgen oder
der Meßwert muß bei einer weiteren digitalen Verarbeitung erst mit einem Analog/
Digital-Umsetzer umgeformt werden. Der schaltungstechnische Aufwand ist groß, wobei
eine erforderliche hohe Meßgenauigkeit den Aufwand noch wesentlich vergrößert. Wesentlich einfacher ist die Messung einer Frequenz ,- d.h., mit einfachen elektrischen
Mitteln - beispielsweise einem digitalen Zähler - ist die Messung einer Frequenz mit
hoher Auflösung und Genauigkeit möglich. Hierzu werden sehr häufig frequenzanaloge
Sensoren mit einem Oszillator verwendet. Hierbei enthält der Oszillator den Meßfühler
als frequenzbestimmendes Bauelement. Ein Oszillator mit einem L-C-Schwingkreis ist
mit einfachen Mitteln aufzubauen, jedoch ist die Frequenz nur umgekehrt proportional
der Quadratwurzel aus der Induktivität L oder der Kapazität C,
&ohgr; = — (1)
JEc
A &ohgr; &igr; | _ &igr; | AL | 1 | &Dgr; C |
I
&ohgr; |
2 | L | 2 | C |
so daß kleine Änderungen des zu messenden Bauelements bzw. des Meßfühlers sehr
kleine Frequenzänderungen bedeuten, die nur mit größerem elektrischen Aufwand mit
der erforderlichen Genauigkeit meßbar sind.
(2)
Anders sieht es bei solchen Oszillatoren aus, die einen R-C- oder R-L-Phasenschieber
als frequenzbestimmendes Glied enthalten. Da bei diesen R-C- oder R-L-Oszillatoren
die Frequenz umgekehrt proportional dem Widerstand R und der Kapazität C bzw. Induktivität L ist,
1 R
&ohgr; ~ bzw. &ohgr; ~ — (3)
RC L
und damit,
&Dgr;&ohgr;, _ | AR, | ,AC | bzw. | \AR\ « | ,AL |
I &ohgr; |
R ' | 1 C | 1R1 | 1 /. |
sind diese Oszillatoren besonders gut für frequenzanaloge Sensoren geeignet. Oszillatoren
mit R-C- bzw. R-L-Phasenschieber als Rückkopplung eines elektrischen Verstärkers
benötigen mindestens zwei dieser Phasenschieber in Reihe, um eine ausreichende Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers zu erreichen. Da im
allgemeinen zwei identisch sich ändernde Phasenschieber notwendig sind, ist eine solche
Anordnung in der Praxis für Meßfühler ungeeignet.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Oszillatorschaltung für eine
frequenzanaloge Meßfühler-Schaltung anzugeben, bei der die Ausgangsfrequenz möglichst
direkt proportional der Impedanz des zu messenden Sensors ist und bei der möglichst nur ein einziges Sensor-Bauelement die zu messende Oszillator-Frequenz
ändert, so daß nur die nichtelektrische Meßgröße die Oszillator-Frequenz ändert und
die Querempfindlichkeit infolge störender Änderungen der Sensoreigenschaften gering
ist.
Die Erfindung löst die Aufgabe in erster Linie gemäß Anspruch 1, wonach ein elektrischer
Phasenschieber aus dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X aufgebaut wird, wonach dieser Phasenschieber in einer der beiden Rückkopplungsleitungen einer
doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife (PLL - phase locked loop) liegt, wobei die
Phasenregelschleife aus einem Phasendetektor PD, einem Regler RV und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO besteht, und wonach die Ausgangsfrequenz fund
die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO von der Impedanz X
des Sensor-Bauelementes abhängig ist. Erfindungsgemäß regelt die Phasenregelschleife
die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators VCO so, daß die Phasen
der beiden rückgekoppelten Signale auf die beiden Eingänge des Phasendetektors eine
konstante Phasendifferenz <pD besitzen, die von dem Phasendetektor fest vorgegeben ist
und vom Typ des Phasendetektors abhängt, nicht aber von der Amplitude der beiden
rückgekoppelten Signale. Im allgemeinen ist es erforderlich, den Phasenschieber mit
dem Sensor-Bauelement der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z aufzubauen.
Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung werden die oben dargelegten Nachteile bei
einer Auswertung von passiven Sensorbauelementen vermieden. Die Empfindlichkeit der Messung kann gegenüber den bekannten Schaltungen mindestens verdoppelt
werden (siehe Gl. 2 u. Gl. 4); im allgemeinen wird die Empfindlichkeit um den Faktor
10 bis 100 größer sein. Ebenso wird die Auflösung verbessert. Eine Auflösung von 10"
ist mit einfachen elektronischen Mitteln erreichbar. Dies wird erklärbar, wenn man die
erfindungsgemäße Vorrichtung als eine Analog-Frequenz-Umsetzung betrachtet, d.h.,
das analoge Signal wird in eine Frequenz umgesetzt, die mit einfachen digitalen
Mitteln, beispielsweise einem Zähler, in eine digitale Größe überführt werden kann.
Eine solche erfindungsgemäße Vorrichtung ist besonders gut für "intelligente" bzw.
Smart-Sensoren geeignet. Ein weiterer Vorteil der erfindungsmäßigen Vorrichtung ist
die leistungslose Messung der Impedanz X des Sensor-Bauelements, da der Phasendetektor
PD den Phasenschieber aus den Impedanzen X und Z nicht belastet.
Die Impedanz X des Sensor-Bauelementes kann entweder die verlustbehaftete Spule
eines induktiven Sensors mit der Impedanz j«L oder der verlustbehaftete Kondensator
eines kapazitiven Sensors mit der Impedanz 1/juC oder der verlustbehaftete Widerstand
eines ohmschen Sensors mit der Impedanz R sein. Als ohmscher Sensor ist jedes bekannte berüherungsbehaftete oder berüherungslose Sensor-Bauelement, wie beispielswiese
ein bekannter Dehnungsmeßstreifen oder ein bekannter Thermowiderstand aus Metall (Pt 100, Ni 100) oder ein NTC- oder PTC-Widerstand geeignet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand von Zeichnungen
beschrieben.
Fig. 1 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit dem
Referenzphasenschieber in der Referenzrückführung.
Fig. 2 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit dem
Fig. 2 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit dem
Referenzphasenschieber in der Signalrückführung.
Fig. 3 zeigt zwei Ausführungsbeispiele für einen Meßphasenschieber.
Fig. 4 zeigt vier einfache Ausführungsbeispiele für einen Referenz- bzw.
Meßphasenschieber: einen RC-Tiefpaß (a), einen RC-Hochpaß (b), einen
RL-Tiefpaß (c) und einen RL-Hochpaß (d).
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 mit einem Vorwahlzähler als
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 mit einem Vorwahlzähler als
digitalem Referenzphasenschieber.
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit einem Monoflop in der
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit einem Monoflop in der
Referenzrückführung.
Fig. 7 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. 5 mit einem Tiefpaß in der
Rückführungsleitung zum Meßphasenschieber.
Fig. 8 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. 5 mit einer zweiten Phasenregelschleife
in der Signalrückführung.
Fig. 9 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. 1 mit einem digitalen Vorzähler
mit digitalem Parallelbus-Ausgang und A/D-Umsetzer als Cosinus-Funktionsgenerator.
Fig. 10 zeigt die prinzipielle Form des Ausgangssignals des A/D-Umsetzers als
Cosinus-Funktionsgenerator nach Fig. 9.
Gemäß Fig. 1 besteht die Oszillator-Schaltung für eine Auswertung zum elektrischen
Messen einer nichtelektrischen Meßgröße, wobei sich die Ausgangsfrequenz frequenzanalog
der Impedanz X eines Sensors bzw. Meßfühler-Bauelementes ändert, aus einer
doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife - bestehend aus einem Phasendetektor (PD) 1, einem Regelverstärker (RV) 2 und einem spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 3 -, aus einem festeingestellten Referenzphasenschieber 4, der ein Referenzsignal
in der Referenzsignalleitung 5 vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 auf den einen Eingang des Phasendetektors 1 zurückführt, und aus einem Meßphasenschieber
6, der das Meßsignal in der Meßsignalleitung 7 vom Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 auf den zweiten Eingang des Phasendetektors 1 zurückführt. Der Meßphasenschieber 6 enthält das Sensor- bzw. Meßfühlerbauelement mit der
Impedanz X, wobei die Phasenverschiebung <pM eine Funktion der Impedanz X ist. Die
Frequenz f des sparmungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3 wird derart geregelt, daß sich
unter allen Bedingungen im eingeschwungenen Zustand eine konstante Phasenlage v>D
zwischen den beiden Eingangssignalen des Phasendetektors 1 an den beiden Eingangsleitungen 5 und 7 einstellt. Die konstante Phasenlage <pD wird durch den verwendeten
Phasendetektor 1 festgelegt. Je nach verwendetem Typ des Phasendetektors 1 ist die
erforderliche Phasenverschiebung &phgr;&bgr; der beiden Eingangssignale 5 und 7 zu wählen.
Bei Vertauschen der Eingänge gilt
&phgr;D -
da aber <pD fest, folgt <pR direkt.
Abhängig vom Meßphasenschieber 6 mit der Phasenverschiebung <pM und vom Phasendetektor
1 mit der Detektion auf die Phase <j>D muß der Referenzphasenschieber 4 so
eingestellt werden, daß die Bedingung für die Phasenbeziehung immer erfüllt wird.
Gemäß Fig. 2 liegt der Referenzphasenschieber 4 in Reihe mit dem Meßphasenschieber
6 in der Meßsignalleitung 7, die das Meßsignal vom Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 auf den einen Eingang des Phasendetektors 1 zurückführt. Das Referenzsignal
wird bei dieser Anordnung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillator 3 direkt auf den zweiten Eingang des Phasendetektors 1 zurückgeführt. Diese Oszillator-Schaltung
ist ebenfalls eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife. In diesem Fall nach Fig. 2 werden die Phasen von Referenzphasenschieber 4 und Meßphasenschieber
6 addiert. Die Frequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3 wird auch hier
derart geregelt, daß sich unter allen Bedingungen im eingeschwungenen Zustand eine
konstante Phasenlage <pD zwischen den beiden Eingangssignalen des Phasendetektors 1
an den Eingangsleitungen 5 und 7 einstellt. In diesem Fall ist das Signal der Eingangsleitung 5 gleich dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3, da
der Ausgang von 3 direkt auf die Eingangsleitung 5 von 1 geführt ist. Die konstante
Phasenlage v»D wird durch den verwendeten Phasendetektor 1 festgelegt. Je nach
verwendetem Typ des Phasendetektors 1, beträgt die erforderliche Phasenverschiebung
der beiden Eingangssignale 5 und 7
= Φ&agr;/ + Φ* » <8)
so daß der Referenzphasenschieber 4 auf eine Phasenverschiebung
eingestellt werden muß, damit die Bedingungen für die Phasenbeziehung immer erfüllt
wird. Weiterhin können Referenzphasenschieber 4 und Meßphasenschieber 6 in der Reihenfolge ohne Wirkungsänderung vertauscht werden. In einer weiteren Ausgestaltung
können der Meßphasenschieber 6 und der Referenzphasenschieber 4 in einem Meßphasenschieber zusammengefaßt werden.
Im einfachsten Fall wird der Meßphasenschieber 6 mit dem Sensor-Bauelement der
Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z aufgebaut. Gemäß Fig. 3 sind hierzu zwei einfache Anordnungen möglich.
Nach Fig. 3 a wird ein Spannungsteiler aus den beiden Bauelementen aufgebaut, wobei
die Eingangsspannung U1 an der Reihenschaltung von X und Z und die Ausgangsspannung
U2 an der Impedanz Z abfällt. Die Abschwächung beträgt
1.
U2
Z
(10)
Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U. und U2 zu
tan &phgr; = **(*) · Im(Z) - Im(X) · Re(Z) (n)
Re2(Z) + lm1(Z) + Re(X) · Re(Z) + Im(X) · Im(Z)
Nach Fig. 3 b wird ein Spannungsteiler aus den beiden Bauelementen so aufgebaut, daß
die Eingangsspannung U1 an der Reihenschaltung von Z und X und die Ausgangsspannung
U2 an der Impedanz X abfällt. Die Abschwächung beträgt
U2 X
Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U1 und U2 zu
tan &phgr; - /mffl · Re(Z) - Re[X) · Im(Z) (13)
Re2(X) + Im2(X) + Re(X) · Re(Z) + Im(X) · Im(Z)
Fig. 4 zeigt das Ausführungsbeispiel für zwei einfache Referenzphasenschieber 4 bzw.
Meßphasenschieber 6. Nach Fig. 4 a ist der Phasenschieber ein an sich bekannter RC-Tiefpaß.
Die Abschwächung beträgt
Ü = —i = 1 + JuCR. (14)
Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U1 und U, zu
tan &phgr; = - u>CR , (15)
tan &phgr; = - u>CR , (15)
d. h. &phgr; = - &ohgr; C R für kleine &psgr;.
Nach Fig. 4 b ist der Phasenschieber ein an sich bekannter RC-Hochpaß. Die Abschwächung
beträgt
t) = -1 = 1 + —L_ . (16)
U2 j &ohgr; C R
Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U1 und U2 zu
tan &phgr; = —— , (17)
&ohgr; CR
d. h. &phgr; = - &ohgr; C R für kleine &psgr;.
Nach Fig. 4 c ist der Phasenschieber ein an sich bekannter LR-Tiefpaß. Die Phasenverschiebung
zwischen U1 und U2 beträgt
tan &phgr; = . (18)
Nach Fig. 4 d ist der Phasenschieber ein an sich bekannter LR-Hochpaß. Die Phasenverschiebung
zwischen U1 und U2 beträgt
tan &phgr; = — . (19)
Bei Verwendung eines Reglers 2 mit integralem Verhalten kann mit den Gleichungen
15, 17, 18 und 19 die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 bestimmt werden. Aus den Gleichungen 5, 6 und 8 folgt
wenn zur Vereinfachung der Rechnung zunächst die Vorzeichen unberücksichtigt
bleiben. Die Vorzeichen können beispielsweise auch durch die Substitution nach Gleichung 6 wieder eingeführt werden. Es folgt dann
tan &phgr;&Mgr; = tan (<pD +
<pÄ) (21)
und mit dem bekannten Additionstheorem
tan(pn + tan &phgr; „
tan <p„ = 15 1*. . (22)
1 - tancp^ tan<pÄ
Bei festen Werten der Phase <pD des Phasendetektors 1 kann weiter vereinfacht werden:
a) &psgr;&Oacgr; = 0°, 180° usw. ergibt tan &phgr;&Oacgr; = 0, d.h.
tan &phgr;^ = tan <pÄ . (23)
b) <pD = - 90°, + 90' usw. ergibt
taiKPa tan«)* &igr;
tan &phgr;&Mgr; = lim = , d.h.
,&Lgr;-±90· 1 - &iacgr; t t
1_
tan<pA -tariip^ (24)
tan<pA -tariip^ (24)
tan<pw tan<p£ = -1 .
Je nach Aufbau des Referenzphasenschiebers 4 und des Meßphasenschiebers 6 kann
aus den Gleichungen 23 und 24 die Frequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3
bei eingerasteter Phasenregelschleife bestimmt werden, wie es in den folgenden Ausführungsbeispielen
näher erläutert wird.
Es ist nun notwendig, je nach Art des verwendeten Sensors mit der Impedanz X und je
nach verwendetem Meßphasenschieber 6 nach Fig. 4 a bis 4 d, den passenden Referenzphasenschieber
4 nach Fig. 4 a bis 4 d auszuwählen, so daß die Phasenbedingungen der Gleichungen 5, 7, 8 und 9 für die verwendeten Anordnungen nach Fig. 1 oder 2
eingehalten werden.
Bei Einsatz eines induktiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = R +
j«LM als Sensor-Bauelement X in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach
Fig. 3 b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4 d mit den
Bauelementen L1^1, Rv und RM. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung
nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von &phgr;&Oacgr; = 90" kann als Referenzphasenschieber
4 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4 d oder vorzugsweise ein RC-Hochpaß nach Fig. 4 b mit den Bauelementen CR und RR eingesetzt werden. Für die Ausgangsfrequenz f
des spannungsgesteuerten Oszillator 3 ergibt sich aus den Gleichungen 17, 19 und 24
wenn die Phasen <pD und
<pR vorzeichenrichtig eingesetzt werden. Daraus folgt die
Ausgangsfrequenz f zu
&ohgr; 1
2&pgr; 2&pgr;
Rv + Rm (25)
LMCRRR
Bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von <pß
= 0° eignet sich als Referenzphasenschieber 4 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4 c oder
vorzugsweise ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4 a mit den Bauelementen CL und RR. Die
Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ergibt sich analog aus
Gleichung 25.
Bei Verwendung eines induktiven Sensors mit einer verlustbehafteten Impedanz X =
Rv + jöLj^j als Sensor-Bauelement X in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6
nach Fig. 3 a ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4 c mit den
Bauelementen L1^, Ry und RM. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung
nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von <pD = 90" kann als Referenzphasenschieber
4 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4 c oder vorzugsweise ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4 a mit
den Bauelementen CR und RR eingesetzt werden. Die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 ergibt sich wieder aus Gleichung 25. Die weiteren, möglichen Kombinationen der Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit den möglichen
Phasendetektoren-Typen und den Referenzphasenschiebern nach Fig. 4 sind entsprechend
den obigen Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszuwählen.
Bei Einsatz eines kapazitiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = 1/(1/R
+ j uCM) als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach
Fig. 3 b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4 a mit den
Bauelementen C^, Ry und RM. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung
nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von &phgr;&bgr; = 90* kann als Referenzphasenschieber
4 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4 a mit den Bauelementen CL und RR oder eventuell
ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4 c eingesetzt werden. Bei Verwendung einer Meßschaltung
nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von <pD = 0° eignet sich als Referenzphasenschieber
4 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4 b mit den Bauelementen CL^ und RR oder
eventuell ein RL-Hochpaß nach Fig. 4 d. Bei beiden Beispielen ergibt sich die Ausgangsfrequenz
f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 durch gleiche Rechnung wie bei Gleichung 25 zu:
&ohgr; _ _1_ RM + Ry (26)
2 &pgr; 2 &pgr; \ Cj^CßRjfRyRß
Beim Einsatz eines kapazitiven Sensors in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6
nach Fig. 3 a ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4 b. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor
1 von &phgr;&Oacgr; = 90° kann als Referenzphasenschieber 4 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4 b
oder eventuell ein LR-Hochpaß nach Fig. 4 d eingesetzt werden. Die weiteren, möglichen
Kombinationen der Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit den möglichen Phasendetektor-Typen
und den Referenzphasenschiebern nach Fig. 4 sind entsprechend den obigen Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszuwählen.
Beim Einsatz eines ohmschen Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = RM +
j (uL - 1/uC ) als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6
nach Fig. 3 a bzw. 3 b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 vorzugsweise ein RC-Tiefpaß
nach Fig. 4 a bzw. ein RC-Hochpaß nach Fig. 4 b. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von vD = 90*
kann als Referenzphasenschieber 4 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4 a bzw. ein RC-Hochpaß
nach Fig. 4 b eingesetzt werden. Die weiteren möglichen Kombinationen ergeben sich
entsprechend den obigen Beispielen.
Der Typ des eingesetzten Meßphasenschiebers kann auch durch die Abhängigkeit der
Impedanz X von der zu messenden elektrischen oder nichtelektrischen Größe bestimmt
sein, so daß eine Multiplikation oder eine Division der Meßgröße möglich ist. Es ist
beispielsweise bekannt, daß sich bei einem induktiven Näherungssensor bei Annäherung
eines magnetisch leitenden Ferrit-Materials die Induktivität L der Sensorspule umgekehrt
proportional zum Abstand s des Ferrit-Materials ändert.
L ~ - (27)
Verwendet man als Meßphasenschieber einen LR-Hochpass nach Fig. 4 d, so ergibt
sich eine Phasenverschiebung nach Gleichung 19 von
tan &phgr; ~ s, @8)
d.h. &psgr; - s für kleine &phgr;, d.h., der Abstand s des Ferrit-Materials ist damit für kleine &psgr;
direkt proportional der Phasenschiebung &phgr;.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Kompensation von
Störgrößen, beispielsweise des Temperatureinflusses, die auf das Sensor-Bauelement mit
der Impedanz X einwirken, wenn dasselbe Sensor-Bauelement sowohl im Meßphasenschieber
6 als auch im Referenzphasenschieber 4 verwendet wird und beide Sensor-Bauelemente
derselben Störgröße ausgesetzt sind. Bei einer Meßanordnung nach Fig. 1 oder 2 erhält man ein an sich bekanntes Differentialmeßverfahren für die Störgröße,
wenn für den Meßphasenschieber 6 und für den Referenzphasenschieber 4 dieselben Schaltungen entsprechend den möglichen Anordnungen nach Fig. 4 verwendet werden.
Beispielsweise kann eine Temperaturkompensation einer Meßschaltung mit einem induktiven Sensor-Bauelement im Meßphasenschieber 6 mit einem LR-Hochpaß nach
Fig. 4 d dadurch erreicht werden, wenn man ein zweites identisches Sensor-Bauelement
in den Referenzphasenschieber 4 mit einem LR-Hochpaß nach Fig. 4 d einbaut, wobei
das zweite Sensor-Bauelement derselben Temperatur wie das erste Sensor-Bauelement,
aber nicht der Meßgröße ausgesetzt wird. Eine Temperaturkompensation ist jedoch im
allgemeinen auch dann möglich, wenn verschiedene Sensor-Bauelemente im Meßphasenschieber
und Referenzphasenschieber verwendet werden, d.h., das Sensor-Bauelement
im Referenzphasenschieber muß dann nur für die Störgröße empfindlich sein. Im allgemeinen sind alle oben näher erläuterten Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit
den verschiedenen Kombinationen von möglichem Meßphasenschieber und Referenzphasenschieber
nach Fig. 4 auch für die Kompensation von Störgrößen geeignet. Die Auswahl der Meßschaltung richtet sich dabei nach dem verwendeten Sensor-Bauelement
des Referenzphasenschiebers für die zu kompensierende Störgröße.
In den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 kann als Ausgangsgröße entweder die
Ausgangsfrequenz f oder die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators
3 oder eine von f bzw. u abgeleitete Größe dienen.
Die "analogen" Phasenschieber nach Fig. 4 besitzen den Nachteil, daß die Phasenverschiebung
frequenzabhängig ist. Generell ist es möglich, statt eines "analogen" Phasenschiebers
nach Fig. 3 oder Fig. 4 auch einen "digitalen" Phasenschieber zu verwenden,
d.h. einen Phasenschieber, der nur aus an sich bekannten, digitalen Bauelementen
aufgebaut ist und dessen Phasenschiebung <pR konstant, d. h. unabhängig von der Frequenz
f ist.
Fig. 5 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit digitalem Referenzphasenschieber,
bei der der Referenzphasenschieber 4 nach Fig. 1 durch einen Vorwahlzähler 8 als digitalem Referenzphasenschieber und einem digitalen Teiler 9 zum Erzeugen
eines Rücksetz-Impulses für den Vorwahlzähler 8 dient. In diesem Ausführungsbeispiel
arbeitet der spannungsgesteuerte Oszillator 3 auf der N -fachen Oszillatorfrequenz N -f
gegenüber der Grundausführung nach Fig. 1. Vorzugsweise ist das Ausgangssignal des
spannungsgesteuerten Oszillators 3 ein Rechtecksignal. Der Teiler 9 teilt diese Frequenz
N„«f mit dem Teilfaktor N auf die Frequenz f herunter, die über den Meßphasenschieber
6 auf den einen Eingang 7 des Phasendetektors 1 zurückgeführt wird und dort mit dem Referenzeingangssignal am Eingang 5 verglichen wird.
Der Vorwahlzähler 8 zählt das Frequenzsignal N ·£ Das Rücksetzen des Vorwahlzählers 8 erfolgt mit dem Rücksetzsignal über den Eingang R mit der Frequenz f, so daß der Zähler maximal bis N zählen kann. Dann zählt der Zähler 8 wieder vom Aus-
Der Vorwahlzähler 8 zählt das Frequenzsignal N ·£ Das Rücksetzen des Vorwahlzählers 8 erfolgt mit dem Rücksetzsignal über den Eingang R mit der Frequenz f, so daß der Zähler maximal bis N zählen kann. Dann zählt der Zähler 8 wieder vom Aus-
gangszustand. Ist die Vorwahlzahl N des Vorwahlzählers 8 kleiner als N gewählt
worden (N < N ), dann hält der Zähler 8 schon bei Erreichen der Vorwahlzahl N an
und gibt ein Signal auf den Referenzeingang 5 des Phasendetektors 1. Der Vorwahlzähler
8 nach Fig. 5 kann auch als digitales Schieberegister ausgeführt sein.
In einem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit dem Vorwahlzähler 8 wird bei einem Signal auf den Referenzeingang 5 mit einem Tastverhältnis ungleich 1:1 ein Phasende-
In einem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit dem Vorwahlzähler 8 wird bei einem Signal auf den Referenzeingang 5 mit einem Tastverhältnis ungleich 1:1 ein Phasende-
tektor 1 verwendet, der nur eine Signalflanke detektiert. Solche Phasendetektoren
besitzen üblicherweise eine konstante Phasenlage von &phgr;_ = 0°. Bei einem Signal auf
den Referenzeingang 5 mit einem Tastverhältnis von 1:1 besteht keine Einschränkung
für den Phasendetektor 1.
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5, bei dem ein zusätzliches digitales
Monoflop 10 in der Signalleitung 5 vom Ausgang des Vorwahlzählers 8 bzw. Schieberegisters
8 zum Phasendetektor 1 angeordnet ist. Mit diesem Monoflop 10 kann das Referenzsignal um eine feste Zeit verzögert werden, die vom Monoflop fest vorgegeben
ist.
Das Rücksetzen des Vorwahl-Zählers 8 nach Fig. 5 oder 6 erfolgt wie oben beschrieben
nach N Eingangsimpulsen und danach zählt der Zähler 8 wieder vom ursprünglichen Ausgangszustand. Der Vorwahl-Zähler 8 erzeugt also ein Referenzsignal, das ebenfalls
die Frequenz f besitzt, jedoch ist dieses Referenzsignal um das Verhältnis N /N
zeitlich verschoben bzw. die Phasenverschiebung beträgt
N
&phgr;&Lgr; = _&iacgr; - 360° mit Nx < N0 . (29)
&phgr;&Lgr; = _&iacgr; - 360° mit Nx < N0 . (29)
Die Anzahl der maximalen Zählstellen richtet sich nach der verlangten Auflösung bzw.
nach der maximal vorgewählten Zahl N . Bei N = 360 wird beispielsweise ein Dual-Zähler
mit 9 Bit benötigt. Der Vorwahlzähler 8 kann durch ein Schieberegister ersetzt werden, so daß die Vorwahlzahl N durch die Anzahl der Stufen des Schieberegisters
bestimmt ist.
Selbstverständlich ist es auch möglich, entsprechend Fig. 2 den Vorwahlzähler 8 als
Referenzphasenschieber 4 in Reihe mit dem Meßphasenschieber 6 anzuordnen. Der Vorteil eines digitalen Phasenschiebers besteht in der reinen, frequenzunabhängigen
Phasenverschiebung des Signals. Der ohmsche Anteil der Impedanz X im Meßphasenschieber
6 kann praktisch vollständig vernachlässigt werden, da auf diese Weise im
Phasenschieber R ► Xc und R ► XL gewählt werden kann. Ein solcher Meßphasenschieber
6 ist besonders für den Einsatz bei Sensoren bzw. Meßfühlern geeignet, bei denen die Induktivität L bzw. die Kapazität C die elektrische Meßgröße darstellt.
Als Ausgangsgröße, die bei den erfindungsgemäßen Ausfühmngsbeispielen abhängig von
der elektrischen und damit von der physikalischen Meßgröße ist, kann entweder die
Frequenz f oder die N -fache Frequenz F = N -ff oder die Eingangsspannung des
spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder eine von f, F bzw. u abgeleitete Größe dienen.
Die Messung erfolgt mit hier nicht dargestellten, jedoch bekannten elektronischen
Mitteln. Es ist mit einfachen elektronischen Mitteln eine Auflösung von besser als 10
erreichbar.
Es gibt wie bei den vorher besprochenen analogen Referenzphasenschiebern je nach
Art des Meßfühlers bzw. Sensors und Art des Phasendetektors eine Vielzahl von Kombinationsmöglichkeiten.
Beispielsweise bei Einsatz eines induktiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz
X = Ry + jwLM als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers
6 nach Fig. 3 b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4 d. Bei
Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 5 mit einem Phasendetektor 1 von <pD = 0"
und einem Referenzphasenschieber mit einer konstanten Phasenverschiebung <pR ergibt
sich nach den Gleichungen 19 und 23
Z- = tan &phgr;&rgr; (30)
und damit die Ausgangsfrequenz f des digitalen Teilers 9 zu
JiL i Rv + R" (31)
2 &pgr; 2 &pgr; LM tan <pR
Für die Referenzphasenverschiebung <pR gilt also in diesem Beispiel 0*
< <pR < 90*, um
eine positive Frequenz f zu erhalten.
Wählt man beispielsweise eine Referenzphasenverschiebung von <pR = 45°, dann folgt
für die Ausgangsfrequenz f des digitalen Teilers 9
2&pgr; 2&pgr; LM
Die weiteren möglichen Kombinationen von Sensoren bzw. Meßfühlern, den möglichen
Meßschaltungen und den möglichen Phasendetektortypen sind entsprechend den obigen
Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszuwählen.
In einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels ist das
Rückführungssignal auf dem Meßphasenschieber 6 ein sinusförmiges Signal, so daß das
Signal keine Oberwellen enthält und der Meßwertaufnehmer im Meßphasenschieber 6 nur mit einem monofrequenten Signal ohne Oberwellen angeregt wird. Bei den Ausführungsbeispielen
nach Fig. 1 und Fig. 2 ist hierzu beispielsweise das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ein sinusförmiges Ausgangssignal.
Ist das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 nach Fig. 1 und Fig. 2 ein rechteckförmiges Signal, so formt man zweckmäßigerweise dieses rechteckförmige Signal in ein sinusförmiges Signal um. Zu dieser Rechteck/Sinus-Signalumformung kann beispielsweise ein Tiefpaß-Filter verwendet werden, das die Oberwellen eines rechteckförmigen Signals in geeigneter Weise unterdrückt. In Fig. 1 wird beispielsweise das Tiefpaß-Filter - wie zeichnerisch nicht dargestellt - in die Signalleitung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt, so daß das Signal zum Meßphasenschieber 6 und zum Referenzphasenschieber 4 ein sinusförmiges Signal ist.
In Fig. 2 kann das Tiefpaß-Filter beispielsweise ebenfalls unmittelbar in die Signalleitung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt werden, so daß auch hier das Signal zum Referenzphasenschieber 4 bzw. damit zum Meßphasenschieber 6 und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein sinusförmiges Signal ist.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann das Tiefpaß-Filter in Fig. 2 auch in die Signalleitung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 zum Referenzphasenschieber 4 bzw. Meßphasenschieber 6 unmittelbar vor die Phasenschieber 4 und 6 eingefügt werden, so daß das Signal für die Phasenschieber 4 und 6 ein sinusförmiges und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein rechteckförmiges Signal ist.
In Fig. 7 ist die Erweiterung des Ausführungsbeispieles von Fig. 5 wiedergegeben, in dem das Tiefpaß-Filter 11 in der Signalleitung von Teiler 9 vor dem Meßphasenschieber 6 angeordnet ist. Auch die Anordnung nach Fig. 6 kann entsprechend Fig. 5 um ein
Ist das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 nach Fig. 1 und Fig. 2 ein rechteckförmiges Signal, so formt man zweckmäßigerweise dieses rechteckförmige Signal in ein sinusförmiges Signal um. Zu dieser Rechteck/Sinus-Signalumformung kann beispielsweise ein Tiefpaß-Filter verwendet werden, das die Oberwellen eines rechteckförmigen Signals in geeigneter Weise unterdrückt. In Fig. 1 wird beispielsweise das Tiefpaß-Filter - wie zeichnerisch nicht dargestellt - in die Signalleitung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt, so daß das Signal zum Meßphasenschieber 6 und zum Referenzphasenschieber 4 ein sinusförmiges Signal ist.
In Fig. 2 kann das Tiefpaß-Filter beispielsweise ebenfalls unmittelbar in die Signalleitung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt werden, so daß auch hier das Signal zum Referenzphasenschieber 4 bzw. damit zum Meßphasenschieber 6 und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein sinusförmiges Signal ist.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann das Tiefpaß-Filter in Fig. 2 auch in die Signalleitung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 zum Referenzphasenschieber 4 bzw. Meßphasenschieber 6 unmittelbar vor die Phasenschieber 4 und 6 eingefügt werden, so daß das Signal für die Phasenschieber 4 und 6 ein sinusförmiges und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein rechteckförmiges Signal ist.
In Fig. 7 ist die Erweiterung des Ausführungsbeispieles von Fig. 5 wiedergegeben, in dem das Tiefpaß-Filter 11 in der Signalleitung von Teiler 9 vor dem Meßphasenschieber 6 angeordnet ist. Auch die Anordnung nach Fig. 6 kann entsprechend Fig. 5 um ein
Tiefpaß-Filter erweitert werden. Auch hier dient das Tiefpaß-Filter 11 dazu, um ein
rechteckförmiges Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 in ein sinusförmiges
Signal für die Ansteuerung des Meßphasenschiebers 6 umzuformen.
Das Tiefpaß-Filter kann in allen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen mit einem
üblichen analogen Tiefpaß realisiert werden, wie es in Fig. 4a und 4c wiedergegeben ist.
Eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Tiefpaß-Filters kann mit einer
weiteren Phasenregelschleife, bestehend aus einem Phasendetektor 12, einem Regelverstärker
13 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 14 mit sinusförmigem Ausgangssignal,
realisiert werden. Fig. 8 gibt ein Ausführungsbeispiel entsprechend dem erfindungsgemäßen
Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 wieder. Auch in allen anderen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen kann das Tiefpaß-Filter eine zweite Phasenregelschleife
sein.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife,
wobei das Frequenz-Ausgangssignal N «f des spannungsgesteuerten Oszillators
3 mit einem Vorwahl-Digitalzähler 17 mit dem maximalen Zählerstand No gezählt wird.
Das Ausgangssignal f des Digitalzählers 17 liegt hier nicht als serielles Frequenzsignal
wie in den Ausführungsbeispielen nach den Figuren 1, 2, 5 bis 8 vor , sondern als
Digitalsignal auf einem Parallelbus, wobei die Busbreite entsprechend dem maximalen
Zählerstand N0 hier Id (Nq) beträgt. Dieses digitale Bussignal f erzeugt nun über zwei
Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 in bekannter Weise über die Phasenschieber 4 und
6 das jeweilige Eingangssignal für die Eingänge 5 und 7 des Phasendetektors 1. Die
beiden Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 sind i.a. identisch, wobei das Signal nicht
linear ansteigt, sondern im einfachsten Fall, wenn die Digital-Analog-Umsetzer aus
digitalen Dekodern bestehen, rechteckförmig ist bzw. vorzugsweise die Form einer
Cosinus- oder Sinus-Funktion hat. Fig. 10 zeigt den prinzipiellen funktionalen Zusammenhang
zwischen Zählerschritt und Ausgangsspannung des so aufgebauten Funktionsgenerators.
Der maximale Zählerstand N beeinflußt unmittelbar die maximale
Auflösung l/N dieses Ausführungsbeispiels, d.h., N muß so groß gewählt werden, daß
die gewünschte Auflösung erreicht wird. Der Referenzphasenschieber mit einer Phasenverschiebung
<pR läßt sich in sehr einfacher Weise realisieren, indem in eine der beiden
Parallelbus-Leitungen ein an sich bekannter Addierer bzw. Subtrahierer 18 eingefügt
wird. Zu dem digitalen Zählerstand des Ausgangssignals f des Zählers 17 wird eine
konstante, vorher einstellbare Zahl &Ngr;&khgr; addiert bzw. subtrahiert, so daß das analoge
cosinusförmige Ausgangssignal des zugehörigen Digital/Analog-Funktionsumsetzers 15
um den Phasenwinkel
<pR = _i · 360° (33)
voreilt (bei Addition von N ) bzw. nacheilt (bei Subtraktion von N ). Die Vorwahlzahl
N wird beispielsweise in einem Parallelregister 19 eingestellt und vorgewählt.
Alternativ läßt sich die Referenzphasenverschiebung <pR auch mit einem zeichnerisch nicht dargestellten zweiten Vorwahlzähler N (entsprechend dem Vorwahlzähler 8 nach Fig. 5) erzeugen, indem dieser zweite Vorwahlzähler aus dem Ausgangssignal N »ff des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den D/A-Funktionsumsetzers 15 das Referenz-Eingangssignal 5 des Phasendetektors 1 und der erste Vorwahlzähler 17 wie oben dargestellt aus dem Ausgangssignal N ·&iacgr; des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den Digital/Analog-Funktionsumsetzer 16 das Meßeingangssignal 7 des Phasendetektors 1 erzeugt.
Alternativ läßt sich die Referenzphasenverschiebung <pR auch mit einem zeichnerisch nicht dargestellten zweiten Vorwahlzähler N (entsprechend dem Vorwahlzähler 8 nach Fig. 5) erzeugen, indem dieser zweite Vorwahlzähler aus dem Ausgangssignal N »ff des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den D/A-Funktionsumsetzers 15 das Referenz-Eingangssignal 5 des Phasendetektors 1 und der erste Vorwahlzähler 17 wie oben dargestellt aus dem Ausgangssignal N ·&iacgr; des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den Digital/Analog-Funktionsumsetzer 16 das Meßeingangssignal 7 des Phasendetektors 1 erzeugt.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann der Regler 2 zur Nachbildung
beliebiger vorgegebener Abhängigkeiten des Ausgangssignals f und u von der Phasenverschiebung
<pM des Meßphasenschiebers 6 und damit von der zu bestimmenden nichtelektrischen Meßgröße verwendet werden, beispielsweise zu einer Linearisierung.
Verwendet man beispielsweise als Phasendetektor 1 mit einer Phasenverschiebung <pD
einen analogen Multiplizierer und als Regler 2 einen Tiefpaß-Filter erster Ordnung, so
ergibt sich für die Ausgangsgrößen f und u
u ~ f ~ cos<pB , (34)
d.h., die Abhängigkeit ist eine Cosinus-Funktion.
Besteht in diesem Ausführungsbeispiel beispielsweise der Regler 2 aus einer Hintereinanderschaltung
(in beliebiger Reihenfolge) eines Tiefpaß-Filters und eines Funktionsumwandlers mit einer beliebigen Übertragungsfunktion G, so ergeben sich die Ausgangsgrößen
f und u aus der Multiplikation der Übertragungsfunktion G mit cos <pD.
u ~ f ~ G cos <pD . (35)
Wird beispielsweise als Phasendetektor 1 ein digitaler Phasendetektor mit einer Phasenverschiebung
von <pD = 0° und als Regler 2 ein Tiefpaß-Filter zweiter Ordnung verwendet,
so ergibt sich für die Ausgangsgrößen
d.h., die Ausgangsgrößen u und f sind linear von der Phase <pD abhängig.
Besteht in diesem Ausführungsbeispiel beispielsweise der Regler 2 aus einer Hintereinanderschaltung
(in beliebiger Reihenfolge) eines Tiefpaß-Filters und eines Funktionsumwandlers mit einer beliebigen Übertragungsfunktion G, so ergeben sich die Ausgangsgrößen
f und u aus der Multiplikation der Übertragungsfunktion G mit der Phase
u~f~GyD (37)
Zur genauen Berechnung der Frequenz f in den obigen Ausführungsbeispielen müssen
die Gleichungen 5 und 8 berücksichtigt werden.
Nachteilig ist hierbei die Abhängigkeit der Ausgangsgrößen f und u von der Stabilität
des spannungsgesteuerten Oszillators 3 und eventuell die Abhängigkeit der Ausgangsgrößen
f und u von den Amplituden der beiden Eingangssignale des Phasendetektors
1.
Claims (29)
1. Oszillatorschaltung für eine frequenzanaloge Sensor-Auswerteschaltung zum
elektrischen Messen nichtelektrischer Meßgrößen, die die Ausgangsfrequenz frequenzanalog
der Impedanz X eines Sensor- bzw. Meßfühler-Bauelementes ändert, dadurch gekennzeichnet,
- daß mit dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X ein elektrischer
Phasenschieber 6 aufgebaut wird,
- daß dieser Phasenschieber 6 in einer der beiden Rückkopplungsleitungen einer
doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife liegt, wobei die Phasenregelschleife aus einem Phasendetektor 1, einem Regler 2 und einem spannungsgesteuerten
Oszillator 3 besteht, und
- daß die Eingangsspannung u und damit die Ausgangsfrequenz f des
spannungsgesteuerten Oszillators 3 von der Impedanz X des Sensor-Bauelements abhängig ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
- daß der Phasenschieber 6 mit der Sensor-Bauelement mit der Impedanz X, der
eine zu messende Phase &phgr;&Mgr; erzeugt, in der einen Rückkopplungsleitung 7 vom
spannungsgesteuerten Oszillator 3 zum Phasendetektor 1 liegt und ein zweiter Phasenschieber 4 als Referenzphasenschieber
<pR in der zweiten Rückkopplungsleitung
5 liegt und
- daß die Phasenregelschleife mit dem Phasendetektor 1, der auf eine Phase &phgr;&bgr;
zwischen den beiden Rückkopplungsleitungen 5 und 7 detektiert, auf der Phase
einrastet.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
- daß der Phasenschieber 6 mit dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X als
Meßphasenschieber mit der Phasenschiebung &phgr;&Mgr; und ein zweiter Phasenschieber
4 als Referenzphasenschieber mit der Phasenschiebung <pR in derselben Rückkopplungsleitung
in Reihe liegen und
- daß die Phasenregelschleife mit dem Phasendetektor 1 mit der Phasendetektion
&PSgr;&Oacgr; auf der Phase
einrastet.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Meßphasenschieber 4 und der Referenzphasenschieber 6 im Meßphasenschieber zusammengefaßt sind.
5. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenschieber 6 des Meßphasenschiebers mit dem Sensorbauelement
der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z als Hochpaß-Filter aufgebaut ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenschieber 6 als Meßphasenschieber mit dem Sensorbauelement der
Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z als Tiefpaß-Filter aufgebaut ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der Referenzphasenschieber 4 als Hochpaß-Filter aufgebaut ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der Referenzphasenschieber 4 als Tiefpaß-Filter aufgebaut ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 die
verlustbehaftete Spule eines induktiven Sensors ist.
10. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 der
verlustbehaftete Kondensator eines kapazitiven Sensors ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 der
verlustbehaftete Widerstand eines ohmschen Sensors ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der
Referenzphasenschieber 4 ein Sensor-Bauelement mit der Impedanz X enthält.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X so angeordnet ist, daß es nicht
der physikalischen Meßgröße, sondern nur einer physikalischen Störgröße ausgesetzt ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 4 bis 13, dadurch gekennzeichnet,
daß sowohl im Meßphasenschieber 6 als auch im Referenzphasenschieber 4
jeweils ein baugleiches Sensor-Bauelement mit der Impedanz X enthalten ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X ein temperaturabhängiger
ohmscher Widerstand ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
- daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 (mit dem seriellen
Frequenz-Ausgangssignal N0-I) mit einen Frequenzuntersetzer 9 (mit dem
Untersetzungsverhältnis 1/N0) verbunden ist, so daß das Ausgangssignal des
Frequenzuntersetzers 9 die Frequenz f besitzt,
- daß der Ausgang des Frequenzuntersetzers 9 direkt mit dem Eingang des
Meßphasenschiebers 6 verbunden ist,
- daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 weiterhin mit einem
Vorwahl-Zähler 8 verbunden ist, der als Referenzphasenschieber wirkt, wobei
der Vorwahl-Zähler 8 nach N Zählersignalen ein Ausgangssignal abgibt und wobei der Vorwahl-Zähler 8 ein Rücksetz- und Start-Signal vom Ausgang des
Frequenzuntersetzers 9 erhält, so daß das Ausgangssignal des Vorwahl-Zählers 8 auch die Frequenz f besitzt, jedoch um den Phasenwinkel
Nx
&phgr; = -&Lgr; . 360
"&ogr;
gegenüber dem Ausgangssignal des Frequenzuntersetzers 9 verschoben ist,
- daß der Ausgang des Vorwahl-Zählers 8 direkt mit dem Eingang 5 des Phasendetektors
1 verbunden ist, und
- daß als Ausgangssignal zur Messung entweder das Steuersignal u am Eingang
des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das Ausgangssignal N0«ff des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 oder das Ausgangssignal f des Frequenzuntersetzers 9 verwendet wird.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
- daß der Frequenzuntersetzer 9 ebenfalls als Vorwahl-Zähler ausgeführt ist, der
nach N0 Eingangszählersignalen am Ausgang ein Zählersignal abgibt.
18. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
daß der Vorwahlzähler 8 als Schieberegister mit der Länge &Ngr;&khgr; ausgeführt ist.
19. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
daß der Vorwahlzähler 9 als Schieberegister mit der Länge N0 ausgeführt ist.
20. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17 oder 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem Vorwahlzähler 8 und dem Eingang 5 des Phasendetektors 1 ein Monoflop eingefügt ist.
21. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet,
daß vor dem Eingang des Meßphasenschiebers 6 ein Tiefpaßfilter 11 liegt, so
daß das nicht-sinusförmige Eingangssignal in ein sinusförmiges Eingangssignal umgeformt wird.
22. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
daß vor dem Eingang des Referenzphasenschiebers 4 ein Tiefpaßfilter 11 liegt.
23. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 20, dadurch gekennzeichnet,
daß vor dem Eingang 5 des Phasendetektors 1 ein Tiefpaßfilter 11 liegt.
24. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet,
daß der Tiefpaßfilter 11 als analoger Tiefpaß ausgeführt ist.
daß der Tiefpaßfilter 11 als analoger Tiefpaß ausgeführt ist.
25. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet,
daß der Tiefpaßfilter 11 als Phasenregelschleife, bestehend aus einem Phasendetektor
12, einem Regelverstärker 13 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 14 mit sinusförmigen Ausgangssignal, ausgeführt ist.
26. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 25, dadurch gekennzeichnet,
- daß das serielle Frequenz-Ausgangssignal N0»f des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 mit einem Vorwahl-Digitalzähler 17 mit dem maximalen Zähler-
stand Nfl und mit Id(N0) parallelen Ausgangs-Datenleitungen gezählt wird, so
daß der Zählerstand N0 als Digitalzahl f an dem Ausgangsparallelbus anliegt,
- daß der Ausgangsparallelbus des Vorwahl-Digitalzählers 17 über einen Digital-Analog-Umsetzer
16, der die Digitalzahl f in ein analoges Signal umsetzt, mit dem Meßphasenschieber 6 verbunden ist, so daß der Meßphasenschieber 6 ein
der Digitalzahl f entsprechendes analoges Signal erhält,
- daß der Ausgangsparallelbus des Vorwahl-Digitalzählers 17 über einen als
Phasenschieber wirkenden, digitalen Addierer 18, der die Digitalzahl f mit der
voreingestellten Digitalzahl N des Registers 19 addiert oder subtrahiert, und über einen zweiten Digital-Analog-Umsetzer 15 mit dem anderen Eingang 5 des
Phasendetektors 1 verbunden ist, so daß der Eingang 5 des Phasendetektors 1
auch ein der Digitalzahl f entsprechendes analoges Signal erhält,
das jedoch um den Phasenwinkel
&phgr;» = — · 360"
gegenüber dem analogen Eingangsignal des Meßphasenschiebers 6 verschoben
ist, und
- daß als Ausgangssignal zur Messung entweder das Steuersignal u dem Eingang
des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das Frequenzausgangssignal N0«f
des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das als Digitalzahl am Parallelbus-Ausgang
des Vorwahl-Digitalzählers 17 anliegende Ausgangssignal f verwendet wird.
27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,
daß die Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 als digitale Dekoder ausgeführt sind,
so daß das Ausgangssignal die Form einer Rechteckfunktion hat.
28. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,
daß die Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 als Funktionsumsetzer ausgeführt
sind, so daß das Ausgangssignal die Form einer Sinus- oder Cosinus-Funktion hat.
29. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,
daß der Referenzphasenschieber aus einem weiteren Vorwahl-Digitalzähler N
besteht, dessen Eingangssignal auch das serielle Frequenzausgangssignal N0 »f
des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ist und dessen Rücksetz- und Start-Signal
vom Vorwahl-Digitalzähler 17 erhält, wenn dieser Digitalzähler 17 seinen Maximalwert
N„ erreicht hat.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE9312517U DE9312517U1 (de) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE9312517U DE9312517U1 (de) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE9312517U1 true DE9312517U1 (de) | 1993-10-21 |
Family
ID=6897046
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE9312517U Expired - Lifetime DE9312517U1 (de) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE9312517U1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102016206797A1 (de) | 2015-04-22 | 2016-10-27 | Ifm Electronic Gmbh | Mobile Steuerung für eine mobile Arbeitsmaschine |
WO2018127793A1 (en) * | 2017-01-09 | 2018-07-12 | Analog Devices Global Unlimited Company | Devices and methods for smart sensor application |
-
1993
- 1993-08-20 DE DE9312517U patent/DE9312517U1/de not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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DE102016206797A1 (de) | 2015-04-22 | 2016-10-27 | Ifm Electronic Gmbh | Mobile Steuerung für eine mobile Arbeitsmaschine |
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US10466296B2 (en) | 2017-01-09 | 2019-11-05 | Analog Devices Global | Devices and methods for smart sensor application |
US11656269B2 (en) | 2017-01-09 | 2023-05-23 | Analog Devices International Unlimited Company | Devices and methods for smart sensor application |
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