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Gebiet der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft Netzgeräte
für Niederspannungsbeleuchtung.
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Hintergrund der Erfindung
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Infolge
des Vorherrschens von Halogenlampen wird die Niederspannungsbeleuchtung
immer beliebter und bietet den Vorteil von kleinen hellen Lampen
zusammen mit erhöhter
Sicherheit im Fall eines Kontaktes mit den Versorgungsanschlüssen. Insbesondere
eignet sich die Verwendung von Niederspannung für Leiterzug- und Kabel-Beleuchtungssysteme,
die Halogenlampen oder andere Niederspannungslampen verwenden und
die entlang eines festen, an der Decke montierten Leiterzugs bewegt werden
können,
so dass sie auf die Stellen gerichtet sind, wo die Beleuchtung hauptsächlich benötigt wird.
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Es
sind in der Technik verschiedene Vorschläge für Niederspannungsbeleuchtung
bekannt. Die meisten nutzen einen Transformator, der die hohe elektrische
Versorgungsspannung (typischerweise 110V oder 220V) auf eine Niederspannung
in der Größenordnung
von 12V transformiert. Da die Größe des Transformators
von seiner Nennleistung abhängt,
sind solche Transformatoren durchaus massig. Es ist daher auf dem
Gebiet der Wechselstrombeleuchtung bekannt, die ankommende elektrische
Versorgungsspannung mittels einer herkömmlichen Gleichrichter- und
Unterbrecherschaltung umzukehren, um so eine pulsierende Wechselspannungsquelle
mit einer Hochfrequenz in der Größenordnung
von 30 KHz zu erhalten. Die Anwendung von Hochfrequenz kann die
Größe des Transformators
erheblich verringern.
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In
einer bekannten Anordnung stellt ein zentraler Transformator Energie
bei einer niedrigen Spannung (typischerweise 12V) an ein Leiterzug-, Schienen-
oder Kabelsystem bereit, an das dann Niederspannungslampen direkt
angeschlossen werden können.
Man hat jedoch festgestellt, dass ein solcher Vorschlag, obwohl
er reizvoll ist, dem Nachteil unterliegt, dass die Leiterzüge bei einer
hohen Frequenz wie eine Übertragungsleitung
wirken, die Energie abstrahlt. Dieses Problem verschlimmert sich,
da die Länge
des Leiterzugs zunimmt, wenn der Zwischenleiterspalt zunimmt, und
wenn der Stromfluss erhöht ist.
Solche Nachteile würden
deutlich überwunden werden,
indem man eine niedrige Wechselspannungsquelle für die Speisung der Leiterzüge verwendet,
wobei diese aber ihren eigenen Problemen unterliegt, speziell in
Bezug auf die Wirksamkeit der Gleichrichtung.
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Die
herkömmliche
Weise, eine Gleichspannung aus einer ankommenden Wechselspannungsquelle
zu erzeugen, ist die Gleichrichtung der Wechselspannung mittels
eines passiven Gleichrichters, der herkömmliche bipolare Gleichrichterdioden
verwendet. Solche Dioden bestehen typischerweise aus Silizium mit
einer Vorspannung in Durchlassrichtung von 0,7V. Damit entspricht
die durch jede Gleichrichterdiode während der Halbwelle, die sie
durchführt, verbrauchte
Energie dem Produkt der Vorspannung in Durchlassrichtung von 0,7,
multipliziert mit dem durch die Diode hindurch geleiteten Strom.
In einer typischen Anordnung zum Einschalten einer Reihe von Niederspannungs-Halogenlampen
mit einem kombinierten Stromverbrauch von 25A würde sich der
Energieverlust über
jede Gleichrichterdiode auf 17,5 W belaufen, was verbunden mit den
Verlusten in der Unterbrecherschaltung und dem Abspanntransformator
nicht akzeptabel ist.
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In
dieser Hinsicht ist anzumerken, dass eine ineffiziente Gleichrichtung
des Ausgangs nicht nur die Betriebskosten erhöht, sondern auch zu einer Wärmeableitung
führt,
die es erforderlich macht, dass die physikalische Größe der Stromversorgung erhöht wird.
Dies spricht natürlich
genau gegen den Grund für
die Nutzung von Hochfrequenz an erster Stelle: nämlich die Größe des Netzgeräts zu verringern.
Daher ist der herkömmliche
Ansatz zur Gleichrichtung, der in anderen Systemen weit verbreitet
angewandt wird, auf Grund der Nutzung von niedrigen Spannungen und
damit hohen Strömen
und der Notwendigkeit, Leistungsverluste niedrig zu halten, um eine
kleine physikalische Größe zu ermöglichen,
für Halogenbeleuchtung
nicht geeignet.
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Bei
einer weit verbreiteten Anordnung wird die Niederspannungsenergie
an zwei nicht isolierte Leitungen in der Form von Kabeln oder starren Schienen
angelegt, an denen die Lampen befestigt werden. Eine solche Anordnung
ist der Gefahr ausgesetzt, dass ein elektrisch leitender Kurzschluss, besonders
ein dünner
Draht, der unbeabsichtigt zwischen den zwei Leitungen angelegt wird,
möglicherweise
hohe Ströme
führen
kann. Die sich ergebende Erwärmung
des Drahtes bildet eine Brandgefährdung.
Diese Situation offenbart sich selbst durch einen Stromanstieg,
der entweder durch eine Sicherung, die durchbrennt, wenn die Wärmewirkung
des Stromflusses einen zulässigen
Schwellenwert übersteigt,
durch eine wärmeempfindliche,
elektronische Vorrichtung oder durch ein leistungsstärkeres Strom-Erfassungselement
erfasst wird, das auf den Stromfluss direkter reagiert. Zum Beispiel
offenbart US-A-5 523 653 einen Niederspannungs-Beleuchtungskörper, der an
einem isolierten Abspanntransformator angeschlossen ist. Der Beleuchtungskörper ist
vor begrenzten oder maximalen Kurzschlussbedingungen geschützt, indem
der Sekundärstrom
des Abspanntransformators überwacht
wird, bis eine Störung
erfasst wird, woraufhin die Schutzschaltung die Primärspule des
Transformators abschaltet.
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Die
am 3. Mai 1989 im Namen der Beme-Electronic GmbH veröffentlichte
Druckschrift
DE 3 735 989 offenbart
ein Schalt-Netzgerät
für eine
Niederspannungs-Halogenlampe mit einer Funkentstörschaltung, die einen Gleichrichter,
der einem Gleichspannungseingang Spannung zuführt, wobei zwei Gegentakt-Halbleiterschalter
durch Transformatorspulen gekoppelt sind und einen Hochfrequenz-Generator
bilden, und ein spannungsabhängiges
Schaltelement hat, der mit dem Gleichspannungseingang gekoppelt
ist, um einen Halbleiterschalter zu triggern.
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Das
technische Problem, dass dieses Dokument betrifft, ist es, das Schalt-Netzgerät so zu
konfigurieren, dass ein Höchstgrad
der Funkentstörung garantiert
wird. Die Funkentstörschaltung
enthält zwei
Stabkerndrosseln, wobei die Parameter der Halbleiterschalter annähernd so
identisch wie möglich
sind.
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Die
am 19. Dezember 1991 im Namen der Asea Brown Boveri AG veröffentlichte
Druckschrift
DE 4 112 676 beschreibt
ein Netzgerät
für Niederspannungspegel
mit einer Energie zuführenden
Primärseite
und einer Energie abgebenden Sekundärseite und einem dazwischen
geschalteten Hochfrequenztransformator. An der Sekundärseite sind
zwei SRSC-Schalter in Gegentakt-Konfiguration vorgesehen. Jeder
SRSC-Schalter weist ein sättigendes Kernelement
(SC – saturable
core) auf, das mit einem Synchrongleichrichter- (SR – synchronous
rectifier) Schalter in Reihe geschaltet ist, der ein Paar Leistungs- MOSFETs umfasst,
die synchron mit der Sekundärspannung
des Transformators an- und ausgeschaltet werden. Der sättigende
Kern bildet ein oberes Limit für
einen Kurzschlussstrom. Hinter den SRSC-Schaltern befinden sich
in Gegentakt-Konfiguration
eine Freilaufdiode und ein LC-Filter. Die mindestens zwei SRSC-Schalter
arbeiten im Gegentakt und befinden sich beide zur gleichen Zeit
für ein
vorgegebenes Zeitintervall im AN-Zustand.
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In
einer solchen Schaltung ist für
jeden MOSFET im Synchrongleichrichter ein separater, sättigender
Kern erforderlich. Das wesentliche Merkmal dieser Schaltung liegt
darin, dass ein Kurzschluss stattfinden kann, aber durch den sättigenden
Kern ein oberes Limit für
den Kurzschlussstrom eingestellt wird. Die Induktivität der Sekundärspule eines
Hochfrequenztransformators kann damit so niedrig wie möglich sein,
da sie nicht länger
als ein Strombegrenzer verwendet werden muss. Die niedrigere Induktivität verkürzt jedoch
auch die Kommutierungszeit und verringert dadurch die mit der Kommutierung
verbundenen Verluste.
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Unter „Kommutierungszeit" versteht man die stromlose
Zeit, die angenommen wird, um einen anfänglich nicht leitenden MOSFET
zu triggern, nachdem ein anfänglich
leitender MOSFET abgeschaltet ist. Es wird erläutert, dass die Gate-Einheit so arbeitet,
dass sie auf AN geschaltet werden muss, wenn es infolge der erfassten
Spannungssignale passiert, dass sich zum Beispiel der erste SRSC-Schalter
im AUS-Zustand befindet
und die Spannung zu dem SRSC-Schalter eine positive neutrale Kontinuität hat. Wegen
des sättigenden
Kernelements geschieht dies mit einer bestimmten Verzögerung.
Sobald die Spannung zum sättigenden
Kern negativ wird (und ein negativer Strom in das sättigende
Kernelement fließt)
wird der MOSFET dieses SRSC-Schalters wieder abgeschaltet.
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Damit
führt der
sättigende
Kern eine minimale Zeitverzögerung
zwischen dem Abschalten von einem MOSFET und dem Einschalten des
anderen MOSFET ein. Während
dieser Zeitverzögerung ("Sperrzeit") leitet kein MOSFET,
wobei dies unerwünscht
ist.
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Keine
dieser Lösungen
ist vollkommen zufrieden stellend, da keine augenblicklich arbeitet, wenn
die Nennleistung des mit dem Gerät
verbundenen Verbrauchers die Nennleistung des Geräts selbst übersteigt.
Speziell muss selbst im leistungsstärkeren Fall, in dem Strom selbst überwacht
wird, da die Versorgungsspannung wechselt, der Strom von Null auf
den Gefahr-Schwellenwert steigen, bevor das Schutzelement arbeiten
kann. Selbst in diesem kurzen Zeitintervall während des 50/60 Hz-Zyklus kann
der elektrisch leitende Kurzschluss gefährliche Temperaturen erreichen.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Es
ist daher eine Aufgabe der Erfindung, ein Niederspannungsbeleuchtungssystem
bereitzustellen, dass die Nachteile mit den bis jetzt vorgeschlagenen
Niederspannungsbeleuchtungssystemen behandelt.
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Erfindungsgemäß wird ein
Niederspannungsbeleuchtungssystem bereitgestellt, das umfasst:
Verbindungsanschlüsse zum
Verbinden mit einer Niederfrequenz-Wechselspannungsquelle,
einen
Frequenzwandler, der mit der Wechselspannungsquelle gekoppelt ist,
um die Niederfrequenz-Wechselspannung auf eine Hochfrequenz-Wechselspannung
umzuwandeln, die durch eine gleichgerichtete Vollwellen-Niederfrequenz-Hüllkurve
moduliert wird,
einen Abspanntransformator, der mit einem Ausgang des
Frequenzwandlers zum Umwandeln auf eine niedrige Hochfrequenz-Wechselspannung gekoppelt ist,
einen
Synchrongleichrichter, der mit einer Sekundärwicklung des Abspanntransformators
zum Umwandeln der niedrigen Hochfrequenz-Wechselspannung auf eine
Sollgleichspannung geringer Größe gekoppelt
ist, und
ein Paar Leitungen, das mit der Sollgleichspannung geringer
Größe verbunden
ist, um daran Niederspannungslampen anzuschließen; wobei
der Synchrongleichrichter
mindestens zwei MOSFETs aufweist, der Abspanntransformator mit einem Ausgang
des Frequenzwandlers gekoppelt ist, um die MOSFETs so zu steuern,
dass gleichgerichtete Hochfrequenz-Niederspannungsimpulse erzeugt werden,
die durch eine gleichgerichtete Vollwellen-Niederfrequenz-Hüllkurve
moduliert werden, und
eine Rest-Speichereinheit in Bezug auf
jeden MOSFET bereitgestellt wird, um die Ladung zu speichern, wenn
der jeweilige MOSFET AUS ist, so dass deren Gate-Source-Spannung
verstärkt
wird, wenn der jeweilige MOSFET AN ist, damit der jeweilige MOSFET für einen
längeren
Zeitraum AN bleibt, wobei dadurch die Sperrzeit an jedem Ende der
gleichgerichteten Wechselstrom-Halbwelle zwischen einem MOSFET, der
AUS schaltet und einem komplementären MOSFET, der AN schaltet,
verringert wird.
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Die
Niederspannungslampen können
direkt an einem Ausgang des Synchrongleichrichters angeschlossen
werden. Alternativ kann damit ein Leiterzug verbunden werden, der
ein Paar voneinander beabstandete Niederspannungs-Wechselstromleitungen
umfasst, um Niederspannungslampen daran anzuschließen. Auf
Grund der Tatsache, dass die Spannung über den Leitungen des Leiterzugs
Gleichspannung ist, gibt es zwischen den Leitun gen keine Begrenzung
im Abstand, der Wechselstrom-Leiterzug-Beleuchtungssysteme beeinflusst.
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Die
Komponenten des erfindungsgemäßen Beleuchtungssystems
werden vorzugsweise als Module bereitgestellt, so dass jedes Modul
mit komplementären
Komponenten, die von anderen Herstellern erzeugt werden, kompatibel
ist. Diese Modularität
erhöht
die Vielseitigkeit der Erfindung.
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Gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
weist das Netzgerät
ein Schutzelement auf, das direkt auf die Impedanz des Verbrauchers über dem Gerät reagiert,
so dass das Gerät
unmittelbar ausgeschaltet wird, wenn die Lastimpedanz einen zulässigen Schwellenwert übersteigt.
Ein solches Schutzelement ist so ausgeführt, dass es überall in
einem Wechselstromzyklus arbeitet, wobei damit die Nachteile der
herkömmlichen
Ansätze überwunden
werden.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnungen
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Um
die Erfindung zu verstehen und um zu sehen, wie dieselbe in der
Praxis ausgeführt
werden kann, wird nun ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel nur beispielhaft
durch ein nicht einschränkendes
Beispiel mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben,
in denen zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild, das die hauptsächlichen
funktionellen Komponenten eines erfindungsgemäßen Gleichstrom-Niederspannungsbeleuchtungssystems
zeigt;
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2 einen
Schaltplan eines Synchrongleichrichters für die Verwendung mit dem System, das
in 1 funktionsgemäß gezeigt
wird;
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3a bis 3d schematische
Darstellungen von verschiedenen, mit dem Synchrongleichrichter gemäß 2 verbundenen
Spannungs-Wellenformen;
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4 eine
bildhafte Darstellung eines Flächentransformators
für die
Verwendung mit dem in 1 dargestellten System; und
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5 einen
Schaltplan einer Schutzschaltung für die Verwendung mit dem funktionsgemäß in 1 gezeigten
System, das auf die Lastimpedanz über dem Gerät reagiert, um eine Überlast
zu verhindern.
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Ausführliche Beschreibung eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels
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1 zeigt
ein im Allgemeinen mit 10 gekennzeichnetes Niederspannungsbeleuchtungssystem,
das ein Paar Eingangsanschlüsse 11 und 12 (bilden
die Verbindungseinrichtung) zum Anschließen an eine Niederfrequenz-Wechselspannungsquelle 13 umfasst,
die in einer punktierten Umrisslinie gezeigt wird, da sie selbst
nicht Teil der Erfindung ist. Die Wechselspannungsquelle 13 wird
von einer herkömmlichen
Elektro-Speiseleitung mit einer Spannung von 220/110V und einer
Netzfrequenz von 50/60 Hz abgeleitet. Ein herkömmlicher Gleichrichter 14 ist über Anschlüsse 11 und 12 mit
der Wechselspannungsquelle 13 gekoppelt, um die Niederfrequenz-Wechselspannung
in eine Gleichspannung umzuwandeln, die dann in einen Wechselrichter 15 eingespeist
wird, der eine herkömmliche
Unterbrecherschaltung zur Umwandlung auf einen Hochfrequenz-Wechselstrom
bei 30 KHz enthält.
Der Gleichrichter 14 bildet in Kombination mit dem Wechselrichter 15 damit
eine Frequenz-Umwandlungseinrichtung 16, die die Niederfrequenz-Wechselspannung in
eine Hochfrequenz-Wechselspannung umwandelt.
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Mit
einem Ausgang der Frequenz-Umwandlungseinrichtung 16 ist
ein Abspanntransformator 17 gekoppelt, um die Hochfrequenz-Versorgungsspannung
von 220/110V auf ein Hochfrequenz- Niederspannungs-Wechselstromsignal mit
einer Spannung von typischerweise 12V umzuwandeln. Der Abspanntransformator 17 wird
vorzugsweise durch einen ringförmigen
Ferritkern ausgeführt,
wobei die Ausgangswicklung vorzugsweise durch eine Litze (Bündel aus
sehr feinen, isolierten Drähten)
ausgeführt
wird, um Verluste durch Verringerung des Kriechstroms auf Grund
des Luftspalts zwischen der Primär-
und der Sekundärwicklung
und durch Verringern der Verluste auf Grund des Skin-Effektes und des
Nahwirkungseffektes zu minimieren. Alternativ kann eine höhere Frequenz
verwendet und der Ausgangstransformator mittels eines Flächentransformators
ausgeführt
werden, wie unten beschrieben wird. Obwohl diese Wechselspannung
Niederspannungs-Halogenlampen speisen kann, die an einem direkt
mit dem Abspanntransformator 17 gekoppelten Paar Leitungen
angeschlossen sind, ist dies nicht wünschenswert, da sich solche
Leitungen wie eine Übertragungsleitung
bei hoher Frequenz verhalten können,
was zu erheblichen Energieverlusten führt. Dies wird besonders in
dem Fall offenkundig, wo die Leitungen als voneinander beabstandete
Schienen mit oder ohne Isolation konfiguriert sind, so wie sie bei
Kabel-Beleuchtungssystemen verwendet werden, in denen eine Trennung
der Leitungen die Übertragungsleitungs-Wirkung verstärkt.
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Um
die mit hohen Hochfrequenzströmen
verbundenen Nachteile zu verhindern, wird das Hochfrequenzsignal
durch einen Synchrongleichrichter 18 gleichgerichtet, der
mit einer Sekundärwicklung (nicht
dargestellt) des Abspanntransformators 17 gekoppelt ist,
um die niedrige Wechselspannung in niedrige Gleichspannung umzuwandeln.
Mit der niedrigen Gleichspannung ist ein Paar Leitungen 19 und 20 verbunden,
um daran Niederspannungslampen (nicht dargestellt) anzuschließen.
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Leiterzug-Beleuchtungssysteme
sind an sich bekannt, wobei es daher nicht notwendig ist, alle Komponenten
ausführlich
zu beschreiben, die funktionsgemäß in 1 gezeigt
werden. Vielmehr werden jetzt mit Bezug auf 2 und 3 jene Merkmale beschrieben, die für die vorliegende
Erfindung spezifisch sind und ein verbessertes Leistungsverhalten gegenüber bekannten
Systemen bieten.
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2 ist
ein Schaltplan des Synchrongleichrichters 18, der in 1 funktionsgemäß gezeigt wird.
Der Abspanntransformator 17 hat eine einzelne Primärwicklung 25,
die für
120V Wechselspannung bei 30 KHz ausgelegt ist, und eine Sekundärwicklung 26 mit
einer Mittelanzapfung, die mit einer Nullspannungs-Schiene 27 verbunden
ist, und von der es auf jeder Seite zwei Anzapfungen gibt, die mit
der jeweiligen ersten und zweiten Spannungsschiene 28a, 29a und 28b, 29b verbunden
sind, wobei jede eine Differenzspannung von 12V Wechselspannung
bei 30 KHz aufweist. Die Schaltung ist symmetrisch, wobei daher
jetzt nur die obere Hälfte
für die
positive Halbwelle der Wechselspannung beschrieben wird, wenn die
obere Spulenverbindung (punktiert gezeigt) positiv ist. In diesem
Fall schwankt die Spannung der ersten Spannungsschiene 28a zwischen
null und etwa +17V (entspricht +12V (quadratisches Mittel)), während die
Spannung an der zweiten Spannungsschiene 29a zwischen null
und +24V (quadratisches Mittel) schwankt. Ungeachtet der augenblicklichen Spannung
an den zwei Spannungsschienen 28a und 29a gibt
es dazwischen eine Differenzspannung von konstanter Polarität und einer
Größe im quadratischen
Mittel, die 12V entspricht.
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Über der
ersten und der zweiten Spannungsschiene 28a und 29a ist
ein Filter geschaltet, der einen Widerstand 30 und einen
Kondensator 31 umfasst, um Hochfrequenz-Komponenten herauszufiltern.
Mit dem Verbindungspunkt des Widerstands 30 und des Kondensators 31 ist
ein für
100nF ausgelegter Kondensator 32 verbunden, der mit der
Katode einer Gleichrichterdiode 33 verbunden ist, dessen
Anode mit der ersten Spannungsschiene 28a über einen
Strombegrenzungswiderstand 34 verbunden ist. Während der
positiven Halbwelle liegt die erste Spannungsschiene 28a bei
+12V (quadratisches Mittel), wobei die zweite Spannungsschiene bei
+24V (quadratisches Mittel) liegt. Folglich ist die Gleichrichterdiode 33 in
Sperrrichtung vorgespannt und nicht leitend, wobei dadurch die Entladung
des Kondensators 32 durch den Widerstand 34 verhindert
wird. Während
der negativen Halbwelle liegt die erste Spannungsschiene 28a jedoch
bei –12V
(quadratisches Mittel), wobei die zweite Spannungsschiene bei –24V (quadratisches
Mittel) liegt. Folglich ist dann die Gleichrichterdiode 33 in
Durchlassrichtung vorgespannt und leitet Strom, wobei dadurch der
Kondensator 32 geladen wird. Damit speichert der Kondensator 32 während der
nacheinander folgenden negativen Halbwellen die Ladung auf.
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Über die
in Reihe geschalteten Gleichrichterdiode 33 und Widerstand 34 sind
ein Widerstand 35 und ein Paar in Kreuzschaltung verbundener,
für 15V ausgelegte
Zener-Dioden 36 und 37 geschaltet, die gewährleisten,
dass die Differenz-Ausgangspannung darüber während sowohl
der positiven als auch der negativen Halbwelle 15V niemals übersteigt.
Die Anode der oberen Zener-Diode 36 ist mit dem Gate-Anschluss
eines MOSFET 38 verbunden, dessen Source-Anschluss mit
der ersten Spannungsschiene 28a verbunden ist und dessen
Drain-Anschluss
an dem 12V-Gleichstromausgang 39 des Synchrongleichrichters
parallel mit dem Drain-Anschluss des komplementären MOSFET 40 in der
unteren Hälfte
der Schaltung angeschlossen ist.
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Jetzt
wird die Arbeitsweise der Schaltung mit Bezug auf die Spannungs-Wellenformen
erläutert, die
in 3a bis 3d der
Zeichnungen schematisch gezeigt werden. 3a zeigt
die Spannungs-Wellenform am Eingang des Abspanntransformators 17 über der
Primärwicklung 25.
Es wird angemerkt, dass die Spannung über der Primärwicklung 25 einer
30KHz-Rechteckwelle
entspricht, die durch eine gleichgerichtete 100 Hz-Vollwellen-Hüllkurve
impulsmoduliert ist. Während
der positiven Halbwelle beträgt
die Spannung, die in den Gate-Anschluss
des MOSFET 38 eingespeist wird, ungefähr 24V (mathematisches Mittel)
weniger einer gewissen Spannung, die über den Widerstand 30 abfällt. Die Spannung,
die in den Source-Anschluss des MOSFET 38 eingespeist wird,
beträgt
nominell 12V (mathematisches Mittel), was der Versorgungsspannung der
ersten Spannungsschiene 28a entspricht. Folglich gibt es
eine Differenzspannung von +12V (mathematisches Mittel) zwischen
dem Gate- und dem Source-Anschluss des MOSFET 38, der daher
Strom leitet. In gleicher Weise gibt es eine Differenzspannung von –12V (mathematisches
Mittel) zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss des MOSFET 40 in
der unteren Hälfte
der Schaltung, die daher abgeschaltet ist. Während der negativen Halbwelle kehrt
sich die Situation um, wobei der obere MOSFET 38 abgeschaltet
ist, während
der untere MOSFET 40 leitet, wobei seine Drain-Elektrode
die gewünschte
Ausgabe von 12V Gleichspannung bereitstellt.
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In 3b zeigt
die volle Linie die Spannungs-Wellen- form der oberen ersten Spannungsschiene 28a,
während
die punktierte Linie die komplementäre Situation zeigt, die an
der unteren ersten Spannungsschiene 28b vorherrscht, deren
Spannung zu der Spannung an der oberen ersten Spannungsschiene 28a gegenphasig
ist. In beiden Fällen wird
ein augenblickliches Spannungsmuster gezeigt, wobei verständlich ist,
dass gerade, wenn die Spannung über
der Primärwicklung 25 des
Abspanntransformators 17 ein modulierter 100Hz-Hochfrequenz-Impuls
ist, auch die Spannung über
den jeweiligen Sekundärwicklungen
des Abspanntransformators 17 ein modulierter 30KHz-Impuls
mit einer Grundfrequenz von 100Hz ist. Damit schwanken die absoluten
augenblicklichen Spannungen über
den Spannungsschienen 28a und 28b zwischen null
und ±17V
(12V im mathematischen Mittel).
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3c zeigt
ein augenblickliches Muster der Spannung, die am Ausgang 39 des
Synchrongleichrichters erscheint, das aufeinander folgende Soll-Rechteckwellenimpulse
zeigt, die wechselnd von den oberen und unteren MOSFETs 38 und 40 abgeleitet
werden. 3d zeigt die tatsächliche
Spannungs-Wellenform,
die über
dem Ausgang 39 des Synchrongleichrichters erscheint und
gleichgerichtete 30KHz-Impulse (d. h. bei einer Frequenz von 60KHz)
umfasst, die durch eine gleichgerichtete 100Hz-Vollwellen-Hüllkurve
moduliert sind. Jeder Impuls hat einen Arbeitszyklus von ungefähr 16μs, wobei
es eine Sperrzeit von mehreren Mikrosekunden an jedem Ende einer
gleichgerichteten Wechselstrom-Halbwelle auf Grund der Zeit gibt,
zwischen denen ein MOSFET AUS geschaltet und der komplementäre MOSFET
AN geschaltet wird. Wenn nötig kann
die Hochfrequenz-Komponente durch einen Tiefpassfilter 41 unterdrückt werden,
der zwischen dem Ausgang 39 des Synchrongleichrichters
und der Nullspannungs-Schiene 27 geschaltet ist. Desgleichen
kann (obwohl in der Regel nicht erforderlich, wenn nur Lampen an
das System angeschlossen werden sollen) die 100Hz-Niederfrequenz-Welligkeit in
einer bekannten Weise mittels eines Kondensators 42 geglättet werden,
der ebenfalls über
die Ausgangsschienen geschaltet ist.
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Es
wird jetzt die Funktion des Kondensators 32 beschrieben.
Ohne diesen Kondensator würde
es eine beträchtliche Sperrzeit
geben, während
der sowohl MOSFET 38 als auch 40 um den Zeitpunkt
des Nulldurchgangs der Niederfrequenz-Energiequelle (tritt typischerweise
bei einer Frequenz von 100Hz auf) aus sein würden. Dies leitet sich von
der Tatsache ab, dass es, damit jeder der MOSFETs leiten kann, eine
Gate/Source-Spannung VGS von mindestens
8V (bei Annahme einer Abschnürspannung
von ungefähr
4V) geben muss. Dies bedeutet, dass unter normalen Umständen eine
MOSFET nur AN bleiben wird, wenn die Differenzspannung über den
jeweiligen ersten und zweiten Spannungsschienen 8V übersteigt.
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In
der Schaltung gemäß 2 jedoch
ermöglicht
es der Kondensator 32, dass der MOSFET weiterhin leitet,
selbst wenn die Differenzspannung über den jeweiligen ersten und
zweiten Spannungsschienen unter 8V fällt, vorausgesetzt, dass VGS nicht unter ungefähr 5V abfällt. Dieses Absenken der Sperrzeit
zwischen dem Schalten der MOSFETs 38 und 40 wird
hervorgerufen, weil während
der negativen Halbwelle, wenn ein MOSFET AUS ist, der Kondensator 32 in
der entsprechenden Hälfte
der Schaltung geladen wird, wie oben erläutert wurde, und seine Ladung
aufrecht erhält,
weil die Diode 33 während der
anschließenden
positiven Halbwelle in Sperrrichtung vorgespannt ist, wenn der MOSFET
AN ist. Wenn folglich VGS unter 8V abfällt, wird
der Kondensator 32 durch den MOSFET entladen, der damit
AN bleibt, bis der Kondensator 32 vollständig entladen ist.
Der Kondensator 32 bildet damit eine Rest-Speichereinrichtung,
die die Ladung während
der Zeit speichert, wenn der MOSFET AUS ist, um die Gate/Source-Spannung
während
der positiven Halbwelle zu verstärken,
wenn die Differenzspannung über
den oberen und unteren Spannungsschienen zu niedrig wird, um den
MOSFET in seinen AN-Zustand zu schalten, wobei dadurch der Anteil
des 100Hz-Zyklus verlängert
wird, während
dem die MOSFETs auf AN schalten können.
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Es
sollte angemerkt werden, dass die Ausgabe des Synchrongleichrichters 18 kein
reiner Gleichstrom ist, sondern darauf Wechselstrom-Oberwellen mit
Grundfrequenzen vom zweifachen der Versorgungsfrequenz bzw. vom
zweifachen der Wechselrichter-Frequenz sowie andere schwächere Oberwellen überlagert
sind. Da das Netzgerät
zum Anschließen
von Niederspannungslampen gedacht ist, gibt es keinen Bedarf, diese
Oberwellen-Komponenten herauszufiltern. Es können jedoch auf Wunsch zusätzliche
Komponenten im Synchrongleichrichter bereitgestellt werden, um die
Wellenform der Ausgangspannung zu ändern. Es soll damit verständlich sein, dass
im Kontext der Erfindung und der angeführten Ansprüche der Begriff "Sollgleichspannung
geringer Größe" eine Sollgleichspannung
mit einer geringen Größe (d. h.
im Vergleich mit der Versorgungsspannung) und einer niedrigen Frequenz
im Vergleich mit der sehr hohen Frequenz (30KHz) beinhalten soll,
die mit dem Abspanntransformator 17 verbunden ist. Mit anderen
Worten ist es die Aufgabe des Synchrongleichrichters 18,
die Ausgangspannung auf eine ausreichend niedrige Frequenz zu bringen,
um die mit der sehr hohen Frequenz verbundene Übertragungsleitungs-Abstrahlung
zu vermeiden, während die
Anwendung einer sehr hohen Frequenz in der Spannungs-Umwandlungsstufe
immer noch ermöglicht
wird, um die Masse des Abspanntransformators 17 zu verringern.
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Wenn
der MOSFET 38 leitet, beträgt eine Ausgangsimpedanz nominal
4mΩ, während sich
eine Ausgangsimpedanz in der Größenordnung
von mehreren Megaohm befindet, wenn er abgeschaltet ist. Die über den
MOSFET 38 verbrauchte Energie entspricht bei der Annahme
eines Ausgangstroms von 25A damit I2R,
d. h. 625·4·10–3 =
2,5W. Wenn demgegenüber
eine Gleichrichterdiode mit einer Vorspannung in Durchlassrichtung
von 0,7V oder ein herkömmlicher
bipolarer Sperrschichttransistor mit einer Basis-Emitter-Spannung
VBE, die 0,7V entspricht, am Ausgang des
Synchrongleichrichters 18 verwendet würde, dann würde der Energieverlust 25·0,7 = 17,5W
entsprechen. Es wird damit deutlich, dass die Verwendung eines aktiven
Gleichrichters, der MOSFETs nutzt, zu einer viel höheren Wirksamkeit
führt. Dieser
Anstieg der Wirksamkeit ist besonders wichtig, wenn eine Niedrigspannungsquelle
verwendet wird, da die Übergangs-Vorspannung
eines herkömmlichen
Gleichrichters oder bipolaren Sperrschichttransistors umso bedeutsamer
ist, je niedriger die Versorgungsspannung ist. Anders gesagt, je niedriger
die Versorgungsspannung, umso höher
ist der teilweise Energieverlust über dem Übergangsbereich und umso größer ist
der Vorteil der Verwendung eines MOSFET, wie beschrieben wurde.
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Es
sollte angemerkt werden, dass in der oben beschriebenen Schaltung
die MOSFETs den positiven Ausgangsanschluss schalten. Daher wird eine
24V-Schiene benötigt,
um den MOSFET zu schalten, da die Gate-Spannung ungefähr 10V positiver
sein muss als die Source-Spannung, um den MOSFET anzuschalten. Dies
macht es erforderlich, dass feste Ausgangs-Abgriffe am Transformator bereitgestellt
sein sollten. Alternativ können
die MOSFETs mit dem negativen Ausgangsanschluss verbunden werden,
wobei damit nur drei Ausgangs-Abgriffe von
12V (mathematisches Mittel), 0V und 12V (mathematisches Mittel)
mit negativer Phase am Transformator erforderlich sind und die Abgriffe 26 und 27 entfallen.
Um eine solche Schaltung auszuführen, werden
die Source-Elektrode und die Drain-Elektrode von jedem der zwei
MOSFETs umgepolt, wobei die Schienen 29A und 28B und ähnlich dazu 29B und 28A zusammengefasst
werden.
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Es
wurde erläutert,
dass ein Hauptgrund zum Umwandeln einer mit der Elektro-Speiseleitung
verbundenen Niederfrequenz von 50/60Hz auf einen Hochfrequenz-Gleichstrom
bei 30KHz die Verringerung der Größe des Abspanntransformators
ist, die dadurch erleichtert wird. Diese Verringerung wird hervorgerufen,
weil bei hohen Frequenzen der Transformatorkern durch eine miniaturisierte
Ferritkern-Anordnung ersetzt werden kann, die ohne weiteres in einer
relativ flachen Dekkenaussparung untergebracht werden kann.
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4 ist
eine bildhafte Darstellung, die eine Explosionsansicht eines Flächentransformators 50 zeigt,
der verwendet werden kann, um die Abspanntransformierung mit dem
Abspanntransformator 17 zu bewirken, vorausgesetzt der
Wechselrichter gibt eine Frequenz aus, die wesentlich höher als
30 KHz und vorzugsweise in der Größenordnung von mehreren hundert
KHz liegt. Die Wicklungen des Flächentransformators 50 sind
auf einer mehrschichtigen, gedruckten Leiterplatten-Anordnung aufgebaut,
die Kupferstreifen 51 mit einer geringen Dicke verwenden,
und weisen Leiterrahmen-Wicklungen 52 auf, um den Einfluss
der Skin- und Nahwirkungseffekte zu senken, wobei es dadurch möglich wird,
höhere
Frequenzen zu nutzen. Die vollständigen
Einzelheiten eines Flächentransformators,
der für
die Anwendung beim Niederspannungsbeleuchtungssystem 10 geeignet
ist, werden in US-A-5 010 314 bereitgestellt. Die Anwendung solcher
Frequenzen und von Flächentransformatoren
wurde bisher in Beleuchtungssystemen auf Grund der Tatsache nicht
berücksichtigt,
dass es nicht üblich
ist, die Ausgabe von Netzgeräten
für die
Beleuchtung gleichzurichten, wobei ohne Gleichrichtung die Verwendung
von so hohen Frequenzen nicht akzeptabel ist. Die Vorteile jedoch, die
die Anwendung eines erfindungsgemäßen Flächentransformators bietet,
besonders die preiswerteren Herstel lungskosten, bedeuten, dass eine
solche Anwendung selbst dann vorteilhaft ist, wenn der Gleichrichter
eine passive Diodenbrücke
ist, trotz der großen
Wärmeverluste
eines solchen Gleichrichters.
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5 ist
ein Schaltplan einer Schutzschaltung 55 für die Verwendung
mit einem System, das funktionsgemäß in 1 gezeigt
wird und auf die Lastimpedanz über
dem Gerät
reagiert, um eine Überlast
zu verhindern. Die Schutzschaltung 55 weist einen Komparator 56 auf,
wobei an einem invertierenden Eingang 57 (bildet einen
ersten Eingang des Komparators) eine Funktion einer Versorgungsspannung
eingespeist wird, die mit dem Beleuchtungssystem verbunden ist,
und wobei an einem nicht invertierenden Eingang 58 (bildet
einen zweiten Eingang des Komparators) eine Funktion eines Stromflusses
eingespeist wird, die mit dem Beleuchtungssystem verbunden ist.
Aus diesem Grund ist über
dem Gerät
ein Spannungsteiler geschaltet, der ein Paar Widerstände R und
r umfasst, deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit dem invertierenden
Eingang 57 des Komparators 56 verbunden ist. Desgleichen
wird der Ausgangsstrom durch einen Abtastwiderstand Rsense hindurch
eingespeist, so dass die Spannung über dem Abtastwiderstand Rsense eine Funktion des Gerätestroms
I ist.
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Eine
Ausgabe
59 des Komparators
56 geht von einem logischen
L-Pegel (bildet einen ersten Zustand) auf einen H-Pegel (bildet einen
zweiten Zustand) über,
wenn eine vorgegebene Funktion der Impedanz über den Leitungen unter einen
vorgegebenen Schwellenwert R' fällt. Spezieller
geht die Ausgabe
59 des Komparators
56 von L auf
H über,
wenn:
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Mit
dem Ausgang 59 des Komparators 56 ist eine Schaltungs-Unterbrechungsvorrichtung
(nicht dargestellt) reagierend gekoppelt, um die Energie zu dem
Leitungspaar zu unterbrechen, wenn die Impedanz unter den vorgegebenen
Schwellenwert R' fällt. Ein
Rückkopplungswiderstand 60 (bildet
eine Halteschaltung) ist zwischen dem Ausgang 59 des Komparators 56 und
dem nicht invertierenden Eingang 58 des Komparators 56 geschaltet,
um den Ausgang 59 des Komparators 56 ungeachtet
eines anschließenden
Anstiegs der Impedanz über
den Leitungen auf H zu halten. Zwischen dem Ausgang 59 des
Komparators 56 und der Masse ist über einen Strombegrenzungswiderstand 62 eine
Anzeigelampe 61 geschaltet. Die Anzeigelampe 61 bildet
eine Anzeigeeinrichtung, die auf die Impedanz über den Leitungen reagiert,
die unter den vorgegebenen Schwellenwert fällt, um einen aktiven Zustand
der Schutzschaltung anzuzeigen, während dem die Energie zu den
Leitungen unterbrochen ist. Natürlich
kann zusätzlich
zu oder an Stelle von der Lampe 61 eine beliebige andere,
geeignete hörbare
und/oder sichtbare Warneinrichtung bereitgestellt werden, um einen
Fehlerzustand über
den Leitungen anzuzeigen.
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Man
wird erkennen, dass die Umkehrlogik so angewendet werden kann, dass
die Stromfunktion in den invertierenden Eingang 57 und
die Spannungsfunktion in den nicht invertierenden Eingang 58 eingespeist
wird, wobei in dem Fall die Unterbrechungsvorrichtung betätigt wird,
wenn der Ausgang 59 des Komparators 56 von H auf
L übergeht.
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Der
Komparator 56 bildet damit eine Impedanz-Messschaltung,
die in der Frequenz-Umwandlungseinrichtung 16, vorzugsweise
zwischen dem Gleichrichter 14 und dem Wechselrich ter 15,
oder an einer beliebigen anderen Stelle im System enthalten sein
kann.
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In
jedem Fall arbeitet die Schutzschaltung 55 so, dass sie
die Energie unmittelbar bei einem Kurzschluss oder fast einem Kurzschlusses über den Ausgang
des Netzgerätes
unterbricht, ungeachtet dessen, wo der resultierende Abfall der
Ausgangsimpedanz im Wechselstromzyklus erfasst wird. Dies ist ein
Gegensatz zu den bisher vorgeschlagenen Schutzschaltungen, die direkt
auf die Erfassung eines Überstroms
reagieren und daher nicht zum Beginn eines Wechselstromzyklusses
arbeiten, wenn die Größenordnung
der Strom-Wellenform noch zu niedrig ist, um einen Überstrom
zu bilden, selbst wenn der Spitzenwert der Wellenformen tatsächlich gefährlich hoch
ist.
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Wenn,
wie bekannt ist, Lampen bei weniger als ihrer vollen Nennleistung
betrieben werden, zum Beispiel wenn ein Dimmer verwendet wird, fällt der Widerstand
der Lampenfäden
auf Grund der niedrigeren Betriebstemperatur ab. Wenn daher das
Beleuchtungssystem in Verbindung mit Dimmer-Vorrichtungen verwendet
werden soll, dann ist es notwendig, dass der vorgegebene Schwellenwert
R' kleiner sein
sollte, als die Systemimpedanz bei maximaler Last und vollem Dimmen,
um zu gewährleisten,
dass die durch die Lampen über
den Leitungen vorhandene, verringerte Impedanz kein Auslösen des
Netzgerätes
durch die Schutzschaltung bewirkt.
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Wenn
keine Schritte unternommen werden, um die Schwankungen der Lampenimpedanz
infolge der Änderung
der Betriebsspannung auszugleichen, wird wirksam weniger Schutz
bei vollem Spannungsbetrieb als bei verringertem Spannungsbetrieb
geboten. Es ist daher vorzuziehen, den Schwellenwert R' basierend auf dem
augenblicklichen Wert der Lampenspannung variabel zu machen, so
dass, wenn eine Dimmer-Vorrichtung ver wendet werden sollte, wodurch
die Lampenspannung verringert wird, maximaler Schutz für alle Einstellungen
der Dimmer-Vorrichtung
geboten wird. Aus diesem Grund kann der Wert von jedem der Parameter
R, r und Rsense von der Lampenspannung abhängig gemacht
werden, die über
den Leitungen auftritt. Dies kann kontinuierlich durch die Verwendung
eines geeigneten, spannungsgesteuerten Widerstands wie zum Beispiel
einem FET geschehen, der in einem Bereich vor der Abschnürung betrieben
wird, in dem die Drain/Source-Spannung VDS klein
ist. Alternativ kann eine diskrete Steuerung durch eine Bank von
gleichwertigen, parallel geschalteten Widerständen bereitgestellt werden,
die entsprechend der Lampenspannung selektiv in der Schaltung geschaltet
werden.
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Um
die gewünschte
Auswahl bereitzustellen, kann jeder der Widerstände in Reihe mit einem entsprechenden
MOSFET geschaltet sein, dessen Gate-Anschlüsse durch einen jeweiligen
Schwellenwert-Komparator mit einem Schwellenwert angesteuert werden,
der einer anderen voreingestellten Spannung entspricht. Durch eine
solche Einrichtung bewirkt der entsprechende Schwellenwert-Komparator die
Freigabe oder das Sperren der Widerstände, wobei der Widerstand der
Widerstandsbank wie gewünscht
verändert
werden kann. Die Anzahl der damit auswählbaren, unterschiedlichen
Widerstandspegel entspricht natürlich
2N, wobei N die Anzahl der Widerstände in der
Widerstandsbank ist.
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Man
wird erkennen, dass die Überlast-Schutzschaltung 55 eine
allgemeinere Anwendung für
ein beliebiges Netzgerät
ermöglicht,
in dem ein unmittelbarer Überlastschutz
in dem Fall eines plötzlichen
Abfalls der Ausgangsimpedanz infolge eines Kurzschlusses oder fast
Kurzschlusses über dem
Ausgang des Netzgerätes
erforderlich ist.
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In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist der Synchrongleichrichter ein Halbwellen-Gleichrichter, der
nur zwei MOSFETs verwendet und damit einen Transformator mit Mittelanzapfung
erfordert. Alternativ kann ein Vollbrücken-Gleichrichter verwendet
werden, der vier MOSFETs nutzt, wobei man damit der Notwendigkeit
für einen
Transformator mit einer Mittelanzapfung zuvorkommt.
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Man
wird auch erkennen, dass das Beleuchtungssystem in einem gemeinsamen
Gehäuse
mit Ösen
oder anderen Befestigungsmitteln enthalten sein kann, die das Gehäuse an einer
Lagerungsfläche
befestigen. Alternativ kann der Synchrongleichrichter in einem von
der Frequenz-Umwandlungseinrichtung und der Transformatoreinrichtung
physikalisch getrennten Modul bereitgestellt werden. Ein solcher
modularer Ansatz bietet die Möglichkeit,
eine Niederspannungslampe an eine bestehende Hochfrequenz-Niederspannungs-Wechselstromquelle
als einen so genannten elektronischen Transformator über das
Synchrongleichrichter-Modul anzuschließen.
