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Die
vorliegende Erfindung betrifft in allgemeiner Form die Steuerung
eines bidirektionalen Schalters mittels einer Steuerschaltung, wie
beispielsweise einem Mikroprozessor, für den Fall, dass die Steuerschaltung
nicht auf dieselbe Bezugs- bzw. Referenzspannung bezogen ist wie
die Bezugsspannung des Steueranschlusses des bidirektionalen Schalters.
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Wie 1 veranschaulicht,
bestehen zahlreiche Fälle,
in welchen eine zwischen einer ersten Spannung V1 und einer ersten
Bezugsspannung oder ersten Masse G1 gespeiste Steuerschaltung μP zur Steuerung
eines bidirektionalen Schalters TR bestimmt ist, der auf eine zweite
Bezugsspannung oder Masse G2 bezogen ist. Der bidirektionale Schalter TR
ist beispielsweise zur Kommutationsumschaltung einer aus dem Wechselstromnetz
(üblicherweise
mit 50 oder 60 Hz) gespeisten Verbraucherlast L bestimmt. Man muss
eine Isolier- bzw. Trennschaltung zwischen der Steuerschaltung und
dem bidirektionalen Schalter vorsehen. Herkömmlicherweise verwendet man
eine Schaltung 1 zur galvanischen Isolierung bzw. Trennung,
wie beispielsweise einen Opto-Koppler, welcher einen Photoemitter 2 und
einen Photorezeptor 3 aufweist. Der Photoemitter 2,
beispielsweise eine Photodiode in Reihe mit einem Transistor, ist zwischen
der Speisespannung V1 der Steuerschaltung und der Masse G1 der Steuerschaltung
angeschlossen. Der Photorezeptor 3, beispielsweise ein Phototransistor,
wird zwischen einer von der an die Verbraucherlast angelegten Wechselspannung
abgeleiteten Speisespannung V2 und Masse G2 gespeist. Ein Widerstand 4 liegt
in Reihe zwischen der Spannung V1 und dem Kollektor des Transistors 2. Eine
Impedanz 5 ist zwischen dem Phototransistor 3 und
der Spannung V2 angeschlossen. Wenn der Transistor 3 in
den leitenden Zustand gesteuert wird, wird der Kommutator TR angetrieben.
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Zwar
ist die galvanische Isolier- bzw. Trennschaltung 1 in 1 als
Photokoppler veranschaulicht, jedoch kann diese galvanische Trennschaltung auch
in Form eines Isolier- bzw. Trenntransformators, beispielsweise
eines Impulstransformators bzw. -übertragers, ausgebildet sein.
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Allgemein
ist eine Schaltung zur galvanischen Isolierung bzw. Trennung eine
kostspielige Schaltung, die häufig
nicht integrierbar ist.
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Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung ist daher die Schaffung einer Steuerung
für einen
bidirektionalen Schalter und näherhin
für einen
stromsteuerbaren bidirektionalen Schalter, mittels einer Steuerschaltung,
die nicht auf dasselbe Bezugs- bzw. Referenzpotential bezogen ist
wie der zu steuernde Schalter, ohne dass die Verwendung einer galvanischen
Isolier- bzw. Trennschaltung erforderlich ist.
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Ein
spezielleres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer
Steuerschaltung für
ein elektromagnetisches Relais.
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Zur
Erreichung dieser Ziele sieht die vorliegende Erfindung vor eine
Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Schalter, der auf eine erste Referenzspannung
bezogen ist mittels einer mit einer ersten Spannung gespeisten Steuerschaltung,
die auf eine von der ersten Referenzspannung verschiedene zweite
Referenzspannung bezogen ist. Die Speisespannung der Steuerschaltung
ist über
eine Diode mit einer Kopplungsschaltung verbunden, welche einen
Knotenpunkt aufweist, wobei dieser Knotenpunkt verbunden ist:
- – über eine
erste Impedanz mit dem Kollektor eines NPN-Transistors, dessen Emitter
mit der zweiten Bezugsspannung verbunden ist und dessen Basis die
Ausgangsgröße der Steuerschaltung
zugeführt
erhält,
- – mit
einem ersten Anschluss eines Kondensators, dessen zweiter Anschluss
mit der ersten Bezugsspannung verbunden ist,
- – mit
dem Emitter eines PNP-Transistors, dessen Basis mit dem Kollektor
des Transistors über
eine zweite Impedanz verbunden ist und dessen Kollektor mit dem
Steueranschluss des bidirektionalen Schalters verbunden ist.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist der Kollektor des zweiten Transistors über einen
Widerstand zur Steuerstrombegrenzung mit dem Steueranschluss des
bidirektionalen Schalters verbunden.
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Die
vorliegende Erfindung bezweckt auch eine Steuerschaltung für ein elektromagnetisches Relais
zum Steuerantrieb einer Verbraucherlast mit einer Wechselspannung,
mit einem Transformator, der einerseits eine Steuerwicklung in Reihe
mit dem bidirektionalen Schalter mit Stromsteuerung speist und andererseits über einen
Gleichrichter die Steuerschaltung des genannten Schalters speist,
wobei die Kopplung zwischen der Steuerschaltung und dem bidirektionalen
Schalter wie vorstehend erwähnt
ist.
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Diese
und weitere Ziele, Gegenstände,
Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden in der folgenden nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller
Ausführungsbeispiele
im einzelnen auseinandergesetzt, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren;
in diesen zeigen:
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1 eine
Steuerschaltung für
einen Schalter mit galvanischer Isolierung bzw. Trennung,
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2 eine
Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Schalter bzw. Kommutator mit Stromsteuerung
gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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3 eine
spezielle Ausführungsform
einer Triac-Steuerschaltung nach dem Stande der Technik,
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4 eine
spezielle Ausführungsform
einer Triac-Steuerschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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5 eine
Steuerschaltung für
ein elektromagnetisches Relais nach dem Stande der Technik sowie
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6 eine
Steuerschaltung für
ein elektromagnetisches Relais gemäß der vorliegenden Erfindung.
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2 zeigt
eine spezielle Ausführungsform einer
Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Schalter gemäß der vorliegenden Erfindung.
Eine Steuerschaltung, wie beispielsweise ein Mikroprozessor μP, der Steueranweisungen
bzw. -befehle an einem oder mehreren Eingangsanschlüssen E1,
E2 zugeführt
erhält,
erhält
seine Stromversorgung zwischen einer positiven Gleichspannung V1
und einem ersten Potential G1, das auch als Masse G1 bezeichnet
wird. Ein Triac oder ein anderer bidirektionaler Schalter TR mit
Stromsteuerung in Reihe mit einer Verbraucherlast L erhält seine
Stromversorgung zwischen einer Wechselspannungsquelle und einer zweiten
Bezugsspannung G2 oder Masse G2.
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Die
vorliegende Erfindung sieht eine Kopplungsschaltung 10 mit
einem NPN-Transistor
T1 vor, dessen Basis die Ausgangsgröße des Mikroprozessors μP zugeführt erhält, dessen
Emitter mit der Masse G1 verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand
R1 mit der Speisespannung V1 verbunden ist. Zwischen dem Widerstand
R1 und der Speisespannung V1 ist eine Diode D1 zwischengeschaltet.
Die Verbindungsstelle der Diode D1 mit dem Widerstand R1 bildet
einen Knotenpunkt 11 der Schaltung. Der Kollektor des Transistors
T1 ist über
einen Widerstand R2 mit der Basis eines PNP-Transistors T2 verbunden,
dessen Emitter mit dem Knotenpunkt 11 verbunden ist. Mit
diesem Knotenpunkt 11 ist auch ein erster Anschluss eines
Kondensators C verbunden, dessen zweiter Anschluss mit der zweiten
Bezugsspannung G2 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T2
ist vorzugsweise über
einen niedrigen Widerstand R3 mit dem Gate des Triac TR verbunden.
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Die
Arbeits- und Wirkungsweise der Kopplungsschaltung 10 ist
wie folgt. Wenn der Mikroprozessor eine Schließanweisung an das Triac TR schickt,
wird der Transistor T1 leitend, was den leitenden Zustand des Transistors
T2 hervorruft. Der Kondensator C, der zuvor aufgeladen war, entlädt sich dann über den
Transistor T2, den Widerstand R3 und die Gate-Schaltung des Triac
TR in die zweite Bezugsspannung G2, was den Leitungszustand des
Triac nach sich zieht. Der Widerstand R3 dient zur Begrenzung des
Steuerstroms und wird so gewählt, dass
die Dauer der Entladung des Kondensators C ausreicht, beispielsweise
damit das Triac getriggert wird, selbst wenn der Schließbefehl
in der Nachbarschaft um einen Nulldurchgang der an der Last liegenden
Wechselspannung herum auftritt.
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Die 3 und 4 zeigen
in detaillierterer Form eine Schaltung nach dem Stande der Technik bzw.
eine Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung, zur Steuerung eines aus dem Wechselstromnetz gespeisten
Triac, wobei die Mikrosteuervorrichtung (Mikrocontroller) durch
eine von der genannten Wechselspannung abgeleitete Gleichrichtspannung gespeist
wird. In den 3 und 4 sind gleiche Elemente
wie in den 1 und 2 mit demselben Bezugszeichen
bezeichnet.
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Wie 3 zeigt,
ist eine Wechselspannung VAC mit den Anschlüssen einer Verbraucherlast
L und eines Triac TR verbunden. Diese Wechselspannung wird auch
an eine Gleichrichtbrücke 20 angelegt,
deren Ausgangsgröße an einen
Speicherkondensator C gekoppelt wird. Gegebenenfalls speist die
Spannung an den Anschlüssen
des Kondensators einen Kondensator C2, der auf der anderen Seite eines
Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 21 zur Speisung des Mikrocontrollers μC vorgesehen
ist. Die Mikrosteuervorrichtung μC
steuert einen Transistor T1 in Reihe mit einer Licht emittierenden
Diode 2, die mit einer mit Licht beaufschlagten Diode 3 gekoppelt
ist.
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4 zeigt
dieselbe Schaltung wie 3, in der jedoch der Opto-Koppler
durch eine Kopplungsschaltung 10 gemäß der vorliegenden Erfindung
ersetzt ist, welche dieselben Bezugsziffern wie die Schaltung in 2 trägt.
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Die
vorliegende Erfindung ist von besonderem Interesse in dem Fall,
wenn man eine Verbraucherlast über
ein Relais steuern möchte.
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5 zeigt
eine herkömmliche
Relais-Steuerschaltung. Eine Mikrosteuervorrichtung (Mikrocontroller) μC, die Eingangsgrößen E1 und
E2 zugeführt erhält, wird
ausgehend von einer Wechselspannung gespeist, beispielsweise über einen
Transformator T, welcher eine Gleichrichtbrücke 20 speist, die
eine geglättete
Spannung an die Anschlüsse
eines Kondensators C2 liefert. In Reihe mit einer Verbraucherlast
L liegt ein Relais 21 an den Anschlüssen der Speisewechselspannung
VAC. Das Relais 21 umfasst einen durch eine Wicklung 23 gesteuerten
Kommutator bzw. Umschalter 22. In herkömmlicher Weise liegt diese
Wicklung 23 in Reihe mit einem Transistor 24 an
den Anschlüssen
des Kondensators C2, die Einschaltung des Transistors 24 in
den leitenden Zustand wird durch die Ausgangsgröße der Mikrosteuervorrichtung μC gewährleistet.
Parallel zur Wicklung 13 ist eine frei laufende Diode 25 vorgesehen,
zum Schutz des Transistors 24 während der Öffnungsphasen.
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Somit
wird die Wicklung 23 in herkömmlicher Weise mit Gleichstrom
getrieben. Dies bringt verschiedene Nachteile mit sich. Tatsächlich reduziert sich
bei Gleichstromspeisung die Impedanz der Wicklung in erster Näherung nur
auf ihren reellen Teil, d. h. ihren Ohmschen Widerstand. Nun ist
dieser Widerstand im allgemeinen niedrig. Der zum Erhalt der für eine Aktivierung
des Relais 11 erforderlichen magnetischen Energie notwendige
Strom ist daher hoch, in der Größenordnung
von 20 bis 200 mA.
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Je
höher der
Stromfluss in der Wicklung ist, desto größer sind die Abmessungen des
Transformators T, was seine Integration schwierig gestaltet. Dies wird
noch durch den Umstand erschwert, dass der Leistungsfaktor einer
Diodenbrücke
herkömmlicherweise
bei 0,5 liegt, mit der Folge, dass der Scheinstrom doppelt so groß wie der
aktive Strom ist.
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Außerdem sind,
bei einem hohen Strom in der Wicklung, die Verluste durch Jouleschen
Effekt in den Wicklungen hoch.
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Außerdem muss,
je höher
der erforderliche Strom ist, die Kapazität des Kondensators C2 um so größer sein,
um die Spannungsspitzen zu begrenzen. Dies führt zur Anwendung einer Kapazität in der Größenordnung
von hundert Mikrofarad und damit zu einem sperrigen Kondensator.
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Ein
anderer Nachteil einer derartigen Steuerung eines Relais 21 durch
einen Gleichstrom beruht auf dem Umstand, dass beim Durchgang des
Gleichstroms in der Wicklung 23 ein Magnetfeld zwischen der
Wicklung 23 und der von ihr gesteuerten Schaltkontaktklinge 22 erzeugt
wird, ein Feld, das kurze Zeit nach der Zündung mit der Stabilisierung
des Stroms verschwindet. Man muss daher eine besondere (nicht dargestellte)
Vorrichtung zur Blockierung des Schaltkontakts 12 in der
Schließstellung
vorsehen.
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Die
vorliegende Erfindung sieht eine Änderung der herkömmlichen
Schaltung nach 5 durch eine Wechselstromspeisung
der Wicklung 13 und Verwendung einer Kopplungsschaltung 12,
wie sie zuvor in Verbindung mit den 2 und 4 beschrieben
wurde, vor.
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Somit
ist gemäß der vorliegenden
Erfindung, wie in 6 veranschaulicht, vorgesehen,
die Anschlüsse
der Relaiswicklung nicht mit dem Ausgang des Gleichrichters 20,
sondern direkt mit der Sekundärwicklung
des Transformators T zu verbinden, in Reihe mit einem Triac TR.
Die Kopplungsschaltung 10 gemäß der vorliegenden Erfindung
ermöglicht
die Lösung
der Probleme galvanischer Isolation, die sich durch die Steuerung
des Triac TR, das mit einer von der Referenzspannung G1 der Steuerschaltung μC verschiedenen
Bezugs- bzw. Referenzspannung G2 verbunden ist, stellen.
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Somit
werden die Nachteile des Standes der Technik mit Hilfe einer einfachen
Schaltung gelöst. Tatsächlich ist,
da die Wicklung 23 mit einem Wechselstrom gespeist wird,
ihre Impedanz höher
als in dem Fall ihrer Gleichstromspeisung. Zur Erlangung der für eine Betätigung des
Relais erforderlichen elektromagnetischen Energie kann der Strom
in der Wicklung niedriger sein. In der Praxis verringert sich dieser
Strom um einen Faktor 3 bis 5. Dies ermöglicht eine Verringerung der
Abmessung des Transformators T und der Kapazität des Kondensators C2. Außerdem erübrigt sich
die Notwendigkeit, eine Zusatzvorrichtung zur Blockierung des Relaiskontakts
vorsehen zu müssen.
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Die
vorliegende Erfindung wurde in Verbindung mit 2 in
allgemeiner Form dargelegt, in Verbindung mit 4 in
detaillierterer Form, und mit 6 im Rahmen
einer speziellen Anwendung. Man erkennt, dass sie sich allgemein
zur Anwendung in allen Fällen
eignet, wo man einen bidirektionalen Schalter mit Stromsteuerung
mit Hilfe einer Steuerschaltung zu steuern wünscht, deren Referenzspannung
von der Referenzspannung der Wechselspannungs-Speiseschaltung verschieden
ist.
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Die
vorliegende Erfindung eignet sich auch zur Steuerung eines bidirektionalen
Schalters mit Spannungssteuerung.