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Die
vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen einen DC/DC-Regler
des Herabtransformierungstyps zur Verwendung in einer Energieschaltung für elektronische
Handgeräte,
wie beispielsweise Notebook-Computer, und, im besonderen einen DC/DC-Regler
des Herabtransformierungstyps, der einen hohen Konvertierungswirkungsgrad
im wesentlichen mit demselben Schaltungsumfang wie jenem von integrierten
linearen Reglern gewährleistet.
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Elektronische
Handgeräte,
wie etwa Notebook-Computer, sind herkömmlicherweise mit Batterien
versehen, die als Energiequellen für die Geräte dienen. Die Spannung der
Batterie erleidet typischerweise einen allmählichen Abfall im Laufe der
Entladung auf Grund der Energiezufuhr zu der Last. Daher wird ein
DC/DC-Regler vorgesehen, um die Spannung der Batterie auf einem
gewissen Niveau zu halten, wodurch eine konstante Spannung gewährleistet wird,
die für
die Schaltungsanordnung des elektronischen Gerätes zur Verfügung steht.
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Wenn
ein DC/DC-Regler zum Stabilisieren der Energiespannung in dem elektronischen
Gerät verwendet
wird, kommen zwei Systeme für
die Beziehung zwischen der Spannung der Batterie, die in dem elektronischen
Gerät vorgesehen
ist, sowie der Spannung, die extern z. B. von einem AC-Adapter zugeführt wird,
und der Spannung zur Verwendung im Inneren des Körpers des elektronischen Gerätes in Frage.
Eines ist ein System, bei dem eine Batterie dem Gerät eine Spannung
zuführt,
die höher
als die in dem Gerät
verwendete Spannung ist und dann durch einen DC/DC-Regler auf ein
Spannungsniveau herabfällt,
das im Inneren des elektronischen Gerätes verwendet wird. Der DC/DC-Regler
dieses Typs wird als Herabtransformierungstyp bezeichnet. Das andere
ist ein System, bei dem die Batterie dem Gerät eine Spannung zuführt, die
niedriger als die in dem Gerät
verwendete Spannung ist und dann durch einen DC/DC-Regler auf ein
Spannungsniveau angehoben wird, das im Inneren des elektronischen
Gerätes
verwendet wird. Von dem Energieverbrauch des Gerätes, der Batterienutzungsdauer,
den Dimensionen des Gerätes,
dem Gewicht des Gerätes,
etc. hängt
ab, ob in dem elektronischen Gerät
der DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps oder der DC/DC-Regler
des Herauftransformierungstyps zum Einsatz kommen soll. Im Falle
von typischen elektronischen Handgeräten, wie etwa Notebook-Computern,
wird auf Grund der höheren
Batteriespannung als der durch das Gerät benötigten Spannung oft der DC/DC-Regler
des Herabtransformierungstyps verwendet. Da in diesem Fall einige verschiedene
Typen von Spannungen in den unterschiedlichen Schaltungen innerhalb
des Gerätes
verwendet werden, müssen
DC/DC-Regler vorgesehen werden, die in der Anzahl den Spannungstypen
entsprechen. Auf Grund dessen, daß das Gerät durch die Batterie betrieben
wird, sollte der DC/DC-Regler einen so hohen Wirkungsgrad wie möglich haben. Ein
Schaltregler ist als hocheffektiver DC/DC-Regler bekannt. Allerdings
stört,
daß der
Einsatz eines Schaltreglers dazu führen kann, daß große Schaltungskomponenten
wie beispielsweise Drosselspulen benötigt werden, die zu einer Vergrößerung des Schaltungsumfangs
sowie der Produktionskosten führen.
Aus diesem Grund wird der Schaltregler als DC/DC-Regler zur Verwendung
in elektronischen Handgeräten
mit seinem extrem kleinen Ausgangsstrom wenig verwendet. Statt dessen
wird typischerweise ein einfacher linearer Regler (ein Spannungsregler
oder ein Regler mit drei Anschlüssen)
als DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps mit kleiner Kapazität verwendet.
Der lineare Regler ist im besonderen in einem einzelnen Chip integriert
und ist preiswert. Obwohl der lineare Regler hinsichtlich einer
kleinen Ausgangsspannung einen geringen Wirkungsgrad hat, kann er
in physischer Hinsicht kleine Abmessungen haben sowie den Bereich
verringern, den er in dem gesamten System belegt, wodurch der geringe
Wirkungsgrad komplett wettgemacht wird.
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Der
lineare Regler hat einen geringen Wirkungsgrad, wenn er innerhalb
eines kleinen Ausgangsspannungsbereiches verwendet wird. Falls er zum
Beispiel eine Ausgabe von 3,0 V von einer Eingabe von 16 V erhalten
soll, beläuft
sich der Wirkungsgrad des linearen Reglers auf 20 %, da dieser dem
Spannungsverhältnis
gleich ist, wobei die restlichen 80 % einen Energieverlust darstellen.
Aus diesem Grund wird im Falle der Verwendung einer entsprechenden
Anzahl von linearen Reglern für
einige Typen von Spannungen im Inneren von elektronischen Geräten, wie
etwa Notebook-Computern, der Energieverlust insgesamt erhöht, und
daher wird die Nutzungsdauer der Geräte, die auf der Batteriespannung
basiert, in hohem Maße
eingeschränkt.
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US-A-5
414 614 offenbart einen DC/DC-Regler gemäß dem Oberbegriff von Anspruch
1, der sowohl zur Herauftransformierungs- als auch zur Herabtransformierungsoperation
in der Lage ist. Netze von seriell verbundenen Kondensatoren werden
verwendet, um ein gewünschtes
Herauftransformierungs-/Herabtransformierungsverhältnis vorzusehen.
Somit ist der Schaltungsumfang relativ groß.
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Deshalb
ist es wünschenswert,
einen DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps vorzusehen, der
einen Schaltungsumfang gewährleistet, der
einem linearen Regler äquivalent
ist, sowie einen hohen Wirkungsgrad gewährleistet, der mit dem eines
Schaltreglers vergleichbar ist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps vorgesehen,
zum Bereitstellen, als seine Herabtransformierungsausgabe, einer
spezifischen Spannung, die niedriger als eine Eingangsenergiespannung
ist, die von einer Energiequelle stammt, mit einem ersten Kondensator,
der auf einer Energieeingangsseite angeordnet ist; einem zweiten
Kondensator, der auf einer Energieausgangsseite angeordnet ist;
einer Schaltanordnung zum wiederholten Ausführen von Schaltverbindungen,
bei denen sie den ersten Kondensator mit der Energiequelle verbindet,
um ersteren mit der Eingangsenergiespannung zu laden, und, nach
dem Laden, den ersten Kondensator von der Energiequelle trennt,
gleichzeitig aber den ersten Kondensator mit dem zweiten Kondensator
verbindet, um akkumulierte elektrische Ladungen zu dem zweiten Kondensator
zu übertragen;
und einer Steuerschaltung zum Überwachen
einer Ausgangsspannung an dem zweiten Kondensator und Vorsehen einer
Steuerung der Schaltanordnung, so daß die Ausgangsspannung auf
einem spezifischen Niveau gehalten wird. Der Regler ist dadurch
gekennzeichnet, daß der
erste Kondensator und der zweite Kondensator verschiedene Kapazitäten haben,
wobei die Eingangsenergiespannung in eine gewünschte Ausgangsspannung (V2)
konvertiert wird, indem die Kapazitäten (C1, C2) gemäß dem Ausdruck
V2 = {C1/(C1 + C2)}Vl selektiert werden.
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Ein
DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps, der die Erfindung verkörpert, ist
ein DC/DC-Herabtransformierungsregler auf der Basis von sogenannten
Schaltkondensatoren, der die Ausgangsspannung ungeachtet einer Veränderung
seines Ausgangsstromes auf einem spezifischen Niveau halten soll,
indem die Verbindungen des ersten Kondensators der Eingangsseite
und des zweiten Kondensators der Ausgangsseite alternierend geschaltet
werden, um elektrische Ladungen von der Eingangsseite zu der Ausgangsseite
zu übertragen, und
die Schaltzeit der Übertragung
der elektrischen Ladung gesteuert wird. In einem DC/DC-Herabtransformierungsregler
auf Schaltkondensatorbasis, der die Erfindung verkörpert, wird
die Widerstandsregion zum Absenken der Spannung durch die Schaltzeit der Übertragung
der elektrischen Ladung ersetzt, mit dem Resultat, daß kein Energieverlust
auftritt, der dem Widerstand zuzuschreiben ist, und daß ein außerordentlich
hoher Wirkungsgrad erreicht wird. Es werden auch keine großen Schaltungskomponenten wie
etwa die Drosselspule benötigt,
die in dem Schaltregler erforderlich sind, woraus sich eine einfache
Schaltungskonfiguration ergibt und eine Miniaturisierung und Kostenreduzierung
durch eine Integration resultieren, die dem linearen Regler äquivalent ist.
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In
einer Ausführungsform
des DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps umfaßt die Steuerschaltung
vorzugsweise eine Oszillationsschaltung zum Vorsehen eines Schaltsteuerungssignals
als ihre Ausgabe für
die Schaltanordnung; und eine Fehlerdetektionsschaltung zum Detektieren
einer Fehlerspannung zwischen einer Ausgangsspannung an dem zweiten
Kondensator und einer Referenzspannung, welche Fehlerdetektionsschaltung
für die
Dauer, in der die Fehlerspannung erfaßt wird, die Oszillationsschaltung
zur Schaltsteuerung der Schaltanordnung aktiviert, wobei die Fehlerdetektionsschaltung dann,
wenn die Fehlerspannung Null ergibt, die Aktion der Oszillationsschaltung
beendet, um die Schaltsteuerung der Schaltanordnung ruhen zu lassen.
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Vorzugsweise
ist die Oszillationsschaltung auch ein spannungsgesteuerter Oszillator
mit einer Oszillationsfrequenz, die als Antwort auf eine Eingangsspannung
variiert, wobei eine Eingangsenergiespannung auf der Seite der Energiequelle
für den ersten
Kondensator auf den spannungsgesteuerten Oszillator angewendet wird,
um zu bewirken, daß die Oszillationsfrequenz
als Antwort auf die Eingangsenergiespannung variiert, um dadurch
eine Schaltrate der Schaltanordnung zu steuern.
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Genauer
gesagt, der spannungsgesteuerte Oszillator kann seine Oszillationsfrequenz
proportional zu einem Abfall der Eingangsenergiespannung linear
erhöhen,
um dadurch die Ausgangsspannung an dem zweiten Kondensator auf einem
vorbestimmten Referenzspannungsniveau zu halten. Ungeachtet eines
allmählichen
Abfalls der Spannung von der Batterie im Laufe der Nutzungsdauer
kann die Ausgangsspannung daher auf einem Referenzspannungsniveau
gehalten werden, ohne durch einen Abfall der Batteriespannung beeinträchtigt zu
werden.
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Die
Schaltanordnung kann einen ersten Schalter zum Herstellen oder Unterbrechen
der Verbindung zwischen dem ersten Kondensator und der Energieeingangsseite
enthalten, und einen zweiten Schalter zum Herstellen oder Unterbrechen
der Verbindung zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator.
In diesem Fall wiederholt die Steuerschaltung alternierende Schaltoperationen zum
Einschalten des ersten Schalters, aber gleichzeitig zum Ausschalten
des zweiten Schalters, und dann zum Ausschalten des ersten Schalters,
aber gleichzeitig zum Einschalten des zweiten Schalters. Die ersten
und zweiten Schalter sind vorzugsweise N-Kanal- und P-Kanal-FETs,
von denen einer bei der allgemeinen Eingabe der Steuerspannung eingeschaltet
ist, aber der andere bei derselben ausgeschaltet ist.
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Beispielhaft
wird Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen, in denen:-
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1 ein
Schaltungsblockdiagramm ist, das eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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2 ein
Charakteristikdiagramm der Eingangsspannung vs. Oszillationsfrequenz
eines spannungsgesteuerten Oszillators von 1 ist; und
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3 ein
Diagramm ist, das eine Ersatzschaltung der Ausführungsform von 1 zeigt;
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4 ein
Diagramm ist, das eine Ersatzschaltung eines Schaltkondensators
von 1 zeigt;
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5 ein
Diagramm ist, das eine Ersatzschaltung zeigt, die einen variablen
Widerstand anstelle eines Schaltkondensators von 4 enthält;
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6A bis 6D Zeitlagendiagramme
für die
Schaltsteuerung von 1 sind; und
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7 ein
Schaltungsblockdiagramm ist, das eine andere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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1 ist
ein Schaltungsblockdiagramm eines DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps, der
gemäß der vorliegenden
Erfindung konfiguriert ist. Der DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps
der Erfindung, der im allgemeinen durch 10 gekennzeichnet
ist, hat einen Energieeingangsanschluß 11, der z. B. mit
einer Batterie 12 verbunden ist, und einen Energieausgangsanschluß 15,
der mit einer Schaltungslast 14 innerhalb eines Notebook-Computers
verbunden ist. Anstelle der Batterie 12 kann ein AC-Adapter
mit dem Energieeingangsanschluß 11 verbunden
sein. Im Falle der Verbindung mit der Batterie 12, wie
gezeigt, wird eine Eingangsspannung V1 an dem Energieeingangsanschluß 11 z.
B. 7,5 V ergeben. In dem Fall, wenn der AC-Adapter mit dem Energieeingangsanschluß 11 verbunden ist,
wird die Eingangsspannung V1 z. B. 17,6 V ergeben. Eine Ausgangsspannung
vout an dem Energieausgangsanschluß 15 beträgt z. B.
5 V, bei einem Ausgangsstrom von z. B. 10 mA durch die Schaltungslast 14.
Daher wird in diesem Fall der Energieverbrauch der Last 50 mW betragen.
Der DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps 10 umfaßt einen
ersten Kondensator 18 und einen zweiten Kondensator 22.
Der erste Kondensator 18 ist durch einen P-Kanal-FET 16 mit
dem Energieeingangsanschluß 11 verbunden.
Ein N-Kanal-FET 20 ist zwischen dem ersten Kondensator 18 und
dem zweiten Kondensator 22 angeordnet. Der P-Kanal-FET 16 dient
als erster Schalter, während
der N-Kanal-FET 20 als zweiter Schalter dient. Eine Antriebsschaltung 26 gibt
ein Schaltsteuersignal sowohl an den P-Kanal-FET 16 als
auch an den N-Kanal-FET 20 aus. In Kooperation mit der
Antriebsschaltung 26 bilden ein Komparator 28 und
ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 24 eine Steuerschaltung
für die
Schaltsteuerung der FETs 16 und 20. Der Komparator 28 dient
als Fehlerdetektionsschaltung. Genauer gesagt, eine Ausgangsspannung
V2 an dem zweiten Kondensator 22 wird auf einen negativen
Eingangsanschluß des
Komparators 28 angewendet, während eine vorbestimmte Referenzspannung
Vref durch eine Referenzspannungsquelle 30 auf
einen positiven Eingangsanschluß des Komparators 28 angewendet
wird. Wenn die Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22 unter
die Referenzspannung Vref fällt, erzeugt
der Komparator 28 eine Ausgabe mit hohem Pegel, um den
spannungsgesteuerten Oszillator 24 zu aktivieren. Wenn
die Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22 die
Referenzspannung Vref überschreitet, erzeugt der Komparator 28 im
Gegensatz dazu eine Ausgabe mit niedrigem Pegel, um die Aktion des
spannungsgesteuerten Oszillators 24 zu beenden. In dieser
Ausführungsform
dient der spannungsgesteuerte Oszillator 24 dazu, eine
Oszillationsfrequenz f gemäß der Eingangsspannung
V1 zu variieren, die von dem Energieeingangsanschluß 11 zugeführt wird.
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2 ist
eine graphische Darstellung, die eine Charakteristik der Oszillationsfrequenz
f des spannungsgesteuerten Oszillators 24 gegenüber der Eingangsspannung
V1 zeigt, wobei proportional zu der Verringerung der Eingangsspannung
V1 die Oszillationsfrequenz f in dem Bereich von z. B. etwa 100 kHz
bis 200 kHz linear erhöht
wird.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 1 wird die Oszillationsausgabe
des spannungsgesteuerten Oszillators 24 der Antriebsschaltung 26 zugeführt, in der
sie in ein Schaltsteuersignal für
die Gate-Steuerung der FETs 16 und 20 konvertiert
wird. Die Antriebsschaltung 26 liefert an ihrem Ausgang
Schaltsteuersignale mit niedrigem Pegel und hohem Pegel mit einer
Einschaltdauer von 50 %, die von der Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators 24 abhängen
kann. Wenn das Schaltsteuersignal von der Antriebsschaltung 26 den
niedrigen Pegel hat, wird der P-Kanal-FET 16 eingeschaltet,
während gleichzeitig
der N-Kanal-FET 20 ausgeschaltet wird. Wenn das Schaltsteuersignal
von der Antriebsschaltung 26 auf den hohen Pegel ansteigt,
wird der P-Kanal-FET 16 ausgeschaltet, während gleichzeitig
der N-Kanal-FET 20 eingeschaltet
wird. Genauer gesagt, bei einer Oszillationsperiode T, die von der
Oszillationsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 24 abhängt, schaltet
sich der FET 16 für
die Dauer von 0,5 T, das heißt,
eine halbe Oszillationsperiode T, ein, wodurch der erste Kondensator 18 mit
dem Energieeingangsanschluß 11 zum
Laden mit der Eingangsspannung V1 verbunden werden kann. Für die Dauer
der verbleibenden 0,5 T ist der FET 16 aus, während der
FET 20 ein ist, wodurch elektrische Ladungen, die in dem
ersten Kondensator 18 akkumuliert wurden, zu dem zweiten
Kondensator 22 übertragen
werden können,
um denselben zu laden. So erfolgt eine Wiederholung zwischen der
ersten halben Periode von 0,5 T, während der der erste Kondensator 18 mit
der Eingangsspannung V1 geladen wird, und der zweiten halben Periode
der verbleibenden 0,5 T, während
der die elektrischen Ladungen, die in dem ersten Kondensator 18 akkumuliert
wurden, zu dem zweiten Kondensator 22 übertragen werden. Dem zweiten
Kondensator 22 folgt ein linearer Regler 32. Der
lineare Regler 32 ist eine bekannte Schaltung, die auch
als Regler mit drei Anschlüssen oder
als Spannungsregler bezeichnet wird und dazu dient, die Spannung
V2 an dem zweiten Kondensator 22 aufzunehmen, die eher
höher als
die Ausgangsspannung Vout ist, und als seine
Ausgabe Vout von z. B. 5 V durch einen Spannungsabfall
auf Grund von Widerstandskomponenten fest vorzusehen. Wie aus der
späteren
Beschreibung ersichtlich ist, eliminiert der lineare Regler 32 eine
Möglichkeit
der Variation der Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22,
die sonst durch die Ladungsübertragung durch
die Schaltoperationen der FETs 16 und 20 verursacht
würde.
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3 ist
ein Ersatzschaltungsdiagramm, das ein Operationsprinzip des DC/DC-Reglers
des Herabtransformierungstyps 10 von 1 zeigt.
In 3 verkörpert
ein Umschalter 36 äquivalent
die FETs 16 und 20, die durch die Steuerschaltung
aus dem Komparator 28, dem spannungsgesteuerten Oszillator 24 und
der Antriebsschaltung 26 von 1 schaltgesteuert
(d. h. geschaltet) werden. Wenn dieser Umschalter 36 auf
einen Umschaltanschluß 38 und
deshalb in Richtung eines Energieeingangsanschlusses 11-1 geschaltet
wird, werden elektrische Ladungen Q, die in dem ersten Kondensator 18 bei der
Eingangsspannung V1 zu akkumulieren sind, ausgedrückt als Q = C1V1 (1)wobei die
Kapazität
des ersten Kondensators C1 ist.
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Wenn
der Umschalter 36 auf einen Umschaltanschluß 40 geschaltet
wird, der dem zweiten Kondensator 22 zugeordnet ist, werden
elektrische Ladungen Q, die durch die Kapazität C1 des ersten Kondensators 18 akkumuliert
wurden, zu dem zweiten Kondensator 22 übertragen. Die Gesamtmenge Q
der elektrischen Ladungen ist zu jener Zeit unverändert. Wenn
C2 eine Kapazität
des zweiten Kondensators 22 ist, wird somit der folgende
Ausdruck erhalten. Q
= (C1 + C2)V2 (2)
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Daher
ist eine Ausgangsspannung V2 zwischen Ausgangsanschlüssen 15-1 und 15-2 gegeben
als: C1V1 = (C1 +
C2)V2 (3) V2 = {C1/(C1 + C2)}V1 (4)
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Der
Ausdruck (4) gibt an, daß die
Eingangsspannung V1 in eine gewünschte
spezifische Ausgangsspannung V2 konvertiert werden kann, indem eine
Kapazitätsdifferenz
zwischen der Kapazität
C1 des ersten Kondensators 18, der mit der Eingangsseite
verbunden ist, und der Kapazität
C2 des zweiten Kondensators 22, der mit der Ausgangsseite
verbunden ist, genutzt wird. In einer tatsächlichen Schaltung wäre es schwierig,
das Verhältnis
der Kapazität C1
des ersten Kondensators 18 zu der Kapazität C2 des
zweiten Kondensators 22 präzise einzustellen. Im Falle
des DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps 10, wie
er in 1 dargestellt ist, steht die Eingangsspannung
V1 ungünstigerweise
nicht konstant fest. In der Ersatzschaltung von 3 führen wiederholte
Schaltoperationen des Umschalters 36 ohne Last zu einem
allmählichen
Anstieg der Ausgangsspannung V2 durch sukzessive Ladungsübertragung
zu dem zweiten Kondensator 22, wodurch schließlich die
Ausgangsspannung V2 das Niveau der Eingangsspannung V1 erreichen
kann. Aus diesem Grund steuert diese Ausführungsform der Erfindung, wie
in 1 gezeigt, die FETs 16 und 20,
die die Funktion des Umschalters 36 implementieren, durch
die Steuerschaltung, die aus dem Komparator 28, dem spannungsgesteuerten
Oszillator 24 und der Antriebsschaltung 26 gebildet
ist, wodurch die Ausgangsspannung V2 des zweiten Kondensators 22 auf
einer feststehenden Spannung gehalten wird.
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4 zeigt
eine Ersatzschaltung eines Schaltungsteils, der einen Schaltkondensator
der Ersatzschaltung von 3 implementiert.
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Falls
der Umschalter 36 mit einer Frequenz f, das heißt, mit
einer Periode T (= 1/f), schaltgesteuert wird, wird der folgende
Ausdruck elektrische Ladungen Q1 ergeben, die in dem ersten Kondensator 18, der
eine Kapazität
C1 hat, zu akkumulieren sind, wenn der Umschalter 36 auf
den Umschaltanschluß 38 gestellt
wird. Q1 = C1V1 (5)
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Nun
folgt ein Ausdruck, der elektrische Ladungen Q2 ergibt, die in dem
ersten Kondensator zu akkumulieren sind, wenn der Umschalter 36 auf
den Umschalter 40 gestellt wird. Q2 = C1V2 (6)
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Der
folgende Ausdruck ergibt elektrische Ladungen Q, die von dem Umschaltanschluß 38 während der
Periode T zu dem Umschaltanschluß 40 zu übertragen
sind. Q = Q1 – Q2
=
C1V1 – C1V2
=
C1(V1 – V2) (7)
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Ein
durchschnittlicher Strom I, der von dem Umschaltanschluß 38 zu
dem Umschaltanschluß 40 fließt, ist
gegeben als I = Q/T
=
C1 (V1 – V2)/T (8)
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Bei
der Darstellung einer Widerstandsersatzschaltung kann der Ausdruck
(8) durch einen variablen Widerstand 42 ersetzt werden,
wie er in 5 gezeigt ist. Wenn R1 ein Widerstandswert
des variablen Widerstandes 42 ist, wobei die Eingangsspannung V1
und der durchschnittliche Strom I ist, wird der folgende Ausdruck
erhalten. R1 = (V1 – V2)/I
= (V1 – V2)/{C1(V1 – V2)/T}
= T/C1 = 1/C1·f (9)
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In
der Ersatzschaltung von 5, bei der ein Widerstand anstelle
des Schaltkondensators von 4 verwendet
wird, ist die Anordnung so, daß die Eingangsspannung
V1 durch die Last und einen Widerstandswert R1 des mit ihr seriell
verbundenen variablen Widerstandes 42 geteilt wird. Somit
ist offensichtlich, daß diese
Anordnung dieselbe Schaltungsanordnung wie jene des linearen Reglers
implementieren kann, indem der serielle Widerstandswert R1 als Reaktion
auf den Laststrom variiert wird. Es ist auch ersichtlich, daß der Widerstandswert
R1 des variablen Widerstandes 42 durch die Schaltrate (den Schaltzyklus)
des Umschalters 36 gesteuert wird. Falls die Schaltrate
(der Schaltzyklus) des Umschalters 38 als Reaktion auf
den Laststrom gesteuert wird, wird daher dann eine Spannungsregelungssteuerung
erreicht, bei der die Ausgangsspannung durch die Herabtransformierung
der Eingangsspannung, die jener in dem linearen Regler ähnlich ist, konstant
gehalten wird.
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In
der Schaltkondensatoranordnung des DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps,
der die vorliegende Erfindung verkörpert, wurde die Funktion des
variablen Widerstandes 42 in dem linearen Regler von 5 durch
die Verbindungsschaltzeit ersetzt, die durch den Umschalter 36 des
ersten Kondensators 18 steuerbar ist, wodurch eine Möglichkeit
des Auftretens eines Energieverlustes eliminiert wird, der dem Widerstand
zuzuschreiben ist, um dadurch eine außerordentlich effektive DC/DC-Konvertierung
zu erreichen. Solch eine Schaltungskonfiguration, wie sie in 1 gezeigt
ist, wird praktisch auf der Basis eines Prinzips des DC/DC-Reglers
des Herabtransformierungstyps unter Verwendung des oben erläuterten
Schaltkondensators der vorliegenden Erfindung eingesetzt.
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6A bis 6D sind
Zeitlagendiagramme, die Signalwellenformen zeigen, die in jeweiligen Teilen
bei der Operation des DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps 10 von 1 erzeugt
werden.
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Zuerst
wird die Referenzspannungsquelle 30 für den Komparator 28 eingestellt,
um eine Referenzspannung Vref darzustellen,
die etwas höher
als die Ausgangsspannung Vout an dem linearen
Regler 32 ist. Nun wird angenommen, daß die Ein gangsspannung V1,
die von der Batterie 12 abgeleitet wird, feststehend ist
und daß die
Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22 niedriger
als die Referenzspannung Vref für den Komparator 28 ist.
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Der
Komparator 28 erzeugt dann eine Ausgabe mit hohem Pegel,
wodurch der spannungsgesteuerte Oszillator 24 aktiviert
werden kann. Als Reaktion auf die Eingangsspannung V1 zu jener Zeit
oszilliert der spannungsgesteuerte Oszillator 24 mit einer
vorbestimmten Oszillationsfrequenz gemäß den Charakteristiken von 2,
um Oszillationsimpulse als seine Ausgabe für die Antriebsschaltung 26 vorzusehen.
Die Antriebsschaltung 26 gibt ein Schaltsteuersignal, wie
in 6A gezeigt, synchron mit dem Oszillationsimpuls
aus, der von dem spannungsgesteuerten Oszillator 24 ausgegeben
wird. Das Schaltsteuersignal ist eine Impulsfolge, die ein Einschaltverhältnis mit
niedrigem Pegel und hohem Pegel von 50 % mit einer Periode T = 1/f
hinsichtlich der Oszillationsfrequenz f des spannungsgesteuerten
Oszillators 24 hat. 6B und 6C zeigen Ein/Aus-Aktionen,
die zu jener Zeit durch den P-Kanal-FET 16 bzw. den N-Kanal-FET 20 auszuführen sind.
Genauer gesagt, wenn das Schaltsteuersignal von der Antriebsschaltung 26 auf
dem niedrigen Pegel ist, wird der P-Kanal-FET 16 eingeschaltet,
wie in 6B gezeigt, während der
N-Kanal-FET 20 ausgeschaltet wird, wie in 6C gezeigt,
wodurch der erste Kondensator 18 durch den FET 16 mit
der gegenwärtigen
Ausgangsspannung V1 geladen werden kann. Wenn das Schaltsteuersignal
von der Antriebsschaltung 26 anschließend auf den hohen Pegel steigt,
wird der P-Kanal-FET 16 im
Gegensatz dazu ausgeschaltet, aber der N-Kanal-FET 20 wird eingeschaltet,
wodurch die elektrischen Ladungen, die in dem ersten Kondensator 18 akkumuliert
sind, zu dem zweiten Kondensator 22 übertragen werden können. Daher
kann die Ausgangsspannung V2, die bisher unter die Referenzspannung
Vref abgefallen war, durch die Übertragung
von elektrischen Ladungen von dem ersten Kondensator 18 durch
die Schaltkondensatoraktion zu dem zweiten Kondensator 22 ansteigen.
Sobald die Ausgangsspannung V2 die Referenzspannung Vref überschreitet,
führt die
Ausgabe des Komparators 28 zu einem niedrigen Pegel, wodurch
die Oszillation des spannungsgesteuerten Oszillators 24 zur
Ruhe gebracht wird, um dadurch den P-Kanal-FET 16 auszuschalten,
aber den N-Kanal-FET 20 einzuschalten. Während solch
einer Unterbrechung der Schaltoperation fließt ein Laststrom in die Schaltungslast 14,
wodurch die Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22 wieder unter
die Referenzspannung Vref fallen kann, woraufhin
die Ausgabe des Komparators 28 den hohen Pegel erreicht,
wodurch die Oszillation des spannungsgesteuerten Oszillators 24 mit
dem Ziel der Wiederherstellung der Ausgangsspannung V2 durch die Schaltkondensatoraktion
wieder aufgenommen wird.
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Bei
der Schaltkondensatoraktion durch die Schaltsteuerung der FETs 16 und 20 auf
der Basis der Oszillationsimpulse von dem spannungsgesteuerten Oszillator 24 wird
der erste Kondensator 18 einer Spannungsveränderung
ausgesetzt, bei der er, wie in 6D gezeigt,
auf das Niveau der Eingangsspannung V1 geladen wird, wenn der P-Kanal-FET 16 eingeschaltet
wird, und danach auf das Niveau der Referenzspannung Vref am
Komparator 28 entladen wird, wobei der N-Kanal-FET 20 ein
ist. Daher wird die Spannung in dem Moment, wenn der N-Kanal-FET 20 eingeschaltet
wird, dem Niveau der Eingangsspannung V1 im wesentlichen gleich,
und danach fällt
sie durch die Entladung von dem ersten Kondensator 18 zu
dem zweiten Kondensator 22 auf das Niveau der Referenzspannung
Vref ab. Falls die Ausgangsspannung V2 am
zweiten Kondensator 22 direkt als dessen Ausgabe für die Schaltungslast 14 vorgesehen
wird, kann aus diesem Grund dann die Eingangs spannung V1 vorübergehend
auf der Ausgangsseite erscheinen. Um das vorübergehende Erscheinen der Eingangsspannung
V1 auf der Ausgangsseite in solch einem Schaltkondensator zu vermeiden,
folgt dem zweiten Kondensator 22 der lineare Regler 32,
wodurch jegliche Variation der Ausgangsspannung verhindert wird,
die sich aus dem vorübergehenden
und direkten Erscheinen der Eingangsspannung V1 auf der Ausgangsseite
ergeben kann, um die Stabilisierung zu erreichen. Außer dem linearen
Regler 32 ist auch eine geeignete Unterdrückungsschaltung
als Stabilisierungsschaltung zum Verhindern jeglichen vorübergehenden
Auftretens der Eingangsspannung V1 auf der Ausgangsseite in diesem
Schaltkondensator verwendbar. Jedoch wäre die Verwendung des linearen
Mehrzweckreglers 32 insofern vorteilhaft, als ein miniaturisierter
Schaltungsumfang mit einer einfachen Schaltungskonfiguration implementiert
wird.
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Die
Verwendung der Batterie 12 als Energiequelle kann oft zu
einem allmählichen
Abfall der Eingangsspannung V1 von der Batterie 12 im Laufe
der Nutzungsdauer führen.
Um solch einen Abfall der Eingangsspannung V1 auf Grund des Verbrauchs der
Batterie zu kompensieren, hebt der spannungsgesteuerte Oszillator 24 eine
Oszillationsfrequenz f2 gemäß den Charakteristiken
von 1 an. Mit anderen Worten, ein Abfall der Eingangsspannung
V1 wird zu einer Verringerung der Menge von elektrischen Ladungen
Q führen,
die in dem ersten Kondensator 18, der eine Kapazität C1 hat,
akkumuliert werden, wie aus dem Ausdruck (1) hervorgeht. Als Resultat
dessen erhöht
der spannungsgesteuerte Oszillator 24 die Oszillationsfrequenz
f durch einen Verringerungsbetrag der Eingangsspannung V1, wodurch
zu den elektrischen Ladungen Q beigetragen wird, die pro Zeiteinheit
zu übertragen
sind. Dies bedeutet, daß der
Widerstandswert R1 durch den Beitrag des Ausdrucks (9) zu der Frequenz
f in der Ersatz schaltung von 5 mit dem
variablen Widerstand 42 als Ersatz wesentlich reduziert
wird. Die Ausgangsspannung wird in Abhängigkeit von der Teilung durch
den Widerstandswert R1 und den Lastwiderstand bestimmt, und somit
wird durch das Verringern des Widerstandswertes R1 die Ausgangsspannung,
die der Schaltungslast 14 zuzuführen ist, gesteuert, um entgegen
einem Abfall der Eingangsspannung V1 auf einem gewissen Niveau zu
bleiben. Dadurch wird eine sukzessive stabilisierte Aktion zum Vorsehen
einer Ausgangsspannung Vout gewährleistet,
bis die Spannung V1 von der Batterie 12 auf die Referenzspannung
Vref am Komparator 28 abfällt.
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Unter
Bezugnahme auf 7 ist eine andere Ausführungsform
des DC/DC-Reglers des Herabtransformierungstyps gemäß der vorliegenden
Erfindung gezeigt. Diese Ausführungsform
ist gekennzeichnet durch die Verwendung eines Taktgenerators 44,
der eine feststehende Oszillationsfrequenz hat, anstelle des spannungsgesteuerten
Oszillators 24 von 1. Der Taktgenerator 44 dient
dazu, als Reaktion auf die Ausgabe mit hohem Pegel zu oszillieren,
die erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung V1 an dem zweiten Kondensator 22 unter
die Referenzspannung Vref von der Referenzspannungsquelle 30 fällt. Der
Taktgenerator 44 dient ferner dazu, die Ausgangsspannung
V2, die abgefallen ist, mit Hilfe der Übertragung der elektrischen
Ladung zu dem zweiten Kondensator 22 durch die Schaltkondensatoranordnung
des ersten Kondensators 18 auf der Basis der Schaltsteuerung
der FETs 16 und 20 durch die Antriebsschaltung 26 wieder
herzustellen. Sobald die Ausgangsspannung V2 die Referenzspannung Vref erreicht, schaltet die Ausgabe des Komparators 28 auf
den niedrigen Pegel, wodurch die Oszillation des Taktgenerators 44 zur
Ruhe gebracht wird. Obwohl die Oszillationsfrequenz des Taktgenerators 44 trotz
eines Abfalls der Eingangsspannung V1 von der Batterie 12 unverändert bleibt,
da die Oszillati onsfrequenz feststehend ist, wird die Dauer der
Schaltkondensatoraktion als Funktion des Abfalls verlängert, und
zwar auf Grund der Schaltaktion der FETs 16 und 20,
um zu bewirken, daß die
Ausgangsspannung V2 auf die Referenzspannung Vref zurückkehrt.
Falls die Oszillationsfrequenz des Taktgenerators 44 jedoch auf
einen geeigneten Wert in der Größenordnung
von z. B. 100 kHz bis 200 kHz eingestellt wird, wird eine Schaltkondensatoraktion
gewährleistet,
durch die ein Abfall der Ausgangsspannung V2 an dem zweiten Kondensator 22 von
der Referenzspannung Vref ausreichend kompensiert
werden kann, der dem Laststrom zuzuschreiben ist, der in die Lastschaltung 14 fließt, um dadurch
die Ausgangsspannung V2 auf der Referenzspannung Vref zu
halten.
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Der
DC/DC-Regler des Herabtransformierungstyps der zwei Ausführungsformen,
die in 1 und 7 gezeigt sind, wird die Integration
erleichtern, da seine Schaltung durch aktive Elemente wie beispielsweise
FETs, Widerstandselemente und Kondensatorelemente implementiert
werden kann, ohne irgendwelche großen Schaltungskomponenten, wie
beispielsweise die Drosselspule, wie in dem Schaltregler zu verwenden.
In diesem Fall ist der Schaltungsumfang etwas größer, verglichen mit den allgemeinen
linearen Reglern, aber die Implementierung kann im wesentlichen
mit demselben Schaltungsumfang und denselben Kosten erfolgen, die auch
bei dem Linear-Regler-IC
nötig sind.
In 1 und 7 wird im besonderen ein handelsüblicher Linear-Regler-IC
als linearer Regler 32 verwendet, wobei die Schaltungsteile,
außer
dem linearen Regler 32, integriert sind, um dadurch einen
preiswerten IC-Chip
mit kleinerem Schaltungsumfang vorsehen zu können.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung, wie sie oben erläutert
wurde, werden Verbindungen des ersten Kondensators auf der Eingangsseite
und des zweiten Kondensators auf der Ausgangsseite alternierend
geschaltet, um elektrische Ladun gen von der Eingangsseite zu der
Ausgangsseite übertragen
zu können.
Die Schaltzeit der Übertragung
der elektrischen Ladung wird gesteuert, um die Ausgangsspannung
gegenüber
einer Varianz des Ausgangsstroms konstant auf einer spezifischen
Spannung zu halten. Der Widerstandsteil in dem herkömmlichen
linearen Regler, der einen Spannungsabfall bewirken kann, wird durch
eine Schaltzeit der Übertragung
der elektrischen Ladung zwischen Kondensatoren ersetzt, wodurch
sich kein Energieverlust ergibt, der dem Widerstand zuzuschreiben
ist. Somit wird ein signifikant hoher Wirkungsgrad erreicht. Die
Anwendung der vorliegenden Erfindung auf eine Energiezufuhrschaltung
für elektronische
Handgeräte,
wie beispielsweise Notebook-Computer, würde eine Verlängerung der
Batterienutzungsdauer des Gerätes
bei effektiver Verwendung der Batterie gestatten. Große Schaltungskomponenten,
wie Drosselspulen, werden anders als im Fall des Schaltreglers nicht
benötigt,
wodurch sich eine einfache Schaltungskonfiguration ergibt sowie
eine Miniaturisierung und Reduzierung der Produktionskosten durch
eine Integration ähnlich
wie im Fall des linearen Reglers gewährleistet sind.
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Als
vorteilhaft wird empfunden, daß der DC/DC-Regler
des Herabtransformierungstyps unter Verwendung des Schaltkondensators
gemäß der vorliegenden
Erfindung nicht auf Zahlenwerte beschränkt sein soll, die in den obigen
Ausführungsformen
verwendet werden.