DE69713852T2

DE69713852T2 - Wechselrichter

Info

Publication number: DE69713852T2
Application number: DE69713852T
Authority: DE
Inventors: J Giannopoulos; T Wacyk
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-05-03
Filing date: 1997-04-24
Publication date: 2003-02-27
Anticipated expiration: 2017-04-25
Also published as: JP2002516020A; JPH11509678A; EP0836793A1; CN1150805C; WO1997042795A1; DE69707807T2; EP0836793B1; DE69707807D1; EP0836794B1; EP0836794A1; WO1997042797A1; CN1147209C; DE69713852D1; CN1190521A; CN1196865A; TW347958U; US6008590A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechselrichter zum Speisen einer Last mit einer Lampe, welcher aufweist:
Schaltmittel, die auf Steuersignale ansprechen, um in den leitenden und den nicht leitenden Zustand zu schalten, wobei der Last Energie so zugeführt wird, dass an die Lampe eine Spannung angelegt wird und Strom durch diese fließt, sowie
einen Steuerschaltkreis zur Erzeugung der Steuersignale mit einem Verstärker, um ein Rückkopplungssignal, welches auf einem, die Menge der von der Lampe verbrauchten Energie reflektierenden Lampenleistungssignal basiert, mit einer wechselnden Spannung, welche einen gewünschten Lampenleistungspegel von einer minimalen Dimmungsstärke bis zu einer maximalen Helligkeit bei voller Lampenleistung darstellt, zu vergleichen.
Ein solcher Wechselrichter oder elektronisches Vorschaltgerät weist normalerweise sowohl eine Eingangsstufe als auch eine Ausgangsstufe auf. Die Eingangsstufe sieht durch Umformung eines, von einer Speiseleitung empfangenen Wechselstromsignals in ein Gleichstromsignal eine Gleichstrom-Energiequelle für die Ausgangsstufe vor. Die Ausgangsstufe, welche durch einen Halbbrückenwechselrichter dargestellt sein kann, speist eine Lampe. Der Steuerschaltkreis, wie in U.S.-Patent 4 952 849 offenbart, kann in Reaktion auf ein externes, eine gewünschte Beleuchtungsintensität darstellendes Dimmungssteuersignal eine lineare Steuerung der Lampenleistung zwischen etwa 20% und 100% der vollen Lampenleistung vorsehen. Die lineare Beziehung zwischen dem externen Dimmungssteuersignal und der von einem solchen Steuerschaltkreis abgegebenen Lampenleistung kann nicht unter 15% der vollen Lampenleistung gehalten werden.
Der Steuerschaltkreis, wie in U.S.-Patent 4 952 849 offenbart, steuert die auf einer gewichteten Summe von Lampenstrom und Lampenspannung basierende Lampenleistung. Bei unter etwa 15% der vollen Lampenleistung ist der Lichtausgang nicht linear proportional zum Lampenstrom. Eine solche Nichtlinearität macht es schwierig, die Lampenleistung bei Dunkeldimmungslichtstärken (z. B. bis etwa 1% bis 3% der gesamten Lichtleistung) zu regeln.
Es ist daher wünschenswert, ein verbessertes Lampenvorschaltgerät vorzusehen, bei welchem eine Regelung bei so geringen Lichtstärken wie etwa 1% bis 3% der vollen Lichtleistung möglich ist. Vorzugsweise sollte eine Regelung bei solch Dunkeldimmungslichtstärken durch eine lineare Beziehung zwischen dem externen Dimmungssteuersignal und der Lampenleistung vorgesehen werden.
Ein Wechselrichter, wie in dem einleitenden Absatz beschrieben, ist daher dadurch gekennzeichnet, dass das Rückkopplungssignal die Summe einer Offset- Gleichspannung und des Lampenleistungssignal darstellt.
Die Offset-Gleichspannung kann so ausgewählt werden, dass selbst bei sehr niedrigen Werten der Höhe der von der Lampe verbrauchten Leistung die Beziehung zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung linear ist, was in einer guten Lampenleistungsregelung bei Dunkeldimmungslichtstärken resultiert.
Die Offset-Gleichspannung kann, zum Beispiel durch Auswählen verschiedener konstanter Werte für die Offset-Gleichspannung für verschiedene Bereiche des Lampenleistungssignals, von dem Lampenleistungssignal in Abhängigkeit gebracht werden. Dieses resultiert in einer Anzahl linearer Beziehungen sowohl zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch zwischen dem Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung, so dass statt einer mehrere lineare Beziehungen zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung bestehen.
Alternativ kann die Gleichspannung als konstante Gleichspannung über den gesamten Bereich des Lampenleistungssignal gewählt werden. Hieraus ergibt sich ein Wechselrichter, bei welchem eine einzelne lineare Beziehung sowohl zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch zwischen dem Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht, so dass eine einzelne lineare Beziehung zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eines Wechselrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Steuerschaltkreis auf einem integrierten Schaltkreis, welcher eine Spannungsbegrenzungsschaltung zur Begrenzung des Wertes der wechselnden Spannung zwischen einer unteren und einer oberen Grenze aufweist, ausgebildet. Diese Spannungsbegrenzungsschaltung realisiert einen sehr genauen Dynamikbereich für die wechselnde Spannung. Ein weiterer Vorteil ist, dass, wenn ein Benutzer die wechselnde Spannung versehentlich auf einen Wert einstellt, welcher sonst zum Ausschalten der Lampe führen würde, die Spannungsbegrenzungsschaltung dieses korrigiert und die Lampe in gezündetem Zustand verbleibt. Durch das Vorhandensein der Offset-Gleichspannung in dem Rückkopplungssignal ist es, trotz der Tatsache, dass die wechselnde Spannung keine Werte unterhalb der unteren Grenze aufweisen kann, noch immer möglich, die Lichtleistung der Lampe auf sehr niedrige Werte einzustellen.
Der Steuerschaltkreis kann einen Vervielfacher aufweisen, um das Lampenleistungssignal zu erzeugen, welches proportional zu dem Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung ist. Es hat sich gezeigt, dass die Linearität der Relation zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung weiter verbessert wird. Außerdem hat es sich gezeigt, dass ein, mit einem solchen Steuerschaltkreis ausgestatteter Wechselrichter verschiedene Arten Lampen bei im Wesentlichen dem gleichen Lichtleistungsniveau speist, d. h. eine Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei verschiedenen Arten Lampen vorsieht.
Der Steuerschaltkreis kann auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildet sein und ferner die Serienschaltung aus einer Gleichspannungsquelle und einem Widerstandsspannungsteilernetz außerhalb des integrierten Schaltkreises zur Erzeugung des Offset-Gleichspannungspegels aufweisen sowie über einen Pin des integrierten Schaltkreises mit dem Vervielfacher verbunden sein, wobei die Spannung an dem Pin als Rückkopplungsspannung dient. Diese Rückkopplungsspannung liegt an einem, in dem Widerstandsspannungsteiler vorgesehenen, ersten ohmschen Widerstand an. Der Teil der Spannung an dem ersten ohmschen Widerstand, welcher durch einen, von der Gleichspannungsquelle abgegebenen Strom erzeugt wird, stellt die Offset-Gleichspannung dar. Der Teil der Spannung an dem ersten ohmschen Widerstand, welcher durch einen, von dem Vervielfacher abgegebenen Strom erzeugt wird, stellt das Lampenleistungssignal dar.
Falls es wünschenswert sein sollte, dass mehr lineare Beziehungen zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung bestehen, so kann dieses zum Beispiel realisiert werden, indem der erste ohmsche Widerstand durch eine Reihenanordnung aus einer Diode und einem zweiten ohmschen Widerstand in Nebenschluss geschaltet wird. Erreicht die Rückkopplungsspannung an dem Pin einen Wert, bei welchem die Diode leitend wird, fließt sowohl der von der Gleichspannungsquelle abgegebene Strom als auch der durch den Vervielfacher von dem integrierten Schaltkreis über den Pin abgegebene Strom durch den ersten und den zweiten ohmschen Widerstand, wodurch sich eine andere lineare Beziehung zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung ergibt. Um noch linearere Beziehungen herzustellen, besteht die Möglichkeit, den zweiten Widerstand durch eine Reihenanordnung, welche einen dritten Widerstand und eine weitere Diode usw. aufweist, nebenzuschließen. Mit Hilfe der mehreren linearen Beziehungen kann eine gewünschte Relation zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung hergestellt werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 - ein Blockschaltbild eines Vorschaltgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 - ein Schemaschaltbild eines Wechselrichters und eines zugeordneten Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 - ein Logikblockschaltbild eines integrierten Schaltkreises, welcher als Steuerschaltkreis von Fig. 2 dient;
Fig. 4 - Diagramme der Lampenleistung gegenüber der Dimmungsregelungseingangsspannung bei verschiedenen Lampen gemäß einem konventionellen Vorschaltgerät; sowie
Fig. 5 - Diagramme der Lampenleistung gegenüber der Dimmungsregelungseingangsspannung bei verschiedenen Lampen gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in Fig. 1 dargestellt, wird ein Vorschaltgerät 10 von einer Wechselstromleitung, welche durch eine Wechselspannungsquelle 20 dargestellt ist, gespeist. Vorschaltgerät 10 weist einen EMI-Filter 30, eine Doppelwegdiodenbrücke 40, einen Preconditioner 50, einen Wechselrichter 60 und eine Antriebssteuerschaltung 65 auf. Der Ausgang von Wechselrichter 60, welcher als Ausgang für Vorschaltgerät 10 dient, ist mit einer Last 70, in welche ein Induktor 75, der mit der Parallelschaltung aus einem Kondensator 80 und einer Fluoreszenzlampe 85 in Reihe geschaltet ist, integriert ist, verbunden. EMI-Filter schaltet harmonische Wellen, welche von Preconditioner 50 und Wechselrichter 60 erzeugt werden, aus. Diodenbrücke 40 richtet die, in einer Gleichspannung mit Welligkeit resultierende, gefilterte Sinusspannung gleich. Preconditioner 50 dient mehreren Funktionen. Die von Diodenbrücke 40 abgegebene, gleichgerichtete Spitzenwechselspannung wird sowohl erhöht als auch in eine, im Wesentlichen konstante Gleichspannung umgewandelt, welche Wechselrichter 60 zugeführt wird. Preconditioner 50 verbessert ebenfalls den Gesamtleistungsfaktor von Vorschaltgerät 10. Zum Beispiel resultieren Spannungen mit einem Effektivwert von 120, 220 und 277, welche von Wechselspannungsquelle 20 an EMI-Filter 30 angelegt werden, in Gleichspannungen von etwa 250, 410 und 490 Volt, welche jeweils Wechselrichter 60 zugeführt werden.
Wechselrichter 60, welcher bei voller Lichtbogenentladung von Lampe 85 auf einer Schaltfrequenz von etwa 45 Kilohertz (kHz) von Antriebssteuerschaltung 65 gesteuert wird, wandelt die Gleichspannung in eine Rechteckspannungsform um, welche an Last 70 angelegt wird. Die Lampenbeleuchtungsstärke kann durch Erhöhen und Verringern der Frequenz dieser Rechteckspannungsform jeweils erhöht und verringert werden.
Wechselrichter 60 und Antriebssteuerschaltung 65 sind im Einzelnen in Fig. 2 dargestellt. Eine im Wesentlichen konstante Spannung VDC, welche von Preconditioner 50 abgegeben wird, wird Wechselrichter 60 über ein Paar Eingangsanschlüsse 61 und 62 desselben zugeführt. Der Wechselrichter 60 ist als Halbbrücke ausgelegt und weist einen B+ (Verbindungs-)Bus 101, einen geerdeten Rückbus 102 sowie ein Paar Schalter (z. B. Leistungs-MOSFETs) 100 und 112 auf, welche zwischen Bus 101 und Bus 102 in Reihe geschaltet sind. Schalter 100 und 112 sind an einem Knotenpunkt 110 miteinander verbunden, was im Allgemeinen als Totem-Pole-Anordnung angesehen wird. Die als Schalter 100 und 112 dienenden MOSFETs weisen jeweils ein Paar Gates G1 und G2 auf Busse 101 und 102 sind jeweils mit Eingangsanschlüssen 61 und 62 verbunden. Ein Widerstand 103 und ein Kondensator 106 sind an einem Knotenpunkt 104 miteinander verbunden und zwischen Bus 101 und Bus 102 in Reihe geschaltet. Ein Paar Kondensatoren 115 und 118 sind an einem Knotenpunkt 116 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkt 110 und Bus 102 in Reihe geschaltet. Eine Zener-Diode 121 und eine Diode 123 sind an Knotenpunkt 116 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkt 104 und Bus 102 in Reihe geschaltet.
Induktor 75, Kondensator 80, ein Kondensator 81, Lampe 85 und ein Widerstand 174 sind an einem Knotenpunkt 170 miteinander verbunden. Ein Paar Wicklungen 76 und 77 ist zum Anlegen von Spannungen an die Glühfäden (nicht dargestellt) von Lampe 85 bei Konditionieren derselben während des Vorheizbetriebs an Wicklung 75 gekoppelt. A.D.C.-Sperrkondensator 126 und Induktor 75 sind zwischen Knotenpunkten 110 und 170 in Reihe geschaltet. Kondensator 80 und ein Paar Widerstände 153 und 177 sind an einem Knotenpunkt 179 miteinander verbunden. Lampe 85 und Widerstand 153 sind an einem Knotenpunkt 88 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe geschaltet. Widerstände 174 und 177 sind an einem Knotenpunkt 175 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe geschaltet. Kondensator 81 und ein Schalter (z. B. MOSFET) 82 sind zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe geschaltet. Ein Widerstand 162 ist zwischen Bus 102 und Knotenpunkt 179 geschaltet. Ein Widerstand 162 ist zwischen Bus 102 und Knotenpunkt 179 geschaltet. Eine Diode 180 und ein Kondensator 183 sind an einem Knotenpunkt 181 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkt 175 und Erde in Reihe geschaltet.
Ein integrierter Schaltkreis (IC) 109 weist eine große Anzahl Pins auf Ein Pin RIND ist mit Knotenpunkt 179 verbunden. Die Eingangsspannung an Pin RIND spiegelt den Pegel des durch Induktor 75 fließenden Stroms wider (beispielhafte Abtastung). Ein Pin VDD, welcher an Knotenpunkt 104 angeschlossen ist, gibt die Spannung zur Steuerung von IC 109 ab. Ein Pin LI2 ist über einen Widerstand 168 mit Knotenpunkt 88 verbunden. Ein Pin LI1 ist über einen Widerstand 171 an Knotenpunkt 179 angeschlossen. Die Differenz zwischen den Pins LI1 und LI2 zugeführten Strömen spiegelt den gemessenen, durch Lampe 85 fließenden Strom wider. Die Spannung an einem Pin VL, welcher über einen Widerstand 189 mit Knotenpunkt 181 verbunden ist, spiegelt die Spitzenspannung von Lampe 85 wider. Die Spannung an Pin VL, welche ebenfalls an ein Gate G3 von Schalter 82 angelegt wird, regelt, wann Kondensator 81 zu Kondensator 80 parallel geschaltet wird. Der aus einem Pin CRECT über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 195 und einem Kondensator 192 in Erde fließende Strom spiegelt die Durchschnittsleistung von Lampe 85 (d. h. dem Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung) wider. Ein weiter unten im Einzelnen erläutertes, optionales, externes D.C.-Offset 198 umfasst eine Serienschaltung aus VDD und einem Widerstand 199, welche bewirkt, dass ein D.C.- Offsetstrom über Widerstand 195 zur Erde fließt.
Kondensator 192 dient dazu, eine gefilterte Gleichspannung an Widerstand 195 abzugeben. Ein Widerstand 156 ist zwischen einem Pin RREF und Erde geschaltet und dient zur Einstellung des Referenzstroms in IC 109. Ein Kondensator 159, welcher zwischen einem Pin CF und Erde geschaltet ist, stellt die Frequenz eines weiter unten noch näher erläuterten, stromgesteuerten Oszillators (CCO) ein. Ein Kondensator 165, welcher zwischen einem Pin CP und Erde geschaltet ist, wird, wie weiter unten erörtert, zur zeitlichen Steuerung des Vorheizzyklus sowie des schwingungsfreien/Standby-Modus eingesetzt. Ein Pin GND ist direkt mit Erde verbunden. Zwei Pins G1 und G2 sind jeweils unmittelbar an Gates G1 und G2 von Schaltern 100 und 112 angeschlossen. Ein Pin S1, welcher unmittelbar mit Knotenpunkt 110 verbunden ist, stellt die Spannung an der Quelle von Schalter 100 dar. Ein Pin FVDD ist über einen Kondensator 138 mit Knotenpunkt 110 verbunden und stellt die Versorgungsschwebespannung für IC 109 dar. Pin G2 ist über die Serienschaltung aus einem Kondensator 215, einem Widerstand 212 und einer Diode 203 mit einem Pin DIM verbunden. Ein Widerstand 206 und ein Kondensator 213 sind zwischen dem Pin DIM und Erde geschaltet. Eine Sekundärwicklung eines Transformators T ist zwischen einem Knotenpunkt 210, welcher Widerstand 212 mit Diode 203 verbindet, und Erde geschaltet. Eine Dimmungsregelungsschaltung 211 ist zu einer Primärwicklung von Transformator T parallel geschaltet. Die an Pin DIM angelegte Spannung spiegelt den Helligkeitsgrad, wie von Dimmungsregelungsschaltung 211 eingestellt, wider.
Der Betrieb von Wechselrichter 60 und Antriebssteuerkreis 65 erfolgt wie folgt. Zu Anfang (d. h. bei Inbetriebsetzen), während Kondensator 106 auf Grund der RC- Zeitkonstanten von Widerstand 103 und Kondensator 106 geladen wird, befinden sich Schalter 100 und 112 jeweils in einem nicht leitenden und leitenden Zustand. Der in Pin VDD von IC 109 fließende Eingangsstrom wird während dieser Inbetriebnahmephase auf einem niedrigen Pegel (weniger als 500 Mikroampere) gehalten. Kondensator 138, welcher zwischen Knotenpunkt 110 und Pin FVDD geschaltet ist, lädt sich bis zu einer relativ konstanten Spannung, welche in etwa VDD gleichkommt, auf und dient als die Spannungsversorgung für die Steuerschaltung von Schalter 100. Sobald die Spannung an Kondensator 106 einen Spannungeinschaltschwellwert (z. B. 12 Volt) überschreitet, geht IC 109 in seinen Betriebs-(Schwingungs-/Schalt-)-Zustand über, wobei Schalter 100 und 112 jeweils zwischen ihrem leitenden und nicht leitenden Zustand auf einer Frequenz weit über der von Induktor 75 und Kondensator 80 bestimmten Resonanzfrequenz hin- und herschalten.
IC 109 geht zu Anfang in einen Vorheizzyklus (d. h. Vorheizzustand) über, sobald Wechselrichter 60 zu oszillieren beginnt. Knotenpunkt 110 schwankt je nach den Schaltzuständen von Schaltern 100 und 112 zwischen 0 Volt und VDC. Die Kondensatoren 115 und 118 dienen dazu, den Spannungsanstieg und -abfall an Knotenpunkt 110 zu verlangsamen, wodurch Schaltverluste und der durch Wechselrichter 60 erzeugte EMI-Pegel reduziert werden. Die Zener-Diode 121 erzeugt an Knotenpunkt 116 eine pulsierende Spannung, welche durch Diode 123 an Kondensator 106 angelegt wird. Daraus ergibt sich ein relativ hoher Betriebsstrom von zum Beispiel 10-15 Milliampere, welcher Pin VDD von IC 109 zugeführt wird. Kondensator 126 dient dazu, das Anlegen der Gleichspannungskomponente an Lampe 85 zu blockieren. Pin VL weist einen hohen Logikpegel auf, welcher Schalter 82 einschaltet. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 parallel geschaltet. Induktor 75 und die Parallelschaltung aus den Kondensatoren 80 und 81 bilden einen Resonanzkreis.
Während des Vorheizzyklus befindet sich Lampe 85 in einem nicht gezündeten Zustand, das heißt, es wurde in Lampe 85 kein Lichtbogen erzeugt. Die anfängliche Betriebsfrequenz des ICs 109, welche bei etwa 100 kHz liegt, wird von Widerstand 156 und Kondensator 159 sowie den Rückwärtsdiodenleitzeiten der Schalter 100 und 112 eingestellt. IC 109 reduziert mit einer im Inneren des ICs eingestellten Geschwindigkeit unverzüglich die Betriebsfrequenz. Die Frequenzreduzierung wird fortgesetzt, bis die Spitzenspannung an Widerstand 162, wie an dem Pin RIND erfasst, -,4 Volt (d. h. der negativen Spitzenspannung, welche -,4 Volt entspricht) entspricht. Die Schaltfrequenz der Schalter 100 und 112 wird so geregelt, dass die von dem Pin RIND erfasste; -,4 Volt entsprechende Spannung aufrechterhalten wird, was in einer relativ konstanten Frequenz von etwa 80-85 Hz (als Vorheizfrequenz definiert) an Knotenpunkt 110 resultiert. Ein relativ konstanter RMS-Strom fließt durch Induktor 75, welcher durch Kopplung an Wicklungen 76 und 77 ermöglicht, dass die Glühfäden (d. h. Kathoden) von Lampe 85 zur nachfolgenden Zündung von Lampe 85 in genügendem Maße angewärmt werden und eine lange Brenndauer der Lampe gewährleistet wird. Die Dauer des Vorheizzyklus wird über Kondensator 165 eingestellt. Ist der Wert von Kondensator 165 Null (d. h. offen), findet effektiv kein Vorheizen der Glühfäden statt, was in einem Direktstartbetrieb von Lampe 85 resultiert.
Am Ende des Vorheizbetriebs nimmt Pin VL, wie von Kondensator 165 bestimmt, einen niedrigen Logikpegel an, wodurch Schalter 82 abgeschaltet wird. Kondensator 81 ist zu Kondensator 80 nicht mehr parallel geschaltet. IC 109 beginnt nun bei einer in IC 109 eingestellten Geschwindigkeit mit einer Abtastung von seiner Schaltfrequenz bei Vorheizen bis zu einer unbelasteten Resonanzfrequenz (d. h. Resonanzfrequenz von Induktor 75 und Kondensator 80 vor Zündung von Lampe 85 - z. B. 60 kHz). Während sich die Schaltfrequenz der Resonanzfrequenz nähert, steigt die Spannung an Lampe 85 rapide an (z. B. 600-800 Volt Spitzenwert) und reicht im Allgemeinen aus, um die Lampe 85 zu zünden. Sobald Lampe 85 gezündet wurde, steigt der durch diese fließende Strom von einigen wenigen Milliampere auf mehrere hundert Milliampere an. Der durch Widerstand 153 fließende Strom, welcher dem Lampenstrom entspricht, wird an den Pins LI1 und LI2 auf Grund der Stromdifferenz zwischen diesen, wie von den Widerständen 168 und 171 jeweils in das richtige Verhältnis gebracht, abgetastet. Die Spannung von Lampe 85, welche von der Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 174 und 177 skaliert wird, wird von Diode 180 und Kondensator 183 erfasst, wodurch sich an Knotenpunkt 181 eine, zu der Lampenspitzenspannung proportionale Gleichspannung ergibt. Die Spannung an Knotenpunkt 181 wird von Widerstand 189 in einen in Pin VL fließenden Strom umgewandelt.
Der in Pin VL fließende Strom wird in IC 109 mit den Differenzströmen zwischen den Pins LI1 und LI2 vervielfacht, wodurch sich ein gleichgerichteter Wechselstrom ergibt, welcher aus Pin CRECT in die Parallelschaltung aus Kondensator 192 und Widerstand 195 geführt wird. Kondensator 192 und Widerstand 195 wandeln den gleichgerichteten Wechselstrom in eine Gleichspannung um, welche zu der Leistung von Lampe 85 proportional ist. Die Spannung an dem Pin CRECT wird durch eine, in IC 109 enthaltene Rückkopplungsschaltung/-schleife zwangsläufig auf eine Spannung gebracht, welche dieser an dem Pin DIM entspricht. Dieses resultiert in einer Regelung der von Lampe 85 verbrauchten Leistung.
Die gewünschte Beleuchtungsstärke von Lampe 85 wird durch die Spannung an dem Pin DIM eingestellt. Die Rückkopplungsschleife weist eine Lampenspannungserfassungsschaltung und eine Lampenstromerfassungsschaltung auf, welche weiter unten noch näher erläutert werden. Die Schaltfrequenz von Halbbrückenwechselrichter 60 wird auf Grund dieser Rückkopplungsschleife eingestellt, wobei die Spannung an Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM gleichgesetzt wird. Die CRECT-Spannung schwankt zwischen 0,3 und 3,0 Volt (d. h. ein Verhältnis von 1 : 10). Sobald die Spannung an dem Pin DIM über 3,0 Volt ansteigt bzw. unter 0,3 Volt abfällt, wird diese intern auf 3,0 Volt bzw. 0,3 Volt begrenzt. Bei der Spannung an dem Pin DIM handelt sich um eine Gleichspannung. Eine an den DIM-Steuerkreis 211 angelegte Dimmungsregelungseingangsspannung von 1-10 Volt wird von der Schaltung aus Transformator T, Widerständen 206 und 212, Diode 203 sowie Kondensatoren 213 und 215 in ein, dem Pin DIM zugeführtes Signal von 0,3-3,0 Volt umgewandelt. Transformator T sieht eine galvanische Isolierung des Gleichstromsteuerungseingangssignals von den hohen Spannungen in Wechselrichter 60 vor. Das an dem Pin DIM abgegebene Signal kann auf verschiedene Weisen, einschließlich z. B. Phasenwinkeldimmung, wobei ein Teil der Phase der Wechselstromeingangsleitungsspannung gesperrt wird, erzeugt werden. Bei diesen Methoden wird der gesperrte Phasenwinkel der Eingangsleitungsspannung in ein, dem Pin DIM zugeführtes Gleichstromsignal umgewandelt.
Die Spannung an dem Pin CRECT beträgt bei Zündung der Lampe 85 Null. Mit Ansteigen des Lampenstroms lädt der an dem Pin CRECT erzeugte Strom, welcher zu dem Produkt von Lampenspannung und Lampenstrom proportional ist, den Kondensator 192. Die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 fällt ab bzw. steigt an, bis die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM entspricht. Sobald die Dimmungsstärke auf volle (100%) Lichtleistung eingestellt ist, kann Kondensator 192 auf 3,0 Volt geladen werden, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund der Rückkopplungsschleife folglich auf 3,0 Volt an. Während des Spannungsanstiegs ist die Rückkopplungsschleife, auf welche weiter unten noch näher eingegangen wird, offen. Sobald die Spannung an Pin CRECT etwa 3,0 Volt beträgt, wird die Rückkopplungsschleife geschlossen. In gleicher Weise kann Kondensator 192 auf 0,3 Volt geladen werden, wenn die Dimmungsstärke auf minimale Lichtstärke eingestellt ist, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund der Rückkopplungsschleife daher auf 0,3 Volt an. Im Allgemeinen entsprechen 0,3 Volt an Pin DIM 10% der vollen Lichtleistung. Zur Dunkeldimmung bis zu 1% der vollen Lichtleistung kann ein externes Offset 198, welches sonst nicht erforderlich ist, so eingesetzt werden, dass 0,3 Volt an dem Pin DIM 1% der vollen Lichtleistung entsprechen. Sobald die Dimmungsstärke auf minimale Lichtleistung eingestellt ist, wird der CRECT-Kondensator vor Schließen der Rückkopplungsschleife auf 0,3 Volt geladen.
Konventionelle Lampen, welche bei Zündung auf Dimmung eingestellt werden, weisen bezeichnenderweise einen Zündblitz auf. Der Lichtblitz, der über der gewünschten Beleuchtungsstärke liegt, wird erzeugt, indem der Lampe über einen verhältnismäßig langen und unnötigen Zeitraum nach Zündung (z. B. bis zu einigen Sekunden) ein hohes Leistungsniveau zugeführt wird. Auf diese Weise stellen Zündweisen eines konventionellen Vorschaltgeräts eine erfolgreiche Zündung der Lampe sicher. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden jedoch die Zündblitze minimiert. Die Dauer eines Zustands hoher Lichtintensität nach Zündung ist bei Einstellungen zur geringen Dimmung sehr kurz, und die visuelle Wirkung des unerwünschten Lichtblitzes wird minimiert. Eine wesentliche Vermeidung von Zündblitzen wird erreicht, indem das der Lampe 85 zugeführte Leistungsniveau unmittelbar nach erfolgter Zündung durch Verwendung der Rückkopplungsschleife reduziert wird.
Wenden wir uns nun Fig. 3 zu. IC 109 weist einen Leistungsregelungs- und Dimmungsregelungskreis 250 auf. Der Differenzstrom zwischen Pins LI1 und LI2 wird einem aktiven Gleichrichter 300 zugeführt. Der aktive Gleichrichter 300 führt unter Verwendung eines Verstärkers mit innerer Rückwirkung an Stelle einer Diodenbrücke zwecks Vermeidens eines, mit Dioden normalerweise verknüpften Spannungsabfalls eine Vollweggleichrichtung der Wechselspannungswellenform durch. Eine Stromquelle 303 erzeugt in Reaktion auf den Ausgang des aktiven Gleichrichters 300 einen gleichgerichteten Strom ILDIFF, welcher den Stromfluss durch Lampe 85, der einem Stromvervielfacher 306 an einem von zwei Eingängen zugeführt wird, darstellt.
Während des Vorheizens wird ein p-Kanal-MOSFET 331 eingeschaltet und ein n-Kanal-MOSFET 332 abgeschaltet; um Pin VL auf das Spannungspotential von Pin VDD hochzusetzen. Am Ende des Vorheizzyklus (z. B. einer Dauer von 1 Sekunde) wird p- Kanal-MOSFET 331 abgeschaltet und n-Kanal-MOSFET 332 eingeschaltet, um zu ermöglichen, dass ein Leistungsregelungs- und Dimmungsregelungsbetrieb von Wechselrichter 60 stattfindet. Durch Pin VL und n-Kanal-MOSFET 332 fließt im Anschluss an den Vorheizzyklus Strom und wird von einem Widerstand 333 skaliert. Eine Stromquelle (d. h. ein Stromverstärker) 336 erzeugt in Reaktion auf den skalierten Strom von dem Pin VL ein Stromsignal IVL. Eine Stromklemme 339 begrenzt den Maximalpegel von Stromsignal IVL, welches dem anderen Eingang von Vervielfacher 306 zugeführt wird. Eine Stromquelle 309 gibt in Reaktion auf den Ausgang von Vervielfacher 306 einen Strom ICRECT ab, welcher sowohl dem Pin CRECT als auch dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 312 der Regelabweichung zugeführt wird. Wie in Fig. 2 dargestellt, wandeln Kondensator 192 und Widerstand 195 den gleichgerichteten Wechselstrom an dem Pin CRECT in eine Gleichspannung um.
Wieder auf Fig. 3 zurückkommend, wird an dem Pin DIM eine Gleichspannung an eine Spannungsklemmschaltung 315 angelegt. Die Spannungsklemmschaltung 315 begrenzt die Spannung an dem Pin CRECT auf 0,3 bis 3,0 Volt. Der Ausgang von Spannungsklemmschaltung 315 wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers 312 der Regelabweichung zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 312 der Regelabweichung regelt den Pegel des durch eine Stromquelle 345 fließenden Stroms IDIF. Ein Stomkomparator 348 vergleicht Strom IDIF mit einem Referenzstrom IMLN und einem Strom IMOD und gibt das Stromsignal größter Stärke ab. Der Strom IMOD wird von einem Schaltkondensatorintegrator 327 geregelt. Der von Stromkomparator 348 abgegebene Strom liefert ein Steuersignal, welches die Schwingungsfrequenz (Schaltfrequenz) bestimmt, auf welcher VCO 318 oszilliert. Sobald die Lampe zündet, sind die Spannung an Pin CRECT und der Strom IDIF Null. Der Ausgang des Komparators 348 wählt unter IMIN, IDIF und IMOD den maximalen Strompegel aus, welcher IMOD ist. Der Strom IDIF steigt an, während sich die Spannung an Pin CRECT bis zu der Spannung an Pin DIM aufbaut. Wenn der Strom IDIF den Strom IMOD überschreitet, entspricht der Ausgang von Komparator 348 dem Strom IDIF.
Die Rückkopplungsschleife ist um Verstärker 312 der Regelabweichung zentriert und weist Komponenten innerhalb oder außerhalb von IC 109 auf, wenn die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM gleichgesetzt wird. Liegt die Spannung an dem Pin DIM unter -,3 Volt, wird an den invertierenden Eingang von Verstärker 312 der Regelabweichung eine Gleichspannung von 0,3 Volt angelegt. Sobald die Spannung an dem Pin DIM 3,0 Volt überschreitet, werden an den Verstärker 312 der Regelabweichung 3,0 Volt angelegt. Die an den Pin DIM angelegte Spannung sollte sich zwischen einschließlich 0,3 Volt und einschließlich 3,0 Volt bewegen, um ein gewünschtes Verhältnis von 10 : 1 zwischen der maximalen und der minimalen Lichtstärke der Lampe 85 zu erreichen. Der Eingang zu Vervielfacher 306 wird durch Stromklemme 339 begrenzt, um eine richtige Skalierung des Stroms in Vervielfacher 306 vorzusehen.
Die Frequenz von CCO 318 regelt in Reaktion auf den Ausgang von Komparator 348 die Schaltfrequenz von Halbbrückenwechselrichter 60. Während des Vorheizens und des Zünddurchlaufs führt Komparator 348 CCO 318 den Strom IMOD zu. Komparator 348 gibt an CCO 318 den Strom IDIF während des stabilen Betriebs ab. CCO 318 begrenzt in Reaktion auf den Strom IMIN bei Abgabe desselben durch Komparator 348 die Minimalschaltfrequenz. Die Minimalschaltfrequenz basiert ebenfalls auf Kondensator 159 und Widerstand 156, welche an Pins CF und RREF jeweils extern mit IC 109 verbunden sind. Wechselrichter 60 erreicht einen Betrieb mit geschlossener Rückkopplungsschleife, wenn die Spannung an Pin CRECT der Spannung an Pin DIM entspricht. Verstärker 312 der Regelabweichung stellt den von Komparator 348 abgegebenen Strom IDIF so ein, dass die Spannung an Pin CRECT in etwa der Spannung an Pin DIM entsprechend aufrechterhalten wird.
Bei Ermitteln, ob Wechselrichter 60 sich in dem kapazitiven Betriebsmodus oder nahe an diesem befindet, überwacht eine Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung den Strom des Resonanzinduktors, wie durch das Signal an dem Pin RIND dargestellt. Wechselrichter 60 befindet sich in dem kapazitiven Betriebsmodus, wenn der durch Induktor 75 fließende Strom gegen die Spannung an Schalter 112 voreilt. In dem kapazitivnahen Betriebsmodus eilt der durch Induktor 75 fließende Strom noch nicht gegen die Spannung an Schalter 112 vor, ist jedoch kurz davor. So liegt zum Beispiel bei einer auf Induktor 75 und Kondensator 80 basierenden Resonanzfrequenz von etwa 50 kHz ein kapazitivnaher Betriebsmodus vor, wenn der durch Induktor 75 fließende Strom gegen die Spannung an Schalter 112 nacheilt, jedoch innerhalb etwa 1 Mikrosekunde diese erreicht hat.
Schaltung 364 erkennt ebenfalls, ob eine Leitung in Flussrichtung oder eine Body-Diodenleitung (von dem Substrat zu dem Drain) von Schalter 100 oder 112 stattfindet. Ein von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 erzeugtes Signal IZEROb, das heißt, ein an dem Ausgang Q eines Flipflops 370 erzeugtes Signal IZEROb 10 weist einen hohen Logikpegel auf, wenn Schalter 100 oder 112 in Flussrichtung leitet, während es einen niedrigen Logikpegel aufweist, wenn die Body-Diode von Schalter 100 oder 112 leitet. Signal IZEROb wird einem Pin IZEROb von CCO 318 zugeführt. Weist Signal IZEROb einen niedrigen Logikpegel auf, befindet sich die Wellenform an dem CF-Pin 379 im Wesentlichen auf einem konstanten Niveau. Weist Signal IZEROb einen hohen Logikpegel auf und Schalter 100 ist leitend, steigt die Spannung an dem Pin CF an. Sobald Signal IZEROb einen hohen Logikpegel aufweist und der Schalter 112 leitend ist, fällt die Spannung an dem Pin CF ab.
Ein Signal cm, das von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 erzeugt wird, das heißt, ein von einem ODER-Gatter 373 erzeugtes Signal cm, weist einen hohen Logikpegel auf, wenn sich die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 in dem kapazitivnahen Betriebsmodus befindet Ein Schaltkondensatorintegrator 327 bewirkt auf Grund des Signals cm, welches einen hohen Logikpegel aufweist, eine Zunahme der abgegebenen Leistung von Stromquelle 329 (d. h. Strom IMOD). Die Zunahme der Stärke des Stroms IMOD bewirkt, dass Komparator 348 VCO 318 den Strom IMOD zuführt, wodurch eine Erhöhung der Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 stattfindet. Der kapazitivnahe Betriebsmodus wird von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 durch Überwachen des Vorzeichens (+ oder -) der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Vorderflanke (ansteigenden Flanke) jedes an Pin G1 und G2 von IC 109 erzeugten Gateansteuerungsimpulses nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Vorderflanke von Gateimpuls G1 + (positiv) oder von Gateimpuls G2 - (negativ), befindet sich Wechselrichter 60 in einem kapazitivnahen Betriebsmodus.
Ein NAND-Gatter 376 gibt ein Signal CMPANIC ab, welches einen hohen Logikpegel aufweist, wenn Wechselrichter 60 in dem kapazitiven Modus arbeitet. Sobald der kapazitive Modus nachgewiesen wird, steigt der Pegel des Stroms IMOD in Reaktion auf die abgegebene Leistung von Schaltkondensatorintegrator 327 rapide an. VCO 318 steuert, basierend auf dem Signal IMOD, Widerstand 156 und Kondensator 159, einen relativ rapiden Anstieg auf die maximale Schaltfrequenz von Wechselrichter 60. Der kapazitive Modus wird durch Überwachen des Vorzeichens (+ -) der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Rückflanke (abfallenden Flanke) jedes an Pin G1 und G2 von IC 109 erzeugten Gateansteuerungsimpulses nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Rückflanke von Gateimpuls G1 - (negativ) oder von Gateimpuls G2 + (positiv), arbeitet Wechselrichter 60 in einem kapazitiven Betriebsmodus.
Ein Schaltkreis 379 stellt in Reaktion auf den Wert von Kondensator 165 (zwischen Pin CP und Erde geschaltet) die Zeitpunkte ein, um die Glühfäden von Lampe 85 vorzuheizen und Wechselrichter 60 in einen Standbymodus zu versetzen. Während des Vorheizzyklus werden an dem Pin CP zwei Impulse (der Dauer einer Sekunde) erzeugt. Die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 beträgt während des Vorheizzyklus etwa 80 kHz. Am Ende des Vorheizzyklus nimmt ein Signal IGNST einen hohen Logikpegel an, wodurch ein Zündstart, das heißt, ein Zünddurchlauf in der Schaltfrequenz von etwa 80 kHz bis etwa gerade oberhalb der Resonanzfrequenz von Induktor 75 und Kondensator 85 von zum Beispiel etwa 60 kHz (unbelastete Resonanzfrequenz) ausgelöst wird. Dieser Zünddurchlauf kann bei einer Geschwindigkeit von zum Beispiel 10 kHz/Millisekunden stattfinden.
IC 109 regelt die Amplitude des durch Resonanzinduktor 75 fließenden Stroms, welcher an dem Pin RIND erfasst wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin RIND -,4 überschreitet, nimmt ein von einem Komparator 448 abgegebenes Signal PC einen hohen Logikpegel an, wodurch die von Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene Leistung den Pegel des Stroms IMOD einregelt. Die Folge ist eine Erhöhung der RMS- Schaltfrequenz, wodurch die Amplitude des durch Resonanzinduktor 75 fließenden Stroms reduziert wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin RIND unter -,4 fällt, nimmt ein Signal PC einen niedrigen Logikpegel an, der bewirkt, dass die von Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene Leistung den Pegel des Signals IMOD so einregelt, dass die Schaltfrequenz abnimmt. Daraus ergibt sich eine Zunahme des durch Resonanzinduktor 75 fließenden Stroms. Es wird ein gut geregelter Stromfluss durch Resonanzinduktor 75 erreicht, welcher während des Vorheizens eine im Wesentlichen konstante Spannung an jedem Glühfaden von Lampe 85 ermöglicht. Alternativ kann bei Vorheizen ein im Wesentlichen konstanter Stromfluss durch die Glühfäden erreicht werden, indem ein Kondensator (nicht dargestellt) in Reihe mit jedem Glühfaden vorgesehen wird.
Schaltkreis 379 weist ebenfalls einen Zündtimer auf, welcher nach Ablauf des Vorheizzyklus einsetzt. Sobald dieser aktiviert ist, wird an dem Pin CP ein Impuls erzeugt. Wird nach diesem Impuls entweder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs oder ein Überspannungszustand an Lampe 85 festgestellt, wird IC 109 in einen Standbymodus versetzt. Im Standbymodus stoppt VCO 318 die Oszillation, wobei Schalter 112 und 100 jeweils in einem leitenden und nicht leitenden Zustand gehalten werden. Zum Verlassen des Standbymodus muss die Versorgungsspannung für IC 109 (d. h. die Pin VDD zugeführte) mindestens auf einen Abschaltschwellwert oder einen Wert unter diesem (z. B. Volt) reduziert und dann mindestens auf einen Einschaltschwellwert (z. B. 12 Volt) erhöht werden.
Der Vorheiztimer weist eine Schmitt-Triggerschaltung 400 (d. h. einen Komparator mit Hysterese) auf, welche die Auslösepunkte der CP-Wellenform einstellt. Diese Auslösepunkte stellen die an den Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 400 angelegten Spannungen zum Ein- und Ausschalten derselben dar. Ein Schalter 403 erzeugt im leitenden Zustand einen Weg zum Entladen von Kondensator 165. Schalter 403 wird bei jedem von der Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugten Impuls für die Dauer desselben in einen leitenden Zustand versetzt. Kondensator 165 wird entladen, sobald die Spannung an dem Pin CP den oberen Auslösepunkt, wie durch die Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugt, überschreitet. Der Entladungsweg sieht den Pin CP, Schalter 403 und Erde vor. Kondensator 165 wird durch eine Stromquelle 388 geladen. Bei Feststellen eines kapazitiven Betriebsmodus, wie durch die Erzeugung eines Signals CMPANIC an einem NAND-Gatter 376 widergespiegelt, wird ein Schalter 392 eingeschaltet. Kondensator 165 wird nun ebenfalls durch eine Stromquelle 391 geladen. Der Kondensator 165 aufladende Strom ist 10 mal höher, wenn der kapazitive Betriebsmodus nachgewiesen wird. Die Spannung an dem Pin CP erreicht den oberen Auslösepunkt der Schmitt-Triggerschaltung 400 in 1/10 der Zeit, welche es kostet, wenn kein kapazitiver Modus festgestellt wird. Der Impuls an dem Pin CP ist daher bei Nachweisen des kapazitiven Betriebsmodus 10 mal kürzer als bei Nichtfeststellen desselben. Infolgedessen wird IC 109 in relativ kurzer Zeit in den Standbymodus versetzt, sobald eine Zunahme der Schaltfrequenz den Zustand des kapazitiven Betriebsmodus nicht ausschaltet.
Der Vorheiztimer weist ebenfalls einen D-Flipflop auf, welcher den Zähler 397 bildet. An dem Ausgang eines NAND-Gatters 406 wird ein Signal COUNT 8b erzeugt, welches am Ende der Zündperiode einen niedrigen Logikpegel annimmt. Ein Gatter 412 gibt einen hohen Logikpegel ab, sobald ein, einen minimalen Schwellwert vorsehender Überspannungszustand (d. h., wie durch das Signal OVCLK dargestellt) an Lampe 85 oder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs (d. h., wie durch Signal CMPANIC dargestellt) nachgewiesen wurde. Sobald der Ausgang eines Gatters 415 einen hohen Logikpegel annimmt, wird Schalter 403 eingeschaltet, was in der Entladung von Kondensator 165 resultiert.
Wie oben erörtert, wird der von dem Pin VL kommende Eingangsstrom im Anschluss an den Vorheizzyklus zum Zwecke der Leistungs- und Dimmungsregelung über Stromquelle 336 dem Vervielfacher 306 zugeführt. Der von dem Pin VL kommende Eingangsstrom speist über eine Stromquelle 417, eine Stromquelle 418 und eine Stromquelle 419 ebenfalls jeweils die nicht invertierenden Eingänge eines Komparators 421, 424 und 427.
Komparator 421 aktiviert in Reaktion auf den Nachweis, dass die Lampenspannung eine minimale Überspannungsschwelle überschritten hat, den Zündtimer. Sobald nach Ablauf des Zündtimers der, einen minimalen Schwellwert vorsehende Überspannungszustand vorliegt, wird IC 109 in den Standbymodus versetzt. Ein D-Flipflop 430 steuert den Ausgang von Komparator 421 an der abfallenden Flanke des an Pin G2 erzeugten Gateimpulses mit einem Takt. Die Logikschaltung aus einem D-Flipflop 433, einem UND-Gatter 436 und einem NOR-Gatter 439 bewirkt, dass ein Schalter (ein n-Kanal- MOSFET) 440 geöffnet und dadurch das Signal ICRECT blockiert wird, sobald die minimale Überspannungsschwelle während des ersten Zünddurchlaufs überschritten wird. Der Eingang D von Flipflop 433 ist mit einem inneren Knotenpunkt 385 verbunden. Eingang D von Flipflop 433 nimmt am Ende des Vorheizzyklus einen hohen Logikpegel an, sobald ein minimaler Überspannungszustand festgestellt wird. Der Ausgang von Flipflop 433 nimmt in Reaktion auf den hohen Logikpegel an dessen Eingang D einen niedrigen Logikpegel an, wodurch bewirkt wird, dass der Ausgang von Gatter 439 auf einen niedrigen Logikpegel schaltet. Schalter 440 wird geöffnet, wodurch verhindert wird, dass das Signal ICRECT den Pin CRECT erreicht. Wird verhindert, dass das Signal ICRECT den Pin CRECT erreicht, wird Kondensator 192 über Widerstand 195 entladen. Eine vollständige Entladung erfolgt, wenn das externe Offset 198 nicht verwendet wird. Eine Teilentladung findet statt, wenn Offset 198 wie in Fig. 2 dargestellt eingesetzt wird. In beiden Fällen reduziert eine Entladung von Kondensator 192 die Spannung an dem Pin CRECT, um sicherzustellen; dass die Rückkopplungsschleife nicht geschlossen wird. Während des Vorheizzyklus weist das Signal IGNST an dem inneren Knotenpunkt 385 einen niedrigen Logikpegel auf. NOR- Gatter 439 schaltet daher Schalter 440 während des Vorheizzyklus aus. Dem Verstärker 312 der Regelabweichung wird kein Signal ICRECT zugeführt bzw. es fließt kein Signal ICRECT aus dem Pin CRECT, um Kondensator 192 zu laden.
Sobald der Zünddurchlauf beginnt, was unmittelbar nach Beendigung des Vorheizzyklus der Fall ist, weist das Signal IGNST einen hohen Logikpegel auf. Schalter 440 wird nun eingeschaltet und bleibt während des Zünddurchlaufs eingeschaltet, falls nicht eine minimale Überspannungsschwelle (z. B. etwa die Hälfte der Maximalspannung, welche bei Zündung an Lampe 85 angelegt wird) von Komparator 421 nachgewiesen wird. Während des Zünddurchlaufs nimmt die Schaltfrequenz ab, was in einer Zunahme der Spannung an Lampe 85 und des erfassten Lampenstroms resultiert. Die Stärke des Signals ICRECT nimmt zu, wodurch Kondensator 192 geladen wird, was zu einem Anstieg der Spannung an dem Pin CRECT führt. Bei geringen Dimmungsstärken könnte die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM entsprechen. Ohne weitere Intervention schließt der Verstärker 312 der Regelabweichung, welcher keine Differenz zwischen diesen beiden Spannungen feststellt, vor erfolgreicher Zündung von Lampe 85 vorzeitig die Rückkopplungsschleife.
Um das vorzeitige Schließen der Rückkopplungsschleife zu vermeiden, schaltet Gatter 439 den Schalter 440 während des Zünddurchlaufs aus und hält diesen in diesem Zustand, solange ein, einen minimalen Schwellwert vorsehender Überspannungszustand, wie von Komparator 421 nachgewiesen, vorliegt. Durch Sperren des Signals ICRECT, damit dieses den Pin CRECT nicht erreicht, fällt die Spannung an dem Pin CRECT ab, wodurch verhindert wird, dass diese der Spannung an Pin DIM entspricht, selbst wenn Letztere auf ein tiefes Dimmungsniveau eingestellt ist. Infolgedessen kann die Rückkopplungsschleife während des Zünddurchlaufs nicht geschlossen werden und kann dadurch nicht verhindern, dass eine erfolgreiche Zündung stattfindet. Vorzugsweise wird Schalter 440 während des Zünddurchlaufs, welcher einsetzt, wenn die Lampenspannung die minimale Überspannungsschwelle erreicht und sich fortsetzt, bis Lampe 85 zündet, lediglich einmal ausgeschaltet. Bei ausgeschaltetem Schalter 440 kann Kondensator 192 über Widerstand 195 in ausreichendem Maße entladen werden, um sicherzustellen, dass die Rückkopplungsschleife während des Zünddurchlaufs nicht vorzeitig geschlossen wird. Bei Steuerschemen eines konventionellen Vorschaltgeräts wird der Lampe, um eine erfolgreiche Zündung derselben vorzusehen, über einen unerwünscht langen Zeitraum (z. B. bis zu mehreren Sekunden) ein relativ hohes Leistungsniveau zugeführt. Beim Versuch, eine Lampe auf einem verhältnismäßig niedrigen Helligkeitsniveau zu zünden, kann der unerwünscht lange Zeitraum, über welchen das relativ hohe Leistungsniveau der Lampe zugeführt wird, in einem, als Zündblitz bezeichneten Zustand resultieren. Unter diesen Umständen tritt ein kurzzeitiger Lichtblitz, möglicherweise weitaus heller als erwünscht, auf.
Bei dem Wechselrichter von Fig. 2 wurde ein Zündblitz im Wesentlichen ausgeschaltet, das heißt, er wurde so minimiert, dass er nicht wahrgenommen wird. Das wesentliche Eliminieren des Zündblitzes wurde erreicht, indem der unerwünscht lange Zeitraum, über welchen der Lampe 85 das relativ hohe Leistungsniveau zugeführt wird, verhindert wurde. Präziser gesagt, der Lampe 85 wird über einen Zeitraum von etwa einer Millisekunde oder weniger ein relativ hohes Leistungsniveau zugeführt, bevor dieses im Anschuss an die Lampenzündung in seiner Stärke reduziert wird. Diese sofortige Reduzierung der Lampenleistung wird durch Überwachen der Überspannungszustände und insbesondere bei Abfallen der Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle (wie von Komparator 421 bestimmt), bevor Schalter 440 erneut geschlossen werden kann, erreicht. Dieser Abfall der Lampenleistung unter die minimale Überspannungsschwelle tritt unverzüglich bei erfolgreicher Zündung von Lampe 85 ein. Mit anderen Worten, bei hohen Dimmungsniveaus, bei welchen ein Zündblitz auftreten kann, wird Letzterer verhindert, indem zuerst erkannt wird, wenn die Lampenspannung erreicht worden ist und/oder die minimale Überspannungsschwelle überschritten hat, und danach erkannt wird, wenn die Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle abgefallen ist.
Der Ausgang von Komparator 424 nimmt einen hohen Logikpegel an, sobald die Lampenspannung die maximale Überspannungsschwelle (d. h. zweimal die minimale Überspannungsschwelle) überschreitet. Sobald der Ausgang von Komparator 424 ohne Nachweis des kapazitivnahen Modus einen hohen Logikpegel aufweist, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass der Ausgang Q eines D- Flipflops 445 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von Flipflop 445 abgegebene Signal FI (Frequenzzunahme) einen hohen Logikpegel annimmt), die Schwingungsfrequenz von VCO 318 und infolgedessen die Schaltfrequenz bei einer konstanten Geschwindigkeit (z. B. bei einer Durchlaufgeschwindigkeit von 10 kHz/Millisek.). Der Zeitintervall der Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird daher reduziert. Sobald der Ausgang von Komparator 424 einen hohen Logikpegel aufweist und ein kapazitivnaher Zustand nachgewiesen wird, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass der Ausgang eines NAND-Gatters 442 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von NAND-Gatter 442 abgegebene Signal FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel annimmt) unverzüglich (z. B. innerhalb 10 Mikrosekunden) die Schwingungsfrequenz von VCO 318 und folglich die Schaltfrequenz auf deren Maximalwert (z. B. 100 kHz). Die Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird in Reaktion darauf, dass VCO 318 nun einen maximalen Schwingungswert aufweist, auf deren Mindestzeitintervall (z. B. 10 Mikrosekunden) reduziert.
Der Ausgang von Komparator 427 nimmt einen hohen Logikpegel an, sobald die Lampenspannung eine Überspannungsnotschwelle (d. h. über der maximalen Überspannungsschwelle) überschreitet. Sobald der Ausgang von Komparator 427 einen hohen Logikpegel aufweist, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass der Ausgang eines NAND-Gatters 442 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von NAND-Gatter 442 abgegebene Signal FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel annimmt) die Schaltfrequenz von VCO 318 unverzüglich auf deren Maximalwert.
Die Gateansteuerschaltung 320 ist vom Stand der Technik her bekannt und wird in U.S.-Patent 5 373 435 näher beschrieben. Die Beschreibung der Gateansteuerschaltung in U. S. Patent 5 373 435 ist hier durch Hinweis darauf summarisch eingefügt worden. Pins FVDD, G1, 51 und G2 von IC 109 entsprechen Knotenpunkten P1, P2, P3 und GL, wie in Fig. 1 von U.S.-Patent 5 373 435 dargestellt. Die hier aus Fig. 3 ersichtlichen Signale G1L und G2L entsprechen jeweils den Signalen an Anschluss INL und zwischen einem Steuerelement und Pegelumsetzer, wenn die obere Ansteuerung in U.S.-Patent 5 373 435 eingeschaltet ist.
Ein Versorgungsregler 592 weist einen Bandabstandsregler 595 auf, welcher eine Ausgangsspannung von etwa 5 Volt erzeugt. Regler 595 ist über einen großen Temperatur- und Versorgungsspannungs-(VDD)-Bereich im Wesentlichen unabhängig. Der Ausgang einer Schmitt-Triggerschaltung (d. h. Komparator mit Hysterese) 598, bezeichnet als Signal LSOUT (Low Supply Out), kennzeichnet den Zustand der Versorgungsspannung. Sobald die Eingangsversorgungsspannung an dem Pin VDD eine Einschaltschwelle (z. B. 12 Volt) überschreitet, nimmt das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel an. Fällt die Eingangsversorgungsspannung an dem Pin VDD unter eine Abschaltschwelle (z. B. 10 Volt), nimmt das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an. Während des Inbetriebsetzens nimmt das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an, welcher den Ausgang einer Verriegelung 601, bezeichnet als ein Signal STOPOSC, auf einen hohen Logikpegel einstellt. VCO 318 stoppt in Reaktion auf die Tatsache, dass das Signal STOPOSC einen hohen Logikpegel annimmt, die Oszillation und setzt den Pin CF mit der Ausgangsspannung von Bandabstandsregler 595 gleich.
Sobald die Versorgungsspannung an dem Pin VDD die Einschaltschwelle überschreitet, nimmt das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel an. Das Signal STOPOSC nimmt nun einen niedrigen Logikpegel an. VCO 318 steuert in Reaktion auf das Signal STOPOSC, welches einen niedrigen Logikpegel aufweist, den Wechselrichter 60, um, wie hier beschrieben, mit einer Schaltfrequenz zu oszillieren, wobei dem Pin CF eine im Wesentlichen trapezförmige Wellenform zugeführt wird. Sobald die Spannung an dem Pin VDD unter die Abschaltschwelle abfällt und die Gateansteuerung an Pin G2 einen hohen Logikpegel annimmt, stoppt VCO 318 die Oszillation. Die Schalter 100 und 112 werden jeweils in ihrem nicht leitenden und leitenden Zustand gehalten.
Der Ausgang von Verriegelung 601 nimmt ebenfalls einen hohen Logikpegel an, was zur Folge hat, dass VCO 318 aufhört zu oszillieren und in einen Standbymodus versetzt wird, sobald der Ausgang eines NOR-Gatters 604 einen hohen Logikpegel annimmt. Der Ausgang von NOR-Gatter 604, als Signal NOIGN gekennzeichnet, nimmt einen hohen Logikpegel an, wenn nach Verstreichen der Zündperiode entweder ein Überspannungszustand an Lampe 85 oder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs nachgewiesen wird. Jeder dieser Zustände tritt auf, wenn Lampe 85 von dem Schaltkreis entfernt wird. Der Überspannungszustand tritt auf, wenn Lampe 85 nicht gezündet werden kann.
Der Pin VL wird eingesetzt, um die Lampenleistung zu regeln, die Lampe vor Überspannungszuständen zu schützen und eine Ausgangssteuerung zwecks Differenzierens zwischen Vorheizen und normaler Regelung vorzusehen. Der Eingang in Pin VL ist ein zu einer Lampenspannung (z. B. Spitzenspannung oder gleichgerichteten, mittleren Spannung) proportionaler Strom. Der Strom an Pin VL ist an Vervielfacher 306 gekoppelt, der ein Signal erzeugt, welches das Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung darstellt und, wie oben erörtert, zur Regelung der Lampenleistung eingesetzt wird. Der Strom an Pin VL ist ebenfalls an die Komparatoren 421, 424 und 427 gekoppelt, um Überspannungzustände nachzuweisen. Während des Vorheizzyklus besteht jedoch keine Notwendigkeit, die Lampenleistung zu regeln, da in Lampe 85 noch keine vollständige Lichtbogenentladung zu verzeichnen ist. Wechselrichter 60 arbeitet während des Vorheizzyklus auf einer wesentlich höheren Frequenz als der Resonanzfrequenz des unbelasteten LC- Tankkreises von Induktor 75 und Kondensator 80. Diese wesentlich höhere Frequenz während des Vorheizzyklus resultiert in einer relativ niedrigen Spannung an Lampe 85, welche die Komponenten in Vorschaltgerät 10 oder Lampe 85 nicht beschädigt.
Während des Vorheizzyklus wird p-Kanal-MOSFET 331 eingeschaltet und n-Kanal-MOSFET 332 abgeschaltet, so dass Pin VL das gleiche Spannungspotential wie Pin VDD aufweist. Pin VL nimmt daher während des Vorheizzyklus einen hohen Logikpegel und ansonsten (z. B. bei Zündung und bei stabilem Betrieb) einen niedrigen Logikpegel an. Diese beiden unterschiedlichen Logikpegel an dem Pin VL lassen erkennen, ob Wechselrichter 60 in einem Vorheizmodus oder nicht in einem solchen arbeitet.
Der hohe Logikpegel an Pin VL während des Vorheizzyklus schaltet den Schalter 82 des n-Kanal-MOSFETs ein. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 parallel geschaltet. Die Hinzufügung von Kondensator 81 verringert die unbelastete Resonanzfrequenz, was in einer, während des Vorheizens an Lampe 85 angelegten, niedrigeren Spannung resultiert. Nach Verstreichen des Vorheizzyklus wird Schalter 82 durch den niedrigen Logikpegel an dem Pin VL ausgeschaltet. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 nicht mehr parallel geschaltet. Die unbelastete Resonanzfrequenz nimmt zu und kann nun während des Zünddurchlaufs leichter erreicht werden. An Lampe 85 können ausreichend hohe Spannungen angelegt werden, um diese zu zünden.
Während des Vorheizzyklus ist ein Erfassen der Spannung an Lampe 85, wie durch die Spannung an dem Pin VL dargestellt, seitens des ICs 109 nicht erforderlich. Pin VL wird daher während der Vorheizperiode eingesetzt, um Schalter 82 leitend zu machen. Nach dem Vorheizzyklus müssen die Überspannungszustände und Lampenleistung überwacht werden, wofür ein Erfassen der Lampenspannung, wie durch die Spannung an dem Pin VL widergespiegelt, erforderlich ist. Die Spannungen an dem Pin VL weisen nun einen niedrigen Logikpegel auf und bewegen sich typischerweise in dem Bereich zwischen etwa 0 und 800 Millivolt, wodurch Schalter 82 ausgeschaltet werden kann. Daher steuert der Logikpegel an dem Pin VL, welcher widerspiegelt, ob IC 109 im Vorheizmodus arbeitet oder nicht, die Anordnung des Resonanztankkreises. Pin VL kann ebenfalls zur Steuerung der Schaltung weiterer Komponenten außerhalb des ICs 109, welche sich in und außer Betrieb befinden, verwendet werden, um die Leistung von Wechselrichter 60 oder Lampe 85 in und nach dem Vorheizzustand zu beeinflussen.
Wenden wir uns nun Fig. 4 zu, in der ein Diagramm der Lampenleistung gegenüber der Dimmungsregelungseingangsspannung im Besonderen die Nichtreproduzierbarkeit von Steuerschemen eines konventionellen Vorschaltgeräts darstellt. Mehrere Kurven 90, 92 und 94 stellen Fluoreszenzlampen mit unterschiedlichen Inertgasen und/oder unterschiedlichen Durchmessern dar. Bei der gleichen Dimmungsregelungseingangsspannung sehen Kurven 90 und 92 oder Kurven 90 und 94 wesentlich unterschiedliche Lampenleistungen vor. Die Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei verschiedenen, durch das gleiche Vorschaltgerät gespeisten Arten Lampen kann bei der gleichen Dimmungsregelungseingangsspannung nicht durchweg und auf zuverlässige Weise erreicht werden. Des Weiteren kann keines dieser Steuerschemen eines konventionellen Vorschaltgeräts auf Dunkeldimmungsstärken, das heißt, bis zu 1% bis 3% der gesamten Lampenleistung, richtig eingestellt werden. Vielmehr kann jede dieser drei Lampen nicht unter etwa 20% der vollen Lampenleistung gehen.
Im Gegensatz dazu sieht die vorliegende Erfindung, wie in Fig. 5 dargestellt, sowohl eine ausgezeichnete Reproduzierbarkeit als auch Dunkeldimmungsstärken, welche auf einfache Weise eingestellt werden können, vor. Bei der gleichen Dimmungsregelungseingangsspannung sehen alle drei Kurven im Wesentlichen die gleiche Lampenleistung vor. Sämtliche drei Lampen können ebenfalls auf Dunkeldimmungsstärken, das heißt, bis etwa 1% der abgegebenen, vollen Lichtmenge der Lampe, eingestellt werden. Überdies ist jede dieser Kurven im Wesentlichen linear, wodurch es relativ einfach ist, die Lampenleistung auf Dunkeldimmungsstärken einzustellen.
Wie aus Obigem zu schließen ist, ist eine Regulierung bei so geringen Lichtstärken wie etwa 1% bis 3% der vollen Lichtleistung möglich. Eine Einstellung auf solche Dunkeldimmungslichtstärken wird durch eine relativ lineare Beziehung zwischen dem externen Dimmungsregelungssignal und der Lampenleistung vorgesehen. Vorschaltgerät 10 speist ebenfalls verschiedene Arten Lampen auf praktisch dem gleichen Lichtleistungsniveau, das heißt, es sieht eine Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei verschiedenen Arten Lampen vor. Eine solche Regulierung und Reproduzierbarkeit werden erreicht, indem der Wechselrichter, statt auf einem konventionellen Steuerschema basierend, bei welchem sich dem Lampenleistungsverbrauch lediglich genähert wird, auf dem tatsächlichen Lampenleistungsverbrauch basierend gesteuert wird.

Claims

1. Wechselrichter (60) zum Speisen einer Last (585) mit einer Lampe (585), welcher aufweist:

Schaltmittel (100, 112), die auf Steuersignale ansprechen, um in den leitenden und den nicht leitenden Zustand zu schalten, wobei der Last Energie so zugeführt wird, dass an die Lampe eine Spannung angelegt wird und Strom durch diese fließt, sowie

einen Steuerschaltkreis (65) zur Erzeugung der Steuersignale mit einem Verstärker (312), um ein Rückkopplungssignal, welches auf einem, die Menge der von der Lampe verbrauchten Energie reflektierenden Lampenleistungssignal basiert, mit einer wechselnden Spannung, welche einen gewünschten Lampenleistungspegel von einer minimalen Dimmungsstärke bis zu einer maximalen Helligkeit bei voller Lampenleistung darstellt, zu vergleichen, wobei der Steuerschaltkreis auf einem integrierten Schaltkreis, welcher eine Spannungsbegrenzungsschaltung zur Begrenzung des Wertes der wechselnden Spannung zwischen einer unteren und einer oberen Grenze aufweist, ausgebildet ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Rückkopplungssignal die Summe einer Offset- Gleichspannung und des Lampenleistungssignals darstellt.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, wobei die Offset-Gleichspannung eine konstante Gleichspannung ist.

3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Steuerschaltkreis einen Vervielfacher (306) aufweist, um das Lampenleistungssignal zu erzeugen, welches proportional zu dem Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung ist.

4. Wechselrichter nach Anspruch 3, wobei der Steuerschaltkreis weiterhin die Serienschaltung aus einer Gleichspannungsquelle (VDD) und einem Widerstandsspannungsteilernetz (199, 195) außerhalb des integrierten Schaltkreises zur Erzeugung des Offset-Gleichspannungspegels aufweist sowie über einen Pin des integrierten Schaltkreises mit dem Vervielfacher verbunden ist, wobei die Spannung an dem Pin als Rückkopplungsspannung dient.

5. Wechselrichter nach Anspruch 1, wobei lediglich eine oder mehrere lineare Beziehungen sowohl zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch zwischen dem Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung bestehen, so dass statt lediglich einer mehrere lineare Beziehungen zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung bestehen.

6. Wechselrichter nach Anspruch 2, wobei eine einzelne lineare Beziehung sowohl zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch zwischen dem Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht, so dass eine einzelne lineare Beziehung zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht.