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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät, das für den Betrieb
von Lampen mit vorheizbaren Elektroden ausgelegt ist.
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Stand der
Technik
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Solche
Lampen und Vorschaltgeräte
sind an sich seit langem bekannt. In einer Gruppe von Geräten wird
ein sog. PTC-Element (ein Widerstand mit ausgeprägtem positiven Temperaturkoeffizienten) zur
Festlegung einer Vorheizzeit beim Neustart einer solchen Lampe eingesetzt.
Das PTC-Element erwärmt
sich während
des Vorheizens durch einen Strom und beendet den Vorheizvorgang
durch Erhöhung
seines elektrischen Widerstandes.
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Die
Steuerung der Wandler, insbesondere des oder der darin verwendeten
Schalttransistoren, kann einerseits durch eine Rückkopplung erfolgen, wobei
man von einem sog. selbsterregten Wandler spricht. Andererseits
ist es auch bekannt, Wandler extern durch eine Ablaufsteuerung zu
steuern und dabei insbesondere Einfluss auf die Betriebsfrequenz
des Wandlers zu nehmen, beispielsweise zur Lampenstromregelung im
Dauerbetrieb.
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In
der Regel sind die Vorschaltgeräte
zum Betrieb an einem Wechselspannungs-Versorgungsnetz ausgelegt.
Ein Gleichrichter dient zur Erzeugung einer Zwischenkreis-Gleichspannung,
mit der ein Wandler versorgt wird, der wiederum eine gegenüber der
Netzfrequenz höherfrequente
Versorgungsleistung zum Betrieb der Lampe erzeugt.
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Eine
wichtige Eigenschaft solcher Vorschaltgeräte ist die Art der Leistungsentnahme
aus dem Wechselspannungs-Versorgungsnetz. Wenn der Gleichrichter
einen Zwischenkreis-Speicherkondensator lädt, so kommt es ohne weitere
Maßnahmen
zu stoßartigen
Ladungsvorgängen
des Zwischenkreisspeicherkondensator, wenn die momentane Netzspannung über der
Kondensatorspannung liegt. Damit werden Netzstromoberschwingungen
erzeugt und ein schlechter Leistungsfaktor verursacht.
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Es
gibt verschiedene Möglichkeiten
zur Verbesserung des Leistungsfaktors, d. h. zur Reduktion von Netzstromoberschwingungen.
Zum Teil sind die entsprechenden Eigenschaften von elektronischen Vorschaltgeräten auch
durch Vorschriften geregelt, z. B. die IEC1000-3-2. Neben eigenen
Wandlern zum Aufladen des Zwischenkreis-Speicherkondensators (oder
allgemeiner Hauptenergiespeichers) aus der gleichgerichteten Netzspannung
kommen auch sog. Pumpschaltungen in Betracht. Letztere benötigen einen
vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand.
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Die
Topologie einer Pumpschaltung beinhaltet, dass der Netzgleichrichter über mindestens
einen elektronischen Pumpschalter mit dem Zwischenkreis-Speicherkondensator
gekoppelt ist. Dadurch entsteht zwischen dem Netzgleichrichter und
dem elektronischen Pumpschalter ein Pumpknoten. Dieser ist über ein
Pumpnetzwerk mit dem Wandlerausgang gekoppelt. Das Pumpnetzwerk
kann Bauteile enthalten, die zugleich einem Anpassnetzwerk zur Ankopplung
der Lampe an den Wandlerausgang zugeordnet werden können. Das
Prinzip der Pumpschaltung besteht darin, während einer Halbperiode der
Wandlerfrequenz über
den Pumpknoten Energie aus der gleichgerichteten Netzspannung zu
entnehmen und im Pumpnetzwerk zwischenzuspeichern. In der darauffolgenden
Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den
elektronischen Pumpschalter dem Zwischenkreis-Speicherkondensator zugeführt.
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Der
gleichgerichteten Versorgungsspannung wird demnach im Takt der Wandlerfrequenz
Energie entnommen. Allgemein enthält das elektronische Vorschaltgerät Filterschaltungen,
die Spektralanteile des Netzstroms im Bereich der Wandlerfrequenz
und darüber
unterdrücken.
Der oder die Pumpschaltungen können
so ausgelegt sein, dass die Netzstromoberschwingungen die erwähnten Vorschriften
oder andere Anforderungen einhalten.
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Im Übrigen wird,
was Pumpschaltungen angeht, auf den Stand der Technik, und zwar
insbesondere die Anmeldungen
DE
103 03 276.2 und
DE
103 03 277.0 derselben Anmelderin und dortigen Zitate verwiesen.
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Darstellung
der Erfindung
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Der
Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein im Hinblick
auf die Vorheizung von Lampenelektroden verbessertes elektronisches
Vorschaltgerät
mit einer Pumpschaltung anzugeben.
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Die
Erfindung richtet sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Entladungslampe
mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist:
- – einen
Wechselspannungsversorgungsanschluss,
- – einen
an dem Versorgungsanschluss angeschlossenen Gleichrichter,
- – einen
Wandler zur Erzeugung einer höherfrequenten
Versorgungsleistung für
die Entladungslampe aus der durch den Gleichrichter gleichgerichteten
Versorgungsleistung des Versorgungsanschlusses,
- – einer
Pumpschaltung zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch
Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss,
dadurch
gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät einen Vorheiztransformator
enthält,
der dazu ausgelegt ist, während
einer Vorheizphase vor einer Zündung der
Lampe die sekundärseitig
an ihm angeschlossenen vorheizbaren Elektroden mit einer Vorheizleistung
zu versorgen, wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, während des
Vorheizens den Wandler mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des
Vorschaltgeräts
erhöhten
Fre quenz zu betreiben, um die Primärseite des Vorheiztransformators
zu versorgen,
sowie auf ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben
einer Lampe.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben
und werden im Folgenden näher
erläutert.
Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie
als auch auf die Vorrichtungskategorie der Erfindung. Der Erfinder
ist von der Grundüberlegung
ausgegangen, dass eine Pumpschaltung nach wie vor eine attraktive
weil einfache und wirkungsvolle Möglichkeit zur Leistungsfaktorkorrektur
darstellt.
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Er
hat ferner eine Lösung
gesucht, bei der anstelle eines PTC-Elements eine Ablaufsteuerung für die Definition
der Vorheizphase verwendet wird. Dabei ergibt sich als Hauptproblem,
dass die Energiedissipation durch das PTC-Element im Rahmen des Erwärmungsvorgangs
ausfällt.
Die durch die Pumpschaltung gepumpte Energie muss also während des
Vorheizens anderweitig dissipiert werden. Es ist beobachtet worden,
dass die Pumpwirkung der Pumpschaltung i. a. mehr Energie pumpen
kann, als für
die Vorheizung der Elektroden benötigt wird. Dabei kann es zu
einer Überlastung
von Bauteilen, insbesondere des Zwischenkreis-Speicherkondensators,
durch Anstieg der Spannung auf unzulässige Werte kommen.
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Dies
kann allerdings dadurch verhindert werden, dass die Pumpwirkung
der Pumpschaltung reduziert wird, und zwar in besonders einfacher
und effizienter Weise durch eine Frequenzerhöhung. Die Erfindung sieht also
vor, dass während
des Vorheizens im Vergleich zu der Leerlaufresonanzfrequenz eine
deutlich höhere
Wandlerfrequenz verwendet wird.
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Die
Absenkung der effektiven Pumpwirkung mit der Frequenz hängt, vereinfacht
ausgedrückt,
damit zusammen, dass das Resonanzverhalten des die Lampe enthaltenden
Resonanzkreises eine die Frequenzabhängigkeit des kapazitiven Pumpens
und induktiven Pumpens überkompensierende
Fre quenzabhängigkeit
hat. Näherungsweise
sinkt die effektive Pumpleistung bei kapazitiven Pumpschaltungen etwa
proportional zum Kehrwert des Frequenzquadrats und bei induktiven
Pumpschaltungen etwa umgekehrt proportional zur Frequenz.
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Insbesondere
kann die während
des Vorheizens verwendete Frequenz über dem 1,3-fachen der Leerlaufresonanzfrequenz
liegen, wobei Frequenzen über
dem 1,4-fachen, 1,5-fachen, 1,6-fachen, 1,7-fachen, 1,8-fachen,
1,9-fachen oder
etwa bei oder über dem
2-fachen zunehmend bevorzugt sind, damit die Pumpwirkung gegenüber dem
Betrieb signifikant reduziert ist. Die Leerlaufresonanzfrequenz
ist dabei die üblicherweise
so bezeichnete Resonanzfrequenz des Lampenkreises ohne angeschlossene
Lampe, die sich in der allgemein bekannten Weise im Wesentlichen
aus der Lampendrosselinduktivität
und der Kapazität
des Resonanzkondensators ergibt.
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Schließlich sieht
die Erfindung einen Vorheiztransformator vor, mit dem ein für das Vorheizen ausreichend
großer
Strom erzeugt werden kann. Durch die Drosselwirkung der Lampendrossel
besteht ansonsten die Gefahr, dass der Strom bei den bevorzugten
relativ hohen Vorheizfrequenzen zu klein wird und sich damit im
Hinblick auf den Strom (nicht die Energie) keine ausreichende Vorheizwirkung
erzielen lässt.
Die erfindungsgemäße Erhöhung der
Vorheizfrequenz läuft
also zunächst
der Erzeugung ausreichend großer
Vorheizströme
entgegen. Dieses Problem lässt
sich jedoch durch den erwähnten
Vorheiztransformator beheben.
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Insgesamt
kann damit erreicht werden, dass beim Vorheizen mit einem elektronischen
Vorschaltgerät
mit einer Pumpschaltung und ohne PTC-Element eine so hohe Wandlerfrequenz
verwendet wird, dass die von dem Wandler erzeugte Vorheizenergie höchstens
bei der maximal zulässigen
Vorheizenergie der jeweiligen Lampenelektroden liegt. Solche Vorheizenergien
lassen sich beispielsweise entsprechend der energiegesteuerten Vorheizung
nach IEC81 bzw. IEC901 jeder Lampenelektrode zuordnen.
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Ferner
bietet der Vorheiztransformator eine Potentialtrennung zu den Elektroden,
was in vielen Fällen
ebenfalls von Vorteil ist.
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Vermieden
werden können
vor allem die Nachteile der häufig
verwendeten PTC-Elemente, die nach relativ kurzen Netzpausen beispielsweise
noch heiß und
hochohmig sind, so dass dann keine ausreichende Vorheizung der Lampenelektroden
und somit ein schädlicher
Kaltstart erfolgt. Ferner zeigen PTC-Elemente Verluste, die zum einen den
Wirkungsgrad des Vorschaltgeräts
verschlechtern und zum anderen zu einer häufig unerwünschten zusätzlichen Erwärmung mit
entsprechend größeren Problemen
bezüglich
der Abwärme
und der Dauerhaftigkeit der Bauteile und Lötstellen führen. Ferner kommt es bei moderneren
Lampen (beispielsweise T5-Bautyp) vor allem bei Reihenschaltungen
zu erheblichen Spannungsbelastungen, die mit PTC-Elementen ebenfalls
nicht mehr ohne weiteres realisierbar sind. Schließlich erübrigt sich
die Abschaltung der Pumpschaltung während des Vorheizens und damit
die Notwendigkeit entsprechend ausgelegter Schalter und insbesondere
von spannungsfesten Treiberschaltungen ("High Side Driver").
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Andererseits
ist es im Rahmen dieser Erfindung bevorzugt, einen Schalter zum
Abschalten des Vorheiztransformators vorzusehen. Damit kann nach dem
Vorheizen jede weitere, auch noch so geringe Energieentnahme durch
den Vorheizkreis vermieden werden. Dies ist vor allem dann wesentlich,
wenn Lampen betrieben werden sollen, bei denen besonders kritische
Anforderungen bezüglich
der Lampentemperatur bestehen und damit jedweder zusätzlicher
Wärmeeintrag,
etwa durch einen kleinen Restheizstrom während des Dauerbetriebs, unterbunden
werden soll ("Cut
Off"). Wenn dies
nicht so entscheidend ist oder eine andere Möglichkeit zum Unterbinden von
Restheizströmen
im Dauerbetrieb existiert, ist es bevorzugt, die ohnehin vorhandene Lampendrossel
als Primärwicklung
des Vorheiztransformators zu verwenden, also die Lampendrossel mit einigen
zusätzlichen
Wicklungen zu versehen, die mit sehr geringem Kostenaufwand möglich sind.
Eine Möglichkeit,
Restheizströme
im Dauerbetrieb wenigstens zu verringern, besteht bei spielsweise
darin, in den Vorheizkreis, also auf der Sekundärseite des Vorheiztransformators,
einen Kondensator zu schalten. Bei den erfindungsgemäß erhöhten Vorheizfrequenzen
hat dieser eine relativ niedrige Impedanz und stört damit nicht sehr; seine
Impedanz erhöht sich
jedoch im Normalbetrieb durch die Frequenzabsenkung. Ein solcher
Kondensator hat auch andere Vorteile, nämlich die Gleichstromsperrung.
Dies kann beispielsweise in Zusammenhang mit einer im Rahmen dieser
Erfindung nicht im einzelnen diskutierten Wendelbrucherkennung,
bei der die Gleichstromleitfähigkeit
der Lampenelektroden verwendet wird, von Bedeutung sein. Hier können die
parallel liegenden Sekundärwicklungen
in den Vorheizkreisen stören, würden aber
durch den Kondensator gleichstrommäßig abgetrennt.
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Eine
weitere Möglichkeit,
die jedoch im Rahmen dieser Erfindung aus verschiedenen Gründen weniger
bevorzugt ist, besteht darin, insbesondere im Vorheizkreis selbst
eine Resonanz bei der Vorheizfrequenz auszunutzen. Es können jedoch
Probleme durch Anregung der Resonanz durch Oberschwingungen im Dauerbetrieb
auftreten, wobei auch zu beachten ist, dass die von dem Wandler
im Dauerbetrieb erzeugten Spannungsverläufe regelmäßig nicht sinusförmig und
damit oberwellenreich sind.
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Vorzugsweise
ist bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät eine Lampenstrom-
oder Lampenleistungsregelung vorgesehen, die im Lampendauerbetrieb
die Wandlerfrequenz so verändert,
dass ein bestimmter Sollwert eingehalten wird. Dies erfolgt letztlich über eine
Annäherung
oder Entfernung der Wandlerfrequenz von der Resonanzfrequenz des
die Lampe enthaltenden Lampenresonanzkreises.
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Ferner
sieht eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung eine Spannungsregelschaltung
vor, die dazu dient, die Zündspannung
des Lampenresonanzkreises über
die Frequenz des Wandlers des Vorschaltgeräts einzustellen. Diese Spannungsregelschaltung
ist von Vorteil, weil bei einer Zündung über eine Resonanzanregung infolge
der Güte
des Lampenresonanzkreises eine relativ genaue Frequenzeinstellung
erforderlich ist. Die Regelschaltung kann nun die Frequenz dem Resonanzverhalten
des Lampenresonanzkreises anpassen bzw. "nachfahren" und dabei insbesondere über eine
Begrenzung der Zündspannung
durch Frequenzveränderung
arbeiten.
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Die
zuvor erwähnte
Lampenstrom- bzw. Leistungsregelschaltung kann mit der Spannungsregelschaltung
insoweit kombiniert werden, als beide auf den selben Steuereingang
für die
Steuerung der Betriebsfrequenz des Wandlers zugreifen. Dabei kann
vorzugsweise vorgesehen sein, dass die Schaltung als Strom- bzw.
Leistungsregelschaltung (also Dauerbetriebs-Regelschaltung) funktioniert,
sobald nennenswerte Lampenströme
fließen,
die Lampe also gezündet
hat, und im anderen Fall die Spannungsregelung "Vorrang hat".
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Die
erwähnte
Kombination von Dauerbetriebsschaltung und Spannungsregelschaltung
kann ferner dazu ausgelegt sein, die Lampenspannung, ein davon abgeleitetes
Potential oder eine andere damit korrelierende Größe an einen
Eingang des Regelverstärkers
oder Schalttransistors der Dauerbetriebsregelschaltung anzulegen.
Es kann natürlich
auch genügen,
lediglich einen zeitlichen Anteil der Lampenspannung oder der korrelierenden
Größe zu verwenden.
Dies hat den Sinn, die Dauerbetriebsregelschaltung während des
Vorheizens und Startens zu deaktivieren, bis die Lampe durchgezündet und
ihre Brennspannung erreicht hat. Damit können die Vorheiz- und Zündvorgänge ungestört ablaufen
und wird die Dauerbetriebsregelschaltung lediglich im Dauerbetrieb
eingesetzt.
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Ferner
ist bevorzugt, nach dem eigentlichen Vorheizvorgang, also nach Erreichen
der notwendigen Temperatur der Lampenelektroden, relativ schnell
zur Zündung
vorzuschreiten. Wenn nämlich der
dann anstehende Frequenzabfall bei der Vorheizfrequenz beginnend
zu langsam erfolgt, kann es selbst in dieser Übergangsphase zu der eingangs
erwähnten Überlastung
von Bauelementen durch die zu große Pumpwirkung der Pumpschaltung
kommen. Bewährt
haben sich hier Übergangszeiten
von höchstens
10 ms, vorzugsweise unter 8, 6, 4, 2 bzw. 1 ms. Konventionellerweise
werden hier eher Zeitspannen in der Größenordnung von 100 ms verwendet.
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Im
Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei
die einzelnen Merkmale, wie bereits erwähnt, sowohl für die Vorrichtungskategorie
als auch die Verfahrenskategorie Bedeutung haben und im Übrigen auch
in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnung(en)
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1a–b zeigt
ein Schaltdiagramm eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist
das Schaltdiagramm auf die 1a und 1b aufgeteilt.
Im folgenden werden Bezugnahmen auf die 1 als
Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 1a oder 1b verstanden.
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2a–b zeigt
ein Schaltdiagramm eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist
das Schaltdiagramm auf die 2a und 2b aufgeteilt.
Im folgenden werden Bezugnahmen auf die 2 als
Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 2a oder 2b verstanden.
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3 zeigt
tatsächliche
Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.
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4 zeigt
tatsächliche
Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.
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Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
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1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel. Links
sind zwei Anschlüsse
KL1-1 und KL1-2 eingezeichnet, an denen eine Netzspannung angeschlossen
werden soll. Ein Filter aus zwei Kondensatoren C1 und C2 und zwei
mit FI1 bezeichneten gekoppelten Spulen verbindet die Netzspannungsanschlüsse mit
einem Vollbrückengleichrichter
aus den Dioden D1 – D4.
Eine Pumpschaltung weist zwei Pumpzweige auf, zu denen Dioden D5 – D8 zu
rechnen sind, über
die die gleichgerichtete Versorgungsspannung an einen Zwischenkreisspeicherkondensator
C6 gelegt wird, der in der Figur ganz rechts eingezeichnet ist.
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Der
Zwischenkreiskondensator C6 speist den hier als Halbbrücke aus
zwei Schalttransistoren V1 und V2 aufgebauten Wandler. Die Halbbrückentransistoren
V1 und V2 erzeugen durch entsprechend gegenphasige Taktung an ihrem
Mittenabgriff ein Wechselpotential, dass zwischen den beiden Potentialen
des Gleichrichterausgangs oszilliert. Dieses Wechselpotential wird über eine
Lampendrossel LD1 und, im vorliegenden Fall, eine Serienschaltung zweier
Entladungslampen LA1 und LA2 und einen im Folgenden noch näher erläuterten
Messtransformator TR1 über
zwei Koppelkondensatoren C15, C16 an die Versorgungsäste angeschlossen.
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1 zeigt, dass nicht nur ein Strom durch das
Entladungsplasma in den Lampen LA1 und LA2, sondern auch ein Vorheizstrom
durch die obere Elektrode der oberen Lampe LA1, die untere Elektrode der
unteren Lampe LA2, die beiden zusammengeschalteten Elektroden der
Lampe LA1 und der Lampe LA2 und eine jeweilige Sekundärwicklung
eines Heiztransformators TR2 fließen kann.
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Zur
Einhaltung einschlägiger
Vorschriften bzgl. Netzstromoberschwingungen, beispielsweise IEC 1000-3-2,
wird hier eine Pumpschaltung mit zwei Pumpzweigen verwendet, die
einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand bereitet. Im
Prinzip wird der Gleichrichter dabei über einen elektronischen Pumpschalter
D6/D8 bzw. D5/D7 mit dem Hauptenergiespeicher, dem Zwischenkreis-Speicherkondensator
C6, gekoppelt. Die zwischen den Dioden D5 und D7 einerseits und
D6 und D8 andererseits liegenden Pumpknoten sind über ein Pumpnetzwerk
mit dem Ausgang eines noch näher erläuterten
Wandlers bzw. Wechselrichters gekoppelt. Dadurch wird während einer
Halbperiode der Wechselrichterfrequenz über die Pumpknoten Energie
aus der Netzspannung entnommen und in einem Pumpnetzwerk zwischengespeichert.
In der darauf folgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte
Energie über
den elektronischen Pumpschalter, hier die Dioden D8 und D7, dem
Zwischenkreisspeicherkondensator C6 zugeführt. Damit wird im Takt der
Wechselrichterfrequenz Energie aus dem Netz entnommen. Die erwähnten Filterelemente
unterdrücken
weitgehend höhere
Spektralanteile, so dass letztlich eine quasi sinusförmige Netzstromaufnahme erfolgt.
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Die
Einzelheiten der Pumpschaltung sind für die vorliegende Erfindung
nicht von Belang. Hier wird auf den Stand der Technik und insbesondere
die Anmeldungen
DE 103 03 276.2 und
DE 103 03 277.0 derselben
Anmelderin verwiesen. Wesentlich ist, dass die Pumpzweige mit jeder
Periode des Wechselrichters Energie in die Schaltung pumpen, jedoch nicht
zurückführen können.
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Der
Lampenresonanzkreis weist neben der bereits erwähnten Lampendrossel LD1 Resonanzkondensatoren
C5 und C9 auf.
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Der
Lampenresonanzkreis dient zum ersten zur Spannungsüberhöhung durch
eine resonanznahe Anregung. Nach der Zündung wirkt der Lampenresonanzkreis
zum zweiten als Anpassnetzwerk, das die Ausgangsimpedanz des Wechselrichters
in eine zum Betrieb der Entladungslampen passende Impedanz transformiert.
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Im Übrigen wirkt
der Lampenresonanzkreis auch als Pumpnetzwerk. Ist das Potential
an den bereits erwähnten
Pumpknoten niedriger als die momentane Netzspannung, so bezieht
das Pumpnetzwerk Energie aus dem Netz. Im umgekehrten Fall wird
die aufgenommene Energie an den Zwischenkreiskondensator C6 abgegeben.
Eine weitere Pumpwirkung geht von dem Kondensator C8 aus. Der Kondensator
C8 wirkt als sog. Trapezkondensator zur Schaltentlastung der Halbbrückentransistoren V1
und V2. Das Pumpnetzwerk für
den zweiten Pumpzweig besteht aus einer Serienschaltung einer Pumpdrossel
L1 und eines Pumpkondensators C10.
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Die
Halbbrückentransistoren
V1 und V2, die als MOSFET ausgeführt
sind, werden an ihren Gates durch einen integrierten Treiberschaltkreis,
beispielsweise vom Typ International Rectifier IR2153, angesteuert.
Dieser IC enthält
auch einen Highside Treiber zur Ansteuerung des "hochliegenden" Halbbrückentransistors V1. In diesem
Zusammenhang sind die Diode D9 und der Kondensator C4 vorgesehen.
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Außer den
Treiberschaltungen für
die Halbbrückentransistoren
V1 und V2 enthält
der IC einen Oszillator, dessen Frequenz über die Anschlüsse 2 und 3 (RT
und CT) eingestellt werden kann. Die Frequenz gemäß RT und
CT entspricht der niedrigsten Betriebsfrequenz der Halbbrücke. Zwischen
die Anschlüsse 2 und 3 ist
ein frequenzbestimmender Widerstand R12 geschaltet. Zwischen den
Anschluss 3 und den als Bezugspotential dienenden unteren
Versorgungsast ist ein frequenzbestimmender Kondensator C12 und
seriell dazu die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors
T3 geschaltet. Parallel zu der Emitter-Kollektor-Strecke ist eine
Diode D15 geschaltet, um C12 laden und entladen zu können. Durch
eine Spannung zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors
T3 und dem Bezugspotential kann die Halbbrückenfrequenz eingestellt werden und
bildet somit eine Stellgröße für einen
Regelkreis. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T3 wird von
weiter rechts in 1 eingezeichneten
Schaltungsteilen angesteuert. Der Bipolartransistor und der IC sowie
die dazugehörige
Beschaltung bilden somit einen Regler.
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Die
Funktionen des IC und der zugehörigen Beschaltung
können
auch durch eine beliebige spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung realisiert
werden, die über
Treiberschaltungen die Ansteuerung von Wandlertransistoren bewerkstelligen.
Im Übrigen
wird der beschriebene Wechselrichter von einer Ablaufsteuerung AS
gesteuert, die in 1 unten eingezeichnet
ist.
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Im
Ausführungsbeispiel
erfasst der Regler als Regelgröße den Lampenstrom,
und zwar genauer gesagt den Entladungsstrom. Dieser wird über einen
Messtransformator TR1 erfasst. Eine weitere bekannte und auch an wendbare
Lampenstrommessung könnte über einen
der beiden Koppelkondensatoren C15, C16 bzw. einen auf einem Messwiderstand
erfassten Anteil daraus erfolgen. Ein Vollbrückengleichrichter GL richtet
den Strom gleich und führt
ihn über
einen niederohmigen Messwiderstand R21 D auf das Bezugspotential. Über einen
Tiefpass aus dem Widerstand R21 und dem Kondensator C21, der zur
Mittelwertbildung dient, wird der Spannungsabfall an R21 D in den
Eingang eines nicht-invertierenden Messverstärkers in Form eines Operationsverstärkers U2-A
gegeben. Dieser ist in bekannter Weise durch die Widerstände R23 – R25 beschaltet
und gibt sein Ausgangssignal über
die Diode D23 an den bereits beschriebenen Reglereingang (Stellgrößenknoten).
Damit ist der Stromregelkreis geschlossen, der zuvor als Dauerbetriebsregelschaltung
bezeichnet wurde. Die Diode D23 entkoppelt dabei den Ausgang des
Messverstärkers
U2-A vom Spannungsteiler D24, C20, R20, D16, R11, wenn das Potential
am Verbindungspunkt LD1 – D24
hoch genug ist. Erfindungsgemäß ist die
Schaltungsanordnung dabei so ausgelegt, dass ohne Entladungsstrom
das Potential an der Anode der Diode D23 einen durch den Ausgang
VCO der Ablaufsteuerung AS über
eine Diode D11 definierten Wert annimmt, die Ablaufsteuerung AS
also die Startfrequenz bestimmt.
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Die
Ablaufsteuerung AS gibt über
den Ausgang VCO also einen Frequenzwert vor, der über der doppelten
Leerlaufresonanzfrequenz liegt.
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Der
Wechselrichter wird also mit einer vorgegebenen Vorheizfrequenz
betrieben und die Primärwicklung
A des Vorheiztransformators TR2 entsprechend beaufschlagt. Folglich
fließen
in den Sekundärwicklungen
B, C und D entsprechende Vorheizströme.
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Der
Kondensator C3 dient dabei zur Einstellung eines Mittelwertpotentials
zwischen den Potentialen an dem Zwischenkreis-Speicherkondensator
C6 als Bezugspotential für
den rechten Anschluss der Primärwicklung
A.
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Nach
einer durch die Ablaufsteuerung AS vorgegebenen Vorheizzeit geht
die Ablaufsteuerung AS innerhalb von ca. 1 ms in den Zündmodus über und
er zeugt durch Resonanzüberhöhung im
Lampenresonanzkreis die notwendige Zündspannung. Durch den über den
Ausgang PH der Ablaufsteuerung AS steuerbaren Schalter V3, der in
Serie zu der Primärwicklung
A des Vorheiztransformators TR2 liegt, lassen sich die Vorheizkreise
nach dem Vorheizen einfach abschalten. Damit ist jede weitere Energiedissipation
in den Vorheizkreisen und ein unnötiger Wärmeeintrag in die Lampen LR1
und LR2 durch die Elektroden unterbunden.
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Da
die sich an die Vorheizung anschließende Zündphase für die Halbbrückenschalter
V1 und V2 und den Lampenresonanzkreis (LD1, C5, C9) eine hohe Belastung
darstellt, ist hier eine Schutzschaltung zur Vermeidung zu hoher
Zündspannungen
vorgesehen. Diese Schutzschaltung bildet gleichzeitig aber auch
eine Spannungsregelschaltung zur Einstellung der Zündspannung
auf einen geeigneten Wert. Dazu dient eine Suppressordiode D24 am
lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel LD1. Statt einer Suppressordiode
könnte
hier auch ein Metalloxidvaristor oder eine Zenerdiode verwendet
werden. Es geht also um einen Schwellenwertschalter. Der hier im
Hochspannungsbereich liegende Schwellenwertschalter kann im Übrigen auch
weggelassen werden und eine entsprechende Schwellenwertschaltung
im Niedervoltbereich, also im Bereich der Auswertung, vorgesehen
sein. Dies ist hier nicht gezeichnet, dem Fachmann aber ohne weiteres
klar.
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Über eine
Serienschaltung mit einem Kondensator C20 und einen Widerstand R20
wird die Lampenspannung ab einem bestimmten Schwellenwert zwischen
zwei Dioden D16 gegeben. Die Anode der linken Diode stellt einen
zweiten Reglereingang dar. Der Wert des Widerstands R20 beeinflusst
die Stärke
der Wirkung des im Folgenden geschilderten Eingriffs auf den Regelkreis.
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Die über die
Suppressordiode D24 abgegriffene Lampenspannung bildet ein Maß für die im
Lampenresonanzkreis schwingende Blindenergie und für die Zündspannung. Überschreitet
diese Spannung den Schwellenwert der Suppressordiode D24, so wird
die Halbbrückenfrequenz
erhöht
und damit die im Resonanzkreis schwingende Blindenergie reduziert
und andererseits die Lampenspannung verringert.
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Ein
typischer Wert für
den Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegt bei z. B. 250 V.
Die Spannungsregelschaltung regelt dann oberhalb dieser Spannung.
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Nach
der Zündung
fließt
ein Lampenstrom, der das Potential an der Anode der Diode D23 auf
einen Wert hebt, der im Arbeitsbereich des Bipolartransistors T3
liegt und damit den Regelkreis der Dauerbetriebs-Regelschaltung
(für den
Lampenstrom) schließt.
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Andererseits
wird im Falle einer über
dem Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegenden Lampenspannung über die
rechte Diode D16, die einen Abgriff zwischen den Widerständen R22
und R32 am positiven Eingang des Regelverstärkers U2-A ansteuert, das Potential
an diesem Eingang angehoben. Damit kann die Dauerbetriebs-Regelschaltung
außer
Funktion gesetzt werden, wenn ein Zündversuch erfolgt. Dies ist
von Interesse, um keine Störungen
während
des Zündens
zuzulassen. Beispielsweise arbeitet in dem geschilderten Ausführungsbeispiel
die Lampenstromregelung, also Dauerbetriebs-Regelschaltung, mit
einer Zeitkonstanten in der Größenordung
von 1 ms. Mit dieser Einstellung werden einerseits die deutlich
schnelleren Wandlerfrequenzen ausreichend gefiltert, andererseits
ist die Regelung damit noch etwa eine Größenordnung schneller als die
durch die gleichgerichtete Netzspannung unvermeidliche 100-Hz-Modulation
der Zwischenkreisspannung an dem Speicherkondensator C6. Unter schlechten
Bedingungen, insbesondere bei älteren
Lampen, kann jedoch ein 1 ms überschreitender
Zündburst
nötig sein,
um eine sichere Zündung
zu erreichen. Dann ist also eine Ausschaltung der Stromregelung
vorteilhaft.
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Durch
das Anlegen eines (negativen) Anteils der hohen Lampenspannung über die
Bauteile D24, C20, R20, D16 an den nicht invertierenden Eingang des
Regelverstärkers
U2-A wird dabei die Dauerbetriebs-Regelschaltung blockiert, so dass
die bereits beschriebene Spannungsregelschaltung in Funktion bleibt.
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2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel, für das weitgehend
die Erläuterungen
zum ersten Ausführungsbeispiel
gelten. Es sind für
identische oder entsprechende Teile die gleichen Bezugszeichen eingetragen.
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Die
Unterschiede sind wie folgt: Zur Vereinfachung sind hier die Lampendrossel
LD1 und der Vorheiztransformator TR2 aus 1 zusammengezogen.
Der Lampendrossel LD1 entspricht also die Primärwicklung A des Vorheiztransformators.
Dessen Funktion bleibt im Übrigen
unverändert,
jedoch ist er nicht mehr abschaltbar, es fehlt also der Schalter
V3 und der entsprechende Steuerausgang PH aus 1.
Infolge der Vereinheitlichung der Primärwicklung und der Lampendrossel
könnten
die Vorheizkreise nämlich
nur noch sekundärseitig
abgeschaltet werden, was wegen der beteiligten Potenziale und der
entsprechenden Auswirkungen auf die notwendigen Treiberschaltungen
aufwendig wäre.
Stattdessen enthalten die einzelnen Vorheizkreise jeweils einen
Kondensator C7, C11 bzw. C13. Dieser hat die bereits früher geschilderte
Funktion, im Dauerbetrieb eine höhere
Impedanz als während
des Vorheizens zu bilden. Ferner haben die Kondensatoren C7, C11 und
C13 für
eine hier nicht gezeichnete Wendelbrucherkennung über die
Gleichstromleitfähigkeit
den Vorteil der Gleichstromtrennung trotz parallel zu den Elektroden
liegender Sekundärwicklungen
B, C und D. Übrigens
lässt sich
diese letztgenannte Funktion auch bei dem Ausführungsbeispiel aus 1 realisieren, wobei dann statt der Kondensatoren
auch Dioden verwendet werden könnten.
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Das
erste Ausführungsbeispiel
hat den Vorteil eines vollständigen
Abschaltens der Vorheizkreise und eignet sich damit insbesondere
für besonders effizienzoptimierte
Lampen, die hinsichtlich ihrer Effizienz empfindlich gegen Wärmeeintrag
sind. Das zweite Ausführungsbeispiel
aus 2 ist, weil faktisch nur drei
Kondensatoren (die im Übrigen
ohnehin optional sind) und drei Zusatzwicklungen auf der Lampendrossel
notwendig sind, besonders einfach und preisgünstig.
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Anhand
des ersten Ausführungsbeispiels (1) soll die Erfindung mit einigen quantitativen Angaben
veranschaulicht werden. Bei diesem Beispiel werden zwei 36 W Stableuchtstofflampen
betrieben, wobei die die Pumpwirkung bestimmenden Elemente wie folgt
dimensioniert sind:
LD1 = 1 mH
L1 = 1,8 mH
C5 = 10
nF
C9 = 14 nF
C10 = 220 nF
C15 = C16 = 100 nF
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3 zeigt
mit der schraffiert ausgefüllten Fläche (Kanal 3)
den tatsächlich
mit der Betriebsfrequenz oszillierenden Lampenstrom im Dauerbetrieb. Der
Lampenstrom hat dabei einen Effektivwert von etwa 335 mA bei Nennbedingungen
von 230 V Versorgungsspannung bei 50 Hz. Kanal C, also die schwarz
durchgezogene Linie, zeigt die zwischen einem Minimalwert von etwa
47,3 kHz und einem Maximalwert von etwa 61,5 kHz schwankende Betriebsfrequenz.
Die Schwankungen rühren
von der Lampenstromregelung über
die Betriebsfrequenz her. Die verbleibenden Schwankungen des Lampenstromes sind
u. a. durch die Zeitkonstante der Regelung bedingt.
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Die
Leerlaufresonanzfrequenz (bestimmt durch LD1 und C9) liegt bei 42,6
kHz und die Zündfrequenz
(bei einer Leerlaufspannung von 700 V) bei etwa 48 kHz.
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4 zeigt
mit dem schraffiert dargestellten Kanal B den Verlauf der Zwischenkreisspannung
UC6 in der Umgebung eines Zündvorgangs.
Die Vorheizfrequenz beträgt
hier 98,5 kHz, also mehr als das Doppelte der Leerlaufresonanzfrequenz.
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Es
ist gut zu erkennen, dass die Zwischenkreisspannung UC6 erst
nach der an dem in Kanal C dargestellten Lampenstrom erkennbaren
Zündung
in der Mitte des Diagramms den Scheitelwert der Netzspannung (ca.
325 V) überschreitet
und zuvor unterhalb dieser Amplitude bleibt. Der Lampenstrom in
Kanal C der 4 entspricht dem Kanal 3 in 3.