DE69636836T2

DE69636836T2 - System zur mehrkanalradiofrequenzuebertragung, um digitale breitbanddaten an unabhaengige sektorisierte dienstbereiche zu liefern

Info

Publication number: DE69636836T2
Application number: DE69636836T
Authority: DE
Inventors: William G. Los Altos STOCKTON; D. William San Jose OATMAN; S. Brent Santa Clara SIMONS; H. James San Jose SHOENDUVE
Original assignee: Ohana Wireless Inc
Current assignee: Ohana Wireless Inc
Priority date: 1995-11-13
Filing date: 1996-11-12
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2016-11-13
Also published as: DE69636836D1; US5875396A; CN1202295A; EP0861559A1; EP0861559A4; WO1997018674A1; US6243427B1; CN1152570C; EP0861559B1; JP2000500628A; KR19990067558A; CA2236088A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Mehrkanal-Datenverteilungssystem unter Verwendung von Hochfrequenz-Übertragungsstrecken (HF-Übertragungsstrecken) und insbesondere auf ein digital implementiertes HF-Übertragungssystem zur Verwendung in Einweg- oder Zweiweg-Mehrkanal-Datenverteilungsanwendungen wie z. B. Videokonferenz, Video-on-Demand, drahtloses Kabelfernsehen und andere digitale Datenübertragungsaktivitäten.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Eine Vielfalt von Mehrkanal-HF-Signalverteilungssystemen wird derzeit verwendet, um ein kommerzielles Rundfunkfernsehprogramm an Heimkunden zu liefern. Diese HF-Übertragungssysteme werden häufig "drahtlose Kabel"-Fernsehsysteme genannt, da sie ein Mehrkanal-Unterhaltungsprogramm, das zu herkömmlichen Kabelfernsehdiensten identisch ist, bereitstellen können, jedoch ohne die Kosten und Unterbrechung, die beim Installieren eines Videokabels zwischen dem Studio des Programmanbieters und dem Heim jedes Kunden auftreten.
Lieferanten von elektronischen Anlagen in den Vereinigten Staaten haben HF-Übertragungssysteme hergestellt, um einen Mehrkanal-Mehrpunkt-Verteilungsdienst (MMDS) bereitzustellen, wie von dem United States Federal Regulations Title 47 (Telekommunikation) autorisiert. Diese MMDS-Systeme wurden in Hauptgroßstadtbereichen installiert und werden von der Fernsehunterhaltungsindustrie verwendet, um herkömmlichen Fernsehrundfunk zu steigern, indem Premiumvideos zu Heimteilnehmern auf der Basis einer Gebühr (Pay-Per-View) übertragen werden. MMDS verwendet ein zugewiesenes Spektrum bei verschiedenen Frequenzen im Band von 2,1 bis 2,7 GHz, um vierzehn unabhängige Videokanäle zu übertragen. Die MMDS-Sender sind an Orten installiert, die von der United States Federal Communications Commission (FCC) autorisiert sind. Jeder von diesen Senderorten wurde so ausgewählt, dass er in den Umgebungsdienstbereich senden kann, ohne eine Störung in den benachbarten Dienstbereichen zu erzeugen.
In Reaktion auf den Bedarf an einem zusätzlichen drahtlosen Mehrpunkt-Fernsehverteilungsspektrum (d. h. zusätzlich zum autorisierten MMDS-Spektrum) gab die FCC eine vorläufige Betriebslizenz im Band von 27,5 bis 29,5 GHz aus. Die zur Verwendung dieses Spektrums verwendete Technologie wurde lokaler Mehrpunkt-Verteilungsdienst (Local Multipoint Distribution Service, LMDS) genannt und eine Implementierung eines LMDS ist in der US-Patentanmeldung Ifd.-Nr. 4 747 160 offenbart. Sowohl LMDS als auch sein Vorgänger MMDS senden Mehrkanal-Fernsehsignale in festgelegte "Dienstbereiche". Dienstbereiche (auch als "Zellen" bezeichnet) identifizieren nicht überlappende geographische Gebiete, die eine störungsfreie Übertragung von separaten Senderstellen empfangen.
Eine weitere Fernsehrundfunktechnologie des Standes der Technik ähnlich zum LMDS wird als Millimeterwellen-Mehrkanal-Mehrpunkt-Videoverteilungsdienst (Millimeter-wave Multichannel Multipoint Video Distribution Service, M³VDS) bezeichnet und ist im Einzelnen in 1989 IEEE MTT (Seiten 1095–1102) beschrieben.
Da alle von diesen Systemen ähnliche Konfigurationen aufweisen und da sie verwandte Technologien verwenden, ist es nützlich, diese drahtlosen Mehrkanal-Fernseh-HF-Rundfunksysteme als Implementierungen desselben Systemkonzepts zu betrachten. Von nun an werden diese Systeme (d. h. MMDS, LMDS, M³VDS und ein beliebiges ähnliches System) als Mehrpunkt-Verteilungssysteme (MDS) bezeichnet.
Mit Bezug auf 1 umfasst ein MDS typischerweise eine Programmanbieterstelle 10, mehrere Dienstbereich-Rundfunksendertürme 11 und mehrere Teilnehmer 12 in jedem Dienstbereich. Der Programmanbieter verteilt mehrere Kanäle von Signalen (über Satellit, Kabel, Punkt-Punkt-Mikrowellenübertragung oder Faseroptik oder irgendein anderes Übertragungsmedium) zu jedem der Dienstbereich-Sendertürme. Jeder Turm sendet wiederum über HF-Übertragung die empfangenen Signale (allgemein analoge Signale) zu mehreren Teilnehmern, die sich in der Nähe befinden, die jeden gegebenen Turm umgibt (d. h. der Dienstbereich). Die Reichweite der Signalübertragung für einen gegebenen Turm (und folglich die Größe des Dienstbereichs) hängt hauptsächlich von den Leistungscharakteristiken des vom gegebenen Turm übertragenen Signals ab. Jeder Teilnehmer innerhalb eines gegebenen Dienstbereichs verwendet eine Antenne und eine Empfängereinheit, die mit einem Fernsehgerät gekoppelt sind, um die vom Senderturm innerhalb des gegebenen Dienstbereichs gesandten Fernsehsignale zu empfangen und zu betrachten. Die Auswahl des gewünschten Fernsehkanals und die Einstellung der Audio- und Videoparameter wird am Fernsehgerät an der Teil nehmerstelle mittels Steuerungen, die sich am Fernsehgerät befinden, oder einer Fernbedienungseinheit durchgeführt.
Derzeit übertragen MDS-Systeme mehrere Kanäle von Fernsehsignalen von den Dienstbereich-Rundfunktürmen parallel. Mit anderen Worten, jeder unterschiedliche Fernsehkanal (mit einer gegebenen Modulationsbandbreite) wird einzeln und gleichzeitig übertragen. Folglich ist die Gesamtbandbreite des Rundfunksignals gleich der Summe der Modulationsbandbreiten von jedem dieser Kanäle plus irgendein zusätzliches Spektrum, das als Abstand zwischen den Kanälen verwendet wird, um die gegenseitige Störung zu minimieren.
Als Beispiel dieser Spektrumverwendung verwenden MMDS-Fernsehrundfunksysteme in den Vereinigten Staaten Amplitudenmodulationsverfahren (AM-Verfahren), die 6 MHz Bandbreite für jeden Fernsehkanal erfordern. Bis zu vierzehn dieser Kanäle mit 6 MHz werden von MMDS-Systemen gesendet. Im Gegensatz dazu verwenden LMDS-Fernsehrundfunksysteme in den Vereinigten Staaten derzeit Frequenzmodulationsverfahren (FM-Verfahren), die 20 MHz Bandbreite für jeden Fernsehkanal erfordern. Das LMDS-System verwendet 1 GHz Spektrum, das ermöglicht, dass es bis zu fünfzig der 20 MHz breiten Kanäle sendet. In Großbritannien verwendet das M³VDS-Fernsehrundfunksystem FM-Verfahren, die 38 MHz Bandbreite für jeden Kanal erfordern. Folglich erforderte das M³VDS-System 304 MHz Spektrum, um die acht Fernsehkanäle, die anfänglich von britischen Fernsehrundfunkautoritäten festgelegt wurden, zu senden.
Die in den obigen MDS-Systemen des Standes der Technik verwendeten Modulationsverfahren verbrauchen das verfügbare Spektrum vollständig, während sie ein herkömmliches Fernsehprogramm senden. Der aktuelle Trend in der Kabelfernsehtechnologie besteht jedoch darin, zusätzliche Kanäle zu installieren, so dass spezielles Video für interessierte Teilnehmer bereitgestellt werden kann. Potentiell würden diese zusätzlichen Kanäle in speziellen Anwendungen wie z. B. bei Videoon-Demand und Videokonferenz für ausgewählte Teilnehmer verwendet werden. Außerdem könnten diese Kanäle für Computer- und Datenabrufaufgaben, für den Zugriff auf das Internet und andere Datenbanken und für interaktive Anwendungen wie z. B. Videospiele und Heimeinkauf verwendet werden. Diese speziellen Anwendungen, die auf individuelle Teilnehmer abgezielt sind, werden manchmal als "Nahbereichsrundfunk" bezeichnet, um sie vom üblichen Unterhaltungsfernsehprogramm, das an alle Teilnehmer "gesendet" wird, zu unterscheiden. Der Nah bereichsrundfunk erfordert viele individuelle und unabhängige Kanäle, so dass viele individuelle Teilnehmer gleichzeitig bedient werden können.
Ein weiterer Nachteil von derzeit implementierten MDS-Systemen ergibt sich aus einer Signalwechselwirkung zwischen benachbarten Dienstbereichen. Insbesondere können Teilnehmer Umgebungen, die sich entlang der Grenze eines Dienstbereichs befinden, Signale vom gewünschten Dienstbereich-Senderturm und auch von einem oder mehreren benachbarten Dienstbereich-Sendertürmen empfangen. Diese mehreren Signale, die in die Teilnehmer-Empfängerausrüstung gelangen, führen häufig zu einer signifikanten Verschlechterung der gewünschten Signalqualität. Folglich besteht eine wichtige Konstruktionserwägung eines MDS-Übertragungssystems darin, sicherzustellen, dass jeder Teilnehmer ein starkes, störungsfreies Signal empfängt.
Ein MDS-System des Standes der Technik, das so konstruiert ist, dass Probleme einer gegenseitigen Störung unter benachbarten Dienstbereichen vermieden werden (im US-Patent Nr. 4 747 160 offenbart), verwendet polarisierte Rundstrahlantennen, wobei jede Antenne in einen kreisförmigen Dienstbereich sendet. Jede Antenne überträgt Signale mit entweder einer horizontalen oder vertikalen Polarität. Teilnehmer in diesem System des Standes der Technik verwenden Richtantennen, die auf eine gegebene Übertragungspolarität abgestimmt und physikalisch auf einen Senderturm mit der entsprechenden Polarität abgezielt sind. Folglich wird die Störung von einem benachbarten Senderturm beseitigt, wenn der benachbarte Turm ein kreuzpolarisiertes Signal überträgt. Das Problem bei diesem Übertragungsschema besteht jedoch darin, dass nur zwei Polarisationen zur Verfügung stehen, aber einige Teilnehmerstellen existieren, die durch Übertragungen von drei oder mehr Türmen bestrahlt werden. Mindestens eines von diesen zusätzlichen Störsignalen besitzt dieselbe Polarität wie die Antenne des Teilnehmers. Folglich kann mindestens ein Störsignal in die Antenne des Teilnehmers zusammen mit dem gewünschten Signal gelangen und die Qualität des gewünschten Signals kann wesentlich verschlechtert werden.
Die vorliegende Erfindung ist ein digital implementiertes Mehrkanal-Datenverteilungssystem und -verfahren, das die vorstehend beschriebenen Probleme beseitigt. Insbesondere verwendet das System der vorliegenden Erfindung Digitalsignal-Verarbeitungsverfahren, um die analogen Fernsehkanalsignale (d. h. die Audio- und Videosignalkomponenten) und andere Kanalsignaltypen (wie z. B. digitale Fernsehsignale, Telekonferenzsignale, interaktive Programmsignale, Computerdatensignale und Signale von Video-on-Demand) zu einem einzigen Strom von formatierten Daten zu kombinieren. Dann verwendet das System der vorliegenden Erfindung spezielle Modulationsverfahren, um die effektive Spektralbandbreite des übertragenen Signals zu verringern. Folglich kann die vorliegende Erfindung viel mehr unabhängige Kanäle in eine autorisierte Betriebsspektralbandbreite einfügen als die Übertragungssysteme des Standes der Technik, wodurch die Begrenzung des Standes der Technik des Erhaltens von vielen individuellen und unabhängigen Kanälen, die zum Implementieren des Nahbereichsrundfunks erforderlich sind, beseitigt wird.
Das System und Verfahren der vorliegenden Erfindung verwendet auch eine mehrflächige sektorisierte Antenne an jeder der Senderstellen 11. Die sektorisierte Antenne, die aus mehreren unabhängigen kleineren Antennen besteht, unterteilt im Wesentlichen jeden Dienstbereich in mehrere unabhängige keilförmige Azimutsektoren. Für jeden Azimutsektor werden unabhängige Kanalsignale und andere Daten vom Anbieterstudio als einzelner digitaler Datenstrom empfangen, der moduliert, verstärkt und zu den entsprechenden Teilnehmern übertragen wird, die sich in diesem speziellen Sektor befinden. Die Signale, die in die anderen Azimutsektoren übertragen werden, die die Senderstelle umgeben, sind voneinander unabhängig und enthalten verschiedene Daten, die für die Teilnehmer in diesen anderen Sektoren von Interesse sind. Ferner besitzen die Antennenpolaritäten von benachbarten Sektoren entgegengesetzte Polaritäten. Daher können sich die HF-Signale von den zwei Sektorantennen nicht destruktiv kombinieren und die Teilnehmerantenne empfängt nur eines der zwei möglichen Sektorsignale.
Die vorliegende Erfindung kann entweder implementiert werden, um nur eine Einweg-Breitbandübertragung von der Anbieterstelle über die Senderstellen zu den Teilnehmerstellen bereitzustellen, oder sie kann implementiert werden, um Zweiweg-Breitbandübertragungen zwischen der Anbieterstelle und den Teilnehmerstellen über die Senderstellen bereitzustellen.
In der bevorzugten Ausführungsform würde der Zweiweg-Breitbandübertragungsprozess für eine Videokonferenz zwischen Teilnehmern verwendet werden. Folglich wäre die Anbieterstelle nicht das Endziel für die Übertragung von den Teilnehmern, sondern sie würde eine Schaltvorrichtung bereitstellen, um die Zweiweg-Übertragungen unter den Teilnehmern, die an der Videokonferenz teil nehmen, zu verbinden. Alternativ könnte die Schaltfunktion auch an jedem Übertragungsturm bereitgestellt werden; wodurch der Bedarf, alle Signale zur Anbieterstelle zurückzuleiten, beseitigt werden würde.
Das US-Patent Nr. 4 750 036 beschreibt ein interaktives Fernseh- und Datenübertragungssystem, das eine bidirektionale digitale Kommunikation auf einem freien Fernsehkanal (TV-Kanal) für die gleichzeitige Verwendung durch Teilnehmer unter Verwendung von Zeit- und Frequenzvielfachmultiplexsignalen bereitstellt, die mit horizontalen und vertikalen Synchronisationsimpulsen einer benachbarten Kanal-Host-TV-Station synchronisiert werden. Das System, dessen Betrieb zu einem Radarsystem analog ist, umfasst die Host-TV-Station, um Abwärtsstrecken-Synchronisations- und Datenimpulse zu Teilnehmern während des horizontalen Austastintervalls (HBI) zu senden, Teilnehmer-"Transponder", die diese Signale erfassen und Aufwärtsstrecken-"Echo"-Datenimpulse nur während des HBI übertragen, um die Schnittstelle mit TV-Sehern zu beseitigen, und einen zentralen Empfänger, der auch die Host-TV-Synchronisationsimpulse verwendet, um Reichweitengatter auszulösen, um die Aufwärtsstrecken-Datenimpulse zu erfassen.
Das US-Patent Nr. 4 128 740 beschreibt eine Antennenanordnung für ein Zellen-HF-Kommunikationssystem zum Schaffen einer Kommunikation mit willkürlich angeordneten Sendeempfängern in einem gegebenen Bereich.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist durch ein drahtloses Übertragungssystem, wie im beigefügten Anspruch 1 beansprucht, und durch ein Übertragungsverfahren, wie im beigefügten Anspruch 28 beansprucht, definiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt ein Beispiel eines lokalen Mehrkanal-Verteilungssystems (LMDS) mit einer Programmanbieterstelle, einer Zellensenderstelle und einer Teilnehmerstelle dar.
2 ist ein Blockdiagramm, das ein Einweg-Mehrkanal-Verteilungssystem darstellt.
3 stellt eine Ausführungsform eines Anbieteruntersystems des Systems von 2 mit einem Videocodierersegment und einem Signalmultiplexersegment dar.
4A stellt ein bandbegrenztes, herkömmliches, gestaffeltes formatiertes QPSK-Signal dar.
4B stellt ein bandbegrenztes, formatiertes Quadratwurzel-Staffel-QPSK-Signal (SQR-SQPSK-Signal) gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
5A zeigt eine Ausführungsform eines ZF-Modulatorsegments zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung.
5B stellt eine Phasenzustands-Nachschlagetabelle dar, die zum Durchführen des SQR-SQPSK-Modulationsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
5C stellt das Konstellationsdiagramm entsprechend der in 5B gezeigten Nachschlagetabelle dar.
6 stellt eine Ausführungsform eines HF-Leistungssegments gemäß der vorliegenden Erfindung dar, das einen nicht linearen Sättigungsverstärker und einen Diodenverdoppler-Leistungsverstärker verwendet.
7 ist ein Graph, der die Weise darstellt, in der HF-Signale mit verschiedenen Betriebsfrequenzen zu verschiedenen Dienstbereichen gesandt werden.
8A–8D stellen graphische Charakterisierungen eines herkömmlichen gestaffelten formatierten QPSK-Signals vor und nach Bandbegrenzung und Verstärkung dar.
9A–9D stellen graphische Charakterisierungen des formatierten SQR-SQPSK-Signals vor und nach Bandbegrenzung und Verstärkung dar.
1A stellt eine Gesamtansicht einer Ausführungsform einer Antenne zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung dar, die mit acht Antennenfeldern implementiert ist.
10B stellt eine Gesamtansicht von einer Ausführungsform einer Antenne zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung dar, die mit sechs Antennenfeldern implementiert ist.
11 stellt eine Anordnung von Übertragungsstellen zur Verwendung bei dem Übertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung dar.
12A stellt eine Implementierung des HF-Demodulatorsegments zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung dar.
12B stellt eine Implementierung des Decodersegments zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung dar.
13 stellt ein Beispiel einer Spektrumzuweisung für die Hinkanal- und Rückkanalbänder in einem gegebenen Sektor dar.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Mehrkanal-HF-Übertragungssystem und -verfahren. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezielle Details dargelegt, wie z. B. Betriebsfrequenz und Frequenzspektren, um ein gründliches Verständnis der vorliegenden Erfindung vorzusehen. Es ist jedoch für einen Fachmann ersichtlich, dass diese speziellen Details nicht verwendet werden müssen, um die vorliegende Erfindung auszuführen. In anderen Fällen wurden gut bekannte Signalverarbeitungsstrukturen und -schritte nicht im Einzelnen beschrieben, um es zu vermeiden, die vorliegende Erfindung unnötig unklar zu machen.
Das digitale Mehrkanal-Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein Verfahren und ein System, die die effektive Bandbreite des Rundfunksignals durch Multiplexieren von ausgewählten Kanalsignalen zu einzigen digitalen Bitströmen verringern. Das Verringern der Bandbreite des Rundfunksignals gibt Programmanbietern die Flexibilität, zusätzliche Kanäle innerhalb des Rundfunkspektrums zu schaffen. Außerdem verwenden das System und Verfahren der vorliegenden Erfindung ein sektorisiertes Rundfunkverfahren, das im Wesentlichen Dienstbereiche in mehrere Sektoren unterteilt, wobei jeder Sektor ein unabhängiges Rundfunksignal empfängt und die Antenne eines benachbarten Sektors Signale mit entgegengesetzter Polarität überträgt. Dieses Rundfunkverfahren ermöglicht ein Rundfunksystem, das auf die speziellen Bedürfnisse des Teilnehmers innerhalb jedes Sektors zugeschnitten werden kann. Auf Grund der Verringerung der Bandbreite des Rundfunksignals kann ferner jeder Dienstbereich dazu ausgelegt sein, mit einer von einem Satz von Betriebsfrequenzen innerhalb eines gegebenen Spektrums zu senden, wodurch die Störung zwischen Dienstbereichen verringert wird.
Ein Mehrkanal-Verteilungssystem umfasst drei Untersysteme, wie in 2 gezeigt: ein Programmanbieter-Untersystem 10, ein Senderuntersystem 11 und ein Empfängeruntersystem 12.
Das Anbieteruntersystem 10 mit dem Videocodierersegment 13 und dem Signalmultiplexersegment 16 führt die Schritte durch, die die Eingangskanalsignale 14A und 14B in Sätze von einzelnen unabhängigen Bitströmen 19 verringern. Das Anbieteruntersystem 10 empfängt viele Arten von Kanalsignalen, einschließlich: 1) analoger Signale 14A, wie z. B. analoger TV-Signale, die häufig in einem analogen Standard-PAL- oder -NTSC-Format vorliegen, und 2) digitaler Signale 14B, wie z. B. digitaler TV-Signale, die bereits in ein digitales Standardformat formatiert sind, und anderer digitaler Datensignale wie z. B. INTERNET-Daten, digitaler Videokonferenzsignale usw.
Das Videocodierersegment 13 setzt alle analogen Signale 14A in digitale Signale um und setzt dann weiter diese Signale in ein vorbestimmtes digitales Komprimierungsformat um. Die Komprimierung des A/D-umgesetzten Fernsehsignals verringert die Bitrate des digitalen Fernsehsignals, um die anschließende Verarbeitung zu erleichtern. 3 stellt eine Ausführungsform eines Videocodierersegments dar. In dieser Ausführungsform werden MPEG-Videokomprimierungscodierer 15 verwendet, um digitalisierte, analoge PAL- oder NTSC-formatierte TV-Signale 14A in MPEG-komprimierte digitale Signale 14A' zu komprimieren. Andere digitale Komprimierungsformate können jedoch verwendet werden, um analoge Signale 14A zu codieren, und analoge Signale 14A können in einem anderen Format als dem PAL- oder NTSC-Format vorliegen.
Es sollte beachtet werden, dass andere Kanalsignale anders verarbeitet werden können. Wenn beispielsweise das Anbieteruntersystem 10 ein digitales Kanalsignal empfängt, das sich bereits in einem komprimierten Format befindet, dann ist keine Umsetzung erforderlich. Wie in 2 gezeigt, werden digitale Signale 14B direkt zum Signalmultiplexersegment 16 geleitet, ohne irgendwelche Umsetzungsschritte durchzuführen.
In 3 sind bis zu m analoge Videosignale plus x digitale Bitströme als Eingangssignale in das Signalmultiplexersegment 16 gezeigt. Die Gesamtzahl von unabhängigen und eindeutigen Kanälen, die aus analogem Video und digitalen Bitströmen bestehen, ist n.
Das Signalmultiplexersegment 16 steuert, wie die Kanalsignale 14A und 14B in den einzelnen Ausgangsbitstrom 19 multiplexiert werden. Jedes der Signalmultiplexersegmente 16 erzeugt einen unabhängigen Bitstrom 19 mit allen oder einem Teil der Kanalsignale 14A' und 14B. Folglich kann jeder der in 2 gezeigten unabhängigen Bitströme 19 einen anderen Satz von Kanälen umfassen. Die Anzahl von Bitströmen 19 hängt von der Anzahl von Antennenfeldern ab, die die Antenne der vorliegenden Erfindung umfasst. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die beispielsweise eine Antenne mit acht Antennenfeldern verwendet, werden acht unabhängige Bitströme 19 für jedes Senderuntersystem 11 erzeugt. Dies ermöglicht, dass ein anderes Signal mit jedem der acht Antennenfelder in einem gegebenen Dienstbereich gekoppelt und von diesen gesendet wird.
3 stellt eine Implementierung des Signalmultiplexsegments 16 dar. In dieser Implementierung verarbeitet das Signalmultiplexersegment 16 jedes der digitalen Datenstromkanalsignale (n Kanäle insgesamt) von den verschiedenen Quellen durch einen Fehlerkorrekturcodierer 17A. Die Anzahl von digitalen Datenstromkanälen (n) ist eine Implementierungswahl, die von der Art und Bitrate der zu unterstützenden Datenströme und der für jeden Kanal erforderlichen Dienstqualität abhängt. Der Fehlerkorrekturcodierer 17A ermöglicht, dass jeder Kanal für die Fehlererkennungs-/Korrekturleistung individuell optimiert wird, während er innerhalb des Systems arbeitet. Signale, die eine sehr hohe Wiedergabetreue und niedrige Bitfehlerraten (BER) erfordern, wie z. B. MPEG-codierte digitale Videosignale, werden mit Fehlerkorrekturcodes mit höherer Leistung (und größerem Overhead) codiert als Signale, die nicht dieselbe BER-Leistung für einen annehmbaren Betrieb erfordern.
Dem Fehlerkorrekturcodierer 17A folgt der Zeitbasiskorrektor 17B. Der Zeitbasiskorrektor 17B synchronisiert die Bitrate jedes Kanalsignals mit einer gemeinsamen Taktquelle. Folglich werden alle Abtastwerte auf einen einzigen Takt im Anbieteruntersystem 10 bezogen.
Der Zeitmultiplexer 18 (3) verschachtelt Kanalsignale Nr. 1 bis Nr. n in einen einzelnen Bitstrom 19 mit hoher Geschwindigkeit. In einer Ausführungsform wird jedes Kanalsignal zuerst in ein Paket des asynchronen Transfermodus (ATM) (oder ATM-"Zelle") paketiert. Der Paketierungsprozess sammelt den Kanaldatenstrom in Segmente mit 48 Bytes (jedes Byte ist gleich 8 Bits) und fügt zusätzliche 5 Bytes Kopfinformationen hinzu. Dies wird ATM-Paket oder ATM-Zelle genannt. Die ATM-Zellen für einen speziellen Kanal werden dann zusammen mit anderen Kanal-ATM-Zellen und mit "Synchronisations"-Informationen verschachtelt. Die Synchronisationsinformationen bestehen aus einem wiederholten Verschachtelungsmuster und zusätzlichen Informationen innerhalb einer speziellen Zeitsequenz (auch als Rahmen bezeichnet). Diese zusätzliche Formatierung ist erforderlich, um sicherzustellen, dass jedes der ausgewählten Kanalsignale Nr. 1 bis Nr. n, das innerhalb des Bitstroms 19 multiplexiert wird, innerhalb des Bitstroms unterscheidbar ist. Der vom Multiplexer 18 durchgeführte Formatierungsschritt fügt zusätzliche Steuer-, Fehler- und Zeitablaufinformationsbits ein, um das formatierte Bitstromsignal 19 zu erzeugen. Die zusätzlichen Formatierungsbits fungieren hauptsächlich zum Angeben des Beginns des Bitrahmens und zum Verfolgen des Orts der Kanalsignale Nr. 1 bis Nr. n innerhalb des Bitrahmens, so dass diese Signale in anschließenden Verarbeitungsschritten identifizierbar bleiben. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine SONET STS-3c-Bitrahmenformatierung vom Multiplexer 18 durchgeführt. Es ist jedoch selbstverständlich, dass ein beliebiges ähnliches Formatierungsverfahren verwendet werden kann.
Der Vorteil des vorliegenden Systems im Vergleich zu Übertragungssystemen des Standes der Technik besteht darin, dass der Stand der Technik modulierte Kanäle parallel überträgt, wobei jeder Kanal einen Abschnitt des zugewiesenen LMDS- Spektrums verwendet. Im Gegensatz dazu multiplexiert das vorliegende System ausgewählte Kanäle zu einem einzigen digitalen Bitstrom 19, der dann mit einem bandbreiteneffizienten Modulationsverfahren digital moduliert wird, welches die effektive Bandbreite der Rundfunksignale verringert. Ein Übertragungssystem des Standes der Technik verwendet beispielsweise bis zu 1 GHz des LMDS-Spektrums, um bis zu 50 Kanäle (jeder ungefähr 20 MHz breit) durch parallele Übertragung von modulierten analogen Signalen zu übertragen. Das vorliegende System multiplexiert andererseits bis zu 81 Fernsehkanäle zu einem einzigen einzeln gesendeten Bitstrom mit einer Bandbreite, die ungefähr gleich 80 MHz ist, wodurch ein signifikant kleinerer Abschnitt des LMDS-Spektrums als beim Verfahren des Standes der Technik verwendet wird. Ein Teil dieser Verwendung des verringerten Spektrums besteht darin, dass das vorliegende System mehr Kanäle innerhalb das LMDS-Spektrum einfügen kann als der Stand der Technik. Wenn der Stand der Technik einen Teil von 50 Kanälen aufgeben müsste, um im Spektrum für andere Kanaltypen Raum zu schaffen, wie z. B. einen INTERNET-Kanal, kann das vorliegende System folglich die Standardkanäle einfügen und immer noch genügend Spektrum übrig haben, um andere Kanaltypen zu schaffen.
Um die Bitströme 19 zu übertragen, müssen die Signale in einen geeigneten Zustand gemäß dem zum Überfragen des (der) Bitstroms (Bitströme) zwischen dem Anbieteruntersystem 10 und dem Senderuntersystem 11 verwendeten Übertragungsverfahren versetzt werden. Mehrere verschiedene Punkt-Punkt-Digitalübertragungsmethodologien können verwendet werden, wie z. B. Satellit, Kabel, Punkt-Punkt-Mikrowellenübertragung oder Faseroptik. Die speziellen Verarbeitungsschritte, die durchgeführt werden, um den (die) Bitstrom (Bitströme) in den Zustand für die Übertragung zu bringen, hängt von der verwendeten Übertragungsmethodologie ab und sollte für einen Fachmann auf dem Gebiet von Kommunikationssystemen gut verständlich sein.
Das Senderuntersystem 11 verbindet ein ZF-Modulatorsegment 20 mit jedem der unabhängigen und eindeutigen Bitströme 19 und erzeugt ein moduliertes Signal, das bei einer Zwischenfrequenz (ZF) zentriert ist. HF-Leistungssegmente 21 verschieben die modulierten Signale hinsichtlich der Frequenz von der ZF-Frequenz auf die endgültige Rundfunkbetriebsfrequenz und schaffen die erforderliche Verstärkung für die drahtlose Übertragung zum Empfängeruntersystem.
Im Allgemeinen können das Modulatorsegment 20 und das Leistungssegment 21 (2) in vielen verschiedenen Weisen implementiert werden. Erfindungsbitströme 19 können beispielsweise in entweder ein amplituden-, phasen- oder frequenzformatiertes Signal mit einer Zwischenfrequenz (ZF) moduliert werden, die geringer ist als die Rundfunkfrequenz, hinsichtlich der Frequenz auf die endgültige Rundfunkbetriebsfrequenz umgesetzt werden und dann mit linearen Leistungsverstärkern verstärkt werden, die so eingestellt sind, dass sie auf der endgültigen Rundfunkfrequenz arbeiten. In diesem Fall ist es erforderlich, lineare Verstärker zu verwenden, da ein nicht linearer Verstärker nicht das gewünschte modulierte Signal erzeugt, wenn ein moduliertes Signal mit Amplitudenänderungen (wie z. B. ein AM-Signal) verstärkt wird. Derzeit werden lineare Leistungsverstärker, die hergestellt werden, um Signale mit relativ hoher Hochfrequenz zu verstärken, als teure, jedoch unvermeidliche Vorrichtungsimplementierungswahl betrachtet. Obwohl es möglich ist, ein Rundfunksignal mit den gewünschten Modulations- und Leistungscharakteristiken zu erzeugen, werden folglich die Gesamtkosten eines in dieser Weise implementierten Systems auf Grund der Notwendigkeit für die Verwendung von linearen Verstärkern erheblich erhöht.
Alternativ können die Bitströme 19 unter Verwendung eines konstanten Amplitudenmodulationsformats (d. h. entweder Phasen- oder Frequenzmodulation) moduliert werden, mit der Rundfunk-HF gemischt und dann unter Verwendung von herkömmlichen nicht linearen Verstärkern verstärkt werden. Obwohl ein solches System die gewünschten modulierten Signale bereitstellt und die Verwendung von linearen Verstärkern vermeidet, können einige Ungenauigkeiten auftreten, wenn die phasen- oder frequenzmodulierten Signale mit dem nicht linearen Verstärker verstärkt werden. Obwohl die Phasen- und Frequenzmodulation nicht Amplitudenänderungen verwendet, um Logikzustandsänderungen zu codieren, treten insbesondere immer noch Amplitudenänderungen auf, wenn Logikzustände geändert werden. Nicht lineare Verstärker tolerieren Amplitudenänderungen nicht und können folglich auf Grund dieser Amplitudenänderungen fehlerhafte Ausgangssignale liefern. Ferner liefern derzeit erhältliche Hochfrequenz- und nicht lineare Verstärker auf dem Markt gewöhnlich eine begrenzte Menge an Leistung, wodurch die verfügbare Rundfunkleistung minimiert wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Bitströme 19 zu einem Quadratwurzel-Staffel-Quadratur-Phasenumtast-Modulationsformat (SQR-SQPSK-Modulationsformat) moduliert. Das SQR-SQPSK-Format gemäß der vorliegenden Er findung wird durch Durchführen einer Standard-8-Phasenmodulation mit der hinzugefügten Einschränkung, dass die Phasenänderungen von nur +45°, 0° und –45° bei jeder Taktperiode auftreten können, erhalten, so dass Amplitudenänderungen beim Übergang von einem Logikzustand in einen anderen verringert werden (im Vergleich zu einem herkömmlichen gestaffelten QPSK-Signal (SQPSK-Signal)). Das SQR-SQPSK-Format ist auch derart gekennzeichnet, dass, wenn es durch einen Verdoppler-Leistungsverstärker verstärkt wird, es ein herkömmliches SQPSK-Signal erzeugt; (es sollte auf dem Gebiet der Kommunikationssystemkonstruktion gut bekannt sein, dass ein Verdoppler-Leistungsverstärker zum Verdoppeln der Frequenzauslenkung oder Phasenauslenkung eines Signals fungiert).
Die SQR-SQPSK ist ein Modulationsformat, das speziell ausgelegt ist, um ein Signal zu erzeugen, das mit einem nicht linearen Sättigungsverstärker oder einem Verstärker mit einem Verdoppler verstärkt werden soll. Diese Verstärker sehen eine angemessene Leistung unter Verwendung von Halbleitervorrichtungen vor. Auf Grund der konstanten Amplitude des SQR-SQPSK-modulierten Signals ist es ferner für die Sättigungs- und nicht linearen Verstärker ideal, da Amplitudenänderungen eine Verzerrung im Ausgangssignal erzeugen.
4A und 4B stellen die Amplitudenzeithistorien eines herkömmlichen bandbegrenzten gestaffelten QPSK-Signals bzw. des SQR-SQPSK-formatierten Signals der vorliegenden Erfindung dar, die jeweils durch Modulieren desselben Eingangssignals erzeugt werden. Wie zu sehen ist, besitzt das herkömmliche SQPSK-Signal viel größere Amplitudenänderungen als Funktion der Zeit im Vergleich zum SQR-SQPSK-formatierten Signal der vorliegenden Erfindung. Daher werden Amplitudenänderungen in diesem Phasenmodulationsverfahren derart verringert, dass ein nicht linearer Sättigungsverstärker effektiv verwendet werden kann.
Gemäß dem System und Verfahren der vorliegenden Erfindung werden die Bitströme 19 zuerst zu SQR-SQPSK-formatierten Signalen auf einen ersten ZF-Träger moduliert. Die modulierten Signale werden dann mit einer zweiten ZF (gleich der Hälfte der gewünschten Rundfunk-HF) gemischt und mit einem nicht linearen Verstärker, der auf die zweite ZF-Frequenz abgestimmt ist, verstärkt. Schließlich werden die verstärkten Signale auf die gewünschte Rundfunk-HF durch einen Verdoppler-Leistungsverstärker frequenzverdoppelt, um herkömmliche gestaffelte QPSK-Signale mit der gewünschten Rundfunk-HF zu erhalten.
Das System der vorliegenden Erfindung ist überlegen und wirtschaftlicher als Ausführungsformen des Standes der Technik, die lineare und nicht lineare Hochfrequenz-Verstärkungsverfahren verwenden, da das Verfahren der vorliegenden Erfindung anfänglich bei einer niedrigeren ZF-Frequenz (d. h. die Hälfte der Rundfunkfrequenz) unter Verwendung eines nicht linearen Verstärkers verstärkt und dann die Frequenz unter Verwendung eines Verdoppelungs-Leistungsverstärkers verdoppelt. Durch Verstärken eines SQR-SQPSK-formatierten Signals mit einem nicht linearen Leistungsverstärker, der auf eine niedrigere Frequenz abgestimmt ist, und dann erneutes Verstärken mit einem Verdoppler-Leistungsverstärker kann das in der vorliegenden Erfindung verwendete Senderuntersystem 11 wirtschaftlicher implementiert werden als Senderuntersysteme des Standes der Technik.
5A zeigt eine Ausführungsform eines ZF-Modulatorsegments, das zum Erzeugen eines modulierten Signals mit dem SQR-SQPSK-Format gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Jedes ZF-Modulatorsegment 20 empfängt einen der unabhängigen Bitströme 19. Die Daten- und Taktrückgewinnungseinheit 22 leitet das ursprüngliche Signal 19 und ein zugehöriges Taktsignal, das in den anschließenden Modulationsverarbeitungsschritten verwendet wird, ab. Das Bitstromsignal 19 und sein zugehöriges abgeleitetes Taktsignal sind mit einem Serien-Parallel-Umsetzer 23 verbunden. Der Serien-Parallel-Umsetzer 23 formatiert die seriellen Daten in Zwei-Bit-Worte, die den vorliegenden Phasenzustand 24A des vorliegenden Datenworts darstellen. Der vorliegende Phasenzustand 24A in Kombination mit dem vergangenen Phasenzustand 24B erzeugt eine Adresse in der Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25. Die Ausgabe aus der Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25 ist ein Drei-Bit-Phasendatenwort 26. Zwei Taktausgaben werden auch in der Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25 erzeugt. Ein Takt ist eine Version der Division durch 2 der Takteingabe in die Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25 (als CLK/2 bezeichnet) und der zweite Takt ist eine invertierte Version des Takts der Division durch 2 (als CLK/2' bezeichnet).
Das Drei-Bit-Phasendatenwort 26 wird zu einer 1-Nachschlagetabelle 27, einer Q-Nachschlagetabelle und einem Verzögerungselement geleitet. Das Verzögerungselement leitet die Ausgabe des Phasendatenworts in den Eingang wie den vergangenen Phasenzustand 24B zurück.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet ein Acht-Phasen-Modulationsverfahren, um das SQR-SQPSK-Signal zu erzeugen. Ein Konstellationsdiagramm, das die möglichen Phasenzustände zeigt, ist in 5B gezeigt und die Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25 ist in 5C gezeigt. In dem Diagramm wird jedes mögliche Drei-Bit-Ausgangswort aus der Phasenzustands-Nachschlagetabelle in einen entsprechenden Punkt in der Konstellation abgebildet. Es ist zu beachten, dass die Phasenzustands-Nachschlagetabelle 25 Phasenänderungen auf +45°, 0° und –45° von einem Logikzustand zum anderen einschränkt.
Die I-Nachschlagetabelle 27 setzt die 3-Bit-Phasendaten in ein entsprechendes digitales Wort um, das für den I-Daten-Digital-Analog-Umsetzer 28 geeignet ist. Die Q-Nachschlagetabelle funktioniert in derselben Weise für den Q-Daten-Digital-Analog-Umsetzer.
Die Ausgabe aus den I-Kanal- und Q-Kanal-Digital-Analog-Umsetzern wird zu Formungsfiltern 29 geleitet. Die Ausgänge für das Formungsfilter 29 sind mit dem Quadraturmodulator 30A verbunden, wo die analogen Basisbanddaten mit einer Trägerfrequenz moduliert werden, die von der 1. LO-Quelle 30B geliefert wird. Die Ausgabe aus dem Quadraturmodulator 30A ist das modulierte ZF-Signal 31.
6 zeigt eine Ausführungsform des HF-Leistungssegments (21) gemäß der vorliegenden Erfindung. Das ZF-modulierte Signal 31 wird durch ein Bandpassfilter 32 gefiltert, um Signale mit anderen Frequenzen als der Modulationsträgerfrequenz auszufiltern. Als nächstes wird das gefilterte Signal durch den Verstärker 33 verstärkt und dann durch den Mischer 34 auf eine von einem Satz von Betriebsfrequenzen frequenzverschoben. Die 2. LO-Quelle 35 ist die Frequenzquelle, die die endgültige Trägerfrequenz aus dem HF-Leistungssegment 21 bestimmt.
Alle Sektoren innerhalb eines gegebenen Dienstbereichs werden mit derselben Betriebsfrequenz gesendet und benachbarte Senderuntersysteme senden mit anderen Betriebsfrequenzen. In dieser Weise erfahren Teilnehmer in einem ersten Dienstbereich keine Störung von Signalen, die in umgebenden Dienstbereichen gesandt werden. Die verschiedenen Betriebsfrequenzen zwischen verschiedenen Senderuntersystem-Rundfunkbereichen werden durch Auswählen einer anderen Mittenfrequenzeinstellung der 2. LO-Quelle 35 bestimmt.
Ein Beispiel dafür, wie Signale für jeden Dienstbereich frequenzverschoben werden, ist in 7 gezeigt. In diesem Beispiel werden die in vier verschiedene Dienstbereiche gesandten n modulierten Signale auf eine von vier Betriebsfrequenzen F(1)–F(4) verschoben. Dies entspricht einer von vier verschiedenen Mittenfrequenzeinstellungen für die 2. LO-Quelle 35.
Wie in 7 gezeigt, würde jeder der Teilnehmer in den Dienstbereichen 1–4 modulierte Signale empfangen, aber jeder Dienstbereichsender sendet die n modulierten Signale mit einer anderen Betriebsfrequenz. Folglich wird die Störung eines benachbarten Dienstbereichs signifikant verringert.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Betriebsfrequenzen F(1)–F(4) um 130 MHz beabstandet und jedes der n modulierten Signale ist mit einem "Schutzband" von 10 MHz zwischen jedem Band beabstandet, um eine minimale Störung von benachbarten Zellen sicherzustellen (Anmerkung: diese Ausführungsform nimmt an, dass jedes der Bänder von n modulierten Signalen ein Spektrum, das ungefähr 120 MHz breit ist, belegt). In einer anderen Implementierung wird das Band von n Signalen zu einer von sieben Betriebsfrequenzen verschoben.
Die Ausgabe aus dem Mischer 34 von 6 wird durch das Bandpassfilter 36 bandbegrenzt, um unerwünschte Frequenzkomponenten, die durch den Frequenzverschiebungsprozess des Mischers eingeführt werden, zu entfernen. Die Frequenz der Ausgabe des Bandpassfilters 36 ist eine Hälfte der endgültigen Rundfunkbetriebsfrequenz. Der Treiberverstärker 37 ist ein nicht linearer Sättigungsverstärker, der eingestellt ist, um Signale in einem Frequenzbereich zu verstärken, der eine Hälfte der endgültigen Rundfunkbetriebsfrequenz ist. Implementierungseinsparungen werden durch Verringern des Frequenzbereichs des Treiberverstärkers 37 zum Arbeiten mit einer Hälfte der endgültigen Rundfunkbetriebsfrequenz verwirklicht.
Wie vorher beschrieben, kann auf Grund der eingeschränkten Amplitudenänderung eines Signals, das in das SQR-SQPSK-Format der vorliegenden Erfindung moduliert wird, ein nicht linearer Sättigungsverstärker verwendet werden, um das SQR-SQPPK-modulierte Signal zuverlässig zu verstärken. Zusätzliche Implementierungseinsparungen werden verwirklicht, da das SQR-SQPSK-Modulationsver fahren nicht erfordert, dass ein linearer Treiberverstärker verwendet wird, um die Amplitudeneigenschaften des modulierten Systems aufrechtzuerhalten.
Nach der Verstärkung wird die Frequenz des SQR-SQPSK-modulierten Signals durch den Leistungsverstärker/Verdoppler 38 verdoppelt. Der Leistungsverstärker/Verdoppler 38 ist ein Diodenverdoppler-Leistungsverstärker, der zum Verdoppeln der Frequenz seines Eingangssignals fungiert. Wie vorstehend beschrieben, ist das SQR-SQPSK-Signal so ausgelegt, dass, wenn es durch einen Diodenverdoppler-Leistungsverstärker verstärkt wird, das resultierende Signal ein herkömmliches SQPSK-Signal ist. Folglich ist das Ausgangssignal 39 des Leistungsverstärkers/Verdopplers 38 ein Signal mit einer Frequenz gleich der gewünschten Rundfunkbetriebsfrequenz und mit einem herkömmlichen SQPSK-Modulationsformat.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, der beachtet werden sollte, besteht darin, dass das SQR-SQPSK-modulierte Signal in der Frequenz durch das Bandpassfilter 36 bandbegrenzt wird, bevor es durch den Leistungsverstärker/Verdoppler 38 verstärkt wird, und diese Bandbegrenzung am Ausgang des Leistungsverstärkers/Verdopplers 38 bewahrt wird. Im Gegensatz dazu erfordern Verfahren des Standes der Technik unter Verwendung von herkömmlicher QPSK-Modulations- und nicht linearen Verstärkungsverfahren eine Bandbegrenzung vor und nach dem Verstärkungsschritt auf Grund der Intoleranz des nicht linearen Verstärkers gegen Amplitudenänderungen, die in einem QPSK-formatierten Signal auftreten. Die Fähigkeit der vorliegenden Erfindung, nur einmal vor der Verstärkungsstufe bandzubegrenzen, ermöglicht eine effizientere Nutzung von Leistung, da ein zusätzlicher Bandbegrenzungsschritt nach der Verstärkung, der die effektive übertragene Leistung von herkömmlichen QPSK-formatierten Signalen verringert, weggelassen werden kann.
8A–D und 9A–D sind Graphen, die die Bandbegrenzungs- und Verstärkungsvorteile des SQR-SQSPK-Modulationsverfahrens der vorliegenden Erfindung (9A–D) gegenüber dem herkömmlichen QPSK-Modulationsverfahren des Standes der Technik (8A–D) darstellen. 8A und 9A stellen das Leistungsspektrum eines QPSK- bzw. SQR-SQSPK-formatierten Signals vor der Bandbegrenzung und Verstärkung mit einem Leistungsverstärker dar, 8B und 9B stellen das Leistungsspektrum der QPSK- bzw. SQR-SQSPK-formatierten Signale nach Bandbegrenzung und Verstärkung durch einen Verdoppler-Leistungsverstärker dar, 8C und 9C stellen die Amplitude als Funktion der Zeit der QPSK- bzw. SQR-SQSPK-formatierten Signale nach Bandbegrenzung dar und 8D und 9D stellen das Polardiagramm dieser Signale nach Bandbegrenzung dar. Im Vergleich ist zu sehen, dass das SQR-SQPSK-Signal kleinere Amplitudenänderungen in 9C und 9D und ein schmäleres Leistungsspektrum in 9B im Vergleich zu den Amplitudenänderungen und zum Leistungsspektrum des herkömmlichen QPSK-Signals aufweist, wie in 8B, 8C und 8D dargestellt. 9C stellt auch dar, dass das SQR-SQPSK-Signal der vorliegenden Erfindung keine zusätzliche Bandbegrenzung nach der Verstärkung, die vom Verdoppler-Leistungsverstärker durchgeführt wird, erfordert, wohingegen 8C darstellt, dass das herkömmliche gestaffelte QPSK-Signal einen zusätzlichen Bandbegrenzungsschritt erfordern könnte.
Nach der Modulation und Verstärkung werden diese Signale durch Antennen, die sich in jedem Dienstbereich befinden, zu Teilnehmern gesandt. Paare von ZF-Modulatorsegmenten 20 und HF-Leistungssegmenten 21 erzeugen jeweils ein moduliertes und verstärktes Signal 39 innerhalb jedes Dienstbereichs. Jeder Satz von Signalen 39 wird mit der Antenne der vorliegenden Erfindung mit unabhängigen Sektorantennenfeldern gekoppelt. Es sollte verständlich sein, dass in einer Ausführungsform die Anzahl von erzeugten Signalen 39 gleich derselben Anzahl von Antennenfeldern ist, so dass jedes Antennenfeld ein unabhängiges Signal sendet. In einer weiteren Ausführungsform können einige der Felder dasselbe Signal senden.
Eine Ausführungsform der Antenne zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung ist ein mehrflächiger polygonal geformter Zylinder, wobei jede der Flächen des Zylinders ein unterschiedliches Sektorantennenfeld bildet. 10A steht eine Draufsicht auf eine Ausführungsform der Antenne 42 zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung mit acht Sektorantennenfeldern 43 dar. Die Sektorantennenfelder in dieser Ausführungsform erzeugen eine Strahlbreite von 45° im Azimut. In einer alternativen Ausführungsform umfasst die Antenne 42 ein sechsseitiges Polygon, wobei jede Fläche eine Strahlbreite von 60° im Azimut erzeugt (10B).
Es sollte beachtet werden, dass die HF jedes Sektorsignals zur HF der anderen Sektorsignale, die von jeder Senderstellenantenne ausgestrahlt werden, identisch ist. Da jede Sektorantenne von den anderen Sektorantennen physikalisch getrennt ist, arbeiten diese Sektorantennen gewöhnlich als phasengesteuerte Antennen gruppen, wenn sie Signale übertragen. Die Theorie von phasengesteuerten Antennengruppensystemen sagt vorher, dass die von den einzelnen Gruppenantennen emittierten Signale sich in bestimmten Zeigewinkeln von der phasengesteuerten Antennengruppe miteinander destruktiv kombinieren. Folglich bestehen Richtungen, die sich von der phasengesteuerten Antennengruppe nach außen erstrecken, entlang derer keine Signalenergie empfangen werden kann. Im vorliegenden System sind die verwundbarsten Stellen für diese Zonen mit destruktiver Interferenz entlang der Azimutgrenzen der keilförmigen Sektoren zu finden (durch 44 angegeben, 10). Um diese destruktive Interferenz zwischen Sektorsignalen an Teilnehmerstellen entlang der Grenzen der Azimutsektoren zu verhindern, sind die Antennenpolaritäten von benachbarten Sektoren folglich entgegengesetzte Polaritäten. Daher können sich die HF-Signale von den zwei Sektorantennen nicht destruktiv kombinieren und die Teilnehmerantenne empfängt nur eines der zwei möglichen Sektorsignale, wodurch verhindert wird, dass eine destruktive Interferenz entlang der Azimutlinien auftritt, die sich von der Senderantenne nach außen erstrecken, wo die 45° oder 60° breiten Strahlen überlappen.
Die Verwendung von unabhängigen Polarisationen für die benachbarten Sektorantennen im vorliegenden System unterscheidet sich vom Stand der Technik darin, dass der Stand der Technik unterschiedliche Antennenpolarisationen verwendet, um zu verhindern, dass ungewollte und nicht in Beziehung stehende Signale in die Empfängerantenne gelangen. Im vorliegenden System werden jedoch unterschiedliche Polarisationen verwendet, um zu verhindern, dass ähnliche Signale einander aufheben, wenn sie gleichzeitig auf die Empfängerantenne auftreffen.
11 stellt eine Anordnung von Dienstbereichen 45 dar, die sich aus einer Ausführungsform des Übertragungsverfahrens der vorliegenden Erfindung ergeben, das eine achteckige Antennenkonfiguration verwendet. Wie gezeigt, befinden sich Senderstellen 46 in der Mitte von jedem der Dienstbereiche 45. Jeder Dienstbereich, wie vorstehend beschrieben, sendet mit einer von einem Satz von Betriebsfrequenzen, wodurch die destruktive Interferenz zwischen benachbarten Dienstbereichen verringert wird. Außerdem ist jeder Dienstbereich sektorisiert, so dass benachbarte Sektoren Signale mit entgegengesetzter Polarität senden, wie in 10 gezeigt. Folglich verringert das vorliegende Verfahren nicht nur die Interferenz entlang der Dienstbereichsgrenzen, sondern verringert auch die Interferenz entlang der Sektorgrenzen innerhalb des Dienstbereichs.
Es sollte beachtet werden, dass die mehrflächige Antenne auch den Vorteil von potentiellen Leistungs- und Implementierungseinsparungen bietet. Insbesondere wenn Antennenfelder großen Hindernissen (d. h. Bergen) zugewandt sind, so dass es nicht erforderlich oder erwünscht ist, ein Signal in dieser Richtung zu senden, kann der Modulator/Verstärker/das (die) Antennenfeld(er), die in der Richtung des Hindernisses gewandt sind, völlig deaktiviert oder beseitigt werden. Folglich kann die sektorisierte Antenne so zugeschnitten werden, dass sie die physikalischen Rundfunkanforderungen des Bereichs erfüllt, während der Leistungsverbrauch und die Implementierungskosten verringert werden.
Das Empfängeruntersystem 12, das in 2 gezeigt ist, umfasst ein HF-Demodulatorsegment 47 und ein Decodersegment 49. Das HF-Demodulatorsegment 47 empfängt ein Rundfunksignal 41 mit der speziellen Polarität, für dessen Annahme die Empfangsantenne ausgelegt ist. Das HF-Demodulatorsegment 47 demoduliert das Rundfunksignal 41, um den zugrunde liegenden digitalen Datenstrom zurückzugewinnen. Das Demodulatorsegment 47 wählt einen der Kanäle, die im zurückgewonnenen Bitstrom codiert sind, in Reaktion auf ein vom Teilnehmer geliefertes Steuersignal aus. Dieses Steuersignal vom Decodersegment 49 ist die Kanalauswahlsteuerung 64 und wird vom Benutzer über eine Fernbedienungsvorrichtung oder andere Eingabevorrichtung ausgewählt. Der ausgewählte digitale Signalkanal 48 wird zum Decodersegment 49 gesandt, das den ausgewählten Kanal 48 decodiert und ihn in ein Format bringt, das für die E/A-Vorrichtung, die damit verbunden ist, geeignet ist.
Wenn der Decoder beispielsweise mit einem analogen Fernsehgerät verbunden ist, dekomprimiert der Decoder zuerst das digitale Videosignal und setzt dann den digitalen Datenstrom wieder in ein analoges Fernsehsignal um, das durch das analoge Fernsehgerät angezeigt werden kann.
12A stellt eine Implementierung des HF-Demodulatorsegments 47 der vorliegenden Erfindung dar und 12B stellt eine Ausführungsform des Decodersegments 49 zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung dar.
Mit Bezug auf 12A empfängt die Antenne 50 eines der Rundfunksignale 41 (2) vom Senderuntersystem 11. Das Signal 41 wird durch ein Bandpassfilter 51 gefiltert, um die Menge an empfangener Signalenergie auf die gewünschte Frequenzbandbreite zu begrenzen. Der rauscharme Verstärker (LNA) ist ein Verstärker, der dazu ausgelegt ist, das empfangene Signal zu verstärken, ohne signifikant zum Rauschpegel im Signal beizutragen. Der Ausgang des LNA und des Bandpassfilters 51 ist mit einem Mischer 52 verbunden, der die Mittenfrequenz des empfangenen Signals auf eine Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Das Signal 53 wird dann durch das ZF-Bandpassfilter 54 geleitet, das dazu ausgelegt ist, das bei der ZF-Frequenz zentrierte gewünschte Frequenzband durchzulassen und Signale mit anderer Frequenz abzuweisen.
Der Demodulatorabschnitt von 12A demoduliert das Ausgangssignal 55 des ZF-Bandpassfilters 54. Die gezeigte spezielle Demodulatorimplementierung ist ein SQPSK-Demodulator mit Modulationspfaden einer phasengleichen Komponente 1 und einer Quadraturphasenkomponente Q. Der I-Demodulationspfad umfasst einen Mischer 56 und einen Schwellenwertdetektor 57. Der Q-Demodulationspfad umfasst einen Mischer 58 und einen Schwellenwertdetektor 59. Der Demodulator verwendet einen Rückkopplungspfad, der die Trägernachlaufschaltung 60 umfasst, um die Demodulatorausgabe zu optimieren. Die Ausgabe der Trägernachlaufschaltung 60 steuert die Frequenz des 2. Lo. Die Ausgabe aus den Mischern 56 und 58 sind zwei analoge Basisbanddatenströme. Diese Signale werden dann durch Schwellenwertdetektoren 57 bzw. 59 verarbeitet. Die Schwellenwertdetektoren setzen die zwei analogen Basisbanddatenströme in binäre Datenströme um, die in die Einheit 61 zum Rückgewinnen des digitalen Datenstroms eingegeben werden. Die binären Datenströme sind in 12A mit "I" und "Q" entsprechend einer phasengleichen (I) und Quadraturphasen- (Q) Komponente bezeichnet.
Die Einheit 61 zum Rückgewinnen des digitalen Datenstroms gewinnt ein Taktsignal gleich der ursprünglichen übertragenen Symboltaktrate wieder. Auf dem Fachgebiet der Kommunikationskonstruktion ist es gut bekannt, dass, um das ursprüngliche Informationssignal von einem übertragenen modulierten Signal genau festzustellen, es erforderlich ist, ein Symboltaktsignal zu erhalten, das gleich der übertragenen Symbolrate ist.
Innerhalb der Einheit 61 zum Rückgewinnen des digitalen Datenstroms werden die I- und Q-Eingaben erneut abgetastet, so dass sie auf das rückgewonnene Taktsignal ausgerichtet werden, und kombiniert, um einen einzelnen Bitstrom mit hoher Geschwindigkeit zu bilden. Um die Daten zu erhalten, die einem einzelnen Kanal zugeordnet sind, muss das Signal demultiplexiert werden. Der Demultiple xierungsprozess kehrt die im Zeitmultiplexer 18 von 3 dargestellte Prozedur um. Die Ausgabe 19 des Bitstroms mit hoher Geschwindigkeit aus dem Zeitmultiplexer 18 von 3 besteht aus vielen unabhängigen Kanälen. Die Demultiplexierung beschreibt eine Prozedur, die ermöglicht, dass einer der unabhängigen Kanäle, die in der Ausgabe 19 des Bitstroms mit hoher Geschwindigkeit vorhanden sind, vom Bitstrom mit hoher Geschwindigkeit für die anschließende Verarbeitung getrennt wird. Die Ausgabe der Einheit 61 zum Rückgewinnen des digitalen Datenstroms sind die Signale des Takts 63 und der Daten 48, die zum Decodersegment 49 geleitet werden.
In der in 12B gezeigten Implementierung ist das Decodersegment 49 für die Verarbeitung von nur Fernsehkanalsignalen ausgelegt. Folglich sollte es selbstverständlich sein, dass ähnliche Decoderkonstruktionen dazu ausgelegt werden können, andere Arten von Kanalinformationen zu verarbeiten, wie z. B. digitale Daten für Computersysteme, Videokonferenzdaten usw. Mit Bezug auf 12B werden die ausgewählten Kanaldaten 48 vom HF-Demodulatorsegment 47 zu einem Fernsehdecoder geleitet. Der Fernsehdecoder umfasst einen Empfänger 65, einen Videokomprimierungsdecodierer 66, einen analogen Videoumsetzer, einen analogen Audioumsetzer 67, eine Fernbedienung 68, einen IR-Empfänger 69, eine Decoder-Host-Steuereinheit 70 und einen RS-422-Sender 71. Der RS-422-Empfänger 65 empfängt das Signal vom HF-Demodulatorsegment 47 und verbindet es mit dem Videokomprimierungsdecodierer 66. Der Videokomprimierungsdecodierer 66 dekomprimiert das digitale Audio- und Videosignal in die entsprechenden separaten Audio- und Videoteile des ausgewählten Kanalsignals. Die dekomprimierten digitalen Audio- und Videofernsehsignale werden dann durch die Umsetzer 67 jeweils wieder in analoge Audio- und Videofernsehsignale umgesetzt und dann mit dem Fernsehgerät gekoppelt. Eine Fernbedienungsvorrichtung 68 liefert Kanalauswahl-Steuersignale über IR-Signale zum Fernsehgerät und auch zum Decoder, um den ausgewählten Kanal anzugeben. Der IR-Empfänger 69 empfängt die Kanalauswahl-Steuersignale und überträgt diese zum Demodulatorsegment 47 über die Decoder-Host-Steuereinheit 70 und den Empfänger 71.
Auf Grund der effizienten Spektrumnutzung ist das System der vorliegenden Erfindung besonders an eine Zweiweg-Übertragungsimplementierung anpassbar, die einen drahtlosen Signalpfad vom Empfängeruntersystem 12 zum Senderuntersystem 11 umfasst (üblicherweise als Rückkanal bezeichnet). Rückkanalsignale werden mit einer nominalen Trägerfrequenz übertragen, die ungefähr dieselbe wie die Hinkanal-HF-Rundfunkfrequenz ist. Die im Rückkanal enthaltenen Daten können Daten zum Anfordern von Pay-Per-View, Videodatenbilder für Videokonferenz, Fernlernprogramme oder andere Arten von digitalen Datenströmen sein. Diese Rückkanalsignale können im digitalen oder analogen Format vorliegen.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Rückkanalsignal zu einem Hybrid-FDM/TDMA- (Frequenzvielfachmultiplex/zeitüberlappter Mehrfachzugriff) formatierten Signal formatiert. Daten werden vom Teilnehmer in Segmenten gesandt – wobei jedes Segment einem speziellen Teilnehmer zugewiesen ist. Den Segmenten wird ein Frequenzkanal und ein Zeitschlitz für die Übertragung innerhalb dieses Frequenzkanals zugewiesen. Diese Zuweisungen sind für den Teilnehmer eindeutig und stellen sicher, dass der Teilnehmer der einzige Benutzer dieses Frequenzkanal- und Zeitschlitzpaars ist, während der Teilnehmer die Verwendung der Rückkanalverbindung erfordert.
Zeitschlitze werden den Teilnehmern auf einer Bedarfsbasis dynamisch zugewiesen. Mehrere Schlitze können einem einzelnen Teilnehmer zugewiesen werden, um die Rückkanaldatenrate für einen speziellen Teilnehmer zu erhöhen. Das Modulationsformat des Rückkanals ist dasselbe Format wie das Hinkanalsignal. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Modulationsrate von jedem der Rückkanal-FDM-Träger 2,048 Mbps und die Frequenzbandbreite, die von jedem FDM-Träger belegt wird, ist ungefähr 2 MHz. Ferner werden bei dieser Ausführungsform Daten vom Teilnehmer in Segmenten mit 64 kbps² gesandt und jeder FDM-Träger enthält zweiunddreißig TDMA-Schlitze mit 64 kbps.
Die Rückkanalträgerfrequenz wird mit einer Trägerfrequenz übertragen, die ausreichend von der Hinkanalrundfunkfrequenz getrennt ist, um eine gegenseitige Störung zwischen der Hinkanalübertragung und der Rückkanalübertragung zu verhindern. 13 stellt ein Beispiel der Spektrumzuweisung für die Hin- und Rückkanalbänder für einen gegebenen Sektor in dem Fall dar, in dem 480 MHz Spektrum zur Verfügung stehen. Wie gezeigt, werden 160 MHz für den Hinkanal zugewiesen, die, wie vorstehend bei der Einweg-Implementierung der vorliegenden Erfindung beschrieben, genügen, um die 96 Standardkanäle aufzunehmen. Unter der Annahme eines Schutzbandes von 20 MHz zwischen dem Hinkanal und dem Rückkanal bleiben 300 MHz für die Rückkanalverwendung. Folglich könnten 150 FDM-Träger existieren (d. h. 300 MHz/2 MHz Bandbreite pro FDM-Träger), die für den Rückkanal eines gegebenen Sektors zur Verfügung stehen (unter der Annahme von 2 MHz pro FDM-Träger). In dem Fall, in dem zweiunddreißig TDMA-Zeitschlitze mit 64 kbps an jedem FDM-Träger vorliegen, können 4800 (d. h. 32 Schlitze × 150 Träger) individuelle Datenverbindungen pro Sektor potentiell unterstützt werden.
In dieser Ausführungsform kann ein einzelner FDM-Träger zur Verwendung als Steuerkanal zum Anfordern von Rückkanal-Frequenzkanälen und Zeitschlitzzuweisungen umgekehrt werden. Die Teilnehmerausrüstung kann eine Anforderung für einen Rückkanal durch Senden eines Pakets zum Senderuntersystem 11 in einem der Steuerkanal-Zeitschlitze einleiten. Das Senderuntersystem 11 empfängt diese Informationen und sendet eine Frequenzkanal- und Zeitschlitzzuweisung zum Teilnehmer. Diese Informationen vom Senderuntersystem 11 werden in einer ATM-Zelle gesandt, wobei sie zu allen Teilnehmern innerhalb des Sektors dieser Basisstation gesandt werden.
Der Rückkanal nutzt die innewohnende Synchronisation aller Teilnehmer mit einer Taktrate, die von derselben Quelle stammt (d. h. Senderuntersystem 11), aus. Dies ermöglicht eine sehr genaue Zeitsynchronisationsfähigkeit an jeder Teilnehmereinheit. Einfache Befehle, die im Hinkanal gesandt werden, können verwendet werden, um Differenzen der Ankunftszeit von Rückkanalsignalen, die am Senderuntersystem 11 empfangen werden, zu korrigieren. Diese Differenzen der Ankunftszeit werden durch die Änderungen der Ausbreitungspfadabstände von jedem der Teilnehmer zur gegebenen Senderuntersystemstelle verursacht.
Es sollte selbstverständlich sein, dass die physikalische Implementierung einer Zweiweg-Übertragungsausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Teilnehmerstellenschaltung zum Formatieren der Rückkanalsignale in das Hybrid-FDM/TDMA-Format sowie eine Schaltung zum Bringen der formatierten Rückkanalsignale in einen Zustand zur drahtlosen Übertragung zum Senderuntersystem 11, wie z. B. eine Modulationsschaltung zum Modulieren der formatierten Rückkanalsignale auf das HF-Trägersignal, umfasst. Ferner umfasst das Senderuntersystem 11 in der Zweiweg-Implementierung der vorliegenden Erfindung eine Antenne zum Empfangen von Rückkanalsignalen innerhalb des Dienstbereichs des Senderuntersystems. Die Rückkanäle werden, sobald sie an der Senderuntersystemstelle empfangen sind, in Abhängigkeit von der Art von übertragenen Rückkanaldaten entweder zu anderen Teilnehmern im Dienstbereich oder zum Anbieteruntersystem zurück übertragen. Im Fall von beispielsweise Videokonfe renzdaten umfasst das Senderuntersystem ein Schaltnetz zum Leiten von Videokonferenzdaten zwischen zwei Teilnehmerstellen. In dem Fall, in dem die Rückkanaldaten ein Steuersignal zum Anfordern von Pay-Per-View sind, überträgt der Sender 11 diese Daten zum Anbieteruntersystem 10 zurück.

Claims

Drahtloses Übertragungssystem, das ein Bereitstellungsuntersystem (10) zum Bereitstellen mehrerer Kanäle von Signalen und ein Übertragungsuntersystem (11) zum Übertragen von Kanälen von modulierten Signalen auf drahtlose Weise an mehrere Dienstbereiche umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass es umfasst: eine Einrichtung (20, 21) zum Erzeugen mehrerer Quadratwurzel-Staffel-QPSK-Modulationssignale (SQR-SQPSK-Signale) aus den mehreren Kanälen; eine nichtlineare Sättigungsverstärkungseinrichtung zum Verstärken der Quadratwurzel-Staffel-QPSK-Modulationssignale, wobei die somit verstärkten modulierten Signale voneinander unabhängig sind, wobei jedes der unabhängigen Signale eine auswählbare Kombination der mehreren Kanäle repräsentiert, und zum Bereitstellen der mehreren unabhängigen Signale für jede von mehreren Antennen (40, 42); wobei jede der Antennen einen zugeordneten Dienstbereich bedient und mehrere einzelne Antennenabschnitte (43) aufweist, wobei jeder der Antennenabschnitte eines der unabhängigen Signale in einem Sektor des Dienstbereichs überträgt.
System nach Anspruch 1, bei dem jedes der unabhängigen Signale unterschiedliche auswählbare Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentiert.
System nach Anspruch 1, bei dem wenigstens zwei der unabhängigen Signale die gleichen auswählbaren Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentieren.
System nach Anspruch 2 oder 3, bei dem die einzelnen Antennenabschnitte in einer mehrflächigen Polygon-Zylinderkonfiguration angeordnet sind.
System nach Anspruch 4, bei dem jeder Antennenabschnitt eine zugeordnete Übertragungspolarität besitzt und benachbarte Antennenabschnitte entgegengesetzte zugeordnete Übertragungspolaritäten besitzen.
System nach Anspruch 5, bei dem die mehrflächige Polygon-Zylinder- konfiguration sechs der Antennenabschnitte enthält und bei dem jeder Abschnitt einen 60°-Azimut des Signals überträgt.
System nach Anspruch 5, bei dem die mehrflächige Polygon-Zylinder-konfiguration acht der Antennenabschnitte umfasst und bei dem jeder Abschnitt einen 45°-Azimut des Signals überträgt.
System nach Anspruch 7, bei dem die Antennenabschnitte Antennen des Horntyps sind.
System nach Anspruch 7, bei dem die Antennenabschnitte Antennen des Scheibentyps sind.
System nach Anspruch 1, das ferner umfasst: eine Empfängereinrichtung in einem Sektor eines Dienstbereichs, wobei die Empfängereinrichtung eines der unabhängigen modulierten Signale in einen entsprechenden formatierten digitalen Datenstrom umsetzt und einen Kanal von Signalen des Abschnitts mehrerer Kanäle aus dem entsprechenden formatierten digitalen Datenstrom auswählt.
System nach Anspruch 10, bei dem jeder der unabhängigen formatierten digitalen Datenströme unterschiedliche auswählbare Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentiert.
System nach Anspruch 10, bei dem wenigstens zwei der unabhängigen formatierten digitalen Datenströme die gleiche auswählbare Kombination der mehreren Kanäle von Signalen repräsentieren.
System nach Anspruch 11 oder 12, bei dem die Erzeugungseinrichtung mehrere Einrichtungen zum Erzeugen jedes formatierten digitalen Datenstroms umfasst, wobei jede der Erzeugungseinrichtungen jedes der digitalen Datenströme eine Einrichtung zum Codieren der mehreren Kanäle in mehrere digitale Zwischen-Datenströme und eine Einrichtung zum Formatieren und Multiplexieren der mehreren digitalen Zwischen-Datenströme in den jeweiligen formatierten digitalen Datenstrom umfasst.
System nach Anspruch 13, bei dem die Einrichtung zum Formatieren und Multiplexieren die formatierten digitalen Datenströme in einen einzigen ATM-formatierten digitalen Datenstrom formatiert.
System nach Anspruch 14, bei dem die mehreren Antennen jeweils die modulierten Signale auf einer Gruppe von Betriebsfrequenzen übertragen.
System nach Anspruch 15, bei dem die mehreren Kanäle von Signalen im Voraus komprimierte digitale Fernsehsignale enthalten.
System nach Anspruch 16, bei dem die mehreren Kanäle von Signalen außerdem Signale für ein digitales Computersystem enthalten.
System nach Anspruch 17, bei dem die mehreren Empfängereinrichtungen ferner eine Einrichtung zum Umsetzen des ausgewählten einen Kanals von Signalen in einen entsprechenden Kanal von analogen Signalen enthalten.
System nach Anspruch 18, bei dem die Codierungseinrichtung die digitalen Zwischen-Datenströme gemäß einer SONET STS-3-Formatierung formatiert.
System nach Anspruch 19, bei dem die Formatierungs- und Multiplexierungseinrichtung eine Frequenzvielfachmultiplexierung ausführt.
System nach Anspruch 20, bei dem die Einrichtung zum Codieren einen Analog/Digital-Umsetzer und eine Einrichtung zum Komprimieren digitaler Signale umfasst.
System nach Anspruch 21, bei dem die Einrichtung zum Komprimieren ein MPEG-2-Komprimierungsformat verwendet.
System nach Anspruch 22, bei dem jede Antenne die unabhängigen modulierten Signale überträgt, wobei jeder Abschnitt eine zugeordnete Übertragungspolarität besitzt, wobei benachbarte Antennenabschnitte entgegengesetzte zugeordnete Übertragungspolaritäten besitzen.
System nach Anspruch 23, bei dem die Empfängereinrichtung ferner eine Empfangsantenne zum Empfangen des einen unabhängigen modulierten Signals umfasst, wobei die Empfängereinrichtung so abgestimmt ist, dass sie das eine unabhängige modulierte Signal, das seine zugeordnete Übertragungspolarität besitzt, empfängt.
System nach Anspruch 24, bei dem die Einrichtung zum Umsetzen des ausgewählten einen Kanals von Signalen in den entsprechenden Kanal von analogen Signalen ferner eine Einrichtung zum Dekomprimieren des ausgewählten einen Kanals von Signalen und einen Digital/Analog-Signalumsetzer zum Umsetzen des dekomprimierten ausgewählten Kanals von Signalen in dem entsprechenden Kanal von analogen Signalen umfasst.
System nach Anspruch 25, bei dem die einzelnen Antennenabschnitte in einer mehrflächigen Polygon-Zylinderkonfiguration angeordnet sind.
System nach Anspruch 26, bei dem jede Empfängereinrichtung ferner eine Einrichtung zum Übertragen von HF-Signalen umfasst und jede Antenne ferner eine Einrichtung zum Empfangen der HF-Signale von der Empfängereinrichtung umfasst, so dass sie für eine Zweiwegeübertragung zwischen der Antenne und der Empfängereinrichtung geeignet ist.
Übertragungsverfahren für ein drahtloses Übertragungssystem, das ein Bereitstellungsuntersystem (10) zum Bereitstellen mehrerer Kanäle von Signalen und ein Übertragungsuntersystem (11) mit mehreren Antennen zum Übertragen von Kanälen von modulierten Signalen auf drahtlose Weise an mehrere Dienstbereiche umfasst, wobei jede der Antennen einen zugeordneten Dienstbereich bedient, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen mehrerer Quadratwurzel-Staffel-QPSK-Modulationssignale (SQR-SQPSK-Signale) aus den mehreren Kanälen; Verstärken der Quadratwurzel-Staffel-QPSK-Modulationssignale mit einer nichtlinearen Sättigungsverstärkungseinrichtung, wobei die somit verstärkten modulierten Signale unabhängig voneinander sind, wobei jedes der unabhängigen Signale eine auswählbare Kombination der mehreren Kanäle repräsentiert; Bereitstellen der mehreren unabhängigen Signale für jede von mehreren Antennen (40, 42); Übertragen der unabhängigen Signale an jeden Dienstbereich, der jeder der Antennen zugeordnet ist, wobei jeder Dienstbereich in Sektoren unterteilt ist und jedes der unabhängigen Signale an einen entsprechenden Sektor übertragen wird.
Verfahren nach Anspruch 28, bei dem jedes der unabhängigen Signale unterschiedliche auswählbare Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentiert.
Verfahren nach Anspruch 28, bei dem wenigstens zwei der unabhängigen Signale die gleichen auswählbaren Kombinationen der mehreren Kanälen von Signalen repräsentieren.
Verfahren nach Anspruch 29 oder 30, bei dem die mehreren unabhängigen Signale in der Weise übertragen werden, dass benachbarte Sektoren Signale mit entgegengesetzter Polarität empfangen.
Verfahren nach Anspruch 31, bei dem jedes der mehreren unabhängigen Signale ein Signal mit 60°-Azimut ist.
Verfahren nach Anspruch 31, bei dem jedes der mehreren unabhängigen Signale ein Signal mit 45°-Azimut ist.
Verfahren nach Anspruch 28, das ferner umfasst: Umsetzen der mehreren Kanäle von Signalen in mehrere unabhängige formatierte digitale Datenströme; Empfangen des einen unabhängigen Signals; und Umsetzen des einen unabhängigen Signals in ein Signal, das durch eine gegebene E/A-Vorrichtung nutzbar ist.
Verfahren nach Anspruch 34, bei dem jeder der unabhängigen formatierten digitalen Datenströme unterschiedliche auswählbare Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentiert.
Verfahren nach Anspruch 35, bei dem wenigstens zwei der unabhängigen formatierten digitalen Datenströme die gleichen auswählbaren Kombinationen der mehreren Kanäle von Signalen repräsentieren.
Verfahren nach Anspruch 35 oder 36, bei dem der Schritt des Umsetzens mehrerer Kanäle von Signalen in mehrere unabhängige formatierte digitale Datenströme ferner die Schritte des Multiplexierens des Abschnitts der Kanäle in einen digitalen Zwischen-Datenstrom und des Formatierens des digitalen Zwi schen-Datenstroms in den jeweiligen formatierten digitalen Datenstrom umfasst.
Verfahren nach Anspruch 37, das ferner den Schritt des Formatierens der mehreren formatierten digitalen Datenströme in einen einzigen formatierten digitalen Datenstrom, der die mehreren formatierten digitalen Datenströme repräsentiert, umfasst, wobei der einzige digitale Datenstrom vor dem Modulationsschritt in die mehreren formatierten digitalen Datenströme rekonstruiert wird.
Verfahren nach Anspruch 38, bei dem die unabhängigen modulierten Signale auf einer Gruppe von Betriebsfrequenzen übertragen werden.