DE69619783T2

DE69619783T2 - Phasenregelschleife mit regelbarer Antwortzeit

Info

Publication number: DE69619783T2
Application number: DE69619783T
Authority: DE
Inventors: David Mark Badger
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1995-12-28
Filing date: 1996-12-18
Publication date: 2002-10-02
Anticipated expiration: 2016-12-19
Also published as: KR100413715B1; EP0782271B1; EP0782271A1; KR970055561A; JP3560750B2; CN1133271C; BR9606198A; JPH09200047A; MX9606747A; CN1158029A; DE69619783D1; US5748046A

Description

Die Erfindung betrifft eine phasenverkoppelte Schleife (PLL) mit einem steuerbaren Filter zum wahlweisen Steuern der Ansprechzeit der PLL.
Phasenverkoppelte Schleifen (PLLs) dienen in einer Vielfalt von Anwendungen zur "Verriegelung" der Frequenz und/oder der Phase eines regelbaren Oszillators auf die eines Referenzsignals. Zum Beispiel werden PLLs allgemein in Tunern einer Kommunikationsanlage angewendet, wie zum Beispiel in Rundfunk- und Fernsehempfängern, zur Regelung der Frequenz eines örtlichen Oszillators oder sogenannten Überlagerungsoszillators.
Eine phasenverkoppelte Schleife enthält einen regelbaren Oszillator zum Erzeugen eines geregelten Oszillatorsignals, einen stabilen Oszillator wie einen Quarzoszillator, zum Erzeugen eines Referenzsignals und einen Phasendetektor zum Erzeugen eines Fehlersignals, das den Phasen- und Frequenzzusammenhang zwischen dem geregelten Oszillatorsignal und dem Referenzsignal darstellt. Das Fehlersignal enthält Impulse entweder mit einer relativ positiven Polarität oder mit einer relativ negativen Polarität, abhängig von der Richtung Phasen- und Frequenzunterschiede zwischen den Eingangssignalen des Phasendetektors, und mit einer variablen Dauer, die von der Größe der Phasen- und Frequenzdifferenzen abhängig ist. Das Fehlersignal wird durch ein Filter gesiebt, das allgemein als "Schleifenfilter" bekannt ist, um ein Regelsignal zu erzeugen. Das Regelsignal wird dem geregelten Oszillator zur Regelung der Frequenz und daher der Phase des geregelten Oszillatorsignals in Form einer Rückkopplung zugeführt. Wie später beschrieben wird, wird, abhängig von dem Typ der PLL, entweder die Frequenzdifferenz oder die Frequenz- und die Phasendifferenz durch das Regelsignal minimiert. In diesem Punkt sagt man, daß die PLL "verriegelt" ist.
In einem Tuner dient der geregelte Oszillator als der örtliche Oszillator oder Überlagerungsoszillator des Tuners, und ein "programmierbarerer" Frequenzteiler liegt zwischen dem geregelten Oszillator und dem Phasendetektor. In diesem Fall stellt das Fehlersignal die Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen der in der Frequenz geteilten Version des örtlichen Oszillatorsignals dar, das durch den programmierbaren Frequenzteiler erzeugt wird, und dem Referenzsignal dar. Wenn die PLL verriegelt ist, ist die Frequenz des durch den geregelten Oszillator erzeugten Oszillatorsignals proportional zu der Frequenz des Referenzsignals, geteilt durch den programmierbaren Teilerfaktor (im allgemeinen mit "N" bezeichnet) des programmierbaren Frequenzteilers. Die Anwendung einer PLL in einem Tuner hat verschiedene Vorteile. Die Frequenz des örtlichen Oszillators ist sehr stabil, da die Frequenz des örtlichen Oszillators mit der des Referenzsignals verriegelt ist. Zusätzlich kann die Frequenz des örtlichen Oszillatorsignals, zum Beispiel zur Kanaländerung, durch digitale Steuerung des programmierbaren Teilerfaktors (N) des programmierbaren Frequenzteilers leicht geregelt werden.
Wie oben bemerkt, wird, abhängig von dem Typ der PLL, entweder die Frequenzdifferenz oder die Frequenz- und die Phasendifferenz in Abhängigkeit von dem Oszillator-Steuersignal minimiert. In einer PLL vom "Typ I" wird das Fehlersignal einem einfachen Tiefpaß-Filternetzwerk zugeführt. Eine PLL vom Typ I minimiert nur die Frequenzdifferenz zwischen den Eingangssignalen des Phasendetektors. In einer PLL vom "Typ II" wird das Fehlersignal einem einen Verstärker und einen Filterbereich in einem Rückkopplungsaufbau enthaltenden Integrator zugeführt. Eine PLL vom Typ II minimiert die Frequenz- und die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen des Phasendetektors durch die Rückkopplungsschleife des Integrators. Eine PLL vom Typ II ist nützlich in Anwendungen, in denen sowohl eine Frequenzstabiltät als auch eine Phasenstabilität erwünscht ist.
Es ist manchmal erwünscht, die Ansprechzeit der PLL wahlweise zu ändern. In einer PLL vom Typ I kann das leicht durch wahlweise Änderung des Schleifenfilters durch das Steuersignal erfolgen. Zum Beispiel enthält die integrierte Schaltung (IC) MB1507 zur Abstimmung durch eine PLL einen elektronisch steuerbaren Schalter, der "eingeschaltet" werden kann, um einen ersten von zwei externen Tiefpaß- Filterbereichen zu überbrücken, die in Kaskade zwischen einem Ausgang des IC für das Fehlersignal und dem Steuersignaleingang des örtlichen Oszillators liegen, um die Zeit, die zur Abstimmung eines neuen Kanals benötigt wird, zu verringern.
Der vorliegende Erfinder hat jedoch erkannt, daß es wesentlich schwieriger ist, die Ansprechzeit einer PLL vom Typ II zu ändern, ohne die grundlegende Art der PLL zu ändern oder ohne die Komplexität der PLL nennenswert zu erhöhen. Ein Grund dafür ist, daß das Filternetzwerk in dem Rückkopplungsweg des Integrators und nicht direkt in Kaskade mit dem Ausgang des Phasendetektors liegt. Ein anderer Grund ist, daß eine nennenswerte Zahl der Bauteile der PLL, einschließlich des Phasendetektors und des Verstärkers des Integrators, im allgemeinen in einem PLL- IC enthalten und daher für eine Änderung nicht zugänglich sind. Diese Probleme werden verschlimmert, wenn es erwünscht ist, die Ansprechzeit der PLL wahlweise zu erhöhen und nicht zu verringern. Eine Lösung dieser Probleme wurde in der EP- A-0 370 847 vorgeschlagen als eine Anordnung zum wahlweisen Steuern des Betriebsmodus einer PLL vom Typ II mit einem zweiten Filterbereich und einem Filter-Steuerbereich.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verbesserung einer derartigen PLL vom Typ II.
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung mit:
einer Anordnung (919) mit einer geschlossenen Schleife mit einem geregelten Oszillator (911) zum Erzeugen eines geregelten Oszillatorsignals mit einer Frequenz, die durch ein Oszillator-Steuersignal geregelt ist, einer Quelle (921-5, 923) eines eine Referenzfrequenz darstellenden Signals, Mitteln (921-9) zum Erzeugen eines Fehlersignals, das den Phasen- und Frequenzzusammenhang zwischen dem geregelten Oszillatorsignal und dem Signal darstellt, das die Referenzfrequenz darstellt, und einem Schleifenfilter (927) zum Filtern des Fehlersignals zum Erzeugen des Oszillator-Steuersignals, und
Mitteln (19) zum Erzeugen eines einen Modus anzeigenden Steuersignals zum Steuern des Betriebsmodus der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife,
wobei das Schleifenfilter (927) der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife einen Verstärker (921-11) und einen ersten Filterbereich (C1, C2, R1) enthält, der in einer negativen Rückkopplungsanordnung geschaltet ist, zum Bilden eines Integrators, mit einem zweiten Filterbereich (C3, C4, R2, R4, R5) in Kaskade mit dem Integrator und einem Filter-Steuerbereich (Q2, R3), der mit dem zweiten Fehlerbereich (C3, C4, R2, R4, R5) verbunden ist, zum Ändern des Betriebs des zweiten Filterbereichs (C3, C4, R2, R4, R5) durch das den Modus anzeigende Steuersignal,
wobei der Filter-Steuerbereich (Q2, R3) eine Schaltanordnung zum wahlweisen Überbrücken des zweiten Filterbereichs (C3, C4, R2, R4, R5) durch das den Modus anzeigende Steuersignal enthält,
und der zweite Filterbereich (C3, C4, R2, R4, R5) eine Amplitudenkennlinie über der Frequenz zum Erhöhen der Ansprechzeit der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife aufweist, während die Stabilität der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife aufrechterhalten wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Kennlinie der Amplitude über der Frequenz einen ersten Pol, eine erste Nullstelle und eine zweite Nullstelle bei aufeinanderfolgend ansteigenden Frequenzen enthält.
Diese und andere Aspekte der Erfindung werden im einzelnen anhand der beigefügten Zeichnung beschrieben.

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines digitalen Satelliten-Fernsehempfängers mit einem Abstimmsystem, an dem eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben wird,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer integrierten Schaltung zur Abstimmsteuerung mit einer phasenverkoppelten Schleife, die in dem Abstimmsystem von Fig. 1 benutzt wird, sowie ein Schaltbild einer Schaltungsausführung eines steuerbaren Filters für eine phasenverkoppelte Schleife, die gemäß einem Aspekt der Erfindung aufgebaut ist,
Fig. 3 ein Flußdiagramm eines Mikroprozessor-Steuerprogramm für das in Fig. 1 dargestellte Abstimmsystem,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Demodulators für digitale Daten zur Anwendung in einem in Fig. 1 dargestellten Satellitenempfänger zum Verständnis eines Problems, mit dem sich ein Aspekt der Erfindung befaßt, und
Fig. 5 Kennlinien zur Darstellung der Amplitude über der Frequenz für das regelbare, phasenverkoppelte Filter in Fig. 2 gemäß einem Aspekt der Erfindung.
In den verschiedenen Figuren werden gleiche oder ähnliche Bezeichnungen zur Kennzeichnung derselben oder ähnlicher Teile benutzt.
Die Erfindung wird anhand eines digitalen Satelliten-Fernsehsystems beschrieben, in dem Fernsehinformationen in kodierter und komprimierter Form gemäß einer vorbestimmten digitalen Komprimiernorm, wie MPEG, übertragen werden. MPEG ist eine internationale Norm für die kodierte Darstellung bewegter Bilder und zugehöriger Audioinformationen, entwickelt durch die Motion Pictures Expert Group. Das DirectTV-Satelliten-Fernsehübertragungssystem, das von Hughes Corporation of California benutzt wird, ist ein derartiges digitales Satelliten- Fernsehübertragungssystem.
Im Sender werden die Fernsehinformationen digitalisiert, komprimiert und in Reihen oder einem Strom von Datenpaketen organisiert, die den jeweiligen Video- und Audioteilen der Fernsehinformationen entsprechen. Die digitalen Daten werden auf ein HF-Trägersignal in einer Modulation moduliert, die als QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) bekannt ist, und das HF-Signal wird zu einem Satelliten in einer Erdumlaufbahn übertragen, von dem es zu der Erde zurückgesendet wird. Bei der QPSK-Modulation werden die Phasenlagen von zwei Signalen I und Q in Quadraturphasen in Abhängigkeit von den Bit der jeweiligen digitalen Datenströme gesteuert. Zum Beispiel wird die Phase durch einen logischen Wert ("0") auf 0 Grad (º) gesetzt, und die Phase wird durch einen hohen logischen Wert ("1") auf 180 Grad gesetzt. Die in der Phasenlage modulierten Signale I und Q werden kombiniert, und das Ergebnis wird als ein QPSK-moduliertes HF-Trägersignal übertragen. Somit zeigt jede Periode des modulierten QPSK-Trägers einen von vier logischen Zuständen an, d. h. 00, 01,10 und 11.
Ein Satellit enthält im allgemeinen eine Anzahl von Transpondern zum Empfangen und Rückübertragen jeweiliger modulierter HF-Träger. In einem konventionellen terrestrischen Fernsehsystem enthält jeder HF-Träger oder "Kanal" Informationen für nur ein Fernsehprogramm zur Zeit. Daher muß zur Betrachtung des Programms nur das entsprechende HF-Signal ausgewählt werden. In einem digitalen Satelliten- Fernsehsystem trägt jeder modulierte HF-Träger Informationen für mehrere Programme gleichzeitig. Jedes Programm entspricht Gruppen von Video- und Audiopaketen, die durch einen einzigen "Header" (Kopfsignal) identifiziert werden, der an die das Programm identifizierende Pakete angehängt ist. Daher müssen zur Betrachtung eines Programms das entsprechende HF-Signal und die entsprechenden Pakete ausgewählt werden.
In dem in Fig. 1 dargestellten digitalen Satelliten-Fernsehempfänger werden HF- Signale, die mit digitalen Signalen moduliert sind, die Video- und Audioinformationen darstellen, die durch einen (nicht dargestellten) Satelliten übertragen wurden, durch eine schüsselähnliche Antenne 1 empfangen. Die empfangenen, relativ hochfrequenten HF-Signale (z. Bsp. in dem Ku-Frequenzbereich zwischen 12,2 und 12,7 GHz) werden durch einen Blockkonverter 3 mit einem HF-Verstärker 3-1, einem Mischer 3-3 und einem Oszillator 3-5 in HF-Signale mit einer relativ niedrigeren Frequenz (z. Bsp. in dem L-Band zwischen 950 und 1450 MHz) umgesetzt. Der Verstärker 3-1 ist ein Verstärker mit "niedrigem Rauschen" (low noise amplifier), und daher wird der Blockkonverter oft mit den Abkürzungen "LNB" für "low noise block conveter" bezeichnet. Die Antenne 1 und der LNB 3 sind in einer Einheit 5 außerhalb des Hauses, einer sogenannten "outdoor unit", des Empfangssystems enthalten. Der übrige Teil des Empfängers ist in einer Einheit innerhalb des Hauses, einer sogenannten "indoor unit" 7, enthalten.
Die indoor-Einheit 7 enthält ein Empfangssystem 9 zur Auswahl des HF-Signals, das die Pakete des gewünschten Programms enthält, aus der Vielzahl von über die outdoor-Einheit 5 empfangenen HF-Signale und zum Umsetzen des ausgewählten HF-Signals auf ein Signal mit einer entsprechend niedrigeren Zwischenfrequenz (ZF). Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft den Aufbau des Abstimmsystems 9 und wird im folgenden im einzelnen beschrieben.
Der übrige Teil der Indoor-Einheit 7 demoduliert, dekodiert und dekomprimiert die digitalen Informationen, die in Form der QPSK-Modulation durch das ZF-Signal übertragen werden, und erzeugt Ströme von digitalen Video- und Audioabtastungen, die dem gewünschten Programm entsprechen, und konvertiert danach die digitalen Abtastströme in jeweilige analoge Video- und Audiosignale, die für eine Wiedergabe oder eine Aufzeichnung geeignet sind. Im einzelnen demoduliert ein QPSK- Demodulator 11 das ZF-Signal und erzeugt zwei Impulssignale IP und QP, die jeweiligen Ströme von Datenbit entsprechend den Daten enthalten, die durch die in dem Sender erzeugten und in der Phase modulierten Signale I und Q dargestellt werden. Ein Dekoder 13 organisiert die Bit der Signale IP und QP in Datenblöcke, korrigiert Übertragungsfehler in den Datenblöcken aufgrund von Fehlercodes, die beim Sender in die übertragenen Daten eingefügt worden sind, und erzeugt die übertragenen MPEG-Video- und Audiopakete. Die Video- und Audiopakete werden durch eine Transporteinheit 15 zu den jeweiligen Video- und Audiobereichen einer Daten-Verarbeitungseinheit 17 geleitet, wo sie dekomprimiert und in jeweilige analoge Signale umgesetzt werden. Ein Mikroprozessor 19 steuert den Betrieb der verschiedenen Bereiche der indoor-Einheit 7. Jedoch sind in Fig. 1 nur die durch den Mikroprozessor 19 erzeugten und empfangenen Steuersignale dargestellt, die zur Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung notwendig sind.
Der soweit beschriebene digitale Satelliten-Fernsehempfänger ist ähnlich zu dem Fernsehempfänger für das digitale Satellitensystem vom Typ RCATM und DSSTM die kommerziell verfügbar sind von Thomson Consumer Electronics, Inc. of Indianapolis, Indiana.
Wie früher erwähnt, betrifft ein Aspekt der vorliegenden Erfindung den Aufbau des Abstimmsystems 9. Das Abstimmsystem 9 empfängt am Eingang 901 das durch den LNB 3 gelieferte HF-Signal. Die HF-Eingangssignale werden mit einem Breitbandfilter 903 gesiebt, durch einen HF-Verstärker 905 verstärkt und durch ein abstimmbares Bandpaßfilter 907 gesiebt. Das abstimmbare Bandpaßfilter (BPF) 907 wählt das gewünschte HF-Signal aus und unterdrückt unerwünschte HF-Signale. Das resultierende HF-Signal wird einem ersten Eingang eines Mischers 909 zugeführt. Ein durch einen örtlichen Oszillator oder auch Überlagerungsoszillator (LO) 911 erzeugtes Oszillatorsignal wird einem zweiten Eingang des Mischers 909 zugeführt. Der Ausgang des Mischers 909 wird durch einen Verstärker 913 verstärkt und dem Eingang eines eine SAW-Einheit enthaltenden ZF-Filters 915 zugeführt. Der Ausgang des ZF-Filters 915 wird dem Ausgang 917 des Abstimmsystems 9 zugeführt.
Die Frequenz des LO 911 wird durch eine Anordnung 919 mit einer phasenverkoppelten Schleife (PLL) gesteuert, die eine integrierte PLL-Schaltung (IC) 921, einen externen Quarz 923 für die Referenzfrequenz und ein externes Filternetzwerk 925 enthält. Die Frequenz des LO-Signals wird durch die PLL 919 entsprechend den durch einen Mikroprozessor 19 erzeugten Daten gesteuert. Einzelheiten der PLL 919 sind in Fig. 2 dargestellt.
Wie Fig. 2 zeigt, enthält das PLL-IC 921 einen "Vorskalar"-Frequenzteiler 921-1 zum Teilen der Frequenz des LO-Signals, gefolgt von einem programmierbaren Frequenzteiler (÷N) 921-3. Das PLL-IC 921 enthält außerdem einen Verstärker 921- 5, der in Kombination mit dem externen Quarz 923 einen Referenzfrequenzoszillator darstellt. Der Ausgang des Referenzfrequenzoszillators ist mit dem Eingang eines Referenzfrequenzteilers (÷R) 921-7 verbunden. Die Ausgangssignale des programmierbaren Teilers (÷N) 921-3 und der Referenzteiler (÷R) 921-7 sind jeweils mit Eingängen eines Phasendetektors 921-9 verbunden. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 921-9 ist ein Fehlersignal, das die Frequenz- und Phasendifferenzen zwischen der frequenzgeteilten Version des an dem Ausgang des programmierbaren Teilers (÷N) 921-3 erzeugten Signals LO und dem an dem Ausgang des Referenzteilers (÷R) 921-7 erzeugten Referenzsignals darstellt. Das Fehlersignal enthält Impulse entweder mit einer relativ positiven Polarität oder einer relativ negativen Polarität, abhängig von der Richtung der Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen den Eingangssignalen des Phasendetektors 921-9, und mit einer variablen Dauer, die von der Größe der Phasen- und Frequenzdifferenzen abhängig ist. Das Fehlersignal wird einem Verstärker 921-11 zugeführt, der zusammen mit dem externen Filternetzwerk 925 ein Schleifenfilter 927 zur Siebung des Fehlersignals darstellt, um eine Abstimmsteuerspannung für den LO 911 zu erzeugen. Die Abstimmsteuerspannung steuert außerdem das abstimmbare Bandpaßfilter 907. Das Schleifenfilter 927 ist gemäß einem Aspekt der Erfindung aufgebaut und wird im folgenden im einzelnen beschrieben.
Im Betrieb wird die Frequenz des LO-Signals durch die Abstimmspannung gesteuert, bis die Frequenz und die Phase der frequenzgeteilten Version des LO-Signals an dem Ausgang des programmierbaren Teilers (÷N) 921-3 im wesentlichen gleich der Frequenz und der Phase des Referenzsignals sind, das an dem Ausgang des Referenzteilers (÷R) 921-7 steht. Bei diesem Punkt ist die phasenverkoppelte Schleife "verriegelt", und die Frequenz es LO-Signals ist proportional zu der Frequenz des Referenzfrequenzsignals, das durch den Referenzfrequenzteiler (÷R) 921-7 durch den programmierbaren Teilerfaktor (N) des programmierbaren Teilers (÷N) 921-3 erzeugt wird. Der programierbare Tellerfaktor N wird durch die durch den Mikroprozessor 19 erzeugten Daten gesteuert, um die LO-Frequenz zu steuern.
Aus Kostengründen ist es erwünscht, daß das Abstimmsystem 9 die folgenden drei Eigenschaften aufweist: (1) es enthält nur eine einzige Umsetzstufe vor der ZF- Filterstufe, (2) es liefert ein ZF-Signal mit einer genügend niedrigen Frequenz dafür, daß eine SAW-Einheit für die sogenannte "digitale Symbolformung" ebenso wie als normale ZF-Filterung verwendet werden kann, und (3) in der Lage ist, unter Anwendung eines PLL-Abstimmschaltung-IC aufgebaut zu werden, die konventionell für Rundfunk- und Kabelempfänger benutzt wird. Im Prinzip werden diese Ziele erreicht durch: (1) Wahl einer ZF-Mittenfrequenz derart, daß sie in der Größenordnung der Differenz (z. B. 140 MHz) zwischen der höchsten Frequenz des HF-Signals, das von dem Blockkonverter empfangen wird (z. B. 1450 MHz), und der höchsten Frequenz des örtlichen Oszillators (z. B. in der Größenordnung von 1300 MHz) liegt, die durch Anwendung eines konventionellen Abstimmsteuer-PLL-IC für terrestrischen Rundfunk und Kabel verfügbar ist, und (2) Verwendung eines lokalen Oszillatorsignals mit einem Frequenzbereich, der niedriger und nicht höher als der Frequenzbereich des empfangenen HF-Signals ist. In diesem beispielhaften Abstimmsystem beträgt die Mittenfrequenz des ZF-Signals 140 MHz. Es sind jedoch andere ZF-Frequenzen möglich, die die obengenannten Richtlinien erfüllen.
Eine relativ niedrige ZF-Mittenfrequenz, zum Beispiel in der Größenordnung von 140 MHz, ermöglicht einen Tuner mit einer einzigen Umsetzung anstelle eines kostenintensiveren Tuners mit einer doppelten Umsetzung für die Anwendung vor dem ZF-Filterbereich. Sie ermöglicht außerdem eine SAW-Einheit, die die sogenannte "digitale Symbolformung" als auch die normale ZF-Filterung ermöglicht. In einem digitalen Übertragungssystem erfolgt in dem Sender, was als "digitale Symbolformung" bekannt ist, um Störungen zwischen den Symbolen aufgrund von Begrenzungen der Übertragungsbandbreite zu verringern. Es ist auch erwünscht, in dem Empfänger eine digitale Symbolformung durchzuführen, um die in dem Sender durchgeführte digitale Symbolformung zu vervollständigen. Außerdem ist es erwünscht, daß das ZF-Filter die Symbolformung ebenso wie die normale ZF- Filterungsfunktion bewirkt, so daß ein getrenntes digitales Filter nicht benötigt wird. Zum Beispiel ist das, was auf dem Bereich der digitalen Filter als ein sogenanntes "root raised cosine" Ansprechverhalten bekannt ist, für die digitale Symbolformung geeignet. Ein ZF-SAW-Filter 915 hat ein derartiges Ansprechverhalten. Die Kennlinie der Amplitude über der Frequenz des SAW-Filters 915 ist in Fig. 5 dargestellt. Sie hat eine Mittenfrequenz bei 140 MHz und ein relativ flaches Durchlaßband von ungefähr 24 MHz, entsprechend der Bandbreite der empfangenen HF-Signale. Ein SAW-Filter mit diesen Kennlinien und Anwendung eines Lithium-Tantalat-Substrats ist im einzelnen beschrieben in der US-Patentanmeldung mit der Serial-Nummer 081467 095 mit dem Titel "SAW Filter for a Tuner of a Digital Satellite Receiver", angemeldet am 6.Juni 1995 für K.J. Richter M.A. Pugel und J.S. Stewart und mit demselben Anmelder wie die vorliegende Anmeldung.
Zusätzlich liegt bei einer ZF-Mittenfrequenz von 140 MHz und einem Frequenzbereich des HF-Eingangssignals zwischen 950 und 1450 MHz der LO- Frequenzbereich zwischen 810 und 1310 MHz. Der Frequenzbereich von 810-1310 MHz des LO-Signals ermöglicht PLL-Abstimmsteuer-ICs, die konventionell und in weitem Umfang für Rundfunk- und Kabelempfänger benutzt werden und daher relativ kostengünstig sind, und kein PLL-Abstimmsteuer-IC, das speziell für Satellitenempfänger bemessen ist. Ein derartiges Rundfunk- und Kabel-PLL- Abstimmsteuer-IC ist der TSA5515T, der kommerziell verfügbar ist von Philips Semiconductors of the Netherlands und anderen. Die maximale verfügbare LO- Frequenz unter Anwendung des TSA 5515T und ähnlicher ICs liegt in der Größenordnung von 1300 MHz, die angemessen ist.
Der soweit beschriebene Teil des Abstimmsystems 9 ist Gegenstand der obengenannten US-Patentanmeldung mit der Serial-Nummer 08/467 097 mit dem Titel "Tuner of a Digital Satellite Receiver", angemeldet am 06.Juni 1995 für M.A. Pugel und K.J. Richter und ebenfalls für denselben Anmelder wie die vorliegende Anmeldung. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft die Vorkehrungen und Mittel zum Steuern des LO 911 während des Erfassungs- und Feinabstimmvorgangs, der nunmehr beschrieben wird.
Die Träger des HF-Signals, die durch den Satelliten gesendet und durch die Antenne 1 empfangen werden, haben sehr stabile Frequenzen, die bei ihren Nennwerten verbleiben. Daher werden, solange die Frequenz des Oszillators 3-5 des LNB 3 stabil ist und bei ihrem Nennwert verbleibt, die Frequenzen der Träger der durch das Abstimmsystem 9 der Indoor-Einheit empfangenen HF-Signale bei ihren Nennwerten verbleiben. Unglücklicherweise kann sich die Frequenz des Oszillators 3-5 mit der Zeit und der Temperatur ändern. Der Frequenzversatz oder sogenannter Frequenzoffset des Oszillators 3-5 gegenüber seiner Nennfrequenz bewirkt entsprechende Offsets der Trägerfrequenzen der durch das Abstimmsystem 9 empfangenen HF- Signale. Zur Kompensation dieser Frequenzoffsets wird die Frequenz des LO 911 des Abstimmsystems 9 durch Steuerung durch den Mikroprozessor 19 in Abhängigkeit von Zustandsinformationen geändert, die während zwei Suchvorgängen von dem QPSK-Demodulator empfangen werden. Das Flußdiagramm des Steuerprogramms des Mikroprozessors 19 für das Abstimmsystem 9 mit den Suchvorgängen ist in Fig. 3 dargestellt.
Ein erster Suchvorgang kann während eines Erfassungsmodus oder, Akquisitionsmodus erfolgen, nachdem ein neues Programm zum ersten Mal ausgewählt wird. Wenn ein neues Programm gewählt ist, bewirkt der Mikroprozessor 19, daß die LO-Frequenz auf eine Nenn-LO-Frequenz gesetzt wird, die der Nenn- HF-Frequenz des Transponders für das neue Programm entspricht. Danach wird der Zustand eines durch den QPSK-Demodulator 11 erzeugten Verriegelungssignals überwacht. Das Verriegelungssignal zeigt an, ob der QPSK-Demodulator 11 für die Demodulation der durch das ZF-Signal getragenen digitalen Daten richtig arbeitet oder nicht. Zum Beispiel hat das Verriegelungssignal einen niedrigen logischen Wert, wenn der QPSK-Demodulator 11 das digitale Signal nicht richtig demoduliert, und das Verriegelungssignal hat einen hohen logischen Wert, wenn der QPSK- Demodulator 11 die digitalen Daten richtig demoduliert. Wenn das Verriegelungssignal den niedrigen logischen Wert hat, nachdem die LO-Frequenz auf die Nenn-LO-Frequenz für den gewählten Transponder gesetzt ist, wird die Frequenz des LO 911 in einem Bereich um die Nenn-LO-Frequenz geändert, bis das Verriegelungssignal den hohen logischen Wert hat. Die Erzeugung des Verriegelungssignals zeigt den Beginn des stabilen oder eingeschwungenen Betriebsmodus des Abstimmsystems 9 an.
Während des stabilen oder eingeschwungenen Modus wird ein durch den QPSK- Demodulator 11 erzeugtes Signal FREQUENZ überwacht, um festzustellen, ob die Frequenz des Trägers des ZF-Signals in dem Durchlaßband des ZF-SAW-Filters 915 zentriert ist oder nicht, d. h. ob die Frequenz des Trägers des ZF-Signals bei der Nenn-ZF-Zwischenfrequenz liegt, zum Beispiel 140 MHz in der vorliegenden Ausführungsform. Die Leistungsfähigkeit des QPSK-Demodulators 11 wird verschlechtert, und Datenfehler treten auf, wenn die Frequenz des ZF-Trägers in einem Bereich außerhalb eines vorbestimmten Bereiches fällt, der die Nenn- Mittenfrequenz umgibt. Wenn das Signal FREQUENZ anzeigt, daß ein vorbestimmter Frequenzversatz nicht überschritten worden ist, bleibt die Frequenz des LO 911 gegenüber dem anfänglichen Wert, der während des Erfassungsmodus gebildet wurde, unverändert. Wenn
jedoch das Signal FREQUENZ anzeigt, daß ein vorbestimmter Frequenzoffset überschritten worden ist, wird die Frequenz des LO 911 während eines zweiten oder "Feinabstimm"-Suchvorgangs geändert, bis die Lage korrigiert ist. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft die Lösung eines Problems, das während des Feinabstimm-Modus auftreten kann, wie im folgenden erläutert wird.
Das Abstimmsystem 9 mit dem PLL-IC 921 für terristrischen Rundfunk und Kabel hat sich unter den meisten Umständen als zufriedenstellend erwiesen. Jedoch hat das PLL-IC 921 für eine terrestrische Abstimmung bestimmte Einschränkungen, die in dem vorübergehenden Verlust von Video- und/oder Audioinformationen resultieren können. Die Größe der geringsten Frequenzänderungen eines durch eine phasenverkoppelte Schleife gesteuerten örtlichen Oszillators steht im Zusammenhang mit dem Wert der kleinsten möglichen Zunahmen des programmierbaren Teilerfaktors (N) des programmierbaren Teilers (÷N) und der Frequenz des Referenzsignals des PLL-IC 921.
Terrestrische Abstimm-PLL-ICs wie der TSA5515T können die Frequenz des LO- Signal nur in relativ großen Schritten der Frequenzzunahme ändern, zum Beispiel mit 62,5 kHz. Als Ergebnis ändert sich während der beiden Suchvorgänge die Frequenz des Trägers des ZF-Signals in denselben relativ großen Schritten. Unglücklicherweise kann der QPSK-Demodulator 11 nicht in der Lage sein, sich an derart große Frequenzschritte anzupassen und dadurch möglicherweise eine Unterbrechung des richtigen Demodulationsvorgangs und einen Verlust von Video- und Audiodaten verursachen.
Wenn ein erster Suchvorgang während des Erfassungsmodus erfolgt, ist der Datenverlust nicht wahrnehmbar, da der Betrachter erwartet, daß der Erfassungsvorgang für ein neues Programm einige Zeit erfordert. Wenn jedoch der zweite oder der Feinabstimm-Vorgang während des stabilen oder eingeschwungenen Modus notwendig ist, können die Video- und/oder Audiowiedergaben des derzeit betrachteten Programms unterbrochen werden. Die Möglichkeit derartiger Unterbrechungen wird dadurch verringert, indem die Ansprechgeschwindigkeit ("slew rate") der PLL-Anordnung 919 verringert wird, d. h. die Rate, mit der die Abstimmspannung während des Feinabstimm-Vorgangs sich in der Amplitude ändern kann. Im einzelnen: Die Ansprechzeit des Schleifenfilters 927 wird durch ein durch den Mikroprozessor 19 erzeugtes Feinabstimm-Steuersignal erhöht. Das Problem, dem diese Lösung ausgesetzt ist, wird nunmehr im einzelnen anhand der Fig. 4 beschrieben, die ein Blockschaltbild einer Ausführung des QPSK-Demodulators 11 zeigt.
Wie Fig. 4 zeigt, wird das durch das ZF-SAW-Filter 915 erzeugte ZF-Signal jeweils ersten Eingängen von Mischern 1101I und 1101Q zugeführt. Die Buchstaben "I" und "Q" bedeuten "in-Phase" und "Quadratur". Das Ausgangssignal eines Oszillators 1103 mit einer relativ stabilen Frequenz wird direkt einem Mischer 1101 I und indirekt über ein 90 Grad (90º)-Phasenschiebernetzwerk 1105 dem Mischer 1101 Q zugeführt. Der Mischer 1101I erzeugt ein "in-Phase", "nahezu" Basisband (mit wesentlich niedrigerer Frequenz)-Version (IA) des ZF-Signals, während der Mischer 1101Q ein "Quadratur", nahezu Basisband-Version (QA) des ZF-Signals erzeugt, das um 90 Grad gegenüber dem "in-Phase"-Signal (IA) verschoben ist. Der Buchstabe "A" bedeutet "analog".
Die Signale IA und QA werden jeweiligen Analog/Digital-Konvertern (ADCs) 11071 und 1107Q zugeführt. Die Analog/Digital-Konverter 1107I und 1107Q empfangen außerdem ein Taktsignal von einer "Zeitwiedergewinnungsschleife" (timing recovery loop) 1109 und erzeugen jeweilige Reihen von digitalen Abtastwerten ID und QD.
Der Buchstabe "D" bedeutet "digital". Frequenz und Phase des Taktsignal bestimmen die Frequenz der digitalen Abtastwerte und außerdem die Phase der digitalen Abtastwerte der digitalen Signale ID und QD relativ zu den analogen Signalen IA und QA. Die Zeitwiedergewinnungsschleife 1109 enthält einen (nicht dargestellten) gesteuerten Oszillator, von dem das Taktsignal für die ADCs 11071 und 1107Q abgeleitet wird. Der gesteuerte Oszillator wird durch eine (nicht dargestellte) digitale phasenverkoppelte Schleife gesteuert, so daß die digitalen Abtastwete mit den entsprechenden Amplitudenwerten der analogen Signale IA und QA synchronisiert sind, d. h. die maximalen und minimalen Abtastwerte den maximalen und minimalen Amplituden der analogen Signale entsprechen. In anderen Worten: Die Zeitwiedergewinnungsschleife 1109 synchronisiert den Abtastvorgang der ADCs 1107I und 1107Q mit dem ZF-Signal.
Die Signale ID und QD werden außerdem einer "Trägerrückgewinnungsschleife" 1111 zugeführt. Die Trägerrückgewinnungsschleife 1111 demoduliert die Phasenverschiebungen der analogen Signale IA und QA, die durch die digitalen Abtastsignale ID und QD dargestellt werden, und bildet dadurch entsprechende Impulssignale IP und QP. Der Buchstabe "P" bedeutet "Impuls". Jedes der Impulssignale IP und QP enthält eine Reihe von Datenbit entsprechenden Impulsen. Die Datenbit haben entweder einen niedrigen logischen Wert ("0") oder einen hohen logischen Wert ("1"), entsprechend den Phasenverschiebungen von 0º bzw. 180º der Signale I und Q des übertragenen QPSK-HF-Trägers. Die Signalkomponenten IP und IQ werden dem Dekoder 13 zugeführt, wo die verschiedenen Datenbit in MPEG- Datenpakete formatiert werden.
Die Trägerrückgewinnungsschleife 1111 enthält eine digitale phasenverkoppelte Schleife (PLL) mit einem gesteuerten Oszillator 1111-1, einem Phasendetektor 1111-3 und einem Schleifenfilter 1111-5. Der Phasendetektor 1111-3 erzeugt ein Phasenfehlersignal in Abhängigkeit von dem Signalen ID und QD und dem Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators 1111-1. Die Nennfrequenz und die Nennphase des Ausgangssignals des gesteuerten Oszillators 1111-1 entsprechen der Nennfrequenz und der Nennphase des ZF-Signals und somit der Nennfrequenz und der Nennphase der analogen Signale IA und QA und den entsprechenden digitalen Abtastsignalen ID und QD.
Im Betrieb können die Phasenverschiebungen der durch die Signale ID und QD dargestellten Signale zuverlässig aus dem Phasenfehlersignal bestimmt werden, wenn Phase und Frequenz des ZF-Signals richtig sind. Wenn jedoch Phase und Frequenz von IA und QA nicht richtig sind, dann liegen die detektierten Phasenverschiebungen nicht bei 0º und 180º, sondern sind stattdessen gegenüber diesen Werten verschoben. Im wesentlichen bewirkt ein Phasenfehler eine "Neigung" (tilt) der "Lage" (position) von demodulierten Daten mit zwei Bit gegenüber der idealen Lage der Daten mit zwei Bit in einer sogenannten Daten-"Konstellation". Ein Frequenzfehler, zum Beispiel aufgrund eines von einer LNB stammenden Frequenzversatzes des gewählten HF-Signal, bewirkt eine sogenannte "Drehung" (rotation) der Lage der demodulierten Daten mit zwei Bit des QPSK-Signals mit der Zeit. Die Richtung der Drehung ist davon abhängig, ob die Frequenzverschiebung oder der Frequenzoffset positiv oder negativ ist. Wie Fig. 4 zeigt, enthält die Datenkonstellation für die QPSK-Modulation vier Punkte entsprechend den vier möglichen logischen Kombinationen (00, 01, 10 und 11) der jeweiligen zwei möglichen logischen Werte, die durch die beiden möglichen Werte der Phasenverschiebung der Signale I und Q dargestellt werden. Der Phasendetektor 1111-3 mißt die Lage der demodulierten Daten relativ zu der idealen Lage in der Datenkonstellation. Zur Korrektur der Drehung und der Neigung der Daten wird die Frequenz und somit die Phase des Ausgangssignals des gesteuerten Oszillators 1111-1 durch das Ausgangssignal des Phasendetektors 1111-3 geändert, bis die Drehung aufhört und die Neigung eliminiert ist. In diesem Punkt sind die demodulierten Daten zuverlässig, und man sagt, daß die Schleife "verriegelt" (locked) ist. Ein Verriegelungssignal mit dem hohen logischen Wert wird erzeugt, um anzuzeigen, daß die Daten zuverlässig demoduliert wurden und dekodiert werden können. Das Verriegelungssignal wird durch Prüfung der Ableitung des Phasenfehlersignals erzeugt, um festzustellen, wenn die Änderung in dem Phasenfehler unter eine vorbestimmte Grenze abfällt. Wie oben erwähnt, wird das Verriegelungssignal während des Erfassungsmodus durch den Mikroprozessor 19 überwacht, und die Frequenz des LO 911 wird durch den Mikroprozessor 19 eingestellt, bis das Verriegelungssignal einen hohen logischen Wert hat.
Innerhalb Grenzen kann die Trägerrückgewinnungsschleife 1111 die QPSK-Daten selbst dann demodulieren, wenn die Frequenz des ZF-Signals und daher die Frequenz der Signale IA und QA falsch oder versetzt sind. Wenn jedoch der Frequenzversatz zu groß ist, fällt ein Teil des Frequenzspektrums des ZF-Signals außerhalb des Durchlaßbandes des SAW-Filters 915, und zwar aufgrund der Verschiebung des ZF-Signals relativ zu der Mittenfrequenz des SAW-Filters 915. Das bewirkt eine Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses des Empfängers. Daher überwacht, wie oben erwähnt, der Mikroprozessor 19 ein durch die Trägerrückgewinnungsschleife 1111 erzeugtes Signal FREQUENZ, um den Frequenzversatz des ZF-Signals anzuzeigen. Wenn der Frequenzversatz eine vorbestimmte Grenze übersteigt, bewirkt der Mikroprozessor, daß die LO-Frequenz so eingestellt wird, daß der Frequenzversatz während des Feinabstimmodus verringert wird. Das Signal FREQUENZ wird durch Integration des durch den Phasendetektor 1111-3 detektierten Phasenfehlers erzeugt.
Wie oben erwähnt, ändert sich die Frequenz des LO-Signals und daher die Frequenz des ZF-Signals in relativ großen Frequenzschritten von zum Beispiel 62,5 kHz, und es kann für den QPSK-Demodulator 11 unmöglich sein, sich an derart große Frequenzschritte anzupassen. Als Ergebnis können eine Unterbrechung des richtigen Demodulationsvorgangs und ein Verlust von Video- und Audiodaten auftreten. Die Fähigkeit des QPSK-Demodulators 11, sich an die relativ großen Frequenzänderungen anzupassen, ist abhängig von der Schleifenbandbreite der Trägerrückgewinnungsschleife 1111 und insbesondere von der Ansprechzeit des Schleifenfilters 1111-5. Die Schleifenbandbreite der Trägerrückgewinnungsschleife 1111 sollte nicht willkürlich groß bemessen werden, so daß ihre Ansprechzeit abnimmt, weil eine erhöhte Schleifenbandbreite die Signal/Rausch-Eigenschaften des Empfängers und daher die Fähigkeit des Empfängers, Signale mit niedrigem Pegel zu empfangen, verschlechtert würden. Es ist außerdem nicht erwünscht, die Schleifenbandbreite der PLL 919 derart zu verringern, daß ihre Ansprechzeit abnimmt, weil eine verringerte Ansprechzeit in übermäßig langen Erfassungszeiten resultieren würde, wenn neue Transponderfrequenzen gewählt werden. Wie oben erwähnt, wird, um die Möglichkeit der Unterbrechung des Demodulationsvorgangs während des Feinabstimm-Vorgangs zu verringern, die Ansprechzeit der Abstimmsteuerung PLL 919 selektiv erhöht, um die Rate zu verringern, mit der sich die Abstimmspannung und daher die Frequenz des LO 911 während des Feinabstimm-Vorgangs ändern können. Diese Lösung wird nunmehr im einzelnen beschrieben.
Wieder zu Fig. 2 und insbesondere zu dem mit "SCHLEIFENFILTER 927" bezeichneten Teil der Schaltung, wie sie vorher beschrieben wurde: Das Schleifenfilter 927 enthält einen Verstärker 921-11 innerhalb des PLL-IC 921 und eine externes Filternetzwerk 925. Das externe Filternetzwerk 925 enthält eine erste Filterstufe 925-1 und eine zweite, steuerbare Filterstufe 925-2, die in Kaskade zwischen dem internen Verstärker 921-11 und dem LO 911 liegen.
Die erste Filterstufe 925-1 und der Verstärker 921-11 des PLL-IC 921 bilden einen Integrator. Im einzelnen enthält die Filterstufe 925-1 einen als Emitterverstärker geschalteten bipolaren Transistor Q1. Die Basis des Transistors Q1 ist über eine IC- Klemme mit dem Ausgang des Verstärkers 921-11 verbunden. Der Emitter des Transistors Q1 ist mit Signalerde verbunden. Ein Lastwiderstand R6 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q1 und einer Quelle einer Betriebsspannung (+VCC). Ein Filterbereich mit einem Widerstand R1 und Kondensatoren C1 und C2 liegt über eine IC-Klemme in einem Gegenkopplungsweg zwischen dem Kollektor des Transistors Q1 und dem Eingang des Verstärkers 921-11, um den Integrator zu vervollständigen. Es handelt sich um eine Gegenkopplung aufgrund der Signalinvertierung durch den als Emitterfolger geschalteten Transistor Q1.
Die Anwendung eines Integrators mit dem Verstärker 921-11 und der ersten Filterstufe 925-1 in einer Gegenkopplungs-Anordnung macht die PLL 919 zu einer phasenverkoppelten Schleife vom Typ II. Eine phasenverkoppelte Schleife vom Typ II minimiert die Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen der frequenzgeteilten Version des LO-Signals am Ausgang des programmierbaren Frequenzteilers ( = N) 921-3 und das Referenzfrequenzsignal an dem Ausgang des Referenzfrequenzteilers (÷R) 921-7 und stabilisiert daher die Phase und die Frequenz des LO 911.
Die zweite Filterstufe 925-2 enthält einen Zweipol, Zwei-Nullstellen-Filterbereich mit Widerständen R2, R4 und R5 und Kondensatoren C3 und C4 und einen elektronisch gesteuerten Schalterbereich mit einem Feldeffekttransistor Q2 und einem Widerstand R3 mit einem relativ niedrigen Wert. Der Leitzustand des Transistors Q2 wird durch das Feinabstimm-Signal gesteuert, das durch den Mikroprozessor 19 erzeugt wird. Der zweite Filterbereich 925-2 wird wahlweise so gesteuert, daß er entweder den Zweipol, Zwei-Nullstellen-Filterbereich (R2, R4, R5, C3 und C4) überbrückt den Zweipol, Zwei-Nullstellen-Filterbereich in den Weg zwischen den ersten Filterbereich 925-1 und dem LO 911 einfügt. Im einzelnen: wenn sich das Abstimmsystem nicht in dem Feinabstimm-Betriebsmodus befindet, hat das Feinabstimm-Signal einen niedrigen logischen Wert, und der Leitkanal des Transistors Q2 befindet sich in dem Zustand mit niedriger Impedanz oder ist "EIN". Als Ergebnis sind die Widerstände R2, R4 und R5 und die Kondensatoren C3 und C4 des zweiten Filterbereichs 925-2 aufgrund des "EIN" des Transistors Q2 und des Widerstands R3 mit einer relativ niedrigen Impedanz effektiv überbrückt. In dem Feinabstimm-Modus hat das Feinabstimm-Signal einen hohen logischen Wert, und der Leitkanal des Transistors Q2 befindet sich in einem Zustand mit einer hohen Impedanz oder ist "AUS". Als Ergebnis liegen die Widerstände R2, R4 und R5 und die Kondensatoren C3 und C4 des zweiten Filterbereichs 925-2 in dem Weg zwischen dem ersten Filterbereich 925-1 und dem LO 911.
Die sogenannte Kennlinie der Amplitude über der Frequenz nach Bode für einen Zwei-Nullstellen-Filterbereich (R2, R4, R5, C3 und C4) der zweiten Filterstufe 925-2 für sich ist in Fig. 5 als Kennlinie # 1 dargestellt. Die Amplitudenwerte sind in Decibel (dB) dargestellt, und die Frequenzachse ist logarithmisch. Die Kennlinie # 1 enthält erkennbar zwei "Pole" P1 und P2 und zwei "Nullen" oder Nullstellen 21 und 22, die in folgender Reihenfolge bei zunehmend höheren Frequenzen auftreten: Pol P1, Null 21, Null 22 und Pol P2. Der Pol P1 ist durch den Widerstand R2 und den Kondensator C4 bedingt. Die Null 21 ist durch den Widerstand R2 und den Kondensator C3 bedingt. Die Null 22 ist durch den Widerstand R5 und den Kondensator C4 bedingt, und der Pol P2 ist durch den Widerstand R5 und den Kondensator C3 bedingt.
Die beiden Kennlinien der Amplitude über der Frequenz nach Bode des Ansprechverhaltens der Gesamtschleife der PLL 919 sind ebenfalls in Fig. 5 dargestellt. Die Kennlinie # 2 ist das Ansprechverhalten der Schleife, wenn sich das Abstimmsystem 9 nicht in dem Feinabstimm-Modus befindet und das Schleifenfilter 927 nur eine erste Filterstufe 925-1 enthält, d. h. der Zweipol, Zwei-Nullstellen- Filterbereich (R2, R4, R5, C3 und C4) der zweiten Filterstufe 925-2 ist überbrückt. Die Kennlinie # 3 ist das Ansprechverhalten der Schleife, wenn sich das Abstimmsystem 9 in dem Feinabstimm-Modus befindet und das Schleifenfilter 927 die erste Filterstufe 925-1 und den Zweipol-, Zwei-Nullstellen-Filterbereich (R2, R4, R5, C3 und C4) der zweiten in Kaskade geschalteten Filterstufe 925-2 enthält. Die Kennlinie # 2 ist in der Amplitude nicht maßstabsgerecht zu den Kennlinien # 1 und # 2 gezeichnet, um eine Überlappung der Kennlinien zu vermeiden.
Es sei daran erinnert, daß die Gesamtkennlinie der Amplitude über der Frequenz der beiden in Kaskade geschalteten Stufen in dem multiplikativen Produkt der beiden einzelnen Kennlinien oder dem additiven Produkt resultiert, wenn die Amplituden in Decibel (dB)-Werten ausgedrückt werden. Die Kennlinie # 3 resultiert aus der additiven Kombination der Kennlinien # 1 und 2. Ein Pol der Kennlinie # 1 bewirkt eine Erhöhung der Steigung (in der negativen Richtung) der Kennlinie # 3. Eine Null der Kennlinie # 1 bewirkt eine Verringerung der Steigung (in der negativen Richtung) der Kennlinie # 3. Der Pol P1 verringert die Gesamt-Schleifenverstärkung und dadurch die Gesamt-Schleifenbandbreite. Ohne die Nullen 21 und 22 würde die Steigung der Kennlinie # 3 den Amplitudenwert von 0 dB mit einer Steigung von mehr als 20 dB je Dekade der Frequenz kreuzen und dadurch bewirken, daß die Schleife instabil wird und Schwingungen ausgesetzt ist. Der Pol P2 erscheint übrigens aufgrund der Schaltungstopologie und benötigt den Widerstand R5 und den Kondensator C3. Dennoch ist der Pol P2 insofern vorteilhaft, als er die Schleifenverstärkung für Signale außerhalb des Bandes wie das Referenzfrequenzsignal der PLL 919 verringert (d. h. die Dämpfung erhöht).
Fig. 5 zeigt, daß dann, wenn sich das Abstimmsystem 9 nicht in dem Feinabstimm- Modus befindet (Kennlinie # 2), die Schleifenbandbreite relativ groß und daher das Ansprechverhalten der PLL 919 relativ schnell ist. Wenn im Gegensatz dazu das Abstimmsystem 9 sich in dem Feinabstimm-Modus befindet (Kennlinie # 3), ist die Schleifenbandbreite relativ gering und daher das Ansprechverhalten der PLL 919 relativ langsam.
In der Ausführung der in Fig. 2 dargestellten zweiten Filterstufe 925-2 ist es erwünscht, daß der Widerstand R4 den Ausgang der ersten Filterstufe 925-1 (am Kollektor des Transistors Q1) von dem Kondensator C4 isoliert, und zwar aus folgenden Gründen: Der Kondensator C4 hat eine relativ große Kapazität. Ohne den Widerstand R4 (d. h., wenn der Widerstand R4 durch eine direkte Verbindung ersetzt ist), läge die Reihenschaltung des Kondensators C4 und des Widerstands R5 direkt parallel zu dem Ausgang der ersten Filterstufe 925-1, wenn sich das Abstimmsystem in dem Erfassungsmodus befindet und der Schalttransistor "EIN" ist. Das würde zu einer unerwünschten Zunahme der Erfassungszeit führen. Jedoch isoliert der Widerstand R4 mit einem relativ hohen Wert den Ausgang der ersten Filterstufe 925- 1 von dem Kondensator C4 und verhindert dadurch, daß der Kondensator C4 die. Erfassungszeit nennenswert erhöht.
Außerdem kann es bezüglich des Kondensators C4 mit einem relativ hohen Wert erwünscht sein, eine vorbestimmte Zeitverzögerung zu schaffen, bevor es dem Feinabstimm-Vorgang ermöglicht wird, nach dem Erfassungsmodus zu beginnen, damit der Kondensator C4 sich auf die während des Erfassungsvorgangs erzeugte Abstimmspannung auflädt (oder entlädt). Eine derartige Verzögerung kann durch den Mikroprozessor 19 durch Programmsteuerung gebildet werden, wie es in dem in Fig. 3 dargestellten Flußdiagramm dargestellt ist.
Es kann erwünscht sein, eine zusätzliche dynamische "Beschleunigungs" (speed- up)-Schaltung 925-3 für die erste Filterstufe 925-1 vorzusehen, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, um die Ansprechzeit der PLL 919 zu ändern und den Erfassungsvorgang zu beschleunigen. Die Beschleunigungsschaltung 925-3 enthält bipolare Transistoren Q3 und Q4 mit entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp (komplementäre) in einer Gegentaktanordnung sowie einen Widerstand R7. Die miteinander verbundenen Basen der Transistoren Q3 und Q4 sind mit einer Seite des Kondensators C1 verbunden, und die miteinander verbundenen Emitter sind über einen Widerstand R7 mit der anderen Seite des Kondensators C1 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind jeweils mit Quellen von in der Polarität entgegengesetzten Betriebsspannungen +VCC und -VCC verbunden.
Beispielhafte Bauteilwerte für das externe Filternetzwerk 925 sind in der folgenden Tabelle angegeben:

Bauteil Wert

Widerstand R1 24 K (Kiloohm)
Kondensator C1 4700 pF (Pikofarad)
Kondensator C2 0,1 uF (Mikrofarad)
Widerstand R6 2 K
Widerstand R7 10 K
Widerstand R2 1 M (Megohm)
Kondensator C3 0,27 uF
Widerstand R3 2 K
Widerstand R4 20 K
Widerstand R5 470 Ohm
Kondensator C5 220 uF
Wenn im Betrieb eine große Frequenzänderung auftritt, so, wie wenn eine neue Transponderfrequenz gewählt wird, wird ein großes Fehlersignal erzeugt, und über dem Widerstand R1 wird eine entsprechend große Spannung gebildet. Abhängig von der Polarität der Änderung wird einer der Transistoren Q3 oder Q4 eingeschaltet und liefert einen Strom oder zieht einen Strom ab. Das erzeugt eine wirksame Zunahme in der Schleifenverstärkung (d. h. die Kennlinie # 2 wird nach oben verschoben) und eine konsequente Abnahme in der Erfassungszeit. Wenn sich die PLL 919 der gewünschten Frequenz nähert und das Fehlersignal abnimmt, wird der "EIN"- Transistor abgeschaltet. Eine Beschleunigungsschaltung ähnlich zu der Beschleunigungsschaltung 925-3, ebenso wie andere Beschleunigungsschaltungen, sind im Detail beschrieben in der US-Patentanmeldung mit der Serial-Nummer 081504 849 mit dem Titel "Fast Acting Control System", angemeldet am 20.Juli 1995 für David M. Badger und auf den Namen desselben Anmelder wie die vorliegende Anmeldung.
Während die Erfindung anhand eines Beispiels einer speziellen Ausführungsform für eine besondere Anwendung beschrieben wurde, wird der Fachmann auf diesem Gebiet erkennen, daß Änderungen zur Anpassung an andere Anwendungen gemacht werden können. In dieser Beziehung kann die Erfindung immer dann angewendet werden, wenn es erwünscht ist, die Ansprechzeit einer Anordnung mit einer geschlossenen Schleife unter Anwendung eines Gegenkopplungstyps eines Integrators, in dem ein Filterbereich in dem Rückkopplungsweg des Verstärkers liegt, zu ändern. Außerdem kann in dieser Hinsicht, wenngleich die Erfindung für eine Anwendung beschrieben wurde, die eine Erhöhung der Schleifen-Ansprechzeit erfordert, die Erfindung auch dafür angewendet werden, um die Ansprechzeit einer Schleife zu verringern. Zusätzlich ist, wenngleich die Erfindung anhand einer speziellen Schaltungstopologie beschrieben wurde, die Erfindung anwendbar, wenn andere Topologien angewendet werden. Wenngleich zum Beispiel die Gegenkopplung der in Fig. 2 dargestellten Integratoranordnung auf der Signalinvertierung durch den Transistor in Emitterschaltung erfolgt, kann die Gegenkopplung auch auf andere Weise gebildet werden. Als Beispiel könnte der Transistor Q1 in Emitterschaltung entfallen, wenn der Verstärker 921-11 ein invertierender Verstärker ist. Zusätzlich könnte, wenn ein Verstärker mit einem nichtinvertierenden und einem invertierenden Eingang anstelle eines Verstärkers 921-11 mit einem einzigen Eingang angewendet wird, die Gegenkopplung dadurch erfolgen, daß der Filterbereich mit dem Widerstand R1 und den Kondensatoren C1 und C2 an den invertierenden Eingang angeschlossen wird, und der Transistor Q1 in Emitterschaltung könnte entfallen. Diese und andere Änderungen sollen innerhalb des Schutzumfangs der durch die folgenden Ansprüche definierten Erfindung liegen.

Claims

1. Vorrichtung mit:

einer Anordnung (919) mit einer geschlossenen Schleife mit einem geregelten Oszillator (911) zum Erzeugen eines geregelten Oszillatorsignals mit einer Frequenz, die durch ein Oszillator-Steuersignal geregelt ist, einer Quelle (921-5, 923) eines eine Referenzfrequenz darstellenden Signals, Mitteln (921-9) zum Erzeugen eines Fehlersignals, das den Phasen- und Frequenzzusammenhang zwischen dem geregelten Oszillatorsignal und dem Signal darstellt, das die Referenzfrequenz darstellt, und einem Schleifenfilter (927) zum Filtern des Fehlersignals zum Erzeugen des Oszillator-Steuersignals, und

Mitteln (19) zum Erzeugen eines einen Modus anzeigenden Steuersignals zum Steuern des Betriebsmodus der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife,

wobei das Schleifenfilter (927) der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife einen Verstärker (921-11) und einen ersten Filterbereich (C1, C2, R1) enthält, der in einer negativen Rückkopplungsanordnung geschaltet ist, zum Bilden eines Integrators, mit einem zweiten Filterbereich (C3, C4, R2, R4, R5) in Kaskade mit dem Integrator und einem Filter-Steuerbereich (Q2, R3), der mit dem zweiten Fehlerbereich (C3, C4, R2, R4, R5) verbunden ist, zum Ändern des Betriebs des zweiten Filterbereichs (C3, C4, R2, R4, R5) durch das den Modus anzeigende Steuersignal,

wobei der Filter-Steuerbereich (Q2, R3) eine Schaltanordnung zum wahlweisen Überbrücken des zweiten Filterbereichs (C3, C4, R2, R4, R5) durch das den Modus anzeigende Steuersignal enthält,

und der zweite Filterbereich (C3, C4, R2, R4, R5) eine Amplitudenkennlinie über der Frequenz zum Erhöhen der Ansprechzeit der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife aufweist, während die Stabilität der Anordnung (919) mit der geschlossenen Schleife aufrechterhalten wird,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Kennlinie der Amplitude über der Frequenz einen ersten Pol, eine erste Nullstelle und eine zweite Nullstelle bei aufeinanderfolgend ansteigenden Frequenzen enthält.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenkennlinie über der Frequenz den ersten Pol, die erste Nullstelle, die zweite Nullstelle und einen zweiten Pol bei aufeinanderfolgend höheren Frequenzen aufweist.