DE69607145T2

DE69607145T2 - Stromversorgungsschaltung

Info

Publication number: DE69607145T2
Application number: DE69607145T
Authority: DE
Inventors: Schelte Heeringa
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1995-11-27
Filing date: 1996-11-18
Publication date: 2000-09-28
Anticipated expiration: 2016-11-19
Also published as: DE69607145D1; US5852549A; ATE190781T1; JPH10513636A; EP0806075B1; CN1179238A; EP0806075A1; WO1997020378A1; CN1056949C

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungsschaltung zur Speisung einer Last aus einer Eingangsspannung, wobei diese Schaltungsanordnung die nachfolgenden Elemente aufweist: einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, einen Schalttransistor mit einer Steuerelektrode und mit einer ersten Hauptelektrode und mit einer zweiten Hauptelektrode, die eine Hauptstromstrecke des Schalttransistors bestimmen, wobei diese Hauptstromstrecke mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist; einen ersten Widerstand, der zwischen der ersten Hauptelektrode und einer ersten Klemme der Sekundärwicklung vorgesehen ist; eine erste Diode, die in Reihe mit der zu speisenden Last zwischen einer zweiten Klemme der Sekundärwicklung und der ersten Klemme der Sekundärwicklung vorgesehen ist; eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator und einem zweiten Widerstand, wobei diese Reihenschaltung zwischen der zweiten Klemme und der Steuerelektrode vorgesehen ist; ein dritter Widerstand, der zwischen der Steuerelektrode und einer Speiseklemme vorgesehen ist; ein Schwellenelement zur Beschränkung der Spannung an der Steuerelektrode, wobei dieses Schwellenelement zwischen der Steuerelektrode und der ersten Klemme vorgesehen ist.
Eine solche Stromversorgungsschaltung ist aus dem US Patent Nr. 4.464.619, insbesondere Fig. 3 bekannt und kann zum Aufladen von Batterien und zur Speisung elektrischer Geräte benutzt werden. Eine solche Stromversorgungsschaltung eignet sich insbesondere zum Gebrauch in einem Elektrorasierer mit neu aufladbaren Batterien, wobei in diesem Fall die Stromversorgungsschaltung den Ladestrom für die Batterien liefert und den Speisestrom für den Motor des Rasierers. Bei der bekannten Stromversorgungsschaltung ist der Schalttransistor ein Bipolar-Transistot. Der dritte Widerstand liefert einen Startstrom zu der Steuerelektrode oder der Basis-Elektrode des Schalttransistors, der dadurch eingeschaltet wird. Dies führt zu einem Strom durch die Primärwicklung des Transformators. Diese Primärstrom induziert eine Spannung in die Sekundärwicklung, die in positivem Sinne zu der Basis-Elektrode des Schalttran sistors zurückgeführt wird, und zwar mittels der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator und dem zweiten Widerstand. Dadurch wird der Schalttransistor schnell Gate-Elektrodeesättigt. Während des Transportintervalls nimmt der Primärstrom linear zu, bis die Summe des Spannungsabfalls an dem ersten Widerstand und der Spannung zwischen der Basis-Elektrode und der ersten Hauptelektrode oder dem Emitter der Schwellenspannung des Schwellenelementes entspricht. Das Schwellenelement wird eingeschaltet und schließt die Basis-Elektrode des Schalttransistors mit der Bezugsspannung kurz, was dafür sorgt, dass der Schalttransistor gesperrt wird. In dem Rücklauf-Intervall, das dann anfängt, wird die in dem Transformator gespeicherte Energie übertragen, und zwar über die erste Diode, zu der zu speisenden Last, wodurch ein Sekundärstrom in der Sekundärwicklung fließt, wobei dieser Strom graduell abnimmt. An dem Übergang von dem Vorwärts-Intervall zu dem Rücklauf-Intervall wird das Vorzeichen der Sekundärspannung umgekehrt und auch hier wird die Sperrung des Schalttransistors durch positive Rückkopplung über den ersten Kondensator und den zweiten Widerstand beschleunigt. Am Ende des Rücklauf-Intervalls wird die erste Diode abgeschaltet und es beginnt ein Warte-Intervall, worin die an dem ersten Kondensator aufgebaute Spannungsdifferenz über den dritten Widerstand kompensiert wird, bis die an der Basis-Elektrode des Schalttransistors verfügbare Treiberspannung wieder ausreicht um den Transistor einzuschalten. Auf diese Art und Weise ist die Stromversorgungsschaltung selbstschwingend.
Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist das Schwellenelement parallel zu der Reihenschaltung aus dem Basis-Emitter-Übergang des Schalttransistors, dem ersten Widerstand und der aufzuladenden Batterie vorgesehen. Das bedeutet, dass die Batteriespannung einer der Faktoren ist, die den Sperrzeitpunkt des Schalttransistors bestimmen. Dadurch ist die Batterie-Nennspannung nicht fest und es ist nicht gut möglich eine größere oder kleiner Anzahl Batterien in Reihe zu schalten ohne den Entwurf der Stromversorgungsschaltung daran anzupassen, damit eine Überlastung oder Unterlastung der Batterien vermieden wird. Durch Anordnung des Schwellenelementes zwischen der Steuerelektrode und der ersten Klemme spielt die Batteriespannung nicht länger eine Rolle. Das Schwellenelement umfasst vorzugsweise eine Zener-Diode.
In dem US Patent Nr. 4.652.984 wird eine selbstschwingende Stromversorgungsschaltung beschrieben, wobei die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator und dem zweiten Widerstand mit der Steuerelektrode des Schalttransistors verbunden ist, und zwar über einen zusätzlichen Widerstand statt direkt. Der Knotenpunkt zwischen der Reihenschaltung und dem zusätzlichen Widerstand ist über eine Zener-Diode mit der ersten Hauptelektrode des Schalttransistors verbunden. Die Zener-Diode bei der bekannten Stromversorgungsschaltung beschränkt aber nicht die Spannung an der Steuerelektrode des Schalttransistors, sondern sie beschränkt den Treiberstrom zu der Steuerelektrode des Schalttransistors durch Beschränkung der Sekundärspannung, die über die Reihenschaltung des ersten Kondensators und des zweiten Widerstandes zurück gekoppelt wird, wenn die Eingangsspannung zunimmt. Dadurch dient die Zener-Diode nicht zum Abschalten des Schalttransistors, wenn der Primärstrom einen bestimmten Wert erreicht. Dazu wird ein einzelner Abschalt- Transistor benutzt, der durch die Spannungsdifferenz an einem Widerstand getriggert wird, durch den der Primärstrom fließt.
In dem US Patent Nr. 4.965.506 wird eine Zener-Diode und ein Widerstand dargestellt entsprechend denen aus dem oben genannten US Patent Nr. 4.652.984, welche dieselbe Funktion und denselben Zweck haben. Das US Patent Nr. 4.965.506 zeigt weiterhin eine Reihenschaltung aus einer Zener-Diode und einer normalen Diode. Eine Klemme dieser Reihenschaltung ist mit der ersten Klemme der Sekundärwicklung verbunden aber die andere Klemme dieser Reihenschaltung ist nicht mit der Steuerelektrode des Schalttransistors verbunden, sondern mit der Steuerelektrode eines Transistors, der seinerseits einen einzelnen Abschalttransistor betreibt. Die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus ist u. a. abhängig von der Zeit, die erforderlich ist zum Kompensieren der Spannungsdifferenz an dem ersten Kondensator. Durch Anordnung eines Schwellenelementes, insbesondere einer Zener-Diode, über die Reihenschaltung aus dem ersten Widerstand und dem Übergang zwischen der Steuerelektrode und der ersten Hauptelektrode, wird nebst der Leitungsstrecke durch den dritten Widerstand eine zusätzliche Leitungsstrecke erhalten, wobei über diese zusätzliche Leitungsstrecke die Spannungsdifferenz an dem ersten Kondensator kompensiert werden kann. Tatsächlich wird in dem Rücklaufintervall das Vor zeichen der Sekundärspannung umgekehrt und durch die Zener-Diode kann ein Strom fließen, wobei diese Zener-Diode danach als Diode wirksam ist. Dieser Effekt führt zu einer wesentlichen Verringerung der Zeit, erforderlich zum Kompensieren der Spannungsdifferenz an dem ersten Kondensator. Folglich nimmt die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus zu, wodurch die Stromversorgungsschaltung der zu speisenden Last oder der aufzuladenden Batterie mehr Energie je Zeiteinheit liefert als vorher. Dies kann berücksichtigt werden beim Entwurf der Stromversorgungsschaltung. Dies beschränkt aber die Entwurfsfreiheit.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung dies Nachteile auszuschalten. Dazu weist die Stromversorgungsschaltung der eingangs beschriebenen Art das Kennzeichen auf, dass eine zweite Diode in Reihe mit dem Schwellenelement vorgesehen ist, wobei diese zweite Diode während der Beschränkung der Spannung an der Steuerelektrode des Schalttransistors leitend ist.
Die zweite Diode sperrt die zusätzliche Leitungsstrecke des Schwellenelementes. Das Vorhandensein der zweiten Diode bietet den zusätzlichen Vorteil, dass die Stromversorgungsschaltung derart konstruiert sein kann, dass zwischen einer relativ hohen Wiederholungsfrequenz und einer relativ niedrigen Wiederholungsfrequenz umgeschaltet werden kann. Dazu weist eine Ausführungsform der Stromversorgungsschaltung das Kennzeichen auf, dass parallel zu der zweiten Diode ein Schalter vorgesehen ist zum Kurzschließen der zweiten Diode, und dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin Mittel aufweist zum Öffnen und Schließen des Schalters in Reaktion auf ein Signal, das ein Maß ist für einen Zustand der zu speisenden Last.
Der Schalter kann ein normaler elektrischer Schalter oder ein Transistorschalter sein. Auf diese Weise kann zum Aufladen von Batterien die Stromversorgungsschaltung von langsamer Aufladung (Schalter offen; zweite Diode nicht kurzgeschlossen) zu schneller Aufladung (Schalter geschlossen; zweite Diode kurzgeschlossen) geändert werden. Dies vermeidet, dass die Batterien überladen werden. Die Bedingung kann sein, dass die Spannung oder die Temperatur einer Batterie geändert werden soll.
Im Falle einer variierenden Eingangsspannung variiert die Sekundärspannung ebenfalls, die zu der Steuerelektrode des Schalttransistors zurückgekoppelt wird. Wenn die Zener-Diode durchschlägt fließt durch die Zener-Diode ein variierender Strom und erzeugt eine variierende Zener-Spannung an dem Innenwiderstand der Zener-Diode. Dadurch variiert der Umschaltpunkt des Schalttransistors ebenfalls. Zener-Dioden aber mit einem niedrigen inneren Widerstand sind gleichzeitig Typen mit einer höheren Zener-Spannung über S V. Dies ist unerwünscht, wenn die Sekundärspannung des Transformators niedrig ist und wenn die durch den Spannungsabfall an dem zweiten Widerstand verursache Verlustleistung niedrig sein soll.
Dieses Problem kann mit Hilfe einer Ausführungsform vermieden werden, die das Kennzeichen aufweist, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen weiteren Reihenwiderstand, der zwischen der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator und dem zweiten Widerstand und der Steuerelektrode des Schalttransistors vorgesehen ist; eine erste Zener-Diode, die mit der Steuerelektrode des Schalttransistors verbunden ist; und eine zweite Zener-Diode, die über den weiteren Reihenwiderstand mit der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) verbunden ist.
Eine alternative Lösung dieses Problems wird geliefert durch eine andere Ausführungsform, die dadurch gekennzeichnet ist, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Reihenschaltung aus einer Zener-Diode und einem weiteren Reihenwiderstand, und einen Bipolar-Transistor, von dem eine Basis mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der die Zener-Diode mit dem weiteren Reihenwiderstand koppelt, und von dem eine Hauptstromstrecke parallel zu der Reihenschaltung aus der Zener-Diode und dem weiteren Reihenwiderstand vorgesehen ist.
Zum Minimieren der Verlustleistung in dem Schalttransistor sollte der Schalttransistor schnell geschaltet werden. Das Schalten kann mit Hilfe einer Ausführungsform beschleunigt werden, die dadurch gekennzeichnet ist, dass ein zweiter Kondensator parallel zu dem zweiten Widerstand vorgesehen ist. Im Fall von Übergängen reduziert der zweite Kondensator die Impedanz zwischen der zweiten Klemme der Sekundärwicklung und der Steuerelektrode des Schalttransistors.
Eine Ausführungsform, bei der die Spannung an der zu speisenden Last überwacht wird, weist das Kennzeichen auf, dass von der zweiten Diode eine erste Elektrode mit der ersten Klemme der Sekundärwicklung verbunden ist und eine zweite Elektrode mit dem Schwellenelement verbunden ist, und dass der Schalter die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Transistor, dessen erste Hauptelektrode mit der ersten Klemme verbunden ist, dessen zweite Hauptelektrode mit der zweiten Elektrode der zweiten Diode gekoppelt ist, und dessen Steuerelektrode mit der zweiten Klemme der Sekundärwicklung gekoppelt ist; einen zweiten Transistor, mit einer ersten Hauptelektrode, die mit der ersten Klemme verbunden ist, mit einer zweiten Hauptelektrode, die mit der Steuerelektrode des ersten Transistors gekoppelt ist, und mit einer Steuerelektrode; und einen Spannungsteiler, der über die zu speisende Last vorgesehen ist, und wobei der Spannungsteiler einen Abgriffpunkt hat, mit dem die Steuerelektrode des zweiten Transistors verbunden ist.
Der erste Transistor, der bipolar oder unipolar sein kann (MOS) schließt die zweite Diode in dem Rücklaufintervall kurz. Die Stromversorgungsschaltung arbeitet nun als Schnellader. Der zweite Transistor wird bei einer bestimmten Batteriespannung eingeschaltet und schließt die Steuerelektrode des ersten Transistors kurz, wodurch der Kurzschluss der zweiten Diode eliminiert wird und die Stromversorgungsschaltung automatisch auf Langsam-Aufladung umschaltet.
Die Verfügbarkeit des ersten und zweiten Transistors ermöglicht es, die Benutzung einer Zener-Diode und die resultierende Änderung in dem Abschaltpunkt der Schalttransistors zu vermeiden. Dazu weist eine Ausführungsform das Kennzeichen auf, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Bipolar-Transistor, von dem ein Emitter mit der ersten Klemme verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Steuerelektrode des Schalttransistors gekoppelt ist, und von dem eine Basis mit der zweiten Klemme der Sekundärwicklung gekoppelt ist; einen zweiten Bipolar-Transistor, von dem ein Emitter mit der ersten Klemme verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors gekoppelt ist, und von dem eine Basis über eine Diode mit der ersten Klemme verbunden ist; und wobei die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente auf weist: einen Spannungsteiler, der über die zu speisende Last vorgesehen ist und einen Abgriffpunkt hat, der mit der Basis des zweiten Bipolar-Transistors verbunden ist.
Der erste und der zweite Transistor sind nun Bipolar-Transistoren, die in dem Vorwärts-Intervall in Kombination mit der Diode, welche die Basis des zweiten Bipolartransistors mit der ersten Klemme verbindet, ein Schwellenelement bilden, das eine Schwellenspannung aufweist, welche die Summe der Spannung an der Diode und den Kollektor-Basis-Spannungen des ersten und des zweiten Transistors ist. In dem Rücklaufintervall arbeiten der erste und der zweite Transistor wie oben beschrieben.
Der Einfluss der sich ändernden Spannungen kann noch weiter reduziert werden bei einer Ausführungsform, die das Kennzeichen aufweist, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Bipoar-Transistor, von dem ein Emitter mit der ersten Klemme verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Steuerelektrode des Schalttransistors gekoppelt ist, und von dem eine Basis über einen ersten Reihenwiderstand mit der zweiten Klemme der Sekundärwicklung gekoppelt ist; einen zweiten Bipolar-Transistor mit einem Emitter, der mit der ersten Klemme verbunden ist, mit einem Kollektor, der über den Reihenwiderstand mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors gekoppelt ist, und mit einer Basis; einen dritten Bipolar-Transistor eines entgegengesetzten Leitungstyps, der einen Emitter hat, der mit der ersten Klemme verbunden ist, der einen Kollektor hat, der mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors gekoppelt ist, und der eine Basis hat; wobei der Basis- Emitter-Übergang des dritten Bipolar-Transistors die genannte zweite Diode bildet, und wobei die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: einen Spannungsteiler, der über die zu speisende Last vorgesehen ist und einen Abgriffpunkt aufweist der mit der Basis des zweiten Bipolar-Transistors sowie mit der Basis des dritten Bipolar-Transistors verbunden ist.
Die oben genannte Diode ist durch einen dritten Bipolar-Transistor eines entgegengesetzten Leitungstyps ersetzt worden und es ist in Reihe mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors ein Widerstand vorgesehen. Der Reihenwiderstand ermöglicht es, dass der Kompensationsgrad eingestellt wird.
Insbesondere in der langsamen Aufladebetriebsart hat der dritte Widerstand einen wesentlichen Einfluss auf die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus. Die Speiseklemme, mit welcher der dritte Widerstand verbunden ist, weist vorzugsweise das Kennzeichen auf, dass die Speisespannung gegenüber Änderungen in der Eingangsspannung stabilisiert ist. Eine alternative Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: einen weiteren Transistor, von dem eine erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode des Schalttransistors und mit einem dritten Widerstand Gate-Elektrodekoppelt ist, von dem eine zweite Hauptelektrode mit der Primärwicklung gekoppelt ist und von dem eine Steuerelektrode eine Spannung empfängt, die gegenüber Schwankungen in der Eingangsspannung stabilisiert ist.
Der weitere Transistor bildet zusammen mit dem Schalttransistor eine Kaskodenschaltung. Wenn der Schaltpunkt des Schalttransistors erreicht ist, ist die Spannungsänderung an der ersten Hauptelektrode des weiteren Transistors wesentlich größer als die Spannungsänderung an der ersten Hauptelektrode des Schalttransistors, so dass der weitere Transistor im Vergleich zu dem Schalttransistor selbst relativ schnell abgeschaltet wird. Der weitere Transistor beschränkt ebenfalls die Spannung an dem Schalttransistor, weil es eine nahezu konstante Spannungsdifferenz zwischen der ersten Hauptelektrode und der Steuerelektrode des weiteren Transistors gibt. Dies verringert die Verlustleistung in dem Schalttransistor.
In Kombination mit den obengenannten Ausführungsformen mit einer Umschaltung zwischen der langsamen Aufladung und der schnellen Aufladung schafft der weitere Transistor eine zusätzliche Kompensation für Änderungen der Eingangsspannung.
Eine Ausführungsform mit Stabilisierung der Spannung an der Steuerelektrode des weiteren Transistors weist das Kennzeichen auf, dass die Steuerelektrode des weiteren Transistors die Eingangsspannung über einen Widerstand empfängt und über ein weiteres Schwellenelement mit einem Knotenpunkt zwischen der zu speisenden Last und der ersten Diode verbunden ist. Durch Verbindung des weiteren Schwellenelementes, das wieder eine Zener-Diode sein kann, mit dem Knotenpunkt der zu speisenden Last und der ersten Diode wird erreicht, dass der weitere Transistor nach wie vor abgeschaltet ist und der Schalttransistor weder in dem Fall einer unterbrochenen Batterie noch beim Fehlen der Last leiten kann.
Insbesondere wenn der weitere Transistor ein Bipolar-Transistor ist, kann der Widerstand, über den die Steuerelektrode oder die Basis-Elektrode mit der Eingangsspannung verbunden ist, zu hoch sein um genügend Basisstrom zu liefern, wenn der weitere Transistor eingeschaltet ist. Reduktion der Widerstandes führt zu einer unerwünschten Verlustleistung. Um dies zu vermeiden weist eine Ausführungsform das Kennzeichen auf, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Widerstand, wobei diese Reihenschaltung zwischen der Steuerelektrode des weiteren Transistors und der zweiten Klemme der Sekundärwicklung vorgesehen ist. In dem Vorwärts-Intervall liefert die zweite klemme ein zusätzliches Treibersignal zu der Steuerelektrode des weiteren Transistors, und zwar über die Diode und den Widerstand. In dem Rücklauf-Intervall wird die Spannung an der Sekundärwicklung umgekehrt. Die Diode wird dann abgeschaltet um zu vermeiden, dass die Spannungsstabilisierung der Spannung an der Steuerelektrode gestört wird.
Die erste Hauptelektrode des weiteren Transistors trägt eine gepufferte, stabilisierte Spannung in dem Rücklauf-Intervall, wenn der Schalttransistor nicht leitend ist. Dies wird benutzt in einer Ausführungsform, die das Kennzeichen aufweist, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Diode, die zwischen der ersten Hauptelektrode des ersten Transistors und einer weiteren Klemme vorgesehen ist, und einen Glättungskondensator, der mit der weiteren Speiseklemme verbunden ist. Die Diode wird in dem Vorwärts-Intervall abgeschaltet, wenn der Schalttransistor leitend ist. In dem Rücklauf-Intervall lädt der weitere Transistor über die Diode den Glättungskondensator auf. Da der weitere Transistor ein aktives Puffer für die stabilisierte Spannung an der Steuerelektrode bildet, wird der relativ kleine Glättungskondensator entsprechend sein. Die Spannung an dem Glättungskondensator kann zur Speisung zusätzlicher elektronischer Schaltungsanordnungen benutzt werden. In einem Rasierer können solche Schaltungsanordnungen beispielsweise eine Steuereinheit, eine Wiedergabeeinheit und ein Mikroprozessor sein.
Der Umschaltpunkt von der schnellen Aufladung zu der langsamen Aufladung und umgekehrt kann verschiedenartig beeinflusst werden. Dazu weist eine Ausführungsform das Kennzeichen auf, dass wenigstens ein Teil des dritten Widerstandes einen veränderlichen oder einstellbaren Widerstand aufweist. Wie bereits erwähnt, hat der dritte Widerstand einen wesentlichen Einfluss auf die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus, insbesondere in der langsamen Aufladebetriebsart. Dadurch, dass der dritte Widerstand einstellbar gemacht wird oder veränderlich, ist es möglich, den gelieferten Ladestrom zu ändern.
Eine alternative Ausführungsform weist das Kennzeichen auf, dass die Stromversorgungsschaltung Mittel aufweist zum Beeinflussen der Spannung an dem Abgriffpunkt des Spannungsteilers. Dadurch wird die Stromversorgungsschaltung früher oder später umschalten als ohne die genannten Mittel.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 2 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 3 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 4 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 5 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 6 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 7 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 8 einen Teil der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform,
Fig. 9 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 10 einen Teil der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform,
Fig. 11A und 11B je ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Steuerfunktionen bei einer Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 12 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 13 eine Ausführungsform einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung,
Fig. 14 einen Elektrorasierer mit einer aufladbaren Batterie und einer Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung.
Bei diesen Figuren sind gleiche Teile durch dieselben Bezugszeichen angegeben.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung. Die wechselnde Netzspannung oder eine geeignete Gleichspannung wird den Eingangsklemmen N4 und N5 zugeführt. Die Wechselspannung wird mittels einer Diodenbrücke D0 gleichgerichtet und wird mittels der Kondensatoren C1 und C2 und der Spule L1 geglättet und gefiltert. Die negative Klemme der gleichgerichteten Eingangsspannung wird nach Erde verbunden. Die positive Klemme N7 wird mit einer Primärwicklung W1 eines Transformators verbunden. Parallel zu der Primärwicklung W1 ist eine Zener-Diode D1 und eine Diode D2 vorgesehen, wobei diese Dioden die Spannung an der Primärwicklung W1 begrenzen, wenn der Strom durch die Primärwicklung W1 unterbrochen wird. Die Hauptstromstrecke eines Schalttransistors T2 mit einem bipolaren NPN-Transistor, liegt in Reihe mit der Primärwicklung W1, wobei von diesem Transistor die zweite Hauptelektrode bz. Der Kollektor mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist. Die erste Hauptelektrode bzw. der Emitter des Schalttransistors T2 ist über einen Widerstand R3 mit einer ersten Klemme N1 einer Sekundärwicklung W2 des Transformators gekoppelt, wobei diese Sekundärwicklung mit der Primärwicklung W1 magnetisch gekoppelt ist. Von der Sekundärwicklung W2 ist weiterhin die erste Klemme N1 mit einer zu speisenden Last verbunden, die beispielsweise eine aufladbare Batterie B ist. Die positive Klemme der Batterie B ist mit der ersten Klemme N1 verbunden. Die negative Klemme der Batterie B ist mit einer Klemme N6 verbunden, die über eine Diode D3 mit einer zweiten Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 verbunden ist. Die Klemme N6 ist beispielsweise nach Erde verbunden. Dadurch fließt nicht nur der Strom durch die Sekundärwicklung, sondern auch der Strom durch die Primärwicklung durch die Batterie B. Wenn dies nicht erwünscht ist kann die erste Klemme N1 statt der Klemme N6 nach Erde verbunden werden. Die Steuerelektrode oder die Basis des Schalttransistors ist über einen Widerstand R6 mit einer Speiseklemme N3 verbunden. Diese Speiseklemme kann unmittelbar mit der positiven Klemme N7 verbunden werden, aber im Falle sich ändernder Eingangsspannungen wird bevorzugt, die Spannung an der Speiseklemme N3 zu stabilisieren, beispielsweise mit Hilfe einer Zener-Diode D7, die zwischen der Speiseklemme N3 und der Klemme N6 (Erde) vorgesehen ist und mit Hilfe eines Speisewiderstandes R2 zwischen der Speiseklemme N3 und der positiven Klemme N7. Zwischen der Basis des Schalttransistors T2 und der zweiten Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 ist eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R5 vorgesehen. Weiterhin ist die Basis des Schalttransistors T2 über ein Schwellenelement, das eine Zener-Diode D5 in Reihe mit einer Diode D6 aufweist, die leitend ist, wenn die Zener-Diode D5 durchbricht, mit der ersten Klemme N1 verbunden. Unter einem Schwellenelement soll in diesem Zusammenhang ein Element mit einer relativ hohen Impedanz, solange die Spannung an dem Element unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, und das eine relativ niedrige Impedanz hat, wenn die Spannung an dem Element die Schwellenspannung übersteigt, verstanden werden. Diese Kategorie umfasst die Zener-Diode, die Diac und die gasgefüllte Reglerröhre.
Wenn die Eingangsspannung empfangen wird, wird von der Speiseklemme N3 über den Widerstand R6 zu der Basis des Schalttransistors T2 ein Startstrom fließen, wodurch der Schalttransistor eingeschaltet wird. Das Vorwärts-Intervall oder die Vorwärts-Phase beginnt. Nun startet ein Strom von der positiven Klemme N7 zu der Klemme N6 über die Primärwicklung W1, den Schalttransistor T2, den Widerstand R3 und die Batterie B. Die Spannungsdifferenz an der Primärwicklung W1 in duziert eine transformierte Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2, wobei die zweite Klemme N2 dann gegenüber der ersten Klemme N1 positiv ist. Die Kathode der Diode D3 wird dann gegenüber der Anode der Diode D3 positiv, wodurch die Diode D3 gesperrt wird. Die positive Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2 hat einen positiven-Rückkopplungseffekt und betreibt den Basis-Emitter-Übergang das Schalttransistors über den Kondensator C3 weiter in den leitenden Zustand, wobei der Treiberstrom durch den Widerstand R5 beschränkt wird. Der Schalttransistor T2 wird übersteuert und durch die Primärwicklung W1 wird ein zunehmender Strom zu fließen anfangen. Dieser zunehmende Strom erzeugt einen zunehmenden Spannungsabfall an dem Widerstand R3. Wenn die Summe der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Schalttransistors T2 und des Spannungsabfalls an dem Widerstand R3 dieser Schwellenspannung des Schwellenelementes entspricht, in dem vorliegenden Fall der Summe der Zener-Spannung der Zener-Diode D5 und der Übergangsspannung der Diode D6, wird die Basis des Schalttransistors T2 zu der ersten Klemme N1 kurzgeschlossen. Der Schalttransistor T2 wird danach gesperrt und der Strom durch die Primärwicklung W1 wird unterbrochen. Nun beginnt das Rücklaufintervall bzw. die Rücklaufphase, worin die in dem Transformator gespeicherte Energie zu der Batterie B übertragen wird. Der Spitzenstrom, bei dem der Schalttransistor T2 gesperrt wird, ist nicht abhängig von der Spannung an der Batterie B, weil das Schwellenelement parallel zu dem Basis-Emitter-Übergang des Schaltelementes T2 und des Widerstandes R3 vorgesehen ist. Deswegen kann eine kurzgeschlossene Batterie B oder eine andere Last niemals zu einem außergewöhnlichen Spitzenstrom durch den Schalttransistor führen.
Die Unterbrechung des Stromes durch die Primärwicklung W1 verursacht einen großen Spannungssnstieg an der Primärwicklung W1, der gegenüber der Eingangsspannung an der positiven Spannungsklemme N7 positiv ist und durch die Diode D2 und die Zener-Diode D1 begrenzt wird. Durch die Stromunterbrechung wird das Vorzeichen der Spannung an der Primärwicklung W1 und, folglich das Vorzeichen der Spannung an der Sekundärwicklung W2 umgekehrt. Die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 ist nun gegenüber der ersten Klemme N1 negativ. Die Diode D3 ist nun leitend und der Sekundärstrom fließt in der durch die Sekundärwicklung W2, die Diode D3 und die Batterie B gebildeten Sekundärschaltung, wobei die Energie in dem Transformator zu der Batterie übertragen wird. Der Sekundärstrom nimmt zu Null ab. Solange die Diode D3 leitend ist, entspricht die negative Spannung an der Sekundärwicklung W2 der Summe der Spannung an der Diode D3 und der Spannung an der Batterie B. Der negative Spannungsübergang an der Sekundärwicklung W2 erscheint an dem Kondensator C3 und hält die Basis des Schalttransistors T2 gegenüber dem Emitter negativ. Die Diode D6 vermeidet, dass der Kondensator C3 über die Zener-Diode D5 entladen wird, die nun in der Vorwärtsrichtung gepolt ist. Der Schalttransistor T2 ist nun nach wie vor gesperrt, bis der Kondensator C3 über den Widerstand R6 und den Widerstand R5 derart aufgeladen wird, dass die Spannung an der Basis des Schalttransistors T2 wieder positiv genug ist gegenüber dem Emitter und es wird nun ein neuer Schwingungsszyklus gestartet. Dadurch ist die Stromversorgungsschaltung selbstschwingend.
Die Zeit, erforderlich zum Aufladen des Kondensators C3, und folglich die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus wird hauptsächlich bestimmt durch den Widerstandswert des Widerstandes R6, weil in der Praxis der Widerstandswert des Widerstandes R5 vernachlässigbar ist. Die Stromversorgungsschaltung wartet, bis der Kondensator C3 über den Widerstand R6 genügend aufgeladen worden ist. Auf diese Art und Weise folgt dem Rücklauf-Intervall ein Warte-Intervall. Der Batterie B oder einer anderen Last wird in jedem Schwingungszyklus ein nahezu fester Betrag an Energie übertragen. Die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus bestimmt folglich den mittleren Ladestrom, der in die Batterie B fließt. Der mittlere Ladestrom kann durch eine geeignete Wahl des Widerstandswertes des Widerstandes R6 festgelegt werden. Die Stromversorgungsschaltung nach Fig. 1 eignet sich insbesondere als Langsamladeinrichtung oder Tropfenladeeinrichtung für aufladbare Batterien.
Der Ladungsprozess des Kondensators C3 wird ebenfalls durch die positive Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2 in dem Vorwärtsintervall bestimmt. Diese Spannungsdifferenz ist zu der Eingangsspannung an der positiven Speiseklemme N7 proportional, die ihrerseits zu der gleichgerichteten Netzspannung proportional ist, die zwischen Nennwert 100 V und Nennwert 240 V variieren kann. Je höher die Netzspannung, umso länger dauert es, bis der Kondensator C3 aufgeladen ist. Wenn der Spitzenstrom, bei dem der Schalttransistor T2 gesperrt wird, durch eine höhere Netzspannung schneller erreicht wird, wird die Ladezeit des Kondensators C3 länger. Dadurch wird die Wiederholungsfrequenz angepasst und es wird eine Kompensation für die variierende Netzspannung erhalten.
Der Schalttransistor T2 ist ein Bipolartransistor. Aber auf alternative Weise können andere Typen von Transistoren dazu eingesetzt werden. Beispiele davon umfassen einen Darlington-Transistor, einen Unipolar-MOS-Transistor, dessen erste Hauptelektrode, zweite Hauptelektrode und Steuerelektrode der Source- Elektrode, Drain-Elektrode und der Verstärkung entsprechen oder einen Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT).
Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer weiter ausgearbeiteten Ausführungsform der Stromversorgungsschaltung nach der vorliegenden Erfindung. An dem Widerstand R5 ist ein Überhöhungskondensator C5 vorgesehen zur Beschleunigung der Einschaltung des Schalttransistors T2. Weiterhin ist in Reihe mit dem Schalttransistor T2 ein Kaskodentransistor T1 vorgesehen, der beispielsweise ein NPN-Bipolar- Transistor ist, von dem der Emitter mit dem Kollektor des Schalttransistors T2 verbunden ist, dessen Kollektor mit der Primärwicklung W1 verbunden ist und dessen Basis mit dem Knotenpunkt zwischen dem Speisewiderstand R2 und der Zener-Diode D7 verbunden ist. Die Speiseklemme N3 liefert eine stabilisierte Spannung, die durch die Zener-Diode D7 bestimmt wird. Die Speiseklemme N3, womit der Widerstand R6 verbunden ist, wird nun durch den Emitter des Transistors T1 gebildet. Die Speiseklemme N3 liefert eine stabilisierte Spannung, die durch die Zener-Diode D7 bestimmt wird und die durch den Schalttransistor T1 aktiv gepuffert wird. Wenn der Sperrpunkt des Schalttransistors T2 erreicht ist, ist die Spannungsvariation an dem Emitter des Transistors T1 viel größer als die Spannungsvariation an dem Emitter des Schalttransistors T2. Dadurch wird der Transistor T1 im Vergleich zu dem Schalttransistor T2 schnell gesperrt. Der Transistor T1 beschränkt ebenfalls die Spannung an dem Kollektor des Schalttransistors T2. Dies begrenzt die Verlustleistung in dem Schalttransistor T2, und für diesen Transistor kann ein Niederspannungstyp gewählt werden.
Beim Start des Transistors T1 empfängt der Basis über den Widerstand R2 Strom und er wird gesperrt. Die Spannung an der Speiseklemme N3 wird danach durch die Zener-Diode D7 stabilisiert. Der Schalttransistor T2 ist danach nach wie vor gesperrt, weil der Kondensator C3 noch immer über den Widerstand R6 aufgeladen wird. Sobald der Schalttransistor T2 eingeschaltet ist, nimmt die Spannung an der Speiseklemme N3 ab, weil die beiden Transistoren T1 und T2 in den Sättigungszustand gesteuert werden. Die Zener-Diode D7 wird danach gesperrt. Nachdem der Schalttransistor T2 gesperrt worden ist, wird die Zener-Diode D7 eingeschaltet und der Transistor T1 beschränkt die Kollektorspannung des Schalttransistors T1 auf einen Wert, der durch die Zener-Spannung der Zener-Diode D7 und die Basis- Emitterspannung des Transistors T bestimmt wird.
Der Speisewiderstand R2 liefert den Vorstrom für die Zener-Diode D7 und der Widerstandswert derselben wird vorzugsweise derart selektiert, dass er möglichst hoch ist, damit die Verlustleistung minimiert wird. Der Widerstandswert kann aber zu hoch werden um genügend Basisstrom zu dem Transistor T1 zu liefern, wenn der Schalttransistor T2 Strom aus dem Transistor T1 zieht. Dies wird vermieden mittels der Diode D4 und des Begrenzungswiderstandes R4, die in Reihe zwischen der zweiten Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 und der Basis des Transistors T1 vorgesehen sind. Auf diese Art und Weise ist die positive Rückkopplung der positiven Spannung an der Sekundärwicklung W2 in dem Vorwärts-Intervall ebenfalls effektiv zum Betreiben der Basis des Transistors T1. In dem Rücklauf-Intervall wird die Spannung an der Sekundärwicklung W2 umgekehrt und wird negativ. Die Diode D4 wird danach gesperrt, damit vermieden wird, dass die Spannungsstabilisierung für die Spannung an der Basis des Transistors T1 gestört wird.
Wenn die Schwellenspannung der Zener-Diode D5 erreicht wird, fließt ein Strom durch die Sekundärwicklung W2, den Kondensator C3, den Widerstand R5, die Zener-Diode D5 und die Diode D6. Dieser Strom ist abhängig von der positiven Spannung, die an der Sekundärwicklung in dem Vorwärts-Intervall erscheint. Die positive Spannung ist ihrerseits abhängig von der Netzspannung. In dem Fall einer hohen Netzspannung ist folglich der Strom durch die Zener-Diode D5 größer als in dem Fall einer niedrigen Netzspannung. Der innere Widerstand der Zener-Diode D5 veranlasst eine variierende Schwellenspannung, wodurch der Schaltpunkt des Schalttransistors T2 von der Netzspannung abhängig ist. Zener-Dioden aber mit einem niedrigen Widerstandswert sind gleichzeitig Typen mit einer höheren Zener-Spannung von über 5 Volt. Dies ist unerwünscht, wenn die Sekundärspannung des Transformators niedrig ist zum Aufladen von Batterien mit einer niedrigen Spannung und wenn der Widerstandswert des Widerstandes R3 klein sein sollte, damit die Verlustleistung minimiert wird.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform eines Schwellenelementes mit einer kleineren Variation in der Schwellenspannung. Zwischen dem Widerstand R5 und der Basis des Schalttransistors T2 ist ein Widerstand R7 vorgesehen. Der Knotenpunkt zwischen den Widerständen R5 und R7 ist über eine zusätzliche Zener-Diode D8 mit der Anode der Diode D6 verbunden. Die Zener-Spannung der zusätzlichen Zener- Diode D8 ist höher als die Zener-Diode D5. Die zusätzliche Zener-Diode D8 beschränkt die Spannung an der Sekundärwicklung W2 auf einen im Wesentlichen konstanten Wert, so dass der Strom durch die Zener-Diode D5 im Wesentlichen konstant ist und die Schwellenspannung nicht weiter mehr von der Netzspannung abhängig ist. Auf diese Art und Weise ist es dennoch möglich, Niederspannungstypen mit einem relativ hohen inneren Widerstand für die Zener-Dioden D5 und D8 zu selektieren.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, wobei eine alternative Lösung für die variierende Schwellenspannung der Zener-Diode D5 angewandt wird. Die Zener- Diode D5 ist nun durch eine Zener-Diode Z in Reihe mit einem Widerstand R5 ersetzt worden. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Transistors TN liegt parallel dazu, wobei von dem Transistor die Basis mit dem Knotenpunkt zwischen der Zener-Diode Z und dem Widerstand Rs verbunden ist. Der Transistor TN schafft das Meiste von dem Strom, der sonst durch die Zener-Diode Z fließen würde. Die Basis-Emitter- Spannung des Transistors TN stabilisiert den Spannungsabfall an dem Widerstand R5 und den Strom durch die Zener-Diode Z.
Die Zener-Diode D7 ist mit der Klemme N6 verbunden. Dies bedeutet, dass die Spannung der Batterie B einer der Faktoren ist, welche die stabilisierte Spannung an der Speiseklemme N3 bestimmen, wobei diese stabilisierte Spannung, wie bereits erläutert, ein Maß der Länge des Warte-Intervalls und der Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus ist. Wenn die Zener-Diode D7 mit der positiven Klemme der Batterie B verbunden gewesen wäre, wäre das Warte-Intervall unabhängig von der Batteriespannung geworden. Dadurch aber, dass die Zener-Diode D7 mit der negativen Klemme der Batterie B verbunden wird, wird die Stromversorgungs schaltung gegen eine unterbrochene oder fehlende Batterie geschützt. Im Fall einer unterbrochenen Batterie kann kein Strom durch den Schalttransistor T2 fließen, wodurch kein Basisstrom zu dem Transistor T1 fließt. Die Transistoren T1 und T2 sind nach wie vor gesperrt, während die Spannung an der Speiseklemme N3 auf einen sicheren Wert für den Schalttransistor T2 beschränkt ist. Folglich kann der Transistor T2 nicht durchbrechen, was möglich wäre, wenn die Zener-Diode D7 mit der positiven Klemme der Spannung B verbunden gewesen wäre.
Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform, wobei der Kaskodentransistor T1 einen MOS-Transistor aufweist. Da die Gate-Elektrode des Transistors T1 kaum Strom zieht, wenn dieser Transistor eingeschaltet wird, kann auf die Diode D4 und den Widerstand R4 verzichtet werden. An der Zener-Diode D7 ist ein etwaiger Kondensator C5 verbunden, damit etwaige Übergänge an der Gate-Elektrode des Transistors T1 gemeistert werden können. Im Gegensatz zu der Ausführungsform, bei der ein Bipolar-Transistor T1 verwendet wird, ist die Zener-Diode D7 nach wie vor leitend, wenn der Schalttransistor T2 eingeschaltet wird. Die Spannung an der Source- Elektrode des Transistors T1 nimmt ab, wenn der Schalttransistor T2 gesättigt wird. Die zugenommene Gate-Source-Spannung bringt den Transistor T1 in den gewünschten leitenden Zustand.
Die Diode D6 verbietet eine schnelle Aufladung des dritten Kondensators C3. Das Vorhandensein dieser Diode D6 macht, dass die Stromversorgungsschaltung zwischen einer relativ hohen Wiederholungsfrequenz und einer relativ niedrigen Wiederholungsfrequenz schaltbar ist. Durch Kurzschluss der Diode D6 kann der negative Spannungsübergang an dem Kondensator C3 schnell in dem Rücklauf- Intervall kompensiert werden, weil die Zener-Diode D5 dann als in der Vorwärtsrichtung gepolte Diode wirksam ist. Dadurch nimmt die Basisspannung des Schalttransistors T2 schneller den positiven Wert an, der geeignet ist, um den Schalttransistor T2 wieder in den leitenden Zustand zu steuern. Die Wiederholungsfrequenz des Schwingungszyklus wird dann wesentlich höher, wodurch der mittlere Wert des der Batterie B oder einer anderen Last gelieferten Stromes zunimmt. Mit Hilfe eines Schalters an der Diode D6 ist es auf diese Weise möglich, von einer langsamen Aufladung zu eine schnelle Aufladung der Batterie B umzuschalten. Der Schalter kann ein (nicht dargestellter) von Hand betätigter elektrischer Schalter oder ein Transistorschalter sein.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform mit einem elektronischen Schalter, der beispielsweise einen bipolaren PNP-Transistor T3 aufweist, dessen Emitter mit der ersten Klemme N1 verbunden ist, dessen Kollektor mit der Anode der Diode D6 verbunden ist und dessen Basis über einen Strombegrenzungswiderstand R7 mit der zweiten Klemme N2 verbunden ist. In dem Rücklauf-Intervall ist die zweite Klemme N2 gegenüber der ersten Klemme N1 negativ, wodurch der Transistor T3 eingeschaltet wird und die Diode D6 kurzschließt. Um zu vermeiden, dass die Spannung der Batterie B außergewöhnlich steigt und dass die Batterie B überladen wird, ist ein Batteriespannungssensor und ein Schalter vorgesehen, der die Steuerung zu dem Transistor T3 anhält, wenn die Batteriespannung einen bestimmten Wert überschreitet. Der Spannungssensor hat die Form eines Spannungsteilers mit den Widerständen R8 und R9, die in Reihe mit der Batterie B verbunden sind. Der Schalter kann beispielsweise wieder einen PNP-Transistor aufweisen, dessen Emitter mit der ersten Klemme N1 verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors T3 verbunden ist und dessen Basis mit dem Abgriffpunkt des Spannungsteiler verbunden ist. Wenn die Batteriespannung einen bestimmten Wert übersteigt, wird der Transistor T4 eingeschaltet und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors T3 wird kurzgeschlossen. Statt der bipolaren Transistoren ist es ebenfalls möglich, unipolare Transistores (MOS) für die Transistoren T3 und T4 zu verwenden. Mittels einer geeigneten Schnittstellenschaltung kann der Transistor T4 ebenfalls von einem Signal gesteuert werden, das ein Maß einer anderen Batteriebedingung ist, beispielsweise ein Signal als Reaktion auf die Temperatur oder den Druck in der aufzuladenden Batterie. In einem Vorwärts- Intervall wird der Transistor T3 mittels des Widerstandes R7 von einer außergewöhnlichen Basis-Emitter-Spannung, dem Spannungsteiler R8, R9 und dem leitenden Kollektor-Basis-Übergang des Transistors T4 geschützt.
Das Vorhandensein des Transistors T3 und des Transistors T4 macht es möglich, die Verwendung der Zener-Diode D5 und die resultierende Variation in dem Schaltpunkt des Schalttransistors T2 zu vermeiden. Die Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform ohne die Zener-Diode D5. Auf die Diode D6 ist ebenfalls verzichtet. Der Widerstand R7 ist nun über einen Kondensator C6 mit der zweiten Klemme N2 verbunden. Weiterhin ist über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors T4 eine Diode D8 verbunden, wobei die Anode der Diode D8 mit der Basis des Transistors T4 verbunden ist. Fig. 8 zeigt, wie die Transistoren T3 und T4 und die Diode D8 in dem Vorwärts- Intervall arbeiten. Die Kollektor-Basis-Übergänge der beiden Transistoren T3 und T4 sind dann leitend. Die Schwellenspannung ist dann gleich der Summe der drei Übergangsspannungen (etwa 2,1 V). Wenn die Kollektor-Basis-Übergänge leitend sind, werden die Transistoren T3 und T4 in der umgekehrten Betriebsart arbeiten, d. h. der Kollektor arbeitet als Emitter und der Emitter arbeitet als Kollektor. Der innere Widerstand des auf diese Weise erhaltenen Schwellenelementes ist u. a. abhängig von der Stromverstärkung der Transistoren in der umgekehrten Betriebsart, was dazu geeignet sein soll, insbesondere für den Transistor T3. In dem Rücklauf-Intervall arbeiten die Transistoren T3 und T4 wieder wie für die Ausführungsform nach Fig. 6 beschrieben. Der Kondensator C6 vermeidet, dass der Startstrom zu der Batterie B über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors T3, den Widerstand R7 und die Sekundärwicklung abgeführt wird.
Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform, die es ermöglicht, dass der Einfluss der variierenden Netzspannung noch weiter kompensiert werden kann. Die Diode D8 der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 ist durch einen NPN-Transistor T5 ersetzt worden, dessen Emitter mit der ersten Klemme N1 verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors T3 verbunden ist und dessen Basis mit der Basis des Transistors T4 verbunden ist. Weiterhin ist von dem Transistor T4 der Kollektor über einen Widerstand R11 mit der Basis des Transistors T3 verbunden. Mittels des Widerstandes R11 kann der Kompensationsgrad eingestellt werden. Fig. 10 zeigt die Situation in dem Vortwärts-Intervall. Die Schwellenspannung ist die Summe der Kollektor-Basis- Spannung des Transistors T3 und der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T5. Die Spannung an dem Kollektor des Transistors T4, welche die Summe der Kollektor- Basis-Spannung des Transistors T4 und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T5 ist, wird von dem Transistor T5 dadurch konstant gehalten, dass er gerade soviel Strom von dem Kollektor des Transistors T4 zurück zieht, wie von dem Widerstand R7 geliefert wird. Dadurch wird die Spannung an dem Kollektor des Transistors T5 um einen Faktor abnehmen, der durch das Verhältnis zwischen den Widerständen R11 und R7 bestimmt wird und zu dem von dem Widerstand R7 gelieferten Strom proportional ist. Da der Widerstand R7 über den Kondensator C6 mit der zweiten Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 verbunden ist, nimmt die Spannung an dem Kollektor des Transistors T5 ab und nimmt als eine lineare Funktion der Netzspannung zu. Dadurch variiert der Schaltpunkt des Schalttransistors T2 proportional zu der Netzspannung.
Der Kondensator C6 verbietet ein Weglecken des Startstroms zu der Batterie B über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors T3, die Widerstände R11 und R7 und die Sekundärwicklung W2. Aus demselben Grund ist der Widerstand R7 nicht mit dem Kondensator C3 verbunden, damit auf den Kondensator C4 verzichtet werden kann, weil dann der Startstrom über den Widerstand R7, den Kollektor- Basis-Übergang des Transistors T4 und den Widerstand R8 weglecken würde. Da die mittlere Spannung an der Sekundärwicklung W2 Null ist und die Impedanzen der Aufladungsstrecke und Entladungsstrecke für den Kondensator C6 einander nahezu gleich sind, wird die mittlere Spannung an dem Kondensator C6 ebenfalls nahezu Null sein. Wenn die Zeitkonstante des Widerstandes R7 und des Kondensators C6 gegenüber der Schaltzykluszeit groß ist, wird der Einfluss des Kondensators C4 auf die Netzspannungskompensation vernachlässigbar sein. Es scheint aber dass sogar in dem Fall einer kleinen Zeitkonstanten die Netzspannungskompensation dennoch befriedigend einstellbar ist.
Fig. 9 zeigt weiterhin einen Motor M, der mittels eines Schalters Sekundärwicklung mit der Batterie B verbunden sein kann. Weiterhin ist ein Glättungskondensator C7 vorgesehen zur zusätzlichen Interferenzkompensation. Der Motor M kann der Motor eines Elektrorasierers mit aufladbaren Batterien sein, die aus der Netzspannung aufgeladen werden. Die Wirkung der Stromversorgungsschaltung wird mittels einer LED D9 angegeben, die durch einen Reihenwiderstand R10 mit den Klemmen N1 und N2 der Sekundärwicklung W2 verbunden sind.
Der Umschaltpunkt von Schnell-Ladung zu Langsam-Ladung und umgekehrt, kann verschiedenartig beeinflusst werden. Fig. 11A zeigt ein erstes Verfahren, das auf der Beeinflussung der Batteriespannung beruht, die mit Hilfe des Spannungsteilers R8, R8 gemessen wird. Der mittlere Ladestrom 1B durch die Batterie wird dann von einem hohen Wert zu einem niedrigen Wert bei einer anderen Batteriespannung VB geändert. Fig. 12 zeigt eine Ausführungsform mit einer Steuereinheit CU, welche die Spannung an dem Abgriffpunkt des Spannungsteilers R8, R9 über einen Widerstand R12 variiert. Die Steuereinheit kann dies in Reaktion auf mehrere Parameter, wie die Temperatur der Batterie, Drehung oder Nicht-Drehung des Motors M (in Fig. 12 nicht dargestellt), die Spannungsschwankung der Batterie beim Laden, die vergangene Zeit oder auf Basis einer anderen Form von Batterieführung herbeiführen.
Es ist aber auch möglich, den Wert des Widerstandes R6 zu ändern, wodurch der relativ kleine Langsam-Ladestrom zu einem relativ großen Schnell- Ladestrom zunimmt, wie dies in Fig. 11B dargestellt ist. Dazu ist der Widerstand R6 in Fig. 12 in zwei Widerstände aufgeteilt, von denen der eine Widerstand mittels eines Transistors T6 kurzgeschlossen werden kann, der durch die Steuereinheit CU gesteuert wird. Der Transistor T6 kann mittels eines digitalen Steuersignals ein- und abgeschaltet werden, damit der Widerstandswert des Widerstandes R6 geändert wird, oder mittels eines analogen Signals, damit der Widerstand moduliert wird.
Die Steuereinheit empfängt ihre Speisespannung von einer Speiseklemme N7, die über eine Diode D4 mit der Speiseklemme N3 verbunden ist und über einen Glättungskondensator C8 nach Erde verbunden ist. Die Diode D10 wird gesperrt, wenn der Schalttransistor T2 leitend ist und vermeidet, dass der Glättungskondensator C8 entladen wird. Da der Transistor T1 einen aktiven Puffer für die stabilisierte Spannung an der Basis-Elektrode bildet, kann der Glättungskondensator C4 relativ klein sein.
Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform, bei der die positive Klemme der Batterie B statt mit der negativen Klemme der Batterie B nach Erde verbunden ist. Als Beispiel wurde dies bei der Ausführungsform nach Fig. 9 angewandt, aber jede andere beliebige oben beschriebene Ausführungsform kann auf entsprechende Weise geändert werden. Das Ergebnis ist, dass der Strom durch die Primärwicklung W1 nicht länger durch die Batterie B und die Last fließt. Auf gleiche Weise kann die Anode der Zener- Diode D7 eventuell mit der positiven Klemme oder der negativen Klemme der Batterie B verbunden werden. Aber der oben beschriebene Schutz vor einer unterbrochenen oder fehlenden Batterie funktioniert nur dann, wenn die Zener-Diode D7 mit der negativen Klemme der Batterie B verbunden ist.
Fig. 14 zeigt einen Elektrorasierer mit einem Gehäuse 1, das die Stromversorgungsschaltung Parallelschaltung, die Batterie B und den Motor M enthält. Der Motor treibt die Scherköpfe 2 an und wird mittels des Schalters Sekundärwicklung betrieben.

Claims

1. Stromversorgungsschaltung zum Speisen einer Last (B) aus einer Eingangsspannung, wobei diese Schaltungsanordnung die nachfolgenden Elemente aufweist: einen Transformator mit einer Primärwicklung (W1) und einer Sekundärwicklung (W2), einen Schalttransistor (T2) mit einer Steuerelektrode und mit einer ersten Hauptelektrode und mit einer zweiten Hauptelektrode, die eine Hauptstromstrecke des Schalttransistors (T2) bestimmen, wobei diese Hauptstromstrecke mit der Primärwicklung (W1) in Reihe geschaltet ist; einen ersten Widerstand (R3), der zwischen der ersten Hauptelektrode und einer ersten Klemme (N1) der Sekundärwicklung (W2) vorgesehen ist; eine erste Diode (D3), die in Reihe mit der zu speisenden Last (B) zwischen einer zweiten Klemme (N2) der Sekundärwicklung (W2) und der ersten Klemme (N1) der Sekundärwicklung (W2) vorgesehen ist; eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator (C3) und einem zweiten Widerstand (R5), wobei diese Reihenschaltung zwischen der zweiten Klemme (N2) und der Steuerelektrode vorgesehen ist; ein dritter Widerstand (R6), der zwischen der Steuerelektrode und einer Speiseklemme (N3) vorgesehen ist; ein Schwellenelement (D5) zur Beschränkung der Spannung an der Steuerelektrode, wobei dieses Schwellenelement (D5) zwischen der Steuerelektrode und der ersten Klemme (N1) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine zweite Diode (D6) in Reihe mit dem Schwellenelement (D5) vorgesehen ist, wobei diese zweite Diode während der Beschränkung der Spannung an der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) leitend ist.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der zweiten Diode (D6) ein Schalter (T3) vorgesehen ist zum Kurzschließen der zweiten Diode (D6), und dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin Mittel (CU, R12, R8, R9, T4) aufweist zum Öffnen und Schließen des Schalters (T3) in Reaktion auf ein Signal, das ein Maß ist für einen Zustand der zu speisenden Last (B).

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass von der zweiten Diode (D6) eine erste Elektrode mit der ersten Klemme (N1) der Sekundärwicklung verbunden ist und eine zweite Elektrode mit dem Schwellenelement verbunden ist, und dass der Schalter die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Transistor (T3), dessen erste Hauptelektrode mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, dessen zweite Hauptelektrode mit der zweiten Elektrode der zweiten Diode (D6) gekoppelt ist, und dessen Steuerelektrode mit der zweiten Klemme (N2) der Sekundärwicklung (W2) gekoppelt ist; einen zweiten Transistor (T4), mit einer ersten Hauptelektrode, die mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, mit einer zweiten Hauptelektrode, die mit der Steuerelektrode des ersten Transistors (T3) gekoppelt ist, und mit einer Steuerelektrode; und einen Spannungsteiler (R8, R9), der über die zu speisende Last (B) vorgesehen ist, und wobei der Spannungsteiler einen Abgriffpunkt hat, mit dem die Steuerelektrode des zweiten Transistors (T4) verbunden ist.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Bipolar-Transistor (T3), von dem ein Emitter mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) gekoppelt ist, und von dem eine Basis mit der zweiten Klemme (N2) der Sekundärwicklung (W2) gekoppelt ist; einen zweiten Bipolar-Transistor (T4), von dem ein Emitter mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors (T3) gekoppelt ist, und von dem eine Basis über eine Diode (D8) mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist; und wobei die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: einen Spannungsteiler (R8, R9), der über die zu speisende Last (B) vorgesehen ist und einen Abgriffpunkt hat, der mit der Basis des zweiten Bipolar-Transistors (T4) verbunden ist.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen ersten Bipoar- Transistor (T3), von dem ein Emitter mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, von dem ein Kollektor mit der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) gekoppelt ist, und von dem eine Basis über einen ersten Reihenwiderstand (R11) mit der zweiten Klemme (N2) der Sekundärwicklung (W2) gekoppelt ist; einen zweiten Bipolar-Transistor (T4) mit einem Emitter, der mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, mit einem Kollektor, der über den Reihenwiderstand (R11) mit der Basis des ersten Bipolar- Transistors (T3) gekoppelt ist, und mit einer Basis; einen dritten Bipolar-Transistor (T5) eines entgegengesetzten Leitungstyps, der einen Emitter hat, der mit der ersten Klemme (N1) verbunden ist, der einen Kollektor hat, der mit der Basis des ersten Bipolar-Transistors (T3) gekoppelt ist, und der eine Basis hat; wobei der Basis-Emitter- Übergang des dritten Bipolar-Transistors (T5) die genannte zweite Diode bildet, und wobei die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: einen Spannungsteiler (R8, R9), der über die zu speisende Last (B) vorgesehen ist und einen Abgriffpunkt aufweist der mit der Basis des zweiten Bipolar-Transistors (T4) sowie mit der Basis des dritten Bipolar-Transistors (T5) verbunden ist.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Speiseklemme (N3) eine Spannung führt, die gegenüber Schwankungen in der Eingangsspannung stabilisiert ist.

7. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: einen weiteren Transistor (T1), von dem eine erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode des Schalttransistors (T2) und mit einem dritten Widerstand (R6) gekoppelt ist, von dem eine zweite Hauptelektrode mit der Primärwicklung (W1) gekoppelt ist und von dem eine Steuerelektrode eine Spannung empfängt, die gegenüber Schwankungen in der Eingangsspannung stabilisiert ist.

8. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode des weiteren Transistors (T1) die Eingangsspannung über einen Widerstand (R2) empfängt und über ein weiteres Schwellenelement (D7) mit einem Knotenpunkt (N6) zwischen der zu speisenden Last (B) und der ersten Diode (D3) verbunden ist.

9. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Reihenschaltung aus einer Diode (D4) und einem Widerstand (R4), wo bei diese Reihenschaltung zwischen der Steuerelektrode des weiteren Transistors (T1) und der zweiten Klemme (N2) der Sekundärwicklung (W2) vorgesehen ist.

10. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Diode (D10), die zwischen der ersten Hauptelektrode des ersten Transistors (T1) und einer weiteren Klemme (N7) vorgesehen ist, und einen Glättungskondensator (C8), der mit der weiteren Speiseklemme (N7) verbunden ist.

11. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 6, 7, 8, 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens ein Teil des dritten Widerstandes (R6) einen veränderlichen oder einstellbaren Widerstand aufweist.

12. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung Mittel (CU, R12) aufweist zum Beeinflussen der Spannung an dem Abgriffpunkt des Spannungsteilers (R8, R9).

13. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 6, 7, 8, 9, 10, 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellenelement eine Zener-Diode (D5) aufweist.

14. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: einen weiteren Reihenwiderstand (R7), der zwischen der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (C3) und dem zweiten Widerstand (R5) und der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) vorgesehen ist; eine erste Zener-Diode (D5), die mit der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) verbunden ist; und eine zweite Zener-Diode (D8), die über den weiteren Reihenwiderstand (R7) mit der Steuerelektrode des Schalttransistors (T2) verbunden ist.

15. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Schwellenelement die nachfolgenden Elemente aufweist: eine Reihenschaltung aus einer Zener-Diode (Z) und einem weiteren Reihenwiderstand (Rs), und einen Bipolar-Transistor (TN), von dem eine Basis mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der die Zener-Diode (Z) mit dem weiteren Reihenwiderstand (Rs) koppelt, und von dem eine Hauptstromstrecke parallel zu der Reihenschaltung aus der Zener-Diode (Z) und dem weiteren Reihenwiderstand (Rs) vorgesehen ist.

16. Stromversorgungsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Kondensator (C5) parallel zu dem zweiten Widerstand (R5) vorgesehen ist.

17. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Schwellenelement eine Zener-Diode (D7) aufweist.

18. Elektrorasierer, der die nachfolgenden Elemente aufweist: eine aufladbare Batterie (B), einen Elektromotor (M), einen Schalter (Sekundärwicklung) zum Verbinden des Motors (M) mit der Batterie (B) und eine Stromversorgungsschaltung (PS) nach einem der vorstehenden Ansprüche zum Speisen wenigstens der Batterie (B) und/oder des Motors (M).