DE69535410T2

DE69535410T2 - Verfahren und anordnung zum testen von digitalen übertragungskanälen mit variablen oder festen datenraten

Info

Publication number: DE69535410T2
Application number: DE69535410T
Authority: DE
Inventors: Edward G. San Diego TIEDEMANN; Yu-Cheun San Diego JOU; Lindsay A. Boulder WEAVER; Gwain San Diego BAYLEY
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-11-30
Filing date: 1995-11-29
Publication date: 2007-12-06
Anticipated expiration: 2015-11-30
Also published as: FI120377B; KR980700749A; ATE355668T1; IL116183A0; HK1005282A1; WO1996017454A1; FI118913B; EP0806101A1; FI972208A; CN1174640A; EP0806101B1; IL116183A; BR9510001A; JP3388752B2; AU706824B2; KR100396363B1; FI972208A0; ZA9510109B; MX9704019A; EP1780928A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme, die digitale Signale verwenden, und insbesondere auf ein neuartiges und verbessertes Verfahren und Vorrichtung zur Evaluierung der Qualität der Übertragung über digitale Kommunikationskanäle.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Es sind Kommunikationssysteme entwickelt worden, um die Sendung von Informationssignalen von einem Quellstandort zu einem physisch spezifischen Benutzerziel zu gestatten. Sowohl analoge als auch digitale Verfahren sind verwendet worden, um solche Informationssignale über Kommunikationskanäle zu senden, die die Quellen- und Benutzerstandorte verbinden. Digitale Verfahren tendieren dazu, mehrere Vorteile gegenüber analogen Techniken vorzusehen, einschließlich beispielsweise verbesserter Immunität gegenüber Kanalrauschen und Interferenz, einer erhöhten Kapazität und verbesserter Sicherheit der Kommunikation durch die Verwendung von Verschlüsselung.
Beim Senden eines Informationssignals von einem Quellstandort über einen Kommunikationskanal wird das Informationssignal zunächst in eine Form konvertiert, die geeignet ist für eine effiziente Sendung bzw. Übertragung über den Kanal. Die Konvertierung, oder Modulation, des Informationssignals beinhaltet das Variieren eines Parameters einer Trägerwelle auf der Basis des Informationssignals auf eine Weise, dass das Spektrum des sich ergebenden modulierten Trägers auf innerhalb der Kanalbandbreite beschränkt ist. Beim Benutzerstandort wird das Originalnachrichtensignal von einer Version des modulierten Trägers reproduziert, der auf die Ausbreitung folgend über den Kanal empfangen wurde. Ein derartiges Reproduzieren wird im Allgemeinen erreicht durch Verwenden eines Inversen des Modulationsprozesses, der vom Quellsender eingesetzt wird.
Die Modulation ermöglicht auch einen Vielfachzugriff, d.h. das gleichzeitige Senden mehrere Signale über einen gemeinsamen Kanal. Vielfachzugriffskommunikationssysteme weisen oft eine Vielzahl von entfernten Teilnehmereinheiten auf, die eher einen intermittierenden Dienst von relativ kurzer Dauer benötigen als einen durchgehenden Zugriff auf den Kommunikationskanal. Systeme die dazu ausgelegt sind, um eine Kommunikation über kurze Zeitperioden mit einem Satz von Teilnehmereinheiten zu ermöglichen sind als Vielfachzugriffskommunikationssysteme bezeichnet worden.
Eine besondere Art von Vielfachzugriffskommunikationssystem ist als ein Spreizspektrumsystem bekannt. In Spreizspektrumsystemen resultiert die verwendete Modulationstechnik in einem Spreizen des gesendeten Signals über eine Breitbandfrequenz innerhalb des Kommunikationskanals. Eine Art von Vielfachzugriffsspreizspektrumsystem ist ein Codemultiplex-Vielfachzugriffsmodulationssystem (CDMA-Modulationssystem, CDMA = code division multiple access). Andere Vielfachzugriffssystemtechniken, wie beispielsweise Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (TDMA = time division multiple access), Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (FDMA = frequency division multiple access) und AM-Modulationsschemata, wie beispielsweise Amplitude Companded Single Sideband sind in der Technik bekannt. Die Spreizspektrummodulationstechnik des CDMA hat jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen Modulationstechniken für Vielfachzugriffskommunikationssysteme. Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem ist offenbart in U.S.-Patent Nr. 4,901,307, betitelt "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
In dem oben erwähnten U.S.-Patent Nr. 4,901,307 wird eine Vielfachzugriffstechnik offenbart, in der eine große Anzahl von Mobiltelefonsystemnutzern, von denen jeder einen Transceiver besitzt, durch Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen unter Verwendung von CDMA- Spreizspektrumkommunikationssignalen kommuniziert. Durch die Verwendung von CDMA-Kommunikationen kann das Frequenzspektrum mehrere Male wieder verwendet werden, wodurch eine Erhöhung in der Systemnutzerkapazität gestattet wird. Die Verwendung von CDMA resultiert in wesentlich höherer spektraler Effizienz als bei Verwendung andere Vielfachzugriffstechniken erreicht werden kann. Ein weiteres Beispiel eines CDMA-Kommunikationssystems ist offenbart im U.S.-Patent Nr. 5,103,459, betitelt "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", das ebenso dem Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
Insbesondere wird in einem CDMA-System die Kommunikation zwischen einem Paar von Standorten durch Spreizen jedes gesendeten Signals über die Kanalbandbreite durch Verwenden eines einzigartigen Benutzerspreizcodes erreicht. Spezifische gesendete Signale werden von dem Kommunikationskanal extrahiert durch Entspreizen der zusammengesetzten Signalenergie in dem Kommunikationskanal mit dem Benutzerspreizcode, der mit dem gesendeten Signal, das extrahiert werden soll, assoziiert ist. Das gesendete Signal wird in eine Anzahl von "Rahmen" bzw. "Frames" aufgeteilt, von denen jeder eine spezifizierte Anzahl von Informationsbits enthält. Es ist im Allgemeinen möglich, die Informationsbits innerhalb jedes Rahmens mit irgendeiner einer Anzahl von vorbestimmten Datenraten zu senden.
Die Implementierung von Spreizspektrumzellularsystemen, z.B. CDMA-Zellularsystemen, die in der Lage sind, einen adäquaten Dienst für eine geographische Region vorzusehen bringt im Allgemeinen die Berücksichtigung einer Anzahl von Faktoren mit sich, die die Systemperformance beeinflussen. Es ist beispielsweise im Allgemeinen notwendig das Ausmaß des verfügbaren Frequenzspektrums zu berücksichtigen, ebenso wie das Potential für eine Koordination mit anderen nahe gelegenen Kommunikationssystemen. Zusätzlich müssen Einschränkungen, die durch thermisches Rauschen und Interferenz auferlegt werden, die durch die verschiedenen Teilnehmereinheiten erzeugt werden, in Betracht gezogen werden. Schätzungen der Interterenz sind von besonderem Interesse innerhalb von CDMA-Systemen, da die Leistung von den Teilnehmereinheiten über die gleiche Bandbreite gesendet wird, unabhängig vom Standort innerhalb des zellularen Abdeckungsbereichs.
Interferenz auf den Kommunikationskanälen, die eine spezielle Basisstation und die Teilnehmereinheiten in einer gegebenen Zelle verbinden, kann auftreten, wenn benachbarte Zellen die dieselben oder benachbarte CDMA-Funkkanäle verwenden, wie diejenigen, die innerhalb der gegeben Zelle verwendet werden. Um die Systemperformance unter realistischen Bedingungen zu evaluieren kann eine ausgewählte Anzahl von Teilnehmereinheiten bei unterschiedlichen Distanzen von mehreren Basisstationen eingesetzt werden als Mittel der Abschätzung der verschiedenen Kanalinterferenzpegel. Während des Systemeinsatzes kann die Qualität der Signalsendung bei unterschiedlichen Distanzen von einer Basisstation bestimmt werden basierend auf der qualitativen Charakterisierung des empfangenen Signals durch Teilnehmereinheitenbenutzer. Verschiedene Systemparameter (z.B. der gesendete Leistungspegel) können eingestellt werden, um die Kommunikationsqualität zu verbessern.
Es wird jedoch erwartet, dass eine quantitative Messung der Leistungsfähigkeit eines digitalen Kommunikationskanals, spezielle Arten von Information zu tragen (z.B. Rahmendaten mit variabler oder mit fester Rate), eine genauere Evaluierung der Systemperformance ermöglichen würde. D.h. quantitative Messungen der Systemperformance würden eine genauere Akkumulierung der Performancedaten gestatten als die subjektiven Charakterisierungen der empfangenen Signalqualität, die von tatsächlichen Teilnehmerbenutzern angefordert werden. Beispielsweise gestatten subjektive Evaluierungen der Signalqualität keine Bestimmung der Sendestatistiken (beispielsweise der Rahmenfehlerrate bei unterschiedlichen Datenraten). Zusätzlich gestattet eine qualitative Schätzung der Signalqualität keine Echtzeitdetektion der Kanalverschlechterung, die Bitfehlerraten über einer vorbestimmten Schwelle hervorruft. Diese Fähigkeit würde beispielsweise die Identifikation von bestimmten Rahmen von digitalen Daten ermöglichen, und zwar als so „korrumpiert" bzw. „fehlerbehaftet", dass sie nicht verwendbar sind, wenn ein gewünschtes Niveau an Genauigkeit beibehalten werden soll.
US-Patent Nr. 5 351 245, betitelt „Bit Error Rate Detection Method" behandelt ein Bitfehlerratendetektionsverfahren zur Verwendung in einem Digitalfunkkommunikationssystem. Das System beinhaltet mehrere Funkgeräte, die Funkfrequenzsignale (HF-Signale) senden und empfangen. Die HF-Signale werden in mehrere Rahmen formatiert, wobei jeder Rahmen eine vorbestimmte Anzahl von Datenbits besitzt, von denen ein Untersatz bekannte Werte hat. Ein erster Rahmen von Daten wird gesendet und dann empfangen, und der Untersatz von bekannten Datenbits wird extrahiert. Jedes Datenbit des empfangenen Untersatzes von bekannten Datenbits wird mit dem bekannten Satz von Datenbits verglichen und ein Zähler wird schrittweise erhöht ansprechend auf jeden Vergleich, der in einer Differenz zwischen dem empfangenen Bit und dem Satz der bekannten Bits resultiert. Der Zählerwert wird verwendet um eine Bitfehlerrate des empfangenen ersten Rahmens bei einem vorbestimmten Konfidenzniveau zu bestimmen.
US-Patent Nr. 4,663,766 beschreibt ein Verfahren zum Bestimmen der Datenrate von Signalen, die auf einer Kommunikationsleitung empfangen werden. Das Verfahren analysiert die Trainingssignale, die normalerweise jeder Datensendung vorhergehen um zu bestimmen, ob sie ein vorausgewähltes Muster von Phasenumkehrungen enthalten. Das Vorliegen oder die Abwesenheit des Musters zeigt die Datenrate an.
US-Patent Nr. 5,054,035 beschreibt eine Digitalsignalqualitätsevaluierungsschaltung, die Synchronisationsmuster verwendet. Die Synchronisationsmuster sind in Signalen enthalten, die bei jeder Station empfangen werden und werden mit einer lokal gespeicherten Version des Musters verglichen, um ein Signal abzuleiten, das repräsentativ für die empfangene Signalqualität ist.
Dementsprechend ist es ein Ziel der Erfindung, ein System vorzusehen für das quantitative Evaluieren der Qualität von Kommunikationskanälen innerhalb eines Digitalkommunikationssystems.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung sieht ein System und ein Verfahren für das Testen von Signalsendequalität in einem Digitalkommunikationssystem vor. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel kann die vorliegende Erfindung in ein Digitalzellularkommunikationssystem aufgenommen sein, in dem Information über Spreizspektrumkommunikationskanäle ausgetauscht wird zwischen einer Vielzahl von mobilen Benutzern, und zwar über mindestens einen Zellstandort.
Die vorliegende Erfindung betrachtet das Testen eines digitalen Kommunikationskanals durch Senden einer Testsequenz von Digitaldaten über den Kommunikationskanal. Die Testsequenz der Digitaldaten, die über den Kommunikationskanal gesendet wird, wird bei einer empfangenden Station empfangen, innerhalb der auch eine Kopie der Testsequenz von Digitaldaten generiert wird. Die Genauigkeit der Sendung über den Kommunikationskanal wird dann durch Vergleichen der Kopie der Testsequenz von Digitaldaten mit der Testsequenz von Daten, die über den Kommunikationskanal empfangen wurde, bestimmt.
Die vorliegende Erfindung gestattet, das die Testsequenz von Digitaldaten mit einer Rate eines Satzes von bekannten Datenraten gesendet wird, wobei die Empfangsstation angeordnet ist, um die Datenrate zu identifizieren, die mit jeder Testsequenz der Digitaldaten assoziiert ist. Um die Sendung von beispielsweise Sprachdaten zu simulieren, kann das System so konfiguriert sein, dass jede Testsequenz von Digitaldaten gemäß einem Pseudozufallsprozess generiert wird.
In einer bevorzugten Implementierung weist das Senden der Testsequenz das Generieren einer ersten Vielzahl von Datenpaketen auf, welche gemeinsam die Testsequenz von Digitaldaten aufweisen. Jedem Datenpaket ist eine einer Vielzahl von Datenraten gemäß einem ersten Pseudozufallsprozess zugewiesen, und wird dann mit der Datenrate, die diesem zugewiesen ist, gesendet. In einer beispielhaften Implementierung werden die Bitsequenzen innerhalb jedes Datenpakets basierend auf einem zweiten Pseudozufallsprozess generiert.
Somit wird, gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung, ein Verfahren zum Messen der Performance eines Kommunikationskanals in einem digitalen Kommunikationssystem vorgesehen, in dem digitale Information mit variablen Raten über den Kommunikationskanal gesendet wird. Eine Testsequenz von Rahmen von Digitaldaten wird mit einer oder mehreren Raten einer Vielzahl von auswählbaren Raten über den Kommunikationskanal gesendet und dann empfangen. Die Rate eines jeden der Rahmen wird gemäß einem Modell der menschlichen Sprache ausgewählt. Eine Kopie der Testsequenz der Digitaldaten wird generiert und mit der Testsequenz der Digitaldaten, die über den Kommunikationskanal empfangen wurden, verglichen, um die Performance der Datensendung über den Kommunikationskanal zu bestimmen.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird ein System zum Messen einer Performance eines Kommunikationskanals in einem Kommunikationssystem vorgesehen, in dem Digitalinformation mit ausgewählten Raten über den Kommunikationskanal gesendet wird. Das System weist einen Sender auf zum Senden einer Testsequenz von Digitaldaten mit einer oder mehreren auswählbaren Raten über den Kommunikationskanal (wobei die Rate gemäß einem Modell der menschlichen Sprache bestimmt wird), und einen Empfänger zum Empfangen der Testsequenz von Digitaldaten, und eine Digitalvergleicherschaltung zum Vergleichen der Kopie der Testsequenz der Digitaldaten mit der Testsequenz von Daten, die über den Kommunikationskanal empfangen wurden, um so die Performance der Datensendung über den Kommunikationskanal zu bestimmen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile von Ausführungsbeispielen der Erfindung werden offensichtlicher aus der unten dargelegten detaillierten Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den Zeichnungen gesehen wird, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend Entsprechendes bezeichnen, und in denen:
1 ein beispielhaftes Zellularteilnehmerdigitalkommunikationssystem zeigt, in dem die Kommunikationskanaltesttechnik von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden kann.
2A eine bevorzugte Implementierung eines Mobileinheitssendemodulators darstellt, in dem ein Sendeteil des Digitalkommunikationstestsystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung verkörpert ist.
2B ein Blockdiagramm eines Zellstandortempfängers zeigt, der betrieben wird, um Sendungen von den Mobileinheiten, die innerhalb einer assoziierten Zelle oder eines assoziierten Sektors eingesetzt werden, zu empfangen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
I. Systemüberblick
Ein beispielhaftes Zellularteilnehmerdigitalkommunikationssystem, in dem die Kommunikationskanaltesttechnik gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden kann, ist in 1 dargestellt. Das System der 1 kann beispielsweise Spreizspektrum- oder andere Modulationstechniken verwendet, die dem Fachmann bekannt sind, um Kommunikation zwischen Benutzern von Mobileinheiten (z.B. Mobiltelefonen) und den Zellstandorten zu ermöglichen. In 1 weisen der Systemcontroller und der – switch 10 typischerweise einen Schnittstellen- und Verarbeitungsschaltkreis auf, um Zellstandorte mit Systemsteuerung zu versehen. Wenn das System der 1 konfiguriert ist, um Telefonanrufe zu verarbeiten, arbeitet der Controller 10, um Telefonanrufe von dem öffentlichen Telefonvermittlungsnetzwerk (PSTN = public switched telephone network) zum richtigen Zellstandort für die Sendung zur richtigen Mobileinheit weiterzuleiten bzw. zu routen. In diesem Fall arbeitet der Controller 10 auch, um Anrufe von den Mobileinheiten, über mindestens einen Zellstandort, an das PSTN weiterzuleiten. Der Controller 10 kann Anrufe zwischen Mobilnutzern über die passenden Zellstandorte verbinden, da die Mobileinheiten typischerweise nicht direkt miteinander kommunizieren.
Der Controller 10 kann an die Zellstandorte über verschiedene Mittel gekoppelt sein, wie beispielsweise dedizierte Telefonleitungen, optische Faserverbindungen oder Mikrowellenkommunikationsverbindungen. In 1 sind zwei solcher beispielhaften Zellstandorte 12 und 14 dargestellt, zusammen mit Mobileinheiten 16 und 18. Die Zellstandorte 12 und 14 werden, wie sie hierin beschrieben und in den Zeichnungen dargestellt sind, so betrachtet, dass sie eine gesamte Zelle mit Dienst versorgen. Es sollte jedoch klar sein, dass die Zelle geographisch in Sektoren aufgeteilt sein kann, wobei jeder Sektor als ein anderer Abdeckungsbereich behandelt wird. Demgemäß werden Handoffs bzw. Übergaben zwischen Sektoren einer gleichen Zelle ausgeführt, wie hierin für mehrere Zellen beschrieben ist, wobei Diversity bzw. Diversität auch erreicht werden kann zwischen Sektoren, wie zwischen Zellen.
In 1 definieren Pfeillinien 20a–20b bzw. 22a–22b die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen Zellstandort 12 und Mobileinheit 16 und 18. Auf ähnliche Weise definieren die mit Pfeilspitzen versehenen Linien 24a–24b bzw. 26a–26b die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen dem Zellstandort 14 und den Mobileinheiten 16 und 18. Die Zellstandorte 12 und 14 senden normalerweise unter Verwendung der gleichen Leistung.
Die Zellstandortdienstbereiche oder Zellen sind in geographischen Formen ausgebildet, so dass die Mobileinheit normaler Weise einem Zellstandort am nächsten ist, und weiter innerhalb eines Zellsektors sollte die Zelle in Sektoren aufgeteilt sein. Wenn sich die Mobileinheit im Leerlauf befindet, d.h. keine Anrufe stattfinden, überwacht die Mobileinheit fortwährend die Pilotsignalsendungen von jedem nahe gelegenen Zellstandort, und falls zutreffend von einem einzelnen Zellstandort, in den die Zelle sektorisiert ist. Wie in 1 dargestellt, werden die Pilotsignale jeweils gesendet zu der Mobileinheit 16 durch die Zellstandorte 12 und 14 auf abgehenden oder Vorwärtskommunikationsverbindungen 20a und 26a. Die Mobileinheit 16 kann bestimmen, in welcher Zelle sie sich befindet durch Vergleichen der Signalstärke in Pilotsignalen, die von den Zellstandorten 12 und 14 gesendet werden.
Eine Sprachübertragung durch jede Mobilstation wird eingeleitet durch Liefern des Analogsprachsignals des Mobilbenutzers an einen digitalen Vocoder. Die Vocoderausgabe wird dann, der Reihe nach, Faltungsvorwärtsfehlerkorrekturcodiert (Faltungs-FEC-codiert, FEC = forward error correction), mit einer 64-wertigen Orthogonalsequenz codiert und auf ein PN-Trägersignal moduliert. Die 64-wertige Orthogonalsequenz wird durch einen Walsh-Funktionscodierer generiert. Der Codierer wird gesteuert durch Erfassen von sechs aufeinander folgenden binären Symbolausgaben von dem Faltungs-FEC-Codierer. Die sechs binären Symbolausgaben bestimmen gemeinsam welche der 64 möglichen Walsh-Sequenzen übertragen werden. Die Walsh-Sequenz ist 64 Bits lang. Daher muss die Walsh-„Chip"-Rate 9600·3·(1/6)·64 = 307200 Hz für eine 9600 bps (9,6 kbps) Datensenderate sein.
In der Mobileinheit-zu-Zelle-Verbindung (d.h. der „Rückwärts"-Verbindung) wird eine gemeinsame kurze PN-Sequenz für alle Sprachträger in dem System verwendet, während Benutzeradressencodierung ausgeführt wird unter Verwendung des Benutzer-PN-Sequenzgenerators. Die Benutzer-PN-Sequenz ist einmalig der Mobileinheit zugewiesen für mindestens die Dauer jedes Anrufs. Die Benutzer-PN-Sequenz wird Exklusiv-ODER-verknüpft mit den gemeinsamen PN-Sequenzen, welche Sequenzen eines Länge-32768-erweiterten Maximallinearschieberegisters sind. Die sich ergebenden binären Signale bi-phasenmodulieren dann jeweils einen Quadraturträger, werden summiert um ein zusammengesetztes Signal zu bilden, werden bandpassgefiltert und in eine ZF-Frequenzausgabe übersetzt. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird ein Teil des Filterungsprozesses tatsächlich von einem FIR-Digitalfilter (FIR = finite impulse response bzw. endliche Impulsantwort) ausgeführt, der auf der binären Sequenzausgabe arbeitet.
Die Modulatorausgabe wird dann leistungsgesteuert von Signalen von dem Digitalsteuerprozessor und dem Analogempfänger, konvertiert auf die HF-Betriebsfrequenz durch Mischen mit einem Frequenzsynthesizer, welcher das Signal auf die richtige Ausgabefrequenz tuned und dann auf den letztendlichen Ausgabepegel verstärkt. Das Sendesignal wird an einen Duplexer und eine Antenne weitergegeben. Obwohl die vorliegende Erfindung in einem Spreizspektrumkommunikationssystem verkörpert sein kann, werden die Prinzipien der Erfindung mit Bezug zur generalisierten Darstellung eines Digitalkommunikationssystems, wie es in den 2A und 2B abgebildet ist, beschrieben.
II. Senden von Test- und Informationsdaten
2A stellt eine bevorzugte Implementierung eines Mobileinheitssendemodulators 30 dar, in dem ein Sendeteil des Digitalkommunikationstestsystems gemäß Ausführungsbeispielen der Erfindung verkörpert ist. Während des normalen Betriebs verarbeitet der Sendemodulator Digitalinformationsdaten, z.B. Sprachinformation von einem Vocoder an einen Multiplexer 32. Wie unten beschrieben gestattet der Multiplexer 32, dass Steuernachrichten und Ähnliches zusammen mit Testdaten während einer „Dim and Burst"-Phase eines Testmodusbetriebs gesendet werden. In einem Testmodus des Betriebs wird ein Testmodusauswahlswitch- bzw. -schalter 34 geschaltet ansprechend auf Instruktionen, die von einem (nicht gezeigten) Steuerprozessor empfangen wurden, so dass der Sendemodulator 30 auf eine Testsequenz von Pseudozufallsdaten hin arbeitet, die von einer Testdatengenerierungsschaltung 33 vorgesehen wird.
Wieder mit Bezug zu 2A wird im normalen Betrieb der Mobileinheit der Testmodusauswahlschalter 34 eingestellt, so dass nur die Eingabeleitung 31 mit dem Codierer/Verschachteler bzw. Interleaver 35 mittels des Multiplexers 32 verbunden ist. Während sowohl dem normalen als auch dem Testmodusbetrieb führt der Codierer/Verschachteler 35 eine Blockverschachtelungsoperation aus. Während des Normalmodusbetriebs wird das Verschachtelungsintervall vorzugsweise über ein Intervall ausgeführt, das äquivalent zur Dauer eines einzelnen „Rahmens" von Daten, empfangen von beispielsweise einem Vocoder über Eingangsleitung 31, ist. Eine beispielhafte Rahmenstruktur ist beschrieben in beispielsweise dem US-Patent Nr. 5;511;073, betitelt „METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION", das dem Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
Weitere Details einer beispielhaften Rahmenstruktur können in der Veröffentlichung TIA/EIA Interim Standard „Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System", TIA/EIA/IS-95, Juli 1993 gefunden werden.
Zu jedem Vocoderrahmen gehört ein vorbestimmter CRC-Code (CRC = cyclic redundancy check) einer Art, die dem Fachmann bekannt ist. Der CRC-Code wird in einem (unten beschriebenen) Decodierungsprozess verwendet, um Bitfehler zu identifizieren, die während der Sendung über den Kommunikationskanal auftreten. Wie hierin im Folgenden beschrieben, können die Kommunikationskanaltesttechniken, die von den Ausführungsbeispielen der Erfindung betrachtet werden, gleichzeitig eingesetzt werden mit derartigen herkömmlichen Fehlerdetektionstechniken, um zu ermöglichen, dass eine gründlichere Untersuchung der Kanalgenauigkeit durchgeführt wird.
Wieder mit Bezug zu 2A arbeitet der Codierer/Verschachteler 35 im Testmodusbetrieb über dem Verschachtelungsintervall identisch zu dem, das während des Normalmodusbetriebs verwendet wird. Während des Testmodus wird jedoch ein einzelnes „Paket" von Testdaten, eher als ein Rahmen von Vocoderdaten, von dem Codierer/Verschachteler 35 verarbeitet.
In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel weist jedes Paket von Testdaten, das von der Testgenerierungsschaltung 33 vorgesehen wird, eine Pseudozufallsbitsequenz einer vorbestimmten Länge auf. Nach dem Codieren der Pseudozufallstestdaten und der anschließenden Sendung über einen Kommunikationskanal zu einer Empfangsstation werden die empfangenen Daten mit einer Kopie davon verglichen, die synchron innerhalb der Empfangsstation erzeugt wird. Gemäß den Ausführungsbeispielen der Erfindung kann die Integrität der Datensendung über den Kommunikationskanal dann basierend auf diesem Vergleich zwischen den empfangenen und den lokal generierten Versionen der Testdaten evaluiert werden.
Nun den Betrieb des Codierers/Verschachtelers 35 in größerem Detail betrachtend ist in einem spezifischen Ausführungsbeispiel der Codierer/Verschachteler 35 angeordnet, um eine Codesequenzausgabe unter Verwendung einer 64-wertigen orthogonalen Signalisierungstechnik zu generieren. In der 64-wertigen orthogonalen Signalisierung ist ein Satz von 64 möglichen Zeichen verfügbar für die Datencodierung, wobei jedes Zeichen in eine Sequenz mit Länge 64, die 64 binäre Bits oder „Chips" enthält, codiert wird. Die Anzahl von Codesymbolen, die in einer beispielhaften 20-ms-Verschachtelungsperiode erzeugt wird, wenn eine Datenrate von 9,6 kbps und eine Coderate von r = 1/3 angenommen wird, ist 576. Die Codesymbole werden in die Verschachtelerspeicheranordnung zeilenweise geschrieben und spaltenweise ausgelesen. Codewiederholung kann verwendet werden, um vier unterschiedliche Datenraten, die von dem Vocoder auf einer 20-ms-Rahmenbasis produziert werden, aufzunehmen. Die wiederholten Codesymbole werden nicht mit niedrigeren Energiepegeln über die Luft gesendet, sondern vielmehr wird nur ein Codesymbol einer Wiederholungsgruppe mit nominalem Leistungspegel gesendet. D.h., dass die Codewiederholung in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel lediglich als ein Hilfsmittel verwendet wird, um das Variabeldatenratenschema in die Verschachtelungs- und Modulationsstruktur einzupassen.
Wiederum mit Bezug zu 2A werden, während sowohl des normalen als auch des Testmodusbetriebs die codierten Daten von dem Codierer 35 zu einem Sendemodulator 37 geliefert. Die Modulatorschaltung 37 arbeitet auf eine digitale Ausgabe vom Codierer 35 hin unter Verwendung eines Modulationsformats, das beispielsweise aus 64-wertiger orthogonaler Signalisierung besteht. Mit anderen Worten werden die verschachtelten Codesymbole in Gruppen von sechs gruppiert, um eine von 64 orthogonalen Wellenformen auszuwählen.
In einer beispielhaften Implementierung ist das Datenmodulationszeitintervall gleich 208,33 μs, und wird als ein Walsh-Symbolintervall bezeichnet. Bei 9,6 kbps entspricht 208,33 μs 2 Informationsbits und äquivalent 6 Codesymbolen bei einer Codesymbolrate von 28800 sps. Das Walsh-Symbolintervall ist unterteilt in 64 Zeitintervalle gleicher Länge, die als Walsh-Chips bezeichnet werden, von denen jedes 208,33/64 = 3,25 μs dauert. Die Walsh-Chiprate ist dann 1/3,25μs = 302,7 kHz. Für eine spezifische PN-Spreizrate von 1,2288 MHz gibt es genau 4 PN-Chips pro Walsh-Chip.
Wie durch 2A gezeigt, weist der Sendemodulator 36 auch einen Sender 38 auf, der an die Modulatorschaltung 37 gekoppelt ist. Ein Trägersignal, das innerhalb des Senders 38 generiert wurde, wird von der Digitalsequenzausgabe von der Modulatorschaltung 37 moduliert. Der resultierende modulierte Träger wird dann über die Antenne 39 zu einem Zellstandortstationsempfänger 40 (2B) gesendet. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel werden die Digitaltestdaten, die mit jedem Rahmen assoziiert sind, aus dem Signal extrahiert, das beim Zellstandort empfangen wurde, und mit einer lokal generierten Testpaketkopie verglichen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Ergebnisse dieses Vergleichs dann von einem Zellstandortsteuerprozessor bei der Berechnung von Fehlerstatistiken, die mit der Ge nauigkeit der Datensendung über den Kommunikationskanal, der die Mobileinheit und die Zellstandortstation verbindet, in Beziehung stehen.
Es ist ein Merkmal von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung, dass die „Vorwärtsverbindung" von dem Zellstandort zu der Mobileinheit unabhängig von der „Rückwärts"- oder „Mobileinheit-zu-Zelle"-Verbindung getestet werden kann. Insbesondere werden, wenn es erwünscht ist, die Genauigkeit der Rückwärtsverbindung zu evaluieren, die Rückwärtsverbindungstestpakete von der Mobileinheit gesendet und bei dem Zellstandort evaluiert. Wenn die Vorwärtsverbindung getestet wird, werden Testpakete, die von dem Zellstandort gesendet wurden, bei der Mobileinheit empfangen und analysiert.
III. Empfang von Test- und Informationsdaten
Bezug nehmend auf 2B ist dort ein Blockdiagramm eines Zellstandortempfängers 40 gezeigt, der betriebsmäßig Übertragungen von den Mobileinheiten, die innerhalb einer assoziierten Zelle oder innerhalb eines assoziierten Sektors eingesetzt sind, empfängt. Während sowohl dem normalen als auch dem Testmodusbetrieb werden die Signale, die von den Mobileinheiten gesendet werden und auf der Antenne 41 empfangen werden an den Analogempfänger 42 vorgesehen. Innerhalb des Empfängers 42 werden die Signale empfangen von der Antenne 41 verstärkt, herunterkonvertiert auf eine mittlere Frequenz, bandpassgefiltert und von einem Analog-zu-Digital-Konverter abgetastet.
In einer beispielhaften CDMA-Implementierung des Empfängers 40 wird das Timing bzw. die Zeitsteuerung des empfangenen Signals verfolgt unter Verwendung von beispielsweise der wohl bekannten Technik des Korrelierens des empfangenen Signals durch einen leicht frühen lokalen Referenz-PN-Code und Korrelieren des empfangenen Signals mit einem leicht späten lokalen Referenz-PN-Code. Der Unterschied zwischen diesen zwei Korrelationen wird im Durchschnitt Null sein, wenn es keinen Timing-Fehler gibt. Umgekehrt wird, wenn es einen Timing-Fehler gibt, diese Differenz die Größe und das Vorzeichen des Fehlers anzeigen und das Timing des Empfängers wird entsprechend eingestellt.
Die digitalisierte Ausgabe vom Empfänger 42 wird, wie dargestellt, an einen Demodulator 44 vorgesehen. Die Digitalcodesequenzen, die innerhalb des Demodulators 44 generiert wurden ansprechend auf die empfangene Signalenergie werden an einen Decodierer/Entschachteler 45 geliefert, der betrieben wird, um die orthogonalen Codesequenzen, die von einer speziellen Mobileinheit gesendet werden, zu identifizieren. D.h., der Decodierer/Entschachteler 45 gewinnt die Eingabedigitaldaten, die von dem Sendemodulator 30 (2A) gesendet wurden und liefert das Ergebnis an einen Demultiplexer 47. Wenn sowohl die Steuernachricht als auch die Testinformation während einer „Dim and Burst"-Phase des Testmodusbetriebs gesendet worden sind, identifiziert der Demultiplexer 47 das erste Bit eines jeden verketteten Rahmens der Test/Nachrichtendaten. Die zusammengesetzte Bitsequenz, die jeden verketteten Rahmen aufweist, wird dann in Sequenzen von empfangenen Steuernachrichtendaten und ein empfangenes Paket von Digitaltestdaten aufgeteilt (bifurcated). Wie von 2B gezeigt, werden die empfangenen Steuernachrichtendaten von Demultiplexer 47 an den Zellstandortsteuerprozessor während des „Dim and Burst"-Testmodusbetriebs ausgegeben.
Der Demultiplexer 47 liefert die empfangenen Test- und Nachrichtendaten an einen Testmodusauswahlschalter 48 während des Test- bzw. Normalmodusbetriebs. Der Betrieb der Schalter 32 und 48 ist synchronisiert, so dass während des Normalmodusbetriebs der Testmodusauswahlschalter 48 so eingestellt wird, dass er die wieder gewonnene Digitalsignaldatenausgabe vom Decodierer/Entschachteler 45 zu dem Zellstandortsteuerprozessor weiterleitet. Während des Testmodusbetriebs verbindet der Schalter 48 effektiv die Ausgabe des Decodierers/Entschachtelers 45 mit einem Digitalvergleicher 49.
Wie in 2B gezeigt, empfängt der Digitalvergleicher 49 eine lokal generierte Kopie des empfangenen Testpakets von einer Testdatenkopier- bzw. -replikationsschaltung 50. In der bevorzugten Implementierung stellt der Zellstandortsteuerungsprozessor das Timing der Testdatenkopierschaltung 50 ein, um eine Synchronisation mit der Testdatenerzeugungsschaltung 33 zu erhalten. Die Digitalbitsequenzen, die das empfangene Testpaket und das kopierte Testpaket, assoziiert mit einem gegeben Rahmen, aufweisen, werden dann innerhalb des Komparators bzw. Vergleichers 49 verglichen.
Wie von 2B angezeigt, werden die Ergebnisse eines solchen Vergleichs in dem Rahmenfehlerspeicher 52 gespeichert. Der Rahmenfehlerspeicher 52 wird vorzugsweise in der Lage sein, die Anzahl der „Bitfehler" zu speichern, die zwischen korrespondierenden Bits der empfangenen und der kopierten Testdatensequenzen, die mit einem bestimmten Rahmen assoziiert sind, existieren. Wie hierin im Folgenden beschrieben wird, kann die Information in einem Rahmenfehlerspeicher 52 dann von dem Zellstandortsteuerprozessor verwendet werden, um einen gewünschten Satz von Rahmenfehlerstatistiken zu berechnen.
IV. Testpaketgenerierung
Wie unten besprochen, gestattet die vorliegende Erfindung vorteilhafter Weise, dass Tests ohne Modifikation von existierenden Signalformaten ausgeführt werden. Das heißt, herkömmliche Rahmenkategorieindikationen sind mit beigefügten Testsequenzen versehen, die zur Übertragung über die Kommunikationsverbindung während des Testmodusbetriebs generiert werden. Darüber hinaus ermöglicht die Fähigkeit des Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, Testpakete mit variabler Rate vorzusehen, die Evaluation der Fähigkeit eines Kommunikationskanals, Sprachdaten und Ähnliches zu tragen.
Wie oben erwähnt, können Raten mit entweder fester Rate oder variabler Rate von der Testdatengenerierungsschaltung 33 während des Testmodusbetriebs geliefert werden. In einer beispielhaften Implementierung können die Datengenerierungs- und -kopier- bzw. -replikationsschaltungen 33 und 50 Testpakete von Digitaldaten mit einem Satz von vorbestimmten Raten gene rieren (beispielsweise 9,6 kbps, 4,8 kbps, 2,4 kbps oder 1,2 kbps). Im Folgenden wird eine Datenrate von 9,6 kbps als „Voll-Raten"-Daten (d.h. Rate 1) angesehen, eine Datenrate von 4,8 kbps wird als „Halb-Raten"-Daten (d.h Rate 1/2) angesehen, eine Datenrate von 2,4 kbps wird als „Viertel-Raten"-Daten angesehen (d.h. Rate 1/4), und eine Datenrate von 1,2 kbps wird als „Achtel-Raten"-Daten (d.h. Rate 1/8) angesehen. Mit Ausnahme eines „Dim and Burst"-Betriebs, in dem Steuernachrichten in dem Multiplexer 32 zusammen mit einer Testsequenz von weniger als der vollen Rate kombiniert werden, werden während Tests mit fester Rate die Bitsequenzen, die jedes Paket bilden, normalerweise mit der gleichen Rate gesendet.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Sprachkommunikation simuliert durch Auswahl der Rate, mit der aufeinander folgende Pakete von Testdaten auf der Grundlage eines Markov-Prozesses zweiter Ordnung mit vier Zuständen gesendet werden, bei dem der aktuelle Markov-„Zustand" eine Funktion der Datenraten der vorhergehenden zwei Testpakete ist. Es sei jedoch bemerkt, dass in alternativen Ausführungsbeispielen Markov-Prozesse von anderer Ordnung und/oder anderem Zustand eingesetzt werden können. Im Fall eines Markov-Prozesses zweiter Ordnung kann eine äquivalente Darstellung unter Verwendung einer Markov-Kette erster Ordnung mit sechzehn Zuständen verwendet werden. Jeder Zustand in dem Modell wird durch die Sprachraten (beispielsweise Vollrate, Halbrate, Viertelrate oder Achtelrate) definiert, die mit einem vorhergehenden Paar von aufeinander folgenden Sprachrahmen assoziiert sind. Beispielsweise entspricht im Folgenden der Zustand „0" einem vorhergehenden Paar von aufeinander folgenden Rahmen, die durch eine Vollratensprachaktivität gekennzeichnet werden. TABELLE I unten stellt das Paar von vorangegangenen Sprachraten dar, die jeden derartigen Markov-Zustand definieren. TABELLE I
Entsprechend wird während eines Tests, der ausgelegt ist, um Sprachkommunikation an die Datenrate von jedem Testpaket anzunähern, gemäß dem Pseudozufallsprozess ausgewählt, der in der TABELLE 1 dargestellt ist. Wie unten erklärt wird, werden die Bitsequenzen innerhalb der Datenpakete, die sowohl beim Test mit fester Rate als auch mit variabler Rate verwendet werden, während eines spezifizierten Pseudozufallsprozesses erzeugt. Die Synchronisation der Bitsequenzgenerierungsprozesse, die unter Verwendung der Datengenerierungs- und -kopier- bzw. -replikationsschaltungen 33 und 50 ausgeführt wird, ermöglichen eine genaue Kopie jedes gesendeten Datenpakets, welches innerhalb des Zellstandorts erzeugt wird.
Nun mit Bezug auf TABELLE II ist die Anzahl der Bits aufgelistet, die in den Sequenzen enthalten sind, die einen Satz von beispielhaften Datenpaketen aufweisen, die mit verschiedenen Datenraten übertragen werden. Beispielsweise weist in dem von TABELLE II dargestellten Ausführungsbeispiel ein Rate-1-Paket eine Bitsequenz von 171 Bits auf, die mit der Vollrate (z.B. 9,6 kbps) gesendet wird. Ein Rate-1/2-Paket wird mit der Hälfte der Vollrate ge sendet (z.B. 4,8 kbps), ein Rate-1/4-Paket wird mit einem Viertel der Vollrate gesendet (z.B. 2,4 kbps), ein Rate-1/8-Paket wird mit einem Achtel der Vollrate gesendet (z.B. 1,2 kbps). Der Codierer/Verschachteler 35 ist programmiert, um Codesymbole für Datenraten von weniger als der vollen Rate zu wiederholen. Jedes Symbol wird 1-, 2-, 4- oder 8-mal für Voll-, Halb-, Viertel- bzw. Achtelratenpakete von Testdaten ausgegeben. Entsprechend variiert die Anzahl der Bits, die in jedem Paket enthalten sind (d.h. die Paketgröße) der Testdaten in einer Weise, die von der TABELLE II gezeigt wird, damit das Produkt der Datenrate und der Paketgröße konstant bleibt. Auf diese Weise wird eine äquivalente Anzahl von Codesymbolen pro Rahmen erreicht, wobei eine geeignete Codesymbolwiederholung für Rahmen auftritt, in denen die Datenrate geringer als die Vollrate ist. TABELLE II
Wie oben erwähnt, kombiniert der Multiplexer 32 während der „Dim and Burst"-Testdatensendung eine Steuernachricht, wobei die Testbits ein Datenpaket von weniger als der Vollrate aufweisen (d.h. Rate 1/2, Rate 1/4 oder Rate 1/8). In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel werden während des „Dim and Burst"-Modusbetriebs die verkettete Steuernachricht und die Testdaten für jeden Rahmen mit der Vollrate gesendet. Wenn beispielsweise ein Rate-1/8-Testpaket (d.h. 16 Bits Testdaten) generiert wird, wird ein relativ langes Paket von Steuernachrichtendaten (d.h. 152 Bits Steuernachrichtendaten) in dem Rahmen zur Sendung kombiniert. Auf diese Weise wird die Anzahl der gesendeten Testbits „gedimmt", um zu ermöglichen, dass ein „Burst" von Steuernachrichteninformation während des Testprozesses kommuniziert wird.
Unter gewissen Bedingungen kann es erwünscht sein, eine Steuernachricht mit einer Länge zu senden, die den gesamten Rahmen überspannt. In diesem Fall wird ein „Blank and Burst"-Rahmen, der nur Steuernachrichtinformation aufweist (d.h. 0 Bits Testdaten) von der Mobileinheit gesendet. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird ein Flag (in Form von Overhead-Bits) so gesetzt, dass die Größe des Testpakets und der Steuernachrichtendaten spezifiziert wird, die während einer „Dim and Burst"-Phase des Betriebs gesendet werden. In ähnlicher Weise werden „Blank and Burst"-Sendungen auch durch das Setzen eines Flags in einem zusätzlichen gesendeten Feld (d.h. Overhead-Bits) identifiziert. Details bezüglich des Flags in der Rahmenstruktur sind zu finden im technischen Standard TIA/EIA/IS-95 und in dem oben erwähnten US-Patent 5,511,073.
V. Testpaketwiederholung
Innerhalb des Zellstandortempfängers 40 wird die Bitrate von jedem empfangenen Datenpaket durch den Decodierer 45 bestimmt. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel implementiert der Decodierer 45 betriebsmäßig einen Viterbi-Decodierungsalgorithmus, in dem die wahrscheinlichste Decodierungssequenz bezüglich jedes empfangenen Datenpakets von Testdaten bestimmt wird. Da der Decodierer 45 nicht mit einer A-Priori-Kenntnis des Grades der Codesymbolwiederholung versehen ist, die mit jedem empfangenen Rahmen assoziiert ist, ist es nötig, die Decodierung bei jeder möglichen Datenrate zu versuchen. Ein beispielhafter Viterbi-Decodierer wird beschrieben im US-Patent Nr. 5,710,784, betitelt „MULTIRATE SERIAL VITERBI DECODER FOR CDMA SYSTEM APPLICATIONS", die dem Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung zueigen ist.
Nachfolgend auf die Identifikation der Datenrate, die mit einem speziellen empfangenen Rahmen assoziiert ist, liefert die Testdatenkopierschaltung 50 ein lokal generiertes Paket von Testdaten des geeigneten Typs an den Digitalkomparator 49. Insbesondere wird eine Rahmenkategorie, die entweder eine Rate 1, Rate 1/2, Rate 1/4, Rate 1/8 oder Blank bzw. Leer oder Rate 1 mit Bitfehler oder unzureichende Rahmenqualität anzeigt, von der Schaltung 50 zum Komparator 49 geliefert. Zusätzlich listet die TABELLE III die Anzahl der Bits in dem Testpaket von einer gegebenen Rahmenkategorie auf, die zum Komparator 49 in Abwesenheit einer Dim-and-Burst- oder Blank-and-Burst-Sendung geliefert wird. Die ersten fünf Typen von lokal generierten Paketen, die in TABELLE III aufgelistet sind, entsprechenden den fünf Typen von gesendeten Paketen, die in TABELLE II aufgezählt sind. Beispielsweise wird ein Rate-1-Paket zum Komparator 49 durch die Kopierschaltung 50 geliefert, wenn bestimmt wird, dass ein Vollratenrahmen von Testdaten ohne irgendeinen detektierten CRC-Fehler empfangen wurde. Wiederum werden während der Decodierung von jedem empfangenen Rahmen die CRC-Codeinformation, die damit empfangen wurde, unter Verwendung von herkömmlichen Techniken verarbeitet, um Bitfehler zu identifizieren, die während der Sendung auftreten.
In ähnlicher Weise werden Rate-1/2-, Rate-1/4- und Rate-1/8-Pakete von der Kopierschaltung 50 zum Komparator 49 geliefert, wenn bestimmt wird, dass Halbraten-, Viertelraten- und Achtelratenrahmen jeweils in Abwesenheit eines CRC-Fehlers empfangen worden sind. Ein leeres Paket bzw. Blank-Paket wird zum Komparator 49 geliefert, wenn bestimmt wird, dass das „Blank and Burst"-Flag eines empfangenen Rahmens gesetzt worden ist. Wenn der detektierte CRC-Fehler solchermaßen ist, dass die Qualität des empfangenen Rahmens als unzureichend angesehen wird, um eine genaue Ratenbestimmung zu gestatten, wird ein Löschrahmen von der Testdatenkopierschaltung 50 geliefert. Der Löschrahmen, so wie er vorgesehen wird, enthält keine Bits. TABELLE III
Das Testpaket, welches von der Testdatenkopierschaltung 50 generiert wird, ist in Übereinstimmung mit dem Datenpaketgenerierungsalgorithmus, der unten besprochen wird. Wie oben erwähnt, wird während des „Dim and Burst"-Modusbetriebs ein Flag gesetzt, welches die Größe des Testpakets und der beigefügten Steuernachrichtdaten anzeigt. Dies gestattet, dass ein Testpaket von geeigneter Größe zum digitalen Komparator 49 geliefert wird, und zwar nachfolgend auf das Demultiplexen der Steuernachricht von der empfangenen Testsequenz.
VI. Datenpaketgenerierung
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Testdatengenerierungs- und -kopierschaltungen 33 und 50 betreibbar, um die Bitsequenzen in jedem Paket von Testdaten zu generieren, und zwar durch Generieren von identischen Pseudozufallssequenzen von vorbestimmter Länge. Insbesondere sind die Schaltungen 33 und 50 angeordnet, um eine 31-Bit-Pseudozufallszahl für jedes Datenpaket entsprechend dem folgenden linearen Kongruenzgenerator zu generieren: xn = (a)·(xn-1)(mod m)wobei x_n-1 und x_n aufeinander folgende ganzzahlige Ausgaben aus den Generatoren bezeichnen. In einer bevorzugten Implementierung werden die Parameter „a" und „m" so ausgewählt, dass gilt a = 75 = 16807, und m = 231 – 1 = 2147483647.
Während des Testens des Rückwärtsverbindungskanals zwischen dem Sender 30 der Mobileinheit und dem Empfänger 40 des Zellstandorts, werden die identischen Zufallszahlgeneratoren in den Schaltungen 33 und 50 reinitialisiert, und zwar jedes Mal, wenn die am wenigsten signifikanten 9 Bits des Ergebnisses einer vordefinierten Exklusiv-ODER-Operation äquivalent zu den am wenigsten signifikanten 9 Bits einer elektronischen Seriennummer (ESN) mit 32 Bits werden, die einzigartig eine spezielle Mobileinheit identifiziert. Insbesondere tritt die Reinitialisierung der Zufallszahlgenerierung jedes Mal dann auf, wenn die am wenigsten signifikanten 9 Bits eines pro Bit Exklusiv-ODER der Rahmennummer (d.h. der # der Rahmen, die seit der letzten Initialisierung gesendet wurden) mit einer vorbestimmten Maskensequenz (z.B. '0101 0101 0101 0101 0101 0101 0101 0101') identisch mit den am wenigsten signifikanten 9 Bits der ESN werden. Unterschiedliche Seeds bzw. Ausgangspunkte werden verwendet, um die Zufallszahlgeneratoren für den Vorwärtsverkehrskanal und den Rückwärtsverkehrskanal zu reinitialisieren. Der anfängliche „Seed"-Wert von x₀ wird basierend auf dem Äquivalent des Ergebnisses der pro Bit Exklusiv-ODER-Verknüpfung der 32-Bit-Rahmenzahl nach der Reinitialisierung mit einer Rückwärtsverbindungs-„Seed"-Maske (z.B. '0101 0101 0101 0101 0101 0101 0101 0101') gewählt.
Während jeder Reinitialisierung werden die Zufallszahlgeneratoren drei Mal iteriert, bevor sie einen Wert (beispielsweise x₃) generieren, der als die erste Zufallszahl, oder für Rate-1/8-Pakete als die einzige Zufallszahl eines Strings von einer oder mehreren verketteten Pseudozufallszahlen, enthalten in einem ersten Rahmen, verwendet wird. Solche mehrfachen Iterationen stellen sicher, dass die Testsequenzen, die in benachbarten Mobilstationen unter Verwendung von identischen Prozessen generiert werden, in geeigneter Weise dekorreliert sind. Während des Testens mit variabler Rate wird die erste generierte Zufallszahl (d.h. x₃) ebenfalls zur Auswahl der Datenrate des ersten Rahmens auf eine unten beschriebene Weise verwendet. Diese anfänglichen drei Iterationen werden wie folgt ausgeführt: x0 = seed, x1 = a·x0 mod m, x2 = a·x1 mod m, und x3 = a·x2 mod m.
Jeder Wert von x_n kann in eine entsprechende 24-Bit-Pseudozufallszahl y_n umgewandelt werden, indem die 24 signifikantesten Bits von x_n genommen werden. D.h., y_n ist der ganzzahlige Teil von x_n/128. Die n-te solche 24-Bit-Zahl y_n kann in binärer Form wie folgt ausgedrückt werden: yn,23 yn,22 yn,21 yn,20...yn,3 yn,2 yn,1 yn,0 wobei y_n,23 das signifikanteste bzw. höchstwertige Bit von y_n bezeichnet.
Wiederum mit Bezug auf das Testen mit variabler Rate wird für Rate-1-Rahmen der Zufallszahlgenerator sechsmal weiteriteriert, nachfolgend zu der Erzeugung des Ausdrucks x₃, um die restlichen Bits zu liefern, die in der Testpaketsequenz enthalten sind. Das Rate-1-Paket besteht aus den 24-Bit-Werten y₃ bis y₁ ₀ zusätzlich zu drei vorbestimmten Bits, vorzugsweise nur „0en", um das 171-Bit-Testpaket zu füllen. Für Rate-1/2-Pakete wird der Zufallszahlgenerator dreimal weiteriteriert, nachfolgend auf die Erzeugung des Ausdrucks x₃, um die restlichen Bits zu liefern, die in der Testpaketsequenz enthalten sind. Das Rate-1/2-Paket besteht aus den 24-Bit-Werten y₃ bis y₅ und den 8 signifikantesten Bits des Wertes y₅, um das 80-Bit-Testpaket auszufüllen. Für Rate-1/4-Pakete wird der Zufallszahlgenerator einmal weiteriteriert, nachfolgend auf die Erzeugung des Ausdrucks x₃, um die restlichen Bits zu liefern, die in der Testpaketsequenz enthalten sind. Das Rate-1/4-Paket besteht aus den 24-Bit-Werten y₃ bis y₅ und den 16 signifikantesten Bits des Wertes y₅, um das 40-Bit-Testpaket auszufüllen. Für Rate-1/8-Datenrahmen weisen die 16 signifikantesten Bits der Zufallszahl y₃ entsprechend dem Anfangswert x₃ die gesamte Testpaketsequenz auf. Es sei bemerkt, dass wenn ein Rate-1-Paket ausgewählt wird und es Steuernachrichtdaten gibt, beispielsweise Signalisierungs- oder Sekundärverkehrsdaten, die in einer „Dim and Burst"-Phase des Testmodusbetriebs zu senden sind, ein Rate-1- Testpaket generiert wird, wie oben beschrieben, jedoch wird ein Rate-1/2-Paket zum Multiplexer 32 geliefert. Weiterhin, wenn Steuernachrichtdaten vorliegen, die in einer „Blank and Burst"-Phase des Testmodusbetriebs zu senden sind, wird ein Rate-1-Testpaket generiert, jedoch wird ein leeres Paket (d.h. 0 Bits von Testdaten) geliefert.
Beim Test mit fester Rate wird das Testpaket mit gleicher Rate für alle Rahmen während des Tests mit der ausgewählten festen Rate generiert. Beispielsweise wird bei 9,6 kbps, bei 4,8 kbps, bei 2,4 kbps oder bei 1,2 kbps der Zufallszahlgenerator sieben Mal für Rate 1 bzw. viermal für Rate 2 (1/2) bzw. zweimal für Rate 1/4 bzw. einmal für Rate 1/8 iteriert, wie oben besprochen, um die restliche Anzahl von Testbits zu liefern.
In alternativen Ausführungsbeispielen kann die Vorwärtskommunikationsverbindung zwischen der Zellstandortstation und der Mobilstation gleichzeitig mit der Rückwärtskommunikationsverbindung zwischen der Mobilstation und dem Zellstandort getestet werden, oder statt dieser. Wenn die Vorwärtsverbindung getestet wird, wird ein Sender, der im Wesentlichen identisch mit dem Sender 30 (2A) ist, in den Zellstandort aufgenommen und ein Empfänger, der im Wesentlichen identisch mit dem Empfänger 40 (2B) ist, wird in der Mobileinheit angeordnet. In einer bevorzugten Implementierung wird der Zufallszahlgenerierungsprozess, der während des Vorwärtsverbindungstests eingesetzt wird reinitialisiert, wenn die 9 am wenigsten signifikanten Bits des Ergebnisses der pro Bit Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Rahmennummer mit einer Vorwärtsverbindungsmaske (z.B., 0010 1010 1010 1010 1010 1010 1010 1010') gleich werden zu den 9 am wenigsten signifikanten Bits der Mobilstations-ESN. Entsprechend wird, obwohl eine Reinitialisierung der Vorwärts- und Rückwärtsverbindungszufallszahlgenerierungsprozesse zu unterschiedlichen Zeitpunkten auftreten wird, jeder Prozess alle 512 Rahmen reinitialisiert.
VII. Rahmenratenauswahl
Wieder mit Bezug auf TABELLE 1 wird in einem beispielhaften Ausführungsbeispiel eine Reihe von Testpaketen, die ausgelegt sind um Sprache zu emulieren, mit Raten generiert, die gemäß einer Markov-Kette erster Ordnung mit 16 Zuständen ausgewählt sind. Der Zustand der Markov-Kette wird durch die Datenraten definiert, die mit den zwei vorhergehenden Testpaketen assoziiert sind, wie durch TABELLE 1 angezeigt. Wie aus TABELLE 1 zu sehen ist, ist jeder Zustand in der Lage, in einen von höchstens vier Zuständen bei Abschluss eines speziellen Rahmens überzugehen. Da beispielsweise der „Zustand 0" existiert, wenn die Raten des N-ten (d.h. des aktuellen) Rahmens und die Rate des (N-1)-ten Rahmens 1 sind, muss die Rate des (N-1)-ten Rahmens von irgendeinem Zustand, in den der Zustand 0 übergeht, auch 1 sein. Daher kann der Zustand 0 nur in die Zustände 0, 1, 2 und 3 übergehen; und der Zustand 1 kann nur in die Zustände 4, 5, 6 und 7 übergehen. Im Allgemeinen kann der Zustand „M" in höchstens die Zustände (4·M) modulo 16, (4·M + 1) modulo 16, (4·M + 2) modulo 16 und (4·M + 3) modulo 16 übergehen.
Nun wiederum mit Bezug auf TABELLE IV ist dort ein Satz von kumulativen Wahrscheinlichkeiten zusammengestellt, der die Wahrscheinlichkeit anzeigt, dass ein (N + 1)-ter Sprachrahmen eine spezielle Rate haben wird als eine Funktion dessen, dass der Markov-Zustand beim n-ten Sprachrahmen existiert. Jede der kumulativen Wahrscheinlichkeiten innerhalb der TABELLE IV wird skaliert, so dass sie in den Bereich von 0 bis 32768 fällt. D.h., ein Eintrag von 32768 entspricht einer Wahrscheinlichkeit von 1, ein Eintrag von 0 entspricht einer kumulativen Wahrscheinlichkeit von 0 und so weiter. Unter der Annahme, dass der Markov-Zustand des n-ten Rahmens 0 ist, beschreibt beispielsweise TABELLE IV, dass eine Wahrscheinlichkeit von Null besteht, dass die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens entweder eine 1/8-Rate oder eine 1/4-Rate sein wird. In ähnlicher Weise besteht eine Wahrscheinlichkeit von 2916/32768, dass der (N + 1)-te Rahmen eine 1/2-Rate sein wird, und eine Wahrscheinlichkeit von (32768-2916)/32768, dass der (N + 1)-te Rahmen die Vollrate haben wird. Die Einträge in der TABELLE IV sind repräsentativ für einen beispielhaften Satz von empirisch abgeleiteten Sprachparametern, wo bei bemerkt sei, dass die Werte von solchen Einträgen modifiziert werden könnten, um andere Prozesse mit variabler Rate zu modellieren. TABELLE IV
Die 24-Bit-Pseudozufallszahl y_n, die, wie oben erwähnt, die gesamte Testpaketsequenz eines gegebenen Rahmens oder einen Teil davon aufweist, kann auch verwendet werden, um eine Zufallsauswahl der Datenrate von jedem folgenden Rahmen zu ermöglichen bzw. vereinfachen. Insbesondere wird eine Pseudozufallszahl z_r aus den 15 am wenigsten signifikanten Bits der 24-Bit-Zufallszahl y_n geformt, die mit dem N-ten Rahmen assoziiert sind, und reicht daher im Wert von 0 bis 32768. Die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens wird bestimmt durch einen Vergleich des Wertes von z_r mit den Einträgen in der Zeile der TABELLE IV, die dem Markov-Zustand des n-ten Rahmens entspricht. Im Allgemeinen wird eine Rate R_i ausgewählt, wenn der Wert von z_r größer oder gleich dem Eintrag in der Spalte "i-1" und kleiner als der Eintrag in der "i-ten" Spalte ist.
Als ein Beispiel zeigt die TABELLE IV, dass, wenn der Markov-Zustand des n-ten Rahmens 6 ist und z_r kleiner als 21856 ist, dann wird als die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens die Rate 1/8 ausgewählt. D.h., ein Rate-1/8-Testpaket wird in den Testgenerierungs- und -kopierschaltungen während des (N + 1)-ten Rahmens generiert. Wiederum unter der Berücksichtigung des Falls, dass der Markov-Zustand des N-ten Rahmens 6 ist, wird, wenn z_r größer oder gleich 21856, jedoch kleiner als 25887 ist, die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens ausgewählt, so dass sie die Rate 1/4 ist, und ein Rate-1/4-Testpaket wird generiert. Auf ähnliche Weise wird, wenn z_r größer oder gleich 25887, jedoch kleiner als 27099 ist, die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens so ausgewählt, dass sie die Rate ½ ist, und ein Rate-1/2-Testpaket wird generiert. Wenn z_r größer oder gleich 27099 ist, wird schließlich die Datenrate des (N + 1)-ten Rahmens als Rate 1 ausgewählt, und ein Rate-1-Testpaket wird generiert.
In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird die Markov-Kette auf den Zustand 15, auf die Initialisierung der Testdatengenerierungsschaltungen 33 und 50 hin, gesetzt. Auf die darauf folgende Reinitialisierung der Zufallszahlgeneratoren in den Schaltungen 33 und 50 wird der Zustand der Markov-Kette wieder zurück auf den Zustand 15 gesetzt.
VIII. Ansammlung von Rahmenfehlerstatistiken
Nun mit Bezug zu TABELLE V ist dort ein Satz von gesendeten Rahmenzählern aufgelistet, die in einem (nicht gezeigten) Steuerprozessorspeicher der Mobileinheit angesammelt sind. Die Bezeichnung RT_n, die in der TABELLE V verwendet wird, bezeichnet die Datenrate, die mit dem n-ten Rahmen assoziiert ist, der von der mobilen Einheit folgend auf die Testinitialisierung gesen det wurde. Für jeden Rahmen, der nach der Testinitialisierung gesendet wurde, inkrementiert der Mobileinheitssteuerprozessor einen geeigneten der Zähler, die in der TABELLE V enthalten sind.
In ähnlicher Weise ist in TABELLE VI ein beispielhafter Satz von empfangenen Rahmenstatistiken enthalten, die in einem (nicht gezeigten) Basisstationssteuerprozessorspeicher akkumuliert sind. Die Bezeichnung RR_n, die in der TABELLE VI verwendet wird, bezeichnet die Datenrate, die mit dem n-ten Rahmen assoziiert ist, der von der Basisstation folgend auf die Testinitialisierung empfangen wurde. Zusätzlich bezieht sich der Ausdruck "CRC-Fehler" auf CRC-Fehler, die während des Decodierungsprozesses detektiert wurden. In ähnlicher Weise zeigt der Ausdruck "Testsequenzfehler", dass ein oder mehr Bitfehler durch den Digitalkomparator 49 während eines Bit-zu-Bit-Vergleichs einer empfangenen und einer korrespondierenden kopierten Testpaketsequenz detektiert wurden. Für jeden Rahmen, der nach der Testinitialisierung empfangen wurde, inkrementiert der Basisstationssteuerprozessor einen geeigneten der Zähler, die in der TABELLE VI enthalten sind. Die Zähler in der TABELLE VI werden basierend auf den Ergebnissen von bis zu mehreren Ratenbestimmungsoperationen inkrementiert. Diese Operationen können beispielsweise einen Viterbi-Decodierungsprozess, eine CRC-Fehlerprüfung und verschiedene Energiemessungstechniken aufweisen.
In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird ein erstes Ratenbestimmungsverfahren unter Verwendung des oben erwähnten Viterbi-Decodierungsprozesses implementiert, welcher vom Decoder 45 ausgeführt wird. Bitfehler, die während der Viterbi-Decodierung nicht detektiert wurden, jedoch darauf folgend während dem Testdatenvergleich detektiert wurden, der in dem Digitalkomparator 49 ausgeführt wurde, werden auch in der TABELLE V aufgezeichnet. In einer speziellen Implementierung können die Inhalte der TABELLE V in dem Basisstationssteuerprozessorspeicher repliziert werden, und die Inhalte der TABELLE VI können in dem Mobilstationssteuerprozessorspeicher repliziert werden. TABELLE V
TABELLE VI
IX. Berechnung der Rahmenfehlerrate
Die Rahmensendungs- und Fehlerstatistiken, die zusammengestellt sind in den TABELLEN V und VI können verwendet werden bei der Berechnung eines Satzes von Fehlerraten, die assoziiert sind mit der Sendung mit unterschiedlichen Rahmenraten. Ein beispielhafter Satz von Rahmenfehlerraten (FERs = frame error rates) für Vollrate-, 1/2-Rate-, 1/4-Rate- und 1/8-Rate-Sendungen auf der Rückwärtsverbindung zwischen der Mobileinheit und den Zellstandortstationen kann bestimmt werden durch die folgenden Ausdrücke: FERVollrate = 1 – MSO2_R1c/MSO2_T1m, FER1/2-Rate = 1 – MSO2_R13c/MSO2_T2m, FER1/4-Rate = 1 – MSO2_R23c/MSO2_T3m, und FER1/8-Rate = 1 – MSO2_R33c/MSO2_T4m,wobei Zähler, die in der Mobilstation inkrementiert werden, mit dem Subskript „m" identifiziert werden, und wobei die Zähler, die in der Zellstandortstation inkrementiert werden, mit dem Subskript „c" bezeichnet werden. Es sei bemerkt, dass der beispielhafte Satz von Rahmenfehlerratenausdrücken, der oben dargelegt ist, unabhängig ist von der Anzahl der Dim-and-Burst-Rahmen und Blank-and-Burst-Rahmen, die über ein bestimmtes Testintervall gesendet werden.
Auf ähnliche Weise können die Rahmensendungs- und Fehlerstatistiken, die in den TABELLEN V und VI enthalten sind, bei der Berechnung eines Satzes von Rahmenfehlerraten, die mit der Sendung über die Vorwärtsverbindung mit verschiedenen Rahmenraten assoziiert sind, verwendet werden. Ein beispielhafter Satz von Rahmenfehlerraten (FERs) für Vollrate-, 1/2-Rate-, 1/4-Rate- und 1/8-Rate-Sendungen auf der Vorwärtsverbindung von der Zellstandortstation zur Mobileinheit kann gemäß den folgenden Ausdrücken bestimmt werden: FERVollrate = 1 – MSO2_R1m/MSO2_T1c, FER1/2-Rate = 1 – MSO2_R13m/MSO2_T2c, FER1/4-Rate = 1 – MSO2_R23m/MSO2_T3c, und FER1/8-Rate = 1 – MSO2_R33m/MSO2_T4c,wobei die Zähler, die innerhalb der Mobilstation inkrementiert werden wieder durch das Subskript „m" identifiziert werden, und die Zähler, die in der Zellstandortstation inkrementiert werden mit dem Subskript „c" bezeichnet werden. Dieser beispielhafte Satz von Vorwärtsverbindungsrahmenfehlerratenausdrücken ist auch unabhängig von der Anzahl der gesendeten Dim-and-Burst-Rahmen und Blank-and-Burst-Rahmen.
Es wird festgestellt, dass die Werte der Zellstandortstationszähler MSO2_T1_c, MSO2_T2_c, MSO2_T3_c und MSO2_T4_c geschätzt werden können durch Summieren der Werte der entsprechenden Mobilstationszähler. Auf ähnliche Weise können die Werte der Mobilstationszähler MSO2_T1_m, MSO2_T2_m, MSO2_T3_m und MSO2_T4_m geschätzt werden durch Summieren der Werte der entsprechenden Basisstationszähler.
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen, um es dem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden dem Fachmann leicht ersichtlich sein und die hierin definierten generischen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung erfinderischer Tätigkeit angewandt werden. Daher soll die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt sein, sondern ihr soll der weiteste Umfang, der mit den hierin offenbarten Prinzipien und neuartigen Merkmalen vereinbar ist, wie sie in den Ansprüchen definiert sind, gewährt werden.

Claims

Ein Verfahren zum Messen der Performance eines Kommunikationskanals in einem digitalen Kommunikationssystem, in dem digitale Information mit variablen Raten über den Kommunikationskanal gesendet wird, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Senden (16, 18, 30) einer Testsequenz von Rahmen von Digitaldaten mit einer oder mehreren Raten einer Vielzahl von auswählbaren Raten über den Kommunikationskanal; Empfangen (12, 14, 40) der Testsequenz von Digitaldaten gesendet über den Kommunikationskanal; und Vergleichen (49) einer Kopie der Testsequenz von Digitaldaten mit der Testsequenz empfangen über den Kommunikationskanal, gekennzeichnet dadurch dass: die Rate eines jeden der Rahmen ausgewählt wird gemäß einem Modell der menschlichen Sprache; die Kopie der Testsequenz von Digitaldaten generiert wird (50); und das Vergleichen (49) ausgeführt wird, um die Performance der Datensendung über den Kommunikationskanal zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Senden (16, 18, 30) das Senden der Testsequenz von Digitaldaten mit einer ersten der einen oder mehr auswählbaren Datenraten beinhaltet und das Empfangen (12, 14, 40) das Identifizieren der ersten Datenrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Testsequenz von Digitaldaten generiert wird (50) gemäß einem Pseudozufallsprozess.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Senden (16, 18, 30) Folgendes beinhaltet: Generieren (33) einer ersten Vielzahl von Datenpaketen, die die Testsequenz von Digitaldaten beinhaltet; Zuweisen (35) der Datenrate an ein jedes der Datenpakete gemäß dem Modell der menschlichen Sprache; und Senden (36) eines jeden der ersten Vielzahl von Datenpaketen mit der einen der Vielzahl von Datenraten, und zwar derjenigen die diesem zugewiesen ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Generieren (50) der Kopie der Testsequenz von Digitaldaten das Generieren einer zweiten Vielzahl von Datenpaketen im Wesentlichen identisch zu der ersten Sequenz von Datenpaketen beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Generieren (50) der ersten Vielzahl von Datenpaketen das Generieren von Bit-Sequenzen innerhalb eines jeden der Vielzahl von Datenpaketen gemäß einem zweiten Pseudozufallsprozess beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: die digitale Information Rahmen von Digitaldaten aufweist, die mit den ausgewählten Raten über den Kommunikationskanal zwischen einem entfernten Terminal (16, 18) und einer Basisstation (12, 14) gesendet werden; ein erster der Rahmen von Digitaldaten, der von dem entfernten Terminal (16, 18) zu der Basisstation (12, 14) über den Kommunikationskanal gesendet wird (30), ein erstes Paket von Digitaltestdaten beinhaltet; der erste Rahmen von Digitaldaten bei der Basisstation (12, 14) empfangen wird (40); die Kopie des ersten Pakets von Digitaltestdaten bei der Basisstation (12, 14) generiert wird (50); und die Kopie des ersten Pakets von Digitaltestdaten mit dem ersten Paket von Digitaltestdaten inhärent innerhalb des ersten Rahmens von Digitaldaten empfangen an der Basisstation (12, 14) verglichen wird (49), um so die Performance zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 7, das weiterhin das Empfangen (16, 18, 30) eines jeden der Rahmen von Digitaldaten an der Basisstation beinhaltet und das Bestimmen (45) einer Datenrate, die einem jeden der empfangenen Rahmen von Digitalinformation zugeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 8, das weiterhin das Generieren (50) der Kopie des ersten Pakets von Digitaltestdaten gemäß der Datenrate zugeordnet zu dem ersten Rahmen von Digitalinformation beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 9, das weiterhin das Generieren einer Bit-Sequenz innerhalb des ersten Pakets von Digitaltestdaten gemäß einem Pseudozufallsprozess beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Senden (30) des ersten Rahmens von Digitaldaten über den Kommunikationskanal das Modulieren des ersten Rahmens von Digitaldaten unter Verwendung eines Spreizspektrumsmodulationssignals beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Senden (30) des ersten Rahmens von Digitaldaten über den Kommunikationskanal das Modulieren des ersten Rahmens von Digitaldaten unter Verwendung eines Pseudorausch-(PN = pseudo noise)-Signals entsprechend zu einer vorbestimmten PN-Binär-Sequenz beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 7, das weiterhin das Senden einer Vielzahl von Rahmen von Digitaldaten über den Kommunikationskanal beinhaltet, wobei ein jeder der Vielzahl von Rahmen ein Paket von Digitaltestdaten, generiert gemäß einem Pseudozufallsprozess, beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Vergleichen (49) das Vergleichen von Bit-Sequenzen, die die Kopie des ersten Pakets von Digitaltestdaten aufweisen, mit einer entsprechenden Bit-Sequenz innerhalb des ersten Pakets von Digitaltestdaten beinhaltet, und zwar um eine kumulative Bit-Fehlerzählung zu akkumulieren.
Verfahren nach Anspruch 14, das weiterhin Folgendes aufweist: Zählen der Rahmen der Digitalinformation empfangen an der Basisstation (12, 14) um so eine Empfangsrahmenzählung zu bestimmen; und Berechnen einer Rahmenfehlerstatistik basierend auf der kumulativen Bit-Fehlerzählung und der Empfangsrahmenzählung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: die Digitalinformation Rahmen von Digitalinformation, gesendet mit ausgewählten Raten über den Kommunikationskanal von einer Basisstation zu einem entfernten Terminal, aufweist; ein Paket von Digitaltestdaten von der Basisstation (12, 14) zu dem entfernten Terminal (16, 18) innerhalb eines jeden der Rahmen von Digitalinformation gesendet wird; die Rahmen der Digitalinformation, die von der Basisstation (12, 14) gesendet werden, bei dem entfernten Terminal (16, 18) empfangen werden; Kopien bei dem entfernten Terminal (16, 18) eines jeden der Pakete von Digitaltestdaten innerhalb des Rahmens von Digitalinformation, empfangen an der Basisstation (12, 14), generiert werden (50); und die Kopien der Pakete von Digitaltestdaten verglichen werden (49) mit den empfangenen Paketen von Digitaltestdaten, um so die Performance zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Vergleichen (49) das Vergleichen von Bitsequenzen, die die Kopien von den Paketen von Digitaltestdaten aufweisen, mit entsprechenden Sequenzen von Bit-Sequenzen inklusive der empfangenen Pakete der Digitaltestdaten aufweist, und zwar um eine kumulative Bit-Fehlerzählung zu akkumulieren.
Verfahren nach Anspruch 17, das weiterhin Folgendes aufweist: Zählen der Rahmen der Digitalinformation empfangen bei dem entfernten Terminal (16, 18), um so eine Empfangsrahmenzählung zu bestimmen; und Berechnen von Rahmenfehlerstatistiken basierend auf der kumulativen Bit-Fehlerzählung und der Empfangsrahmenzählung.
Ein System zum Messen einer Performance eines Kommunikationskanals in einem Kommunikationssystem, in dem Digitalinformation mit ausgewählten Raten über den Kommunikationskanal gesendet wird, wobei das System Folgendes aufweist: einen Sender (16, 18, 30) zum Senden einer Testsequenz von Digitaldaten mit einer oder mehreren auswählbaren Raten über den Kommunikationskanal; einen Empfänger (12, 14, 40) zum Empfangen der Testsequenz von Digitaldaten gesendet über den Kommunikationskanal, wobei der Empfänger (12, 14, 40) Mittel (50) aufweist, zum Generieren einer Kopie der Testsequenz von Digitaldaten; und eine Digitalvergleichsschaltung (49) zum Vergleichen einer Kopie der Testsequenz von Digitaldaten mit der Testsequenz von Daten, empfangen über den Kommunikationskanal, und zwar gekennzeichnet dadurch dass: die Rate der Testsequenz bestimmt wird gemäß einem Modell der menschlichen Sprache; der Empfänger (12, 14, 40) Mittel (50) aufweist zum Generieren der Kopie der Testsequenz von Digitaldaten; und die digitale Vergleichsschaltung (49) den Vergleich ausführt, um so die Performance der Datenübertragung über den Kommunikationskanal zu bestimmen.
System nach Anspruch 19, wobei der Sender (16, 18, 30) Mittel (33) aufweist zum Senden der Testsequenz von Digitaldaten mit einer ersten der einen oder mehreren auswählbaren Raten und der Empfänger (12, 14, 40) Mittel (45) aufweist zum Identifizieren der ersten Datenrate.
System nach Anspruch 19, das weiterhin Mittel (34) aufweist zum Auswählen der Testsequenz von Digitaldaten von einem Satz von Pseudozufallsdatensequenzen.
System nach Anspruch 19, wobei der Sender (16, 18, 30) weiterhin Folgendes beinhaltet: Mittel (33) zum Generieren einer ersten Vielzahl von Datenpaketen, die die Testsequenz von Digitaldaten aufweist; Mittel (35) zum Zuweisen einer einer Vielzahl von Datenraten zu jedem der Datenpakete gemäß einem ersten Pseudozufallsprozess; und Mittel (36) zum Senden eines jeden der Vielzahl von Datenpaketen mit der einen der Vielzahl von Datenraten, die hierzu zugewiesen ist.
System nach Anspruch 22, wobei die Mittel (50) zum Generieren der Kopie der Testsequenz von Digitaldaten Mittel aufweisen zum Generieren einer zweiten Vielzahl von Datenpaketen im Wesentlichen identisch zu der ersten Sequenz von Datenpaketen.
System nach Anspruch 23, wobei die Mittel (50) zum Generieren der ersten Vielzahl von Datenpaketen Mittel aufweisen zum Generieren von Bit-Sequenzen innerhalb einer jeden der ersten Vielzahl von Datenpaketen gemäß einem zweiten Pseudozufallsprozess.
System nach Anspruch 19, wobei: die digitale Information Rahmen von Digitaldaten gesendet zwischen einem entfernten Terminal (16, 18) und einer Basisstation (12, 14) aufweist; der Sender (30) angeordnet ist in dem entfernten Terminal (16, 18) und angepasst ist zum Senden eines Pakets von Digitaltestdaten innerhalb eines jeden der Rahmen von Digitalinformation; der Empfänger (40) angeordnet ist bei dem entfernten Terminal (16, 18) und angepasst ist zum Empfangen der Rahmen von Digitalinformation gesendet von der Basisstation (12, 14); die Mittel (50) zum Generieren einer Kopie der Testsequenz von Digitaldaten angepasst sind zum Generieren von Kopien eines jeden der Pakete von Digitaltestdaten innerhalb des Rahmens von Digitalinformation empfangen an der Basisstation (12, 14); und die Digitalvergleichsschaltung (49) angepasst ist zum Vergleichen der Kopien der Pakete von Digitaltestdaten mit den empfangenen Paketen von Digitaltestdaten um so die Performance zu bestimmen.
System nach Anspruch 25, wobei der Empfänger (16, 18, 30) Mittel (45) aufweist, zum Bestimmen einer Datenrate, die einem jeden der Rahmen von Digitalinformation zugeordnet ist.
System nach Anspruch 26, das weiterhin Mittel (50) aufweist zum Generieren einer jeden der Kopien der Pakete von Digitaltestdaten basierend auf der Datenrate, die einem der Rahmen von Digitalinformation zugeordnet ist.
System nach Anspruch 27, das weiterhin Mittel aufweist zum Generieren von Bit-Sequenzen innerhalb eines jeden der Pakete von Digitaltestdaten gemäß einem Pseudozufallsprozess.
System nach Anspruch 25, wobei die Digitalvergleichsschaltung (49) Mittel aufweist zum Vergleichen von Bit-Sequenzen, die die Kopien der Pakete von Digitaltestdaten aufweisen, mit entsprechenden Bit-Sequenzen der Bit-Sequenzen inklusive der empfangenen Pakete von Digitaltestdaten, um eine kumulative Bit-Fehlerzählung zu akkumulieren.