DE69521617T2

DE69521617T2 - Positiondetektor eines objektes mit kantenbewegungsmerkmal

Info

Publication number: DE69521617T2
Application number: DE69521617T
Authority: DE
Inventors: P Allen; Federico Faggin; David Gillespie; J Miller
Original assignee: Synaptics Inc
Current assignee: Synaptics Inc
Priority date: 1994-09-02
Filing date: 1995-09-01
Publication date: 2001-10-18
Anticipated expiration: 2015-09-02
Also published as: WO1996007966A1; EP0777875A1; CN1166214A; JPH10505182A; EP0777875B1; US5543590A; DE69521617D1; KR100264640B1; AU3544395A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Wandler und Systeme zur Erfassung der Position eines Objekts. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine bei Anwendungen wie Cursorbewegung für Rechner und andere Anwendungen nützliche Erkennung der Objektposition und vor allem die Cursorbewegung mit verbesserten Kantenbewegungsmerkmalen.

Stand der Technik

Zur Verwendung als Detektoren von Objektpositionen, die in Rechneranlagen und anderen Anwendungen eingesetzt werden, stehen zahlreiche Vorrichtungen zur Verfügung bzw. sind vorgeschlagen worden. Die bekannteste Vorrichtung dieser Art ist die "Maus" beim Computer. Zwar ist die Maus als Vorrichtung zur Anzeige einer Position äußerst beliebt, doch weist sie mechanische Teile auf und erfordert eine Oberfläche, auf der ihre Positionskugel rollen kann. Weiterhin muss eine Maus zwecks annehmbarer Auflösung für gewöhnlich weite Strecken bewegt werden. Schließlich muss der Anwender bei einer Maus eine Hand von der Tastatur nehmen, um die Cursorbewegung durchzuführen, wodurch der Hauptzweck beeinträchtigt wird, nämlich für gewöhnlich das Tippen am Computer.
Steuerkugelvorrichtungen, sogenannte Trackballs, ähneln den Mausvorrichtungen. Ein Hauptunterschied besteht jedoch darin, dass im Gegensatz zur Mausvorrichtung eine Trackballvorrichtung keine Fläche erfordert, über die sie rollen muss. Trackballvorrichtungen sind immer noch teuer, weisen bewegliche Teile auf und erfordern wie die Mausvorrichtungen eine relativ starke Berührung. Sie sind auch groß bemessen und passen schlecht in eine größensensitive Anwendung wie einen Laptop-Computer.
Es stehen mehrere Berührungssensoriken zur Verfügung, die zur Verwendung als Positionsanzeige eingesetzt werden können. Widerstandsfolien-Positionsanzeigen sind bekannt und werden in mehreren Anwendungen eingesetzt. Sie leiden jedoch im Allgemeinen unter einer schlechten Auflösung, die Sensorfläche ist gegenüber dem Anwender freigelegt und unterliegt somit Verschleiss. Ferner sind Widerstandsfolien-Berührungssensoren relativ teuer. Bei einem Ein-Flächen- Verfahren muss ein Anwender für einen zuverlässigen Betrieb gegenüber dem Sensor geerdet sein. Bei tragbaren Rechnern kann dies nicht garantiert werden. Ein Beispiel für ein Ein-Flächen-Verfahren ist das Produkt UnMouse der Fa. MicroTouch aus Wilmington, MA. Ein Zwei-Flächen-Verfahren weist eine schlechtere Auflösung auf und kann im Lauf der Zeit zu sehr schnellem Verschleiß neigen.
Widerstandstablette werden von dem US-Patent Nr. 4,680,430 für Yoshikawa, US- Patent Nr. 3,497,617 für Ellis und vielen anderen gelehrt. Der Nachteil all dieser Verfahren ist der hohe Stromverbrauch und die hohen Kosten der verwendeten Widerstandsfolie.
Akustische Oberflächenwellengeräte (sog. SAW) können potentiell als Positionsanzeige verwendet werden. Diese Sensorik ist jedoch teuer und reagiert nicht auf leichte Berührung. SAW-Geräte reagieren zudem empfindlich auf eine Ablagerung von Rückständen auf den Berührungsflächen und weisen im Allgemeinen eine schlechte Auflösung auf.
Dehnmessstreifen- und Druckplattenverfahren stellen eine interessante -. Positionsanzeigetechnologie dar, weisen jedoch mehrere Nachteile auf. Dieses Verfahren kann piezoelektrische Messwandler verwenden. Ein Nachteil besteht darin, dass das Piezophänomen ein Wechselstromphänomen ist und auf die Bewegungsgeschwindigkeit des Anwenders reagieren kann. Zudem sind Dehnmessstreifen- und Druckplattenverfahren relativ teuer, da spezielle Sensoren benötigt werden.
Optische Verfahren sind auch möglich, sind aber aus verschiedenen Gründen relativ beschränkt. Sie setzen allesamt Lichterzeugung voraus, was externe Bauteile erfordert und Kosten und Leistungsverbrauch erhöht. Ein "Fingerunterbrechungs"- Infrarot-Matrixpositionsdetektor verbraucht beispielsweise viel Strom und weist eine relativ schlechte Auflösung auf.
Es wurden zahlreiche Versuche unternommen, ein Gerät zur Erfassung der Position des Daumens oder eines anderen Fingers zur Verwendung als Zeiger an Stelle einer Maus oder eines Trackballs zur Hand zu geben. Zu den wünschenswerten Eigenschaften eines solchen Geräts zählen geringer Stromverbrauch, Kompaktheit, hohe Auflösung, niedrige Kosten, schnelles Ansprechen und zuverlässiger Betrieb, wenn der Finger elektrische Störgeräusche führt oder wenn die Berührungsfläche mit Schmutz oder Feuchtigkeit kontaminiert ist.
Aufgrund der Nachteile von Widerstandsgeräten wurden viele Versuche unternommen, eine Zeigerfunktion auf der Grundlage des kapazitiven Erfassens der Fingerposition zur Hand zu geben. Das US-Patent Nr. 3,921,166 für Volpe lehrt eine kapazitive Matrix, bei der der Finger die Transkapazität zwischen den Reihen- und Spaltenelektroden ändert. Das US-Patent Nr. 4,103,252 für Bobick setzt vier oszillierende Signale zur Interpolation von x- und y-Positionen zwischen vier kapazitiven Elektroden ein. Das US-Patent Nr. 4,455,452 für Schuyler lehrt ein kapazitives Tablett, bei dem der Finger die kapazitive Kopplung zwischen Elektroden dämpft.
Das US-Patent Nr. 4,550,221 für Mabusth lehrt ein kapazitives Tablett, bei dem die effektive Kapazität zur "virtuellen Masse" durch ein oszillierendes Signal gemessen wird. Jede Reihe bzw. Spalte wird nacheinander abgerufen und es wird eine rudimentäre Form der Interpolation angewendet, um die Position zwischen zwei Reihen bzw. Spalten zu ermitteln. Es wird versucht, das Problem elektrischer Interferenz durch Mittelung über viele Zyklen der oszillierenden Wellenform anzugehen. Das Problem der Kontaminierung wird durch Erfassen, wann kein Finger anlag, und durch Anwendung einer periodischen Kalibrierung während dieser Zeiten ohne Fingerkontakt gelöst. Das US-Patent Nr. 4,639,720 für Rympalski lehrt ein Tablett zur Erfassung der Position eines Taststifts. Der Taststift ändert die Transkapazitätskopplung zwischen den Reihen- und Spaltenelektroden, die nacheinander abgerastert werden. Das US-Patent Nr. 4,736,191 für Matzke lehrt eine radiale Elektrodenanordnung unter der Leertaste einer Tastatur, die durch Berührung mit einem Daumen aktiviert wird. Dieses Patent lehrt die Verwendung der gesamten Berührungskapazität als Hinweis auf den Berührungsdruck zur Steuerung der Geschwindigkeit der Cursorbewegung. Gepulstes sequentielles Abrufen wird zur Bewältigung der Wirkungen der elektrischen Interferenz eingesetzt.
Die US-Patente Nr. 4,686,332 und Nr. 5,149,919 für Greanias lehren ein Taststift- und Fingererfassungssystem, das zur Anbringung an einem Bildschirm gedacht ist. Als Fingererfassungssystem wird dessen X/Y-Sensormatrix zur Lokalisierung der beiden das maximale Signal führenden Matrixdrähte verwendet. Bei einer Kodieranordnung bestimmen diese zwei Drähte auf einzigartige Weise den Ort der Fingerposition zur Auflösung der Drahtweiterschaltung. Zur Erfassung des Abtaststifts lokalisiert Greanias ihn zuerst grob, dann entwickelt er einen virtuellen Dipol, indem er alle Zeilen auf einer Seite des Objekts in eine Richtung und alle Zeilen auf der gegenüberliegenden Seite in die entgegengesetzte Richtung treibt. Dies wird dreimal mit verschiedenen Dipolphasen und Signalpolaritäten durchgeführt. Unter der Annahme einer vorbestimmten Matrixreaktion auf das Objekt ergeben die drei Messungen einen Satz simultaner Gleichungen, die für die Position gelöst werden können.
Das US-Patent Nr. 4,733,222 für Evans lehrt als Erstes ein Kapazitätsberührungsmesssystem, das hochgradig interpoliert. Evans lehrt ein Dreipolmesssystem, das einen Ansteuerungs-, Erfassungs- und Elektrodensignalsatz (3 Signale) in seiner Matrix verwendet und der Messung den Dämpfungseffekt eines Fingers auf das Elektrodenknotensignal (verwendet das Phänomen des kapazitiven Spannungsteilers) zugrunde legte. Zur Messung der Kapazität rastert Evans nacheinander durch jeden Ansteuerungssatz. Aus den drei größten Reaktionen wird ein Interpolationsablauf zur Bestimmung der Fingerposition angewendet. Evans lehrt ferner eine Nullsetzungsmethode, die das Löschen von Pegeln "ohne Finger" als Teil der Messung erlaubt.
Das US-Patent Nr. 5,016,008 für Gruaz beschreibt eine berührungsempfindliche Eingabefläche, die ebenfalls Interpolation verwendet. Gruaz verwendet einen Ansteuerungs- und Erfassungssignalsatz (2 Signale) in der Berührungsmatrix und vertraut wie Evans auf den Dämpfungseffekt eines Fingers zur Modulation des Ansteuerungssignals. Die Berührungsmatrix wird nacheinander abgerastert, um jede Matrixzeilenreaktion abzulesen. Ein lnterpolationsprogramm wählt dann die zwei größten benachbarten Signale in beiden Dimensionen, um den Fingerort zu bestimmten, und bestimmt anhand dieser 4 Zahlen durch Quotientenmessung die effektive Position.
Gerpheide, PCT-Anmeldung US9O/04584, Veröffentlichung Nr. WO91 /03039, US- Patent Nr. 5,305,017, wendet bei einer berührungsempfindlichen Eingabefläche eine Abänderung des virtuellen Dipolverfahrens von Greanias an. Gerpheide lehrt das Anlegen eines Wechselpotentials einer vorgegebenen Frequenz und Phase an allen Elektroden an einer Seite des virtuellen Dipols und eines Wechselpotentials gleicher Frequenz und entgegengesetzter Phase an denen an der anderen Seite. Elektronische Schaltungen entwickeln ein "Gleichgewichtssignal", das Null beträgt, wenn kein Finger anliegt, und das bei einem Finger auf einer Seite der Mitte des virtuellen Dipols eine Polarität und bei einem Finger auf der gegenüberliegenden Seite die entgegengesetzte Polarität aufweist. Um anfangs die Position des Fingers zu erhalten, wird der virtuelle Dipol nacheinander über das Tablett abgerastert. Sobald der Finger lokalisiert ist, wird er durch Bewegen des virtuellen Dipols in Richtung auf den Finger "verfolgt", sobald sich der Finger um mehr als eine Reihe bzw. Spalte bewegt.
Da die Methode mit virtuellem Dipol durch Erzeugen eines Gleichgewichtssignals funktioniert, das bei Null liegt, wenn sich die Kapazität nicht mit der Entfernung ändert, erfasst es nur den Perimeter der Fingerkontaktfläche und nicht die gesamte Kontaktfläche. Da die Methode auf das synchrone Erfassen des Erregersignals setzt, muss sie für lange Zeiträume mitteln, um elektrische Interferenz zu verwerfen, und ist daher langsam. Die bei dieser Methode erforderliche Mittelungszeit zusammen mit der Notwendigkeit der sequentiellen Suche nach einem neuen Fingerkontakt, sobald ein vorheriger Kontakt verloren geht, bedeutet, dass diese Methode wie die vorherigen nicht die Anforderungen einer schnellen Zeigervorrichtung, die nicht durch elektrische Interferenz beeinträchtigt wird, erfüllt.
Beachtet werden sollte auch, dass alle vorherigen berührungsempfindlichen Eingabeflächenerfindungen, die Interpolation verwenden, strenge Designanforderungen an ihr Erfassungseingabefläche stellten. Greanias und Evans verwenden eine komplizierte und teure Ansteuerungs-, Erfassungs- und Elektrodenzeilenanordnung zur Entwicklung ihres Signals. Gruaz und Gerpheide verwenden einen Zweisignal-Ansteuerungs- und Erfassungssatz. In der vorliegenden Erfindung erfolgt das Ansteuern und Erfassen nach gleicher Art. Dies erlaubt symmetrische und äquivalente Reihen- und Spaltenabschnitte. Dies erlaubt wiederum eine unabhängige Kalibrierung aller Signalwege, was die Leiterplattenanordnung einfacher und weniger beschränkend macht und einzigartigere Sensortopologien ermöglicht.
Die Nachteile der in dem Gebiet beschriebenen Erfindungen und Verfahren können auch auf die Verwendung von nur einem Satz Ansteuerungs- und Erfassungselektronik zurückgeführt werden, der über die Elektroden in dem Tablett nacheinander in Multiplexverfahren betrieben wurde. Diese Anordnung war in den Tagen der diskrete Bauteile kosteneffektiv und vermied Abweichungs- und Maßstabsunterschiede bei den Schaltungen.
Das sequentielle Abrastvorgehen der vorherigen Systeme machte sie auch anfälliger für Rauschen. Die Rauschpegel konnten sich zwischen aufeinander folgenden Messungen ändern, wodurch das gemessene Signal und die bei den Interpoiationsabläufen verwendeten Annahmen geändert wurden.
Schließlich gingen alle vorherigen Methoden von einer bestimmten Signalreaktion bei der Fingerposition gegenüber der Matrixposition aus. Da die Übertragungskennlinie auf viele Parameter sehr empfindlich reagiert und keine ebenmäßige lineare Kurve darstellt, wie Greanias und Gerpheide annehmen, sind derartige Verfahren hinsichtlich der durchführbaren Interpolation mengenmäßig beschränkt.
JP 6139022 A und JP 62126429A offenbaren eine andere Behandlung der Eingaben, abhängig davon, ob die Eingabe in einer inneren oder einer äußeren Eingabefläche erfolgt ist.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein zweidimensionales kapazitives Erfassungssystem zur Hand zu geben, das mit einem separaten Satz einer Ansteuerungs-/Erfassungselektronik für jede Reihe und für jede Spalte eines kapazitiven Tabletts ausgestattet ist, wobei alle Reihenelektroden gleichzeitig und alle Spaltenelektroden gleichzeitig erfasst werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein elektronisches System zur Hand zu geben, das auf die gesamte Kontaktfläche eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts auf einem kapazitiven Tablett anspricht und als Ausgabe die Koordinaten einer Maßangabe der Mitte dieser Kontaktfläche liefert, während es gegenüber dem charakteristischen Profil des gerade erfassten Objekts nicht anspricht.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein elektronisches System zur Hand zu geben, das als Ausgabe eine Maßangabe der Kontaktfläche eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts auf einem kapazitiven Tablett liefert.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein zweidimensionales kapazitives Erfassungssystem zur Hand zu geben, das mit einem separaten Satz einer Ansteuerungs-/Erfassungselektronik für jede Reihe und für jede Spalte eines kapazitiven Tabletts ausgestattet ist, wobei alle Reihenelektroden gleichzeitig und alle Spaltenelektroden gleichzeitig erfasst werden und wobei die Position eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts definierenden Informationen in digitaler Form verarbeitet werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein zweidimensionales kapazitives Erfassungssystem zur Hand zu geben, wobei alle Reihenelektroden gleichzeitig und alle Spaltenelektroden gleichzeitig erfasst werden und wobei die die Position eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts innerhalb eines peripheren Bereichs einer Erfassungsebene optional eine "Kantenbewegung" des Cursors auf einem Anzeigebildschirm verursachen kann, was die Steuerung großer Cursorwege von einer kleinen Erfassungsebene mit einer einzigen Handbewegung erlaubt.

Kurzbeschreibung der Erfindung

Die Erfindung wird in Anspruch 1 dargelegt. Spezifische Ausführungen werden in den Unteransprüchen erläutert.
Mit dem Einzug eines sehr hohen Maßes an Integration ist es möglich geworden, viele Ansteuerungs-/Erfassungselektronikkanäle in eine integrierte Schaltung zusammen mit der Steuerlogik für deren Betrieb und der Schnittstellenelektronik, die es der Zeigervorrichtung ermöglicht, direkt mit einem Verarbeitungsmikroprozessor in Verbindung zu treten, zu integrieren. Die vorliegende Erfindung verwendet adaptive Analogtechniken zur Bewältigung von Abweichungs- und Maßstabsunterschieden zwischen den Kanälen und kann somit die Transkapazität bzw. die Eigenkapazität aller Tablettreihen oder -spalten parallel erfassen. Dieses Parallelerfassungsvermögen, das durch Vorsehen eines Satzes Elektronik pro Reihe oder Spalte möglich gemacht wird, ermöglicht einen äußerst kurzen Erfassungszyklus, wodurch eine schnelle Reaktion ermöglicht wird, während gleichzeitig Immunität gegenüber einem sehr hohen Maß an elektrischer Interferenz gewährt wird.
Die vorliegende Erfindung umfasst eine Positionserfassungstechnologie, die insbesondere bei Anwendungen brauchbar ist, bei denen Fingerpositionsangaben benötigt werden, beispielsweise in Computermaus- oder Trackballumgebungen. Die Positionserfassungstechnologie der vorliegenden Erfindung besitzt jedoch eine viel allgemeinere Anwendung als eine Computermaus, da ihr Sensor erfassen und melden kann, ob ein bzw. mehrere Punkte berührt werden. Zudem kann der Detektor den Druck der Berührung erfassen.
Nach einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung, die hier als "Fingerzeiger"-Ausführung bezeichnet wird, umfasst ein Positionserfassungssystem einen Positionserfassungswandler, der eine auf einem Substrat, beispielsweise einer Leiterplatte, angeordnete berührungsempfindliche Fläche einschließlich einer Matrix aus leitenden Zeilen umfasst. Ein erster Satz leitender Zeilen verläuft in einer ersten Richtung und ist von einem zweiten Satz leitender Zeilen, die in einer im Allgemeinen senkrecht zur ersten Richtung angeordneten zweite Richtung verlaufen, isoliert. Über dem ersten und zweiten Satz leitender Zeilen ist eine Isolierschicht angeordnet. Die Isolierschicht ist so dünn, dass sie eine signifikante kapazitive Kopplung zwischen einem auf ihrer Oberfläche aufgesetzten Finger und dem ersten und zweiten Satz leitender Zeilen fördert.
Die Erfassungselektronik reagiert auf die Nähe eines Fingers, eines leitenden Objekts oder eines Objekts mit einer hohen dielektrischen Konstante (d. h. höher als etwa 5) und übersetzt dabei die durch die Fingernähe verursachten Kapazitätsänderungen der Leiter in digitale Informationen, die zur Ableitung der Positions- und Berührungsdruckangaben verarbeitet werden. Ihr Ausgang ist ein einfacher X,Y- und Druckwert des einen Objekts auf ihrer Oberfläche. In allen Beschreibungen dieser Offenbarung gelten Finger als austauschbar mit leitenden Objekten und Objekten hoher dielektrischer Konstante.
Verschiedene Eingabeflächenabrastverfahren des Stands der Technik haben verschiedene Vorteile in verschiedenen Umgebungen. Erfindungsgemäße parallele Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren erlauben das gleichzeitige Erheben von Eingabemustern, somit werden alle Kanäle von der gleichen Phase eines elektrischen Störsignals beeinträchtigt, was die Signalverarbeitung und das Rauschfiltern stark vereinfacht.
Es können zwei Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren in der Berührungserfassungstechnologie der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Nach einer ersten und derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung werden Spannungen an allen X-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig bewegt, während die Spannungen der Y-Zeilen bei einer konstanten Spannung gehalten werden, wobei der komplette Satz abgetasteter Punkte gleichzeitig ein Profil des Fingers in X- Dimension ergibt. Als Nächstes werden die Spannungen an allen Y-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig bewegt, während die Spannungen der X-Zeilen bei einer konstanten Spannung gehalten werden, um einen kompletten Satz abgetasteter Punkte zu erhalten, der gleichzeitig ein Profil des Fingers in der anderen Dimension ergibt.
Nach einem zweiten Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren werden die Spannungen an allen X-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig in eine positive Richtung bewegt, während die Spannungen der Y-Zeilen in eine negative Richtung bewegt werden. Als Nächstes werden die Spannungen an allen X-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig in eine negative Richtung bewegt werden, während die Spannungen der Y-Zeilen in eine positive Richtung bewegt werden. Dieses Verfahren verdoppelt die Wirkung einer Transkapazität zwischen den zwei Dimensionen bzw. halbiert umgekehrt die Wirkung jeder parasitären Kapazität zur Masse. Bei beiden Methoden liefert die kapazitive Information aus dem Erfassungsprozess ein Profil der Nähe des Fingers zu dem Sensor in jeder Dimension.
Wie derzeit bevorzugt werden in beiden Ausführungen dann diese Profile genommen und es wird ein digitaler Wert abgeleitet, der den Flächenmittelpunkt für die X- und Y- Position darstellt, und es wird ein zweiter digitaler Wert für die Z-Druckinformationen abgeleitet. Die digitalen Informationen können direkt von einem Host-Computer verwendet werden. Es kann auch erfindungsgemäß eine analoge Verarbeitung der kapazitiven Informationen verwendet werden.
Der Positionssensor dieser Ausführungen kann nur die Position eines Objekts auf seiner Sensorfläche melden. Ist mehr als ein Objekt vorhanden, berechnet der Positionssensor dieser Ausführung die Flächenmittelposition des kombinierten Objektsatzes. Da die gesamte Eingabefläche untersucht wird, sind jedoch im Gegensatz zum Stand der Technik genügend Informationen für das Erkennen einfacher mehrfingriger Bewegungen verfügbar, was eine leistungsstärkere Anwenderschnittstelle ermöglicht.
Nach einer anderen Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung wurden mehrere Stromverbrauch senkende Verfahren, die die Schaltung zwischen den Messungen abschalten können, in das System integriert. Dies ist möglich, da das erfindungsgemäße parallele Messverfahren so viel schneller als Verfahren des Stands der Technik ist.
Nach einer weiteren Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung sind eine Vielzahl von Rauschverringerungsverfahren in das System integriert.
Nach einer noch weiteren Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Kapazitätsmessverfahren verwendet, das einfacher zu kalibrieren und umzusetzen ist.
Nach einer anderen Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung kann, wenn das Vorhandensein eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts innerhalb eines festgelegten peripheren Bereichs der Erfassungsebene erfasst wird, die Steuerung der Cursorbewegung geändert werden, um eine "Kantenbewegung" zuzulassen, um die Steuerung großer Cursorwege auf einem Anzeigebildschirm mit einer einzigen auf einer kleinen Erfassungsebene erfolgten Handbewegung zu erlauben.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine Gesamtblockdiagramm des erfindungsgemäßen kapazitiven Positionserfassungssystems.
Fig. 2a ist eine Draufsicht auf einen Objektpositionssensorwandler gemäß einer derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung, die die Objektpositionssensorflächenschicht einschließlich einer oberen Leiterbahnlage und mit der unteren Bahnlage verbundener leitender Eingabeflächen zeigt.
Fig. 2b ist eine Unteransicht des Objektpositionssensorwandlers von Fig. 2a, die die untere Leiterbahnlage zeigt.
Fig. 2c ist eine zusammengesetzte Ansicht des Objektpositionssensorwandlers von Fig. 2a und 2b, die die untere und die obere Leiterbahnlagen zeigt.
Fig. 2d ist eine Querschnittansicht des Objektpositionssensorwandlers von Fig. 2a - 2c.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm der Sensordekodierelektronik, die zusammen mit dem Sensorwandler gemäß einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
Fig. 4a ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer Ladungsintegrationsschaltung, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
Fig. 4b ist ein veranschaulichendes schematisches Diagramm der Ladungsintegrationsschaltung von Fig. 4a.
Fig. 5 ist ein Zeitverhaltendiagramm des Betriebs der Ladungsintegrationsschaltung von Fig. 4a und 4b.
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm einer beispielhaften Filter- und Abtast-I Halteschaltung zum Einsatz in der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 ist ein eingehenderes Blockdiagramm einer derzeit bevorzugten Anordnung der A/D-Wandler für den Einsatz in der vorliegenden Erfindung.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Rechenwerks, das in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm eines Kalibrierwerks, das mit dem Rechenwerk von Fig. 8 verwendet werden kann.
Fig. 10 ist ein schematisches Diagramm einer eine Vorspannung erzeugenden Schaltung, die in der vorliegenden Erfindung brauchbar ist.
Fig. 11 ist ein Diagramm der Erfassungsebene, das das Kantenbewegungsmerkmal des Objektpositionssensors der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 12 ist ein schematisches Diagramm, das die Hardware-Umsetzung der Ermittlung, ob ein Finger oder ein anderes Objekt in den peripheren Bereichen der Erfassungsebene vorhanden ist, zeigt.
Fig. 13 ist ein schematisches Diagramm, das die Hardware-Umsetzung des Kantenbewegungsmerkmals der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 14a - 14c sind Flussdiagramme, die einen erfindungsgemäßen Vorgang zur Erkennung von Tipp- und Ziehbewegungen zeigen.

Eingehende Beschreibung einer bevorzugten Ausführung

Die vorliegende Erfindung kombiniert eine Reihe einzigartiger Merkmale, die bisher nicht mögliche neue Anwendungen zulassen. Da der Objektpositionssensor der vorliegenden Erfindung einen sehr geringen Stromverbrauch hat, eignet er sich für den Einsatz in batteriebetriebenen oder leistungsarmen Anwendungen, wie zum Beispiel Laptops oder tragbaren Computern. Es handelt sich auch um eine sehr kostengünstige Lösung, sie weist keine beweglichen Teile auf (und ist daher praktisch wartungsfrei) und verwendet die vorhandenen Leiterplattenbahnen als Sensoren. Die Sensorik der vorliegenden Erfindung kann in eine Computerhauptplatine integriert werden, um ihre Kosten bei Computeranwendungen sogar noch mehr zu senken. Analog kann der Sensor in anderen Anwendungen Teil einer bereits vorhandenen Leiterplatte sein.
Aufgrund ihrer kleinen Größe und Kompaktheit ist die Sensorik der vorliegenden Erfindung in Laptop- oder tragbaren Anwendungen nützlich, bei denen Kompaktheit ein wichtiger Gesichtspunkt ist. Die erfindungsgemäße Sensorik benötigt Leiterplattenraum für lediglich einen einzigen Sensorschnittstellenchip, der direkt an einen Mikroprozessor angeschlossen werden kann, plus die zum Erfassen benötigte Fläche auf der Leiterplatte.
Unter Bezug zuerst auf Fig. 1 wird ein vereinfachtes Blockdiagramm des kapazitiven Positionserfassungssystems 6 der vorliegenden Erfindung gezeigt. Das kapazitive Positionserfassungssystem 6 kann die Position eines Fingers 8 oder eines anderen leitenden Objekts nahe zu einer Erfassungsebene 10 bzw. diese berührend exakt bestimmen. Die Kapazität einer Vielzahl von leitenden Zeilen, die in einer ersten Richtung (z. B. "X") verlaufen, wird von der Schaltung 12, welche die X-Eingabe verarbeitet, erfasst, und die Kapazität einer Vielzahl von leitenden Zeilen, die in einer zweiten Richtung (z. B. "Y") verlaufen, wird von der Schaltung 14, welche die Y- Eingabe verarbeitet, erfasst. Die erfassten Kapazitätswerte werden in der die X- Eingabe verarbeitenden Schaltung 12 und in der die Y-Eingabe verarbeitenden Schaltung 14 digitalisiert. Die Ausgaben der die X-Eingabe verarbeitenden Schaltung 12 und der die Y-Eingabe verarbeitenden Schaltung 14 werden dem Rechenwerk 16 zugeführt, welches die digitalen Informationen zur Ableitung digitaler Informationen verwendet, welche die Position und den Druck des Fingers 8 oder eines anderen leitenden Objekts relativ zur Erfassungsebene 10 darstellen.
Die X-, Y- und Z-Ausgaben des Rechenwerks 16 werden zur Bewegungsvorrichtung 18 geleitet, welche die Cursorbewegungs-Richtungssignale an den Host-Computer liefert. Die X-, Y- und Z-Ausgaben des Rechenwerks 16 werden auch an die Gestenvorrichtung 20 geleitet, welche dazu dient, bestimmte vom Anwender< durchgeführte Fingerbewegungen auf der Erfassungsebene 10 zu erkennen. Die Ausgabe der virtuellen Taste aus der Gestenvorrichtung 20 kann von der Bewegungsvorrichtung 18 dazu verwendet werden, einen Teil der Funktionalität der Bewegungsvorrichtung 18 zu implementieren.
Als Sensormaterial kann alles dienen, das die Erzeugung einer leitenden X/Y-Matrix von Kontaktflächen ermöglicht. Dies umfasst eine Standard-PC-Platine, einschließlich aber nicht ausschließlich flexible PC-Platinen, leitende Elastomermaterialien, leitende Siebdruckzeilen und piezoelektrische Kynar- Kunststoffmaterialien. Dies macht es auch in jeder tragbaren Geräteanwendung oder in einer Schnittstelle zum Menschen, wo der Sensor so geformt werden muss, dass er in die Hand passt, nützlich.
Der Sensor kann jeder dreidimensionalen Fläche angepasst werden. Fast jede den Sensor erzeugende Flächenkontur kann mit Kupfer in zwei Lagen beschichtet werden. Dies ermöglicht ein Anpassen des Sensors an die für eine Anwendung erforderliche beste ergonomische Form. Dies verbunden mit dem auf leichte Berührung reagierenden Merkmal macht es in vielen Anwendungen mühelos einsetzbar. Der Sensor kann auch auf indirekte Weise verwendet werden, d. h. er kann über der berührungserfassenden Oberfläche einen leitfähigen Schaumstoff, abgedeckt durch eine leitende Schicht, aufweisen und zur Erfassung eines Objekts (nicht nur leitend), das gegen seine Oberfläche drückt, verwendet werden.
Kleine Sensorflächen sind praktisch, d. h. eine derzeit denkbare Ausführung beansprucht etwa 38 mm · 38 mm (1,5 Zoll · 1,5 Zoll) Fläche, doch ein Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass der Bereich für verschiedene Anwendungen skalierbar ist. Die Matrixfläche kann entweder durch Ändern der Matrixbahnabstände oder durch Ändern der Anzahl an Bahnen skaliert werden. Große Sensorflächen sind praktisch, wenn mehr Informationen erforderlich sind.
Neben einfachen X- und Y-Positionsangaben liefert die Sensorik der vorliegenden Erfindung auch Fingerdruckinformationen. Diese zusätzliche Informationsgröße kann auch von Programmen zur Steuerung spezieller Merkmale, wie zum Beispiel "Pinselstrich"-Einstellungen in Paint-Programmen, spezieller Menüzugriffe, etc. verwendet werden, was das Vorsehen einer natürlicheren sensorischen Eingabe in Computer ermöglicht. Es hat sich auch als nützlich bei die Implementierung von "Mausklick- und Zieh"-Funktionen sowie bei einfachen Eingabegesten erwiesen.
Der Anwender muss nicht einmal die Oberfläche berühren, um die Mindestreaktion zu erzeugen. Dieses Merkmal kann Verspannungen des Anwenders stark minimieren und einen flexibleren Gebrauch ermöglichen.
Das Erfassungssystem der vorliegenden Erfindung hängt von einer Wandlervorrichtung ab, die Positions- und Druckangaben bezüglich des den Wandler berührenden Objekts liefern kann. Unter Bezug auf Fig. 2a - 2d werden nun eine Draufsicht, eine Unteransicht, eine zusammengesetzte Ansicht und eine Querschnittansicht einer derzeit bevorzugten Erfassungsebene 10 bestehend aus einer Berührungssensoranordnung 22 zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung gezeigt. Da durch diese Ausführung der vorliegenden Erfindung die Kapazität benützt wird, ist die Fläche der Berührungssensoranordnung 22 so gestaltet, dass sie die kapazitive Kopplung eines Fingers oder eines anderen leitenden Objekts maximiert.
Eine derzeit bevorzugte Berührungssensoranordnung 22 gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst ein Substrat 24 einschließlich eines an ihrer Oberfläche 28 angeordneten Satzes erster Leiterbahnen 26, die in einer ersten Richtung verlaufen, so dass sie Reihenpositionen der Anordnung umfassen. Ein zweiter Satz Leiterbahnen 30 ist an ihrer Unterfläche 32 angeordnet und verläuft in einer zweiten Richtung, vorzugsweise rechtwinklig zur ersten Richtung, so dass sie die Spaltenpositionen der Anordnung bilden. Die oberen und unteren Leiterbahnen 26 und 30 stehen abwechselnd in Kontakt mit periodisch erfassenden Kontaktflächen 34, die vergrößerte Bereiche umfassen und in Fig. 2a - 2c als Rauten dargestellt sind. Zwar werden die erfassenden Kontaktflächen 34 in Fig. 2a - 2c als Rauten dargestellt, doch ist jede Form, beispielsweise Kreise, was eine dichte Packung der erfassenden Kontaktflächen erlaubt, für die Zwecke dieser Erfindung gleichwertig. Die ersten Leiterbahnen 26 werden hierin willkürlich als in der "X"-Richtung bzw. "Reihen"-Richtung ausgerichtet bezeichnet und können hier manchmal als "X"-Zeilen bezeichnet werden, und die zweiten Leiterbahnen 30 werden als in der "Y"-Richtung bzw. "Spalten"-Richtung ausgerichtet bezeichnet und können hier manchmal als "Y"- Zeilen bezeichnet werden.
Die Anzahl und der Abstand dieser erfassenden Kontaktflächen 34 hängt von der gewünschten Auflösung ab. Bei einer nach den Prinzipien der vorliegenden Erfindung konstruierten tatsächlichen Ausführung wird beispielsweise eine rautenförmige Struktur von entlang einer Matrix aus 15 Reihen und 15 Spalten von Leitern angeordneten leitenden Kontaktflächen mit einem Abstand von Mitte zu Mitte von 2,54 mm (0,10 Zoll) verwendet. Jede zweite erfassende Kontaktfläche 34 in jeder Richtung der Kontaktflächenstruktur ist mit Leiterbahnen an den Ober- und Unterflächen 28 bzw. 32 des Substrats 24 verbunden.
Das Substrat 24 kann eine Leiterplatte, eine flexible Leiterplatte oder eine beliebige der verfügbaren Schaltungsverbindungstechnologiestrukturen sein. Seine Stärke ist unwesentlich, solange von den unteren Leiterbahnen 30 zu ihren erfassenden Kontaktflächen 34 an der Oberfläche 28 Kontakt durch diese erfolgen kann. Die das Substrat 24 umfassende Leiterplatte kann unter Einsatz von Standardindustrieverfahren hergestellt werden. Die Stärke der Leiterplatte ist nicht wesentlich. Verbindungen von den leitenden Kontaktflächen 34 zu den unteren Bahnen 30 können unter Verwendung von Standarddurchkontaktierungsverfahren, die in dem Gebiet der Leiterplatten gut bekannt sind, erfolgen.
In einer anderen Ausführung der vorliegenden Erfindung kann das Substratmaterial 24 eine Stäke in der Größenordnung von 0,125 bis 0,250 mm (0,005 bis 0,010 Zoll) aufweisen. Dann können die Rauten an der oberen Fläche 28 und die Durchkontaktierungen, die eine Verbindung zu den Bahnen 30 der unteren Fläche herstellen, weggelassen werden, was die Kosten des Systems weiter verringert.
Über den erfassenden Kontaktflächen 34 an der oberen Fläche 28 ist eine Isolierschicht 36 angeordnet, um einen menschlichen Finger oder ein anderes Objekt von dieser zu isolieren. Die Isolierschicht 36 ist bevorzugt eine dünne Lage (d. h. etwa 5 Tausendstel Zoll), um die kapazitive Kopplung groß zu halten, und kann ein Material, beispielsweise Mylar, enthalten, das für seine schützenden und ergonomischen Eigenschaften gewählt wird. Der hier verwendete Begriff "signifikante kapazitive Kopplung" bedeutet kapazitive Kopplung in einer Größenordnung von über etwa 0,5 pF.
Wenn sich ein Finger der Berührungssensoranordnung 22 nähert, kommt es zu zwei verschiedenen kapazitiven Effekten. Der erste kapazitive Effekt ist die Transkapazität bzw. die Kopplung zwischen den erfassenden Kontaktflächen 34 und der zweite kapazitive Effekt ist die Eigenkapazität bzw. die Kopplung mit der virtuellen Masse. Die Erfassungsschaltung ist mit der Sensoranordnung 22 der vorliegenden Erfindung gekoppelt und reagiert auf Änderungen einer bzw. beider dieser Kapazitäten. Dies ist wichtig, weil sich die relativen Größen der zwei Kapazitäten abhängig von der Anwenderumgebung stark ändern. Die Fähigkeit der vorliegenden Erfindung, Änderungen sowohl der Eigenkapazität als auch der Transkapazität festzustellen, führt zu einem sehr vielseitig einsetzbaren System mit einer breiten Palette an Anwendungen.
Nach der bevorzugten Ausführung der Erfindung erfasst ein Positionssensorsystem einschließlich einer Berührungssensoranordnung 22 und einer zugehörigen Positionserfassungsschaltung eine Fingerposition auf einer Matrix von Leiterplattenbahnen mittels des kapazitiven Effekts der Fingernähe zu der Sensoranordnung 22. Das Positionssensorsystem meldet die X-, Y-Position eines in der Nähe der Sensoranordnung 22 platzierten Fingers mit viel feinerer Auflösung als die Abstände zwischen den Reihen- und Spaltenbahnen 26 und 30. Der Positionssensor gemäß dieser Ausführung der Erfindung meldet auch einen Z-Wert proportional zum Umriss dieses Fingers und somit bezeichnend für den Druck, mit dem der Finger die Fläche der Isolierschicht 36 über der Sensoranordnung 22 kontaktiert.
Gemäß der derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung kann eine sehr empfindliche, auf leichte Berührung ansprechende Detektorschaltung unter Verwendung adaptiver analoger VLSI-Verfahren vorgesehen werden. Die Schaltung der vorliegenden Erfindung ist sehr robust und kalibriert Prozess- und Systemfehler heraus. Die Detektorschaltung der vorliegenden Erfindung verarbeitet die kapazitiven Eingangsinformationen und liefert digitale Informationen, die direkt an einen Mikroprozessor geleitet werden können.
Gemäß dieser Ausführung der Erfindung ist eine Erfassungsschaltung auf einem Einfachsensorprozessorchip mit integriertem Schaltkreis enthalten. Der Sensorprozessorchip kann eine beliebige Anzahl an X- und Y-"Matrix"-Eingängen aufweisen. Die Anzahl der X- und Y-Eingänge muss nicht gleich sein. Der integrierte Schaltkreis besitzt einen digitalen Bus als Ausgang. In dem in Fig. 2a - 2d hier offenbarten veranschaulichenden Beispiel weist die Sensoranordnung 15 Bahnen sowohl in der Y- als auch in der X-Richtung auf. Der Sensorprozessorchip hat somit 15 X-Eingänge und 15 Y-Eingänge. Bei einer nach den Prinzipien der vorliegenden Erfindung konstruierten tatsächlichen Ausführung wurden 18 Bahnen in der X- Richtung und 24 Bahnen in der Y-Richtung verwendet. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Größe der Erfassungsmatrix, welche in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, willkürlich ist und größtenteils von der Wahl des Designs bestimmt wird.
Die X- und Y-Matrixknoten werden parallel angesteuert und erfasst, wobei die kapazitiven Informationen von jeder Zeile anzeigen, wie nahe ein Finger einem Knoten kommt. Die abgerasterten Informationen liefern ein Profil der Fingernähe in jeder Dimension. Nach dieser Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung wird der Flächenmittelpunkt des Profils sowohl in der X- als auch in der Y-Richtung gewonnen und ist die Position in dieser Dimension. Die Profilkurve der Nähe wird auch integriert, um die Z-Informationen zu liefern.
Es werden zwei Ansteuerungs- und Erfassungsverfahren bei der berührungsempfindlichen Technologie der vorliegenden Erfindung verwendet. Nach einer ersten und derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung werden die Spannungen an allen X-Zeifen der Sensormatrix gleichzeitig bewegt, während die Spannungen der Y-Zeilen bei einer konstanten Spannung gehalten werden. Als Nächstes werden die Spannungen an allen Y-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig bewegt, während die Spannungen der X-Zeilen bei einer konstanten Spannung gehalten werden. Dieses Abrastverfahren betont die Messung der Kapazität zur vom Finger geschaffenen virtuellen Masse. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Reihenfolge dieser zwei Schritte mehr oder wenig willkürlich ist und umgekehrt werden kann.
Nach einem zweiten Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren werden die Spannungen an allen X-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig in eine positive Richtung bewegt, während die Spannungen der Y-Zeilen in eine negative Richtung bewegt werden. Als Nächstes werden die Spannungen an allen X-Zeilen der Sensormatrix gleichzeitig in eine negative Richtung bewegt, während die Spannungen der Y-Zeilen in eine positive Richtung bewegt werden. Dieses zweite Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren betont die Transkapazität und nimmt die Betonung weg von der Kapazität der virtuellen Masse. Wie beim ersten Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass die Reihenfolge dieser zwei Schritte mehr oder wenig willkürlich ist und umgekehrt werden kann.
Unter Bezug auf Fig. 3 wird nun ein Blockdiagramm der derzeit bevorzugten Erfassungsschaltung 40 zur erfindungsgemäßen Verwendung gezeigt. Dieses Blockdiagramm und die begleitende Offenbarung betrifft die Erfassungsschaltung in nur einer Dimension (X) und umfasst die X-Eingabeverarbeitungsschaltung 12 von Fig. 1. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass eine identische Schaltung für das Erfassen der entgegengesetzten (Y) Dimension verwendet werden würde und die Y-Eingabeverarbeitungsschaltung 14 von Fig. 1 umfassen würde. Dieser Fachmann würde ferner bemerken, dass die zwei Dimensionen nicht rechtwinklig zueinander sein müssen. Sie können beispielsweise radial oder von einer beliebigen anderen Art sein, um der Kontur der Berührungssensoranordnung und den sonstigen Anforderungen des Systems zu entsprechen. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die hier offenbarte Technologie auch auf einen eindimensionalen Fall angewendet werden könnte, bei dem nur ein Satz von Leiterbahnen verwendet wird.
Die Kapazität an jedem Sensormatrixknoten wird durch äquivalente Kondensatoren 42-1 bis 42-n wiedergegeben. Die Kapazität der Kondensatoren 42-1 bis 42-n umfasst die Kapazität der Matrixleiter und weist einen charakteristischen Grundstörwert auf, wenn kein Objekt (z. B. ein Finger) sich in der Nähe der Erfassungsebene der Sensormatrix befindet. Sobald sich ein Objekt der Erfassungsebene nähert, nimmt die Kapazität der Kondensatoren 42-1 bis 42-n proportional zur Größe und Nähe des Objekts zu.
Erfindungsgemäß wird die Kapazität an jedem Sensormatrixknoten mit Hilfe von Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n gleichzeitig gemessen. Die Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n dienen jeweils der Einspeisung von Ladung in die Kapazitäten 42-1 bis 42-n und der Entwicklung einer Ausgangsspannung proportional zu der an der entsprechenden X-Matrixzeile erfassten Kapazität. Somit werden die Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n als bidirektionale Verstärkersymbole gezeigt. Jede Ladungsintegrationsschaltung 44- 1 bis 44-n wird mittels der Vorspannungserzeugungsschaltung 46 mit einer Betriebsvorspannung versorgt.
Der Begriff "proportional zu Kapazität", so wie er hier verwendet wird, bedeutet, dass das erzeugte Spannungssignal eine monotone Funktion der erfassten Kapazität ist. In der hier beschriebenen Ausführung ist die Spannung direkt und linear proportional zu der erfassten Kapazität. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass andere monotone Funktionen, einschließlich aber nicht ausschließlich der umgekehrten Proportionalität, und die nichtlineare Proportionalität, wie zum Beispiel logarithmische oder exponentielle Funktionen, in der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden könnten, ohne von den hier offenbarten Prinzipien abzuweichen. Ferner könnten auch Stromerfassungs- sowie Spannungserfassungsverfahren eingesetzt werden.
Gemäß dem in der vorliegenden Erfindung verwendeten, derzeit bevorzugten Ansteuerungs-/Erfassungsverfahren werden die Kapazitätsmessungen gleichzeitig über alle Eingänge in einer Dimension durchgeführt, um ein bei allen Vorgehen des Stands der Technik, welche einzelne Eingänge abrastern, inhärentes Problem zu bewältigen. Das Problem besteht beim Stand der Technik darin, dass es auf Hochfrequenz und starkes Amplitudenrauschen (starkes dv/dt-Rauschen) empfindlich reagiert, das über das berührende Objekt mit der Schaltung gekoppelt ist. Ein derartiges Rauschen kann das Fingerprofil verzerren, da das Rauschen aufgrund einer Änderung des Rauschpegels in einem späteren Abrastzyklus, aber nicht in einem früheren, auftritt.
Die derzeitige Erfindung löst dieses Problem durch einen gleichzeitigen "Schnappschuss" aller Eingänge in X- und dann in Y-Richtung (oder umgekehrt). Da das injizierte Rauschen proportional zu der Fingersignalstärke über allen Eingängen ist, ist es daher um den Fingerflächenmittelpunkt herum symmetrisch. Da es um den Fingerflächenmittelpunkt herum symmetrisch ist, beeinträchtigt es nicht die Fingerposition. Ferner führt der Ladungsverstärker eine Differentialmessungsfunktion aus, um Gleichtaktrauschen weiter zu unterdrücken.
Aufgrund der Natur der Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n ändern sich ihre Ausgänge zeitabhängig und weisen den gewünschten Spannungsausgang nur für eine kurze Zeit auf. Die Filterschaltungen 48-1 bis 48-n werden, wie derzeit bevorzugt, als schaltbare Abtast- und Halte-Kondensatorfilter implementiert.
Die gewünschte Spannung wird durch die Filterschaltungen 48-1 bis 48-n erfasst. Gesteuert von der Steuerungsschaltung 56 filtern die Filterschaltungen 48-1 bis 48-n jedes Hochfrequenzrauschen aus dem erfassten Signal heraus. Dies wird dadurch verwirklicht, dass der Kondensator für den Filter viel größer als die Ausgangskapazität der Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n gewählt wird. Ferner wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass die schaltbaren Kondensatorfilterschaltungen 48-1 bis 48-n die gewünschten Spannungen erfassen und sie speichern.
Erfindungsgemäß werden die in Spannungsform aus den Kapazitätsmessungen erhaltenen Kapazitätsinformationen digitalisiert und in digitalem Format verarbeitet. Demgemäss werden die von den Filterschaltungen 48-1 bis 48-n gespeicherten Spannungen in den Abtast-/Halteschaltungen 50-1 bis 50-n gespeichert, so dass der Rest der Schaltung die gleichzeitig erfassten Eingabedaten verarbeitet. Die Abtast- IHalteschaltungen 50-1 bis 50-n können als herkömmliche Abtast-/Halteschaltungen konfiguriert werden, wie dies auf dem Gebiet gut bekannt ist.
Die abgetasteten Analogspannungen an den Ausgängen der Abtast- /Halteschaltungen 50-1 bis 50-n werden durch Analog-Digital-Wandler (A/D) 52 digitalisiert. Wie derzeit bevorzugt, lösen die A/D-Wandler 52 die Eingangspannung in ein 10 Bit breites Digitalsignal (eine Auflösung von einem Teil pro 1,024) auf, wenngleich der Durchschnittsfachmann erkennen wird, dass andere Auflösungen eingesetzt werden können. Die A/D-Wandler 52 können herkömmliche Wandler mit schrittweiser Annäherung sein, wie sie auf dem Gebiet bekannt sind.
In Anbetracht der in der vorliegenden Erfindung verwendeten Ladungsintegrationsschaltung liegt der Grundstörpegel (wenn kein Objekt vorhanden ist) der Ladungsintegrationsausgänge bei etwa 1 Volt. Die sich aus dem Vorhandensein eines Fingers oder eines anderen Objekts ergebende ΔV beträgt typischerweise etwa 0,4 Volt. Der Spannungsbereich der A/D-Wandler 52 sollte daher in dem Bereich von etwa 1-2 Volt liegen.
Eine wichtige Überlegung sind die Mindest- und Höchstspannungsbezugspunkte für die A/D-Wandler (Vmin und Vmax) Wert. Es wurde festgestellt, dass Rauschen ein Positionszittern verursacht, wenn diese Bezugsspannungen feste Punkte sind. Eine Lösung dieses Problems, die in der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, ist die dynamische Erzeugung der Bezugsspannungen Vmin und Vmax aus den Bezugskapazitäten 42-Vmin und 42-Vmax, die von den Ladungsintegrationsschaltungen 44-Vmin und 44-Vmax erfasst und von den Filterschaltungen 48-Vmin und 58-Vmax verarbeitet und in den Abtast- IHalteschaltungen 50-Vmin und 50-Vmax gespeichert werden. Auf diese Weise ist jedes Gleichtaktrauschen, das bei Abtasten der Signale von der Sensoranordnung vorliegt, auch in den Bezugsspannungswerten Vmin und Vmax vorhanden und wird aufgehoben. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Bezugskapazitäten 44-Vmin und 44-Vmax entweder diskrete Kondensatoren oder zusätzliche Bahnen in der Sensoranordnung sind.
Erfindungsgemäß wird die Bezugsspannung Vmin aus einem Kondensator mit einem Wert gleich der niedrigsten in der Sensoranordnung zu erwartenden Kapazität bei Fehlen eines Objekts erzeugt (etwa 12pF unter der Annahme einer Sensoranordnung von 5 cm²). Die Bezugsspannung Vmax wird aus einem Kondensator mit einem Wert gleich der größten in der Sensoranordnung zu erwartenden Kapazität bei Vorliegen eines Objekts erzeugt (etwa 16pF unter der Annahme einer Sensoranordnung von 5 cm²).
Die Ausgaben der A/D-Wandler 52 liefern dem Rechenwerk 16 Eingaben. Wie unter Bezug auf Fig. 8 eingehender offenbart wird, besteht die Funktion des Rechenwerks 16 darin, das gewichtete Mittel der Signale an den einzelnen Erfassungszeilen sowohl in X- als auch in Y-Richtung in der Berührungssensoranordnung 22 zu berechnen. Somit wird das Rechenwerk 16 von der X- Eingabeverarbeitungsvorrichtung 12 wie auch von der Y- Eingabeverarbeitungsvorrichtung 14 gemeinsam benützt, wie in Fig. 1 gezeigt.
Die Steuerungsschaltungsanordnung 56 von Fig. 3 steuert den Betrieb des Rests der Schaltung. Da das System in seinem Betrieb diskret abgetastet und pipelineartig gesteuert wird, wird die Steuerungsschaltung 56 zur Bewältigung des Signalflusses eingesetzt. Die von der Steuerungsschaltung 56 durchgeführten Funktionen können auf konventionelle Art durch eine in dem Gebiet üblicherweise als Zustandsmaschine oder Mikrokontroller bekannte Vorrichtung entwickelt werden.
Nun wird der Aufbau und der Betrieb der einzelnen Blöcke von Fig. 3 offenbart. Unter Bezug auf Fig. 4a, 4b und 5 wird nun eine typische Ladungsintegrationsschaltung beschrieben. Die Ladungsintegrationsschaltung 44 wird in Fig. 4a als vereinfachtes schematisches Diagramm und in Fig. 4b als veranschaulichendes schematisches Diagramm gezeigt. Der Zeitablauf des Betriebs der Ladungsintegrationsschaltung 44 wird in Fig. 5 gezeigt. Diese Zeitablaufsignale werden vom Reglerblock 56 geliefert.
Die Ladungsintegrationsschaltung 44 beruht auf dem fundamentalen physikalischen Phänomen der Verwendung von Strom zur Ladung eines Kondensators. Wird der Kondensator über eine konstante Zeit mit einem konstanten Strom geladen, dann wird an dem Kondensator eine Spannung erzeugt, die zur Kapazität umgekehrt proportional ist. Die zu ladende Kapazität ist die Sensormatrixzeilenkapazität 42 parallel zu einem Innenkondensator. Dieser Innenkondensator enthält die interessante Spannung.
Unter Bezug auf Fig. 4a wird nun ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer veranschaulichenden Ladungsintegrationsschaltung 44 gezeigt. Ein Ladungsintegrationsschaltungseingangsknoten 60 wird mit einer der X- (oder Y-) Zeilen der Sensormatrix verbunden. Ein erster Kurzschlussschalter 62 wird zwischen dem Ladungsintegrationsschaltungseingangsknoten 60 und VDD, der positiven Versorgungsschiene, verbunden. Ein zweiter Kurzschlussschalter 64 wird zwischen dem Ladungsintegrationsschaltungseingangsknoten 60 und der Masse, der negativen Versorgungsschiene, verbunden. Eine positive Konstantstromquelle 66 wird mit VDD, der positiven Versorgungsschiene, und mit dem Ladungsintegrationsschaltungseingangsknoten 60 und durch einen ersten Stromquellenschalter 68 verbunden. Eine negative Konstantstromquelle 70 wird mit der Masse und mit dem Ladungsintegrationsschaltungseingangsknoten 60 und durch einen zweiten Stromquellenschalter 72 verbunden. Es ist offensichtlich, dass andere Hoch- und Niedrigspannungsschienen an Stelle von VDD und Masse verwendet werden könnten.
Ein erster Innenkondensator 74 ist zwischen VDD und dem Ausgangsknoten 76 der Ladungsintegrationsschaltung 44 verbunden. Ein positiver Spannungsspeicherungsschalter 78 ist zwischen dem Ausgangsknoten 76 und dem Eingangsknoten 60 verbunden. Ein zweiter Innenkondensator 80 ist mit einer seiner Platten durch einen Schalter 82 mit der Masse und durch einen Schalter 84 mit dem Ausgangskrioten 76 der Ladungsintegrationsschaltung 44 verbunden, und mit seiner anderen Platte durch einen negativen Spannungsspeicherungsschalter 86 mit dem Eingangsknoten 60 und durch einen Schalter 88 mit VDD verbunden. Die Kapazität der ersten und zweiten Innenkapazitäten 74 und 80 sollte ein kleiner Bruchteil (d. h. etwa 10%) der Kapazität der einzelnen Sensormatrixzeilen sein. In einer typischen Ausführung liegt die Sensormatrixzeilen-Kapazität bei etwa 10 pF und die Kapazität der Kondensatoren 74 und 80 sollte bei etwa 1 pF liegen.
Nach der derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung ist das verwendete Vorgehen eine Differentialmessung für zusätzliche Rauschfreiheit, deren Vorteil darin liegt, dass jegliches Niederfrequenzbetrieb-Gleichtaktrauschen heraussubtrahiert wird. Für die folgende Erörterung ist daher anzunehmen, dass alle Schalter offen sind, falls sie nicht als geschlossen angegeben werden. Zuerst wird die Sensormatrixzeile vorübergehend durch Schalter 62 mit VDD kurzgeschlossen, Schalter 78 wird geschlossen, was den Kondensator 74 parallel mit der Kapazität der Sensorzeile verbindet. Dann wird die parallele Kondensatorkombination über eine feste Zeitlänge mit einem Konstantstrom von der Stromquelle 70 durch den Schalter 72 entladen. Am Ende der festen Zeitlänge wird der Schalter 78 geöffnet, wodurch die Spannung an der Sensormatrixzeile am Kondensator 74 gespeichert wird.
Die Sensorzeile wird dann durch Schalter 64 vorübergehend mit der Masse kurzgeschlossen und die Schalter 82 und 86 werden geschlossen, um den Kondensator 80 parallel zur Kapazität der Sensorzeile zu setzen. Der Schalter 68 wird geschlossen und die parallele Kondensatorkombination wird über eine feste Zeitlänge, die gleich der festen Zeitlänge des ersten Zyklus ist, mit einem Konstantstrom von der Stromquelle 66 geladen. Am Ende der festen Zeitlänge wird der Schalter 86 geöffnet, wodurch die Spannung an der Sensormatrixzeile am Kondensator 80 gespeichert wird.
Die erste und die zweite gemessene Spannung werden dann gemittelt. Dies wird durch Öffnen des Schalters 82 und durch Schließen der Schalter 88 und 84, was den Kondensator 80 parallel zu dem Kondensator 74 setzt, verwirklicht. Da die Kondensatoren 74 und 80 die gleiche Kapazität aufweisen, ist die sich über sie ergebende Spannung gleich dem Mittel der Spannungen über jeden einzeln. Dieses Endergebnis ist der Wert, der dann zu einer entsprechenden Filterschaltung 48-1 bis 48-n weitergegeben wird.
Das Niederfrequenzrauschen, vor allem 50/60 Hz und ihre Oberschwingungen, verhält sich wie eine Gleichstromkomponente, die in einer Messung addiert und in der anderen subtrahiert. Wenn die zwei Ergebnisse addiert werden, wird die Rauschkomponente auf Null gemittelt. Der Betrag der Rauschunterdrückung ist eine Funktion der Schnelligkeit, mit der die zwei entgegengesetzten Lade-/Entladezyklen in Folge durchgeführt werden, wie hier offenbart wird. Einer der Gründe für die Wahl dieser Ladungsintegrationsschaltung liegt darin, dass diese schnelle Messungen ermöglicht.
Unter Bezug auf Fig. 4b wird nun ein umfassenderes schematisches Diagramm einer beispielhaften Ausführung der Ladungsintegrationsschaltung 44 des vereinfachten Diagramms von Fig. 4a gezeigt. Der Eingangsknoten 60 wird durch Durchgangsgatter 90 und 92, die die Schalter 62 und 64 von Fig. 4a ersetzen, mit VDD und der Masse verbunden gezeigt. Das Durchgangsgatter 90 wird durch ein Signal ResetUp (Rückstellen Oben) gesteuert, das seinem Steuereingang vorgesetzt wird, und das Durchgangsgatter 92 wird durch ein Signal ResetDn (Rückstellen Unten) gesteuert, das seinem Steuereingang vorgesetzt wird. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Durchgangsgatter 90 und 92 sowie alle anderen Durchgangsgatter, die in Fig. 4b mit dem gleichen Symbol gekennzeichnet sind, herkömmliche, in dem Gebiet bekannte CMOS- Durchgangsgatter sein können. Hier wird die Konvention verwendet, dass das Durchgangsgatter inaktiv ist, wenn sein Steuereingang niedrig gehalten wird, und aktiv ist und eine impedanzarme Verbindung darstellt, wenn sein Steuereingang hoch gehalten wird.
Die P-Kanal-MOS-Transistoren 94 und 96 sind als Stromspiegel konfiguriert. Der P- Kanal-MOS-Transistor 94 dient als Stromquelle 66 und das Durchgangsgatter 98 dient als Schalter 68 von Fig. 4a. Der Steuereingang von Durchgangsgatter 98 wird durch ein Signal StepUp (Hochsetzen) gesteuert.
Die N-Kanal-MOS-Transistoren 100 und 102 sind ebenfalls als Stromspiegel konfiguriert. Der N-Kanal-MOS-Transistor 100 dient als Stromquelle 70 und das Durchgangsgatter 104 dient als Schalter 72 von Fig. 4a. Der Steuereingang des Durchgangsgatters 104 wird durch ein Signal StepDn (Heruntersetzen) gesteuert. Der P-Kanal-MOS-Transistor 106 und der N-Kanal-MOS-Transistor 108 werden mit dem P-Kanal-MOS-Stromspiegeltransistor 96 und dem N-Kanal-MOS- Stromspiegeltransistor 102 in Reihe geschaltet. Das Steuergatter des P-Kanal-MOS- Transistors 106 wird durch ein Freigabesignal EN (Freigabe) angesteuert, welches den P-Kanal-MOS-Transistor 106 einschaltet, so dass die Stromspiegel aktiviert werden. Diese Vorrichtung wird als Stromsparvorrichtung eingesetzt, so dass die Ladungsintegrationsschaltung 44 abgeschaltet werden kann, um Strom zu sparen, wenn sie nicht im Betrieb ist.
Das Gatter des N-Kanal-MOS-Transistors 108 wird durch eine Bezugsspannung Vbias, die den Strom durch die Stromspiegeltransistoren 96 und 108 einstellt, angesteuert. Die Spannung Vbias wird durch eine Servorückkopplungsschaltung, wie sie unter Bezug auf Fig. 10 eingehender offenbart wird, eingestellt. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass diese Ausführung eine Kalibrierung in Echtzeit (mittels langer Zeitkonstantenrückkopplung) zulässt, wodurch alle langfristigen Wirkungen aufgrund von Sensorumgebungsänderungen auf Null gesetzt und aufgehoben werden. In einer aktuellen Ausführung der Erfindung ist Vbias allen Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n und 44-Vmax und 44-Vmin gemeinsam.
Zu beachten ist, dass die richtige Bemessung der MOS-Transistoren 102 und 108 einen Temperaturausgleich schaffen kann. Dies wird durch Ausnützen der Tatsache verwirklicht, dass der Schwellenwert des N-Kanal-MOS-Transistors 108 temperaturabhängig sinkt, während die Beweglichkeit der beiden N-Kanal-MOS- Transistoren 102 und 108 temperaturabhängig sinkt. Die Schwellwertabnahme hat die Wirkung einer Stromerhöhung, während die Beweglichkeitsabnahme die Wirkung einer Stromsenkung hat. Durch richtiges Bemessen der Vorrichtung können sich diese Wirkungen über einen wesentlichen Teil des Betriebsbereichs gegenseitig aufheben.
Eine Platte des Kondensators 74 ist mit VDD und die andere Platte durch das Durchgangsgatter 110, das in Fig. 4a als Schalter 78 gezeigt ist, mit dem Ausgangsknoten 76 und dem Eingangsknoten 60 verbunden. Der Steuereingang des Durchgangsgatters 110 wird von dem Steuersignal SUp angesteuert. Eine Platte des Kondensators 80 ist durch das Durchgangsgatter 112 (Schalter 86 in Fig. 4a) mit dem Eingangsknoten 60 und durch das Durchgangsgatter 114 (Schalter 82 in Fig. 4a) mit VDD verbunden. Der Steuereingang des Durchgangsgatters 112 wird von dem Steuersignal SDn angesteuert und der Steuereingang des Durchgangsgatters 114 wird von dem Steuersignal ChUp angesteuert. Die andere Platte des Kondensators 80 ist durch den N-Kanal-MOS-Transistor 116 (Schalter 82 in Fig. 4a) mit der Masse und durch das Durchgangsgatter 118 (Schalter 84 in Fig. 4a) mit dem Ausgangsknoten 76 verbunden. Der Steuereingang des Durchgangsgatters 118 wird von dem Steuersignal Share (Gemeinsam) angesteuert.
Unter Bezug auf Fig. 4a, 4b und das Zeitverhaltendiagramm von Fig. 5 kann nun der Betrieb der Ladungsintegrationsschaltung 44 während eines Abrasterzyklus verfolgt werden. Zuerst wird das Steuersignal EN (Freigabe) durch Gehen zu Ov aktiv. Dies schaltet die Stromspiegel ein und aktiviert die Lade- und Entladestromquellen, die MOS-Transistoren 94 und 100. Zu diesem Zeitpunkt ist das Steuersignal ResetUp aktiv hoch, was den Eingangsknoten 60 (und die Sensorzeile, mit der er verbunden ist) mit VDD kurzschliesst. Das Steuersignal SUp ist zu diesem Zeitpunkt ebenfalls aktiv hoch, was den Kondensator 74 und den Ausgangsknoten 76 mit dem Eingangsknoten 60 verbindet. Diese Anordnung garantiert, dass der folgende Entladeteil des Betriebszyklus stets bei einem bekannten Gleichgewichtszustand beginnt.
Der Entladeprozess beginnt nach Inaktivwerden des Steuersignals ResetUp. Das Steuersignal StepDn wird aktiv, was den MOS-Transistor 100, die Entladestromquelle, mit dem Eingangsknoten 60 und dessen zugehöriger Sensorzeile verbindet. StepDn ist für eine eingestellte Zeitlänge aktiv, und die negative Konstantstromquelle entlädt die kombinierte Kapazität der Sensorzeile und des Kondensators 74, wodurch deren Spannung während dieser Zeit gesenkt wird. StepDn wird dann abgeschaltet. Kurze Zeit später wird das SUp Steuersignal inaktiv, was die gemessene Spannung am Kondensator 74 speichert. Dies beendet den Entladezyklus.
Als Nächstes wird das Steuersignal ResetDn aktiv und schliesst die Sensorzeile mit der Masse kurz. Gleichzeitig werden die Steuersignale SDn und ChDn aktiv und verbinden den Kondensator 80 zwischen Masse und Sensorzeile. Der Kondensator 80 wird zur Masse entladen, was garantiert, dass der folgende Aufiadezyklus stets bei einem bekannten Zustand beginnt.
Der Aufladezyklus beginnt nach Inaktivwerden des Steuersignals ResetDn und nach Aktivwerden des Steuersignals StepUp. Zu diesem Zeitpunkt ist die Stromladequelle, der MOS-Transistor 94, mit der Sensorzeile verbunden und liefert einen Konstantstrom zur Aufladung der Sensorzeile durch Erhöhen der Spannung an dieser. Das Steuersignal StepUp ist für eine eingestellte Zeitlänge (vorzugsweise gleich der Zeitlänge des vorher erwähnten Zyklus) aktiv, was ein Laden der Kapazität erlaubt, und wird dann abgeschaltet. Das Steuersignal SDn wird dann inaktiv, was die gemessene Spannung über dem Kondensator 80 zurücklässt.
Jetzt beginnt der Mittelungszyklus. Zuerst wird die Spannung an dem Kondensator 80 pegelverschoben. Dies erfolgt durch Inaktivwerden des Steuersignals ChDn, was eine Platte des Kondensators 80 massefrei macht. Dann wird das Steuersignal ChUp aktiv, was die zweite Platte des Kondensators mit VDO verbindet. Dann wird das Steuersignal Share aktiv, was die erste Platte des Kondensators 80 mit dem Ausgangsknoten 76 verbindet, wodurch die Kondensatoren 74 und 80 parallel geschaltet werden. Dies hat die Wirkung der Mittelung der Spannungen über den zwei Kondensatoren, wodurch wie vorstehend beschrieben Gleichtaktrauschen heraussubtrahiert wird. Diese Durchschnittsspannung ist dann auch am Ausgangsknoten 76 verfügbar.
Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass der Umgebungswechselstrom und ein bei der Mittlung der in den Entlade- und Ladezyklen erhaltenen Spannungen inhärentes Merkmal einer Niedrigfrequenzrauschaufhebung am wirksamsten sind, wenn die zwei Zyklen zeitlich sehr nah zueinander durchgeführt werden. Erfindungsgemäß sollten die Signale ChDn und ChUp zueinander in einem Zeitraum, der weit kürzer als ein Viertel des zu unterdrückenden Rauschzeitraums ist, gegeben werden, um dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung zu nützen.
Erfindungsgemäß werden zwei verschiedene Antriebs-/Erfassungsverfahren offenbart. Der Durchschnittsfachmann wird mühelos feststellen, das die unter Bezug auf Fig. 4a, 4b und 5 offenbarte Ladungsintegrationsschaltung 44 so angepasst werden kann, dass sie nach jedem der hier offenbarten Abrastverfahren betrieben werden kann.
Wie das Verständnis des Betriebs der Ladungsintegrationsschaltung 44 klar macht, ist eine Ausgangsspannung nur über eine kurze Zeit verfügbar und unterliegt einem Umgebungsrauschen. Um die Wirkungen des Rauschens zu minimieren, wird eine schaltbare Kondensatorfilterschaltung 48 verwendet. Unter Bezug auf Fig. 6 wird nun ein schematisches Diagramm einer beispielhaften schaltbaren Filterschaltung 48 gezeigt, die wie gezeigt in der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden kann. Der Durchschnittsfachmann wird diese schaltbare Kondensatorfilterschaltung kennen, die einen Eingangsknoten 120, ein Durchgangsgatter 122 mit einem von einem Abtast- Steuersignal Sample (Abtasten) angesteuerten Steuereingang, einen zwischen dem Ausgang des Durchgangsgatters 126 und einer festen Spannung, wie zum Beispiel Masse, verbundenen Kondensator 124 und einen Ausgangsknoten umfasst, der die gemeinsame Verbindung zwischen dem Kondensator 124 und dem Ausgang des Durchgangsgatters 126 umfasst. In einer typischen Ausführung hat der Kondensator 116 eine Kapazität von etwa 10 pF.
Wie für einen Durchschnittsfachmann nachvollziehbar, ist der schaltbare Kondensatorfilter 48 zum Teil eine Abtast-/Halteschaltung und besitzt eine Filter- Zeitkonstante, welche das K-fache der Abtastzeit ist, wobei K das Verhältnis des Kondensators 124 zur Summe der Kondensatoren 74 und 80 der Ladungsintegrationsschaltung 44 von Fig. 4a und 4b ist, mit der er verbunden ist. Die schaltbare Kondensatorfilterschaltung 48 verringert die Rauschinjektion in dem System noch weiter. Bei der bevorzugten Ausführung ist K = 10/2 = 5. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass andere Arten von Filterschaltungen, zum Beispiel Widerstands-Kapazitätsfilter, in der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden können.
Unter Bezug auf Fig. 7 wird nun ein eingehenderes Blockdiagramm einer derzeit bevorzugten Anordnung von A/D-Wandlern 52 von Fig. 3 gezeigt. Es gibt weniger A/D-Wandler als es Zeilen in der Berührungssensoranordnung gibt, und die Eingänge zu den A/D-Wandlern werden mehrfachgekoppelt, so dass jeder der einzelnen A/D-Wandler von mehreren Zeilen in der Berührungssensoranordnung gemeinsam benutzt werden kann. Die Anordnung in Fig. 7 ist bei der Nutzung der Auslegungsfläche der integrierten Schaltung leistungsfähiger, als wenn einzelne A/D- Wandler für jede Eingangszeile vorgesehen würden.
In der in Fig. 7 gezeigten Ausführung werden für die Sensoranordnung 10 von Fig. 2a - 2d vierundzwanzig leitende Zeilenbahnen angenommen. Wie in Fig. 7 gezeigt, werden die Ausgangssignale der Abtast-/Halteschaltungen 50-1 bis 50-24 in die analogen Dateneingänge des analogen Multiplexers 130 gespeist. Der analoge Multiplexer 130 besitzt sechs Ausgänge, die jeweils den Eingang eines einzelnen A/D-Wandlers 52-1 bis 52-6 antreiben. Die Innenanordnung des analogen Multiplexers 130 ist so gestaltet, dass vier verschiedene Eingänge mit jedem der Ausgänge mehrfachgekoppelt sind. Der analoge Multiplexer 130 wurde konzeptuell als sechs interne Multiplexer-Blöcke 132-1 bis 132-6 dargestellt.
In dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel werden aus den Abtast-/Halteschaltungen 50-1 bis 50-4 genommene Eingänge mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Blocks 132-1 mehrfachgekoppelt, der den A/D-Wandler 52-1 antreibt. Analog werden aus den Abtast-/Halteschaltungen 50-5 bis 50-8 genommene Eingänge mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Blocks 132-2 mehrfachgekoppelt, welcher den A/D-Wandler 52-2 antreibt, aus den Abtast-/Halteschaltungen 50-9 bis 50-12 genommene Eingänge werden mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Blocks 132-3 mehrfachgekoppelt, welcher den A/D-Wandler 52-3 antreibt; aus den Abtast- /Halteschaltungen 50-13 bis 50-16 genommene Eingänge werden mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Blocks 132-4 mehrfachgekoppelt, welcher den A/D-Wandler 52-4 antreibt; aus den Abtast-/Halteschaltungen 50-17 bis 50-20 genommene Eingänge werden mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Bfocks 132-5 mehrfachgekoppelt, welcher den A/D-Wandler 52-5 antreibt und aus den Abtast- /Halteschaltungen 50-21 bis 50-24 genommene Eingänge werden mit dem Ausgang des internen Multiplexer-Blocks 132-6 mehrfachgekoppelt, welcher den A/D-Wandler 52-6 antreibt.
Der analoge Multiplexer 130 besitzt einen Satz von Steuereingängen, die schematisch durch den Bus 134 dargestellt werden. In der in Fig. 7 gezeigten veranschaulichenden Ausführung ist jeder der internen Multiplexer 132-1 bis 132-6 ein Multiplexer mit vier Eingängen, und somit kann der Steuerbus 134 einen Zwei- Bit-Bus für eine Eins-Aus-Vier-Auswahl umfassen. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Anordnung von Fig. 7 lediglich eine einer Anzahl von spezifischen Lösungen für die Aufgabe der A/D-Wandlung von vierundzwanzig Kanälen ist und dass andere befriedigende, gleichwertige Anordnungen möglich sind.
Bei einem unkomplizierten Dekodierschema leiten die Multiplexer 132-1 bis 132-6 in Folge die an ihren ersten bis vierten Eingängen anliegenden analogen Spannungen jeweils zu den Eingängen der A/D-Wandler 52-1 bis 52-6 weiter. Nachdem sich die analogen Werte in den Eingängen der A/D-Wandler 52-1 bis 52-6 eingeschwungen haben, wird an der gemeinsamen A/D-Steuerleitung 136 ein Befehl CONVERT (Umwandeln) gegeben, um den A/D-Umwandlungsvorgang einzuleiten.
Sobald der A/D-Umwandlungsvorgang beendet ist, wird der die Eingangsspannung darstellende digitale Wert in den Registern 138-1 bis 138-6 gespeichert. Wie derzeit bevorzugt, können die Register 138-1 bis 138-6 jeweils ein Zweiwort-Register umfassen, so dass ein Wort aus den Registern in das Rechenwerk 54 gelesen werden kann, während ein zweites Wort in die Register geschrieben wird, um die Geschwindigkeit des Systems zu maximieren. Die Gestaltung dieser Register ist wie auf dem Gebiet üblich.
Unter Bezug auf Fig. 8 wird nun ein eingehenderes Blockdiagramm des Rechenwerks 16 gezeigt. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass das Rechenwerk 16 Informationen sowohl aus der X- als auch aus der Y-Dimension verarbeitet, d. h. von X-Eingabeverarbeitungsschaltung 12 und von der Y- Eingabeverarbeitungsschaltung 14 von Fig. 1.
Vor der Offenbarung der Konfiguration des Aufbaus des Rechenwerks 16 ist es hilfreich, das bevorzugte Verfahren zu verstehen, mit dem die Mittelpunktposition eines Objekts nahe der Sensoranordnung 22 erfindungsgemäß ermittelt wird.
Gemäß einer derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung kann die Objektposition in jeder Richtung durch Bewertung des gewichteten Mittels der an der einzelnen Sensorlinie der Sensoranordnung 10 gemessenen Kapazitäten ermittelt werden. In der folgenden Erläuterung wird die X-Richtung verwendet, doch der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Erläuterung auch zur Ermittlung des gewichteten Mittels in der Y-Richtung Anwendung findet. Wie gut bekannt ist, kann das gewichtete Mittel wie folgt ermittelt werden:
wobei ΔCj = Ci - C0j. Ci ist die gerade an der i-ten Bahn gemessene Kapazität und C0i ist der an der gleichen Bahn an einem Punkt in der Vergangenheit gemessene Wert, als kein Objekt vorhanden war. Was diese Kapazitätsmessungen der Vergangenheit und der Gegenwart betrifft, kann die Position wie folgt ausgedrückt werden:
Mit Hilfe der distributiven Eigenschaft der Multiplikation gegenüber der Addition wird dieser Ausdruck als gleichwertig mit folgendem gesehen:
wobei die negativen Glieder im Numerator wie auch im Denominator Offsets sind und den Grundstörwert der Kapazitäten bei nicht vorhandenem Objekt darstellen. Wenn das Glied ON zur Darstellung des Numerator-Offset verwendet wird und das Glied OD zur Darstellung des Denominator-Offsets verwendet wird, kann Gleichung 3 wie folgt umgeschrieben werden:
Unter Bezug auf Fig. 8 ist ersichtlich, dass das Rechenwerk 16 X-Numerator- und Denominator-Akkumulatoren 150 und 152 sowie Y-Numerator- und Denominator- Akkumulatoren 154 und 156 umfasst. Die Quelle der Operandendaten für die X- Numerator- und Denominator-Akkumulatoren 150 und 152 sowie die Y-Numerator- und Denominator-Akkumulatoren 154 und 156 sind die Register 138-1 bis 138-6 in jeder Richtung (X und Y) der Sensoranordnung 22 von Fig. 1. Die X- und Y- Denominator-Akkumulatoren 152 und 156 summieren die digitalen Ergebnisse von den A/D-Umwandlungen. Die X- und Y-Numerator-Akkumulatoren 150 und 154 berechnen die gewichtete Summe der Eingangsdaten statt der reinen Summe. Die Akkumulatoren 150, 152, 154 und 156 können als Hardware-Elemente oder als auf einem Mikroprozessor laufende Software konfiguriert werden, wie einem Durchschnittsfachmann mühelos einleuchtet.
Wie aus einer Prüfung von Fig. 8 ersichtlich, berechnen die Numerator- Akkumulatoren 150 und 154 den Ausdruck von Gleichung 4:
ixCi (Gleichung 5]
und die Denominator-Akkumulatoren 152 und 156 berechnen den Ausdruck von Gleichung 4:
Ci [Gleichung 6]
Der Inhalt der X- und Y-Numerator- und Denominator-Offsetregister 158, 160, 162 und 164 wird von den in den Akkumulatoren 150, 152, 154 und 156 in den Addierern 166, 168, 170 und 172 gespeicherten Ergebnissen subtrahiert. Der Addierer 166 subtrahiert den in dem X-Numerator-Offsetregister 158 gespeicherten Offset ONx. Der Addierer 168 subtrahiert den in dem X-Denominator-Offsetregister 160 gespeicherten Offset ODX. Der Addierer 170 subtrahiert den in dem Y-Numerator- Offsetregister 162 gespeicherten Offset ONY. Der Addierer 172 subtrahiert den in dem Y-Denominator-Offsetregister 164 gespeicherten Offset ODY. Die Numerator/Denominator-Paare werden durch die Divisionsblöcke 174 und 176 dividiert, um die X- und Y-Positionsdaten zu erzeugen, und das X/Y- Denominatorpaar wird von Block 178 zur Erzeugung der Z-Achsen(druck)daten verwendet. Die von Block 178 ausgeführte Funktion wird später in dieser Beschreibung offenbart. Die Offsets ODX, ONX, ODY Und ONY werden auf Anweisung des Kalibrierwerks 180 vom Akkumulatorinhalt abgetastet.
Ein Durchschnittsfachmann wird mühelos erkennen, dass die Architektur des Systems der vorliegenden Erfindung in vielerlei Weise verteilt werden kann, wobei mehrere die Verfügbarkeit eines Mikroprozessors erfordern, sei es nun in einem Host-Computer, an den das System der vorliegenden Erfindung angeschlossen ist, oder an einer Stelle zwischen der hier beschriebenen integrierten Schaltung und einem Host-Computer. Es werden Ausführungen der vorliegenden Erfindung erwogen, bei denen die die Summenglieder darstellenden akkumulierten Numerator- und Denominatorwerte zusammen mit den ON- und OD-Offsetwerten zu einem solchen Mikroprozessor zur Verarbeitung geliefert werden oder bei denen die gesamte Verarbeitung mittels eines auf dem Gebiet bekannten programmierten Mikroprozessors verwirklicht wird.
Zunächst werden die Numerator- und Denominator-Akkumulatoren 150, 152, 154 und 156 während des Systemstarts auf Null gesetzt. Wenn die in Fig. 7 gezeigten mehrfachgekoppelten A/D-Wandler verwendet werden, wird die digitalisierte Spannungsangabe in dem ersten Wort des Registers 138-1 (stellvertretend für die Spannung am Ausgang der Abtast-/Halteschaltung 50-1) zur Summe in dem Akkumulator addiert und das Ergebnis wird in dem Akkumulator gespeichert. Die in dem ersten Wort der Register 138-2 bis 138-6 gespeicherten digitalisierten Spannungswerte (stellvertretend für die Spannung jeweils an den Ausgängen der Abtast-/Halteschaltungen 50-5, 50-9, 50-17 und 50-21) werden in Folge zu den Summen in den Akkumulatoren addiert und die Ergebnisse werden in den Akkumulatoren gespeichert. Wie bereits erwähnt, können die A/D-Wandler 52-1 bis 52-6 zu diesem Zeitpunkt die an den Ausgängen der Abtast-/Halteschaltungen 50-2, 50-6, 50-10, 50-14, 50-18 und 50-22 vorhandenen Spannungen umwandeln und die digitalisierten Werte in den zweiten Wörtern der Register 138-1 bis jeweils 138-6 speichern.
Als Nächstes werden die in den zweiten Wörtern der Register 138-1 bis 138-6 gespeicherten digitalisierten Spannungswerte (stellvertretend für die Spannung an den Ausgängen der Abtast-/Halteschaltungen 50-2, 50-6, 50-10, 50-14, 50-18 bzw. 50-22) in Folge zu der Summe in dem Akkumulator addiert und das Ergebnis wird in dem Akkumulator gespeichert.
Als Nächstes werden die in den ersten Wörtern der Register 138-1 bis 138-6 gespeicherten digitalisierten Spannungswerte (stellvertretend für die Spannung an den Ausgängen der Abtast-/Halteschaltungen 50-3, 50-7, 50-11, 50-15, 50-19 bzw. 50-23) in Folge zu der Summe in dem Akkumulator addiert und das Ergebnis wird in dem Akkumulator gespeichert, gefolgt von den in den zweiten Wörtern der Register 138-1 bis 138-6 gespeicherten digitalisierten Spannungswerten (stellvertretend für die Spannung an den Ausgängen der Abtast-/Halteschaltungen 50-4, 50-8, 50-12, 50-16, 50-20 bzw. 50-24).
An diesem Zeitpunkt halten die Akkumulatoren die Summen aller einzelnen digitalisierten Spannungswerte. Die in den ON- und OD-Offsetregistern 158 und 164 gespeicherten digitalen Werte werden nun jeweils von den in den Numerator- und Denominator-Akkumulatoren gespeicherten Werten subtrahiert. Der Vorgang der Division in Dividierern 174 und 176 beendet dann die Berechnung des gewichteten Mittels.
Der Divisionsvorgang kann auch durch einen externen Mikroprozessor durchgeführt werden, welcher die in den Akkumulatoren gespeicherten Werte holen oder die Akkumulationen selbst durchführen kann. Da die ON- und OD-Offsetwerte derzeit durch einen externen Mikroprozessor abgeleitet werden, ist die dem externen Mikroprozessor durch diesen Divisionsvorgang auferlegte zusätzliche Verarbeitungsbelastung minimal. Alternativ kann ein Mikroprozessor allein hierfür auf dem Chip integriert werden, um diese Verarbeitungsaufgaben zu übernehmen, ohne von der hier offenbarten Erfindung abzuweichen.
Die vorstehend offenbarte Verarbeitung findet in etwa 1 Millisekunde statt und kann wiederholt durchgeführt werden. Derzeitige Mausnormen aktualisieren die Positionsinformationen 40 mal pro Sekunde, und somit kann die erfindungsgemäße Anlage bei dieser Wiederholungsrate mühelos betrieben werden.
Aufgrund der Natur des in der vorliegenden Erfindung eingesetzten Verfahrens besteht die Möglichkeit, zusätzliche Störspannungssicherheit ohne die Erfordernis zusätzlicher Hardware in dem erfindungsgemäßen System zu ermöglichen. Zwar ist es offensichtlich, dass nach Durchführung der vorstehend offenbarten Folge die Akkumulatoren gelöscht und der Vorgang wiederholt werden kann, doch kann man die Werte auch in den Akkumulatoren belassen. In diesem Fall kann eine Mittlungsfunktion implementiert werden, um eine Störung herauszufiltern. Nach dieser Ausgestaltung der Erfindung werden eine Reihe von Abtastungen genommen und durch die Akkumulatoren laufen gelassen, ohne diese am Ende der Verarbeitungsfolge zu löschen. Wie derzeit bevorzugt werden fünfundzwanzig Abtastungen verarbeitet, bevor eine einziges Divisionsergebnis zur Verwendung durch das System genommen wird, wodurch die Wirkungen vorübergehender System-Störungsspitzen stark verringert werden. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass die Anzahl der vor der Löschung der Akkumulatoren entnommenen Abtastungen eine Frage der Konstruktionswahl ist, die von Faktoren wie Datenerfassungsgeschwindigkeiten, Datenverarbeitungsgeschwindigkeiten, etc. bestimmt wird.
Das erfindungsgemäße System ist auf sich ändernde Bedingungen anpassbar, beispielsweise Alterung von Komponenten, sich ändernde Kapazität aufgrund von Feuchtigkeit und Kontamination der Berührungsfläche, etc. Zudem minimiert die vorliegende Erfindung auf effektive Weise Umgebungsstörungen. Diese Wirkungen werden erfindungsgemäß auf dreierlei Weise berücksichtigt. Zum einen werden die Offsetwerte ON und OD dynamisch aktualisiert, um mit sich ändernden Bedingungen fertig zu werden. Zum zweiten wird eine Servo-Rückkopplungsschaltung vorgesehen, um die zur Einstellung der Differenzspannung der Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n verwendete Vorspannung zu ermitteln. Zum dritten werden, wie bereits hier offenbart, die Bezugsspannungspunkte für Vmax und Vmin der A/D-Wandler auch dynamisch geändert, um das Signal auf Störsignal-Bandbreite zu erhöhen.
Unter Bezug auf Fig. 9 wird nun ein Blockdiagramm eines Kalibrierwerks 150 gezeigt, welches mit dem Rechenwerk von Fig. 8 verwendet werden kann. Das Kalibrierwerk 150 führt einen Algorithmus aus, um die Numerator- und Denominator- Offsetwerte durch Feststellung, wann kein Finger oder anderes leitendes Objekt sich in der Nähe der Berührungssensoranordnung 22 befindet, zu ermitteln.
Wie vorstehend offenbart, stellen die ON- und OD-Offsetwerte die Basislinienwerte der Anordnungskapazitäten bei nicht vorhandenem Objekt dar. Diese Werte werden auch erfindungsgemäß aktualisiert, da die Basislinienpegel, die zu niedrig oder zu hoch sind, die Wirkung der Verschiebung der scheinbaren Position des Objekts abhängig von dem Vorzeichen des Fehlers bewirken. Diese Werte werden durch die Wahl der gelesenen Werte ermittelt, wenn kein Objekt an der Sensoranordnung 22 vorhanden ist. Da es keine externe Möglichkeit gibt, zu "wissen", wann kein Objekt an der Sensoranordnung 22 vorhanden ist, wird ein Algorithmus nach einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung benutzt, um diese Offsetwerte zu ermitteln und dynamisch zu aktualisieren. Wenn das Kalibrierwerk einen Z-Wert sieht, der typisch für die Z-Werte erscheint, wenn kein Finger vorhanden ist, weist sie die Offsetregister (158, 160, 162 und 164 von Fig. 8) an, aus den aktuellen Werten der Akkumulatoren nachzuladen. Gemäß einer derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung beruht die Entscheidung, die Offsetwerte zu aktualisieren, auf dem Verhalten der Sensoranordnung 22 in nur einer der X- oder Y-Richtungen, doch wenn die Entscheidung getroffen wird, werden alle vier Offsets (ONX, ODX, ONY und ODY) aktualisiert. In anderen Ausführungen der Erfindung kann die Entscheidung zur Aktualisierung nach hier festgelegten Kriterien für jede Richtung einzeln getroffen werden.
Der Kalibrierungsalgorithmus funktioniert durch Überwachen der Änderungen in einem ausgewählten Denominator-Akkumulatorwert. Erfindungsgemäß wurde beobachtet, dass die Empfindlichkeit gegenüber Änderungen der Kapazität eines des Satzes leitender Zeilen in der Berührungssensoranordnung 22 größer als die Empfindlichkeit gegenüber Änderungen der Kapazität des anderen Satzes leitender Zeilen in der Berührungssensoranordnung 22 ist. Die Erfahrung lehrt, dass der Satz leitender Zeilen mit der größeren Empfindlichkeit gegenüber Kapazitätsänderungen derjenige ist, der physikalisch über den leitenden Zeilen in der anderen Richtung angeordnet ist und daher am nächsten zu der Berührungsfläche der Sensoranordnung 22 ist. Der obere Satz leitender Zeilen neigt dazu, den unteren Satz leitender Zeilen vor dem Eintreten kapazitiver Änderungen über der Oberfläche der Sensoranordnung 22 teilweise abzuschirmen.
Der Fingerdruck wird durch Summieren der an den Erfassungszeilen gemessenen Kapazitäten erhalten. Dieser Wert ist nach Subtrahieren des Offset OD bereits in dem Denominator-Akkumulator enthalten. Ein Finger ist vorhanden, wenn der Druck einen geeigneten Schwellwert übersteigt. Diese Schwelle kann experimentell gewählt werden und ist eine Funktion eines Flächenmaterials und der Schaltungszeitsteuerung. Die Schwelle kann so eingestellt werden, dass sie auf die Vorliebe des einzelnen Anwenders abgestimmt ist.
Der von der Vorrichtung gemeldete Druck ist eine einfache Funktion f(XD YD) der Denominatoren für die X- und Y-Richtungen, wie in Block 178 von Fig. 8 implementiert. Mögliche Funktionen beinhalten die Wahl eines bevorzugten Denominatorwerts oder das Summieren der Denominatoren. In einer derzeit bevorzugten Ausführung wird der kleinere der zwei Denominatoren gewählt. Diese Wahl hat die wünschenswerte Wirkung, dass der Druck unter die Schwelle sinkt, wenn sich der Finger leicht von der Kante der Kontaktfläche bewegt, wo die X- Sensoren, aber nicht die Y-Sensoren, gültige Daten erzeugen bzw. umgekehrt. Dies hat die Wirkung einer elektronischen Schrägfläche, welche an der Peripherie der Sensorfläche an die Stelle einer mechanischen Schrägfläche treten kann.
In dem Beispiel von Fig. 8 wird der Y-Denominator für die Überwachung gewählt, da er am empfindlichsten reagiert. Der gewählte Denominator wird für die Zwecke des Kalibrierungsalgorithmus mit Z bezeichnet. Der aktuelle gespeicherte Offsetwert für diesen Denominator wird mit OZ bezeichnet.
Das Ziel des Kalibrierungsalgorithmus ist die Verfolgung gradueller Änderungen des Z-Ruhepegels, während sichergestellt wird, dass nicht zum Finger und auch nicht zu plötzlichen sich aus einer Störung ergebenden Spitzen kalibriert wird. Wie dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet aus der folgenden Offenbarung ersichtlich ist, könnte der Kalibrierungsalgorithmus in digitaler oder analoger Hardware oder in Software implementiert werden. In einer von den Erfindern eigens getesteten Ausführung ist er softwaremäßig implementiert.
Wenn die Z-Werte in dem Kalibrierwerk ankommen, werden sie durch den Filter 182 geleitet. Der Verlaufpuffer 184, der in Verbindung mit dem Filter 182 arbeitet, hält einen "laufenden Durchschnitt" der jüngsten Z-Werte. Wenn ein neuer Z-Wert ankommt, wird der aktuelle laufende Durchschnitt FZ nach folgender Formel aktualisiert:
neuer FZ = α(alt FZ) + (1-α)Z [Gleichung 7]
wobei α ein konstanter Faktor zwischen 0 und 1 ist und typischerweise nahe zu 1 liegt und Z der aktuelle Z-Wert ist. In der bevorzugten Ausführung ist alpha etwa 0,95. Es ist beabsichtigt, dass FZ sich so langsam ändert, dass es graduellen Änderungen folgt, ohne dass es durch kurze Störungen von Z übermäßig beeinträchtigt wird.
Der Filter 182 empfängt ein Signal ENABLE (Freigabe) von der Steuereinheit 186. Der laufende Durchschnitt FZ wird nur anhand neuer Z-Werte aktualisiert, wenn ENABLE aktiviert ist. Wenn ENABLE deaktiviert ist, bleibt FZ konstant und wird durch den aktuellen Z-Wert nicht beeinträchtigt.
Der Verlaufpuffer 184 zeichnet mehrere letztere Werte von FZ auf. In der vorliegenden Ausführung zeichnet der Verlaufpuffer die zwei vorherigen FZ-Werte auf. Der Verlaufpuffer könnte als Schieberegister, Kreisschlange oder analoge Verzögerungsleitung implementiert werden. Wenn der Verlaufpuffer ein Signal REWIND (Rücklauf) von der Steuereinheit 186 erhält, stellt er den aktuellen laufenden Durchschnitt FZ auf den ältesten gespeicherten Wert zurück, so als ob der Filter 182 "rückwirkend" für eine bestimmte Zeitdauer entsprechend der Tiefe des Verlaufpuffers deaktiviert wäre. Der Zweck des Verlaufpuffers besteht darin, dieses rückwirkende Deaktivieren zu ermöglichen.
Der aktuelle laufende Durchschnitt FZ wird mittels absoluter Differenzwerke 188 und 190 und des Komparators 192 mit dem aktuellen Z-Wert und dem aktuellen Offset OZ verglichen. Das absolute Differenzwerk 188 subtrahiert die Werte Z und Fz und gibt den absoluten Wert ihrer Differenz aus. Das absolute Differenzwerk 190 subtrahiert die Werte OZ und FZ und gibt den absoluten Wert ihrer Differenz aus. Der Komparator 192 aktiviert das Signal UPDATE (Aktualisieren), wenn die Ausgabe des absoluten Differenzwerks 188 geringer als die Ausgabe des absoluten Differenzwerks 190 ist, d. h. wenn FZ näher zu Z als zu Oz ist. Das Signal UPDATE wird eher aktiviert, wenn der mittlere Wert von Z sich zu einem neuen Ruhepegel verschiebt. Es wird eher nicht aktiviert, wenn Z sich eine kurze Strecke weg von seinem normalen Ruhepegel bewegt. Die Filterkonstante bestimmt die Länge einer Strecke, die für diesen Zweck als "kurz" betrachtet wird.
Das Subtrahierwerk 194 ist ein einfacher Subtrahierer, der die mit Vorzeichenversehene Differenz zwischen Z und OZ berechnet. Dieser Subtrahierer ist eigentlich redundant mit dem Subtrahierer 172 in Fig. 8 und kann daher mit ihm bei der eigentlichen Implementierung verschmolzen werden. Die Ausgabe C2 dieses Subtrahierers ist der kalibrierte Z-Wert, eine Schätzung des Fingerdrucks. Dieser Druckwert wird von den Komparatoren 196 und 198 mit einem positiven und negativen Z-Schwellwert verglichen. Diese Schwellwerte werden als ZTH und -ZTH gezeigt, obwohl sie nicht eigentlich von gleicher Größenordnung sein müssen.
Wenn das Drucksignal C2 größer als ZTH ist, wird das Signal FINGER aktiviert, was das mögliche Vorliegen eines Fingers anzeigt. Die von dem Kalibrierwerk verwendete ZTH-Schwelle ähnelt der von dem Rest des Systems zur Feststellung des Vorliegens des Fingers verwendeten Schwelle oder kann einen unterschiedlichen Wert haben. In der vorliegenden Ausführung ist die Kalibrierung ZTH etwas niedriger als der Haupt-ZTH angesetzt, um sicherzustellen, dass das Kalibrierwerk bezüglich des Vorliegens eines Fingers eine konservative Wahl trifft.
Wenn das Drucksignal C2 kleiner als -ZTH ist, wird das Signal FORCE (Erzwingen) aktiviert. Da OZ gleich dem Ruhewert von Z ohne Vorliegen eines Fingers sein soll, und ein Finger nur die Sensorkapazität und somit den Wert Z erhöhen kann, bedeutet ein weitgehend negativer C2-Wert, dass die Vorrichtung sich inkorrekt auf einen Finger kalibriert haben muss, der gerade weggenommen wurde. Die Kalibrierungslogik 200 nutzt diese Tatsache, um eine Neukalibrierung zu erzwingen, da der Finger nun nicht mehr vorhanden ist.
Die Steuerlogik 186 ist dafür zuständig zu verhindern, dass der laufende Durchschnitt FZ durch Z-Werte beeinflusst wird, die bei Vorliegen eines Fingers eintreten. Das Ausgangssignal ENABLE ist im Allgemeinen aus, wenn das Signal FINGER richtig ist, und ein, wenn das Signal FINGER falsch ist. Wenn jedoch FINGER von falsch zu richtig übergeht, pulst die Steuerlogik auch das Signal REWIND. Wenn FINGER von richtig zu falsch übergeht, wartet die Steuerlogik eine kurze Zeit (vergleichbar mit der Tiefe des Verlaufpuffers), bevor sie ENABLE aktiviert. Somit wird verhindert, dass der laufende Durchschnitt Z folgt, sobald ein Finger vorhanden ist, sowie kurze Zeit vor und nach dem Vorhandensein des Fingers.
Die Kalibrierlogik 200 erzeugt das Signal RECAL (Neukal.) aus den Ausgaben der drei Komparatoren 192, 196 und 198. Wenn RECAL aktiviert ist, werden die Offsetregister ON und OD aus den aktuellen Akkumulatorwerten neu geladen. RECAL wird aus der folgenden Logikgleichung erzeugt:
RECAL = FORCE oder (UPDATE und nicht FINGER) [Gleichung 8]
Ferner veranlasst die Kalibrierlogik 200 die Aktivierung von RECAL, sobald das System zum ersten Mal initialisiert wird, eventuell nach einer kurzen Zeit, um eine Stabilisierung der Ladungsintegrationsschaltungen und anderer Schaltungen abzuwarten.
Aus den Beschreibungen der Steuerlogik 186 und der Kalibrierlogik 200 wird für den Durchschnittsfachmann ersichtlich, dass diese Blöcke mühelos mit Hilfe herkömmlicher Logik im Rahmen einer einfachen und routinemäßigen Logikgestaltung konfiguriert werden können.
Einem Durchschnittsfachmann sollte klar sein, dass der beschriebene Kalibrieralgorithmus nicht spezifisch für das jeweilige System von Ladungsintegrationsschaltungen und Akkumulatoren der vorliegenden Erfindung ist. Er könnte vielmehr in jedem Berührungssensor eingesetzt werden, der Nähe- oder Druckdaten erzeugt, bei denen es wünschenswert ist, dass ein Kalibrierpunkt gewahrt wird, der den Zustand des Sensors wiedergibt, wenn kein Finger bzw. keine Störspannung vorliegt.
Unter Bezug auf Fig. 10 wird nun eine vorspannungserzeugende Schaltung 46 in schematischer Diagrammform gezeigt, die in der vorliegenden Erfindung nützlich ist. Gemäß einer derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung sind die Gatter aller Vorspannungstransistoren 108 (Fig. 4b) der Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n mit einer einzigen Vorspannungsquelle verbunden, wenngleich ein Durchschnittsfachmann erkennen wird, dass andere Anordnungen möglich sind. Es gibt eine Vielzahl von Möglichkeiten zur Erzeugung der von den Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 4-n benötigten Vorspannung.
Wie aus einer Prüfung von Fig. 10 ersichtlich wird, ist die vorspannungserzeugende Schaltung 46 ein übergedämpftes Servosystem. Eine Bezugsquelle, die sich der Stromquellenfunktion einer typischen der Ladungsintegrationsschaltungen 44-1 bis 44-n nähert, umfasst einen Kondensator 202, dessen eine Platte geerdet ist. Seine andere Platte ist durch ein erstes Durchgangsgatter 204 mit der VD- Stromversorgung und durch ein zweites Durchgangsgatter 208 mit einem Stromquellentransistor 206 verbunden. Eine Filterschaltung 210, identisch zu den Filterschaltungen 48-1 bis 48-n und gesteuert durch das gleiche Signal wie die Filterschaltungen 48-1 bis 48-n, ist angeschlossen, um die Spannung an dem Kondensator 202 in gleicher Weise abzutasten, wie die Filter-und-Abtast- /Halteschaltungen 48-1 bis 48-n die Spannungen an den Sensorleiter-Kapazitäten in der Sensoranordnung 22 abtasten.
Die Ausgabe der Filterschaltung 210 wird in den nichtinvertierenden Eingang eines schwachen Steilheitsverstärkers 212 mit einem Vorstrom im Bereich von etwa 0,1- 0,2 uA eingespeist. Der invertierende Eingang des Steilheitsverstärkers 212 ist mit einer festen Spannung von etwa 1 Volt verbunden, die zum Beispiel durch die Diode 214 und den Widerstand 216 erzeugt wird. Der Ausgang des Steilheitsverstärkers 212 ist durch den Kondensator 218 und auch durch den Kondensator 220 über das Durchgangsgatter 222 parallelgeschaltet. Der Kondensator 220 ist so gewählt, dass er viel größer als der Kondensator 218 ist. In einer typischen Ausführung der vorliegenden Erfindung kann der Kondensator 218 etwa 0,2pF und der Kondensator 220 etwa 10pF aufweisen.
Der Kondensator 220 ist mit dem Gatter des N-Kanal-MOS-Transistors 24 verbunden, dessen Senke mit der Senke und dem Gatter des P-Kanal-MOS- Transistors 226 und dessen Source mit der Senke und dem Gatter des N-Kanal- MOS-Transistors 228 verbunden ist. Die Source des P-Kanal-MOS-Transistors 226 ist mit VDD verbunden und die Source des N-Kanal-MOS-Transistors 228 ist mit der Masse verbunden. Die gemeinsame Senkenverbindung der Transistoren 224 und 228 ist der Vorspannungsausgangsknoten.
Zwischen einer festen Spannungsquelle (z. B. etwa 2 Volt) und einem Kondensator 220 kann ein optionales Durchgangsgatter 230 angeschlossen werden. Das Durchgangsgatter 230 kann zur Initialisierung der vorspannungserzeugenden Schaltung 46 bei Start durch Laden des Kondensators 220 auf die feste Spannung verwendet werden.
Während jedes Abtastzeitraums nimmt die Filterschaltung 210 eine neue Abtastung. Wenn die neue Abtastung von der vorherigen Abtastung abweicht, ändert sich die Ausgangspannung des Steilheitsverstärkers 212 und beginnt, den Kondensator 218 auf eine neue Spannung zu laden bzw. zu entladen. Das Durchgangsgatter 222 wird für kurze Zeit eingeschaltet (z. B. etwa 1 usek) und die Spannungen an den Kondensatoren 218 und 220 versuchen, sich auszumitteln. Aufgrund der erheblichen Größenunterschiede zwischen den Kondensatoren 218 und 220 kann der Kondensator 218 nicht genügend Ladung liefern, um die Spannung in dem Zeitraum auszugleichen, da das Durchgangsgatter 222 offen ist. Diese Anordnung verhindert große Änderungen der Vorspannung von einem Zyklus zum nächsten.
Der Kondensator 202 sollte weitgehendst wie einer der Sensoranordnungskanäle aussehen und einen Wert gleich der Hintergrundkapazität einer typischen Sensorzeile aufweisen (d. h. Kapazitätskomponente mit keinem Objekt nahe oder vorliegend). Der Kondensator 202 kann in mehrfacher Weise ausgeführt werden. Der Kondensator 202 kann eine Extrasensorzeile in einem Teil der Sensoranordnung umfassen, die so konfiguriert ist, dass sie einer der aktiven Sensorzeilen nahe kommt, aber von der Fingerkapazität durch eine Erdsohle abgeschirmt ist, etc. Alternativ kann der Kondensator 202 ein in der integrierten Schaltung ausgebildeter oder mit dieser verbundener Kondensator sein und einen Wert aufweisen, der so gewählt wurde, dass er einer typischen Sensorzeile entspricht. In dieser Hinsicht ähnelt die den Kondensator 202 und die Filterschaltung 210 umfassende Signalquelle ein wenig der Schaltung zur Erzeugung der Bezugsspannungen Vmax Und Vmin, da sie eine typische Sensorzeile imitiert.
Als weitere Alternative kann eine der tatsächlichen Sensorzeilen verwendet werden, die Vorspannung einzustellen. Die gemessene Spannung an den zwei Endpunkt- Sensorzeilen kann verglichen werden und die Zeile mit dem niedrigsten Wert kann aufgrund der Theorie gewählt werden, dass, wenn ein Finger oder ein anderes Objekt sich nahe der Sensoranordnung befindet, es nicht an Sensorzeilen an den gegenüberliegenden Kanten der Anordnung vorliegt.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann ein "Kantenbewegungs"-Merkmal implementiert werden, wenn der Objektpositionssensor der vorliegenden Erfindung als Steuergerät für den Computercursor an Stelle einer Maus verwendet wird. Bei dem Gebrauch von Computermäusen oder anderen Cursorsteuervorrichtungen ergibt sich ein praktisches Problem, wenn versucht wird, ein Objekt über eine lange Strecke auf dem Bildschirm zu bewegen. Dieses Problem tritt auf, wenn ein kleines Mauspad mit einer Computermaus verwendet wird oder wenn ein Objektpositionssensor der hier beschriebenen Art eine kleine Berührungssensorfläche aufweist.
Bei Berührungssensoranwendungen ist dieses Problem während einer "Zieh"- Bewegung besonders akut. Wenn der Anwender den Finger hebt, um eine zweite Tippbewegung auszuführen, endet die Ziehwirkung auf dem Bildschirm vorzeitig. Das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung trägt dazu bei, die Notwendigkeit eines "Ruder"- oder mehrfachen Tippen des Fingerns zur Bewegung über eine große Strecke auf dem Bildschirm zu eliminieren.
Eine Lösung des Ziehproblems über lange Strecken nach dem Stand der Technik besteht darin, ein Beschleunigungsmerkmal vorzusehen, d. h. eine "ballistische" Kurve, bei der die Zunahme als Funktion der Fingergeschwindigkeit variiert, was dem Anwender mit Hilfe einer wiederholten Fingerstreichbewegung eine, wenngleich unbeholfen, Bewegung über lange Strecken erlaubt. Dieses Verfahren kann mit jeder Zeigervorrichtung varüerbarer Geschwindigkeit eingesetzt werden, zum Beispiel mit einer Maus auf einem Mauspad begrenzter Größe. Eine typische Maustreibersoftware beinhaltet das Merkmal der Beschleunigungseinstellung (manchmal unter einer irreführenden Bezeichnung wie "Mausgeschwindigkeit").
Das System der vorliegenden Erfindung kann zwischen den allgemein üblichen "Guck"-, "Doppelclick"- und "Zieh"-Mausbewegungen unterschieden. Die Einfachclick- und Doppelclick-Bewegungen werden in einer Maus unter Verwendung der Maus zur Bewegung des Cursors zu einem interessanten Objekt auf dem Bildschirm und dann durch einfaches oder doppeltes "Clicken" einer mit einem elektrischen Schalter im Mauskörper verbundenen Maustaste implementiert. Ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Notwendigkeit mechanischer Schalter umgangen wird und die Einfachclick- und Doppelclick-Bewegungen in der vorliegenden Erfindung durch Bewegung des Cursors auf das interessante Objekt und dann durch ein- oder zweimaliges Tippen einer Fingerspitze auf dem gewählten Objekt umgesetzt werden. Das vorliegende System kann diese Bewegungen mühelos von der Ziehbewegung unterscheiden, bei der der Finger auf die Berührungssensorfläche gesetzt und über die Fläche in einer gewünschten Richtung gezogen wird, während Kontakt mit der Fläche gehalten wird.
Nach einer derzeit bevorzugten Ausführung der Erfindung wird das Kantenbewegungsmerkmal des Objektpositionssensors durch die Bewegungsvorrichtung 18 von Fig. 1 implementiert und funktioniert durch Festlegen von zwei Zonen in der Erfassungsebene 10, welche die Berührungssensoranordnung 22 enthält. Wie in Fig. 11 gezeigt, ist die Erfassungsebene 10 vorzugsweise in eine innere Zone 240, welche den größten Teil des Mittelteils der Fläche der Erfassungsebene 10 umfasst, und eine äußere Zone 242, welche typischerweise einen schmälen Randbereich an der Peripherie der Sensoranordnung umfasst, unterteilt. Die Mitte der Erfassungsebene 10 kann als Ursprung (XMitte, YMitte) in einem kartesischem Koordinatensystem beschrieben werden. Der Durchschnittsfachmann wird jedoch erkennen, dass die innere und äußere Zone jede Form einnehmen könnte.
Somit wird in Fig. 11 eine innere Zone 240 durch die obere Strichlinie Y&sub0;, die rechte Strichlinie X&sub0;, die untere Strichlinie -Y&sub0; und die linke Strichlinie -X&sub0; definiert. Die äußere Zone 242 ist der Bereich zwischen den Außenkanten der Erfassungsebene 10, definiert durch Ymax, -Ymax, Xmax und -Xmax und die Außenränder der inneren Zone 240, definiert durch Y&sub0;, X&sub0;, -Y&sub0; und -X&sub0;.
Nach dieser Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung werden Fingerbewegungen in der inneren Zone 240 auf übliche Weise in Bewegungsereignisse umgesetzt, die an den Host-Computer geschickt werden. Wie auf dem Gebiet gut bekannt ist, kann die standardmäßige Art der Mitteilung einer Mausbewegung an einen Host-Computer verwendet werden. Nach Ermitteln der Fingerposition, wie hier offenbart, lautet die dem Host-Computer mitgeteilte Information:
ΔX = A(Xakt - Xalt) [Gleichung 9]
ΔY = A(Xakt - Yalt) [Gleichung 10]
wobei AX die Änderung der X-Position des Fingers, ΔY die Änderung der Y-Position des Fingers, Xakt die aktuelle Position des Fingers und Xalt die zuletzt gemeldete X- Position des Fingers, Yakt die aktuelle Y-Position des Fingers und Yalt die zuletzt gemeldete Y-Position des Fingers und A ein "Zunahmefaktor" ist, der üblicherweise in Mauscursor-Steueranwendungen zu finden ist.
Typischerweise nimmt der Host-Computer (ΔX, ΔY) Ereignisse und bewegt den Cursor um den angegebenen Betrag in jeder Achse, wodurch die Fingerposition am Bildschirm als sukkzessive ΔX- und ΔY-Werte akkumuliert werden. Bis hierher handelt es sich um ein standardmäßiges Cursorsteuerverhalten, bei dem die Kantenbewegung nicht berücksichtigt wird.
Erfindungsgemäß kann, wenn der Finger in der äußeren Zone 242 gemeldet wird, das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung aktiviert werden. Die Ermittlung, ob sich der Finger in der äußeren Zone befindet, ist einfach:
[-X&sub0;Xakt< X&sub0;] ist FALSCH oder [-Y&sub0;Yakt< Y&sub0;] ist FALSCH [Gleichung 11]
Unter Bezug auf Fig. 12 wird nun eine Schaltung 244 zur Ermittlung, ob ein Finger sich in der äußeren Zone 242 befindet, in schematischer Diagrammform gezeigt.
Fig. 12 zeigt eine Hardware-Ausführung zur Ermittlung, ob sich ein Finger in der äußeren Zone 242 befindet, doch der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass diese Ermittlung mühelos durch Ausführung eines Ablaufs von einer Reihe von gleichwertigen Software-Abläufen erfolgen könnte. Diese Software-Abläufe gehen aus den hier beschriebenen Funktionen direkt hervor.
Die Schaltung 244 umfasst die digitalen Komparatoren 246, 248, 250 und 252, die durch herkömmliche Logik direkt implementiert werden können. Der Komparator 246 gibt ein Richtig-Signal aus, wenn der Betrag Xakt an einem seiner Eingänge größer als der feste Betrag X&sub0; ist, der seinem anderen Eingang vorgelegt wird. Der Komparator 248 gibt ein Richtig-Signal aus, wenn der Betrag Xakt an einem seiner Eingänge kleiner als der feste Betrag -X&sub0; ist, der seinem anderen Eingang vorgelegt wird. Der Komparator 250 gibt ein Richtig-Signal aus, wenn der Betrag Yakt an einem seiner Eingänge größer als der feste Betrag Y&sub0; ist, der an seinem anderen Eingang vorgelegt wird. Der Komparator 252 gibt ein Richtig-Signal aus, wenn der Betrag Yakt an einem seiner Eingänge kleiner als der feste Betrag -Y&sub0; ist, der an seinem anderen Eingang vorgelegt wird.
Die Ausgänge der Komparatoren 246, 248, 250 und 252 werden durch das ODER- Gatter 254 ODER-verknüpft. Wie für einen Durchschnittsfachmann ersichtlich ist, ist die Signalausgabe Fingerouter (FingerÄußere) des ODER-Gatters 254 nur richtig, wenn die erforderlichen Bedingungen von Gleichung 11 erfüllt sind.
Derzeit wird bevorzugt, dass der Kantenbewegungsaspekt der vorliegenden Erfindung von einem Anwender wahlweise aktiviert bzw. deaktiviert werden kann. Wenn das Kantenbewegungsmerkmal aktiviert ist und der Finger in der äußeren Zone, wie vorstehend dargelegt, gemeldet wird, wird zu den gemeldeten (ΔX, ΔY) Ereignissen eine zweite Komponente addiert:
ΔX = A(Xakt - Xalt) + S(Xakt - XMitte) [Gleichung 12]
ΔY = A(Yakt - Yalt) + S(Yakt - YMitte) [Gleichung 13]
wobei XMitte die X-Koordinate der Mitte des Pad ist, YMitte die Y-Koordinate der Mitte des Pad und S ein multiplikativer Faktor für die Geschwindigkeit ist. S sollte so gewählt werden, dass die Bewegung des Cursors auf dem Bildschirm bei angenehmer Geschwindigkeit erfolgt.
Wenn der Finger zum Beispiel bei einem guten Abstand rechts gehalten wird (so dass Xakt> X&sub0;), dann neigt der Cursor dazu, bei einer von dem multiplikativen Geschwindigkeitsfaktor S in den Gleichungen 12 und 13 eingestellten konstanten Geschwindigkeit nach rechts zu "gleiten". Dieser Faktor kann auf die jeweilige Vorliebe des Anwenders eingestellt werden.
Wenn die Sensoranordnung unterschiedliche Dimensionen in X und Y hat, ist es nützlich, die Parameter des multiplikativen Geschwindigkeitsfaktors in den X- und Y- Richtungen so einzustellen, dass sie um das gleiche Verhältnis wie die Padmaße differieren, so dass ein an der linken oder rechten Kante der Sensoranordnung gehaltener Finger die gleiche Cursorgeschwindigkeit erzeugt, wie ein an der oberen oder unteren Kante gehaltener Finger. In der derzeit bevorzugten Ausführung der Sensoranordnung gibt es 24 X-Bahnen und 18 Y-Bahnen. Da · 4/3 breiter als Y ist (24 Bahnen zu 18 Bahnen), wird der X multiplikative Geschwindigkeitsfaktor Sx daher so eingestellt, dass er % so groß wie der multiplikative Geschwindigkeitsfaktor SY ist.
Die Gleitgeschwindigkeit des Cursors während der Kantenbewegung ist eindeutig eine direkte Funktion der Entfernung des Fingers von der Mitte des Pads, und die Gleitrichtung ist gleich der Richtung des Fingers von der Mitte. Wenn die äußere Zone die bevorzugte "Kantenrand"-Form wie in Fig. 11 gezeigt aufweist, dann ist der Finger immer in etwa gleich weit von der Mitte entfernt, sobald die Kantenbewegung aktiviert ist (innerhalb eines Faktors der Quadratwurzel von 2 = 1,41, unter Annahme eines quadratischen Pad). Somit liegt der psychologische Effekt vor, dass die Kantenbewegung eine konstante Gleitgeschwindigkeit erfordert, wobei die Richtung durch die Position um die Sensoranordnungskante eingestellt ist.
Die Variation der Quadratwurzel aus 2 kann durch Dividieren der Kantenbewegungsglieder in den Gleichungen (12 und 13) durch einen normalisierenden Faktor folgender Form aufgehoben werden:
(Xakt - XMitte)² + (Yakt - YMitte)² [Gleichung 14]
doch dies ist ein rechnerisch intensiver Schritt, der zur Lösung eines Problems angewendet wird, das für den durchschnittlichen Anwender kaum wahrnehmbar ist; somit kann er unterbleiben.
Das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung kann verwirrend sein, wenn der Anwender es nicht erwartet. Da die Kantenbewegung in Verbindung mit der Ziehbewegung am nützlichsten ist, ist derzeit bevorzugt, dass man es nur während eines Ziehens eintreten lässt, d. h. nur, wenn die Bewegungslogik "die Maustaste virtuell gedrückt hält". Die Ziehbewegung und weitere Bewegungen werden durch die Bewegungsvorrichtung von Fig. 1 umgesetzt.
Immer wenn die Kantenbewegungsfunktion nicht erwünscht ist, "verschwindet" die äußere Zone 242 (d. h. wird ignoriert) und die innere Zone 240 dehnt sich effektiv aus, um die gesamte Erfassungsebene 10 einzunehmen. Es wurde festgestellt, dass dies in der Praxis weit weniger verwirrend ist, wahrscheinlich da sich der Anwender während einer Ziehbewegung eher der Cursorsteuervorrichtung bewusst ist als während einfachen Cursorbewegungen.
Unter der Annahme der bevorzugten Zonengrenzform von Fig. 11 kann der folgende Algorithmus verwendet werden, um das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung umzusetzen:
WENN NICHT (-X&sub0;Xakt< X&sub0; UND X&sub0;Yakt< Y&sub0;)
UND (optional) eine Ziehbewegung abläuft, DANN
sei eX = Sx (Xakt - XMitte)
sei eY = SY (Yakt - YMitte)
ANSONSTEN
sei eX = eY = 0
ENDE WENN
A1 s Nächstes werden die Bewegungsglieder dX und dY aus dem regulären Algorithmus berechnet:
d. h. es Bei dX = A(Xakt - Xakt)
es sei dY = A(Yakt - Yakt)
Schließlich wird das sich ergebende Datenpaket (ΔX = dX+eX, ΔY = dY+eY) zum Host-Computer übermittelt. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass von der obigen Gleichung eine lineare Proportionalität beschrieben wird. "Proportionalität", wie sie hier verwendet wird, bedeutet, dass das erzeugte Signal eine monotone Funktion ist. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass andere monotone Funktionen, einschließlich aber nicht ausschließlich umgekehrte Proportionalität und nichtlineare Proportionalität, zum Beispiel logarithmische oder exponentielle Funktionen, in der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden könnten, ohne von den hier offenbarten Prinzipien abzuweichen.
In Fig. 13 wird eine Hardware-Umsetzung dieses Algorithmus in schematischer Diagrammform gezeigt. Zwar wird die Schaltung 256 nur in der X-Richtung implementiert gezeigt, doch der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass eine identische Schaltung auch in der Y-Richtung eingesetzt wird. Diese Fachleute werden auch sofort die vollständige Gleichwertigkeit der Umsetzung der Hardware- Lösung von Fig. 13 als Software-Ablauf erkennen.
Die Kantenbewegungsschaltung 256 umfasst eine Subtrahiererschaltung 258, in der der vorherige Wert von Xakt, gespeichert in der Verzögerung 260, von dem jetzigen Wert Xakt abgezogen wird. Die Ausgabe der Subtrahiererschaltung 258 wird dem Multiplizierer 262 vorgelegt, welcher das Ergebnis mit dem Zunahmefaktor "A" multipliziert. Die Ausgabe des Multiplizierers 262 ist das Glied dx.
Das Glied Xakt wird auch der Subtrahiererschaltung 264 vorgelegt, in welcher der Wert von XMitte von dem jetzigen Wert von Xakt abgezogen wird. Die Ausgabe der Subtrahiererschaltung 264 wird dem Multiplizierer 266 vorgelegt, welcher das Ergebnis mit dem Zunahmefaktor "S" multipliziert.
Ein UND-Gatter 268 mit zwei Eingängen hat seine Eingangsglieder, den Wert Fingerouter von der Schaltung von Fig. 12 und den Wert MotionEnable (BewegungFreigabe), der ein Flipflop-Freigabesignal für das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung ist. Wenn sowohl Fingerouter und MotionEnable richtig sind, ist der Schalter 270 so konfiguriert, dass die Ausgabe des Multiplizierers 26 zu der Addiererschaltung 272 weitergeleitet wird. Wenn entweder Fingerouter oder MotionEnable falsch ist, dann ist der Schalter 270 so konfiguriert, dass der Wert Null zu dem Addierer 272 weitergeleitet wird. Die Ausgabe von Schalter 270 ist das Glied eX. Die Ausgabe von Addierer 272 wird zu dem Host-Computer als ΔX weitergeleitet. Das Signal MotionEnable kann vom Anwender gesteuert werden, z. B. durch ein Steuerfeld. Alternativ kann es durch die Bewegungsvorrichtung gesteuert werden, wie eingehender offenbart wird.
In einer anderen Form kann das Glied dX durch das Glied eX ersetzt werden, gleiches gilt für dY und eY, wenn der Finger sich in der "äußeren" Zone befindet, statt die zwei Glieder in dieser Zone zu addieren. Dies führt zu einer "reineren" Kantenbewegung, welche für den Anwender schwerer zu lenken ist. Anwendertests haben gezeigt, dass die vorstehend gezeigte dX-eX-Form sich besser anfühlt und leichter zu verwenden ist.
Eine weitere Alternative, die funktionell ist, aber sich als weniger wünschenswert erwiesen hat, verwendet eine etwas breitere äußere Zone. Hier wird die Gleitgeschwindigkeit proportional zur Entfernung des Fingers hin zur äußeren Zone statt zur Entfernung zur Mitte des Pads variiert. Somit beginnt die Gleitgeschwindigkeit bei Null, wenn der Finger in die äußere Zone gelangt, und nimmt bis zu einer angemessenen Grenze zu, wenn der Finger die Kante des Pads erreicht. Das Ergebnis ist ein glatterer Übergang zwischen Kantenbewegung und normalem Verhalten. Es ist nicht schwierig, die obigen Formel so abzuändern; dass dieses andere Verhalten erzeugt wird. Diese Variante wurde von den Erfindern ausprobiert, da der Übergang in den Kantenbewegungsmodus zu abrupt erschien; Test zeigten, dass diese Abruptheit bei der typischen Anwendung sogar von Vorteil ist. Der glatte Übergang ist schwerer zu "erfühlen" und es ist somit im Endeffekt wahrscheinlicher, nicht unwahrscheinlicher, dass der Anwender hiervon überrascht wird. Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass auch eine Lösung mitten zwischen den zwei beschriebenen Verfahren verwendet werden kann, um einen weniger abrupten Übergang zu erzeugen.
Eine andere Lösung zu dem Problem des Ziehens über lange Strecken besteht darin, ein "arretierendes" Ziehen vorzusehen, doch dies kann verwirrend sein, da der Arretierzustand ein verborgener Modus wird, ein wohlbekannt unerwünschtes Merkmal bei der Untersuchung von Anwenderschnittstellen.
Das Kantenbewegungsmerkmal der vorliegenden Erfindung wird vorteilhafterweise mit einer oder mehreren Fingerbewegungen verwendet, die von einem Anwender auf der Sensoranordnung durchgeführt werden können und vom System erkannt werden. Von besonderem Interesse sind die grundlegenden Tipp- und Ziehbewegungen. Die Tippbewegung ist analog zum Klicken der Maustaste auf einer herkömmlichen Maus, und das Konzept des Ziehens von Objekten ist allen Mausanwendern vertraut. Die Ziehbewegung besteht aus einmaligen Tippen, gefolgt von dem Zurückführen des Fingers auf die Berührungsfläche und dessen Bewegen in gewünschter Weise. Der Host-Computer sieht die virtuelle Maustaste während dieser ganzen Bewegung als gedrückt.
Unter Rückbezug auf Fig. 1 erkennt die Gestenvorrichtung 20 die Tipp- und Ziehbewegungen wie folgt. Es gibt vier Zustandsvariable, die zur Erkennung der Tipp- und Ziehbewegungen verwendet werden: TapState, NONE (TippZustand, KEINE), wenn keine Bewegung abläuft, TAP (TIPPEN), wenn ein Tippvorgang abläuft, oder DRAG (ZIEHEN), wenn ein Ziehvorgang abläuft; TapOkay, TRUE TippOkay, RICHTIG), wenn ausreichend Z (Fingerdruck) vorliegt, so dass er als Tippen eingestuft wird; DownTime (UntenZeit), die Zeit, als der Finger zum letzten Mal das Sensorpad berührt hat, und DownPos (UntenPos) die (X,Y) Ausgangsposition des aktuellen Tippens.
Die verwendeten Parameter sind: TapTime (TippZeit) ist die maximale Dauer einer Tippbewegung; DragTime (ZiehZeit) ist die maximale Dauer einer Tipp-und-Zieh- Bewegung; TapRadius (TippRadius) ist die während einer Tippbewegung bewegte maximale Entfernung; Ztap (Ztipp) ist der Mindestdruck (Z) für eine Tippbewegung und Zthresh (Zschwell) ist der Mindestdruck (Z) zur Feststellung eines Fingers.
Ein erfindungsgemäßer Vorgang zur Erkennung von Tipp- und Ziehbewegungen wird in den Flussdiagrammen von Fig. 14a - 14c gezeigt.
Die Verarbeitung beginnt bei Schritt 280 für jeden neuen Satz von (X,Y,Z) Daten, die von dem Arithmetikwert 16 von Fig. 1 eintreffen. In einer aktuellen Ausführung des Systems treffen diese Daten 40mal pro Sekunde ein.
Bei Schritt 282 wird der Z-(Druck)-Wert mit dem Z-Schwellwert Zthresh verglichen, um zu ermitteln, ob ein Finger vorhanden ist ("unten") oder nicht ("oben"). Anstelle eines einfachen Schwellwertvergleichs können zwei Schwellwerte verwendet werden, um eine auf dem Gebiet gut bekannte Hysterese zu erzeugen.
Bei Schritt 284 ist bekannt, dass der Finger unten ist. Der vorherige Z-Wert wird geprüft, um festzustellen, ob der Finger zuvor unten war oder gerade jetzt auf das Pad gesenkt wird.
Bei Schritt 286 wird ein Finger-Unten-Übergang festgestellt. Wenn eine Tippbewegung vor kurzem gemeldet wurde (Tapstate = TAP), dann wird bei Schritt 288 diese anstehende Tippbewegung in eine potentielle Ziehbewegung umgewandelt.
Schritt 290 zeichnet die Position und den Zeitpunkt auf, zu dem der Finger berührte.
Schritt 292 initialisiert die TapOkay Markierung, welche aufzeichnet, ob die Z = (Druck)-Information während des aktuellen Tippens je die Ztap-Schwelle überschreitet.
Bei Schritt 294 ist bekannt, dass der Finger oben ist. Der vorherige Z-Wert wird geprüft, um festzustellen, ob der Finger zuvor oben war oder gerade jetzt vom Pad hochgehoben wird.
Bei Schritt 296 wird ein Finger-Oben-Übergang festgestellt. Es werden verschiedene Tests mit dem letzten Finger-Unten-Zeitraum durchgeführt, um festzustellen, ob er als Tippbewegung qualifiziert. Zur Qualifikation muss der Finger-Unten-Zeitraum eine kurze Dauer (CurTime (AktZeit) minus DownTime muss kleiner als TapRadius sein) und ausreichend Spitzenfingerdruck (TapOkay muss RICHTIG sein) aufweisen, um sich zu qualifizieren.
Während des Finger-Unten-Zeitraums, der sich als Tippen qualifiziert hat, kann ein kleiner Betrag an Bewegung aufgrund einer natürlichen Vibration des Fingers und anderen Schwankungen eingetreten sein. Diese Bewegung ist bereits zum Host übermittelt worden, was bewirkt, dass der Cursor geringfügig von dem gewünschten Ziel der Tippbewegung wegdriftet. Bei Schritt 298 wird dem Host diese Störbewegung in umgekehrter Reihenfolge vorgespielt, um sie zu löschen. Die Bewegung kann in einem einzigen Sammeldatenpaket geschickt werden oder Datenpaket für Datenpaket wiedergegeben werden. Wenn nicht erwartet wird, dass der Host-Computer eine extreme nichtlineare Zunahme ("Ballistik") an den empfangenen Datenpaketen anlegt, reicht eine einfache Sammelübermittlung aus.
Die Schritte 300 und 302 berücksichtigen speziell die mehrfachen Tippbewegungen. Wenn eine Tippbewegung erkannt wird und eine vorherige Tippbewegung (an diesem Punkt eine potentielle Ziehbewegung) aussteht, dann werden ein oder mehrere Datenpakete, die eine Freigabe der virtuellen Maustaste melden, zu dem Host geschickt. Dies verhindert, dass das die Drückbewegungen der virtuellen Maustaste aufgrund von zwei Tippbewegungen zu einer einzigen langen Drückbewegung der virtuellen Maustaste zusammenwachsen. Das spezielle Tastenfreigabe-Datenpaket kann durch Senden eines Extradatenpakets an den Host oder durch Setzen einer Markierung zur Unterdrückung der virtuellen Maustaste bei dem nächsten folgenden Datenpaket verwirklicht werden.
Schritt 304 stellt fest, dass jetzt eine Tippbewegung abläuft.
Bei Schritt 306 ist der Finger immer noch fern vom Pad. Wenn der Finger so lange fern vom Pad war, dass die aktuelle Tippbewegung (falls vorhanden) sich nicht länger qualifiziert, zu einer Ziehbewegung ausgedehnt zu werden (d. h. Curtime minus DownTime übersteigt DragTime) oder wenn eine Ziehbewegung ansteht (TapState ist DRAG), dann wird die aktuelle Tipp- oder Ziehbewegung bei Schritt 308 beendet (was die Freigabe der virtuellen Maustaste bewirkt).
Die Schritte 310 und 312 vergleichen Z mit Ztap. Wenn Z während eines vorgegebenen Finger-Unten-Zeitraums größer als Ztap ist, dann wird die TapOkay Markierung gesetzt.
Die Schritte 314, 316 und 318 bewirken ein Drücken der virtuellen Maustaste während einer Tipp- oder Ziehbewegung und ansonsten deren Freigabe.
In einer derzeitigen Ausführung eines existierenden Systems nach der vorliegenden Erfindung ist TapTime ein Sekundenbruchteil und kann vom Anwender eingestellt werden, ist DragTime etwa gleich zu TapTime und ist der TapRadius in etwa 5-10% der Padbreite.
Das Signal "MotionEnable" in das UND-Gatter 268 von Fig. 13 wird entweder durch MotionEnable =) (TapState = DRAG) oder durch MotionEnable = (TapState = DRAG) ODER (TapState = TAP) erhalten.
Zwar bezieht sich die vorstehende Offenbarung auf zwei bestimmte Bewegungen, doch wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass andere Bewegungen in dem erfindungsgemäßen System eingesetzt werden können.
Das erhöhte Ansprechvermögen des Berührungssensorsystems der vorliegenden Erfindung lässt eine leichteren Eingabefingerberührung zu, was es müheloser für menschlichen Gebrauch macht. Ein erhöhtes Ansprechvermögen macht auch die Verwendung anderer Eingabeobjekte, zum Beispiel Stifte, etc. möglich. Zudem erlaubt dieses Ansprechvermögen als Ausgleich eine dickere Schutzschicht oder verschiedene Materialien, was beides niedrigere Herstellkosten ermöglicht. Eine stärkere Rauschunterbindung ermöglicht größere Flexibilität im Gebrauch und ein geringeres Ansprechvermögen gegenüber Störrauschproblemen. Es werden zwei Verfahren eingesetzt, die ein Ableiten der vorteilhaftesten Rauschunterdrückung ermöglichen.
Aufgrund der in der vorliegenden Erfindung verwendeten Ansteuerungs- und Erfassungsverfahren wurde die Datenerfassungsgeschwindigkeit um einen Faktor von etwa 30 gegenüber dem Stand der Technik erhöht. Dies bietet mehrere offensichtliche zusätzliche Wirkungen. Zum einen kann bei der gleichen Signalverarbeitungsintensität die Schaltungsanordnung die meiste Zeit abgeschaltet werden und der Stromverbrauch kann in dem analogen Teil der Konstruktion um einen Faktor von etwa 30 verringert werden. Da mehr Daten verfügbar sind, kann zum anderen mehr Signalverarbeitung, wie zum Beispiel Filtern, und mehr Bewegungserkennung durchgeführt werden.
Die in der vorliegenden Erfindung eingesetzte Sensorelektronikschaltung ist sehr robust und kalibriert Verfahrens- und Systemfehler heraus. Sie verarbeitet die kapazitiven Informationen vom Sensor und liefert einer externen Vorrichtung, zum Beispiel einem Mikroprozessor, digitale Informationen.
Aufgrund der einzigartigen physikalischen Eigenschaften der vorliegenden Erfindung gibt es mehrere ergonomisch interessante Anwendungen, die zuvor nicht möglich waren. Derzeit ist der Gebrauch einer Maus oder eines Trackballs bei tragbaren Rechnern nicht physikalisch praktisch. Die vorliegende Erfindung bietet eine sehr praktische und einfach zu gebrauchende Cursorpositionslösung, die diese Geräte ersetzt.
Bei Mausanwendungen kann der erfindungsgemäße Sensor bei einem tragbaren Rechner an geeigneter Stelle, z. B. unter der "Leertaste" positioniert werden. Bei Positionierung an dieser Stelle kann der Daumen des Anwenders als Positionszeiger auf dem Sensor eingesetzt werden, um die Cursorposition auf dem Computerbildschirm zu steuern. Der Cursor kann dann bewegt werden, ohne dass die Finger des Anwenders die Tastatur verlassen müssen. Ergonomisch gesehen ähnelt dies dem Konzept des Macintosh Power Book mit seinem Trackball, die vorliegende Erfindung bietet aber größenmäßig einen wesentlichen Vorteil gegenüber dem Trackball. Diese Grundidee kann dadurch erweitert werden, dass für noch mehr Steuerung des Merkmals zwei Sensoren unter der "Leertaste" positioniert werden könnten.
Die Computeranzeige mit ihrer Cursorrückmeldung ist ein kleines Beispiel für einen sehr allgemeinen Anwendungsbereich, bei dem eine Anzeige eine Leuchtdiodenkette oder LEDs, eine LCD-Anzeige oder ein Bildschirm sein könnte. Zu den Beispielen gehören Berührungssteuerungen an Laborgeräten, wo derzeitige Geräte eine Kombination von Knopf/Taste/Berührungsbildschirm verwenden. Aufgrund der Verbindbarkeit dieser Schnittstelle könnten einer oder mehrere dieser Eingänge zu einem der bezüglich der Erfindung beschriebenen Eingänge kombiniert werden.
Verbraucherelektronik-Anwendungen (Stereogeräte, Graphikequalizer, Mischgeräte) verwenden häufig eine signifikante Vorderseiten-Fläche für Gleitpotentiometer, da eine variable Steuerung benötigt wird. Da elektronische Heimsysteme üblicher werden, wird eine dichtere und leistungsstärkere Schnittstelle zum Menschen benötigt. Die erfindungsgemäße Sensortechnologie ermöglicht ein sehr dichtes Steuerfeld. Fernseh-Videorecorder-/Stereo-Fernbedienungen könnten ergonomisch geformt werden und könnten bei Einsatz dieser Sensortechnologie leistungsfähigere Merkmale erlauben.
Der erfindungsgemäße Sensor kann jeder Fläche angepasst werden und kann so ausgelegt werden, dass er mehrere Berührpunkte erfasst, was einen leistungsstärkeren Joystick ermöglicht. Die einzigartige Druckfeststellungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Sensortechnologie ist auch der Schlüssel zu dieser Anwendung. Computerspiele, Fernbedienungen (Hobbyelektronik, Flugzeuge) und Werkzeugmaschinensteuerungen sind nur ein paar Beispiele für Anwendungen, die von der erfindungsgemäßen Sensortechnologie profitieren würden.
Musikkeyboards (Synthesizer, elektrische Pianos) benötigen geschwindigkeitssensitive Tasten, die durch die Druckerfassungsfähigkeit dieses Sensors zur Hand gegeben werden können. Es gibt auch Tonhöhenänderungs- Steuerungen und andere Gleitschalter, die durch diese Technologie ersetzt werden könnten. Eine noch einzigartigere Anwendung umfasst ein Musikinstrument, das Noten als Funktion der Position und des Drucks der Hände und Finger in einer sehr ausdrucksfähigen 3-D-Schnittstelle erzeugt.
Die erfindungsgemäße Sensortechnologie kann jedes gegen sie drückende leitende Material optimal erfassen. Durch Hinzufügen einer komprimierbaren Isolierschicht, die oben auf dem Sensor mit einer Schicht leitenden Materials bedeckt ist, kann der erfindungsgemäße Sensor auch Druck von einem gehandhabten Objekt, unabhängig von seiner elektrischen Leitfähigkeit, indirekt erfassen.
Aufgrund der diesem Sensor zur Verfügung stehenden Menge an Informationen leistet es gute Dienste als Eingabegerät bei virtuellen Realitätsmaschinen. Man kann sich leicht eine Konstruktion vorstellen, die eine Positionsüberwachung in drei Dimensionen und ein gewisses Maß an Reaktion (Druck) auf Aktionen erlaubt.

Claims

1. Verfahren zur Erzeugung eines elektrischen Signals für die Bewegung eines Cursors auf einem mit einem Computer verbundenen Bildschirm in Reaktion auf elektrische Signale, die die Position eines Objekts (8) in einer zweidimensionalen Erfassungsebene darstellen, welches folgende Schritte umfasst:

- Erzeugen einer Erfassungsebene (10) einschließlich einer Matrix von Leitern (26, 30), die als Vielzahl beabstandeter reihenleitender Zeilen und spaltenleitender Zeilen angeordnet sind, wobei die Erfassungsebene (10) eine Eigenkapazität an den verschiedenen reihenleitenden Zeilen und spaltenleitenden Zeilen (26, 30) aufweist, die Kapazität mit der Nähe eines Objekts zu den reihen- und spaltenleitenden Zeilen schwankt, die Erfassungsebene einen inneren Bereich (240) umfasst, der von einem sich von den Außenkanten der Erfassungsebene nach innen erstreckenden äußeren Bereich (242) begrenzt wird;

- Erfassen der Kapazität an mindestens den ausgewählten reihen- und spaltenleitenden Zeilen (26, 30) und

- Erzeugen von Ist-Positions-Signalen aus der erfassten Kapazität, die die Ist- Position des Objekts (8) in X- und Y-Richtung auf der Erfassungsebene wiedergeben, gekennzeichnet durch die folgenden weiteren Schritte:

- Erfassen, ob das Objekt (8) sich in dem äußeren Bereich (242) der Erfassungsebene (10) befindet;

- Erzeugen der X- und Y-Signale für die erste relative Position, welche die Differenz zwischen der Ist-Position des Objekts in X- und Y-Richtung und einer vorherigen Position des Objekts in X- und Y-Richtung darstellen;

- Senden der X- und Y-Signale für die erste relative Position an einen Computer, wenn sich das Objekt nicht in dem äußeren Bereich (242) der Erfassungsebene (10) befindet;

- Erzeugen von X- und Y-Signalen für die zweite relative Position abhängig von der Differenz zwischen der Ist-Position des Objekts (8) in X- und Y-Richtung und einer festen Position auf der Erfassungsebene (10), wenn sich das Objekt (8) in dem äußeren Bereich (242) der Erfassungsebene (10) befindet;

- Senden der X- und Y-Signale für die zweite relative Position an den Computer, solange sich das Objekt (8) in dem äußeren Bereich der Erfassungsebene befindet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ist-Positions- Signale, die X- und Y-Signale für die erste relative Position und die X- und Y- Signale für die zweite relative Position digitale Signale sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das X-Signal für die zweite relative Position das um einen Betrag proportional zur Differenz in X-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts (8) und einer festen X- Position auf der Erfassungsebene (10) erhöhte X-Signal für die erste relative Position umfasst, und das Y-Signal für die zweite relative Position das um einen Betrag proportional zur Differenz in Y-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts (8) und einer festen Y-Position auf der Erfassungsebene (10) erhöhte Y-Signal für die erste relative Position umfasst.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass:

- der Betrag proportional zur Differenz in X-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts und einer festen X-Position auf der Erfassungsebene (10) m-mal die Differenz in X-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts und einer Mitten-X-Position auf der Erfassungsebene ist, und

- der Betrag proportional zur Differenz in Y-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts und einer festen Y-Position auf der Erfassungsebene (10) n-mal die Differenz in Y-Richtung zwischen der Ist-Position des Objekts und einer Mitten- Y-Position auf der Erfassungsebene ist;

dadurch gekennzeichnet, dass m und n so gewählte Zahlen sind, dass der Bewegung des Cursors auf dem Bildschirm eine gewünschte Geschwindigkeit verliehen wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis von m zu n gleich dem Verhältnis der Breite der Erfassungsebene (10) zur Höhe der Erfassungsebene (10) ist.

6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, welches weiterhin die folgenden Schritte umfasst:

- gleichzeitiges Entwickeln eines zweiten Satzes von Signalen proportional zu dem Wert der Kapazität für jede der reihenleitenden Zeilen, wenn sich kein Objekt in nächster Nähe der Erfassungsebene befindet, und

- gleichzeitiges Entwickeln eines zweiten Satzes von Signalen proportional zu dem Wert der Kapazität für jede der spaltenleitenden Zeilen, wenn sich kein Objekt in nächster Nähe der Erfassungsebene befindet,

dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Erfassens der Kapazität folgende Unterschritte umfasst:

- gleichzeitiges Entwickeln eines dritten Satzes von Signalen proportional zu dem Wert der Kapazität für jede der reihenleitenden Zeilen, wenn sich ein Objekt in nächster Nähe der Erfassungsebene befindet, und

- gleichzeitiges Entwickeln eines vierten Satzes von Signalen proportional zu dem Wert der Kapazität für jede der spaltenleitenden Zeilen, wenn sich ein Objekt in nächster Nähe der Erfassungsebene befindet, und

dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Erzeugens der Ist-Positions- Signale die folgenden Unterschritte umfasst:

- Berechnen eines ersten gewichteten Mittels der Differenz zwischen dem ersten Signalsatz und dem dritten Signalsatz, um ein Ist-Positions-Signal in X- Richtung der Ebene zu erzeugen, und

- Berechnen eines zweiten gewichteten Mittels der Differenz zwischen dem zweiten Signalsatz und dem vierten Signalsatz, um ein Ist-Positions-Signal in Y- Richtung der Erfassungsebene zu erzeugen.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schritte der gleichzeitigen Entwicklung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalsätze die folgenden Schritte umfassen:

- Anlegen einer ersten bekannten Spannung an den Kapazitäten;

- Entladen der Kapazitäten über eine vorgegebene Zeit bei einem vorgegebenen Strom;

- Messen und Speichern eines ersten Satzes sich ergebender Spannungen über den Kapazitäten;

- Anlegen einer zweiten bekannten Spannung an den Kapazitäten;

- Messen und Speichern eines zweiten Satzes sich ergebender Spannungen über den Kapazitäten und

- Mitteln der entsprechenden ersten und zweiten Sätze der sich ergebenden Spannungen.

8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schritte der Berechnung der ersten und zweiten gewichteten Mittel die folgenden Schritte umfassen:

- Berechnen einer Summe und einer gewichteten Summe des ersten Signalsatzes;

- Berechnen einer Summe und einer gewichteten Summe des zweiten Signalsatzes;

- Berechnen einer Summe und einer gewichteten Summe des dritten Signalsatzes;

- Berechnen einer Summe und einer gewichteten Summe des vierten Signalsatzes;

- Berechnen eines Reihennumerators durch Subtrahieren der gewichteten Summe des ersten Signalsatzes von der gewichteten Summe des dritten Signalsatzes;

- Berechnen eines Reihendenominators durch Subtrahieren der Summe des ersten Signalsatzes von der Summe des dritten Signalsatzes;

- Dividieren des Reihennumerators durch den Reihendenominator, um ein Reihenpositionssignal zu erhalten, das die Position des Objekts in einer Reihendimension darstellt;

- Berechnen eines Spaltennumerators durch Subtrahieren der gewichteten Summe des zweiten Signalssatzes von der gewichteten Summe des vierten Signalsatzes;

- Berechnen eines Spaltendenominators durch Subtrahieren der Summe des zweiten Signalssatzes von der Summe des vierten Signalsatzes und

- Dividieren des Spaltennumerators durch den Spaltendenominator, um ein Spaltenpositionssignal zu erhalten, das die Position des Objekts in einer Spaltendimension darstellt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, welches die weiteren Schritte umfasst:

- Speichern der Summe und der gewichteten Summe des ersten und dritten Signalsatzes als gespeicherte Summe und gespeicherte gewichtete Summe der zweiten und vierten Signalsätze und

- Verwenden der gespeicherten Summe und der gespeicherten gewichteten Summe bei der Berechnung der Folgereihennumeratoren und Folgereihendenominatoren sowie Folgespaltennumeratoren und Folgespaltendenominatoren

- Verwenden der speicherten Summe und einer gespeicherten gewichteten Summe zum Erzeugen eines elektrischen Signals, das stellvertretend für eine Folgeposition des Objekts in der zweidimensionalen Ebene ist.

10. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die feste Position im geometrischen Mittelpunkt der Erfassungsebene liegt.