DE69511913T2

DE69511913T2 - Leistungsumwandlung

Info

Publication number: DE69511913T2
Application number: DE69511913T
Authority: DE
Inventors: Patrizio Vinciarelli
Original assignee: VLT Corp
Current assignee: Vicor Corp
Priority date: 1994-01-27
Filing date: 1995-01-24
Publication date: 2000-01-27
Anticipated expiration: 2015-01-25
Also published as: DE69511913D1; JP2721315B2; EP0665633A3; EP0665633B1; EP0665633A2; US5623397A; JPH08214544A

Description

Leistungsumwandlung

Die Erfindung betrifft Leistungsumwandlungsschaltungen.
Fig. 1 zeigt einen Nullstrom Durchlaßschaltkonverter 10 von der Art, wie bei Vinciarelli, "Durchlaß Konverter Schalter bei Nullstrom", US 4,415,959 beschrieben. In solch einem Konverter wird ein finiter und begrenzter Betrag (Quantum) von Energie aus der Zufuhrquelle 12 zur Last 200 während jedes Konverterarbeitszyklus übertragen. Als ein Ergebnis ist der Betrag an Leistung, der zu der Last geliefert wird, eine Funktion der Betriebsfrequenz des Konverter (d. h. die Anzahl von Arbeitszyklen pro Sekunde). In einer typischen Anwendung, wo die Ausgangsspannung, Vout, auf einem vorbestimmten Wert gehalten werden soll, werden Regelschaltungen 22 verwendet, sowohl um den Hauptschalter 26 zu Zeiten des null Stroms ein und aus zu schalten als auch die Konverterbetriebsfrequenz zu variieren, da die von der externen Last 200 gezogene Leistung variiert. In der Theorie tendiert die Betriebsfrequenz auch dazu auf null zu fallen, da die von der Last gezogene Leistung in Richtung null reduziert ist. In praktischen Ausführungsformen solch eines Konverters beeinflussen jedoch der finite Wert des induktiven Ausgabebauelements 24 und die finiten Verluste in nicht idealen Konverterschaltungselementen den Konverterbetrieb bei leichten Lasten. Verluste in Schaltungselementen bestimmen seitdem die minimale durchschnittliche Betriebsfrequenz des Konverters, bei externer Nullast 200, wird der Konverter gerade genug Leistung verarbeiten, um die Verluste im Konverter selbst auszugleichen. Jedoch wird der Konverter im allgemeinen bei sehr leichten Lasten oder bei null externer Last nicht bei einer festen, stabil Betriebsfrequenz betrieben. Dies ist, weil es einen Wert der Last gibt, unterhalb dessen Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement 24 auftritt, (z. B. wird der Strom Io in Richtung des Kondensators 20 während eines Abschnitts des Arbeitszyklus fließen). Wegen der unidirektionalen Leitungscharakteristik der Diode 18 verursacht dieser entgegengesetzte Strom eine Aufladung des Kondensators 20 und dieses "Vorladen" des Kondensator, der dazu tendiert, von Zyklus zu Zyklus zu variieren, wird den Betrag der vorwärts übertragenen Energie aus der Zufuhrquelle während des nächsten Arbeitszyklus beeinflussen. Das Ergebnis ist ein "diskontinuierlicher" Operationsmodus bei leichten Lasten, der durch Variationen in Durchlaß Energieübertragung während verschiedener Arbeitszyklen und begleitender Variationen bei der Zeitdauer der Betriebszyklen und Konverterbetriebsfrequenz gekennzeichnet ist.
Im allgemeinen ist es fördernd, den Betriebsfrequenzbereich eines Nullstrom Schaltkonverters durch Anheben seiner Minimalbetriebsfrequenz zu reduzieren. Beispielsweise erlaubt die Steigerung der Minimalbetriebsfrequenz die Verwendung von geringer bewerteten Konverterausgabefilterelementen. Dies erlaubt, die Größe und die Verluste in diesen Elementen zu reduzieren, und sorgt auch für breitere closed-loop Konverter Betriebsbandbreiten und verbesserte Konverterantwortzeiten. Ebenso erlaubt eine gesteigerte Minimalbetriebsfrequenz die Verwendung kleinerer Eingangsfilterelemente für das Reduzieren der Niveaus der in Richtung der Zufuhrquelle reflektierten Frequenzkomponenten mit ähnlichen Vorteilen.
Eine Art, die Minimalbetriebsfrequenz in einem Nullstromschaltkonverter anzuheben, soll Mittel dafür vorsehen, den Betrag der auf die Last während jedes Energieübertragungszyklus übertragenen Energie zu reduzieren. Eine Art, dieses zu schaffen, ist in Vinciarelli "Zero Current Switching Forward Power Conversion Apparatus and Method With Controllable Energy Transfer," U.S. 5,235,502 beschrieben. Der dort beschriebene und als Konverter 50 in Fig. 2 gezeigte integriert ein bidirektionales Schaltelement 28, welches synchron mit dem Hauptschalter in einer Betriebsart ein- und ausgeschaltet wird, die entgegengesetzte Ladebetriebsart (Entladen) genannt wird. In dieser Betriebsart dreht ein Entladeregler 32 den bidirektionalen Schalter 28 aus, wenn der Hauptschalter 26 eingeschaltet wird (und dadurch Durchlaßenergieübertragung ermöglicht, aus der Zufuhrquelle zum Kondensator 20 und von dort zur Last 200) und schaltet den bidirektionalen Schalter später in dem Arbeitszyklus ein, wenn die Spannung des Kondensators 20 auf null zurückgeht. Bei relativ hohen Werten der Lastleistung, für die Strom im induktiven Ausgabebauelement 24 immer in der Richtung der Last fließt, ist die Handhabung des Konverters von Fig. 2 im wesentlichen mit der Handhabung des Konverters von Fig. 1 identisch. Bei leichten Lasten oder bei null Last jedoch, für welche Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement 24 auftritt, wird der geschlossene bidirektionale Schalter den entgegengesetzten Strom um den Kondensator herumführen, wodurch ungeregeltes Laden verhindert wird. Wenn der Hauptschalter 26 geschlossen ist und der bidirektionale Schalter geöffnet ist, wird Energie zum Kondensator aus zwei Richtungen übertragen: "Durchlaß" Energieübertragung aus der Zufuhrquelle 12 und "umgekehrte" Energieübertragung vom entgegengesetzten Strom, der im induktiven Ausgabebauelement 24 fließt. Je größer der Anfangswert des entgegengesetzten Stroms (d. h. der Wert des entgegengesetzten Stroms, der im Augenblick im induktiven Ausgabebauelement 24 fließt, zu dem der Hauptschalter geschlossen ist), desto geringer wird der Betrag der Durchlaßenergieübertragung sein. Auf diese Weise wird entgegengesetzter Strom als ein Mittel zum Verringern des Betrags der Durchlaßenergieübertragung ausgenutzt. Dies führt zu einer höheren Betriebsfrequenz bei leichten Lasten (mit dem Konverter von Fig. 1 verglichen), da für einen gegebenen Wert der Lastleistung die Reduktion der Energie pro Zyklus in eine höhere erforderliche Betriebsfrequenz übersetzt wird. Wenn Last in Richtung null reduziert wird, wird die Frequenz auch absinken, aber dies wird zu einer Zunahme im Anfangswert des entgegengesetzten Stroms und einer weiteren Reduktion der Durchlaßenergieübertragung führen. Da der bidirektionale Schalter und der Hauptschalter innerhalb des Arbeitszyklus synchronisiert sind, sind die Wirkungen des entgegengesetzten Stromflusses kontrolliert und auf einer Zyklus zu Zyklus Basis voraussagbar und der " diskontinuierlich " Modus ist eliminiert.
Wenn der Konverter von Fig. 2 im entgegengesetzten Lademodus läuft, kann es sein, daß der Spitze zu Spitze Wert des Stroms, der im induktiven Ausgabebauelement fließt, relativ groß wird, da die von der Last gezogene Leistung in Richtung null reduziert ist. In der Praxis kann dieser große Strom, der in relativ große RMS Ströme übersetzt wird, die im induktiven Ausgabebauelement, bidirektionalem Schalter und Ausgabefilterkondensatoren fließen (z. B. Kondensator 201 in Fig. 2), zu gesteigerter kleiner Wellenspannung (aufgrund sowohl der integrierenden Wirkung des Kapazitäten Ausgabeblindwiderstands, als auch der Wirkung des Stromflusses in den äquivalenten Serienimpedanzen der nicht idealen Ausgabefilterkondensatoren) führen; wird Verluste in den finiten Widerständen in den nicht idealen Schaltungskomponenten erzeugen; und kann im allgemeinen die Verwendung einer relativ großen Matrixgröße für den Halbleiterschalter erfordern, der ausgewählt ist, um den bidirektionalen Schalter auszuführen (um Leistungsverlust im nicht idealen Schalter zu reduzieren).
Ein anderes Schema für entgegengesetztes Laden wird in unserer europäischen Patentanmeldung 93302584.3 (EP A -0 564 289) gezeigt.
In der dort beschriebenen und als Konverter 150 in Fig. 3 gezeigten Topologie, ist ein zerstreuendes Element 210 in Serie zu dem bidirektionalen Schalter 252 hinzugefügt (die Diode 250 wird auch davor bewahrt, den Strom Io zu führen, wenn sie in der Richtung auf die Last zu fließt). Der Wert des zerstreuenden Elements ist so gewählt, daß das zerstreuende Element 210 in Verbindung mit dem induktiven Ausgabebauelement 24 und dem Kondensator 20 eine ungefähr kritisch gedämpfte Schaltung bildet, wenn der bidirektionale Schalter 252 geschlossen ist. Ein Entladeregler 32 synchronisiert das Öffnen und Schließen des bidirektionalen Schalters mit dem Öffnen und Schließen des Hauptschalters, wobei dasselbe oben beschriebene Protokoll für den Konverter von Abb. 2 verwendet wird, der im Entlademodus arbeitet. Im Konverter von Fig. 3 jedoch arbeitet das zerstreuende Element, um den Spitzenwert (und daher den Anfangswert) des entgegengesetztem Stroms einzugrenzen und dadurch auch etwas Leistung abzugeben. Die gemeinsame Wirkung ist eine Reduktion von Durchlaß Energieübertragung bei leichter oder null Last und einer Zunahme der Minimalbetriebsfrequenz wegen sowohl der Reduktion der Durchlaßenergieübertragung als auch der Verluste im Widerstandselement. Wenn in diesem "gedämpften Entlade- " Betriebsmodus betrieben, vermeidet der Konverter von Fig. 3 die höheren Anfangswerte des mit der entgegengesetzten Ladebetriebsart im Konverter von Fig. 2 verbundenen entgegengesetzten Stroms und eliminiert die diskontinuierliche Betriebsart, aber tut dies auf Kosten von gesteigerter Zerstreuung und vergeudeter Leistung im zerstreuenden Element 210.
Sowohl der Entlade- als auch der gedämpfte Entladebetriebsmodus beuten Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement bei leichten Lasten als ein Mittel aus, einen Abschnitt der totalen Energie zuzuführen, die dem Kondensator 20 geliefert wird. Diese "umgekehrte" Energieübertragung verhält sich in natürlichem Gegensatz zur "Durchlaß-" Übertragung von Energie auf den Kondensator aus der Zufuhrquelle. Jedoch wird in jeder der bezuggenommenen Betriebsarten ein "umgekehrtes" Energieübertragungsverfahren gleichzeitig mit Aufnahme Durchlaß Energieübertragung aufgenommen (d. h. die bidirektionalen Schalter 28, 252 werden vom entgegengesetzten Laderegler zu im Grunde genommen derselbe Zeit geöffnet, wenn die Hauptschalter 26 geschlossen sind). Mit diesem Schaltprotokoll kann umgekehrter Stromfluß Durchlaßenergieübertragung vermindern, aber kann sie nicht auf Null reduzieren, da dies einen unendlichen Anfangswert des umgekehrten Stroms erfordern würde. Es ist daher interessant, zu beachten, daß wenn alle Komponenten im Konverter der Fig. 2 ideal wären (d. h., verlustfrei), Verwendung der entgegengesetzten Ladebetriebsart die Konverterbetriebsfrequenz nicht daran hindern würde, an null heranzugehen, da die von der Last gezogene Leistung an null herangeht. Für praktische Ausführungsformen der Konverter von Abb. 2 und 3 jedoch, die jeweils in der Entlade- und gedämpften Entlade-Betriebsart betrieben werden, wird der Betrieb bei null externer Last bei einer Minimalbetriebsfrequenz auftreten, bei welcher der finite Betrag der vorwärts übertragenen Leistung aus der Zufuhrquelle in den nicht idealen Komponenten im Konverter der Endsumme der zerstreuenden Verluste gerade gleich ist (und im Konverter von Abb. 3 den Verlusten im zerstreuenden Element 210). Die Minimalbetriebsfrequenz für jeden der Konverter von Fig. 2 und 3 ist höher als die durchschnittliche Minimalbetriebsfrequenz für den Konverter der Fig. 1, wegen der Reduktion von Durchlaßenergietransfer bei niedrigen Werten der Last, die etwa von den obengenannten entgegengesetzten Ladebetriebsarten erbracht werden. Jedoch ist die Minimalbetriebsfrequenz in erster Linie von Verlusten in nicht idealen oder zerstreuenden Komponenten innerhalb des Konverters abhängig.
Wir beschreiben weiter unten neuartige Anordnungen, die praktischen Ausführungsformen von Konvertern ermöglichen, kleiner und mit geringeren Kosten hergestellt zu werden, während relativ hohe Minimalbetriebsfrequenzen erreicht und diskontinuierliche Modi vermieden werden, und niedrigere Ausgabewellenspannung bei leichten Lasten für einen gegebenen Betrag des kapazitiven Ausgabefilterblindwiderstands vorgesehen werden können. Wir erreichen dieses durch das Vorladen des kapazitiven Blindwiderstands in Vorwegnahme des Schließens des Hauptschalters.
Im allgemeinen bietet die Erfindung eine Leistungsumwandlungsschaltung, die einen Anschluß für die Verbindung zu einer Leistungsquelle hat; einen Transformator, der eine Hauptwicklung, eine sekundäre Wicklung und eine wirksame sekundäre Leckinduktivität L2e hat; und einen kapazitiven Blindwiderstand C, der mit einer sekundären Seite des Transformators verbunden ist. Eine erste Schaltvorrichtung ist verbunden, um geöffnet und geschlossen zu werden, um Energie aus der Leistungsquelle über die effektive Leckinduktivität zu übertragen, um den kapazitativen Blindwiderstand während eines Durchlaßenergieübertragungszyklus aufzuladen, der eine charakteristische Zeitskala von pi*sqrt (L2e*C) hat. Dort ist der Regelschaltkreise mit der Vorladeregelung verbunden, die den kapazitiven Blindwiderstand zu ausgewählten Zeiten vorlädt, außer während des Durchlaßenergieübertragungszyklus.
Ausführungsformen der Erfindung können eine oder mehrere der folgenden Merkmale einschließen. Die Regelschaltkreise werden konfiguriert, um die Vorladezeiten zu steuern, relativ zu dem Beginn des Durchlaßenergieübertragungszyklus. Die Regelschaltkreise schließen eine zweite Schaltvorrichtung ein. Vorladen wird durch Öffnen der zweiten Schaltvorrichtung begonnen. Eine Last ist zusammenhängend, um Energie vom kapazitiven Blindwiderstand zu erhalten. Ein induktives Bauelement ist verbunden, um Strom zwischen dem kapazitiven Blindwiderstand und der Last zu führen. Die zweite Schaltvorrichtung ist parallel mit dem kapazitiven Blindwiderstand geschaltet und in Serie mit dem induktiven Bauelement. Eine unidirektionale leitende Vorrichtung wird von der ersten Schaltvorrichtung in Serie mit der sekundären Wicklung verbunden und so ausgerichtet, daß sie leitet, wenn die erste Schaltvorrichtung leitet.
Der Regelschaltkreis schließt einen Anschluß für das Empfangen eines Signals ein, das eine Änderungsrate der Spannung über dem kapazitiven Blindwiderstand bezeichnet, und einen Anschluß für das Empfangen eines Signals, das eine Betriebsfrequenz der Schaltung bezeichnet, und jene Signale werden dabei verwendet, das Vorladen zu kontrollieren.
In einigen Ausführungsformen ist die zweite Schaltvorrichtung ein im Grunde genommen verlustfreier Schalter. In einigen Ausführungsformen hat die zweite Schaltvorrichtung finite Widerstandsfähigkeit. Die zweite Schaltvorrichtung kann einen Schalter und eine finite Widerstandsfähigkeit außerhalb des Schalters einschließen. Die zweite Schaltvorrichtung kann ein MOSFET sein. Eine unidirektionale leitende Vorrichtung kann über die zweite Schaltvorrichtung verbunden und gepolt werden, um Strom in der Richtung der Last (z. B. in eine Richtung, die der Leitungsrichtung des MOSFETs entgegengesetzt ist) zu führen.
Die Schaltung kann in einem Modus betrieben werden, der einen Umwandlungsarbeitszyklus hat, bei dem der Durchflußenergieübertragungszyklus ein Teil ist und, wo der Umwandlungsarbeitszyklus einen anderen Teil einschließt, in welchem entgegengesetzter Strom, der von der Last fließt, verfügbar ist, um den kapazitativen Blindwiderstand aufzuladen, wobei der entgegengesetzte Strom zum Kondensator geführt wird, um ein Vorladen zu erreichen. Die erste Schaltvorrichtung wird zu der Zeit eingeschaltet und ausgeschaltet, wenn Strom durch die erste Schaltvorrichtung im Grunde genommen null ist. Die Schaltfrequenz der ersten Schaltvorrichtung wird geregelt, um eine Ausgabespannung der Schaltung auf einem vorbestimmten Wert aufrechtzuerhalten.
Eine Bedingung für das Einschalten der zweiten Schaltvorrichtung ist ungefähr ein Auftreten einer Zeit, wenn eine Spannung über den Kondensator im Grunde genommen null ist. Die zweite Schaltvorrichtung wird ungefähr gleichzeitig ausgeschaltet, so daß der anschließende Durchflußenergieübertragungszyklus dazu tendiert, zu beginnen, wenn eine Spannung über dem Kondensator auf einem Maximum ist. Der Zeitpunkt tritt auf, kurz bevor die Spannung über dem Kondensator maximal ist. Das Maximum weist auf, daß das erste Maximum im Anschluß daran auftritt, wenn die zweite Schaltvorrichtung ausgeschaltet wird. Das Vorladen ist zu Zeiten gesperrt, wenn der entgegengesetzte Strom nicht während des Umwandlungsarbeitszyklus fließt.
Andere Vorteile und Merkmale werden von der folgenden Beschreibung offensichtlich.
In den Zeichnungen:
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Nullstromschaltkonverters.
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung eines Nullstrom Gleichstrom- Gleichstrom Schaltkonverters, der Schaltungs- und Regelungselemente für das betreiben des Konverters in einem Entladebetriebsmodus einbezieht.
Fig. 3 zeigt eine schematische Darstellung eines Nullstrom Gleichstrom- Gleichstrom Schaltkonverters, der Schaltungs- und Regelungselemente für das Betreiben des Konverters in einen gedämpften Entlademodus aufweist.
Fig. 4A und 4B zeigen schematische Darstellungen für isolierte und nicht- isolierte Ausführungsformen eines Nullstrom Gleichstrom-Gleichstrom Schaltkonverters, der einen Regler für das Betreiben des Konverters in einem vorwegnehmenden Entlademodus aufweist.
Fig. 5 erläutert eine Schaltung und die Wirkung der Anwesenheit einer Vorladespannung auf der Spitzenspannung, auf die ein Kondensator in der Schaltung geladen wird.
Fig. 6 zeigt Wellenformen für einen Konverter von der in Fig. 4A und 4B gezeigten Art, wenn der Konverter einer Last ein ausreichendes Maß an Leistung liefert, so daß Stromumkehrung im konverterinduktiven Ausgabebauelement nicht auftritt.
Fig. 7-10 zeigen Wellenformen für einen Konverter von der in Fig. 4A und 4B gezeigten Art, wenn der Konverter relativ niedrige Werte der Lastleistung liefert, für die Stromumkehrung im konverterinduktiven Ausgabebauelement auftritt.
Fig. 11 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines vorweggenommenen Entlade Gleichstrom-Gleichstrom Konverter, das eine schematische Darstellung eines Entladephasenreglers enthält.
Fig. 12A - 12N zeigen Betriebswellenformen für den Konverter von Fig. 11, der bei im Grunde genommen null Last Bedingungen betrieben wird.
Fig. 13 zeigt eine andere Betriebsart, die mittels eines in den Konverter von Fig. 11 einbezogenen Schaltkreise vermieden wird.
Fig. 14-16 zeigen Betriebswellenformen für den Konverter von Fig. 11 unter verschiedenen Lastbedingungen.
Fig. 17A und 17B zeigen schematische Diagramme für isolierte und nichtisolierte Ausführungsformen eines Nullstrom Gleichstrom-Gleichstrom Schaltkonverters, der einen Regler für das Betreiben des Konverters in einem gedämpften vorwegnehmenden Entlademodus einbezieht.
Fig. 18 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines gedämpften vorwegnehmenden Gleichstrom-Gleichstrom Entladungskonverter, der eine schematische Darstellung eines Entladephasenreglers enthält.
Fig. 19-22 zeigen, die Wellenformen für den Konverter von Fig. 18, betrieben unter verschiedenen Lastbedingungen.
Fig. 23 zeigt eine Tabelle, um die Leistung von vier Arten von Konvertern zu vergleichen.
Ein verbesserter Nullstrom Schaltkonverter, der in einem Modus betrieben werden kann, der die Leistung der Entlade- und gedämpften Entladebetriebsart verbessert, ist in Fig. 4A und 4 B erläutert. In Fig. 4A enthält der neue Konverter 350 Leistungsumwandlungsschaltkreise, die mit den entsprechenden Schaltkreisen im Konverter 50 von Fig. 2 im Grunde genommen identisch sind und aus folgendem bestehen: einem Leckinduktionstransformator 214 mit einer Hauptwicklung mit N1 Windungen, einer sekundären Wicklung mit N2 Windungen, einem Windungsverhältnis N = N1/N2, und einer sekundären reflektierten effektiven Leckinduktion vom Wert L2e; einem Hauptschalter 226; einer Durchlaßdiode 216; einem bidirektionalen Schalter 228; einem Kondensator 220 vom Wert L, wobei L groß im Verglichen zu L2e ist; und Regelschaltungen 222. Der Konverter nimmt Leistung aus einer Zufuhrspannungsquelle 112 vom Wert Vin auf und liefert einer externen Last 300 in einer Serie von Durchlaßenergieübertragungszyklen Leistung. Der Wert der sekundären reflektierten effektiven Leckinduktanz L2e und der Wert des Kondensators C definieren eine charakteristische Zeitskala T = pi*sqrt (L2e*C) für die Zunahme und den Abfall der Spannungen und Ströme, die mit dem Aufladen des Kondensator 220 aus der Zufuhrquelle 112 über die effektive Leckinduktanz des Transformators während jedes Energieübertragungszyklus verbunden sind. Ein Ausgabefilterkondensator 301 wird verbunden mit der externen Last gezeigt. Der Konverter von Fig. 4A unterscheidet sich vom Konverter von Fig. 2 darin, daß der Entladeregler 32 von Fig. 2 durch einen neuen Entladephasenregler 360 genannten Regler ersetzt worden ist. Eine ungefähre äquivalente Schaltung für den Konverter der Fig. 4A ist in Fig. 4B gezeigt, wo der Leckinduktanztransformator 214 und die Zufuhrspannungsquelle 112 von Fig. 4A jeweils durch eine diskrete Induktivität 114 mit einem Wert L2e, gleich der sekundären reflektierten effektiven Leckinduktivität des Transformators 214 von Fig. 4A und einer äquivalenten Eingangsspannungsquelle 312 von einem Wert gleich der sekundären spiegelbildlichen äquivalente Zufuhrspannung ein, Veq = Vin/N ersetzt werden, wo N das Windungsverhältnis des oben definierten Transformators 214 ist. Fig. 4B ist auch Vertreter einer nicht-isolierten Version des Konverters von Fig. 4A, wo das induktive Bauelement 114 und die Zufuhrquelle 312 nicht äquivalente Schaltungswerte sind, sondern tatsächliche Schaltungskomponenten. Die folgende Diskussion trifft sowohl für den Konverter von Fig. 4 A und den Konverter von Fig. 4B zu.
Der Betrieb des Konverters von Fig. 4A basiert auf dem Prinzip, daß, wenn der Kondensator 220 auf eine Spannung VP zur Zeit vorgeladen wird, wenn ein Durchlaß Energieübertragungszyklus begonnen wird (z. B., wenn der Hauptschalter 226 geschlossen ist), dann die Energie, die vorwärts von der Zufuhrquelle zu dem Kondensator übertragen wird, verglichen mit dem Maß an Energie, die sonst vorwärts übertragen würde, wenn Vp null wäre, reduziert wird. Das Prinzip ist in Fig. 5 erläutert, die ein Schaltungsmodell zeigt, bestehend aus einer Zufuhrquelle vom Wert Veq, einer Induktivität des Werts L2e, einem Kondensators vom Wert C, einem Schalter und einer Diode (die für die Schaltungselemente innerhalb des Nullstromschaltkonverters Fig. 1, 2, 3 oder 4 verbundenen mit Durchlaß Energieübertragung typisch sind). Die Figur zeigt auch eine Wellenform für die Kondensatorspannung für den Fall, wo der Kondensator auf eine Spannung Vp vorgeladen wird (wo Vp weniger als Veq ist), zum Zeitpunkt, zu dem der Schalter geschlossen ist (d. h. bei Zeit t = 0). Vor t = 0 ist die Kondensatorspannung gleich der Vorladspannung Vp, und nach t = 0 ist die Spannungszunahmen sinusförmig auf einen Wert, der oberhalb Veq ist, bei einem Betrag gleich (Veq - Vp). Auf diese Art würde, wenn Vp Null wäre, die Höchstspannung auf dem Kondensator bis 2 Veq zunehmen und die vorwärts aus der Zufuhrquelle übertragene Energie wäre gleich 4 CVeq2 sein. Wenn Vp jedoch an Wert in Richtung Veqs zunimmt, werden sowohl die höchste Kondensatorspannung als auch der Betrag der vorwärts übertragenen Energie abnehmen. Wenn die Vorladespannung Vp gleich (oder größer als) die sekundäre spiegelbildliche Zufuhrspannung Veq ist, dann wird das Schließen des Schalters keine Wirkung auf die höchste Kondensatorspannung haben, und es wird keine wie auch immer geartete Durchflußenergieübertragung geben.
Dieses Prinzip ist im Konverter von Fig. 4A durch das Vorsehen eines Entladephasenregler 360 ausgenutzt, der das Timing beim Öffnen des Ladeschalters 228 regeln kann, um in Vorwegnahme des Schließens des Hauptschalters 226 während jedes Konverterarbeitszyklus aufzutreten. Bei niedrigen Lastwerten, für welche Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement 224 auftritt, verursacht das Öffnen des Ladeschalters vor dem Schließen des Hauptschalters, daß im induktiven Ausgabebauelement gespeicherte Energie den Kondensator 220 vorlädt. Dieses Vorladen reduziert dann die vorwärts übertragene Energie, wenn der Hauptschalter anschließend geschlossen ist. Auf diese Art unterscheidet sich der Entladephasenregler 360 von Fig. 4 von den Entladereglern 32 von Fig. 2 und 3 darin, daß er die "Phase" (d. h. den relativen Zeitpunkt während eines Arbeitszyklus) der Öffnung des Ladeschalters relativ zu dem Schließen des Hauptschalters einstellen kann. Im Gegensatz zu den Konvertern von Fig. 2 und 3, wo die zugrundeliegende Ursache für die Abhängigkeit von Minimalkonverterbetriebsfrequenz von Verlusten in Konverterschaltungselementen die festeingestellte Synchronisierung des Öffnens des Ladeschalters relativ zum Hauptschalter war (d. h., der Ladeschalter wurde simultan mit Schließen des Hauptschalters geöffnet), kann die "Phasenregelung", die durch den Regler der Fig. 4A geleistet wird, ausgenutzt werden, um zu bewirken, daß der Kondensator während jedes Arbeitszyklus auf eine Spannung vorgeladen wird, die ausreichend ist, um Durchflußenergieübertragung bei Werten der Konverterbetriebsfrequenz festzusetzen, die im Grunde genommen von Verlusten in Schaltungselementen unabhängig sind.
Der Konverter von Fig. 4A schließt zwei Regler ein: Regelschaltungen 222 und den Entladephasenregler 360. Die Regelschaltungen 222 sind von der Art, die den Hauptschalter 226 bei einer Konverterbetriebsfrequenz (zu Zeiten des null Stroms) ein und ausschalten, die damit konsistent ist die Konverterspannung Vout bei einem vorbestimmten Wert aufrechtzuerhalten. Rückmeldungsregler dieser Art sind gut bekannt im Stand der Technik (siehe zum Beispiel Vinciarelli, US 4,415,959 und EP A -0 564 289 von VLT Corporation).
Weil die Konvertersteuerungsvariable, die durch die Regelschaltungen 222 eingestellt wird, die Konverterbetriebsfrequenz ist, wird dieser Regler der "Frequenzregler" genannt. Der Entladeregler 360 (der "Phasenregler" genannt wird) kontrolliert die Zeitmessung beim Öffnen des Ladeschalters 228 während eines Arbeitszyklus verglichen mit dem Schließen des Hauptschalters 226. Bei relativ hohen Werten der Last, für welche Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement nicht auftritt, öffnet und schließt der Phasenregler 360 den Ladeschalter, wobei dasselbe Schaltprotokoll, das von den Entladereglern 32 von Fig. 2 und 3 verwendet wird, benutzt wird. Auf diese Weise ist für relativ hohe Lastwerte der Betrieb des Konverters aus Fig. 4A im wesentlichen identisch zu den Konvertern in Fig. 1, 2 und 3. Bei niedrigen Werten der Last jedoch, für welche Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement 224 auftritt, stellt der Phasenregler 360 von Fig. 4A die Zeitmessung des öffnenden Ladeschalters ein, um in Vorwegnahme des Schließens des Hauptschalters aufzutreten.
Eine Betriebsart des Konverters aus Fig. 4A, ist mit Bezug auf die Wellenformen in Fig. 6 bis 10 erläutert. In dieser Betriebsart ist das für den Entladephasenregler 360 gewählte Regelziel eine optimale Ausnutzung des entgegengesetzten Stromfluß bei niedrigen Lastwerten, um die Betriebsfrequenz des Konverters unter Bedingungen der Null Last zu maximieren. Die Regelstrategie erfordert, den " Phasenregler" 360 zu verwenden, um die Zeit zu kontrollieren, bei der der Ladeschalter offen ist, so daß anschließendes Schließen des Hauptschalters (durch den " Frequenzregler" 222) auftritt, wenn die auf dem Kondensator induzierte "Vorlade-" Spannung durch Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement an einem Maximum ist. Alle Wellenformen in den Figur sind für einen Konverter (von der in Fig. 4A und 4B gezeigten Art) mit den folgenden (im Grunde genommen idealen) Schaltungselementwerten (z. B. die Werte der in Fig. 4A und 4B gezeigten Schaltungselemente): Veq = Vin/N = 15 Volt; Vout = 5 Volt Gleichstrom (wobei für die Last angenommen wird, daß sie eine im Grunde genommen konstante Spannungslast, z. B. eine Batterie oder eine Last ist, die von einem ausreichend großen Ausgabefilterkondensator umgangen ist); L2e = 30 nH; C = 0,44 uF; L = 4 uH.
Als Referenz zeigt Fig. 6 Wellenformen für den Konverter unter einer leichten Lastbedingung (22 Watt), bei der der Strom im induktiven Ausgabebauelement eng an Null herangeht, aber für welche Stromumkehrung nicht auftritt. Wie in den Figuren gezeigt, wird der Ladeschalter 228 im Grunde genommen zur selben Zeit geöffnet, wie der Hauptschalter 226 geschlossen wird (bei Zeit t = t0). Zwischen t = t0 und t = t1 überträgt der Fluß des Durchlaßstroms If Energie auf den Kondensator 220, während eines Durchlaßenergieübertragungszyklus, während welchem sowohl der Durchlaßstrom If und die Kondensatorspannung Vc im Grunde genommen sinusförmig variieren, mit einer charakteristische Zeit konstantes T = pi*sqrt (L2e*C). Zur Zeit t = t1, geht der Strom If auf Null zurück und der Hauptschalter wird geöffnet. Zwischen Zeit t = t1 und t = t2 wird die im Kondensator gespeicherte Energie in Richtung der Last über das induktive Ausgabebauelement 224 übertragen und die Kondensator- 220 Spannung Vc geht zurück. Während dieses Zeitraums variiert sowohl die Kondensatorspannung Vc als auch der Strom im induktivem Ausgabebauelement Io mit einer charakteristischen Zeitkonstante t = pi*sqrt (L*C). Zur Zeit t = t2, wenn die Kondensatorspannung Null erreicht, wird der Ladeschalter 228 geschlossen, wobei der Fluß des Stroms Io um den Kondensator herum geht. Zur Zeit t = t3 beginnt ein anderer identischer Zyklus. Die Konverterbetriebsfrequenz bei diesem Wert der Last ist 112,2 kHz. Es soll auch beachtet werden, daß die Kondensatorspannung Vc den Höchststand bei einem Wert erreicht, der sehr nahe bei 30 Volt ist, was zweimal der Wert von Veq(Veq = 15 Volt) ist, und was dem Wert entspricht, der in Fig. 5 für die Spannungszunahme eines entladenen Kondensators (Vp = 0) vorhergesagt wird. Es sollte auch beachtet werden, daß, da Stromumkehrung nicht im induktiven Ausgabebauelement auftritt, die in Abb. 6 gezeigten Betriebswellenformen im wesentlichen die gleichen für einige der Konverter von Abb. 1, 2 und 3 sind, wobei sie gleiche Stromwerte aufweisen und bei gleichen Lastwerten betrieben werden. Bei Abwesenheit von Stromumkehrung bewirkt die Zeitmessung des Öffnen und Schließens des Ladeschalter 228 wirksam, daß der Schalter die Wirkungen der Diode 18 im Konverter von Fig. 1 nachbildet. Bei diesem anderen Weg, wenn der Konverter bei Lasten betrieben wird, bei denen Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement nicht auftritt, behauptet der Phasenregler 360 nicht die direkte Kontrolle über die Phase des Öffnens des Ladeschalters relativ zum Hauptschalter; vielmehr öffnet er ihn immer bei der "Null Phase" (z. B. im wesentlichen der gleichen Zeit, zu der der Hauptschalter geschlossen ist). Nur "Frequenzsteuerung" wird unter diesen Bedingungen (von Überwachungsschaltungen 222) als ein Mittel behauptet, die Ausgabespannung auf einem vorbestimmten Wert aufrecht zu erhalten.
In Fig. 7 ist die Last auf 6,3 Watt reduziert worden, und Stromumkehrung tritt im induktiven Ausgabebauelement 224 auf. Die Wellenformen in der Figur stellt sowohl die Natur der verwendeten phasekontrollierten entgegengesetzten Ladestrategie als auch die Wirkung der Strategie auf Durchlaßenergieübertragung dar. Wir beachten, daß zuerst das Öffnen des Ladeschalters 228 (bei t = tbo), vor dem Schließen des Hauptschalters (bei t = tmc) auftritt. Dem Öffnen des Ladeschalters folgend, wird Energie (resonant) zurück vom Konverterausgang zum Kondensator 220 übertragen und zwischen Zeit t = tbo und t = tmc, variieren sowohl die Kondensatorspannung Vc als auch der (entgegengesetzte) Strom im induktivem Ausgabebauelement Io sinusförmig mit einer charakteristischen Zeitkonstante To = pi*sqrt (L*C). Die Spannung über dem Kondensator schwingt zu ihrem Höchstwert Vp bei t = tmc auf, zu welcher Zeit der Hauptschalter geschlossen ist. Zwischen Zeiten t = tmc, und t = tmc, ist der Hauptschalter geschlossen, und ein Durchlaßenergieübertragungszyklus tritt auf, während welchem sowohl der Durchlaßstrom If, als auch die Kondensatorspannung Vc im Grunde genommen sinusförmig variieren, mit eine charakteristische Zeit konstantes T = pi*sqrt (L2e*C). Da der Kondensator auf eine Spannung Vp vorgeladen worden ist (ca. = 10 Volt, wie in den Figuren gezeigt), zu der Zeit zu der der Durchlaßenergieübertragungszyklus begonnen hat, wird der Maximalwert der während des Durchlaßenergieübertragungszyklus erreichten Kondensatorspannung reduziert. Auf diese Art ist, während der ungefähre Wert der Höchstkondensatorspannung in Fig. 6 3,0 Volt (für Veq = 15, Vo = 5, und Vp = 0) war, der Wert in Fig. 7 20 Volt (für Veq = 15, Vo = 5, und Vp = 10). In beiden Fallbeispielen entspricht die Höchstkondensatorspannung eng dem in Fig. 5 vorhergesagten Wert. Zwischen Zeit t = tmo und t = tbc wird die im Kondensator gespeicherte Energie in Richtung der Last über das induktive Ausgabebauelement übertragen und die Kondensatorspannung Vc nimmt ab. Während dieser Zeitspanne variiert sowohl die Kondensatorspannung Vc als auch der Strom Io im induktivem Ausgabebauelement mit einer charakteristischen Zeitkonstante To = pi*sqrt (L*C). Zur Zeit t = tbc, wenn die Kondensatorspannung Null erreicht, ist der Ladeschalter geschlossen, wobei er den Fluß des Stroms Io um den Kondensator herum umgeht. Zur Zeit t = tbo+Tc (wobei Tc die Periode vom Arbeitszyklus ist), beginnt ein anderer identischer Zyklus. Daß die Wirkung des Öffnens des Ladeschalters vor dem Schließen des Hauptschalters zu einer Reduktion der Durchlaßenergieübertragung pro Zyklus führt, kann gesehen werden wenn man Fig. 6 und 7 vergleicht, in Fig. 6 ist der Höchstwert von Vc 30 Volt und der Höchstwert von wenn sind 58 Ampere; In Fig. 7 ist der Höchstwert von Vc 20 Volt und der Höchstwert von If 19 Ampere. Die Reduktion beider Höchstwerte zeigt, daß eine Reduktion des Durchlaßenergieflusses, da BEI FESTEN Werten von Veq und Vout, die Spitzenwerte sowohl von Vc als auch von Io für den Betrag der übertragenen Durchlaßenergie bezeichnend sind. Es sollte auch bekannt sein, daß die Konverterbetriebsfrequenz in Fig. 7 für eine Last von 6,3 Watt 95 kHz ist, verglichen mit einer Betriebsfrequenz von 112 kHz in Fig. 6 für eine Last von 22 Watt. Auf diese Art bleibt, trotz der Tatsache, daß die Last in Fig. 7 auf 28% vom Wert in Fig. 6 reduziert worden ist, die Konverterbetriebsfrequenz in Fig. 7 auf 85% der Betriebsfrequenz in Fig. 6.
Fig. 8, 9 und 10 zeigen zusätzliche Sätze von Betriebswellenformen, die, wenn mit Fig. 7 verglichen, anzeigen, wie der Konverter auf weitere Reduktionen der Konverterlast antwortet. In Fig. 7, 8, 9 und 10 ist die Konverterlast jeweils 6,3 Watt, 5,3 Watt, 2,84 Watt und 0,053 Watt. Da die Last reduziert wird, nimmt der Wert des Sperrstroms zu, der im induktiven Ausgabebauelement zur Zeit, wenn der Ladeschalter geöffnet ist (z. B. zur Zeit t = tbo) fließt; die positiven und negativen Schwingwege des Stroms Io im gesamten Arbeitszyklus werden einförmiger und symmetrischer um den Wert Io = 0; der Wert der Spannung, zu der der Kondensator vorgeladen ist, bevor der Hauptschalter eingeschaltet wird (z. B. die Spannung Vp über dem Kondensator zur Zeit t = tmc), nimmt in Richtung eines Werts von Vp = Veq zu; der Maximalwert der Kondensatorspannung Vc während des Durchlaßenergieübertragungszyklus (d. h. zwischen Zeit t = tmc und t = tmo) nimmt in Richtung Veq ab; der Maximalwert des Durchlaßstroms Io nimmt in Richtung Null ab; und die während jedes Zyklus übertragene Durchlaßenergie nimmt in Richtung Null ab. In Fig. 10, welche den Betrieb sehr nahe bei null Lastbedingung bezeichnet, ist der Wert von Vp fast gleich zu Veq (15 Volt); praktisch kein Durchlaßstrom If fließt während der Zeit, wenn der Hauptschalter geschlossen ist; und die Wellenform der Kondensatorspannung Vc reduziert sich zu einer sinusförmigen Spannungsabwandlung, die eine charakteristische Zeitkonstante To = pi*sqrt (L*C) hat, die fast ganz mit einer Vor- und Rückübertragung von Energie vom Konverterausgang (z. B. vom Ausgangskondensator 301 in Fig. 4A) zum Kondensator 220 über das induktive Ausgabebauelement 224 verbunden ist. Dies wird auch in der Wellenform für den Strom des induktiven Ausgabebauelements in Fig. 10 angezeigt: Die Stromabwandlung ist über Io = 0 symmetrisch, hat einen durchschnittlichen Wert fast gleich Null und fließt im Grunde genommen ganz zwischen der Konverterausgabe und dem Kondensator. Noch beträgt der Spitzenstrom im induktiven Ausgabebauelement bei null Last relativ bescheidene 3 Ampere, trotz der Tatsache, daß im Konverter von Fig. 4A (wie zum Beispiel im Konverter von Fig. 3 in gedämpftem Entlademodus) keine Strom begrenzende Impedanz in Reihe mit dem Ladeschalter ist. Dies ist beträchtlich weniger als die Werte von Höchstströmen, die in einem Konverter von der in Fig. 2 gezeigten Art aufgetreten sind, der in entgegengesetztem Lademodus betrieben wird.
Fig. 11 zeigt eine schematische Darstellung eines Gleichstrom- Gleichstrom Konverters 650, der beide Entladephasenregelschaltkreise 360 einschließt, die zum Durchführen der oben beschriebenen Entladeregelstrategie geeignet sind, und Regelschaltungen 222 der Art, die den Hauptschalter 226 ein- und ausschalten (zu Zeiten des null Stroms) bei einer Konverterbetriebsfrequenz, welche damit übereinstimmt, die Konverterausgangsspannung bei einem vorherbestimmten Wert aufrechtzuerhalten. Im allgemeinen enthält der Konverter primär zu sekundär Isolierung (d. h. der Leistungsumwandlungsschaltkreis schließt einen Isolationstransformator ein, wie in Fig. 4A, und jeder Schaltkreis, der elektrisch mit der Zufuhrspannungsquelle 112 verbunden ist, ist galvanisch von Schaltkreisen isoliert, die mit der Last verbunden sind, wie von den zwei verschiedenen Rückbezugszeichen 697, 699, die in Fig. 11 verwendet werden), aber es sollte offensichtlich sein, daß dieselben Betriebsprinzipien für einen nicht-isolierten Konverter (z. B. von der in Fig. 4B gezeigten Art) gelten würden.
In Fig. 11 schließt der Konverter 650 Leistungsumwandlungsschaltkreise ein, die im Grunde genommen mit den entsprechenden Schaltkreisen im Konverter 450 von Fig. 4A identisch sind, die aus einem Leckinduktionstransformator 214 mit einer Primärwicklung mit N1 Windungen, einer Sekundärewicklung mit N2 Windungen, einem Windungsverhältnis N = N1/N2 und einer sekundären reflektierten effektiven Leckinduktivität vom Wert L2e; einem Hauptschalter 226; einer Durchlaßdiode 216; einem bidirektionalen Schalter 228 (ausgeführt als MOSFET Schalter 641 und einer Diode 642, wie unten beschrieben); einem Kondensator 220 vom Wert C; und einem induktiven Ausgabebauelement 224 vom Wert L, wobei L groß im Verglich mit L2e ist, bestehen. Der Konverter nimmt Leistung aus einer Zufuhrspannungsquelle 112 von Wert Vin auf und liefert einer externen Last 300 Leistung bei einer Ausgabespannung Vout. Ein Ausgabefilterkondensator 301 wird als innerhalb des Konverters 650 eingeschlossen gezeigt und über die Konverterausgabe verbunden, aber dieser Kondensator kann als für kapazitiven Filterblindwiderstand, der auch innerhalb des Konverters 650 eingeschlossen wird, typisch betrachtet Werden; welcher extern zum Konverter (z. B. Teil der Last 300) ist; oder beides. Wenn nicht anderweitig angegeben, wird bei der Diskussion und den Figuren, die in bezug auf die Handhabung des Konverters von Fig. 11 folgen, die Werte der Leistungsumwandlungskomponenten verwendet, die denjenigen entsprechen, die zuvor in Verbindung mit der Beschreibung der Wellenformen von Abb. 6 bis 10 gegeben wurden (d. h. L1e = 30 nH; C = 0,44 uF; L = 4 uH; Veq = N1/N2*Vin = 15 V; und Vo = 5 Volt). Auch hat der Filterkondensator 301, Co einen Wert von 450 uF und eine äquivalente Reihenwiderstandsfähigkeit von 13 mΩ (nicht in Fig. 11 gezeigt).
Die Frequenzregleschaltkreise 222 schließen einen Spannungsteiler ein, bestehend Widerständen 601, 602, die über der Konverterausgabe verbundenen sind. Der Spannungsteiler liefert ein Signal 604, das für die Konverterausgabespannung bezeichnend ist, zu einer Eingabe des Fehlerverstärkers 605 der Fehlerverstärker vergleicht das Signal 604 mit einer Referenzspannung 603 mit einem Wert Vref1 (wobei Vref1 für irgendeinen gewünschten Wert der Konverterausgabespannung bezeichnend ist). Wenn das Signal 604 größer als Vref1 ist, nimmt der Fehlerverstärkerausgangsstrom Ie1 ab; wenn das Signal 604 geringer als Vref1 ist, nimmt der Fehlerverstärkerausgangsstrom Ie1 zu. Der Strom Tel läuft durch eine Isolierungsbarriere 608 (das, wie in der Figur gezeigt, magnetische Isolierungselement 610 oder optisch gekoppelte Absonderungselemente 608 einschließen kann) und das Stromausgabesignal des Isolierungsschaltkreises 613 wird zu einem Strom zu Frequenz Konverter 614 geliefert, eine Zunahme des Signal 613 verursacht, daß die Frequenz des Ausgabesignals 615 des Strom zu der des Frequenz Konverters zunimmt und umgekehrt. Das Signal 613 wird dem ZCS (" Nullstromumschalter ") Regler 616 zugeführt, der wiederum zwei Signale liefert: Ein erstes Signal 617, das zum Gate Treiber 623 über den Gate Treiber Transformator 621 geliefert wird, und ein zweites Signal 619, das geliefert wird, um Schaltkreise 625 zurückzusetzen. Das erste Signal 617 schaltet den Hauptschalter 226 ein (der in der Figur als eine MOSFET Vorrichtung ausgebildet ist), was einen Durchlaßenergieübertragungszyklus auslöst. Strom im Hauptschalter 226 wird vom Stromtransformator 627 wahrgenommen und das primäre Stromerfassungssignal Isense, 629 wird zurück zu dem ZCS Regler 616 geliefert. Wenn der Strom in dem Hauptschalter auf Null zurückkehrt, schaltet der ZCS Regler den Hauptschalter aus. Das Frequenzausgabesignal 615 vom Strom zu Frequenz Konverter setzt die Rate fest, bei der der Hauptschalter ein und ausgeschaltet wird. Das Rücksetzsignal 619 schaltet den Rücksetzungsschalter 631 aus, wenn der Hauptschalter eingeschaltet wird, und schaltet den Rücksetzungsschalter ein, wenn der Hauptschalter ausgeschaltet wird. Durch dieses Mittel stellt die Regelschaltung die Konverterbetriebsfrequenz ein, um die Konverterausgangsspannung auf dem gewünschten Wert, Vout aufrechtzuerhalten. Details vom Betrieb der Gate Treiber Schaltung 623 und des Rücksetzschaltkreis 631 werden in unserer PCT Anmeldung US 92/10642 (WO 93/12581) und in Vinciarelli, "Optimal Resetting of the Transformer's Core in Single Ended Forward Converters", US 4,441,146 beschrieben.
Der Entladephasenregler 360 erhält drei Eingaben und liefert eine Ausgabe. Die Eingaben in den Phasenregler sind ein Stromerfassungsignal Vs; ein Hauptschalter Schließsignal Vsc; und ein Betriebsfrequenzsignal Ie2. Das Stromerfassungssignal Vs wird an der Verbindung eines Erfassungskondensators 633 und eines Erfassungswiderstands 635 abgeleitet, wobei die Reihenschaltung dieser über dem Kondensator 220 verbunden ist. Wenn die Werte des Erfassungskondensators 633, Cs und des Erfassungswiderstands, Rs derart ausgewählt sind, daß nur ein kleiner Bruchteil der Zeit variierten Spannung, Vc über dem Erfassungswiderstand erscheint, dann wird der Strom im Erfassungskondensator sehr eng etwa Cs*dVc/dt entsprechen, und die Spannung über dem Widerstand wird Vs = Rs*Cs*dVc/dt sein. Auf diese Art ist das Stromerfassungssignal Vs eine Spannung, die direkt zur Änderungsrate der Spannung Vc proportional ist. Für den Konverter von Fig. 11 sind die Werte von Cs und Rs jeweils 530 pF und 10 Ohm. Das Betriebsfrequenzsignal Ie2 ist ein Strom, der für die Betriebsfrequenz des Konverters bezeichnend ist. Da der Strom Ie1, der durch den Fehlerverstärker 605 geliefert wird, für die Konverterbetriebsfrequenz bezeichnend ist, wird das Strom Erfassungssignal Vs durch Verwenden des Fehlerverstärkers erzeugt, um einen anderen Strom Ie2 zu liefern, der proportional zu Ie1 ist. Im Konverter 650 von Fig. 11 ist die ungefähre Verhältniskonstante zwischen Ie2 und der Konverterbetriebsfrequenz 1,4 mA/MHz. Das Hauptschalterschließsignal Vsc ist über eine Wicklung 691 vom Gate Treiber Transformator 621 abgeleitet. Wenn der ZCS Regler 616 ein erstes Signal 617 liefert, um den Haupschalter 226 einzuschalten, reflektiert die Wicklung 691 dieses Signal in den festgesetzten Eingang des Festsetz-Rücksetz Flip-Flops 693, was bewirkt, daß der "Q" Ausgang des Flip -Flop ansteigt. Als Antwort auf den Anstiegs-Übergang des "Q" Ausgangs des Flip-Flop 693, steigt der Abtastsimpulsausgabe Vw der "One-Shot" Abtastung 695 auf etwa 100 Nanosekunden an. Auf diese Art wird jedes Mal, wenn der Hauptschalter 226 eingeschaltet ist, von der "One-Shot" Abtastung ein Abtastimpuls Vw erzeugt. Das Flip-Flop 693 wird von einem Signal VQ zurückgestellt, das vor der Erzeugung des nächsten ersten Signals 617 generiert wird, wie weiter unteren erläutert. Die Ausgabe des Entladephasenreglers 360 ist das Entladesteuersignal Vsw. Im Konverter von Fig. 11 wird der bidirektionalen Entladeschalter 228 als ein MOSFET 641 parallel zur Diode 642 ausgebildet. Wenn das Entladesteuersignal hoch ist, wird das MOSFET 641 eingeschaltet, und das MOSFET kann den Strom Isw führen, welcher in der vom Pfeil angezeigten Richtung fließt. Wenn das MOSFET aus ist, kann die Diode 642 den Strom Isw führen, der in einer der Pfeilrichtung entgegengesetzten Richtung fließt (vorausgesetzt, daß der Kondensator 220 entladen ist). Auf diese Art wird, wenn zu der Zeit, zu der die Kondensatorspannung 220 auf Null abfällt, die von der Last gezogene Leistung ausreichend hoch ist, so daß der Strom Iout in Richtung der Last fließt, die Diode 642 sanft beginnen diesen Strom um den Kondensator 220 herum zu umgehen (ungeachtet dessen, ob das MOSFET eingeschaltet ist). Andererseits, wenn das MOSFET eingeschaltet ist und Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement 224 auftritt, führt das MOSFET den Rückstrom um den Kondensator 220 herum und hindert den Kondensator daran aufgeladen zu werden. Wenn das MOSFET jedoch ausgeschaltet wird (wenn das Entladesteuersignal Vsw absinkt) und Rückstrom im induktiven Ausgabebauelement fließt, dann fließt der Rückstrom und beginnt den Kondensator 220 vorzuladen. Wenn nicht anders angegeben, sind die folgenden Diskussion und die Figuren für einen Konverter, der einen MOSFET Schalter 641 mit einem Einschaltwiderstand von 10 mΩ enthält (entsprechend der im Stand der Technik kommerziell verfügbaren MOSFET Technologie zur Zeit als diese Anmeldung geschrieben wurde). Dies entspricht einer im Grunde genommen verlustieren Vorrichtung und produziert Betriebswellenformen, die unwesentlich von jenen variieren, die theoretisch für einen idealen Schalter vorhergesagt sind (z. B. einer mit einem Einschaltwiderstand von 0Ω).
Der Betrieb der Entladephasenreglerschaltkreise wird mit Bezug auf Fig. 12A bis 12N erklärt, die wellenformen des Konverters von Fig. 11 zeigen, der bei einem sehr niedrigen Lastwert betrieben wird (Vout = 5 V Gleichstrom; IL = 5 mA Gleichstrom; Pload = 25 mW). Die Schaltkreise bestehen aus drei größeren gemeinsam abgesicherten Stromkreisen: Aufladeschalter Einschaltschaltkreis 700; Phasensteuerungs- und Ladeschalter Ausschaltschaltkreis 701; und grober Phasesteuerungsschaltkreis 702. Wir beginnen damit, zu bemerken, daß auf einer Zyklus zu Zyklus Basis der Phasenreglerschaltkreis 360 nicht direkt die Periode des Konverterarbeitszyklus beeinflußt; Die Periode wird immer vom Frequenzregler 222 festgesetzt, da sie versucht, zu warten, die Konverterausgangsspannung bei einem gewünschten Einstellpunkt zu halten. Über viele Zyklen interagieren die Wirkungen jedes der Reglers 360, 222, aber während jedes gegebenen Arbeitszyklus stellt der Frequenzregler 222 die Periode des Konverterarbeitszyklus ein (d. h. die Zeit zwischen Durchflußenergieübertragungszyklen), während der Phasenreglerschaltkreis 360 versucht die Zeit während des Zyklus einzustellen, bei der der Aufladeschalter ausgeschaltet ist, so daß bei niedrigen Lastwerten die Spannung Vc(t), die über dem Kondensator 220 vom Rückstromfluß in den Ausgang des induktiven Widerstands 224 induziert wird, zur Zeit, zu der der nächste Arbeitszyklus beginnt, an einem Maximalwert ist (d. h. die Zeit, an der ein Durchlaßenergieübertragungszyklus als Antwort auf das Schließen des Hauptschalters 226 durch den Frequenzregler 222 beginnt). Es soll auch bekannt sein, daß das Bestimmen, wann die Kondensatorspannung einen Maximalwert erreicht hat, durch Messen des Werts von dVc(t)/dt erschlossen werden kann; wenn die sinusförmige Variation von Vc(t) ihren Maximalwert erreicht, wird der Wert von dVc(t)/dt null.
Mit Bezug auf Fig. 11 und 12 wird ein Entladeschalterzyklus gezeigt, der zur Zeit t = t1 mit dem Öffnen des Schalters 641 beginnt (Vsw sinkt ab, Fig. 12I). Zwischen Zeit t = t1 und t = t2 induziert der Rückfluß der Ausgangsstrom des induktivem Bauelements Io (Fig. 12C) ein Vorladen des Kondensators 220, wie in der Wellenform von Vc in Fig. 12 B gezeigt. Zur Zeit t = t2 initiiert der Frequenzregler 222 einen Durchflußenergieübertragungszyklus durch Schließen des Hauptschalters 226, was zu einem Fluß des Durchlaßstroms If führt (Fig. 12 A). Bald danach endet der Durchflußenergieübertragungszyklus, wenn der Strom If auf Null zurückkehrt und der Frequenzregler 222 den Hauptschalter 226 ausschaltet. Da die Wellenformen in Fig. 12 für stationären Zustandsbetrieb bei einem sehr kleinen Lastwert sind, führt die geregelte Zeitberechnung des Öffnens des Ladeschalters zu einem Vorladen des Kondensator 220 zur Zeit t = t2, welche sehr nahe bei dem Wert von Veq (15 Volt) liegt. Wie oben erörtert, hält das Vorladen den Fluß des Durchlaßstroms If zurück und die Wirkung dieses Zurückhaltens von Durchflußenergieübertragung ist bei der Spitze der Spannungswellenform über dem Kondensator 220 kaum wahrnehmbar (Fig. 12 B). Zwischen t = t3 und t = t4 fließt Energie vom Kondensator 220 in Richtung der Konverterausgabe, Io ist positiv und Vc nimmt ab. Gerade bevor der Zeit t = t4, kehrt die Spannung Vc auf Null zurück und die Diode 642 beginnt den positiven Fluß des Stroms Io zu führen, wobei sie den den positiven Fluß des Stroms Io um den Kondensator herum umgeht. Zur Zeit t = t4 ist der Schalter 641 (Fig. 12I) in Vorbereitung einer anschließenden Umkehrung im Strom Io eingeschaltet. Es ist nützlich anzumerken, daß zwischen Zeit t = t1 und t = t4, wenn der Schalter 641 geöffnet ist und die Diode 642 entgegengesetzt ausgerichtet und nichtleitend ist (d. h. der bidirektionale Schalter 228 leitet nicht), der Strom im Kondensator 220 gleich Ic = If - Io ist. Bezugnehmend auf Fig. 12A, 12C und 12D (welche jeweils die Wellenformen für If, Io und Vs zeigen) und auf die Diskussion von oben bezüglich des Zwecks des Erfassungskondensators 633 und des Erfassungswiderstands 635, kann gesehen werden, daß die Wellenform der Spannung Vs während dieser Zeitdauer die Wellenform vom Strom Ic genau reflektiert.
Der Schalter 641 wird vom Ladeschalter Einschaltschaltkreis 700 eingeschaltet, wenn die Kondensator-220 Spannung Vc auf Null zurückkehrt (Zeit t = t4), was aufgrund der logischen Kombination von zwei Ereignissen bestimmt wird. Eines dieser Ereignisse, der Rückgang von Vc zu einem Wert nahe Null, wird von der Ausgabe einer geklemmten integrierenden Verstärkerschaltung abgeleitet, die aus einem Betriebsverstärker 660, einem integrierenden Kondensator 661, einem Widerstand 662, einer Spannungsquelle 663, einer Diode 664 und einer gerichteten Spannungsquelle 666 besteht die Zufuhr zu dem geklemmten integrierenden Verstärker ist das Signal Vs. Da Vs eine genaue Rekonstruktion von dVc/dt ist, erzeugt die Integration von Vs eine Wellenform, die Vc eng rekonstruiert. Im Betrieb verursacht die 5 mV gerichtete Quelle am positiven Eingang des Betriebsverstärkers 660 die Ausgabe des Integrators Vt, die bis zu einem positiven Spannungswert vorgespannt wird, der aufgrund der klemmenden Tätigkeit der Spannungsquelle 663 und der Diode 664 einen Wert annehmen wird, der zu einem 5 mV Signal führt, das am negativen Eingang des Betriebsverstärkers anwesend sein wird (der ungefähre Wert von Vt wird etwa 8,6 Volt sein). Die Gegenwart dieser Spannung über dem 9,9 K Widerstand 662 und dem 100 Ohm Widerstand 635 führt zu einem Strom Ix, der in den Eingang des Steilheitsverstärkers 665 von etwa 0,5 mA fließt, der Steilheitsverstärker verstärkt diesen um einen Faktor von 2000000 V/A, was zu einer Spannung VQ am Ausgang des Steilheitsverstärker von 1 Volt führt. Zwischen Zeit t = t1, und t = t4 erscheint die Spannung Vs am Eingang des geklemmten integrierenden Verstärkers. Wie in Fig. 12 D, 12 E und 12 F gezeigt, verursacht die anfängliche Gegenwart von einem positiven Vs, daß die Ausgabe des geklemmten integrierenden Verstärkers Vt nach unten zu integrieren beginnt, und es kann gesehen werden, daß zwischen t = t1 und t = t die Ausgabe des geklemmten integrierenden Verstärkers (Fig. 12 E) der ungefähren Form von Vc folgt (Fig. 12B). Während der Zeit, wenn der Verstärker integriert, kehrt der Strom Ix nach Null zurück (da Vt unterhalb des Werts der Spannungsquelle 663 ist) und die Spannung VQ fällt auf Null (Fig. 12F). Da das Integral von Vs im Grunde genommen Null ist (aufgrund der Abwesenheit von durchschnittlichem Strom im Erfassungskondensator 633), würde normalerweise erwartet, daß die Integration Vs zur Spannung Vt führt, die zu ihrem geklemmten Wert zu im wesentlichen der gleichen Zeit zurückkehrt, zu der Vs nach Null zurückkehrt (bei Zeit t = t4). Jedoch führt die Wirkung der 5 mV Vorspannungsquelle 666 zu der Spannung Vt, die zum geklemmten Zustand zur Zeit t = tc (Fig. 12 F), vor t = t4 zurückkehrt. Dies veranlaßt den Strom Ix am Steilheitsverstärkereingang 665 zu fließen, was den Anstieg der Spannung VQ erzwingt und eine Eingabe des AND Gates 670 (es soll beachtet werden, daß alle Logikelemente in Fig. 11 eine nominale 0,5 V Schwelle haben: Ein logisches " Hoch " wird von Spannungen über 0,5 Volt behauptet; ein logisches Tief wird von Spannungen unter 0,5 Volt behauptet). Eine andere Eingang des AND Gates 670 empfängt einen Signal Vm, das die Ausgabe des Vergleichers 667 ist. Eine Eingabe in Vergleicher 667 ist das Signal Vs; die andere Eingabe ist eine -5 mV Referenzquelle 668. Auf diese Art steigt die Ausgabe des Vergleichers 667 Vm logisch an, wie in Fig. 12 gezeigt, wenn Vs positiver als -5 mV ist. Vorausgesetzt, daß die verbleibende invertierende Eingabe von dem AND Gate 670 nicht logisch niedrig ist (wie unten erörtert), dann ist die Ausgabe des Gates 670 zur Zeit t4 hoch, wenn sowohl das Signal VQ als auch das Signal Vm logisch hoch sind. Dies setzt das Setz-Rücksetz Flip-Flop 671, was dazu führt, daß das Signal Vsw ansteigt und den Schalter 641 einschaltet.
Die Feinsteuerung des Zeitpunkts, an welchem der Schalter 641 ausgeschaltet wird, wird von Phasesteuerungs- und Ladeschalter-Ausschaltschaltkreis 701 geleistet. Dieser Schaltkreis versucht die Phase der Ausschalten des Schalters innerhalb jedes Arbeitszyklus einzustellen, so daß, bei leichten Lasten (für welche Stromumkehrung auftritt) der nächste Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt, wenn die Spannung Vc (die sich aus Rückstrom, der den Kondensator 220 vorlädt, ergibt) ein Maximum erreicht hat. Wie bereits vorher angemerkt, da die Variation der Spannung über dem Kondensator, die sich aus dem Rückstromfluß ergibt, sinusförmig ist, wird der Wert von dVc/dt Null sein, wenn Vc ein Maximalwert ist. Nochmals wird das Signal Vs gebraucht; in diesem Fall, weil es den Wert von dVc/dt genau darstellt. Für den Moment die 10 mV Vorspannungsquelle 677 vernachlässigend, wird das Signal Vs zum Eingang eines analogen Schalters 678 gebracht. Der analoge Schalter wird jedes Mal eingeschaltet, wenn der Ausgang Vw des One-Shot 695 logisch hoch wird, was, wie zuvor erklärt, für 100 Nanosekunden jedes Mal auftritt, wenn der Hauptschalter 226 eingeschaltet ist (z. B. bei Zeit t = t2 in Fig. 12J). Auf diese Art ist die Ausgabe des analogen Schalters eine Serie von 100 Nanosekundenimpulsen, die zur Zeit, zu der ein Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt, einen Höchstwert gleich dem Wert von dVc/dt haben. Das Signal Vx wird einem Spannungs-Strom-Konverter 681 zugeführt (der eine Verstärkung von gleich 1 mA/Volt hat), was eine Serie von 100 nsec breiten Stromimpulsen generiert, die auch zum Wert von dVc/dt proportional sind und die zum Referenzkondensator 682 (vom Wert 50 pF) geliefert werden. Deshalb wird, wenn der Wert von dVc/dt zur Zeit, zu der ein Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt, negativ ist (z. B. nach der Spitze von Vc), dann wird der Spannungs-Strom-Konverter 681 ein Quantum der Ladung zum Referenzkondensator zuführen (in einem Betrag, proportional zu dVc/dt) und die Spannung VB über dem Referenzkondensator 682 wird zunehmen. Andererseits, falls der Wert von dVc/dt zur Zeit, zu der ein Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt, positiv ist (z. B. vor der Spitze von Vc), dann wird der Spannungs-Strom-Konverter 681 ein Quantum der Ladung vom Referenzkondensator zurückziehen (in einem Betrag, proportional zu dVc/dt) und die Spannung VB über dem Referenzkondensator 682 wird abnehmen. Die Spannung VB wird zu einem Eingang des Vergleichers 674 zugeführt. Der andere Eingang des Vergleichers 674 erhält eine Spannung Vp, die über dem Rampenkondensator 697 entwickelt wird (vom Wert 200 pF). Die Spannung Vp (Fig. 12 L) ergibt sich aus dem Fluß des Stroms Ie2 in den Kondensator 697. Wie zuvor erklärte, ist der Strom Ie2 ungefähr proportional zur Konverterbetriebsfrequenz, so daß die Variation von Vp über einem Arbeitszyklus ungefähr konstant und von der Betriebsfrequenz unabhängig ist. Der Rampenkondensator wird jedes Mal über One-Shot 695 und geregelten Schalter 673 entladen, wenn der Hauptschalter geschlossen wird, und, wie in Fig. 12 L gezeigt, führt dies zur Aufnahme eines neuen Rampenkondensatorladezyklus während jedes Konverterarbeitszyklus. Die Spannung Vp wird mit der Spannung VB verglichen (beides Spannungen, die in Fig. 12L gezeigt werden): Wenn Vp VB übersteigt, wird der Ausgang des Vergleichers 674, Vr ansteigen (Fig. 12M) und das Flip-Flop 671 wird den Ausgang Vz von OR Gate 672 zurückgesetzt (Fig. 12N). Dies bewirkt, daß Vsw absinkt (zur Zeit t = t1, Fig. 12I) und Schalter 641 ausschaltet.
Für den Moment annehmend, daß die Spannung Vb bei einem Wert ist, bei dem der Vergleicher 674 den Schalter 641 zu früh ausschaltet. Dies steigert die Zeitspanne, über der der Fluß des Rückstroms den Kondensator 220 auflädt und führt dazu, daß dVc/dt negativ wird (d. h. nach dem Zeitpunkt, zu welchem der Höchstwert von Vc auftritt), wenn der nächste Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt. Als ein Ergebnis wird der Wert von Vx negativ sein, VB wird erhöht, und der Zeitpunkt, zu dem der Schalter während des nächsten Arbeitszyklus ausgeschaltet wird, tritt später auf. Ebenso, wenn der Vergleicher den Schalter zu spät ausschaltet, tritt der nächste Energieübertragungszyklus auf, wenn dVc/dt positiv wird (d. h. bevor die Spannung Vc ihren Höchstwert erreicht); Vx wird auch positiv sein; der Wert von VB wird vermindert; und der Zeitpunkt, zu dem der Schalter während des nächsten Arbeitszyklus ausgeschaltet ist, tritt früher auf. Durch dieses Verfahren wird das Timing beim Öffnen des Schalters 641 geregelt, um zu einem Zeitpunkt während des Zyklus vor der Aufnahme eines Durchlaßenergieübertragungszyklus aufzutreten, so daß die Aufnahme des Durchlaßenergieübertragungszyklus auftritt, wenn Vc an einem Maximum ist (bei niedrigen Lastwerten, bei welchem Stromumkehrung auftritt). Unter stationären Bedingungen führt dies zu einem stabilen Wert von VB, da der Wert von dVc/dt zur Zeit, zu der die Durchlaßenergieübertragung beginnt, und daher sowohl der Wert von Vx als auch der zum Kondensator 682 gelieferte Ladungsbetrag unter diesen Bedingungen Null wird. Dies ist in Fig. 12E gezeigt, die zeigt, daß der Wert der Spannung Vx unter stationären Bedingungen Null ist, als auch in Fig. 12L, die einen stabilen und unveränderlichen Wert von VB zeigt.
In der obigen Diskussion war die Wirkung der 10 mV Vorspannungsquelle 677 vorläufig vernachlässigt. Im Betrieb ist die Wirkung der Quelle 677 ein leichtes Verschieben des Ausschaltens des Schalters 641. Sie hat diese Wirkung, weil unter stationären Bedingungen die Regeltätigkeit versucht, Vx auf einem Wert von Null Volt zu halten. Ohne die 10 mV Quelle 677 in der Schaltung tritt dies auf, wenn der Werte von Vs Null ist (entsprechend dVc/dt = 0); mit der 10 mV Vorspannungsquelle 677 in der Schaltung tritt es auf, wenn Vs 10 mV ist, ein für positive dVc/dt bezeichnender kleiner positiver Wert. Das Ergebnis ist, daß die Aufnahme jedes Durchlaßenergieübertragungszyklus tatsächlich gerade beginnt, bevor Vc ihren Maximalwert erreicht. Dies kompensiert die finite Dauer des Energieübertragungsintervalls (z. B. Zeitdauer t2 bis t3, Fig. 12A) und tendiert dazu, die Spitze des Stromflusses If (Fig. 12 A) mit der Spitze der Spannung Vc (Fig. 12B) auszurichten.
Der Rest des entgegengesetzten Ladephasenreglers 360 sorgt für voraussagbaren und korrekten Konverterbetrieb unter verschiedenen Lastbedingungen und verhindert auch unerwünschte Betriebsarten. Zum Beispiel wird das vom One-Shot 695 jedes Mal am Anfang eines Durchlaßenergieübertragungszyklus erzeugte Signal Vw einem Eingang des OR Gates 672 zugeführt. Dies gewährleistet, daß es kein Umstände gibt, unter denen der Schalter 641 eingeschaltet bleibt, wenn Hauptschalter 226 geschlossen ist. Der grobe Phasenregelungsschaltkreis 702 stellt sicher, daß das Öffnen des Schalters 641 zu einem Zeitpunkt im Arbeitszyklus auftritt (bei niedrigen Lastwerten, bei denen Stromumkehrung im induktiven Ausgabebauelement auftritt), so daß die anschließende Aufnahme eines Durchlaßenergieübertragungszyklus beim ersten Vorkommen eines Maximums im Wert von Vc auftritt, das dem Öffnen des Schalters 641 folgt. Dies soll die Möglichkeit des Konverters verhindern, sich in einer anderen Betriebsart zu stabilisieren - zum Beispiel in einer, bei der Schalter 641 zu früh geöffnet ist, was der Resonanz zwischen dem induktiven Ausgabebauelement 224 und dem Kondensator 220 erlaubt, eine zweite Spitze zu erreichen, bevor der Energieübertragungszyklus auftritt. Fig. 13 zeigt Wellenformen für den Konverter von Fig. 11, der in gerade solch einer Betriebsart an einer Last von 3 Watt betrieben wird. In der Figur ist der Ladeschalter 641 so früh im voraus vor dem Schließen des Hauptschalters 226 ausgeschaltet, daß die Aufnahme des Energieübertragungszyklus bei der zweiten Spitze der resonanten Vc Wellenform auftritt. Ähnliche stabile Betriebsarten können bei der dritten oder späteren Spitze der Vc Wellenform auftreten. Obwohl diese Betriebsarten stabil im stationären Zustand sind, ist es unerwünscht, ihre Auftreten zu erlauben, da Konverterbetriebsfrequenz bei leichten Lasten unvorhersagbar werden würde. Der grobe Phasesteuerungsschaltkreis 702 hindert den Konverter daran, sich in einem dieser alternierenden Modi zu stabilisieren, durch das Erfassen ob dVc/dt (gemessen mit Hilfe des Signals Vs) während des Zeitraums zwischen dem Öffnen des Ladeschalters und anschließender Aufnahme eines Durchlaßenergieübertragungszyklus negativ wird. Die Gegenwart dieser Bedingung impliziert, daß Vc sein erstes Maximum passiert hat, ohne daß ein Durchlaßenergieübertragungszyklus aufgetreten ist. Das AND Gate 675 wird verwendet, um wahrzunehmen, ob dies aufgetreten ist: Die Ausgabe des Gates 675 steigt an, wenn das Signal Vr logisch hoch ist und das Signal Vm logisch niedrig ist. Wie vorher beschrieben, zeigt Vr an, daß der Ladeschalter geöffnet worden ist und daß der Hauptschalter noch nicht geschlossen worden ist (da Schließen des Hauptschalters verursacht, daß der kontrollierte Schalter 673 schließt, der Rampenkondensator 697 entladend wird und bewirkt, daß Vr abfällt); ein niedriges Vm zeig an, daß Vs (d. h. dVc/dt) negativ ist. Wenn die Kombination dieser logischen Bedingungen auftritt, die anzeigt, daß das Schließen des Hauptschalters nicht aufgetreten ist, aber daß Vc über ihr erstes Maximum gegangen ist, steigt die Ausgabe des AND Gates 675 an und der Spannungs-Strom-Konverter 676 liefert einen 50 mA Strom in den Kondensator 682, bis der Hauptschalter einschaltet (und Vr absenkt). Dies zwingt die Spannung VB anzusteigen, und das Einschalten vom Schalter 641 während des nächsten Arbeitszyklus retardiert. Durch dieses Mittel wird der stationäre Betrieb gezwungen, auf einen Arbeitspunkt zu konvergieren, der dem ersten Maximum entspricht, das von der Spannung Vc nach dem Öffnen des Schalters 641 erreicht wird.
Die Wellenformen von Fig. 12 sind für einen Konverter, der im Grunde genommen bei null Last betrieben wird. Da die Konverterlast über null Last gesteigert wird, nimmt die negative Exkursion von Io ab, und der Phasenregler 360 stellt die Phasen des Öffnen des Schalters 641 ein, damit sie (vor dem Schließen des Hauptschalters 226) zu Zeiten auftreten, die abfallenden Werten des Rückstroms Io entsprechen. Dies reduziert wiederum den Höchstwert der Spannung, auf die der Kondensator 220 zur Zeit vorgeladen wird, zu der ein Durchlaßenergieübertragungszyklus begonnen wird, und erlaubt eine gesteigerte Energieübertragung während jedes Arbeitszyklus. Dies kann in Fig. 10, 9, 8 und 7 gesehen werden, die jeweils Betriebswellenformen für Leistungsniveaus von 0,053, 2,84, 5,3 und 6,3 W zeigen. Da die Last gesteigert ist, nimmt der (negative) Wert des Io zur Zeit, zu der der Ladeschalter geöffnet ist (Zeit t = tbo) in Richtung Null ab. Wenn die Konverterbelastung über irgendeinem Wert Pamax (etwa 6,3 W für den Konverter von Abb. 11 und 12) ansteigt, versucht der Phasenregler die Phase des Öffnens des Schalters 641 immer noch weiter nach vorn zu verschieben, aber dies bewirkt, daß der Schalter zu Zeiten des Durchflußstromflusses IO öffnet (d. h. Io fließt in eine Richtung auf die Last 300 zu). Die Diode 642 (Fig. 11) jedoch setzt eine Obergrenze des Regelbereichs des Phasenreglers 360. Wenn der Schalter auf einmal geöffnet wird, wenn positiver Io fließt, wird die Diode 642 das Aufladen des Kondensator 220 verhindern, bis Umkehrung in Io anschließend auftritt. Auf diese Art behauptet der Phasenregler die Kontrolle über das Maß an Energie, das nur so lange nach vorn Übertragen wird, wie das Öffnen des Schalters 641 auftritt, wenn Rückfluß des Stroms Io da ist. Diese Betriebsart des Konverters, während derer der Phasenregler aktive Kontrolle über dem Betrag der Energie hat, die während jedes Arbeitszyklus vorwärts übertragen wird, wird der vorwegnehmende Entladebetriebsmodus genannt.
Über dem Wert der Last Pamax, für den vorwegnehmende Entladung inaktiv wird, hat der Konverter zwei andere voneinander verschiedene Betriebsarten. In einem zuvor beschriebenen Modus, ist die Last an oder über irgendeinem Wert Pamax so, daß Stromumkehrung nie im induktiven Ausgabebauelement auftritt (z. B. wie in Fig. 6 für eine Last von 22 Watt gezeigt). In diesem Modus gibt es keine Entladetätigkeit, es gibt Vorladen des Kondensators 220, um Durchflußenergieübertragung zu behindern, und die Konverterbetriebsfrequenz variiert ungefähr linear mit der Konverterlast. In einer dritten Betriebsart, die aktiv für Lastwerte ist, die zwischen Pamax und Pnmax liegen, ist die vorwegnehmende Entladung inaktiv, aber Stromumkehrung tritt immer noch während eines Abschnitts des Arbeitszyklus auf. In diesem Modus, erläutert in Fig. 14, 15 und 16 (für den Konverter von Fig. 11, der jeweils bei Lasten von 8,3, 12,5 und 15,6 Watt betrieben wird), treten die Zeiten der Aufnahme von Durchlaßenergieübertragungszyklen (d. h. Zeiten t = tmc) vor der Zeit auf, zu denen Vc sonst ein Maximum (als Antwort auf den Rückfluß des Stroms Io) erreicht hätte. Zu diesen Zeiten ist die Neigung von Vc (wie vom Wert der Spannung Vs angezeigt) nicht auf Null gesunken, sondern ist immer noch positiv. Wenn die Last von Pamax zu Pnmax zunimmt, verschiebt sich der Beginn von Durchflußenergieübertragungszyklen nach voran, zur Spitze von Vc (bei Pamax), um bei Vc = 0 aufzutreten. Diese Phase tritt nur automatisch und natürlich mit Verwendung der Frequenzsteuerung auf. Diese Betriebsart wird der Übergangsmodus genannt.
In der vorangegangenen Diskussion sind die Vorteile des vorwegnehmenden Entladens innerhalb des Kontexts einer Konverterausführungsform beschrieben worden, die einen im Grunde genommen verlustfreien Schalter 641 integriert. In einer anderen wichtigen Klasse von in Fig. 17A und 17B gezeigten Konverterausführungsformen, ist der Schalter 852 ist nicht verlustfrei, aber hat einen finiten Wert eines Einschaltwiderstands 810. In der Praxis kann der Widerstand 810 den inhärenten Einschaltwiderstand des Schalters 852 aufweisen, es kann ein diskreter Widerstand in Reihe mit einem Schalter 852 sein oder es kann eine Kombination von beiden sein. Während die Struktur der Leistungsumwandlungselemente in den Konvertern 880, 890 von Zahlen 17A und 17B mit der Struktur der Leistungsumwandlungselemente in den Konvertern 880, 890 aus Fig. 17A und 17B vergleichbar mit der Struktur vom Leistungsumwandlungselement, Konverter 150 von Fig. 3, vom Stand der Technik ist (gedämpftes Entladen), integrieren die Konverter von Fig. 17A und 17B einen Entladephasenregler 360 statt des Entladereglers 32, der beim Konverter 150 von Abb. 3 verwendet wird. Der Betrieb eines solchen Konverters wird mit Bezug auf Fig. 18 beschrieben, die einem Konverter 860 zeigt, identisch in jeder Hinsicht zum Konverter der Fig. 11, außer daß der Schalter 641 von Fig. 11 durch einen in Reihe mit einem Widerstand 810 vom Wert R verbundenen Schalter 841 ersetzt worden ist (der die gemeinsamen Werte des diskreten Widerstands 810 und des Einschaltwiderstands des Schalters 841 repräsentiert). Die Komponentenwerte des Konverters von Fig. 18 sind die gleichen wie jene, die früher für den Konverter von Fig. 11 beschrieben worden sind, und der Wert des zusätzlichen Widerstands 810 ist R = 1 Ω.
Betriebswellenformen für den Konverter von Fig. 18 werden in Fig. 19, 20, 21 und 22 bei Last 300 jeweils vom Wert 8,33, 2,5, 1,25 und 0,025 W gezeigt. In Fig. 20, 21 und 22 kontrolliert der Phasenregler 360 aktiv das Einschalten und Ausschalten des Schalters 841. Der Beginn von Durchlaßenergieübertragungszyklen tritt auf, wenn die Vorladespannung an einem Maximum ist (wie durch die Wellenform Vs gezeigt - Beginn der Durchlaßenergieübertragungszyklen tritt bei einem Wert von Vs im Grunde genommen gleich Null auf). Der Betrieb des Konverters 860 von Fig. 18 unterscheidet sich vom Betrieb des Konverters 650 von Fig. 11 darin, daß die Spannung Vc im Konverter von Fig. 18 beginnt anzusteigen, sobald der Strom Io seine Richtung umkehrt, selbst wenn der Schalter 841 geschlossen ist (z. B. zwischen Zeiten t = tx und t, = ty in Fig. 20, 21 und 22, wenn Vsw hoch ist). Dies ist natürlich durch den begrenzten Wert R = 1 Ohm verursacht, von dem Widerstand 810. Im Anschluß an das Öffnen des Schalters 841 tritt eine resonante Energierückübertragung zwischen dem induktiven Ausgabebauelement 224 und dem Kondensator 220 auf, wie zuvor beschrieben, und dies lädt den Kondensator 220 vor. Wie auch vorher beschrieben, stellt der Phasenregler 360 die Ausschaltzeit vom Schalter 841 ein, um rechtzeitig vor Beginn der Durchlaßenergieübertragungszyklen aufzutreten, so daß Energieübertragungszyklen auftreten, wenn die Vorladespannung bei einem Maximum ist. Diese Betriebsart, in welcher der Phasenregler 360 aktiv das Öffnen und Schließen von einem Ladeschalter 841 mit einem nicht-unbedeutenden Betrag eines Einschaltwiderstands kontrolliert, wird als der gedämpfte vorwegnehmende Entladebetriebsmodus genannt. In Fig. 19 ist die Last auf ein Niveau angestiegen, so daß der Konverter im Übergangsmodus läuft, wie ebenfalls vorher beschrieben. Der Schalter ist inaktiv (wie von der Spannung Vsw bei Null Volt angezeigt) und Durchlaßenergieübertragungszyklen beginnen bevor Vc einen Maximalwert erreicht (als Antwort auf Rückfluß des Stroms Io). Der Betrieb der Konverter von Fig. 11 und 18 ist im Übergangsoperationsmodus im Grunde genommen identisch.
Die Tabelle in Fig. 23 vergleicht die Leistung von vier Konvertern, die in verschiedenen Modi bei im Grunde genommen Leerlaufbedingungen arbeiten. In allen Fällen werden die Komponente und andere Betriebsparameter für die Konverter oben beschrieben. In allen Fällen ist die Konverterlast 25 mW (5 VDC Ausgang bei 5 mA Last). Die Tabelle vergleicht drei Arbeitskennlinien: Konverterbetriebsfrequenz; Spitze zu Spitze Variation beim Konverterausgangsstrom Io, die direkt die Konverterausgabewellen beeinflussen werden (weil die Wechselstromkomponenten dieses Stroms in die Konverterausgangsfilterkondensatoren fließen); und Zerstreuen im Ladeschalterelement (z. B. Schalter 28, Fig. 2; Schalter 252, Fig. 3; Schalter 641, Fig. 11; Schalter 841, Fig. 18). Für die Konverter, deren Leistung in den Zeilen mit" gedämpftem Entladen" (z. B. der Konverter von Fig. 3) und "Entladen" (z. B. der Konverter von Fig. 2) angezeigt ist, werden die Ladeschalter (28, 252 Fig. 2 und 3) eingeschaltet, wenn die Spannung des Kondensators 20 auf Null abfällt, und werden ausgeschaltet, zu im Grunde genommen derselben Zeit, zu der der Hauptschalter 26 eingeschaltet wird.
Wie in der Tabelle der Fig. 23 gezeigt, arbeiten beide Konverter entsprechend der Erfindung bei beträchtlich höhere Frequenzen, als ihre Gegenstücke vom Stand der Technik. Beide weisen im wesentlichen gleiche Werte von Spitze zu Spitze Ausgangsstrom auf, und diese Werte sind niedriger als jene für die Konverter vom Stand der Technik. Für vergleichbare Werte der Schalterwiderstände weisen die Konverter entsprechend der Erfindung merklich niedrigere Werte von Schaltverlust aus.
Bei praktischen Konverterausführungsformen wird die kleine Strafe, die in Form von Schaltverlust in den Konvertern von Fig. 17A, 17B und 18 (d. h. den gedämpften vorwegnehmenden Entladekonvertern) gezahlt wird, verglichen mit den Konvertern von Fig. 4A, 4B und 11 (d. h. den vorwegnehmenden Entladekonvertern), normalerweise von anderen Faktoren ausgeglichen. Das Erzielen der sehr niedrigen Werte des Einschaltwiderstands, die gebraucht werden, um einen vorwegnehmenden Entladebetrieb durchzuführen, erfordert die Verwendung von kostspieligen MOSFET Schaltern, die große Matrixbereiche haben. Derzeit sind MOSFET Schalter mit Einschaltwiderstandswerten in der Nähe von 1 Ohm und der Fähigkeit, mehrere Ampere Strom handzuhaben, leicht von vielen Anbietern verfügbar, während Schalter, die einen Einschaltwiderstandswert in der Nähe von 10 mΩ haben, als neueste Technik betrachtet werden, beträchtlich größer im Matrixbereich und viel kostspielig sind. Kleinere Matrizen/Formen erlauben auch den Entwurf und die Herstellung von kleineren Konvertern, insbesondere wo nicht übliche Verpackung für die Form verwendet werden (siehe zum Beispiel unsere PCT Anmeldung US 93/06685 (WO 94/03038)).
Der Vergleich von Fig. 7, 8, 9, 10 und 12 (vorwegnehmender Entladekonverter) mit Fig. 19 bis 22 (gedämpfter vorwegnehmender Entladekonverter) zeigt einen anderen Vorteil finiter Schalterwiderstände. Die Wellenformen für den vorwegnehmenden Entladekonverter (der einen 10 mΩ Schalter aufweist, der im vorwegnehmenden Entlademodus arbeitet) zeigen, daß eine Reduktion der Last von 6,3 W auf 0,025 W tatsächlich zu einer Zunahme der Konverterbetriebsfrequenz von 99 kHz auf 103 kHz führt. Dies ist so, weil die Vorladestrategie, die beim vorwegnehmenden Entladen verwendet wird, so wirkungsvoll ist, daß kleine Reduktionen der Lastleistung zur Reduktion der Durchlaßenergieübertragung führen, die größer sind, als diejenige, welche mit einer Reduktion der Betriebsfrequenz übereinstimmen würde. Während in den entsprechenden oben beschriebene Konverterausführungsformen nicht störend, ist es möglich, daß in alternativen Ausführungsformen ein nicht-gleichförmiges Verhalten der Frequenz zur Last zu closed-loop Instabilitätsangelegenheiten führen könnte. Im Vergleich zeigen die Wellenformen für den gedämpften vorwegnehmenden Entladekonverter (der einen 10 Schalter aufweist, der im gedämpften vorwegnehmenden Entlademodus betrieben wird) einen sanften Rückgang der Betriebsfrequenz von 103 kHz auf 98 kHz, wenn die Last von 2,5 W auf 0,025 W abfällt. Die Einführung finiter Einschaltwiderstände (810, Fig. 18) produziert eine Kombination von. Schaltdämpfung (auf der vom Kondensator 220, dem Einschaltwiderstand 810 und dem induktiven Ausgabebauelement 224 gebildeten Schaltung) und Verlust, der ausreichend ist, eine gleichförmige Abnahme bei der Frequenz aufrechtzuerhalten, wenn die Last abnimmt.
Zusammenfassend ist gedämpfte vorwegnehmende Entladung nützlich, weil Konverterausführungsformen, in denen sie angewendet wird, kleiner und kostengünstiger hergestellt werden können als Konverter vom Stand der Technik; sie zeigt niedrigere Ausgangswellenspannung bei leichten Lasten bei einem gegebenen Betrag der Ausgangsfilterkapazität; sie wird minimale Betriebsfrequenzleistung aufweisen, die mit einem Konverter ohne widerstandsbehaftetem Ladeschalterelement vergleichbar ist; und kann derart ausgelegt sein, ein vorhersehbares, gleichförmiges Verhalten an der Betriebsfrequenz als eine Funktion der Last zu zeigen. Weiterhin ist, da der inhärente Einschaltwiderstand von kostengünstigen MOSFET-Schaltern ausgebeutet werden kann, um den Einschaltwiderstand 810 selbst auszuführen, dort normalerweise keine mit vergrößerten Konverterteilen, vergrößerter Teileanzahl und Komplexität eines derartigen Konverters verbundene Strafe.

Claims

1. Stromrichterschaltung mit

einem Anschluß zur Verbindung mit einer Energiequelle;

einem Transformator mit einer primären Wicklung, einer sekundären Wicklung und einer effektiven sekundären Streuinduktivität L2e;

einem kapazitativen Blindwiderstand C, die auf einer Sekundärseite des Transformators verbunden ist;

einer ersten Schaltvorrichtung die gekoppelt ist, um geöffnet und geschlossen zu werden, um Energie von der Energiequelle über die effektive Streuinduktivität zum Laden des kapazitativen Blindwiderstands während eines Durchlaß- Energieübertragungszykluses mit einem charakteristischen Zeitmaßstab von pi * sqrt (L2e * C) zu übertragen; und

einer Kontrollschaltung, die gekoppelt ist, um das Vorladen des kapazitativen Blindwiderstand zu bestimmten Zeiten, außer während dem Durchlaß- Energieübertragungszyklus, zu kontrollieren.

2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Kontrollschaltung konfiguriert ist, die Zeiten des Vorladens relativ zu dem Beginn des Durchlaß-Energieübertragungszykluses zu regeln.

3. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Kontrollschaltung eine zweite Schaltungsvorrichtung aufweist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, wobei das Vorladen in Vorwegnahme des Beginns des Durchlaß-Energieübertragungszykluses durch die zweite Schaltungsvorrichtung gestartet wird.

5. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung in der sekundären Seite verbunden ist.

6. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung mit dem kapazitativen Blindwiderstand parallel verbunden ist.

7. Schaltung nach Anspruch 1; wobei der kapazitative Blindwiderstand mit der sekundären Wicklung in Serie verbunden ist.

8. Schaltung nach Anspruch 1, mit einer unidirektionalen Leitungsvorrichtung, die in Serie mit der sekundären Wicklung verbunden ist und ausgerichtet ist, während des Leitens durch die erste Schaltungsvorrichtung zu leiten.

9. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Kontrollschaltung aufweist einen Anschluß zum Empfang eines Signals, welches indikativ für eine Änderungsrate der Spannung über dem kapazitativen Blindwiderstand ist, wobei das Signal für die Kontrolle des Vorladens benutzt wird.

10. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Kontrollschaltung aufweist einen Anschluß zum Empfang eines Signals, welches indikativ für den Zeitpunkt der Einleitung des Durchlaß-Energieübertragungszykluses ist, und das Signal wird zur Kontrolle des Vorladens benutzt.

11. Schaltung nach Anspruch 1, 9 oder 10 mit einer Last gekoppelt, um Energie von dem kapazitativen Blindwiderstand zu empfangen.

12. Schaltung nach Anspruch 11 mit einer Drossel gekoppelt, um Strom zwischen dem kapazitativen Blindwiderstand und der Last zu übertragen.

13. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung einen im wesentlichen verlustfreien Schalter aufweist.

14. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung einen endlichen Widerstand aufweist.

15. Schaltung nach Anspruch 13 oder 14 mit

einer Last, die gekoppelt ist, um Energie von dem kapazitativen Blindwiderstand zu empfangen,

einer Drossel, die gekoppelt ist, um Strom zwischen dem kapazitativen Blindwiderstand und der Last zu übertragen, und

einer unidirektionalen Leitungsvorrichtung, die über die zweite Schaltungsvorrichtung gekoppelt und gepolt ist, um Strom in Richtung der Last zu leiten.

16. Schaltung nach Anspruch 3, 13 oder 14 mit einer Drossel die gekoppelt ist, um Strom zwischen dem kapazitativen Blindwiderstand und der Ladung zu übertragen, und wobei die zweite Schaltungsvorrichtung einen MOSFET aufweist.

17. Schaltung nach Anspruch 13 oder 14 mit

einer Last, die gekoppelt ist, um Energie von dem kapazitativen Blindwiderstand zu empfangen, und

einer unidirektionalen Leitungsvorrichtung, die über den MOSFET gekoppelt und gepolt ist, um Strom in eine Richtung entgegengesetzt zu der Durchlaßrichtung des MOSFET zu leiten.

18. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung einen Schalter und einen endlichen Widerstand außerhalb des Schalters aufweist.

19. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung einen MOSFET und einen endlichen Widerstand außerhalb des MOSFET aufweist.

20. Verfahren zum Betreiben der Schaltung nach Anspruch 3 in einer Art und Weise mit einem Wandlungsbetriebszyklus, von dem der Durchlaß-Energieübertragungszyklus einen Anteil umfaßt, wobei der Betriebszyklus auch einen Anteil enthält, in dem Rückstrom, der von der Last fließt verfügbar ist, um den kapazitativen Blindwiderstand zu laden, wobei das Verfahren umfaßt Betreiben der zweiten Schaltungsvorrichtung, um den Rückstrom zu dem kapazitativen Blindwiderstand zu leiten, um das Vorladen zu erreichen.

21. Verfahren nach Anspruch 20, welches aufweist Einschalten der ersten Schaltungsvorrichtung zu Zeitpunkten, zu denen der Strom durch die erste Schaltungsvorrichtung im wesentlichen null beträgt.

22. Verfahren nach Anspruch 20, welches aufweist Ausschalten der ersten Schaltungsvorrichtung zu Zeitpunkten, zu denen der Strom durch die erste Schaltungsvorrichtung im wesentlichen null beträgt.

23. Verfahren nach Anspruch 21 oder 22, welches aufweist Kontrollieren einer Schaltfrequenz der ersten Schaltungsvorrichtung, um eine Ausgangsspannung der Schaltung von vorbestimmten Wert zu erhalten.

24. Verfahren nach Anspruch 20, wobei eine Bedingung zum Einschalten der zweiten Schaltungsvorrichtung ungefähr ein Vorkommen eines Zeitpunktes ist, wenn eine Spannung über dem kapazitativen Blindwiderstand im wesentlichen null beträgt.

25. Verfahren nach Anspruch 20, wobei die zweite Schaltungsvorrichtung ungefähr zu einem Zeitpunkt ausgeschaltet wird, so daß ein späterer Durchlaß- Energieübertragungszyklus beginnt, wenn eine Spannung über dem kapazitativen Blindwiderstand maximal ist.

26. Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Zeitpunkt kurz davor auftritt, wenn die Spannung über der kapazitativen Blindwiderstand bei dem Maximum ist.

27. Verfahren nach Anspruch 25, wobei das Maximum das erste Maximum enthält, welches nach dem Zeitpunkt, wenn die zweite Schaltungsvorrichtung ausgeschaltet wird, auftritt.

28. Verfahren nach Anspruch 20, wobei das Vorladen in Zeitbereichen, in denen der Rückstrom nicht während des Wandlungsbetriebszykluses fließt, inaktiv ist.

29. Stromrichterschaltung mit

einem Anschluß zum Verbinden mit einer Energiequelle;

einem Transformator mit einer primären Wicklung, einer sekundären Wicklung, und einer effektiven sekundären Streuinduktivität L2e;

einem kapazitativen Blindwiderstand C, der auf einer sekundären Seite des Transformators verbunden ist;

einer unidirektionalen Leitungsvorrichtung, die in Serie mit der sekundären Wicklung verbunden und so ausgerichtet ist, während der Leitung durch die erste Schaltungsvorrichtung zu leiten;

einer Drossel, die gekoppelt ist, um Strom zwischen dem kapazitativen Blindwiderstand und einer Last zu leiten;

einem Anschluß zur Verbindung mit der Last;

einer ersten Schaltungsvorrichtung, die gekoppelt ist, um geöffnet und geschlossen zu werden, um Energie von der Energiequelle über die effektive Streuinduktivität zum Laden des kapazitativen Blindwiderstand während eines Durchlaß- Energieübertragungszykluses mit einem charakteristischen Zeitmaßstab von pi * sqrt (L2e * C) zu übertragen;

einer Kontrollschaltung, die gekoppelt ist, um das Vorladen des kapazitativen Blindwiderstand in Vorwegnahme der Einleitung des Durchlaß- Energieübertragungszykluses zu verursachen, wobei die Kontrollschaltung aufweist

einer zweite Schaltungsvorrichtung, die mit dem kapazitativen Blindwiderstand parallel und mit der Drossel in Serie verbunden ist, und so kontrolliert wird, daß sie in Vorwegnahme der Einleitung des Durchlaß-Energieübertragungszykluses geöffnet wird,

einen Anschluß zum Empfang eines Signals, welches indikativ für eine Änderungsrate der Spannung über dem kapazitativen Blindwiderstand ist, und

einem Anschluß zum Empfang eines Signals, welches indikativ für den Zeitpunkt der Einleitung des Durchlaß-Energieübertragungszykluses ist.

30. Verfahren zum Betreibens der Schaltung nach Anspruch 29 in einer Art und Weise, daß es eine Reihe von Wandlungsbetriebszyklen umfaßt, wobei jeder der Wandlungsbetriebszyklen einen Durchlaß-Energieübertragungszyklus und einen Anteil umfaßt, in dem Rückstrom, der von der Last fließt, verfügbar ist, um den kapazitativen Blindwiderstand zu laden, wobei das Verfahren aufweist

Einschalten und Ausschalten der ersten Schaltungsvorrichtung zu Zeitpunkten, zu denen der Strom durch die erste Schaltungsvorrichtung im wesentlichen null beträgt,

Kontrollieren der Schaltfrequenz der ersten Schaltungsvorrichtung zum Aufrechterhalten einer Ausgangsspannung der Schaltung auf einen vorbestimmten Wert, und

Kontrollieren des Öffnens und Schließens der zweiten Schaltungsvorrichtung, um den Rückstrom zu dem kapazitativen Blindwiderstand zu leiten, um eine Vorladung zu erreichen, und wobei

eine Bedingung zum Einschalten der zweiten Schaltungsvorrichtung das ungefähre Vorkommen eines Zeitpunktes während jeder der Betriebszyklen ist, wenn eine Spannung über dem kapazitativen Blindwiderstand im wesentlichen null beträgt, und

die zweite Schaltungsvorrichtung ungefähr zu einem Zeitpunkt während jedem der Betriebszyklen ausgeschaltet wird, so daß spätere Durchlaß- Energieübertragungszyklen beginnen, wenn eine Spannung über den kapazitativen Blindwiderstand maximal ist.

31. Verfahren nach Anspruch 30, wobei das Maximum aufweist, daß das erste Maximum nach dem Zeitpunkt, wenn die zweite Schaltungsvorrichtung ausgeschaltet ist, vorkommt.