DE69501245T2

DE69501245T2 - Schaltleistungsschaltung

Info

Publication number: DE69501245T2
Application number: DE69501245T
Authority: DE
Inventors: Masayuki Yasumura
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-09-30
Filing date: 1995-10-02
Publication date: 1998-04-16
Anticipated expiration: 2015-10-03
Also published as: US5640310A; JPH08154378A; EP0704958B1; EP0704958A1; DE69501245D1

Description

Die Erfindung betrifft ein Stromresonanz-Schaltnetzteil, das z. B. einen verbesserten Leistungsfaktor aufweist.
In jüngerer Zeit wurden Schaltelemente entwickelt, die sich für vergleichsweise hohe Ströme oder Spannungen und hohe Frequenzen eignen. Diese Entwicklung der Schaltelemente hat dazu geführt, daß nun die meisten Stromversorgungseinheiten, in denen Netzspannung gleichgerichtet wird, um eine gewünschte Gleichspannung zu gewinnen, als Schaltnetzteile ausgebildet sind. Die Technologie der Schaltnetzteile ermöglicht nämlich eine Miniaturisierung der Transformatoren und anderer Teile durch Erhöhung der Schaltfrequenz. Sie werden als leistungsstarke Gleichspannungswandler (DC-DC-Wandler) genutzt, die als Stromversorgungseinheiten für verschiedene elektrische Geräte dienen.
Wenn Netzspannung gleichgerichtet wird, ist die Wellenform des in einer Glättungsschaltung fließenden Stroms im allgemeinen verzerrt. Dies führt zu einer Beeinträchtigung des Leistungsfaktors, der den Wirkungsgrad der Stromversorgungseinheit kennzeichnet. Außerdem sind Maßnahmen erforderlich, um höhere Harmonische, die durch die verzerrte Wellenform des Stroms erzeugt werden, zu unterdrücken. Zur Verbesserung des Leistungsfaktors der Stromversorgungseinheit ist es am einfachsten, eine Gleichrichterschaltung zu verwenden, die beispielsweise ein Drossel-Eingangssystem aufweist. Dies stellt auch eine bevorzugte Maßnahme gegen elektromagnetisches Rauschen (EMI) dar. Es ist außerdem ein (im folgenden kurz als "MS-System" bezeichnetes) Magnetschaltersystem bekannt, bei dem der Leistungsfaktor dadurch verbessert wird, daß die mittlere Ladespannung eines Glättungskondensators durch Verwendung der diskontinuierlichen Spannung des Schaltnetzteils reduziert und dadurch der Stromflußwinkel des Gleich richterelements vergrößert wird.
US-AS 171 494, von der der Oberbegriff von Anspruch 1 ausgeht, betrifft ein Schaltnetzteil für einen Mikrowellenherd, in dem eine Gleichspannung mit Hilfe eines Schaltelements in Impulse umgewandelt wird, wobei das Schaltelement mit der Primärwicklung eines Wechselrichtertransformators gekoppelt ist, um die Leistung einem Hochfrequenzoszillator oder einem mit einer Sekundärwicklung verbundenen Magnetron zuzuführen. Vom Zeitpunkt des Einschaltens bis zum Beginn der Oszillation des Magnetrons wird eine Referenzspannung auf einen niedrigeren Wert gesetzt als im normalen Zustand. Dadurch wird die Leistung, die von der Sekundärwicklung des Wechselrichtertransformators dem Magnetron zugeführt wird, auf ein niedriges Niveau gesetzt. Wenn die Oszillation des Magnetrons beginnt, steigt die Referenzspannung an und kehrt auf den normalen Wert zurück, wenn die Oszillation in den Normalzustand zurückkehrt.
Vom Anmelder der vorliegenden Anmeldung wurde bereits früher eine Anordnung vorgeschlagen, bei der eine Einrichtung zur Verbesserung des Leistungsfaktors des MS-Systems auf ein Schaltnetzteil mit Stromresonanzkonverter angewendet wird (japanische Patentanmeldung Nr. HEI. 6-210740). Fig. 1 der anliegenden Zeichnungen zeigt ein Beispiel für ein auf der bereits früher vorgeschlagenen Erfindung basierendes Schaltnetzteil. Dieses umfaßt einen Halbbrücken-Stromresonanzkonverter mit Fremderregung.
In Fig. 1 bezeichnet AC eine Netzwechselsspannungsquelle. Für diese Netzwechselsspannungsquelle AC ist ein LC-Tiefpaßfilter mit Impedanzelementen vorgesehen, das z. B. eine Filterdrosselspule LN und einen Filterkondensator CN umfaßt. Das Filter soll verhindern, daß Hochfrequenzrauschen mit der Schaltfrequenz in die Wechselstromleitung gelangt. Mit D1 ist eine Brückengleichrichterschaltung mit vier Dioden bezeichnet, die die ankommende Netzwechselspannung einer Vollweggleichrichtung unterzieht. Zwei der Gleichrichterdioden, die von unterbrochenen Linien umrahmt sind, sind (durch DFR dargestellte) schnelle Freilaufdioden (Hochgeschwindigkeits-Freilaufdioden). Der Grund hierfür ist, daß ein hochfrequenter Strom mit der Schaltfrequenz, wie weiter unten beschrieben, in eine Vollweggleichrichter- Ausgangsleitung fließt. Die vollweggleichgerichtete Ausgangsspannung lädt über eine Drosselspule CH und eine Tertiärwicklung N&sub3; einen Glättungskondensator Ci auf.
Mit Q1, Q2 sind Schaltelemente bezeichnet, die einen Halbbrücken-Schalterkreis bildet. Im vorliegenden Fall bestehen die Schaltelemente aus MOS-FET-Transistoren. Die Schaltelemente sind in Reihe zueinander zwischen der positiven Seite des Glättungskondensators Ci und Masse angeordnet. Die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; werden von einer Oszillator-Treiberschaltung 2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Parallel zu den Schaltelementen Q&sub1; und Q&sub2; sind Klemmdioden DD1 und DD2 angeordnet, die während der Ausschaltzeit einen Strompfad bilden. Mit 3 ist eine Aktivierungsschaltung bezeichnet. Die Aktivierungsschaltung beginnt ihre Operation z. B. dann, wenn die Aufladung des Glättungskondensators während einer Einschaltzeit beginnt und an dem Glättungskondensator Ci eine Ladespannung auftritt. Sie aktiviert die Qszillator-Treiberschaltung 2.
Mit PIT ist ein Trenntransformator bezeichnet, der die Schaltausgangssignale der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; auf die Sekundärseite überträgt. Ein Ende der Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators ist über einen Resonanzkondensator C&sub1; mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source und Drain-Elektrode der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; verbunden, das andere Ende ist mit Masse verbunden. Eine Induktivitätskomponente des Trenntransformators PIT ist Bestandteil eines Serienresonanzkreises, der den Resonanzkondensator C&sub1; und die Primärwicklung N&sub1; enthält. Im vorliegenden Fall ist die Primärwicklung N&sub1; so gewickelt, daß eine Wicklung N&sub4; gebildet wird, die mit einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung verbunden ist, die die Diode D&sub4; und den Kondensator C&sub4; enthält, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Deshalb wird der durch die Gleichrichter- und Glättungsschaltung gewonnene Gleichstrom der Aktivierungsschaltung 3 zugeführt.
Der Trenntransformator PIT besitzt weiterhin eine Tertiärwicklung N&sub3;. Eine Schaltspannung V&sub3;, die in die Tertiärwicklung N&sub3; induziert wird, wird an die Drosselspule CH und den Glättungskondensator Ci angelegt. Das heißt, die Schaltspannung wird einem Aufladepfad des Glättungskondensators Ci zugeführt. Deshalb wird die vollweggleichgerichtete Spannung nach dem Durchgang durch die Drosselspule CH der Schaltspannung überlagert und dann in den Glättungskondensator Ci geladen.
Auf der Sekundärseite des Trenntransformators PIT wird die von der Primärwicklung N&sub1; in die Sekundärwicklung N&sub2; induzierte Spannung von der Brückengleichrichterschaltung D&sub3; und den Glättungskondensator C&sub3; in eine Gleichspannung umgewandelt und bildet die Ausgangsspannung E&sub0;. Eine Steuerschaltung 1 vergleicht die Ausgangsgleichspannung Eo der Sekundärseite mit einer Referenzspannung und führt der Oszillator-Treiberschaltung 2 ein Steuersignal zu, das einem Fehler (der Differenz) zwischen der Ausgangsgleichspannung Eo und der Referenzspannung entspricht. In der Oszillatorjreiberschaltung 2 wird z. B. die Schaltfrequenz entsprechend diesem Steuersignal variiert und dadurch eine Konstantspannungssteurung herbeigeführt.
Da in dem so aufgebauten Schaltnetzteil auf dem Trenntransformator PIT, in dessen Primärwicklung N&sub1; der Resonanzstrom fließt, die Tertiärwicklung N&sub3; angeordnet ist, wird die durch die Tertiärwicklung N&sub3; erregte Schaltspannung dem Aufladepfad des Glättungskondensators Ci zugeführt und der gleichgerichteten Spannung überlagert. Dadurch wird der Stromflußwinkel des aus der Brückengleichrichterschaltung D&sub1; fließenden Stroms vergrößert, so daß sein Mittelwert einen Ladestrom bildet, der einen nahezu sinusförmigen Verlauf hat. Infolgedessen werden die Verzerrungen der höheren Harmonischen des von dem Wechselstromnetz gelieferten alternierenden Stroms reduziert, und der Leistungsfaktor wird verbessert.
Der Strom 11, der aus der Gleichrichterschaltung fließt, wird mit der der Schaltperiode entsprechenden Frequenz unterbrochen und fließt diskontinuierlich. Deshalb müssen zwei Dioden der Gleichrichterbrückenschaltung D&sub1; schnelle Freilaufdioden sein. In Fig. 1 sind die beiden Dioden auf der Anodenseite, die von der gestrichelte Linie DFR umrahmt sind, schnelle Freilaufdioden.
Der Anmelder der vorliegenden Anmeldung hat außerdem ein Schaltnetzteil vorgeschlagen mit einem magnetisch gekoppelten Transformator zur Erregung einer der Schaltspannung entsprechenden Spannung in einer Drosselspule von der Primärseite oder der Sekundärseite eines Trenntransformators, wobei die gleichgerichtete Ausgangsspannung der Brückengleichrichterschaltung mit Hilfe des magnetisch gekoppelten Transformators der Spannung der Schaltperiode überlagert und dadurch der Leistungsfaktor verbessert wird (japanische Patentanmeldung Nr. Hei-6-192737). Mit diesem Schaltnetzteil läßt sich die Anderung der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Vi mit Hilfe der Schaltung von Fig. 1 leichter steuern.
Fig. 2 zeigt ein Schaltungsbeispiel für ein Schaltnetzteil mit dem oben beschriebenen magnetisch gekoppelten Transformator. In diesem Fall bildet das Schaltnetzteil ein auf einer selbsterregenden Halbbrückenschaltung basierendes Strom resonanz-Schaltnetzteil, dessen Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; Transistoren sind. Diejenigen Schaltelemente, die Schaltelementen von Fig. 1 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
Die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; dieser Schaltung sind über ihren Kollektor und Emitter miteinander verbunden und zwischen dem Verbindungspunkt der Anodenseite des Glättungskondensators Ci und Masse angeordnet. Der Widerstand R&sub6; ist ein Aktivierungswiderstand. Zwischen der Basis und dem Emitter der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; sind Dioden DD1 bzw. DD2 als Dämpfungsdioden angeordnet. Der Widerstand R&sub5; dient zur Justierung des Basisstroms (Treiberstroms) der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2;. Ein Resonanzkondensator C&sub5; bildet zusammen mit Treiberwicklungen NB eines weiter unten beschriebenen Treibertransformators PRT einen Resonanzkreis für selbsterregte Schwingungen.
Mit PRT ist ein Treibertransformator zur variablen Steuerung der Schaltfrequenz der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; bezeichnet. Er ist im Fall von Fig. 2 als orthogonale sättigbare Reaktanz ausgebildet, wobei die Treiberwicklungen NB und eine Stromresonanz-Detektorwicklung ND um den Trenntransformator gewickelt sind und weiterhin eine Steuerwicklung Nc in einer zu den genannten Wicklungen senkrechten Wicklung aufgewickelt ist. Ein Ende der Treiberwicklung NB des Treibertransformators FRT auf der Seite des Schaltelements Q&sub1; ist mit einem Kondensator C&sub5; verbunden, während ihr anderes Ende mit dem Emitter des Schaltelements Q&sub1; verbunden ist. Das auf der Seite des Schaltelements Q&sub2; liegende Ende der Treiberwicklung NB ist mit Masse verbunden, während ihr anderes Ende mit dem Kondensator C&sub5; verbunden ist, so daß dieser Treiberwicklung NB eine Spannung zugeführt wird, die die entgegengesetzte Polarität der Spannung der Treiberwicklung NB des Schaltelements Q&sub1; hat. Ein Ende der Stromdetektorwicklung ND ist über einen Resonanzkondensator C&sub1; mit der Primärwicklung N&sub1; eines Trenntransformators PLT verbunden.
Der Trenntransformator PIT dient zur Übertragung der Schaltausgangssignale der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; auf die Sekundärseite. Ein Ende der Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators PIT ist über den Resonanzkondensator C&sub1; mit der Stromdetektorwicklung ND in Reihe geschaltet, während ihr anderes Ende mit Masse verbunden ist. Eine Induktivitätskomponente des Trenntransformators PIT bildet mit dem Resonanzkondensator C&sub1; und der Primärwicklung N&sub1; den Resonanzkreis. Auf der Sekundärseite wird die Spannung, die durch das in der primärwicklung N&sub1; fließende Schaltsignal in der Sekundärwicklung N&sub2; induziert wird, von einer Brückengleichrichterschaltung D&sub3; und einem Glättungskondensator C&sub3; in eine Gleichspannung umgewandelt und als Ausgangsspannung Eo ausgegeben. Eine Steuerschaltung 1 vergleicht die Ausgangsgleichspannung Eo der Sekundärseite mit einer Referenzspannung und liefert den der Differenz (d. h. dem Vergleichsergebnis) entsprechenden Gleichstrom als Steuerstrom an die Steuerwicklung Nc des Trenntransformators PRT.
In Fig. 2 stellt MCT einen magnetisch gekoppelten Transformator dar. In diesem magnetisch gekoppelten Transformator MCT bilden eine Sekundärwicklung Ni (mit der Induktivität Li), die der Drosselspule CH von Fig. 1 entspricht, und eine Wicklung N&sub3; (mit der Induktivität L&sub3;), die der Tertiärwicklung des Trenntransformators PIT entspricht, eine erste Wicklung und sind durch einen Ferritkern, z. B. in einem Windungsverhältnis von 1:1, miteinander eng gekoppelt. Die Primärwicklung N&sub3; des magnetisch gekoppelten Transformators MCT ist über den Resonanzkondensator C&sub1; und die Stromdetektorwicklung ND mit der Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators PIT in Reihe geschaltet.
Im folgenden wird die Schaltoperation des in der beschriebenen Weise aufgebauten Schaltnetzteils erläutert.
Beim Einschalten der Netzwechselspannungsquelle wird zunächst den Basiselektroden der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; über die Aktivierungswiderstände R&sub6; ein Basisstrom zugeführt. Wenn das Schaltelement Q&sub1; zuerst eingeschaltet wird, wird das Schaltelement Q&sub2; in den Ausschaltzustand gesteuert. Dabei fließt als Ausgangssignal des Schaltelements Q&sub1; ein Resonanzstrom aus der Stromdetektorwicklung ND über den Kondensator C&sub1; in die Primärwicklung N&sub1;. Die Schaltelemente Q&sub2; und Q&sub1; werden im vorliegenden Fall so gesteuert, daß sie dann ein- bzw. ausgeschaltet werden, wenn der Resonanzstrom Null oder nahezu Null wird. Der Resonanzstrom fließt dann durch das Schaltelement Q&sub2; in einer Richtung, die der 6ben beschriebenen Richtung entgegengesetzt ist. Anschließend beginnt ein selbsterregter Schaltvorgang, bei dem die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; abwechselnd eingeschaltet werden. Die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; werden, wie oben beschrieben, wiederholt abwechselnd ein- und ausgeschaltet, wobei die Klemmenspannung des Glättungskondensators zur Steuerung dient, so daß der Wicklung N&sub1; auf der Primärseite des Trenntransformators ein Treiberstrom zugeführt wird, dessen Wellenform an die Wellenform des Resonanzstroms angenähert ist, und in der Primärwicklung N&sub2; auf der Sekundärseite ein alternierendes Ausgangssignal auftritt.
Wenn die Ausgangsgleichspannung (Eo) auf der Sekundärseite absinkt, wird der in der Steuerwicklung Nc fließende Strom von der Steuerschaltung 1 so gesteuert, daß die Schaltfrequenz niedriger wird (sich der Resonanzfrequenz nähert) und so der in der Primärwicklung N&sub1; fließende Treiberstrom anwächst, wodurch die Spannung konstant gehalten wird.
Als Maßnahme zur Verbesserung des Leistungsfaktors wird die Schaltspannung, die dem in dem Trenntransformator PIT fließenden Resonanzstrom entspricht, von der Primärwicklung N&sub3; des magnetisch gekoppelten Transformators MCT in die Induktivität Li der Sekundärwicklung Ni induziert. Deshalb wird die vollweggleichgerichtete Spannung der Schaltspannung in der Wicklung Ni (mit der Induktivität Li) überlagert und dann in den Glättungskondensator Ci geladen. Die Klemmenspannung des Glättungskondensator Ci mit der Schaltfrequenz wird dadurch um die Größe der überlagerten Schaltspannung reduziert. Durch diese Maßnahme fließt der Ladestrom während einer Periode, in der die Klemmenspannung des Kondensators Ci kleiner ist als der Pegel der gleichgerichteten Spannung der Brückengleichrichterschaltung. Wenn man die Windungszahl oder eine ähnliche Größe des magnetisch gekoppelten Transformators MCT so wählt, daß die Periode andauert, bis sie sich einem Wert in der Nähe von 0 Volt annähert, kann ein Leistungsfaktor von nahezu 1 erreicht werden. Das heißt, der durchschnittliche Eingangswechselstrom hat eine ähnliche Wellenform wie die Wechselspannung, wodurch der Leistungsfaktor verbessert wird.
In einem Netzteil mit einem magnetisch gekoppelten Transformator verringert sich der Treiberstrom des Trenntransformators PIT, wenn die angeschlossene Last niedrig ist, so daß der Treiberstrom dann ein kleines Schaltsignal auf die Sekundärseite des magnetisch gekoppelten Transformators MCT induziert. Dementsprechend ist der Pegel des Ladestroms niedrig, wenn die angeschlossene Last klein ist, und hoch, wenn die Last groß ist. Auf diese Weise kann verhindert werden, daß die Klemmenspannung des Glättungskondensators exzessiv anwächst, insbesondere wenn die angeschlossene Last klein ist, und die Regelung, die bei der Verwendung eines normalen MS-Systems schwierig ist, kann verbessert werden. Deshalb kann eine Änderung der gleichgerichteten Glättungsspannung Vi aufgrund einer Schwankung der Eingangswechselspannung von VAC ±20% unterdrückt werden, so daß es nicht erforderlich ist, für die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; den Glättungskondensators Ci usw. Komponenten mit höheren Durchbruchsspannungen vorzusehen.
Fig. 3 zeigt die Schaltung eines Halbbrücken-Schaltnetzteils vom seibsterregenden Stromresonanztyp. Gleiche Elemente wie in Fig. 2 sind mit denselben Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
In dieser Schaltung ist der Treibertransformator, der die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz steuert, ein Konverter-Treibertransformator (CDT). Der Konvertertransformator zur Übertragung des Schaltausgangssignals von der Primärseite auf die Sekundärseite umfaßt einen Trenntransformator PRT (Leistungsregelungstransformator), der eine rechtwinklig angeordnete Steuerwicklung NC aufweist. Die Steuerschaltung 1 führt dieser Steuerwicklung NC einen der Gleichspannung Eo entsprechenden Steuerstrom zu, um die Sättigungscharakteristik des Trenntransformators PRT zu ändern und den magnetischen Streufluß zu steuern und dadurch eine Konstantspannungsregelung herbeizuführen. (Dies wird auch als "Serienresonanzfrequenz-Steuersystem" bezeichnet).
Die Primärwicklung N&sub3; des magnetisch gekoppelten Transformators MCT dieser Schaltung ist mit den beiden Enden der Wicklung N&sub4; auf der Sekundärseite des Trenntransformators PRT verbunden, so daß ihr eine Spannung mit der Schaltfrequenz zugeführt wird, die in der Sekundärwicklung N&sub4; erregt wird. Durch diese Konstruktion läßt sich die gleiche Verbesserung des Leistungsfaktors durch die Wirkung des magnetisch gekoppelten Transformators MCT erzielen, wie sie oben anhand von Fig. 2 beschrieben wurde. Die Sekundärwicklung N&sub4; ist mit einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung verbunden, die die Dioden D&sub4; und D&sub5; und einen Kondensator C&sub4; umfaßt, so daß sie eine Ausgangsgleichspannung E&sub1; liefern kann.
Fig. 4 zeigt den Aufbau des in Fig. 2 und 3 verwendeten magnetisch gekoppelten Transformators MCT in einer perspektivischen Ansicht. Im vorliegenden Fall sind zwei E-Kerne CR1 und CR2 aus Ferritmaterial miteinander so kombiniert, daß ihre Magnetschenkel einander gegenüberliegen und einen EE-Kern bilden. Zwischen den zentralen Magnetschenkeln der E- Kerne befindet sich ein Luftspalt G, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist. Um die jeweiligen zentralen Magnetschenkel sind eine Primärwicklung Ni bzw. eine Sekundärwicklung N&sub3; angeordnet, so daß ein magnetisch gekoppelter Transformator entsteht.
In der Schaltung von Fig. 2 muß der magnetisch gekoppelte Transformator eine gewisse Größe haben und für eine große Leistung von mehr als 200 W geeignet sein. Es ist deshalb schwierig, den magnetisch gekoppelten Transformator zu miniaturisieren. Darüber hinaus bildet in der Schaltung von Fig. 3 die Primärwicklung Ni des magnetisch gekoppelten Transformators MCT ein Schaltungselement der Primärseite des Trenntransformators PRT, während die Sekundärwicklung N&sub3; mit der Niederspannungs-Ausgangswicklung N&sub4; der Sekundärseite des Trenntransformators PRT verbunden ist, so daß beim Wickeln des magnetisch gekoppelten Transformators MCT ein Trennabstand zwischen der Primärwicklung Ni und der Sekundärwicklung N&sub3; beibehalten werden muß. Deshalb ist auch in diesem Fall die Miniaturisierung des magnetisch gekoppelten Transformators schwierig.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung ein Stromresonanz-Schaltnetzteil mit verbessertem Leistungsfaktor zu schaffen, das sich kompakt, leicht und kostengünstig aufbauen läßt.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, ein Stromresonanz-Schaltnetzteil mit verbesserten elektrischen Eigenschaften zu schaffen.
Zur Erreichung dieser Ziele ist erfindungsgemäß ein Stromresonanz-Schaltnetzteil vorgeshen mit
einer Gleichrichtereinrichtung zum Gleichrichten von Netzspannung,
einer Glättungseinrichtung mit einer Drosselspule und einem Glättungskondensator zum Glätten der Ausgangsspannung der Gleich richtereinrichtung,
einer Schalteinrichtung zum periodischen Unterbrechen der Ausgangsspannung der Glättungseinrichtung und
einem Resonanzkreis, der eine Primärwicklung eines Trenntransformators und einen Resonanzkondensator umfaßt und dem die geschaltete Ausgangsspannung der Schalteinrichtung zugeführt wird,
wobei das Schaltnetzteil dadurch gekennzeichnet ist,
daß der Resonanzkreis mit einer Leitung zwischen der Gleichrichtereinrichtung und der Glättungseinrichtung verbunden ist, so daß sein Resonanzausgangssignal der Drosselspule überlagert wird.
Auf der Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung kann ein Normalbetriebs-Tiefpaßfilter vorgesehen sein, wobei eine Filterdrosselspule des Tiefpaßfilters und eine schnelle Freilaufdiode zusammen mit der Drosselspule in einen Aufladepfad des Glättungskondensators eingefügt sind und der das Tiefpaßfilter bildende Filterkondensator mit der Anode des Glättungskondensators verbunden ist. Der Resonanzkondensator kann in mehrere Teile aufgeteilt und mit der Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung verbunden sein, wodurch der Leistungsfaktor eingestellt und justiert werden kann.
Im Fall eines Systems mit Selbsterregung kann die Schaltfrequenz der Schaltereinheit oder der magnetische Fluß des Trenntransformators auf der Basis der auf der Sekundärseite des Trenntransformators gewonnenen Ausgangsgleichspannung variiert und dadurch eine Konstantspannungssteuewng herbeigeführt werden. Weiterhin kann die Schaltereinheit als Stromresonanzkonverter mit getrennter Erregung ausgebildet sein, um das Schaltertreibersignal auf der Basis der Ausgangsgleichspannung auf der Sekundärseite des Trenntransformators zu variieren und dadurch eine Konstantspannungssteuerung herbeizuführen. Diese Konstruktion ist sowohl bei einem Halbbrückensystem als auch bei einem Vollbrückensystem als Schaltereinheit anwendbar.
Die Drosselspule des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung kann als Äquivalent eines magnetisch gekoppelten Transformators betrachtet werden, bei dem eine Sekundärwicklung weggelassen ist, so daß der die Drosselspule bildende Transformator miniaturisiert werden kann. Darüber hinaus wird durch das Weglassen der Sekundärwicklung des magnetisch gekoppelten Transformators der Leistungsverlust des Transformators verringert, so daß der Wirkungsgrad verbessert werden kann.
Wenn das LC-Tiefpaßfilter und die schnelle Freilaufdiode auf der Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung angeordnet sind, kann der Stromanstieg durch Zusammenfassen der ohmschen Komponenten des LC-Tiefpaßfilters, der schnellen Freilaufdiode und der Drosselspule unterdrückt werden, so daß kein Spitzenstrombegrenzungswiderstand in die Wechselstromleitung eingefügt werden muß. Der Filterkondensator des LC-Tiefpaßfilters ist zwischen dem Verbindungspunkt der Filterdrosselspule und der schnellen Freilaufdiode und der Anode des Glättungskondensators angeordnet, so daß die zwischen den beiden Enden des Filterkondensators wirksame Spannung stärker reduziert werden kann, als dann, wenn er in die Wechselstromleitung eingefügt ist. Wenn die Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung über den geteilten Serienresonanzkondensator mit der Primärwicklung verbunden ist, kann der Leistungsfaktor durch Ändern der Kapazität des geteilten Resonanzkondensators variabel eingestellt werden.
Der Resonanzkondensator ist so angeordnet, daß in Kombination mit der Induktivität der Drosselspule ein Parallelresonanzkreis oder ein Serienresonanzkreis gebildet wird, so daß die Eingangswechselspannung vergrößert wird und eine Erhöhung der gleichgerichteten und geglätteten Spannung unterdrückt wird, wenn eine kleine Last angeschlossen ist. Außerdem läßt sich die oben beschriebene Konstruktion auch bei einem Netzteil mit einer Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung einsetzen.
Gemäß vorliegender Erfindung ist in verschiedenen Arten von Stromresonanz-Schaltnetzteilen mit einer Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung eine Drosseispule vorgesehen, die einem magnetisch gekoppelten Transformator entspricht, bei dem eine Sekundärwicklung weggelassen ist, so daß der Transformator der Drosselspule stärker miniaturisiert werden kann als dann, wenn der magnetisch gekoppelte Transformator vorgesehen ist, so daß eine weitere Kostenreduzierung und ein kompakterer Aufbau des Netzteus möglich sind. Das Weglassen der Sekundärwicklung des magnetisch gekoppelten Transformators verringert den Leistungsverlust, so daß der Wirkungsgrad ebenfalls verbessert werden kann.
Weiterhin sind das LC-Tiefpaßfilter und die schnelle Freilaufdiode auf der Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung angeordnet und der Filterkondensator ist mit der Anode des Kondensators verbunden, so daß ein großer Spitzenstrombegrenzungswiderstand entfallen kann. Es ist außerdem nicht erforderlich, eine Filterkapazität einzusetzen, die den Sicherheitsvorschriften entspricht, so daß ein normales Teil verwendet werden kann. Deshalb können die Baugröße und die Kosten reduziert werden. Wenn der ßesonanzkondensator geteilt und in der beschriebenen Weise angeordnet ist, kann in Abhängigkeit von dem tatsächlichen Betriebszustand ein beliebiger Leistungsfaktor eingestellt werden, wobei die Balance der verschiedenen Bedingungen, wie Wirkungsgrad der Leistungsumwandlung usw. berücksichtigt wird.
Wenn der Resonanzkondensator so angeordnet ist, daß er mit einer Drosselspule einen Resonanzkreis bildet, werden die obere Grenze der Eingangswechselspannung von etwa 300 V Wechselspannung und die obere Grenze der gleichgerichteten und geglätteten Spannung bei Anschluß einer kleinen Last durch die Wirkung des Resonanzkreises herabgesetzt. Wenn ein Schaltnetzteil gefertigt wird, das für andere Länder, z. B. für europäische Länder, bestimmt ist, lassen sich Teile, wie Elektrolytkondensatoren als Glättungskondensatoren, die Schaltelement, die Serienresonanzkondensatoren, einsetzen, wie sie bei früheren Schaltungen verwendet wurden, die noch keine Verbesserung des Leistungsfaktors aufwiesen. Deshalb können die Kosten reduziert und der Leistungsfaktor verbessert werden.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der anliegenden Zeichnungen beispielhaft beschrieben.
Fig. 1 zeigt die Schaltung eines bekannten Schaltnetzteils,
Fig. 2 zeigt die Schaltung eines bekannten Schaltnetzteils,
Fig. 3 zeigt die Schaltung eines bekannten Schaltnetzteils,
Fig. 4 zeigt eine perspektivische Ansicht der Konstruktion eines magnetisch gekoppelten Transformators,
Fig. 5 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 6 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem anderen Ausführungsbeispiel,
Fig. 7 zeigt eine perspektivische Ansicht der Konstruktion einer Drosselspule in dem Ausführungsbeispiel,
Fig. 8 zeigt ein Wellenformdiagramm anhand dessen die Funktion eines Schaltnetzteils nach einem weiteren Ausführungsbeispiel erläutert wird,
Fig. 9 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 10 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 11 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 12 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 13 zeigt eine äquivalente Schaltung des Ausführungsbeispiels von Fig. 12 und eine Kennlinie der Eingangswechselspannung über der Frequenz eine alternierenden Stromquelle,
Fig. 14 zeigt die Kennlinie der gleichgerichteten und geglätteten Spannung über der Eingangswechselspannung für das Ausführungsbeispiel von Fig. 8,
Fig. 15 zeigt eine Modifizierung des Ausführungsbeispiels von Fig. 12,
Fig. 16 zeigt eine Modifizierung des Ausführungsbeispiels von Fig. 12,
Fig. 17 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils als Ausführungsbeispiel mit einer Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung,
Fig. 18 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem anderen Ausführungsbeispiel mit Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung,
Fig. 19 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem anderen Ausführungsbeispiel mit Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung,
Im folgenden werden anhand der anliegenden Zeichnungen bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben.
Fig. 5 zeigt die Schaltung eines Schaltnetzteils nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es handelt sich um ein Halbbrücken-Stromresonanz-Schaltnetzteil mit Selbsterregung. Gleiche Elemente wie in Fig. 2 sind wieder mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
Die Schaltung umfaßt eine Drosselspule CH mit einer Wicklung Ni, die zwischen der Ausgangsseite einer Brückengleichrichterschaltung D&sub1; und der Anode des Glättungskondensators Ci angeordnet ist. Ein Ende der Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators PIT ist über einen Resonanzkondensator C&sub1; und eine Stromdetektorwicklung ND mit dem Emitter-Koilektor-Verbindungspunkt der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; verbunden. Das ahdere Ende der Primärwicklung N&sub1; ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Drosselspule CH und dem (nicht mit Masse verbundenen) Ausgangsanschluß der Brückengleichrichterschaltung verbunden.
Das heißt, die Schaltung dieses Ausführungsbeispiels ist fojgendermaßen aufgebaut: Die Primärwicklung N&sub3; des magnetisch gekoppelten Transformators MCT von Fig. 2, die mit einem Windungsverhältnis von 1:1 mit der Sekundärwicklung Ni gekoppelt ist, ist weggelassen, und die Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators und der Serienresonanzkreis mit dem Resonanzkondensator C&sub1; sind mit der Drosselspule CH der Ausgangsleitung des Vollweggleichrichters verbunden. Das Schaltausgangssignal, das dem durch die Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators PIT fließenden Resonanzstrom entspricht, wird direkt der Induktivität Li der Sekundärwicklung Ni zugeführt, so daß die Schaltspannung der vollweggleichgerichteten Spannung überlagert und in den Glättungskondensator Ci geladen wird. Der Leistungsfaktor wird deshalb in der gleichen Weise verbessert wie dies in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wurde, und es kann der gleiche Effekt erzielt werden.
Fig. 6 zeigt ein Schaltnetzteil nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Gleiche Elemente wie in Fig. 5 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben. In der Schaltung von Fig. 6 sind alle Dioden der Brückengleichrichterschaltung D&sub1; langsame Freilaufdioden. Deshalb kann als Brückengleichrichterschaltung D&sub1; ein Paket von Dioden verwendet werden, so daß die Schaltung miniaturisiert werden kann und ihre Kosten verringert werden können.
In diesem Ausführungsbeispiel ist auf der gleichgerichteten Ausgangsseite der Brückengleichrichterschaltung D&sub1; ein LC-Tiefpaßfilter mit einer Filterdrosselspule LN und einem Filterkondensator CN vorgesehen. Das heißt, die Filterdrosselspule, die mit einer Diode D&sub2; in Reihe geschaltet ist, ist in eine Leitung zwischen dem Gleichrichterausgangsanschluß der Brückengleichrichterschaltung und der Drosselspule CH eingefügt, und der Filterkondensator CN ist zwischen dem Verbindungspunkt der Filterdrosselspule LN mit der Diode D&sub2; und der Anode des Glättungskondensators Ci eingefügt. Die Diode D&sub2; ist eine schnelle Freilaufdiode. Ihre Anode ist mit der Seite der Filterdrosselspule LN verbunden, während ihre Kathode mit der Wicklung Ni verbunden ist, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, so daß verhindert ist, daß hochfrequente Komponenten der Schaltfrequenz in die Wechselstromleitung fließen.
Die Filterdrosselspule LN, die schnelle Freilaufdiode D&sub2; und die Wicklung Ni sind in die Leitung zwischen dem Gleichrichterausgangsanschluß der Brückengleichrichterschaltung und dem Glättungskondensator Ci eingefügt und zueinander in Reihe geschaltet. Wenn der der Synthese der Widerstandskomponenten dieser Elemente entsprechende Wert so gewählt ist, daß der Spitzenstrom in der Einschaltzeit auf einen gewünschten Pegel herabgesetzt wird, kann ein Spitzenstrombegrenzungswiderstand Ri, wie er normalerweise in die Wechselstromleitung eingefügt ist, entfallen. Außerdem wird der Leistungsverbrauch durch die Widerstandskomponenten der betreffenden Elemente verteilt, so daß die Erwärmung verringert werden kann.
Ein Ende des Filterkondensators CN ist nicht direkt mit Masse verbunden; es kann mit der Anode des Glättungskondensators Ci verbunden sein, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist. Durch diese Verbindung kann die Spannung zwischen den beiden Enden des Filterkondensators CN auf einen sehr viel kleineren Wert herabgesetzt werden, als wenn er in die Wechselstromleitung eingefügt wäre. Es ist z. B. nicht notwendig, ein Teil zu verwenden, das den Sicherheitsvorschriften entspricht, so daß ein gewöhnliches Teil verwendet werden kann. Dies ermöglicht eine Verringerung der Größe und eine Reduzierung der Kosten.
Fig. 7 zeigt eine perspektivische Ansicht der Drosselspule CH, die in den Schaltungen von Fig. 5 und 6 verwendet werden kann. Das Ausführungsbeispiel besitzt den gleichen EE-Kern wie der magnetisch gekoppelte Transformator MCT in Fig. 4, der dadurch gebildet wird, daß zwei E-förmige Kerne CR1 und CR2 aus Ferritmaterial so zusammengefaßt werden, daß zwischen ihren zentralen Schenkeln ein Luftspalt G gebildet wird. Für die Drosselspule CH ist in diesem Fall nur die Wicklung Ni auf den zentralen Schenkeln aufgebracht.
Unter gleichen Lastbedingungen kann deshalb die Drosselspule der Ausführungsbeispiele von Fig. 5 und 6 kompakter und leichter ausgeführt werden als der magnetisch gekoppelte Transformator MCT. Die tatsächliche Schaltungsgröße der Ausführungsbeispiele von Fig. 5 und 6 können so kompakter ausgeführt werden als die Schaltungen von Fig. 1 bis 3. Das Weglassen des Spitzenstrombegrenzungswiderstands in der Wechselstromleitung, die Ausbildung der Gleichrichterbrückenschaltung als Paket und die Verwendung eines Filterkondensators LN mit normaler Durchbruchsspannung bei dem Schaltnetzteil von Fig. 6 tragen außerdem dazu bei, daß die Substratgröße und die Kosten stärker reduziert werden können als bei der Schaltung von Fig. 5.
Fig. 8 zeigt ein Wellenformdiagramm, das die Funktionen der einzelnen Teile des Schaltnetzteils veranschaulicht. Fig. 8 zeigt beispielhaft einen Fall, bei dem die Schaltung so aufgebaut ist, daß ein Leistungsfaktor von 0,85 erreicht werden kann. Wenn eine Eingangswechselspannung angelegt wird, wie sie in Teil (a) von Fig. 8 dargestellt ist, hat die vollweggleichgerichtete Ausgangsspannung V&sub1; der Brückengleichrichterschaltung die in Teil (b) von Fig. 8 dargestellte Wellenform, und es fließt dann auf der Ausgangsleitung des Vollweggleichrich ters ein Strom I&sub1;, wie er in Teil (c) von Fig. 8 dargestellt ist. Der Strom I&sub1; fließt durch die schnelle Freilaufdiode D&sub2; und wird der hochfrequenten Schaltfrequenz überlagert, wie dies in Teil (c) von Fig. 8 dargestellt ist. Dabei fließt der Resonanzstrom I&sub0; durch den Resonanzkondensator C&sub1; und die Primärwicklung N&sub1; in einen Ladekreis für den Glättungskondensator Ci, wie dies in Teil (f) von Fig. 8 dargestellt ist. Der Strom I&sub2;, der durch die Wicklung Ni der Drosselspule in der Ladeleitung fließt, ist in Teil (d) von Fig. 8 dargestellt, so daß die Kompcnente des Resonanzstroms I&sub0; während einer Ruheperiode zurückgekoppelt wird, wie dies in (d) von Fig. 8 dargestellt ist.
Der hochfrequente Strom 13, der zu dieser Zeit von dem Glättungskondensator Ci durch den Filterkondensator CN des LC-Tiefpaßfilters nach Masse fließt, ist in Teil (e) von Fig. 8 dargestellt. Deshalb hat der Strom 14 mit der Schaltfrequenz, der tatsächlich in dem Glättungskondensator Ci fließt, die in Teil (g) von Fig. 8 dargestellte Wellenform. Die Klemmenspannung V&sub1; des Glättungskondensators Ci ist in Teil (h) von Fig. 8 dargestellt. Der Eingangswechselstrom IAC, der in der Leitung der Netzwechselspannung fließt, hat die in (i) von Fig. 8 dargestellte Wellenform. Der Stromflußwinkel wird tatsächlich so vergrößert, daß der Leistungsfaktor gleich 0,85 ist.
Fig. 9 zeigt ein Schaltnetzteil nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es handelt sich in diesem Ausführungsbeispiel um ein Halbbrücken-Stromresonanz-Schaltnetzteil mit getrennter Erregung. Die gleichen Elemente wie in Fig. 5, 6 und 1 sind wieder durch gleiche Bezugszeichen gekennzeichnet und werden nicht erneut beschrieben. Da es sich hier um eine Schaltung mit getrennter Erregung handelt, ist die Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators über den Resonanzkondensator mit dem Source-Drain-Verbindungspunkt der Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; verbunden, die aus MOS-FETs bestehen, so daß der Schaltstrom in dem Resonanzkreis fließt.
Das LC-Tiefpaßfilter ist in diesem Ausführungsbeispiel wie bei der Schaltung von Fig. 2 auf der Ausgangsseite der Brückengleichrichterschaltung D&sub1; angeordnet, wobei die Reihenfolge der Anordnung der schnellen Freilaufdiode D&sub2; und der Drosselspule CH jedoch gegenüber der Schaltung von Fig. 6 umgekehrt ist. Bei dieser Verbindungsart kann der Leistungsfaktor durch die gleichen Maßnahmen verbessert werden wie bei der Schaltung von Fig. 6, und der Spitzenstrombegrenzungswiderstand in der Wechselstromleitung kann wie dort entfallen. In dieser Schaltung wird mit Hilfe einer Tertiärwindung N&sub3;, eine Diode D&sub4; und eines Kondensators C&sub4;, die bei dem Trenntransformator angeordnet sind, eine niedrige Gleichspannung erzeugt, die der Aktivierungsschaltung 3 zugeführt wird.
Fig. 10 zeigt ein Halbbrücken-Stromresonanz-Schaltnetzteil mit Sel bsterregung nach einem anderen Ausführungsbeispiel Die gleichen Elemente wie in Fig. 6, 9 und 3 sind durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet wie dort und werden nicht erneut beschrieben. In dieser Darstellung sind zwei zueinander in Reihe geschaltete Resonanzkondensatoren C1A und C1B parallel zu einer schnellen Freilaufdiode D&sub2; angeordnet, und ein Ende der Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Resonanzkondensatoren C1A und C1B verbunden. Die Resonanzkondensatoren C1A und C1B sind Kondensatoren, die man durch Aufteilung des Resonanzkondensators C&sub1; erhält, wie dies anhand der einzelnen Figuren beschrieben wurde. Für die Kapazität der Kondensatoren gilt folgende Gleichung:
C&sub1; = C1A * C1B.
In der oben beschriebenen Schaltung kann der Leistungsfaktor durch Ändern der Kapazität der beiden Resonanzkondensatoren C1A und C1B auf einen variablen Wert gesetzt werden. Deshalb kann der Leistungsfaktor durch Vergrößern der Kapazität des Resonanzkondensators C1A und Verringern der Kapazität des Resonanzkondensators C1B verbessert werden. Alternativ kann der Leistungsfaktor auch auf einen variablen Wert gesetzt werden, indem die Induktivität Li der Drosselspule CH variiert wird. Wie oben beschrieben, kann der Leistungsfaktor bei diesem Ausführungsbeispiel mühelos auf einen beliebigen Wert gesetzt werden.
Fig. 11 zeigt ein Vollbrücken-Schaltnetzteil mit selbsterregtem Stromresonanzkonverter als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung. Wie Fig. 11 zeigt, besitzt die Schaltung dieses Ausführungsbeispiels Schaltelemente Q&sub3; und Q&sub4;, Widerstände R&sub5; und R&sub6; zum Steuern der Schaltelemente Q&sub3; und Q&sub4;, einen Kondensator C&sub5;, eine Treiberwicklung NB, Dämpfungsdicden DD3 und DD4 usw.. Diejenigen Elemente, die Elementen von Fig. 6 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben. In Fig. 11 ist der Resonanzkondensator C&sub1; wie in der Schaltung von Fig. 10 in die beiden Resonanzkondensatoren C1A und C1B aufgeteilt. Der Resonanzkondensator C1A ist zwischen der Primärwicklung N&sub1; und dem Verbindungspunkt zwischen der Drosselspule CH und der schnellen Freilaufdiode D&sub2; angeordnet. Der Resonanzkondensator C1B ist zwischen dem Verbindungspunkt der Drosselspule CH und der schnellen Freilaufdiode D&sub2; und der Stromdetektorwicklung ND angeordnet (die in diesem Fall von weiteren Windungen der Treiberwicklung N&sub8; für das Schaltelement Q&sub1; gebildet wird).
Bei der so aufgebauten Schaltung kann der Leistungsfaktor ebenfalls durch Variieren der Kapazität des Resonanzkondensators C1A, C1B oder durch Variieren der Induktivität Li der Drosselspule CH auf einen beliebigen Wert gesetzt werden.
Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Halbbrücken-Stromresonanz-Schaltnetzteils mit Selbsterregung. Die gleichen Elemente wie in Fig. 6 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort. Auf die Beschreibung der Schaltoperation, der Konstantspannungsregelung und der Verbesserung des Leistungsfaktors wird hier verzichtet.
Das Ausführungsbeispiel entspricht dem Schaltnetzteil von Fig. 6 mit einem zusätzlichen Parallelresonanzkondensator C&sub2;, der parallel zu der Drosselspule CH angeordnet ist und zusammen mit der Induktivität Li der Drosselspule CH einen Parallelresonanzkreis mit einer gewünschten Resonanzfrequenz bildet.
Der Teil (a) von Fig. 13 zeigt eine äquivalente Schaltung des Schaltnetzteils von Fig. 12. In dieser Schaltung stellt iAC eine Quelle für Wechselstrom dar, der durch eine Schaltoperation in der Primärwicklung fließt. Auf der Primärseite des Trenntransformators PIT ist ein geschlossener Stromkreis gebildet, der den Serienresonanzkondensator C&sub1;, die Primärwicklung N&sub1; und die Induktivität Li (der Drosselspule CH) umfaßt, die zueinander in Reihe geschaltet sind. Der Parallelresonanzkondensator C&sub2; ist parallel zu der Induktivität Li angeordnet.
Der mit der Sekundärwicklung N&sub2; des Trenntransformators PIT verbundene Widerstand RL stellt einen Lastwiderstand dar. Mit V&sub2; ist die Spannung zwischen den beiden Enden eines Parallelkreises bezeichnet, der aus der Induktivität Li und dem Parallelresonanzkondensator C&sub2; besteht. Fig. 13B zeigt die Kennlinie der alternierenden Spannung V&sub2; über der Frequenz der Wechselstromquelle iAC, die sich auf der Basis der äquivalenten Schaltung von Fig. 13A ergibt. In Fig. 13B stellt die Kurve A die Kennlinie für den Fall dar, daß kein Parallelresonanzkondensator C&sub2; vorgesehen ist (die Wechselspannung V&sub2; ist dann gleich der Spannung, die an den beiden Enden der Induktivität Li auftritt.) Die Kurve 8 stellt die Kennlinie für den Fall dar, daß der Parallelresonanzkondensator C&sub2; eine Kapazität von 0,056 µF hat. Die Kurve C stellt die Kennlinie für den Fall dar, daß der Parallelresonanzkondensator C&sub2; eine Kapazität von 0,1 µF hat. Die Induktivität Li beträgt 200 µH
In dem in Fig. 12 dargestellten Schaltnetzteil wird die Ausgangsspannung Eº auf einem konstanten Wert gehalten, indem die Schaltfrequenz, wie oben beschrieben, mit Hilfe des Trenntransformators PRT variiert wird. Wenn bei der so aufgebauten Schaltung die Eingangswechselspannung VAC hoch ist oder die Last verringert wird, wird die Schaltfrequenz auf einen größeren Wert gesteuert.
Wie Fig. 13B zeigt, wächst die Wechselspannung V&sub2; zwischen den beiden Enden der Induktivität Li (der Drosselspule CH) synchron mit dem Anwachsen der Frequenz der alternierenden Stromquelle iAC, d. h. mit der Schaltfrequenz, wenn kein Parallelresonanzkondensator C&sub2; vorgesehen ist. Wenn hingegen der Parallelresonanzkondensator C&sub2; vorgesehen ist und der Resonanzkreis gebildet wird, wird die Wechselspannung V&sub2; zwischen den beiden Enden des Parallelresonanzkreises aus Li und C&sub2; so gesteuert, daß sie kleiner wird. Deshalb ist das Schaltnetzteil von Fig. 12 mit dem Parallelresonanzkondensator C&sub2; (=0,056 µF) ausgestattet, mit dem sich die in Fig. 9B dargestellte Kurve 8 erreichen läßt, so daß ein Ansteigen der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Vi verhindert wird, wenn die Wechselspannung VAC größer wird oder eine kleinere Last angeschlossen ist.
Fig. 14 zeigt die Kennlinie der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Vi über der Eingangswechselspannung VAC, wenn eine kleine Last angeschlossen ist; Die Kurve D stellt die Kennlinie des Schaltnetzteils von Fig. 12 dar, während die Kurve E die Kennlinie eines Schaltnetzteils darstellt, das den gleichen Aufbau hat wie der Schaltkonverter von Fig. 2 und deshalb keinen verbesserten Leistungsfaktor aufweist. Wie Fig. 14 zeigt, ist bei dem Schaltnetzteil von Fig. 12 die Änderungsrate der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Vi in Abhängigkeit von der Änderung der Eingangswechselspannung VAC kleiner ats bei der Schaltung ohne Verbesserung des Leistungsfaktors. Außerdem wird der obere Grenzwert (nahe 300 V) der Eingangswechselspannung VAC auf den gleichen Pegel herabgedrückt wie bei der Schaltung, die keine Verbesserung des Leistungsfaktors aufweist.
Wenn beispielsweise Schaltnetzteile für europäische Länder mit der Schaltung von Fig. 2 gefertigt werden und für die Eingangswechselspannung eine Schwankung von ±20% garantiert (zugelassen) ist, ist eine Eingangswechselspannung VAC = 220V± 20% garantiert, d. h. die Eingangswechselspannung ist bis maximal VAC = 288 V garantiert, weil es in Europa Länder mit Netzspannungen VAC von 220 V und 240 V gibt. In der Schaltung von Fig. 2 wächst in diesem Fall die gleichgerichtete und geglättete Spannung Vi bei der Eingangswechselspannung VAC = 288 V und bei einer kleinen Last (Leistung der Last 1 W) um etwa 43 V relativ zu dem Zustand vor der Verbesserung des Leistungsfaktors und beträgt somit etwa 448 V. Dementsprechend müssen für den als Glättungskondensator Ci dienenden Elektrolytkondensator, die Schaltelement Q&sub1; und Q&sub2; usw. Komponenten ausgewählt werden, deren Durchbruchsspannungen von 400 V auf 450 V erhöht sind. Für den Serienresonanzkondensator C&sub1; muß ein Typ mit einer von 800 V auf 1200 V erhöhten Durchbruchsspannung verwendet werden.
Mit dem vorliegenden Ausführungsbeispiel läßt sich hingegen die in Fig. 14 dargestellte Kennlinie erreichen, so daß für den als Glättungskondensator Ci verwendeten Elektrolytkondensator, für die Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; und für den Serienresonanzkondensator C&sub1; keine hohen Durchbruchsspannungen gefordert werden müssen. Deshalb können die gleichen Standardkomponenten verwendet werden wie bei der Schaltung ohne Leistungsfaktorverbesserung, so daß die Kosten weiter reduziert werden können und der Leistungsfaktor verbessert wird.
Fig. 15 zeigt eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die eine Modifizierung des Schaltnetzteils von Fig. 12 darstellt. Die in Fig. 15 nicht dargestellten Schaltelemente sind in der gleichen Weise angeordnet wie in der Schaltung von Fig. 12 und werden nicht beschrieben. Gleiche Elemente wie in Fig. 12 sind wieder durch gleiche Bezugszeichen gekennzeichnet wie dort und werden ebenfalls nicht beschrieben.
In diesem Fall ist zwischen einem Ende der Drosselspule CH und der Anode des Glättungskondensators Ci ein Resonanzkondensator C2S eingefügt. Durch diese Anordnung entsteht in der Vollweggleichrichterleitung ein Serienresonanzkreis, der den Resonanzkondensator C2S und die Induktivität Li der Drosselspule CH umfaßt. Außerdem ist parallel zu dem aus dem Resonanzkondensator C2S und der Drosselspule CH bestehenden Serienresonanzkreis eine Diode D2A angeordnet. Die Diode D2A ermöglicht ein kontinuierliches Aufladen des Glattungskondensators Ci mit kontinuierlichem Strom.
Diese Schaltung mit kontinuierlicher Aufladung und verbessertem Leistungsfaktor besitzt die gleiche Kennlinie, wie sie in Fig. 13B dargestellt ist, wenn die Schaltfrequenz variiert. Deshalb kann der obere Grenzwert der Eingangswechselspannung und der obere Grenzwert der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Vi bei Anlegen der kleinen Last abgesenkt werden, und es läßt sich der gleiche Effekt erzielen wie bei dem Schaltnetzteil von Fig. 12.
Die in Fig. 16 dargestellte Gleichrichter- und Glättungsschaltung ist eine Modifizierung des Schaltnetzteils von Fig. 12. Sie stellt eine Verbesserung dar, da bei ihr mit nur einer Diode anstelle der beiden Dioden D&sub2; und D2A die gleichen Vorteile erreicht werden können wie bei dem Schaltnetzteil von Fig. 15. Die übrigen Schaltelemente des Schaltnetzteils sind in Fig. 16 nicht dargestellt. Gleiche Teile wie in Fig. 12 sind wieder mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
Der Resonanzkondensator C2S ist hier zwischen einem Ende der Drosselspule CH und der Anode des Glättungskondensators Ci angeordnet. Die Drosselspule CH besitzt einen mit einem Abgriff verbundenen Ausgang. Die Anode der schnellen Freilaufdiode D&sub2; ist mit dem Abgriffausgang verbunden, ihre Kathode mit der Anode des Glättungskondensators Ci. Die Primärwicklung N&sub1; des Trenntransformators PIT ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Abgriffausgang und der Anode der schnellen Freilaufdiode D&sub2; verbunden, so daß der Vollweggleichrichterleitung das Schaltausgangssignal zugeführt wird.
Der Serienresonanzkreis mit dem Resonanzkondensator C&sub2; und den Induktivitäten Li und L&sub4; ist in dem Gleichrichter- und Glättungskreis angeordnet. Mit diesem Aufbau läßt sich, wie bei der Schaltung von Fig. 15, die in Fig. 13B dargestellte Kennlinie realisieren, so daß der obere Grenzwert der Eingangswechselspannung und das Anwachsen der Gleichrichter- und Glättungsspannung Vi, die bei Anschluß der kleinen Last auftreten, abgesenkt werden können
Die vorliegende Erfindung ist auch bei einem Schaltnetzteil mit einer Spannungsverdoppler- Gleichrichterschaltung anwendbar, wobei der gleiche Effekt erzielt werden kann wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen Anhand von Fig. 17 bis 19 wird ein Ausführungsbeispiel eines Schaltnetzteils mit einer Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung beschrieben.
Fig. 17 zeigt das Ausführungsbeispiel des Schaltnetzteils mit Spannungsverdoppler-Gleich richterschaltung. Das Schaltnetzteil dieses Ausführungsbeispiels ist ein Stromresonanzwand-1er mit Selbsterregung. Der Trenntransformator ist mit PRT bezeichnet. Das verwendete Konstantspannungssystem basiert auf Schaltfrequenzsteuerung. Die gleichen Schaltelemente wie in Fig. 6 sind mit denselben Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
In Fig. 17 ist der Wechselspannungsquelle AC ein LC-Tiefpaßfilter (LN, CN) zugeordnet. Ein Anschluß der Wechselspannungsquelle AC ist über die aus der Filterdrosselspule LN und der Drosselspule CH bestehende Reihenschaltung mit der Anode einer Gleichrichterdiode D&sub1;&sub1; und der Kathode einer Gleichrichterdiode D&sub1;&sub2; verbunden. Ihr anderer Anschluß ist mit dem Verbindungspunkt der Glättungskondensatoren CiA und CiB verbunden. Die Glättungskondensatoren CiA und CiB sind in Reihe zwischen der Gleichrichter- und Glättungsleitung und Masse angeordnet, wie dies in Fig. 17 dargestellt ist. Die Kathodenseite der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub1; ist mit der Anode des Glättungskondensator CiA verbunden. Die Anode der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub2; ist mit Masse verbunden. In diesem Ausführungsbeispiel ist ein Ende der Primärwicklung N&sub1; des Transformators PIT mit dem Verbindungspunkt der Drosselspule CH, der Anode der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub1; und der Kathode der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub2; verbunden, um das Schaltausgangssignal der Spannung auf der Wechselspannungsleitung zu überlagern. Als Gleichrichterdioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; werden schnelle Freilaufdioden verwendet.
Im folgenden wird die Spannungsverdopplerfunktion des Schaltnetzteils beschrieben. Während einer Periode, in der die Netzwechselspannung AC positiv ist, besteht folgender Aufladepfad. Netzwechselspannungsquelle AC - Filterdrosselspule LN - Drosselspule CH - Gleichrichterdiode D&sub1;&sub1; - Glättungskondensator CiA - Netzwechselspannungsquelle AC, so daß der Glättungskondensator CiA aufgeladen wird. Während einer Periode, in der die Spannung der Netzwechselspannungsquelle AC negativ ist, besteht hingegen folgender Aufladepfad: Netzwechselspannungsquelle AC - Glättungskondensator CiB - Gleichrichterdiode D&sub1;&sub2; - Drosselspule CH - Filterdrosselspule LN - Netzwechselspannungsquelle AC, so daß der Glättungskondensator CiB aufgeladen wird. Durch diese Operation erhält man als gleichgerichtete und geglättete Spannung eine doppelte Spannung, die durch Summieren der Klemmenspannungen der jeweiligen Glättungskondensatoren CiA und CiB gewonnen wird. In diesem Ausführungsbeispiel wird das Schaltausgangssignal in dem Pfad, in dem der Ladestrom durch den Verbindungspunkt der Drosselspule CH und der Gleichrichterdioden D&sub1;&sub1; (Anode) und D&sub1;&sub2; (Kathode), wie oben beschrieben, fließt, überlagert, so daß der Leistungsfaktor durch die gleiche Maßnahme verbessert werden kann, wie dies anhand von Fig. 6 beschrieben wurde.
Fig. 18 zeigt die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels des Schaltnetzteils mit Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung. Die gleichen Elemente wie in Fig. 6, 10 und 17 sind wieder durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Beschreibung der Schaltoperation, der Spannungsverdopplung, der Verbesserung des Leistungsfaktors, der Konstantspannungssteuerung usw. werden nicht wiederholt. In der Schaltung von Fig. 18 ist parallel zu der Drosselspule CH ein Parallelresonanzkondensator C&sub2; angeordnet, der mit der Induktivität Li der Drosselspule CH einen Parallelresonanzkreis in dem Aufladepfad der Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung bildet. Wenn man die Frequenz des Parallelresonanzkreises auf einen Wert in der Nähe der niedrigsten Schaltfrequenz einstellt, wird die Leistung, die über die Gleichrichterdioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; rückgekoppelt wird, bei Anlegen der kleinen Last, bei der die Schaltfrequenz ansteigt, reduziert, und das Ansteigen der gleichgerichteten und geglätteten Spannung bei hoher Eingangswechselspannung oder bei kleiner Last, kann unterdrückt werden, wie dies für die Schaltung des Ausführungsbeispiels von Fig. 12 beschrieben wurde.
Fig. 19 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des Schaltnetzteils mit Spannungsverdoppler- Gleichrichterschaltung. In dem Schaltnetzteil von Fig. 19 ist der Schaltkonverter ein Halbbrücken-Schaltkonverter mit getrennter Erregung. Als Schaltelemente werden MOS-FETs verwendet. Die gleichen Elemente wie in Fig. 9 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und werden nicht erneut beschrieben.
In diesem Ausführungsbeispiel ist der Serienresonanzkondensator C&sub1; in zwei Kondensatoren C1A und C1B aufgeteilt. Diese Kondensatoren sind zueinander in Reihe geschaltet. Das Ende des Serienresonanzkondensators C1A ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Glättungskondensatoren CiA und CiB verbunden. Das Ende des Serienresonanzkondensator ClB ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Drosselspule CH und der Anode und der Kathode der Gleichrichterdioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; verbunden. Das heißt, die Serienschaltung der Reihenresonanzkondensatoren C1A und C1B ist während der positiven Periode dem Gleichrichter- und Glättungskreis der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub1; und des Glättungskondensator C1A und während der negativen Periode dem Gleichrichter- und Glättungskreis der Gleichrichterdiode D&sub1;&sub2; und des Glättungskondensators C&sub1;&sub8; parallel geschaltet.
Das Ende der Primärwicklung N&sub1; ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Reihenresonanzkondensatoren CIA und CiB verbunden, so daß das Schaltausgangssignal in dem Aufladepfad der Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung überlagert wird. Deshalb läßt sich der Leistungsfaktor in dem Schaltnetzteil auf einen beliebigen Wert setzen, indem das Verhältnis der elektrostatischen Kapazität der Serienresonanzkondensatoren C1A und C1B variiert wird.
Die erfindungsgemäße Methode zur Verbesserung des Leistungsfaktors, die für die betreffenden Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, läßt sich anwenden bei Stromresonanz- Schaltnetzteilen mit Selbserregung oder getrennter Erregung, bei einem Schaltfrequenzsteuersystem (bei dem ein orthogonaler PRT als Treibertransformator verwendet wird) oder einem Serienresonanzfrequenz-Steuersystem (bei dem ein orthogonaler PRT als Trenntransformator verwendet wird), bei Halbbrücken oder Vollbrückenanordnung der Schaltelemente und bei einer Stromversorgungsschaltung, die durch verschiedene Kombinationsmuster von Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltungen aufgebaut ist, usw..

Claims

1. Stromresonanz-Schaltnetzteil mit

einer Gleichrichtereinrichtung (D1) zum Gleichrichten von Netzspannung,

einer Glättungseinrichtung mit einer Drosseispule (CH) und einem Glättungskondensator (Ci) zum Glätten der Ausgangsspannung der Gleichrichtereinrichtung,

einer Schalteinrichtung (01.02) zum periodischen Unterbrechen der Ausgangsspannung der Glättungseinrichtung (CH, Ci) und

einem Resonanzkreis, der eine Primärwicklung (N1) eines Trenntransformators (PIT) und einen Resonanzkondensator (C1) umfaßt und dem die geschaltete Ausgangsspannung der Schalteinrichtung (Q1, Q2) zugeführt wird,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Resonanzkreis (N1, C1) mit einer Leitung zwischen der Gleichrichtereinrichtung (Dl) und der Glättungseinrichtung (CH, Ci) verbunden ist, so daß sein Resonanzausgangssignal der Drosselspule (CH) überlagert wird.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, bei dem auf der Ausgangsseite der Gleichrichtereinrichtung (Dl) ein Normalbetriebs-Tiefpaßfilter (CN, LN) vorgesehen ist, wobei eine Filterdrosselspule (LN) des Tiefpaßfilters in Reihe mit der genannten Drosselspule (CH) in einen Aufladekreis des Glättungskondensators (Ci) eingefügt ist.

3. Schaltnetzteii nach Anspruch 2 mit einer Hochgeschwindigkeits-Freilaufdiode (D2). die mit der Filterdrosselspule (LN) in Reihe geschaltet ist.

4. Schaltnetzteil nach Anspruch 3, bei dem zwischen einem Ende der Filterdrosselspule (LN) und der Anode des Glättungskondensators (Ci) ein Filterkondensator (CN) des Tiefpaßfilters (CN, LN) angeordnet ist.

5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, bei dem der Resonanzkondensator (Cl) des Resonanzkreises (C1. N1) in mehrere Kondensatoren (C1A C1B) aufgeteilt und mit der Ausgangsseite der Gleichrichtereinrichtung (D1) verbunden ist.

6. Schaltnetzteil nach Anspruch 5 mit einem mit der Drosselspule (CH) verbundenen Resonanzkondensator (C2), der in Kombination mit der Selbstinduktivität der Drosselspule (CH) einen Resonanzkreis bildet.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 6, bei dem die Gleichrichtereinrichtung (Dl) und die Glättungseinrichtung (CH, Ci) eine Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung bilden.

8. Schaltnetzteil nach Anspruch 7, bei dem für ein Gleichrichterelement, das die Gleichrichtereinrichtung (D1) bildet, ein Hochgeschwindigkeits-Freilauftyp verwendet wird.

9. Schaltnetzteil nach Anspruch 8, bei dem das Normalbetriebs-Tiefpaßfilter (CN, LN) so angeordnet ist, daß die Filterdrosselspule (CH) in den Ladekreis des Glättungskondensators der Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung eingefügt ist.

10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, bei dem die Schaltfrequenz der Schalteinrichtung (Q1, Q2) auf der Basis der auf der Sekundärseite des Trenntransformators (PIT) gewonnenen Ausgangsgleichspannung varuerbar ist, um eine Konstantspannungssteuerung herbeizuführen.

11. Schaltnetzteil nach Anspruch 10, bei dem der magnetische Fluß des Trenntransformators (PIT) auf der Basis der auf der Sekundärseite des Trenntransformators gewonnenen Ausgangsgleichspannung varuerbar ist, um eine Konstantspannungssteuerung herbeizuführen.

12. Schaltnetzteil nach Anspruch 11, bei dem die Schalteinrichtung (01, Q2) eine Schalteinrichtung mit separater Erregung ist und ein Schaltertreibersignal auf der Basis der auf der Sekundärseite des Trenntransformators gewonnenen Ausgangsgleichspannung variierbar ist, um eine Konstantspannungssteuerung herbeizuführen.

13. Schaftnetzteil nach Anspruch 12, bei dem ein Einweg- oder ein Voliweg-Brückenschaltelement mit der Schalteinrichtung (Q1, Q2) verbunden ist.