DE69430720T2

DE69430720T2 - Verfahren und einrichtung zur kohärenten kommunikation in einem spreizspektrum-kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69430720T2
Application number: DE69430720T
Authority: DE
Inventors: Fuyun Ling
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1993-03-11
Filing date: 1994-02-16
Publication date: 2002-12-05
Anticipated expiration: 2014-02-17
Also published as: SE520542C2; SE9403860D0; WO1994021065A1; BR9404420A; SG46295A1; PL174713B1; CA2134230C; PL306002A1; US5329547A; CN1105510A; EP0643889B1; EP0643889A1; CN1048606C; CA2134230A1; MY125586A; SE9403860L; FI112010B; FI945336A; DE69430720D1; JP3464002B2

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, die Streuspektrumsignale verwenden, und insbesondere ein Verfahren und eine Einrichtung zur kohärenten Kommunikation in einem Streuspektrum-Kommunikationssystem.

Hintergrund der Erfindung

Kommunikationssysteme weisen viele Formen auf. Im Allgemeinen ist die Aufgabe eines Kommunikationssystems die Übertragung von informationstragenden Signalen von einer Quelle, die sich an einem Punkt befindet, zu einem Benutzerzielort, der sich an einem anderen, etwas entfernten Punkt befindet. Ein Kommunikationssystem besteht im Allgemeinen aus drei Basiskomponenten: Sender, Kanal und Empfänger. Der Sender hat die Funktion, das Nachrichtensignal in eine geeignete Form zur Übertragung über den Kanal zu verarbeiten. Diese Verarbeitung des Nachrichtensignals wird als Modulation bezeichnet. Die Funktion des Kanals ist die Bereitstellung einer physischen Verbindung zwischen dem Senderausgang und dem Empfängereingang. Die Funktion des Empfängers ist die Verarbeitung des empfangenen Signals, so dass eine Schätzung des ursprünglichen Nachrichtensignals erhalten wird. Diese Verarbeitung des empfangenen Signals wird als Demodulation bezeichnet.
Eine Art von Kommunikationssystem ist ein Mehrfachzugriff-Streuspektrumsystem. In einem Streuspektrumsystem wird eine Modulationstechnik angewendet, bei welcher ein übertragenes Signal über ein breites Frequenzband in dem Kommunikationskanal gestreut wird. Dieses Frequenzband ist viel breiter als die Mindestbandbreite, die zur Übertragung der gesendeten Information erforderlich ist. Ein Sprachsignal zum Beispiel kann mit Amplitudenmodulation (AM) in einer Bandbreite gesendet werden, die nur das Zweifache jener der Information selbst ist. Andere Modulationsformen, wie die Frequenzmodulation (FM) geringer Abweichung oder Einseitenband-AM, ermöglichen auch eine Übertragung von Information in einer Bandbreite, die mit der Bandbreite der Information selbst vergleichbar ist. In einem Streuspektrumsystem jedoch umfasst die Modulation eines zu übertragenden Signals häufig die Verwendung eines Basisbandsignals (zum Beispiel eines Sprachkanals) mit einer Bandbreite von nur einigen wenigen Kilohertz und die Verteilung des zu sendenden Signals über ein Frequenzband, das viele Megahertz breit sein kann. Dies wird durch Modulieren des zu übertragenden Signals mit der zu sendenden Information und mit einem Breitband- Codiersignal erreicht.
Es gibt drei allgemeine Arten von Streuspektrum- Kommunikationstechniken, welche die Direktsequenzmodulation, Frequenz- und/oder Zeit-Hopping-Modulation, und Chirp-Modulation umfassen. Bei der Direktsequenzmodulation wird ein Trägersignal durch eine digitale Codesequenz moduliert, deren Bitrate viel höher als die Informationssignalbandbreite ist.
Information (das heißt, das Nachrichtensignal, welches aus Sprache und/oder Daten besteht) kann in das Direktsequenz-Streuspektrumsignal durch mehrere Verfahren eingebettet werden. Ein Verfahren ist das Hinzufügen der Information zu dem Streucode vor dessen Verwendung für die Streumodulation. Es ist festzuhalten, dass die gesendete Information eine digitale Form aufweisen muss, bevor sie dem Streucode hinzugefügt wird, da die Kombination des Streucodes und der Information, für gewöhnlich ein binärer Code, eine Modulo-2- Addition beinhaltet. Als Alternative kann die Information oder das Nachrichtensignal zum Modulieren eines Trägers vor dessen Streuung verwendet werden.
Diese Direktsequenz Streuspektrum-Kommunikationssysteme können einfach als Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme konstruiert werden. Zum Beispiel kann ein Streuspektrumsystem als Direktsequenz-Codemultiplex-Vielfachzugriff ("direct sequence code division multiple access" - DS-CDMA-) System konstruiert sein. In einem DS-CDMA-System wird die Kommunikation zwischen zwei Kommunikationseinheiten durch Streuen jedes gesendeten Signals über das Frequenzband des Kommunikationskanals mit einem einzigartigen Benutzerstreucode erreicht. Infolgedessen befinden sich gesendete Signale in demselben Frequenzband des Kommunikationskanals und sind nur durch einzigartige Benutzerstreucodes getrennt. Diese einzigartigen Benutzerstreucodes sind vorzugsweise orthogonal zueinander, so dass die Kreuzkorrelation zwischen den Streucodes annähernd Null ist.
Bestimmte gesendete Signale können von dem Kommunikationskanal durch Entstreuen eines Signals, das für die Summe von Signalen in dem Kommunikationskanal repräsentativ ist, mit einem Benutzerstreucode gewonnen werden, der sich auf das bestimmte gesendete Signal bezieht, das aus dem Kommunikationskanal gewonnen werden soll. Wenn ferner die Benutzerstreucodes orthogonal zueinander sind, kann das empfangene Signal mit einem bestimmten Benutzerstreucode korreliert werden, so dass nur das gewünschte Benutzersignal, das sich auf dem bestimmten Streucode bezieht, verstärkt wird, während die anderen Signale für all die anderen Benutzer nicht verstärkt werden.
Für den Fachmann ist offensichtlich, dass mehrere verschiedene Streucodes vorhanden sind, die in einem DS-CDMA- Kommunikationssystem zum Trennen von Datensignalen verwendet werden können. Diese Streucodes umfassen Pseudorausch- ("pseudonoise" - PN) Codes und Walsh-Codes, sind aber nicht auf diese beschränkt. Ein Walsh-Code entspricht einer einzigen Reihe oder Spalte der Hadamard-Matrix.
Ferner ist für den Fachmann offensichtlich, dass Streucodes zur Kanalcodierung von Datensignalen verwendet werden können. Die Datensignale werden kanalcodiert, um die Leistung des Kommunikationssystems zu verbessern, indem gesendete Signale befähigt werden, den Wirkungen verschiedener Kanalbeeinträchtigungen, wie Rauschen, Dämpfung und Interferenz, besser zu widerstehen. Für gewöhnlich verringert die Kanalcodierung die Wahrscheinlichkeit eines Bitfehlers und/oder reduziert das erforderliche Signal auf ein Rauschverhältnis, das für gewöhnlich als Fehlerbits pro Rauschdichte (das heißt, Eb/N&sub0;, definiert als das Verhältnis von Energie pro Informationsbit zu Rausch-Spektraldichte) angegeben wird, um das Signal auf Kosten des Verbrauchs von mehr Bandbreite, als sonst zur Übertragung des Datensignals notwendig wäre, zu gewinnen. Zum Beispiel können Walsh-Codes zur Kanalcodierung eines Datensignals vor der Modulation des Datensignals für die anschließende Übertragung verwendet werden. Ebenso können PN-Streucodes zur Kanalcodierung eines Datensignals verwendet werden.
Die Kanalcodierung alleine könnte jedoch für einige Kommunikationssystemkonstruktionen, bei welchen das System eine bestimmte Anzahl gleichzeitiger Kommunikationen bewältigen muss (die alle einen Mindestrauschabstand haben) nicht den erforderlichen Rauschabstand bereitstellen. Diese Konstruktionsbedingung kann in einigen Fällen erfüllt werden, wenn das Kommunikationssystem mit einer kohärenten Erfassung gesendeter Signale und nicht mit Anwendung nicht-kohärenter Empfangstechniken konstruiert wird. Für den Fachmann ist affensichtlich, dass ein kohärenter Empfänger einen geringeren Rauschabstand (in Eb/No) benötigt als jenen, der von einem nicht-kohärenten Empfänger mit derselben Bitfehlerrate benötigt wird (das heißt, eine bestimmte Konstruktionsbedingung, die einen annehmbaren Interferenzwert angibt). Grob gesprochen gibt es einen Unterschied von drei Dezibel (dB) zwischen ihnen für den Rayleigh-Fading-Kanal. Der Vorteil des kohärenten Empfängers ist deutlicher, wenn der Diversity- Empfang verwendet wird, da es keinen Kombinationsverlust für einen optimalen kohärenten Empfänger gibt, während es für einen nicht-kohärenten Empfänger immer einen Kombinationsverlust gibt.
Ein derartiges Verfahren zur Erleichterung der kohärenten Erfassung gesendeter Signale ist die Verwendung eines Pilotsignals. Zum Beispiel kann in einem zellulären Kommunikationssystem der Hauptkanal, oder die Abwärtsstrecke (das heißt, von der Basisstation zu der Mobileinheit), kohärent erfasst werden, wenn die Basisstation ein Pilotsignal sendet. Anschließend verwenden alle Mobileinheiten das Pilotkanalsignal, um die Kanalphase und Größenparameter zu schätzen. Für den Rückkanal, oder die Aufwärtsstrecke (dass heißt, von der Mobileinheit zu der Basisstation), ist jedoch die Verwendung eines solchen gemeinsamen Pilotsignals nicht möglich. Daher nehmen Fachleute häufig an, dass nur nicht- kohärente Erfassungstechniken für die Aufwärtsstreckenverbindung geeignet sind.
Somit haben sich viele der jüngeren Veröffentlichungen auf die Optimierung des nicht-kohärenten Empfangs in DS- CDMA-Systemen konzentriert. Siehe zum Beispiel die folgenden Artikel:
- A. Salmasi und K. S. Gilhousen, "On the System Design Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA) Applied to Digital Cellular And Personal Communications Networks", Proc. of VTC'91, S. 57-62, 1991.
- F. Ling und D. Falconer, "Orthogonal/Convolutional Coding for Reverse Channel CDMA Communication", Proc. of VTC'92, S. 63-66, Mai 1992, Denver, CO.
- L. F. Chang und N. R. Sollenberger, "Comparison of Two Interleaving Techniques for CDMA Radio Communication Systems", Proc. of VTC'92, S. 275-278, Mai 1992, Denver, Co.
- Y. J. Liu, "Soff Decision Deoding for a Bit-Interleaved Convolutionally Encoded Code Division Multiple Access System over Rayleigh Fading Channel", Proc. of PIMRC'92, S. 128-132, Okt. 1992.
Jeder dieser Artikel zeigt, dass ein wesentlicher Unterschied in der Leistung bei Anwendung verschiedener Codierungs-, Modulations-, Erfassungs- und Verschachtelungstechniken für die Aufwärtsstreckenkommunikation in zellulären Kommunikationssystemen besteht.
In dem Artikel von A. Salmasi und K. S. Gilhousen wird ein DS-CDMA Kommunikationssystem beschrieben, das eine Bit für Bit Verschachtelung innerhalb eines konvolutionellen und orthogonalen Codierschemas verwendet, um den nicht-kohärenten Empfang in DS-CDMA Kommunikationssystemen zu optimieren.
In dem Artikel von F. Ling und D. Falconer wie auch in dem Artikel von L. F. Chang und N. R. Sollenberger wurde ein Aufwärtsstrecken-DS-CDMA-System offenbart, das eine Walsh- Codierung (das heißt, orthogonale Codierung), nicht kohärente Erfassung verwendet und eine orthogonale Symbol- (das heißt, Wort für Wort) Verschachtelung anstelle einer Bit für Bit Verschachtelung anwendet. Der Artikel von L. F. Chang und N. R. Sollenberger zeigt, dass ein Wort für Wort verschachteltes, konvolutionelles und orthogonales Codierschema etwa 1 bis 1,4 dB weniger Eb/No benötigt als das ähnliche Bit für Bit Verschachtelungsschema, das in dem Artikel von A. Salmasi und K. S. Gilhousen beschrieben ist, wenn das Kommunikationssystem, das eines der Schemen verwendet, auch eine Leistungssteuerung der mobilen Kommunikationseinheit verwendet, die sich mit verschiedenen Geschwindigkeiten bewegen (die zum Beispiel sich mit einer Geschwindigkeit im Bereich von 0 bis 100 Kilometern pro Stunde bewegen). Während das Wort für Wort verschachtelnde, konvolutionelle/orthogonale Codierschema eine bessere Leistung als das Bit für Bit aufweist, hat es weniger implizite Diversity als letztgenanntes. Ferner ist es weiterhin ein nicht-kohärentes Kommunikationssystem und der Kombinationsverlust kann nicht verhindert werden.
Schließlich beschreibt der Artikel von Y. J. Lu eine kompliziertere Erfassungstechnik, bei welcher die Leistung des Aufwärtsstrecken-DS-CDMA-Kommunikationssystems mit Walsh- Codierung und Verschachtelung auf Bitebene mit einer 4-Port- Diversitykombination mit Änderung der Verschachtelungsmethode verbessert werden kann.
EP-A-151280 offenbart eine Kommunikationseinheit für ein TDMA-System, in dem Datensymbole gestreut werden und eine Anfangsetikette mit bekannter Chipsequenz der Streusequenz hinzugefügt wird. Der Empfänger korreliert das Anfangsetikette in jedem Zeitschlitz mit einer lokal gespeicherten Kopie zur Erzeugung einer Kanalschätzung. Die empfangenen Daten werden durch Korrelation mit lokalen Kopien von Datenworten dekodiert, die durch die Streuung und das geschätzte Kanalansprechen modifiziert sind.
Selbst angesichts der zuvor beschriebenen Verbesserungen bei nicht-kohärenten Systemen besteht jedoch weiterhin ein Bedarf an einem Kommunikationssystem, das kohärente Erfassungstechniken anwendet.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung ist durch die Merkmale von Anspruch 1, 3, 7 oder 9 definiert. Weitere Ausführungsbeispiele sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Kommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Kommunikationskanal-Rahmenstruktur zur Verwendung in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Kommunikationssystems, das in Fig. 1 dargestellt ist, zeigt.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Kanalschätzfunktion zur Verwendung in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Kommunikationssystems, das in Fig. 1 dargestellt ist, zeigt.

Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Im Laufe der folgenden Besprechung wird eine neue Methode für die Aufwärtsstrecken-DS-CDMA-Kommunikation vorgestellt. Diese neue Methode verwendet die kohärente Erfassung mit einer Kanalschätzung auf der Basis von Referenzsymbolen. Für den Fachmann ist offensichtlich, dass andere Arten von Kommunikationssystemen (zum Beispiel Personalkommunikationssysteme, Fernmeldesysteme, Satellitenkommunikationssysteme, Datennetzwerke und dergleichen) auch für die Anwendung der hierin beschriebenen Prinzipien angepasst und/oder konstruiert werden können. Es wird gezeigt werden, dass eine wesentliche Verstärkung von Eb/No in Bezug auf die nicht- kohärenten Erfassungstechniken erreicht werden kann, wenn eine solche kohärente Erfassungsmethode für die Aufwärtsstrecken-DS-CDMA-Kommunikation verwendet wird. Insbesondere haben Simulationsergebnisse gezeigt, dass das erforderliche Eb/No unter Anwendung dieses neuen Schemas etwa 2,5 dB geringer ist als bei der nicht-kohärenten Erfassung der Walsh- Codierung mit Bit für Bit Verschachtelung, oder 1,3 dB geringer als bei der nicht-kohärenten Erfassung mit Walsh- Symbol (das heißt, Wort für Wort) Verschachtelung über dem gesamten Bereich praktischer Geschwindigkeiten einer Mobilkommunikationseinheit (das heißt, Geschwindigkeiten von 0 bis 100 Kilometern pro Stunde). Die Analyse dieses neuen Schemas erfolgt im Frequenzbereich. Diese Analyse des Frequenzbereichs ergibt eine einfache Formel, die den Leistungsverlust eines solchen Schemas in Bezug auf eine perfekte kohärente Erfassung charakterisiert.
Zur Durchführung einer effektiven kohärenten Erfassung muss eine exakte Kanalschätzung erhalten werden. Es gibt im Prinzip zwei Arten von Kanalschätzverfahren: datenbasierende und referenzbasierende. Eine datenbasierende Kanalschätzung kann entscheidungsgerichtet oder nicht-entscheidungsgerichtet ausgeführt werden. Für die DS-CDMA-Aufwärtsstreckenkommunikation muss die Kanalschätzeinrichtung bei geringen Rauschabständen arbeiten und die Dämpfung ist relativ schnell. Daher ist die entscheidungsgerichtete Methode aufgrund der hohen Entscheidungsfehlerrate nicht geeignet. Andererseits hat eine nicht-entscheidungsgerichtete Methode wie jene, die in dem Artikel von A. J. Viterbi und A. M. Viterbi, "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission", IEEE Trans. on Info. Theory, Band IT-29, Nr. 4, S. 543-551, Juli 1983, beschrieben ist, immer eine Phasenmehrdeutigkeit, zum Beispiel eine 180º Mehrdeutigkeit für eine Zweiphasenumtastung ("binary phase shift keying" - BPSK) oder eine 90º Mehrdeutigkeit für eine Quadraturphasenumtastung ("quadrature phase shift keying" - QPSK) in der Kanalschätzung. Infolgedessen ist es notwendig, eine Differentialcodierung zur Beseitigung ihrer Wirkung zu verwenden. Wie für den Fachmann jedoch offensichtlich ist, ist in Kommunikationssystemen mit einem differentialcodierten Signal, das über Rayleigh-Fading- Kanäle übertragen wird, selbst bei einer kohärenten Erfassung weiterhin ein mehr als 3 dB höheres Eb/No erforderlich als bei der nicht-differentialcodierten Phasenumtastung ("phase shift keying" - PSK) Zeichengabe.
Eine Möglichkeit, das Problem des Entscheidungsfehlers und der Phasenmehrdeutigkeit zu lösen, ist die Verwendung von Referenzsignalen zur Kanalschätzung. Eine Kanalschätzung auf der Basis von Referenzsignalen wird wie folgt beschrieben. Referenzsignale, die dem Empfänger bekannt sind, werden in eine Sequenz von informationstragenden Datensymbolen eingefügt, die codierte Symbole sein können. Beim Empfänger werden die empfangenen Signalabtastwerte, die den Referenzsignalen entsprechen, zur Erstellung einer Kanalschätzung verwendet. Da die Referenzsignale dem Empfänger bekannt sind, gibt es keine Entscheidungsfehler und die erhaltene Kanalschätzung hat keine Phasenmehrdeutigkeit. Somit wird ein robustes Kommunikationssystem mit nicht- differentialcodierter Zeichengabe bereitgestellt.
Die eingefügten Referenzsignale können in Blöcken organisiert oder gleichmäßig verteilt sein. Für einen flachen Fading-Kanal ist es wünschenswert, Referenzsignale periodisch und gleichmäßig in den Datenstrom einzusetzen. Für eine DS-CDMA-Aufwärtsstrecke mit einem RAKE-Empfänger für die Vorverarbeitung kann der Ausgang jedes RAKE-"Fingers" als flaches gedämpftes Signal behandelt werden. Somit fügt das bevorzugte Ausführungsbeispiel eines Kommunikationssystems gleichmäßig ein Referenzsignal alle M codierten Datensymbole ein.
Die grundlegende Funktionsweise von RAKE-Empfängern ist in einem Artikel von R. Price und P. E. Green, Jr., "A Communication Technique for Multipath Channels", Proceedings of the IRE, März 1958, S. 555-570 beschrieben. Kurz gesagt, ein RAKE-Empfänger führt eine kontinuierliche, ausführliche Messung der Mehrfachpfadeigenschaften eines empfangenen Signals durch. Diese Kenntnis wird dann zur Bekämpfung des selektiven Fadings durch einzelnes Erfassen der Echosignale, unter Anwendung einer Korrelationsmethode, und algebraische Kombination dieser Echosignale zu einem einzigen erfassten Signal genutzt. Die Interferenz zwischen Symbolen wird durch Ändern der Zeitverzögerung oder Phase zwischen den verschiedenen erfassten Echosignalen vor ihrer algebraischen Kombination abgeschwächt.
Mit Bezugnahme nun auf Fig. 1 ist ein System zur kohärenten Kommunikation in einem Streuspektrum- Kommunikationssystem dargestellt. Im codierenden Abschnitt 100 des Kommunikationssystems werden Verkehrskanal-Datenbits 102 in eine Codierer 104 mit einer bestimmten Bitrate (zum Beispiel 9,6 Kilobit/Sekunde) eingegeben. Die eingegebenen Verkehrskanal-Datenbits können entweder Sprache enthalten, die durch einen Vocoder in Daten umgewandelt wurde, reine Daten, oder eine Kombination der zwei. Arten von Daten. Der Codierer 104 codiert die eingegebenen Datenbits 102 zu Datensymbole bei einer unveränderlichen Codierungsrate (1/r) mit einem Codieralgorithmus, der die anschließende Decodierung der maximalen Wahrscheinlichkeit der Datensymbole zu Datenbits (zum Beispiel konvolutionelle oder blockcodierende Algorithmen) erleichtert. Zum Beispiel codiert der Codierer 104 eingegebene Datenbits 102 (zum Beispiel 192 eingegebene Datenbits, die mit einer Rate von 9,6 Kilobits/Sekunde empfangen wurden) bei einer unveränderlichen Codierungsrate von einem Datenbit zu drei Datensymbolen (das heißt, 1/3), so dass der Codierer 102 Datensymbole 106 ausgibt (zum Beispiel 576 Datensymbole, die mit einer Rate von 28,8 Kilosymbolen/Sekunde ausgegeben werden).
Die Datensymbole 106 werden dann in eine Verschachtelungseinrichtung 108 eingegeben. Die Verschachtelungseinrichtung 108 organisiert die Datensymbole 106 zu Blöcken (das heißt, Rahmen) und führt eine Blockverschachtelung der Eingangsdatensymbole 106 auf Symbolniveau aus. In der Verschachtelungseinrichtung 108 werden die Datensymbole einzeln in eine Matrix eingegeben, die einen. Block vorbestimmter Größe von Datensymbolen definiert. Die Datensymbole werden in Stellen innerhalb der Matrix eingegeben, so dass die Matrix Spalte für Spalte gefüllt wird. Die Datensymbole werden einzeln von Stellen innerhalb der Matrix ausgegeben, so dass die Matrix Reihe für Reihe geleert wird. Für gewöhnlich ist die Matrix eine quadratische Matrix mit einer Anzahl von Reihen gleich der Anzahl von Spalten; es können jedoch andere Matrixformen gewählt werden, um den ausgegebenen Verschachtelungsabstand zwischen den aufeinanderfolgend eingegebenen, nicht verschachtelten Datensymbolen zu vergrößern. Die verschachtelten Datensymbole 110 werden von der Verschachtelungseinrichtung 108 mit derselben Datensymbolrate ausgegeben, mit der sie eingegeben wurden (zum Beispiel 28,8 Kilosymbole/Sekunde). Die vorbestimmte Größe des Blocks von Datensymbolen, die durch die Matrix definiert ist, wird von der maximalen Anzahl von Datensymbolen abgeleitet, die bei einer codierten Bitrate in einem Sendeblock vorbestimmter Länge übertragen werden kann. Wenn zum Beispiel Datensymbole 106 von dem Codierer 104 mit einer Rate von 28,8 Kilosymbolen/Sekunde ausgegeben werden, und wenn die vorbestimmte Länge des Sendeblocks 20 Millisekunden ist, ist die vorbestimmte Größe des Blocks von Datensymbolen 28,8 Kilosymbole/Sekunde mal 20 Millisekunden, gleich 576 Datensymbole, die eine 18 mal 32 Matrix definieren.
Die verschachtelten Datensymbole 110 werden dann in eine Referenzbit-Einfügeeinrichtung 112 eingegeben, die L bekannte Referenzbits für alle M verschachtelten Datensymbole 110 einfügt. Zur Vereinfachung der folgenden Diskussion wird angenommen, dass L = 1 und M = 6. Es wird angenommen, dass jedes eingefügte Referenzbit ein Null-Bit ist. Für den Fachmann ist jedoch offensichtlich, dass L und M jeden anderen Wert annehmen können, ohne vom Umfang und Wesen der vorliegenden Erfindung Abstand zu nehmen. Zusätzlich können die Referenzbits jede bekannte Sequenz sein, wie nur Eins-Bits oder mehrere Eins-Bits, auf die mehrere Null-Bits folgen, ohne vom Umfang und Wesen der vorliegenden Erfindung Abstand zu nehmen. Wenn L = 1 und M = 6, gibt die Referenzbit- Einfügeeinrichtung 112 672 referenzcodierte Bits 114 für jeden Block (das heißt, Rahmen) aus, so dass ein Referenzbit zwischen jeder Gruppe von sechs Datensymbolen eingefügt wird. Ein Beispiel für einen übertragenen Block (das heißt, Rahmen) referenzcodierter Datensymbole 114, die aus 42 Bits bestehen, ist in Fig. 2 dargestellt (in welcher jedes d ein Datensymbol darstellt und jedes r ein Referenzbit darstellt).
Die referenzcodierten Datensymbole 114 werden von dem Codierabschnitt 100 des Kommunikationssystems ausgegeben und in einen Sendeabschnitt 116 des Kommunikationssystems eingegeben. Die Datensymbole 114 werden von einem Modulator 117 zur Übertragung über einen Kommunikationskanal vorbereitet. Anschließend wird das modulierte Signal einer Antenne 118 zur Übertragung über den Kommunikationskanal 120 zugeleitet.
Der Modulator 117 bereitet vorzugsweise die Datensymbole 114 für eine Direktsequenz-Codemultiplex- Streuspektrumübertragung vor, indem eine Sequenz von Codes feststehender Länge aus den referenzcodierten Datensymbolen 114 in einem Streuverfahren abgeleitet wird. Zum Beispiel kann jedes der Datensymbole in dem Strom referenzcodierter Datensymbole 114 zu einem einzigartigen Code mit einer Länge von neun Bits gestreut werden, so dass eine Gruppe von sechs Datensymbolen durch einen einzigen Code mit einer Länge von 54 Bits dargestellt wird. Zusätzlich kann jedes Referenzbit in dem Strom referenzcodierter Datensymbole 114 einen Code vorn zehn Bit Länge wählen. Die Codes, welche die Gruppe von sechs Datensymbolen und einem zugehörigen Referenzbit darstellen, werden vorzugsweise zur Bildung eines einzigen Codes mit einer Länge von 64 Bit kombiniert. Infolge dieses Streuverfahrens hat der Modulator 117, der die referenzcodierten Datensymbole 114 mit einer feststehenden Rate (zum Beispiel 28,8 Kilosymbole/Sekunde) empfangen hat, nun eine Streusequenz von Codes mit einer Länge von 64 Bits, die eine höhere unveränderliche Symbolrate (zum Beispiel 307,2 Kilosymbole/Sekunde) haben. Für den Fachmann ist offensichtlich, dass die Referenzbits und die Datensymbole in dem Strom referenzcodierter Datensymbole 114 gemäß zahlreichen anderen Algorithmen zu einer Sequenz von Codes größerer Länge gestreut werden können, ohne vom Umfang und Wesen der vorliegenden Erfindung Abstand zu nehmen.
Die Streusequenz wird weiter für eine Direktsequenz- Codemultiplex-Streuspektrumübertragung vorbereitet, indem die Streusequenz weiter mit einem langen Streucode (zum Beispiel PN-Code) gestreut wird. Der Streucode ist eine benutzerspezifische Sequenz von Symbolen oder ein einzigartiger Benutzercode, der mit einer feststehenden Chip-Rate (zum Beispiel 1,228 Megachips/Sekunde) ausgegeben wird. Zusätzlich zu der Bereitstellung einer Identifizierung, welcher Benutzer die codierten Verkehrsdatenbits 102 über den Kommunikationskanal 120 gesendet hat, verbessert der einzigartige Benutzercode die Sicherheit der Kommunikation im Kommunikationskanal durch Scrambeln der codierten Verkehrskanal- Datenbits 102. Zusätzlich werden die streucodierten Benutzercode-Datenbits (das heißt, die Datensymbole) zur Zweiphasenmodulation einer Sinuskurve verwendet, indem die Leistungsniveausteuerungen der Sinuskurve angetrieben werden. Das Sinuskurvenausgangssignal wird bandpassgefiltert, in eine RF-Frequenz umgesetzt, verstärkt, gefiltert und von einer Antenne 118 ausgestrahlt, um die Übertragung der Verkehrskanal-Datenbits 102 in einen Kommunikationskanal 120 mit BPSK- Modulation zu vollenden.
Ein Empfangsabschnitt 122 des Kommunikationssystems empfängt das übertragene Streuspektrumsignal über den Kommunikationskanal 120 durch die Antenne 124. Das empfangene Signal wird zu Datenabtastwerten von dem Entstreuer und Abtaster 126 abgetastet. Anschließend werden die Datenabtastwerte 142 an den Decodierabschnitt 154 des Kommunikationssystems ausgegeben.
Der Entstreuer und Abtaster 126 führt vorzugsweise eine BPSK-Abtastung des empfangenen Streuspektrumsignals durch Filtern, Demodulieren, Umsetzen von den RF-Frequenzen und Abtasten bei einer vorbestimmten Rate (zum Beispiel 1,2288 Megaabtastwerte/Sekunde) durch. Anschließend wird das BPSK- abgetastete Signal durch Korrelieren der empfangenen abgetasteten Signale mit dem langen Streucode entstreut. Das erhaltene entstreute abgetastete Signal 128 wird mit einer vorbestimmten Rate abgetastet und an einen Referenzbit- Extraktor 130 ausgegeben (zum Beispiel 307,2 Kiloabtastwerte/Sekunde, so dass eine Sequenz von vier Abtastwerten des empfangenen Streuspektrumsignals entstreut und/oder durch einen einzigen Datenabtastwert dargestellt wird).
Der Referenzbitextraktor 130 extrahiert vorzugsweise die Referenzbits 132 von dem entstreuten abgetasteten Signal 128 und gibt die Referenzbits 132 an eine Kanalschätzeinrichtung 134 aus. Die übrigen Datenabtastwerte 138 von dem entstreuten abgetasteten Signal 128 werden an einen kohärenten Detektor 140 zur späteren kohärenten Erfassung von Datenabtastwerten 142 ausgegeben.
Die Kanalschätzeinrichtung 134 korreliert die extrahierten Referenzbits 132 mit einer bekannten Referenzsequenz von Datenabtastwerten, um vorspannungsfreie, aber rauschende Kanalschätzungen zu erhalten. Um eine bessere Kanalschätzung 136 zu erhalten, können diese rauschenden Schätzungen durch ein Tiefpassfilter geleitet werden, das unveränderlich oder adaptiv sein kann, um die Hochfrequenzrauschkomponenten zu entfernen. Die erhaltenen Kanalschätzungen 136 sind relativ frei von Rauschen und können zur kohärenten Erfassung verwendet werden. Es sollte festgehalten werden, dass das Tiefpassfiltern nur eine Kanalschätzung für jedes (M + 1)T liefert, wobei M die Anzahl von Datensymbolen zwischen jedem Referenzbit ist, das durch die Referenzbiteinfügevorrichtung 112 eingesetzt wurde (zum Beispiel M = 6), und wobei T das Zeitintervall jedes Datenabtastwertes ist. Zur Ausführung einer kohärenten Erfassung gesendeter Datensymbole muss eine Kanalschätzung für jedes T vorliegen. Wenn (M + 1)T in Bezug auf die Kanalvariationszeitkonstante kurz ist, ist eine einfache aber wirksame Methode, eine Kanalschätzung für jedes T zu erhalten, die Durchführung einer linearen Interpolation zwischen zwei Kanalschätzungen, getrennt durch (M + 1)T. Für den Fachmann ist jedoch offensichtlich, dass kompliziertere Interpolationstechniken verwendet werden können, falls erforderlich.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel eines kohärenten Kommunikationssystems kann die Leistungssteuerung auch zur Verbesserung der gesamten Systemleistung verwendet werden. Die Leistungssteuerungsalgorithmen können den Algorithmen sehr ähnlich sein, die in nicht-kohärenten Kommunikationssystemen verwendet werden. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Leistungssteuerungsalgorithmus enthält vorzugsweise die Schätzung der empfangenen Leistung alle 1,25 ms (das heißt, jeden Block oder Rahmen) oder alle 12 Informationsbits, das heißt, alle 36 codierten Bits oder 42 insgesamt empfangenen Signalabtastwerte. Die Leistungsschätzung kann mit mehreren verschiedenen Techniken berechnet werden. Eine Technik ist die Berechnung einer Kanalschätzung mit einer Leistungsschätzeinrichtung 146 unter Verwendung einfach der sechs Referenzsignalabtastwerte (das heißt, Referenzbits 144 von dem Referenzbitextraktor 130) in einem Block von 42 Bit Länge. Das Quadrat der Größe der Kanalschätzung wird dann von der Leistungsschätzeinrichtung 146 als Leistungsschätzung 148 ausgegeben.
Nach Bildung der Kanalschätzungen 136 ist der Fest des Empfängers herkömmlich. Der kohärente Detektor 140 multipliziert die übrigen Datenabtastwerte 138 von dem entstreuten abgetasteten Signal 128 mit dem Konjugat der Kanalschätzungen 136, um kohärent erfasste Abtastwerte 142 zu erzeugen.
Wie für den Fachmann offensichtlich ist, wird mit mehreren Empfangsabschnitten 122 bis 123 und Antennen 124 bis 125 eine Raumdiversity erreicht. Der N-te Empfangsabschnitt würde im Wesentlichen auf dieselbe Weise arbeiten, um Datenabtastwerte von dem empfangenen Streuspektrumsignal im Kommunikationskanal 120 zu gewinnen, wie der zuvor beschriebene Empfangsabschnitt 122. Die Ausgänge 142 bis 152 der N Empfangsabschnitte werden vorzugsweise einem Multiplizierer 150 eingegeben, der die eingegebenen Datenabtastwerte zu einem zusammengesetzten Strom kohärent erfasster Datenabtastwerte 160 Diversity-kombiniert.
Die einzelnen Datenabtastwerte 160, die weiche Entscheidungsdaten bilden, werden dann in einen Decodierabschnitt 154 eingegeben, der eine Entschachtelungseinrichtung 162 enthält, welche die eingegebenen weichen Entscheidungsdaten 160 auf den einzelnen Datenniveaus entschachtelt. In der Entschachtelungseinrichtung 162 werden die weichen Entscheidungsdaten 160 einzeln in eine Matrix eingegeben, die einen Block vorbestimmter Größe aus weichen Entscheidungsdaten definiert. Die weichen Entscheidungsdaten werden in Stellen in der Matrix eingegeben, so dass die Matrix Reihe für Reihe gefüllt wird. Die entschachtelten weichen Entscheidungsdaten 164 werden einzeln von Stellen innerhalb der Matrix ausgegeben, so dass die Matrix Spalte für Spalte geleert wird. Die entschachtelten weichen Entscheidungsdaten 164 werden von der Entschachtelungseinrichtung 162 mit derselben Rate ausgegeben, mit der sie eingegeben wurden (zum Beispiel 28,8 Kilometriken/Sekunde).
Die vorbestimmte Größe des Blocks weicher Entscheidungsdaten, die durch die Matrix definiert ist, wird von der Maximalrate der Abtastung von Datenabtastwerten von dem Streuspektrumsignal abgeleitet, das in dem Sendeblock vorbestimmter Länge empfangen wird.
Die entschachtelten weichen Entscheidungsdaten 164 werden einem Decodierer 166 eingegeben, der Dekodiertechniken der maximalen Wahrscheinlichkeit verwendet, um geschätzte Verkehrskanal-Datenbits 168 zu erzeugen. Die Dekodiertechniken der maximalen Wahrscheinlichkeit können unter Verwendung eines Algorithmus verstärkt werden, der im Wesentlichen einem Viterbi-Decodieralgorithmus ähnlich ist. Der Decodierer 166 verwendet eine Gruppe der einzelnen weichen Entscheidungsdaten 164 zur Bildung eines Satzes weicher Entscheidungsübergangsmetriken für die Verwendung zu jedem bestimmten Zeitzustand des Sequenzschätzdecodierers 166 der maximalen Wahrscheinlichkeit. Die Anzahl von weichen Entscheidungsdaten 164 in der Gruppe, die zur Bildung jedes Satzes weicher Entscheidungsübergangemetriken verwendet wird, entspricht der Anzahl von Datensymbolen 106 am Ausgang des konvolutionellen Codierers 104, der aus jedem eingegebenen Datenbit 102 erzeugt wird. Die Anzahl weicher Entscheidungsübergangsmetriken in jedem Satz ist gleich zwei hoch der Anzahl weicher Entscheidungsdaten 164 in jeder Gruppe. Wenn zum Beispiel ein 1/3 konvolutioneller Codierer in dem Sender verwendet wird, werden drei Datensymbole 106 von jedem eingegebenen Datenbit 102 erzeugt. Somit verwendet der Decodierer 166 Gruppen von drei einzelnen weichen Entscheidungedaten 164 zur Bildung von acht weichen Entscheidungsübergangsmetriken für die Verwendung zu jedem Zeitzustand in dem Sequenzschätzdecodierer 166 der maximalen Wahrscheinlichkeit. Die geschätzten Datenbits 168 werden mit einer Rate erzeugt, die mit der Rate zusammenhängt, mit welcher die weichen Entscheidungsdaten 164 in den Decodierer 166 eingegeben werden, sowie mit der unveränderlichen Rate, die zum ursprünglichen Codieren der Eingangsdatenbits 102 verwendet wurde (zum Beispiel wenn die weichen Entscheidungsdaten mit 28,8 Kilometriken/Sekunde eingegeben werden und die ursprüngliche Codierrate 1/3 war, werden die geschätzten Datenbits 168 mit einer Rate von 9600 Bits/Sekunde ausgegeben).
Somit wurde ein Kommunikationssystem zum kohärenten Codieren und Decodieren zuvor mit Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben. Zusammenfassend enthält das Kommunikationssystem einen ersten Abschnitt, der Eingangsdatenbits zu Datensymbolen codiert, die Datensymbole Symbol für Symbol verschachtelt, Referenzbits in die verschachtelten Symbole einfügt, die referenzcodierten Datensymbole moduliert und über einen Kommunikationskanal überträgt. Das Kommunikationssystem enthält ferner einen zweiten Abschnitt, der ein Signal über den Kommunikationskanal empfängt und demoduliert, Parameter des Kommunikationskanals schätzt, Datenabtastwerte in dem empfangenen Signal kohärent demoduliert, die kohärent erfassten Datenabtastwerte entschachtelt, die als weiche Entscheidungsdaten in jedem empfangenen Sendeblock verwendet werden, anschließend weiche Entscheidungsübergangsmetriken von den entschachtelten einzelnen weichen Entscheidungsdaten erzeugt, und anschließend geschätzte Datenbits aus den weichen Entscheidungsmetriken unter Verwendung von Decodiertechniken der maximalen Wahrscheinlichkeit erzeugt.
Zur näheren Beschreibung der Überlegungen hinter dieser Methode der Verwendung von Referenzbits zum kohärenten Erfassen von Datenabtastwerten und der Arbeitsweise der Kanalschätzeinrichtung 134, wie auch zur Erleichterung einer weiteren Besprechung, wird folgendes mathematisches Modell erstellt.
Für den Fachmann ist offensichtlich, dass ein Fading- Kanal als eine komplexwertige Funktion der Zeit t, ausgedrückt als h(t), dargestellt werden kann. Das Zeitintervall der konvolutionell codierten Referenzbits wird mit T angegeben. Das empfangene Signal nach der Demodulation und Entstreuung wird dann zu jedem T abgetastet. Unter der Annahme, dass ein Referenzbit alle 6 codierten Bits eingefügt wird, erscheinen die Abtastwerte, die den Referenzbits entsprechen, bei nTr = 7nT, n = ..., -1, 0, 2, ..., mit der Definition Tr = 7T. Dann können die rauschenden Schätzungen wie folgt: geschrieben werden:
(nTr) = h(nTr) + z(nTr) (Gl.1)
wobei z(nTr) das abgetastete additive Rauschen ist. Eine bessere Schätzung als die in (Gl. 1) gezeigte kann erhalten werden, so dass:
Zum Beispiel kann N = 3 gewählt werden. Dadurch wird eine Schätzung für jedes Referenzbitintervall Tr unter Verwendung von 7 der rauschenden Schätzungen erhalten. Um die Kanalschätzung bei kT für k ≠ 7n zu erhalten, was zur Erzeugung der kohärenten Erfassungsinformation notwendig ist, können Interpolationstechniken verwendet werden. Die einfachste Interpolationsmethode ist die Verwendung der linearen Interpolation. Unter der Annahme zum Beispiel, dass k = 7n + i ist, wobei 1 ≤ i ≤ 6, wird eine neue Schreibweise von (Gl. 2) erhalten:
Andere kompliziertere Interpolationstechniken können zur weiteren Verbesserung der Schätzung verwendet werden. Wenn jedoch das Kanal-Fading in Bezug auf die Abtastrate 1/Tr des Referenzsignals relativ langsam ist, ist die zuvor beschriebene lineare Interpolationstechnik ausreichend.
Für den Fachmann ist offensichtlich, dass das abgetastete Kanalansprechverhalten h(n) h(nTr) als langsam zeitverändernder Zufallsprozess gestaltet werden kann, mit einem Leistungsspektrum da Φ(f) und Φ(f) = 0 für f < -fd und f > fd wobei fd die Dopplerfrequenz ist. Wenn fa nicht bekannt ist oder sich im Laufe der Zeit ändern kann, ist die beste Schätzung (n), die erreicht werden kann, das Hindurchleiten der rauschenden Schätzung (kTr) durch ein ideales Tiefpass- Linearphasenfilter, welches die Rauschkomponenten mit der Frequenz f > fd,max zurückweist. Das optimale Filter hätte ein Frequenzansprechverhalten, das heißt, die Fourier- Transformation wk, geschrieben als:
Ein solches Filter ist ein Filter mit endlicher Antwort ("finite impulse response" FIR), das einen Ausgang hat, der wie folgt geschrieben werden kann:
wobei wk die FIR-Filterkoeffizienten oder Wichtungen zur Bildung der Schätzung ist. Es ist leicht zu erkennen, dass die zuvor beschriebene (2N + 1) Abtastwert-Durchschnittsmethode ein Sonderfall dieser Methode der gewichteten Summe ist, wenn wk = 1/(2N + 1). Durch die Wahl von wk gemäß dem zuvor beschriebenen Kriterium kann eine bessere Schätzung von h(n) erhalten werden, obwohl eine Verzögerung eingeführt wird.
Fig. 3 zeigt, wie (Gl. 5) zur Bildung einer Kanalschätzung unter Verwendung des gewichteten Durchschnitts eines Rauschkanals gelöst werden kann, geschätzt auf der Basis des Referenzsignals.
Für den Fachmann ist offensichtlich, dass die Leistung eines idealen kohärenten Empfängers gegenüber einem Rayleigh-Fading-Kanal allgemein bekannt ist. Daher analysiert die folgende Besprechung den Leistungsverlust der auf der Referenz basierenden Kanalschätzmethode in Bezug auf den optimalen kohärenten Empfänger über einem solchen Kanal.
Der Verlust wird vorwiegend durch zwei Faktoren verursacht. Erstens wird durch das Einsetzen von nicht- informationstragenden Referenzbits die Energie pro Informationsbit (Eb) effektiv verringert (das heißt, die Datenrate wird verringert), wenn die gesamte übertragene Leistung gleich bleibt. Zweitens treten in Gegenwart von Rauschen Fehler in den Kanalschätzungen auf. Der Gesamtverlust ist das vereinte Ergebnis dieser beiden Faktoren.
Der Verlust in Eb aufgrund der Referenzeinfügung, bezeichnet mit i, kann einfach ausgedrückt werden als:
i = (M + 1)/M = 1 + 1/M (Gl. 5)
wobei 1/M die Einsetzrate ist. Zum Beispiel tritt bei M = 6 ein Verlust in Eb von 10log&sub1;&sub0;(7/6) 0,67 dB auf.
Zur Analyse des Leistungsverlustes aufgrund des Schätzfehlers muss zunächst ein Kanal- und Zeichengabemodell für die DS-CDMA-Aufwärtsstrecke erstellt werden. Eine DS-CDMA- Aufwärtsstrecke kann als mehrfache flache Fading-Kanäle angesehen werden. Für jeden der flachen Fading-Kanäle kann das empfangene Signal nach dem Entstreuen angeführt werden als:
r(k) = h(k)a(k) + z(k) (Gl. 7)
wobei r(k) der bei k(T) empfangene Abtastwert ist, a(k) das entsprechende übertragene Daten- oder Referenzsymbol ist, h(k) eine Tiefpass-Zufallskomplexvariable ist, die den Fading-Kanal charakterisiert, und z(k) das annähernd weiße und Gaußsche additive Rauschen oder die Interferenz ist. Der durchschnittliche Rauschabstand ist gleich E[ a(k) ²]E[ h(k) ²]/σ wobei σ die Rauschvarianz ist. Gemäß dem Jakes' Kanalmodell (wie in W. C. Jakes, Ed., Microwave Mobile Communications, John Wiley, New York, 1974, beschrieben ist) ist h(k) vorspannungsfrei und normalverteilt. Sein Leistungsspektrum, das sogenannte Dopplerspektrum, ist gegeben durch:
wobei fd die Dopplerfrequenz ist, die eine Funktion der Trägerfrequenz und der Geschwindigkeit der mobilen Kommunikationseinheit ist. Es kann ferner angenommen werden, dass eine BPSK-Zeichengabe verwendet wird. Für den Fachmann ist offensichtlich, dass die folgenden Annahmen auch für die Quadraturphasenumschaltungszeichengabe anwendbar sind. Wenn a(k) = 1, so kann angenommen werden, dass die Referenzsymbole bei (M + 1)kT eingesetzt werden, so dass a (M + 1)k) und r((M + 1)k) die Referenzsymbole bzw. die entsprechenden empfangenen Abtastwerte sind. Durch Multiplizieren von r((M + 1)k) mit dem Konjugat des Referenzsymbols a ((M + 1)k), ist die erhaltene Kanalschätzung:
((M + 1)k) = h((M + 1)k) + a (M + 1)k)z((M + 1)k) (Gl. 9)
In der Kanalschätzung, die durch (Gl. 9) gegeben ist, ist h((M + 1)k) eine Tiefpasszufallsvariable, und der zweite Term ist der Kanalschätzfehler. Wenn 1/(M + 1)T > 2fd ist, kann die Kanalschätzung bei (M + 1)kT weiter verbessert werden, das heißt, die Varianz des Kanalschätzfehlers kann verringert werden. Aus der Wiener-Filtertheorie ist bekannt, dass die optimale vorspannungsfreie Kanalschätzung im Sinne der Maximierung des Verhältnisses von Signalenergie zu der Varianz des Schätzfehlers, erhalten werden kann durch Hindurchleiten von ((M + 1)k) durch einen Linearphasenfilter, dessen Größenansprechverhalten gleich der Quadratwurzel des Quotienten von H(f), dividiert durch das Rauschspektrum ist. Die optimale Kanalschätzeinrichtung, basierend auf den eingefügten Referenzsymbolen, ist tatsächlich ein Linearphasenabgestimmtes Filter, das auf das Kanal-Dopplerspektrum, dividiert durch das Rauschspektrum, abgestimmt ist.
In der Praxis ist es schwierig, eine solche optimale Schätzeinrichtung zu erhalten, da die Doppler- und Rauschspektren für gewöhnlich nicht bekannt sind und sich im Laufe der Zeit ändern. Eine nicht ganz optimale und realistische Lösung ist die Verwendung eines unveränderlichen Linearphasen-Tiefpassfilters, dessen Grenzfrequenz größer oder gleich der maximal möglichen Dopplerfrequenz ist.
Durch Filtern von ((M + 1)k) unter Verwendung eines idealen Tiefpass-Linearphasenfilters, dessen Grenzfrequenz Fcut- off ist, mit Null-Gruppenverzögerung, oder gleichermaßen mit unveränderlicher Gruppenverzögerung, und einer Einheitsgröße in seinem Passband, kann der Ausgang am Filter ausgedrückt werden als:
((M + 1)k) = h((M + 1)k) + ((M + 1)k) (Gl. 10)
Es kann gezeigt werden, dass die Varianz von ((M + 1)k), der Restschätzfehler, gleich σ · (2fcut-ott/fr) ist, wobei fr = 1/(M + 1)T die Referenzsymboleinsetzfrequenz ist. Genauer ist nach dem Filtern die Varianz des Kanalschätzfehlers um einen Faktor von 2fcut-ott/fr verringert. Anschließend können unter Verwendung der linearen Interpolation die Kanalschätzungen bei kT für k ≠ (M + 1)k gemäß (Gl. 3) erstellt werden. Aus (Gl. 7) und (Gl. 10) können die kohärent erfassten Abtastwerte geschrieben werden als:
Wenn ferner angenommen wird, dass (k)h(k)a(k) unabhängig sind und der Fehlerterm hoher Ordnung, z(k) (k) vernachlässigbar ist, ist die Gesamtrauschvarianz beim Ausgang des Detektors gleich h(k) ²(σ + σ ). Durch Vergleichen dieses Ergebnisses mit dem optimalen kohärenten Empfänger für eine Max.-Verhältniskombination, die eine Rauschvarianz von h(k) ²σ am Detektorausgang hat, kann geschlossen werden, dass der Verlust aufgrund des Schätzfehlers etwa gleich ist:
est 1 + σ /σ = 1 + (2fcut-off)/fr) (Gl. 12)
Durch Kombinieren von (Gl. 6) und (Gl. 12) kann der gesamte Leistungsverlust ausgedrückt werden als:
total [1 + (2fcut-off/fr)] · (1 + 1/M) (Gl. 13)
Die Systemleistung kann durch Wählen eines richtigen M zur Minimierung von total optimiert werden.
Für ein r = 1/3 konvolutionell codiertes System mit einer Informationsbitrate von 9600 Bits pro Sekunde ist die codierte Bitrate gleich 28800 Bits pro Sekunde. Wenn. M = 6, ist fr = 4800 Hertz (Hz). Für fcut-off = 300 Hz, ist der Gesamtverlust (1 + 1/8) · (1 + 1/6) = 63/48 oder etwa 1,14 dB. Da ein optimaler kohärenter Empfänger ein Eb/N&sub0; von mehr als 3 dB weniger als jenes erfordert, das ein nicht-kohärenter Empfänger benötigt, kann eine Verstärkung von mehr als 2 dB erwartet werden.
Bei Anwendung einer Diversity-Kombination von Signalen von mehrfachen RAKE-Fingern und/oder mehrfachen Antennen könnte der Unterschied in der Leistung zwischen dem kohärenten Empfänger und dem nicht-kohärenten Empfänger noch größer sein, da der Kombinationsverlust in einem nicht-kohärenten Empfänger bei einem kohärenten Empfänger nicht besteht. Obwohl dieser zusätzliche Vorteil teilweise aufgrund der Tatsache aufgehoben werden könnte, dass bei Verwendung der Diversity-Kombination das Kommunikationssystem wahrscheinlich bei geringeren Rauschabständen für die einzelnen zu kombinierende Signale betrieben wird, als ohne Diversity. Infolgedessen kann der Term zweiter Ordnung in (Gl. 11) nicht ignoriert werden.
In der vorangehenden Analyse wurde angenommen, dass ein ideales Tiefpassfilter für die Kanalschätzung verwendet wird. Die Ausführung eines solchen idealen Filters erfordert eine infinite Verzögerung. Ein praktisches Filter muss ein Übergangsband haben, um eine finite Verzögerung zu haben. Somit sollte die zulässige Maximal-Dopplerfrequenz kleiner als die effektive Bandbreite des Filters sein. Zum Beispiel kann ein Filter entworfen werden, das ein Übergangsband von 200 Hertz bis 400 Hertz hat. Das erhaltene Filter hat eine Verzögerung von weniger als fünf Millisekunden, während die effektive Bandbreite gleich 300 Hertz gehalten wird. Unter Verwendung eines solchen Filters gibt es keinen zusätzlichen. Verlust, wenn die Geschwindigkeit der mobilen Kommunikationseinheit geringer als 220 Kilometer pro Stunde ist.
Ferner wurde in der vorangehenden Analyse angenommen, dass die Daten- und Referenzsymbole kontinuierlich übertragen werden. Daher sind die Referenzsignale jedes Tr Zeitintervall verfügbar, und diese Referenzsignale können zur Kanalschätzung mittels Tiefpassfiltern verwendet werden. In einigen Fällen, wenn zum Beispiel die Sprachübertragung variabler Rate verwendet wird, ist es wünschenswert, Daten in kurzen und diskontinuierlichen Blöcken zu übertragen. In einem solchen Fall werden die referenzierten Symbole auch diskontinuierlich übertragen, und die zuvor beschriebene Tiefpassfiltermethode sollte wie in der Folge beschrieben modifiziert werden, um anwendbar zu sein.
Zunächst ist für den Fachmann offensichtlich, dass, wenn die Dauer eines Datenblocks in Bezug auf die Zeitkonstante einer Kanalvariation kurz ist, angenommen werden kann, dass das Kanalansprechverhalten während der Zeitspanne eines Blocks linear variiert. Somit kann das Kanalansprechverhalten h(kT) ausgedrückt werden als:
h(kT) = α + βk (Gl. 14)
wobei α und β zwei komplexe zu schätzende Konstante sind. Diese beiden Konstanten können unter Verwendung der empfangenen Referenzabtastwerte durch lineare beste Anpassung, basierend auf dem Prinzip kleinster Quadrate ("least squares" - LS) bestimmt werden. Die Einzelheiten solcher Schätzverfahren werden durch das folgende Beispiel veranschaulicht.
Unter der Annahme, dass ein gesendeter Datenblock (das heißt, Rahmen) aus 36 Datensymbolen und 6 eingefügten Referenzsymbolen besteht (siehe Fig. 2) werden daher 42 Symbole pro Datenblock übertragen. Dieser Datenblock kann durch Zeitintervalle getrennt sein, in welchen keine Daten übertragen werden. Wenn daher ein solcher kurzer Block empfangen wird, gibt es nur 6 Referenzabtastwerte in dem Zeitintervall von Interesse.
In diesem Beispiel wird die Kanalschätzung unter Verwendung nur der empfangenen Referenzabtastwerte ausgeführt. Die empfangenen Abtastwerte können mit r(k), k = 0, ..., 41 bezeichnet werden, was ausgedrückt werden kann als:
r(k) = h(kT)a(k) + z(k) (Gl. 15)
wobei a(k) das k-te übertragene Symbol ist, das entweder ein Datensymbol (das dem Empfänger nicht bekannt ist) oder ein Referenzsymbol (das dem Empfänger bekannt ist) sein kann, und z(k) das additive Rauschen bei k ist. In diesem Beispiel kann für einen Referenzabtastwert r(k), k = 7i + 3, i = 0, 1, 2, 3, 4 und 5, da a(k) bekannt ist, eine rauschende Kanalschätzung erhalten werden als:
(kT) = r(k)a (k) (Gl. 16)
wobei a (k) das Komplexkonjugat a von a(k) darstellt. Durch Minimierung des LS-Fehlers zwischen h(kT), gegeben durch (Gl 14) und (kT), können die LS Schätzungen von α und β folgendes erfüllen:
wobei N die Anzahl von Elementen in der Summierung ist und (kT) durch (Gl. 16) gegeben ist, und der Summierungsindex k den Wert k = 3 + 7i, i = 0, 1, ..., 5 annimmt. Die Lösung von α und β ist gegeben durch:
wobei
d = 1/[N k² - ( k)²] (Gl. 21)
Somit können die geschätzten Kanalansprechverhalten zum Zeitpunkt kT, k = 0, 1, ..., 41 nach (Gl. 14) unter Verwendung des geschätzten α und β berechnet werden.
Die Erfindung wurde zwar mit einem bestimmten Maß an Besonderheit beschrieben, es ist aber offensichtlich, dass die vorliegenden Offenbarung von Ausführungsbeispielen nur beispielhaft ist und dass zahlreiche Änderungen in der Anordnung und Kombination von Teilen wie auch Schritten vom Fachmann durchgeführt werden können, ohne vom Umfang der beanspruchten Erfindung Abstand zu nehmen. Zum Beispiel waren die Modulator-, Antennen- und Demodulatorabschnitte des bevorzugten Ausführungsbeispiels des Kommunikationssystems, wie beschrieben, auf CDMA-Streuspektrumsignale gerichtet, die über einen Funkkommunikationskanal übertragen werden. Wie für den Fachmann offensichtlich ist, können die Codier- und Decodiertechniken, die hierin beschrieben und beansprucht sind, auch zur Verwendung in anderen Arten von Übertragungssystemen angepasst werden, wie jene, die auf einem Zeitvielfachzugriff ("time division multiple access" TDMA) und Frequenzvielfachzugriff ("frequency division multiple access" FDMA) beruhen. Zusätzlich könnte der Kommunikationskanal als Alternative ein elektronischer Datenbus, eine Drahtverbindung, eine optische Faserverbindung, eine Satellitenverbindung oder jede andere Art von Kommunikationskanal sein.

Claims

1. Kommunikationseinheit (100, 116), dadurch gekennzeichnet, dass sie folgendes umfasst:

(a) ein Referenzcodiermittel (112) zum Einfügen von Referenzsymbolen in einen Strom von Eingangsdatensymbolen (110) zum Bilden eines referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen; und

(b) ein betriebsmäßig mit dem Referenzcodiermittel (112) gekoppeltes Streumittel (117) zum Herstellen des referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen für die Übertragung über einen Kommunikationskanal (120) durch Streuen des referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen mit einem Streucode vor der Übertragung über den Kommunikationskanal (120).

2. Kommunikationseinheit (100, 116) nach Anspruch 1, bei der das Streumittel (117) ein erstes Streumittel zum Streuen der Referenzsymbole mit einer ersten Streurate und ein zweites Streumittel zum Streuen des Stroms von Eingangsdatensymbolen (110) mit einer zweiten Streurate umfasst.

3. Kommunikationseinheit (122, 154), die folgendes umfasst:

(a) einen Demodulator (126);

(b) eine Kanalschätzfunktion (134), die betriebsmäßig mit dem Demodulator (126) gekoppelt ist und die Aufgabe hat, ein Kanalansprechverhalten zu schätzen; und

(c) einen Detektor (140, 154), der betriebsmäßig mit dem Demodulator (126) und mit der Kanalschätzfunktion (134) gekoppelt ist und die Aufgabe bat, ein geschätztes Datensymbol von einem Strom von Datenabtastwerten (138) durch Nutzen des geschätzten Kanalansprechverhaltens zu erzeugen;

dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulator die Aufgabe hat, ein empfangenes Kommunikationssignal mit einem Streucode zu entstreuen, um einen Strom von Referenzabtastwerten (132) und den Strom von Abtastdaten (138) abzuleiten; und, dass die Kanalschätzfunktion die Aufgabe hat, das Kanalansprechverhalten durch Nutzen des Stroms von Referenzabtastwerten (132) zu schätzen.

4. Kommunikationseinheit (122, 154) nach Anspruch 3, bei der der Demodulator (126) eine erste Entstreufunktion, die die Aufgabe hat, das empfangene Kommunikationssignal mit einem ersten Entstreucode oder einer ersten Entstreurate zu entstreuen, um den Strom von Referenzabtastwerten (132) abzuleiten, und eine zweite Entstreufunktion aufweist, die die Aufgabe hat, das empfangene Kommunikationssignal mit einem zweiten Entstreucode oder einer zweiten Entstreurate zu entstreuen, um den Strom von Datenabtastwerten (138) abzuleiten.

5. Kommunikationseinheit (122, 154) nach Anspruch 3, bei der die Kanalschätzfunktion (134) ein Mittel aus der Gruppe umfasst, die besteht aus:

(a) einem Mittel zum Schätzen des Kanalansprechverhaltens durch Tiefpassfilterung des Stroms von Referenzabtastwerten (132);

(b) einem Mittel zum Schätzen des Kanalansprechverhaltens als lineare Funktion der Abtastzeit; und

(c) einem Filtermittel zum Erzeugen eines Schätzwertes für das Kanalansprechverhalten in Verbindung mit jedem Referenzabtastwert durch Tiefpassfilterung des Stroms von Referenzabtastwerten (132) und einem Interpolationsmittel, das betriebsmäßig mit dem Filtermittel gekoppelt ist, um ein geschätztes Kanalansprechverhalten zwischen wenigstens zwei der mit dem Referenzabtastwert geschätzten Kanalansprechverhalten zu erzeugen.

6. Kommunikationseinheit (122, 154) nach Anspruch 3, bei der der Detektor (140, 154) ein Element aus der Gruppe umfasst, die besteht aus:

(a) einem Mittel zum Erzeugen des geschätzten Datensymbols von dem Strom von Datenabtastwerten (138) durch Korrelieren des geschätzten Kanalansprechverhaltens mit dem Strom von Datenabtastwerten (138);

(b) einem Mittel (166) zum Erzeugen eines geschätzten Datenbits durch Ausnutzen der Decodierungstechniken der maximalen Wahrscheinlichkeit, um das geschätzte Datenbit von dem geschätzten Datensymbol abzuleiten;

(c) einem Mittel (166) zum Erzeugen eines geschätzten Datenbits durch Ausnutzen eines Viterbi- Decodierungsalgorithmus der maximalen Wahrscheinlichkeit, um das geschätzte Datenbit von dem geschätzten Datensymbol abzuleiten.

7. Kommunikationsverfahren, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

(a) Einfügen von Referenzsymbolen in einen Strom von Eingangsdatensymbolen (110) zum Bilden eines referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen;

(b) Herstellen des referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen für die Übertragung über einen Kornmunitationskanal (120) durch Streuen des referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen mit einem Streucode vor der Übertragung über den Kommunikationskanal (120); und

(c) Senden des gestreuten referenzcodierten Stroms von Eingangsdatensymbolen über den Kommunikationskanal (120).

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Einfügungsschritt das Einfügen von Referenzsymbolen in einen Strom von Eingangsdatensymbolen (110) gemäß einem Einfügungsalgorithmus zur Bildung eines referenzcodierten Stroms (114) von Eingangsdatensymbolen umfasst, wobei der Einfügungsalgorithmus das Einfügen von Referenzsymbolen mit einer Rate umfasst, die mehr als das Zweifache der Kanalvariationsfrequenz eines Kommunikationskanals (120) beträgt, über den der gestreute referenzcodierte Strom von Eingangsdatensymbolen gesendet werden soll.

9. Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Kommunikationssignals, umfassend die folgenden Schritte:

(a) Erzeugen eines geschätzten Datensymbols von einem Strom von Datenabtastwerten (138) durch Nutzen eines geschätzten Kanalansprechverhaltens, und dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die folgende Schritte umfasst:

(b) Entstreuen des empfangenen Kommunikationssignals mit einem Streucode zum Ableiten eines Stroms von Referenzabtastwerten (132) und dem Strom von Datenabtastwerten (138); und

(c) Schätzen des Kanalansprechverhaltens durch Nutzen des Stroms von Referenzabtastwerten (132).

10. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Schätzschritte folgendes umfassen:

(a) Erzeugen einer Schätzung des Kanalansprechverhaltens in Verbindung mit jedem Referenzabtastwert durch Tiefpassfiltern des Stroms von Referenzabtastwerten (132); und

(b) Erzeugen eines geschätzten Kanalansprechverhaltens zwischen wenigsten zwei der durch die Referenzabtastwerte geschätzten Kanalansprechverhalten.