DE69427415T2

DE69427415T2 - OFDM-Empfänger mit Ausgleichung von differenziellen Verzögerungen

Info

Publication number: DE69427415T2
Application number: DE69427415T
Authority: DE
Inventors: Constant Paul Marie Jozef Baggen; Arie Geert Cornelis Koppelaar
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: IPG Electronics 503 Ltd
Priority date: 1993-02-08
Filing date: 1994-02-02
Publication date: 2002-05-29
Anticipated expiration: 2014-02-03
Also published as: KR940020799A; DE69427415D1; JPH06261019A; ES2159540T3; US5483529A; JP3392501B2; KR100318142B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger zum Empfangen eines Übertragungssignals mit einer Anzahl (N) frequenzgemultiplexter datenmodulierter Träger, wobei dieser Empfänger einen Frequenzmultiplexdemodulator und eine Datenwiederherstellungsanordnung mit einem Eingang zum Empfangen von Modulationssignalen der genannten Träger von dem Frequenzmultiplexdemodulator, und mit einem Ausgang zum Liefern wiederhergestellter Daten zu weiteren Signalverarbeitungsanordnungen aufweist, wobei zwischen dem genannten Eingang und dem genannten Ausgang eine Multiplex-Datenwiederherstellungssignalstrecke zum Tragen eines Multiplexsignals mit N Signalanteilen vorgesehen ist, wobei jeder Anteil die Daten eines einzelnen Trägers darstellt, und wobei eine Ausgleichsanordnung und eine nachfolgende Symboldetektionsanordnung in der Multiplexsignalstrecke vorgesehen sind.
Ein Empfänger dieser Art ist bekannt, u. a. aus: "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", "IEEE Communications Magazine", Mai 1990, Seiten 5 bis 14, von John A. C. Bingham.
Der bekannte Empfänger eignet sich zum Empfangen von Audio- und/oder Videoinformation, die in digitalisierter Form codiert und übertragen wird, nachstehend als "Daten" bezeichnet. Ein Beispiel der Benutzung ist "Digital Terrestrial Television Broadcasting" (DTTB), die zukünftige Version von "Digital Audio Broadcasting" (DAB). Der Empfänger kann aber auf alternative Weise bei Modems benutzt werden zum Empfangen digitaler Information, die über Kabel, wie Glasfaserkabel, Koaxialkabel und Mehrkernkabel für Telephon übertragen wird.
Bei der Datenübertragung wird beabsichtigt, Sender und Empfänger derart anzupassen, dass die Übertragung mit einer bestimmten Datenrate, ausgedrückt in Bits in der Sekunde, einen ausreichend niedrigen Fehlerpegel hat, wobei es zwischen der spektralen Bandbreite, erforderlich zum Übertragen und der Leistung des Senders einen bevorzugten Austausch gibt. In dieser Hinsicht soll berücksichtigt werden, dass die Eigenschaften des Übertragungskanals in der Zeit variieren können und dass diese Eigenschaften für jede Empfängerstelle anders sein können.
Die obengenannte Absicht ist insbesondre wichtig bei DTTB- und DAB-Systemen. Bei DTTB können (hochauflösende) Videodaten innerhalb Frequenzbänder der heutigen analogen terrestrialen Fernsehsender übertragen werden. Vorzugsweise sollte aber die Bandbreite, erforderlich zum Übertragen von Videodaten dem aktuellen Kanalraum in diesen Frequenzbändern entsprechen, wobei diese Bandbreite auf etwa 7 bis 8 MHz beschränkt wird. Die Übertragungsleistung, erforderlich für den Deckungsbereich sollte möglichst klein gehalten werden zur Beschränkung von Interferenzen mit analogen Videosignalübertragungen. Es ist ebenfalls erwünscht, dass der technisch und/oder wirtschaftlich verwirklichbare Senderleistung ein maximal mögliches Gebiet bedeckt.
Zur Beschränkung von Interferenzen durch und zur Bandbreitendeckung digitaler Videoübertragungen auf ein wesentliches Ausmaß, wird ein "single frequency network" (SFN) betrachtet. Das Prinzip von SFN ist, dass mehrere Sender dasselbe Programmpaket über ein und dieselbe Trägerfrequenz ausstrahlen. Diese jeweiligen Sender sind dann über das gewünschte Deckungsgebiet verteilt.
Ein Problem bei der Datenübertragung ist, dass wenn das empfangene Signal gestört ist, zum Neuverstärker der übertragenen Daten nahezu ohne Fehler ein größerer Störabstand auf der Empfangseingangsseite erforderlich ist. Im schlimmsten Fall ist die Verzerrung derart, dass die übertragenen Daten nicht oder kaum neu verstärkt werden können.
Das empfangene Signal wird besonders gestört, weil das übertragene Signal den Empfänger mit verschiedenen Verzögerungszeiten erreicht. Der erste Grund dazu ist, dass es zwischen dem Sender und dem Empfänger in der Praxis mehrere Signalstrecken gibt, beispielsweise durch Reflexionen von Funksignalen an Gegenständen (wie Bergen und Gebäuden). Der zweite Grund ist ein SFN, in dem Verzögerungszeitdifferenzen verursacht werden, weil Übertragungen von verschiedenen Quellen empfangen werden. Die Verzögerungszeitdifferenzen sind abhängig von der Lage der Sender in Bezug auf die Quelle und abhängig von der Lage des Empfängers in Bezug auf die Sender.
Im Falle von Verzögerungszeitdifferenzen ist das empfangene Signal eine Summe ungestörter übertragener Signale mit variierenden Amplituden, wobei diese ungestörten Signale gegenüber einander in der Zeit verschoben sind. Das stärkste Signal in dieser Summe kann als das Hauptsignal betrachtet werden mit Vorder- und Hinter-Echos. Wenn das übertragene Signal einem Träger mit einer Reihe von Symbolen aufmoduliert ist, wird die Modulation des empfangenen Signals während einer Symbolperiode Ts eines beliebigen Symbols durch die Trägermodulation vorhergehender oder möglicherweise nachfolgender Symbole gestört. Diese Form einer Störung wird als Intersymbol-Interferenz (ISI) bezeichnet.
Die Anzahl vorhergehender und nachfolgender Symbole, die ein Symbol von dem empfangenen Datenstrom stören können, ist abhängig von den Verzögerungszeitdifferenzen in dem Kanal in Bezug auf die Symbolfrequenz Fenstersignal. Die Fehlerwahrscheinlichkeit in dem Empfänger nimmt mit der Anzahl Symbole, bedeckt durch die ISI im Falle eines bestimmten Störabstandes des empfangenen Signals zu.
Durch Reduzierung der Symbolfrequenz Fenstersignal nimmt die Anzahl Symbole, bedeckt durch die ISI, sowie die Übertragungsbandbreite ab. Wenn die Menge je Zeiteinheit zu übertragender Daten (Anzahl Bits/s) gleichzeitig beibehalten werden soll, wird der Faktor, mit dem die Symbolfrequenz abgenommen hat, dem Faktor, mit dem die Sammlung etwaiger Symbolwerte zugenommen hat, entsprechen. Durch Steigerung der Anzahl möglicher Symbolwerte nimmt die Fehlerwahrscheinlichkeit bei einem bestimmten Störabstand des empfangenen Signals zu.
Bei drahtloser Datenübertragung beispielsweise von Videoinformation sind Verzögerungszeitdifferenzen ein wesentliches Problem. Ein Beispiel ist die Übertragung von Datenraten von etwa 10 Mbit in der Sekunde über Kanäle mit Verzögerungszeitdifferenzen, die um einige Zehn us zunehmen. Im Falle zweiwertiger Symbole ("0" und "1") und einer Symbolfrequenz von 10 Millionen in der Sekunde, bedeckt das ISI mehrere Hinderte von Symbolen. Bei einer Symbolfrequenz von 10.000 in der Sekunde wird das ISI ausschließlich auf das nachfolgende und/oder vorhergehende Symbol begrenzt, es gibt aber 1000 mögliche Symbolwerte (10 Bits).
"Multicarrier Modulation" (MCM) ist eine bekannte Technik der Anpassung von Sendern und Empfängern zur Übertragung über einen Kanal mit Verzögerungszeitdifferenzen. Dies schafft einen flexiblen Austausch zwischen der Fehlerwahrscheinlichkeit, der erforderlichen Übertragungsleistung und der Bandbreite. MCM ist beschrieben, beispielsweise von John A. C. Bingham in "IEEE Communications Magazine", Mai 1990, Seiten 5 bis 14.
In EP-A-0 453 203 ist die Schätzung der Frequenz des Phasenjitters und die Erzeugung eines Korrektursignals zum Erzeugen eines korrigierten empfangenen Mehrträgersignals beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein MCM-Datenübertragungssystem. Am Senderende verteilt ein Seriell-zu-parallel-Wandler 1 einen Datenstrom I in N Unterdatenströme Is(1).... Is(N) mit einer Symbolfrequenz, die um einen Faktor N niedriger ist als der erstgenannte Datenstrom. Bei einem Frequenzmultiplexmodulator 2, der ein System von Modulatoren m(1)... m(N) umfasst, moduliert jeder Unterdatenstrom Is(1) .Is(N) einen Träger c(1)...c(N) mit einer Frequenz f(1):.. f(N). Das übertragene Signal T besteht aus der Zusammenzählung aller modulierten Träger.
Am Empfängerende werden die Träger in dem empfangenen Signal T' in einem Frequenzmultiplexdemodulator 3 mit einem System von Demodulatoren r(1) r(N) demoduliert. Diese Demodulatoren sind mit dem Symboldetektor d(1)... d(N) gekoppelt, die einen Teil einer Symboldetektionsanordnung 4 bilden. Die Ausgänge der Symboldetektoren d(1)... d)N) liefern die Unterdatenströme Is'(1)... Is'(N). Dies Unterdatenströme werden mit Hilfe eines Parallel-zu-Reihe-Wandlers 5 zu einem Datenstrom I' kombiniert. In dem Fall einer Übertragung ohne Fehler wird der Datenstrom I' völlig korreliert mit dem übertragenen Datenstrom I.
Bei dieser Technik ist es wichtig, dass zwischen Modulationssignalen einzelner Träger kein Übersprechen gibt, weil dies einen einwandfreien Empfang verhindern kann. Symbole von einem beliebig gewählten Unterdatenstrom Is(x), der den Träger c(x) moduliert, sollten exklusiv zu dem Modulationssignal von dem Demodulator r(x) in dem Empfänger beitragen.
MCM bietet die Möglichkeit die Aufteilung um einen Faktor N eines zu übertragenden Datenstroms I in Unterdatenströme Is(1)... Is(N) derart zu wählen, dass die Symbolperiode in den Unterdatenströmen die maximale Verzögerungszeitdifferenz in dem Übertragungskanal übersteigt. Bei einem auf geeignete Weise gewählten Zeitfenster wird es dann möglich sein, am Empfängerende die Symbole in den Unterdatenströmen frei von ISI zu detektieren.
Eine praktische Verwirklichung von MCM ist ebenfalls dargelegt von John A. C. Bingham in "IEEE Communications Magazine", Mai 1990, Seiten 5 bis 14 und ist ebenfalls bekannt in der Literatur als "Orthogonal Frequency Division Multiplex" (OFDM).
Bei einem OFDM-Sender, dargestellt in Fig. 2, wird Frequenzmultiplexmodulation in einem digitalen Signalprozessor: einem "N-Point Inverse Fast Fourier Transformer" (IFFT) 10 durchgeführt. N steht für die Anzahl frequenzmultiplexte Signale. Der Ausgang des IFFTs 10 liefert das digitale Basisbandsignal IF und kann mit einem Ausgangsteil 11 gekoppelt werden, der weiterhin mit dem Übertragungskanal gekoppelt ist. Im Falle von Funktübertragung setzt der Ausgangsteil 11 das digitale Basisbandsignal in ein analoges HF-Signal T um. Dazu kann der Ausgangsteil 11 beispielsweise Digital-Analog-Wandler, Filter, Mischstufen und Oszillatoren aufweisen.
Ein OFDM-Empfänger hat einen Eingangsteil 12, der mit einem digitalen Signalprozessor gekoppelt ist, der einen FTF 13 ist, der weiterhin mit einer Symboldetektionsanordnung 4 gekoppelt ist. Der Eingangsteil 12 verwandelt das empfangene analoge HF-Signal in ein digitales Basisbandsignal IF' um und dazu kann dieser Teil beispielsweise Analog-Digital-Wandler, Filter, Mischstufen, Oszillatoren und Abstimmschaltungen umfassen. Der FFT 13 ist ein Frequenzmultiplexdemodulator.
Am Senderende wird den N Eingängen des IFFTs 10 in aufeinanderfolgenden Zeitperioden Tb eine neue Gruppe von N Symbolen von dem Datenstrom I angeboten. Der IFFT 10 transformiert die positionssequentielle Gruppe von N Symbolen zu einer zeitsequentiellen Gruppe von N Symbolen; die eine Zeitperiode Tb bedecken. Aufeinanderfolgende Gruppen von n Symbolen, die aufeinanderfolgenden Transformationen von IIFT 10 zu zugeordnet sind, bilden das Signal IF, das dem Ausgangsteil 11 zugeführt wird.
In dem Empfänger umfasst das Ausgangssignal IF' des Eingangsteils 12 zeitsequentielle Gruppen von N Zahlen, die den betreffenden zweitsequentiellen Gruppen von N Symbolen in dem Signal IF des Senders zugeordnet sind. Die empfangenen zeitsequentiellen Gruppen von N Nummern werden durch den FFT 13 in aufeinanderfolgenden Zeitperioden Tb in N positionssequentielle Zahlen umgewandelt. Die N positionssequentiellen Zahlen bilden die betreffenden Eingangssignale für die N Symboldetektoren der Symboldetektionsanordnung 4, wobei diese Detektoren die empfangenen N positionssequentiellen Symbole liefern.
Im Wesentlichen wird ein Datenstrom I in dem Sender zu einem Datenstrom IF transformiert, wobei diese Transformation in Gruppen für N Symbole in aufeinanderfolgenden Perioden Tb durchgeführt wird. Kennzeichnend für diese Transformation ist, dass jedes Symbol von dem Datenstrom I, der die Zeit Tb/N bedeckt und einer Gruppe von N Symbolen zugeordnet ist, proportional jedem Symbol von der transformierten Gruppe von N Symbolen in dem Datenstrom IF, der die Zeit Tb bedeckt, zugeordnet ist. Mit anderen Worten: die Daten eines Symbols von dem Datenstrom I, konzentriert in einer Zeit Tb/N, werden über eine Zeit Tb in dem Datenstrom IF konzentriert. Die obengenannte Transformation wird in dem Empfänger invers durchgeführt. Hier werden die Daten von N Symbolen, die über eine Zeitperiode Tb ausgebreitet und übertragen worden sind, wieder in N zeitsequentielle Symbole umgewandelt, die je eine Symbolperiode von Tb/N haben.
Das Ausgangssignal T des Ausgangsteils 11 in dem OFDM-Sender kann als eine Gruppe modulierter Träger c(1)... c(N) mit äquidistantem Frequenzabstand von Funkrufempfänger = 1/Tb, die f(1) bis f(N) bedecken, betrachtet werden. Das Modulationssignal des Trägers c(x) mit der Frequenz f(x) rührt von dem Unterdatenstrom Is(x) her.
Das Ausgangssignal T des Ausgangsteils 11 in dem OFDM-Sender kann weiterhin als Systeme von N verschiedenen Wellenpaketen g(1,t)... g(N,t) betrachtet werden, die mit einer Periode Tb aufeinanderfolgen. Dies ist in Fig. 3 dargestellt. In der Periode Tb umfassen die Wellenpakete eine unverzerrte sinusförmige Wellenform, deren Frequenz für die Reihen von Wellenpaketen g(x,t) gleich f(x) ist. Die Amplitude und/oder die Phase eines Wellenpakets g(x,T) ist abhängig von dem Wert eines Symbols von dem Unterdatenstrom Is(x) zu dem Zeitpunkt T.
Der Eingangsteil 12 kann in Kombination mit dem FFT 13 in dem Empfänger kann als ein System von N Multiplizierer 15 v(1)... v(N'), betrachtet werden, das einem System von N Integratoren 16 i(1)... i(N) vorhergeht, dargestellt in Fig. 3. Der Ausgang des Multiplizierers v(x) ist mit dem Eingang des Integrators i(x) gekoppelt. Das empfangene Signal erscheint an dem ersten Eingang des Multiplizierers v(x); der zweite Eingang von v(x) wird durch den Träger c'(x) mit einer Frequenz gesteuert, die dem Wert von f(x) nahezu entspricht. Das unverzerrte Wellenpaket von der Reihe g(x,t) ergibt exklusiv ein Ausgangssignal an dem Ausgang des Integrators i(x), wenn die Integrationsperiode dem Wert Tb entspricht. Mit anderen Worten: zwischen den Modulationssignalen verschiedener Träger gibt es kein Übersprechen.
Im Falle von Verzögerungszeitdifferenzen in dem Übertragungskanal werden die empfangenen Wellenpakete verzerrt. Innerhalb der Periode eines Wellenpakets treten Amplituden- und/oder Phasensprünge auf, verursacht durch Übergänge zwischen aufeinanderfolgenden Wellenpaketen. Amplituden- und/oder Phasensprünge innerhalb der obengenannten Integrationsperiode Tb erzeugen Ausgangssignale bei mehreren Integratoren. Eine Reihe von Wellenpaketen g(x,t) verzerrt durch vordere und/oder hintere Echos, erzeugt Signalwerte, die nicht Null sind an den Ausgängen von Integratoren anders als i(x).
Verzögerungszeitdifferenzen in dem Kanal verursachen nicht nur Übersprechen an den FFT-Ausgängen zwischen Modulationssignalen einzelner Symbole innerhalb eines Unterdatenstroms, sondern auch Übersprechen zwischen denen von Symbolen verschiedener Unterdatenströme. Auf diese Weise gibt es Übersprechen in "Zeit" als auch in "Frequenz".
Verfahren zum Verbieten des Inter- und des Intra-Unterdatenstrom- Übersprechens ist Steigerung der Zeitperiode eines Wellenpakets um eine "Schutz"- Zeit Tg, die länger ist als die maximalen Verzögerungszeitdifferenzen in dem Übertragungskanal. Die effektive Symbolperiode der Unterdatenströme wird auf eine Zeit Ts = Tb + Tg verlängert. Innerhalb einer bestimmten gewählten Zeitfensters mit der Länge Tb werden die empfangenen Wellenpakete unverzerrt sein, d. h. sie werden eine sinusförmige Wellenform haben ohne Amplituden- und/oder Phasensprünge. Es wird in den Ausgangssignalen der Integratoren zu einer Integrationsperiode entsprechend diesem Zeitfenster kein Übersprechen geben. Verzögerungszeitdifferenzen ändern die Phase und/oder die Amplitude eines Wellenpakets, und folglich des dargestellten Symbolwertes. Dies verursacht kein Problem, wenn die Daten gespeichert werden in dem Wertdifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen. Die Bezugspegel der Symboldetektoren können auch mit einem Lernzyklus in dem übertragenen Signal angepasst werden, so dass die Phasen- und/oder die Amplitudenänderungen eines Wellenpakets kompensiert werden.
Vergrößerung der Symbolperiode um eine Schutzzeit Tg weist den Nachteil auf, dass die Symbolfrequenz je Unterdatenstrom um einen Faktor F = (Tg+Tb)/Tb abnimmt. Bei einer gleichen Bandbreite und einer gleichen Anzahl Werte je Symbol nimmt die Übertragungskapazität ebenfalls um den Faktor F ab. Der Vorteil der Unempfindlichkeit vor Verzögerungszeitdifferenzen in dem Kanal geht mit dem Nachteil eines weniger günstigen Austausches zwischen Bandbreite und erforderlicher Signalleistung.
Der obengenannte Nachteil kann dadurch erleichtert werden, dass der Faktor N der Aufteilung eines Datenstroms I in N Unterdatenströme größer gewählt wird, so dass Tb größer sein wird als Tg. An sich hat diese Maßnahme Nachteile. Erstens wird, wenn N vergrößert wird, die Komplexität der FFT- und der IFFT-Schaltungsanordnungen insbesondere zunehmen. Zweitens werden, wenn Tb zugenommen hat, die Anforderungen, gestellt an die Frequenzgenauigkeit der Oszillatoren, benutzt in dem Eingangsteil 12 in Bezug auf die Träger in dem OFDM-Signal stringenter. Diese Anforderungen können so stringent sein, dass die Oszillatoren nicht verwirklicht werden können, oder sie werden sehr teuer. Die Frequenzgenauigkeitsanforderungen beschränken ebenfalls die Rate, womit der Sender und der Empfänger gegenüber einander sich bewegen, verursacht durch den Doppler-Effekt.
Durch die obengenannten praktischen Beschränkungen der Zunahme des Faktors N kann der Gebrauch einer Schutzzeit zu einem wesentlichen Verlust an Übertragungseffizienz führen. Dies gilt insbesondere für die Übertragung mit Trägern einer sehr hohen Frequenz, wie bei UHF-Fernsehbändern und/oder in dem Fall, wo große Verzögerungszeitdifferenzen auftreten, beispielsweise in einem SFN.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger zu schaffen, in dem eine minimale Senderleistung erforderlich ist zum Übertragen von Daten beispielsweise einer Video- und/oder Audioinformation über einen Kanal mit Verzögerungszeitdifferenzen und/oder wobei eine minimale Bandbreite erforderlich ist für eine bestimmte Datenübertrageungsrate und für eine maximal erlaubte Fehlerwahrscheinlichkeitsrate in dem empfangenen Signal.
Nach der vorliegenden Erfindung weist der Empfänger der eingangs beschriebenen Art das Kennzeichen auf, dass die Ausgleichsanordnung Kombiniermittel aufweist zum Kombinieren eines Modulationssignals eines Trägers mit einer Gruppe von (M) Signalanteilen, welche die Daten von M Trägern darstellen, die zu dem genannten Träger frequenzbenachbart sind, wobei M wesentlich kleiner ist als N, zum Liefern der kombinierten Signalanteile zu der Symboldetektionsanordnung, wie zum Wiederherstellen der dem genannten Träger aufmodulierten Daten.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Verzerrung in dem Modulationssignal des Trägers c(x), geliefert von dem Frequenzmultiplexdemodulator, verursacht durch Verzögerungszeitdifferenzen in dem Übertragungskanal, im Wesentlichen korreliert ist mit den Daten, die Trägern aufmoduliert sind, die in der Frequenz zu Trägern c(x) benachbart sind. In der Ausgleichsanordnung wird die Verzerrung kompensiert, wie zum Verringern der Fehlerwahrscheindlichkeit in den wiederhergestellten Daten, wobei Signale benutzt werden, die in der Datenwiederherstellungsanordnung verfügbar sind, welche die genannten Daten darstellen. Diese Signale können skalierte Modulationssignale sein mit einer Frequenz grenzend an Träger, geliefert von dem Frequenzmultiplexdemodulator und/oder skalierte Ausgangssignalanteile der Symboldetektionsanordnung, welche die Daten von frequenzbenachbarten Trägern darstellen.
Ein Empfänger nach der vorliegenden Erfindung eignet sich ins besondere zum Empfangen von Übertragungssignalen mit einer Vielzahl von Trägern, wie DAB- oder DTTB-Signalen. Weil es erkannt wird, dass aus einer Vielzahl von Signalanteilen, repräsentativ für die Daten, die der Vielzahl von frequanzmultiplexten Trägern aufmoduliert sind, nur eine beschränkte Anzahl dieser Signalanteile erforderlich sind zum im Wesentlichen Kompensieren der Verzerrung in einem Modulationssignal, wird zwischen der Empfängerkomplexität einerseits und der Empfängerunempfindlichkeit vor Mehrstreckenempfang andererseits ein gutes Kompromiss erreicht. Wenn alle verfügbaren Signalanteile benutzt werden würden zum Kompensierender Verzerrung in einem Modulationssignal, würde die Komplexität der Ausgleichsanordnung in vielen Fällen jeden praktischen Gebrauch verbieten.
Fig. 4 zeigt die obengenannte Erkenntnis, die der Erfindung zugrunde liegt. Fig. 4 zeigt das berechnete Verhältnis zwischen dem Symbol und der Verzerrungsenergie (in dB auf der vertikalen Achse) in einem Signal an einem Ausgang s(x) des Frequenzmultiplexdemodulators, wobei aus diesem Verhältnis die Verzerrung, herrührend von den Modulationssignalen der M meist benachbarten Träger mit einer niedrigen Frequenz und der M meist benachbarten Träger mit einer hohen Frequenz gegenüber dem Träger c(x) subtrahiert worden sind (auf der horizontalen Achse). Für jedes berechnete Verhältnis in Fig. 4 ist die Verzerrung, die mit dem Modulationssignal des Trägers c(x) selbst (dem ISI) korreliert ist, ebenfalls subtrahiert worden. Die Berechnung ist basiert auf ein störungsfreies OFDM-Signal mit 1024 Trägern, auf denen es nur ein Echo gibt. Die Echo-Amplitude ist I/4 von der des Hauptsignals. Bei jedem Wert von M ist die Echo-Zeit derart gewählt worden, dass das obengenannte Verhältnis minimal ist.
Dem obengenannte Aspekt liegt weiterhin die Erkenntnis zugrunde, dass nebst der Stärke der Echos, die Verzerrung verursacht durch das gegenseitige Übersprechen der Modulationssignale ebenfalls abhängig ist von der Echozeit gegenüber der Symbolperiode. Eine Echozeit von etwa der Hälfte der Symbolperiode ergibt ein wesentliches Übersprechen. Die Amplitude des Übersprechens nimmt aber wesentlich ab, je nachdem die Trägerfrequenzdifferenzen der Modulationssignale zunehmen. Die Verzerrung eines Modulationssignals wird dann hauptsächlich korreliert sein mit Modulationssignalen von Trägern mit geringen Frequenzdifferenzen gegenüber c(x). Andererseits wird ein Echo mit einer Zeit von 1/100 Ts nur ein sehr geringes Übersprechen verursachen, das in einem geringeren Ausmaß abnimmt bei Zunahme von Trägerfrequenzdifferenzen.
Ein Empfänger nach der vorliegenden Erfindung macht einen akzeptierbaren Datenempfang möglich, wobei weniger Anforderungen an die Senderleistung und/oder an die Übertragungsbandbreite gestellt werden als wenn eine Schutzzeit angewandt wird. Bei einer geringen Zunahme der Komplexität ist der Empfänger insbesondere viel unempfindlicher für Signalverzerrung, verursacht durch die relativ lange Echozeiten. Im Gegensatz dazu ist es insbesondere bei langen Echozeiten, dass die Anwendung der bekannten Schutzzeit striktere Anforderungen an die Senderleistung und/oder die Bandbreite gestellt werden. Bei dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung kann auf die Schutzzeit verzichtet werden oder sie kann auf einen wesentlichen Betrag reduziert werden. Die Symbolfrequenz, mit der die Träger eines OFDM-Signals moduliert werden, kann auf diese Weise ebenso groß oder nahezu ebenso groß sein wie die Frequenzdifferenz zwischen den aufeinanderfolgenden Trägern.
Der Empfänger nach der vorliegenden Erfindung kann weiterhin auf eine einfachere Art und Weise und zu geringeren Kosten verwirklicht werden. In dem bekannten Fall bestimmt die erforderliche Übertragungseffizienz und die erforderliche Zunahme der Symbolperiode bestimmt die Anzahl von N Unterdatenströmen in die der zu übertragende Datenstrom aufgeteilt ist. Wenn die Erfindung angewandt wird kann dieser Faktor N kleiner sein, weil Inter- und Intrag-Unterdatenstrom-Übersprechen auf ein wesentliches Ausmaß unterdrückt wird. Ein erster Vorteil eines kleineren Faktors N ist, dass der FFT eine geringere Anzahl Schaltelemente aufweist. Ein zweiter Vorteil ist, dass die Frequenzgenauigkeitsanforderungen für die Oszillatoren in dem Eingangsteil 12 weniger stringent sind. Dies ist sehr wichtig; insbesondere für Empfänger von OFDM-Signalen in dem UHF-Band oder in höheren Bändern.
Wenn ein Faktor n gegeben wird, werden die Anforderungen an die relative Frequenzgenauigkeit stringenter sein, je nachdem die Trägerfrequenzen zunehmen. Für den bekannten Empfänger kann dies dazu führen, dass ein oder mehrere Oszillatoren in dem Eingangsteil 12 nicht länger verwirklicht werden können, oder wenigstens nicht zu akzeptierbaren Kosten verwirklicht werden können.
Der Empfänger nach der vorliegenden Erfindung reduziert weiterhin die Kosten eines SFN für terrestrische Übertragung von Daten, herrührend von beispielsweise Videoinformation. Eine geringere Anzahl von Sendern ist erforderlich in dem Deckungsbereich und/oder die insgesamt erforderliche Übertragungsleistung ist geringer. Die maximalen Echozeiten nehmen mit einer geringeren Übertragungsdichte zu. Wenn die Erfindung nicht angewandt wird, wobei der Faktor N und die Bandbreite des OFDM-Signals gegeben sind (etwa 8 MHz entsprechend dem aktuellen Raum für analoge terrestrische Fernsehübertragung), wird eine Video-Datenübertragung mehr Symbolwerte erfordern. Es ist dann ebenfalls mehr Übertragungsleistung für denselben Deckungsbereich erforderlich.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein MCM-Datenübertragungssystem,
Fig. 2 ein OFDM-Datenübertragungssystem,
Fig. 3 das zu empfangende OFDM-Signal und der OFDM-Empfänger,
Fig. 4 eine Darstellung des berechneten Verhältnisses zwischen der Symbol- und der Verzerrungsenergie für ein Signal in dem OFDM-Empfänger,
Fig. 5 einen OFDM-Empfänger mit einem Equalizer,
Fig. 6 den Equälizer in einer Ausführungsform des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7 eine Darstellung von Simulationsergebnissen einer ersten, einfachen Ausführungsform des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 8 eine Darstellung von Simulationsergebnissen einer Ausführungsform des bekannten Empfängers,
Fig. 9 eine Darstellung von Simulationsergebnissen einer zweiten Ausführungsform des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung.
Eine illustrative Ausführungsform der Erfindung, angewandt in einem Fernsehempfänger ist in Fig. 5 dargestellt. Das mit diesem Empfänger zu empfangende OFDM-Signal rührt von mehreren Sendern von einem SFN her. Eine realistische Voraussetzung für die maximale Echozeit ist beispielsweise 64 s. Das OFDM-Signal umfasst 1024 frequenzsequentielle Träger c(1)... c(1024) über eine Bandbreite von etwa 8 MHz. Die Frequenzdifferenz zwischen dem Träger c(x) und c(x+1) ist + 7812,5 Hz, welche Frequenz ebenfalls die Symbolfrequenz für einen Träger ist. Die Symbolperiode ist 128 s und hat folglich nicht um 64 s zugenommen, damit Echos in dem empfangenen Signal vermieden werden, die zu Verzerrung führen an dem Ausgang des Frequenzmultiplexdemodulators.
Zum Übertragen von Daten, beispielsweise Videoinformation mit einer rate von etwa 23 Megabits in der Sekunde, werden 8 Werte (3 Bits) je Symbol erforderlich sein. Die Symbole modulieren die Phase eines Trägers. Die übertragenen Wellenpakete haben folglich 8 verschiedene Phasenzustände, beispielsweise +22,5; +67,5, +112,5, +157,5, -157,5, -112,5, -67,5 und -22,5 Grad.
Der Eingangsteil 12 des OFDM-Empfängers liefert einen Strom komplexer Zahlen an dem Eingang des FFTs 13, mit einer rate gleich 1024 · 7812,5 Zahlen/Sekunde. In einer Periode von 128 s werden aufeinanderfolgende Sequenzen von 1024 komplexen Zahlen in eine positionssequentielle Reihe komplexer Zahlen an den 1024 Ausgängen des FFTs 13 umgewandelt. Die komplexe Zahl an dem Ausgang s(x) des FFTs 13 kann als ein Vektor betrachtet werden, dessen Winkel den Phasenzustand eines Wellenpakets g(x,t) von dem Träger c(x) darstellt. Jeder FFT-Ausgang s(x) ist weiterhin über einen Equalizer e(x) der Equalizeranordnung 14 mit einem Symboldetektor d(x) der Symboldetektionsanordnung 4 gekoppelt. Ein Symboldetektor d(x) detektiert den Symbolwert von einer komplexen Anzahl, die dem Eingang angeboten werden, dessen zugeordneter Phasenzustand dem demodulierten Phasenzustand des Wellenpakets am meisten annähert.
Fig. 6 zeigt eine detaillierte Darstellung einer Ausführungsform des Equalizers e(x) und die Art und Weise, wie dieser Equalizer mit de, FFT 13 gekoppelt ist. Die Eingänge 21; 22 und 23 des Equalizers e(x) sind mit den Ausgängen s(x-1), s(x) und s(x+1) des FFTs 13 gekoppelt. Die Ausgänge s(x-1), s(x) und s(x+1) liefern die zeitquantisierten demodulierten Phasenzustände der frequenzsequentiellen Träger c(x-1), c(x) und c(x+1). Die Eingänge 24, 25 und 26 des Equalizers e(x) sind mit den Ausgängen der Symboldetektoren d(x-1), d(x) bzw. d(x+1) gekoppelt. Der Equalizer- Ausgang 30 ist mit dem Eingang des Symboldetektors d(x) gekoppelt. Die Signalstrecke von den Ausgängen s(x-1), s(x), s(x+1) des FFTs 13 zu dem Eingang des Symboldetektors d(x) über den Equalizer e(x) umfasst keine Speicherschaltungen. Diese einfache Ausführungsform des Equalizers e(x) wird bevorzugt, weil die maximale Echozeit kürzer ist als die Symbolperiode.
Der Equalizer nach der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform umfasst sechs Multiplizierer 41, 42, 43, 44, 45 und 46, die mit den Eingängen 21, 22, 23, 24, 25. bzw. 26 und mit dem Ausgang 30 über eine Summierschaltung 31 gekoppelt sind. Die ersten Eingänge der Multiplizierer 41, 42 und 43 sind mit den Eingängen 21, 22 bzw. 23 des Equalizers e(x) gekoppelt, die ersten Eingänge der Multiplizierer 44, 45 und 46 sind mit Eingängen 24, 25 bzw. 26 des Equalizers e(x) über Speicherschaltungen 64, 65 bzw. 66 gekoppelt, die eine Verzögerungszeit haben, die der Symbolperiode von 128 s entspricht. Die zweiten Eingänge der Multiplizierer 41, 42, 43, 44, 45 und 46 sind mit Eingängen 51, 52, 53, 54, 55 bzw. 56 des Equalizers e(x) gekoppelt. Die komplexen Zahlen kf(x,-1), kf(x,0), kf(x,l), kr(x,-1), kr(x,0), kr(1) werden Eingängen 51, 52; 53, 54, 55 bzw. 65 zugeführt, wobei die komplexen Zahlen die betreffenden Koeffizienten des Equalizers e(x) sind.
Abhängig von den vorderen und hinteren Echos in dem Eingangssignal des Eingangsteils 12, sollen die Koeffizienten des Equalizers e(x) derart eingestellt werden, dass die Verzerrung des Signals an dem Ausgang 30 des Equalizers e(x) um ein wesentliches Ausmaß gegenüber der Verzerrung des Signals an dem Eingang 22 unterdrückt wird.
Fig. 7 zeigt die Simulationsergebnisse eines Empfängers nach einer Ausführungsform der Erfindung, wie oben beschrieben. Das Eingangssignal des Eingangsteils 12 hat ein vorderes Echo mit einer Zeitverzögerung, die der halben Symbolperiode (64 s) entspricht und eine Amplitude von 30% von der des Hauptsignals. Das obengenannte Eingangssignal wird als verzerrungsfrei vorausgesetzt und die Träger c(1)... c(1024) darin sind mit beliebigen Symbolen moduliert.
Fig. 7 zeigt eine Sammlung komplexer Zahlen an den 1024 reellen Teil der komplexen Zahlen dar, während die vertikale Achse den komplexen Teil darstellt. Die komplexen Zahlen sind um die 8 möglichen Symbolwerte gebündelt. Die Streuung in einer Bündelung ist das Ergebnis von Verzerrung durch die Echos. Je größer die Streuung, umso kleiner soll die Energie eines Störsignals in dem Eingangssignal für eine bestimmte Fehlerwahrscheinlichkeit an dem Ausgang der Symboldetektionsanordnung sein.
Fig. 8 zeigt die obengenannte Sammlung komplexer Zahlen, wenn keine Information den Eingängen des Equalizers e(x) zugeführt wird, wobei diese Information von dem Modulationssignal einer Anzahl frequenzsequentieller Träger hergeleitet wird. Mit anderen Worten: die Koeffizienten kf(x,-1), kf(x, 1); kr(x,-1) und kr(x,1) der oben beschriebenen Ausführungsform sind auf Null gesetzt. Die Streuung in den Bündelungen der oben genannten komplexen Zahlen ist nun so groß geworden, dass in den detektierten Symbolwerten an dem Ausgang der Symboldetektionsanordnung Fehler auftreten.
Fig. 9 zeigt die obengenannte Sammlung komplexer Zahlen, wenn der Equalizer e(x) mit vierzehn Eingängen versehen ist zum Empfangen von Information von sieben frequenzsequentiellen Trägern: sieben Eingänge sind mit sieben Ausgängen der Symboldetektionsanordnung gekoppelt und sieben Eingänge sind mit sieben Ausgängen des Frequenzmultiplexdemodulators gekoppelt.
Es dürfte dem Fachmann einleuchten, dass die Anzahl Eingänge des Equalizers e(x) beliebig vergrößert werden kann. Es dürfte ebenfalls einleuchten, dass eine Steigerung der Komplexität des Equalizers e(x) nicht eine Abnahme des erlaubten Störungspegels bei einem Eingangssignal mit Echos für eine bestimmte Fehlerwahrscheinlichkeit herbeiführen wird.
Wenn die maximalen Echozeiten größer sind als eine einzige Symbolperiode, liegt es auf der Hand, die Eingangssignale des Equalizers über mehr reihengeschaltete Speicherelemente zu verzögern als in Fig. 6 dargestellt. Die Ausgänge der betreffenden Speicherelemente werden dann über einen Multiplizierer mit einem Koeffizienten an dem zweiten Eingang mit der Summierschaltung 31 gekoppelt.
Die Koeffizienten des Equalizers e(x) brauchen keine festen Werte zu sein, wie in den vorhergehenden Simulationen, können aber mit Hilfe von Steuerschleifen adaptiv eingestellt werden. Im Allgemeinen wird aus der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal eines Symboldetektors ein Fehlersignal hergeleitet. Das Fehlersignal wird danach einer Kombinierschaltung zugeführt, und zwar zusammen mit dem Teil, der mit dem Koeffizienten skaliert werden soll, des Eingangssignals des Symboldetektors, wobei diese Kombinierschaltung ein Ausgangssignal liefert, mit dem der Koeffizientenwert angepasst wird. Ein Multiplizierer ist eine auf der Hand liegende Schaltungsanordnung, mit der das oben beschriebene Verfahren zu einer "Least Mean Square Error"-Steuerung fährt. Verfahren zum Anpassen einer Steuerschleife zur adaptiven Koeffizientenanpassung sind weiterhin bekannt aus der Literatur, beispielsweise aus einer Veröffentlichung von Qureshi S. U. H.: "Adaptive Equalization", "Proceedings of the IEEE" Heft 73, Nr. 9, September 1985, Seiten 1349 bis 1387.
Durch Skalierung des Fehlersignals in der Steuerschleife zur adaptiven Koeffizienteneinstellung mit einem Faktor; können die dynamischen Eigenschaften dieser Steuerschleife optimiert werden. In der Ausgleichsanordnung nach der vorliegenden Erfindung können viele Fehlersignale und Steuerschleifen unterschieden werden und ein Fehlersignal kann jedem Symboldetektor zugeordnet werden. Nicht alle Fehlersignale brauchen mit ein und demselben Faktor skaliert zu werden. So kann beispielsweise ein Fehlerskalierungsfaktor abhängig sein beispielsweise von der Amplitude des auszugleichenden Signals oder von den Eigenschaften der empfangenen Information, beispielsweise von regelmäßig übertragenen Reihen von Bezugs- und/oder. Kalibrierdaten abhängig sein, wobei Reihenkoeffizienten der Ausgleichsanordnung mit einer schnelleren rate und/oder mit einer größeren Genauigkeit eingestellt werden.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist es wahrscheinlich, dass die Signalverarbeitungsvorgänge, die einzeln dargestellt sind (FFT, Ausgleich, Symboldetektion) in beispielsweise einem oder mehreren Signalprozessoren kombiniert werden.
Es sei bemerkt, dass ein Zeitmultiplexvorgang der Ausgleichsanordnung und der Symboldetektionsanordnung bevorzugt wird, wenn die Datenrate des zu empfangenden Übertragungssignals in Bezug auf die Schaltgeschwindigkeit der Elemente der Ausgleichsanordnung niedrig genug ist. Ein derartiger Zeitmultiplexvorgang reduziert die Hardware-Komplexität wesentlich. Bei einem Zeitmultiplexvorgang würde die Ausgleichsanordnung 14, wie in Fig. 5 dargestellt, nur einen einzigen Equalizer e(x) von dem in Fig. 6 dargestellten Typ und nur einen Symboldetektor d(x) erfordern.
Eine Ausführungsform in Zeitmultiplex ist evident, wenn der FFT 13 ein serielles Ausgangssignal schafft, was fit diesen Typ von Anordnungen üblich ist. Für ein OFDM-Signal, wie in der oben beschriebenen, erläuternden Ausführungsform nach Fig. 6 dargestellt, liefert ein serieller Ausgang FFT alle 128 s einen Block von 1024 zeitsequentiellen komplexen Zahlen, wobei jede komplexe Zahl das Modulationssignal eines bestimmten Trägers darstellt. Auf diese Art und Weise werden, im Gegensatz zu dem, was in Fig. 6 dargestellt ist, die Modulationssignale, die von dem FFT geliefert werden, nicht "ausgangsgemultiplext", sondern "zeitgemultiplext". Aus der Zeitposition einer komplexen Zahl innerhalb eines Blocks ist es bekannt; auf welches Trägermodulationssignal diese komplexe Zahl sich bezieht: Die meisten FFT- Anordnungen liefern ein serielles Ausgangssignal mit Blöcken zeitsequentieller komplexer Zahlen, welche die Modulationssignale der frequenzsequentiellen Träger darstellen.
In Fig. 6 könnten, wenn FFT 13 durch einen FFT mit einem seriellen Ausgang ersetzt erden würde, die nachfolgenden Konstruktionsänderungen gemacht werden. Ersten würde nur ein Ausgang des FFTs, sagen wird s(x) übrig bleiben zum Liefern eines Zeitmultiplex-Ausgangssignals, wie oben anhand der Ausgleichsanordnung beschrieben. Zum Umwandeln von drei zeitsequentiellen komplexen Zahlen in eingangssequentielle komplexe Zahlen zum Zuführen den Eingängen 21, 22 und 23 können Verzögerungselemente oder Speicher benutzt werden. Wenn die Symboldetektionsanordnung 4 ebenfalls in Zeitmultiplex arbeitet, würde nur der Symboldetektor d(x) übrig bleiben, der Ausgangsdaten in Form von Blöcken von 1024 zeitsequentiellen Symbolen mit einer Blockrate von 128 s liefern würde. Auf diese Weise können durch Verzögerung des Ausgangssignals von d(x) um drei verschiedene Verzögerungszeiten die Daten der frequenzsequentiellen Träger den Eingängen 24, 25 und 26 zugeführt werden. Es wäre aber effizienter, das Ausgangssignal von d(x) unmittelbar allen drei Verzögerungselementen 64, 65 und 66 zuzuführen und die Verzögerungen dieser Elemente gegenüber einander zu versetzen, so dass deren betreffenden Ausgänge detektierte Symbole von drei frequenzsequentiellen Trägern zu den Kombiniermitteln 31 liefern.
Zusammenfassend lässt sich sagen, dass ein Empfänger vorgeschlagen wird zum Empfangen eines Übertragungssignals mit einer Anzahl Frequenzmultiplex- Daten, die Trägern aufmoduliert sind, so dass man ein gutes Kompromiss hat zwischen Unempfindlichkeit für Mehrstreckenempfang und Empfängerkomplexität, und wodurch eine Reduktion der Übertragungsbandbreite und der Übertragungsleistung möglich ist. Bei einem derartigen Empfänger werden Modulationssignale der Träger von einem Frequenzmultiplex-Demodulator an eine Symboldetektionsanordnung geliefert, und zwar über eine Ausgleichsanordnung. Die Ausgleichsanordnung kompensiert Verzerrung in den Modulationssignalen, die derselben zugeführt werden, so dass die Symboldetektionsanordnung die übertragenen Daten mit refuzierter Fehlerwahrscheinlichkeit detektieren kann. Wenn das Übertragungssignal den Empfänger mit verschiedenen Verzögerungszeiten erreicht, ist die Verzerrung hauptsächlich eine Art von Übersprechen zwischen der Modulation benachbarter Träger. Deswegen wird eine wesentliche Kompensation erhalten durch Kombination des Modulationssignals eines Trägers mit Signalen, die repräsentativ sind für die Daten der benachbarten Träger. In dem Empfänger können diese Signale aus der Multiplexsignalstrecke zwischen dem Ausgang des Frequenzmultiplexdemodulators und dem Ausgang der Symboldetektionsanordnung erhalten werden.

Claims

1. Empfänger zum Empfangen eines Übertragungssignals mit einer Anzahl frequenzgemultiplexter datenmodulierter Träger (T'), wobei dieser Empfänger einen Frequenzmultiplexdemodulator (13) und eine Datenwiederherstellungsanordnung mit einem Eingang zum Empfangen von Modulationssignalen der genannten Träger von dem Frequenzmultiplexdemodulator, und mit einem Ausgang zum Liefern wiederhergestellter Daten zu weiteren Signalverarbeitungsanordnungen aufweist, wobei zwischen dem genannten Eingang und dem genannten Ausgang eine Multiplex- Datenwiederherstellungssignalstrecke zum Tragen eines Multiplexsignals mit N Signalanteilen vorgesehen ist, wobei jeder Anteil die Daten eines einzelnen Trägers darstellt, und wobei eine Ausgleichsanordnung (14) und eine nachfolgende Symboldetektionsanordnung (4) in der Multiplexsignalstrecke vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgleichsanordnung Kombiniermittel (31) aufweist zum Kombinieren eines Modulationssignals eines Trägers mit einer Gruppe von Signalanteilen, welche die Daten von M Trägern darstellen, die zu dem genannten Träger frequenzbenachbart sind, wobei M wesentlich kleiner ist als N, zum Liefern der kombinierten Signalanteile zu der Symboldetektionsanordnung, wie zum Wiederherstellen der dem genannten Träger aufmodulierten Daten.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Kombiniermittel einen Vorwärtseingang aufweisen zum Empfangen von Modulationssignalen einer Gruppe frequenzsequentieller Träger, geliefert von dem Frequenzmultiplexdemodulator.

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Kombiniermittel einen Entscheidungsrückkopplungseingang haben zum Empfangen verzögerter, detektierter Daten einer Gruppe frequenzsequentieller Träger, geliefert von der Symboldetektionsanordnung.

4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Kombiniermittel einen Vorwärtseingang aufweisen zum Empfangen von Modulationssignalen einer Gruppe frequenzsequentieller Träger, geliefert von dem Frequenzmultiplexdemodulator, und dass die genannten Kombiniermittel einen Entscheidungsrückkopplungseingang aufweisen zum Empfangen detektierter Daten einer Gruppe frequenzsequentieller Träger, geliefert von der Symboldetektionsanordnung.

5. Empfänger nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgleichsanordnung Vorwärtsskalierungsmittel aufweist, die zwischen dem Frequenzmultiplexdemodulator und den genannten Kombiniermitteln vorgesehen sind zum Skalieren der dem Vorwärtseingang zugeführten Modulationssignale.

6. Empfänger nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgleichsanordnung Entscheidungsrückkopplungsskalierungsmittel aufweist, die zwischen der Symboldetektionsanordnung und den genannten Kombiniermitteln vorgesehen sind zum Skalieren der detektierten Daten, die dem Entscheidungsrückkopplungseingang zugeführt werden.

7. Empfänger nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgleichsanordnung Skalierungseinstellmittel aufweist zum adaptiven Einstellen der genannten Skalierung, wobei die genannten Skalierungseinstellmittel einen ersten Eingang haben zum Empfangen eines Eingangssignals der genannten Sklaierungsmittel, einen zweiten Eingang zum Empfangen des Ausgangssignals der genannten Kombiniermittel, das der Symboldetektionsanordnung zugeführt wird, und einen dritten Eingang zum Empfangen der detektierten Daten in Reaktion auf das genannte Ausgangssignal, und Mittel zum Durchführen einer Einstellung der genannten Skalierung entsprechend dem mittleren quadratischen Fehleralgorithmus.

8. Empfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzmultiplexdemodulator Zeitmultiplexmittel aufweist zum Schaffen von Zeitmultiplexmodulationssignalen zu der genannten Datenwiederherstellungsanordnung, deren Multiplexsignalstrecke vorgesehen ist zum Tragen von Zeitmultiplexsignalanteilen, und dass die Ausgleichsanordnung Zeitdemultiplexmittel aufweist, die den genannten Kombiniermitteln vorhergehen zum Zeitdemultiplexen der genannten Gruppe von M Signalanteilen.

9. Datenwiederherstellungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass diese Schaltungsanordnung einen Halbleiterkörper aufweist, in dem die genannte Ausgleichsanordnung als integrierte Schaltung ausgebildet ist.