DE69422046T2

DE69422046T2 - Digital-analog-wandler mit überabtastung

Info

Publication number: DE69422046T2
Application number: DE69422046T
Authority: DE
Inventors: Peter Craven
Original assignee: B&W Loudspeakers Ltd
Current assignee: Cirrus Logic Inc
Priority date: 1993-09-02
Filing date: 1994-09-01
Publication date: 2000-07-13
Anticipated expiration: 2014-09-02
Also published as: DE69422046D1; EP0715782A1; US5708433A; GB9318238D0; HK1000723A1; WO1995006980A1; EP0715782B1

Description

Hintergrund der Erfindung

Eine attraktive Art Digital-Analog-Wandler (DAC, digital to analogue converter) hoher Qualität zur Verwendung in Audio- und anderen Anwendungen herzustellen, ist das Herstellen einer impulsbreitenmodulierten Wellenform, in der Impulse eine konstante Höhe aufweisen, aber in der die Synchronisationen an einer oder beiden Flanken jedes Impulses in Abhängigkeit des ankommenden digitalen Signals moduliert werden.
In diesem Anwendungsbereich liegt die Impulswiederholungsfrequenz typischerweise in der Größenordnung von 3 MHz (64mal die ursprüngliche Abtastungsrate) und die Flankensynchronisationen sind typischerweise bestimmt durch ein Zählen der Umläufe einer Quarzuhr (der Bittakte) mit einer Frequenz bis zu 50 MHz. Die erhaltene Wellenform enthält die gewünschte Audiomodulation plus starke Signale bei 3 MHz und ihre Oberschwingungen, die im wesentlichen durch einen Tiefpassfilter entfernt werden.
Ein eng damit verbundener Bereich ist die Anwendung einer Impulsbreitenmodulation (PWM, pulse-width-modulation) in Energieverstärkern, insbesondere in "digitalen" Energieverstärkern. Der digitale Energieverstärker kann als ein DAC betrachtet werden, der auf einem hohen Energieniveau arbeitet. In diesem Fall erheben Energiedissipation und Schaltgeschwindigkeit starke praktische Gründe für die Verwendung einer möglichst niedrigen Impulswiederholungsfrequenz (Schaltfrequenz). Typischerweise beträgt die Schaltfrequenz nicht mehr als 8- bis 16mal die ursprüngliche Abtastfrequenz. Aus Gründen, die noch zu erläutern sind, zieht diese Reduktion der Schaltfrequenz eine Erhöhung der Bittaktfrequenz nach sich, wenn dasselbe Signalrauschverhältnis im Audioband beibehalten werden soll, und Bittaktfrequenzen von 100 MHz oder mehr wurden in diesem Bereich vorgesehen.
Im allgemeinen ist es nötig, einen Überabtaster oder Interpolator zu verwenden, um digitale Abtastungen zu erzeugen, die die ursprüngliche Audiowellenform darstellen, aber bei einer höheren Abtastrate als sie normalerweise zur Speicherung oder Übertragung verwendet wird. Danach gibt es verschiedene Wege, nach denen diese (überabgetasteten) digitalen Abtastungen verwendet werden können, um die Positionen der Impulsflanken zu modulieren (siehe Fig. 1):
(a) Anstiegsflankenmodulation: jede digitale Abtastung moduliert die Synchronisation der Anstiegsflanke des entsprechenden Impulses
(b) Abfallflankenmodulation: wie oben, Abfallflanke
(c) Doppelflankenmodulation: die beiden Flanken des Impulses werden in Abhängigkeit vom digitalen Abtastwert zeitgleich in entgegengesetzte Richtungen verschoben
(d) sequentielle Flankenmodulation (CEM, consecutive edge modulation): die Anstiegsflanke eines Impulses wird in Abhängigkeit von einem Abtastwert moduliert und die Abfallflanke in Abhängigkeit vom folgenden Abtastwert.
(a) und (b) unterscheiden sich tatsächlich nicht fundamental voneinander und man kann von einer in die andere transformieren, indem das entgegengesetzte Zeichen angenommen wird, um das die elektrische Polarität als "positiv" bezeichnet wird.
Es ist erkennbar, daß in den Modulationstypen (a), (b) und (c) die Impulswiederholungsfrequenz dieselbe ist wie die überabgetastete Abtastfrequenz, aber in sequentieller Flankenmodulation beträgt sie nur die Hälfte dieser Frequenz.
Es geht aus dem Stand der Technik hervor, daß das PWM-Verfahren fundamental nichtlinear ist. Wenn beispielsweise eine kleine Hochfrequenzmodulation und ein großes Niederfrequenzsignal gleichzeitig auf die Anstiegsflankenmodulation aufgebracht werden, wird das Niederfrequenzsignal die Flanke mit der Zeit nach hinten und nach vorn verschieben, was dadurch eine zeitabhängige Phasenverschiebung zum Hochfrequenzsignal ergibt. Die Literatur (1, 2) enthält verschiedene Pläne zur mindestens teilweisen Behandlung dieses Problems.
Jeder der obigen Modulationspläne kann im Prinzip unter Verwendung von Schaltkreisen im Gegentaktmodus implementiert werden, obwohl dies praktischer ist im Falle von DACs als im Falle von Energieverstärkern. Gegentaktbetrieb behebt selbst Ordnungsveränderungen (wie die oben genannte Phasenverschiebung) und wurde für DACs vorgeschlagen. Siehe (3) und auch Seiten 19-20 unserer früheren Veröffentlichung PCT/GB 92/00312.
Es ist auch ersichtlich, daß die durch die obigen Angaben implizierte Auflösung für Audioanwendungen hoher Qualität vollkommen unangemessen ist. Mit einer Schaltfrequenz von 3 MHz und einer Bittaktrate von 48 MHz wird die Impulslänge auf nur 16 mögliche Längen quantisiert was eine Auflösung von 4 Bit ergibt. Selbst mit dem möglichen Vorteil der Überabtastung Wurzel(n), erhält man nur 7 Bits oder 42 dB Signalrauschverhältnis.
Es ist verbreitet bekannt, daß die Lösung für dieses Problem die Verwendung einer Rauschbearbeitung ist, einer Technik, die es ermöglicht, daß Rauschen in einem quantisierten System in einem gegebenen Frequenzband (z. B. einem Audioband) wesentlich reduziert wird, wobei es in anderen Frequenzen erhöht wird. Dies wird auf den Seiten 1-21 der oben zitierten parallelen internationalen Anmeldung am angegebenen Ort diskutiert.
Eine einfache Rauschbearbeitung funktioniert so, daß sie versucht, einen Fehler in der Abtastung durch einen gleichen oder entgegengesetzten Fehlern bei der nächsten Abtastung auszugleichen. Wenn der Output durch einen Tiefpassfilter gemessen wird, zeigt die endgültige Wellenform einen viel reduzierteren Fehler, obwohl die Korrektur nicht an exakt dem korrektesten Zeitpunkt erfolgte. Kompliziertere Schemen nutzen die Tatsache, daß Fehlersequenzen wie (1, -2, 1) weniger Wirkung zeigen, wenn sie durch einen Tiefpassfilter betrachtet werden. Eine Momentanalyse ist hier hilfreich und man kann feststellen, daß ein isolierter Fehler:
1
einen nullten Moment von nicht null aufweist, ein Paar:
1, -1
einen nullten Moment von null, aber einen ersten Moment von nichtnull aufweist, das Triplett
1, -2, 1
einen ersten Moment von null, aber einen zweiten Moment von nicht null aufweist und so weiter.
Die obige Analyse nimmt an, daß die Abtastungen an Zeitpunkten in gleichem Abstand präsentiert werden - die Sequenz (1, -2, 1) besitzt keinen ersten Moment von null, wenn der Abstand ungleichmäßig ist. Mit PWM führt die oben genannte Phasenmodulation keine Ungleichheit des Abstands ein, jedoch ist eine etwas ziehharmonikaartige Abtastperiode kein zu großes Problem und mit Molulationsverfahren (a)-(c) ergibt die Rauschbearbeitung weiterhin eine nützliche Verbesserung.
Bei der sequentiellen Flankenmodulation (CEM) bewirkt jedoch, da aufeinanderfolgende Flanken in entgegengesetzte Richtungen moduliert werden, selbst eine Niederfrequenzmodulation große Ungleichheit zwischen aufeinanderfolgenden Intervallen zwischen den Flanken und unter diesen Bedingungen brechen herkömmliche Rauschbearbeitungstechniken substantiell zusammen.
Eine Lösung für dieses Problem vorgeschlagen von M. B. Sandler (private Mitteilung) betrifft Rauschbearbeitung auf die ungeraden Abtastungen und die geraden Abtastungen separat anzuwenden, d. h. auf diejenigen, die die Anstiegsflanken modulieren und diejenigen, die die Abfallflanken modulieren. (Dies wird elegant implementiert durch Ersetzen jedes Auftretens von z&supmin;¹ in den Rauschbearbeitungsformeln durch z&supmin;². Diese Technik wird als "überlappende Rauschbearbeitung (Interleaved Noise-Shaping)" bezeichnet.
Der durch CEM mit überlappender Rauschbearbeitung erzeugte elektrische Output ist äquivalent zu dem der Anstiegsflankenmodulation bei gewöhnlicher Rauschbearbeitung, plus dem der Abfallflankenmodulation bei gewöhnlicher Rauschbearbeitung. Der Vorteil gegenüber einfacher Anstiegsflanken- oder Abfallflankenmodulation ist, daß diese beiden Modulationen dieselben geradzahligen Verzerrungsterme aufweisen, aber mit entgegengesetzten Vorzeichen: auf diese Weise ergibt CEM einen Löschungsvorteil ähnlich wie Gegentakt, aber ohne daß eine elektrische Gegentaktkonfiguration erforderlich ist.
Ein großer potentieller Vorteil von CEM wird jedoch geopfert, wenn überlappende Rauschbearbeitung verwendet wird. Das hängt mit der Tatsache zusammen, daß die Wirksamkeit der Rauschbearbeitung sehr stark vom Überabtastverhältnis abhängt. CEM ergibt daher einen starken Vorteil, wenn die Schaltfrequenz begrenzt ist (wie bei Energieverstärkern), indem ermöglicht ist, daß die Überabtastfrequenz doppelt so hoch ist. Bei überlappender Rauschbearbeitung sieht jedoch jeder separate Rauschbearbeitungsprozess eine Überabtastfrequenz gleich der Schaltfrequenz, so daß dieser Vorteil verlorengeht.
(Die obige Betrachtung erklärt auch, warum in digitalen Energieverstärkern, wo die Schaltfrequenz geringer ist als in einem DAC, man verleitet wird, höhere Bittaktgeschwindigkeiten vorzusehen, um ein Signalrauschverhältnis zurückzugewinnen.)
Unter Hinweis auf die frühere Anmeldung Nr. PCT/GB 92/00312, ist zunächst daran zu erinnern, daß im Zusammenhang mit einem Überabtastkonverter, der Rauschbearbeiter eine enorme Reduktion in Quantisierungsrauschen im Grundband ergibt, aber nur auf Kosten eines erhöhten Breitbandrauschens. Die gesamte Rauschleistung wird typischerweise 1-4 Bits erhöht (4x bis 256x, ausgedrückt als Leistungsverhältnis). Je größer die Menge an erforderlicher Rauschbearbeitung ist und je geringer das Überabtastverhältnis, je größer muß dieser Breitbandrauschzuschlag sein.
In Anmeldung Nr. PCT/GB 92/00312 (WO92/15153) ("Analogue and Digital Converters"), deren Offenbarung durch Bezugnahme zum Inhalt dieser Anmeldung gemacht wird, wird erläutert, daß Vorgehensweisen wie (1) und auch (2) nur teilweise Lösungen für das Problem der Nichtlinearität von PWM sind. Beide sind im Zusammenhang mit kontinuierlich-variablen Impulsflanken wirksam, aber Quantisierung wird als kleine Störung behandelt, die ignorierbar ist.
Es wird in der Anmeldung erklärt, daß wenn zuerst Verzerrungskorrektur vorgenommen wird, gefolgt von Rauschbearbeitungsquantisierung, das durch den Rauschbearbeiter eingeführte Breitbandrauschen nicht an der Verzerrungskorrektur teilnimmt. Dieses Rauschen wird daher der PWM-Nichtlinearität unterworfen, was den Effekt hat, daß Intermodulationsprodukte geschaffen werden, die im Audioband liegen. Je mehr Rauschbearbeitung man anwendet, um Wandlerrauschen aus dem Audioband herauszunehmen, je höher wird die Breitbandrauschhöhe und umso größer werden die Intermodulationsprodukte. Dies setzt eine Grenze für die praktische Durchführbarkeit im Bereich von 14-16 Bit für Eintakt-Einflankenmodulatoren oder 22 Bit für Gegentaktmodulatoren.
Dieser Effekt kann nicht vermieden werden, indem man den Rauschbearbeitungswandler vor die Verzerrungskompensation setzt, weil der Verzerrungskompensator Korrekturen erzeugen würde, die ein Bruchteil einer Quantisierungshöhe wären und das Prinzip des Zählens von Taktzyklen wäre verloren.
Die frühere Anmeldung stellt fest, daß die Quantisierungsrauschbearbeitung und Nichtlinearitätskorrektur als eine Einheit konstruiert werden müssen, und es werden eine Reihe von Beispielen vorgestellt, in denen die Feedbackschleife der Rauschbearbeitung ein "Simulations-ROM" umfaßt, das die PWM- Nichtlinearität modelliert. Um die Stabilität bei höheren Modulationswerten zu verbessern und auch um die Löschung von Verzerrungskomponenten zu verbessern, sind bevorzugte Ausführungsformen beschrieben, die auch ein ROM umfassen, das eine nichtlineare Transferfunktion im Vorwärtsweg vorsieht und besonders bevorzugt kann dieses ROM einen oder mehrere "Vorschau"-Inputs sowie das übliche Signal aufweisen.
Diese in den früheren Anmeldungen beschriebene Technik wird als "Nichtlineare Rauschbearbeitung" (NLN, non-linear noise shaping) bezeichnet.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Digital-Analog-Wandler zur Verfügung gestellt umfassend einen sequentiellen Flankenmodulator und einen Rauschbearbeitungsschaltkreis angeordnet, um den Input zum sequentiellen Flankenmodulator in Abhängigkeit von Werten entsprechend einem Output des sequentiellen Flankenmodulators zu modifizieren, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Input des sequentiellen Flankenmodulators angewendete Rauschbearbeitung bei einer Überabtastungsfrequenz durchgeführt wird, die gleich bis doppelt so groß ist wie die Schaltfrequenz des Outputs des sequentiellen Flankenmodulators und dadurch, daß die Höhe der Rauschverringerung im Grundband, die durch den Rauschbearbeitungsschaltkreis bewirkt ist, im wesentlichen unabhängig ist von der Signalmodulationshöhe.
Die vorliegende Erfindung macht zum ersten Mal die Konstruktion eines Wandlers möglich, der CEM verwendet, bei dem Rauschbearbeitung bei der vollen doppelten Überabtastrate wirksam ist, wobei die Rauschverringerung für im wesentlichen alle Modulationshöhen erhalten ist (mit Ausnahme natürlich extremer Übersteuerung). Das in der nachfolgenden Beschreibung angeführte Gestaltungsprinzip ermöglicht die Konstruktion einer breiten Anzahl von verschiedenen Schaltkreisen und daher ist die vorliegende Erfindung nicht auf eine spezifische Bauweise beschränkt. Insbesondere umfaßt die Erfindung die Vielzahl von Schaltkreisen, die, wie für die Fachleute offensichtlich ist, durch systematische Transformation der Schaltungen spezifischer Ausführungsformen abgeleitet werden können.
Bevorzugt ist der Rauschbearbeitungsschaltkreis so angeordnet, daß verschiedene jeweilige nichtlineare Funktionen auf Abtastungen zu Zeitpunkten entsprechend den Outputs der Abfallflanke bzw. Anstiegsflanke des sequentiellen Flankenmodulators angewendet werden.
Der Digitalwandler kann ein DAC sein, ist aber in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Es kann alternativ beispielsweise eine analoger Input verwendet werden, der abgetastet und dann verarbeitet wird, um den Steuerinput zum CEM herzustellen.
Die Mittel zum Anwenden verschiedener jeweiliger nichtlinearer Funktionen können ein nichtlineares Prozessormittel umfassen, zusammen mit Mitteln zum gegebenenfalls Negieren eines oder mehrerer Inputs und/oder Outputs zu/vom nichtlinearen Prozessormittel, in Abhängigkeit davon, ob der Output einer Anstiegsflanke oder einer Abfallflanke entspricht. Die Negation kann direkt am Input zu den ROM angewendet werden oder in einer früheren Stufe, z. B. am Input zum Wandler, wobei -z&supmin;¹ für z&supmin;¹ ersetzt wird und das Feedback modifiziert wird, wo es zweckmäßig ist.
Alternativ können die Anwendungsmittel verschiedene nichtlineare Prozessormittel umfassen entsprechend den verschiedenen jeweiligen nichtlinearen Funktionen.
Es aus den beiden obigen Diskussionen klar, daß nichtlineare Rauschbearbeitung auf CEM an den Anstiegs- und Abfallflanken getrennt angewendet werden kann, und daß die resultierende überlappende nichtlineare Rauschbearbeitung NLN funktioniert, aber den potentiellen Vorteil der Überabtastung der CEM nicht ausnutzen kann, genau wie es bei gewöhnlicher überlappender Rauschbearbeitung der Fall ist.
Die vorliegende Erfindung verwendet eine Modifikation der nichtlinearen Rauschbearbeitung wie es in der früheren Anmeldung beschrieben ist, die es der Rauschbearbeitung ermöglicht, zwischen den Fehlern auf den ansteigenden und abfallenden Flanken Abzüge vorzunehmen, so daß auf diese Weise die Vorteile einer Überabtastungsfrequenz vom doppelten der Schaltfrequenz völlig ausgenutzt werden.
Bevorzugt umfaßt der Digital-Analog-Wandler eine nichtlineare Rauschbearbeitungsschaltung, die so angeordnet ist, daß sie eine nichtlineare Funktion allgemein in der in Fig. 5 und Tabelle 1 gezeigten Form anwendet. Bevorzugt wird die nichtlineare Funktion als Tabelle in einem Bereich eines nichtflüchtigen Speichers wie einem ROM implementiert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betreiben eines digitalen Wandlers zur Verfügung gestellt umfassend einen sequentiellen Flankenmodulator, wobei das Verfahren Anwendung einer Rauschbearbeitung am Input zum sequentiellen Flankenmodulator umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschbearbeitung bei einer Überabtastungsfrequenz durchgeführt wird, die gleich bis doppelt so groß ist wie die Schaltfrequenz des Outputs des sequentiellen Flankenmodulators und dadurch, daß die Höhe der Rauschverringerung im Grundband, die durch den Rauschbearbeitungsschaltkreis bewirkt wird, im wesentlichen unabhängig ist von der Signalmodulationshöhe.

Beschreibung der Zeichnungen

Beispiele eines Systems gemäß der vorliegenden Erfindung und der theoretische Hintergrund der vorliegenden Erfindung werden nun ausführlicher diskutiert mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen, in denen:
Fig. 1(a) bis 1(d) Taktdiagramme darstellen, die verschiedene Modulationstypen zeigen,
Fig. 2 die Wirkung von Modulation auf eine Anstiegsflanke und eine Abfallflanke zeigt,
Fig. 3 schematisch Details eines Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt,
Fig. 4 das Verfahrens zum Ableiten des Inhalts einer Tabelle zur Verwendung mit der Schaltung von Fig. 3 darstellt,
Fig. 5 den Inhalt einer ROM-Vorschautabelle zur Verwendung bei sequentieller Flankenmodulation darstellt,
Fig. 6(a) und 6(b) Auflistungen der Vorschau-ROM für Abfallflankenmodulation darstellen,
Fig. 7 eine Antriebsschaltung für einen Tieftonlautsprecher zeigt,
Fig. 8 schematisch ein Beispiel eines Wandlers wie in der früheren Anmeldung vorgeschlagen zeigt,
Fig. 9 einen digitalen Leistungsverstärker zeigt,
Fig. 10 ein Diagramm eines Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, und
Fig. 11a und 11b einen Generator mit alternierender Funktion zeigt.

Beschreibung der Beispiele

Wie oben diskutiert zeigt Fig. 1 jeweils Anstiegsflanken-, Abfallflanken, Doppelflanken und sequentielle Flankenmodulation. In der Figur zeigen die seitlichen Pfeile die Bewegungsrichtung der Flanke, wenn Abtastwerte positiver werden. Die gekrümmten Pfeile in Fig. 1(c) zeigen Informationsfluß von den Abtastwerten (zu unter der Linie markierten Zeitpunkten) und die entsprechenden modulierten Flanken.
Fig. 2 zeigt im Detail das Verhältnis zwischen der Wirkung der Modulation auf eine Anstiegs- und eine Abfallflanke. Bei (a) ist eine Anstiegsflanke mit möglicher Zeitverschiebung bedingt durch Modulation zu sehen und bei (b) ist der entsprechende Unterschied zur Wellenform ohne Modulation zu sehen. In gleicher Weise (c) und (b) für die Abfallflanke. In allen Fällen entspricht zunehmendes "x" einem positiveren mittleren Signalwert.
Wenn die Wirkung der Anstiegsflankenmodulation (b) dargestellt wird durch die Funktion
f(x, t)
wo x der Modulationswert und t die Zeit ist, dann ist bei Vergleich von (b) mit (d) klar, daß die entsprechende Funktion für die Abfallflankenmodulation lautet
-f(-x, t).
Wenn man annimmt, daß f in Potenzen von x entwickelt wird, ist zu sehen, daß der lineare Term durch diese Transformation nicht verändert wird, aber der erste nichtlineare Term (quadratisch in x) ein umgekehrtes Vorzeichen bekommt.
Die allgemeine Struktur einer Ausführungsform eines Wandlers mit einer nichtlinearen Rauschbearbeitung gemäß der Erfindung, wie sie in der oben zitieren früheren Anmeldung beschrieben ist, wird nun mit Bezug zu Fig. 8 beschrieben. In diesem Digital-Analog-Wandler wird ein 32 Bit Inputsignal zuerst auf ein Rauschbearbeitungsnetzwerk 30 aufgebracht. Das Signal wird dann wie durch das Netzwerk 30 modifiziert auf einen Umsetzer 40 zugeführt, der typischerweise eine lineare Treppencharakteristik aufweist. Der Umsetzer 40 erzeugt eine 4 Bit Outputabtastung entsprechend jeder 32 Bit Inputabtastung. Der 4 Bit Output des Umsetzers 40 wird auch in den Impulsbreitenmodulator 50 zugeführt, der im Falle der Abfallflanken- oder Anstiegsflankenmodulation wie es in der früheren Anmeldung beschrieben ist, einen Impuls erzeugt mit einer festen Amplitude und einer Breite, die dem 4 Bit Output des Umsetzers entspricht. Der Umsetzer arbeitet bei einem Überabtastverhältnis von 64. Daher beträgt für ein Signal mit einer Bandbreite von 20 kHz die Abtastrate des Umsetzers und damit die Outputrate des PWM 50 mindestens 2,56 MHz. Die analoge Outputlinie vom Impulsbreitenmodulator 50 wird in einen Tiefpassfilter (nicht gezeigt) zugeführt, der die Impulse integriert oder mittelt, um das erforderliche analoge Outputsignal herzustellen.
In dem in Fig. 8 gezeigten Schaltkreis umfaßt das Netzwerk 80 eine Anzahl von ROMs, die von einem 4 Bit Output angesprochen werden, das vom Output des Umsetzers 40 genommen ist. Diese ROMs sind vorprogrammiert, so daß sie einen Output als Funktion des Inputsignals vom Umsetzer 40 geben, der die nichtlinearen Charakteristiken des Systems einschließlich des Impulsbreitenmodulators 50 modelliert, um geeignete Korrekturimpulse für nachfolgende Abtastmomente S1, S2 ... zu erzeugen. Wie in der Beschreibung der früheren Anmeldung ausgeführt, kann die nichtlineare Rauschbearbeitungstechnik erweitert werden, um Korrekturen für die Nichtlinearität einer vorliegenden Abtastung in Form von Korrekturimpulsen anzuwenden, die auf eine vorhergehende Abtastung aufgebracht sind. Dies wird durch Einsetzen differentieller Verzögerungen in den Vorwärtssignalweg bewirkt und durch Vorsehen zusätzlicher "Vorschau"-ROMs, um die geeigneten Korrekturimpulse zu erzeugen.
Beim Ableiten der nichtlinearen Rauschbearbeitungsalgorithmen berücksichtigt die frühere Anwendung nicht die Möglichkeit, daß die PWM-Nichtlinearität durch verschiedene Funktionen auf verschiedenen Abtastungen dargestellt sein kann. Es ist jedoch einfach, die Analyse zu erweitern, um diese Möglichkeit abzudecken.
Ergebnis solcher Erweiterung ist die folgende Liste von Modifikationen an Konstruktionen, die in der früheren Anmeldung des Anmelders offenbart sind. Hier beziehen sich die Bezugszeichen der Figuren auf die frühere Anmeldung:
(i) Der Impulsbreitenmodulator (Block 50 in den Fig. 4(a), 4(b) und anderswo) benötigt geeignete Modifikation, um sowohl die Anstiegs- wie die Abfallflanken zu modulieren.
(ii) Das Simulatormittel 82a-82e in Fig. 11(a) und 11(b) muß dupliziert und vervielfacht werden, um die verschiedenen Nichtlinearitäten bei geraden und ungeraden Abtastungen zu berücksichtigen. Jedes Mittel ist wie in der früheren Anmeldung für einen geeigneten Flankentyp konditioniert, so daß sein Abtaststrom moduliert wird (d. h. Anstieg oder Abfall).
Es ist alternativ möglich, ein einziges Mittel zu konditionieren und seine Inputs und Outputs auf jeder zweiten Abtastung zu negieren. Diese Negierung entspricht der Beziehung zwischen der Nichtlinearität in zwei Fällen:
f(x) -f(-x)
Wo die Inputabtastungen zum Simulatormittel um mehr als z&supmin;¹ Verzögerungen verzögert sind, wie in Fig. 11(c), ist Sorgfalt vonnöten beim Bestimmen des Flankentyps (Anstieg oder Abfall), damit die ursprünglich modulierte Abtastung statt des Flankentyps zum gegebenen Zeitpunkt moduliert wird.
Die gleichen Anmerkungen gelten für den Simulatorblock 82 in den Fig. 12(a), 12(b), 13, 15, 18, 19 und die Blocks 682 und 782 in Fig. 27, die Blocks 882a, b, c in den Fig. 28 und 29, den Block 1182 in den Fig. 32, 33, 34 und 37.
(iii) Gleichermaßen müssen die ROMs im Vorwärtsweg, sofern vorhanden, dupliziert werden oder es müssen beide Input(s) und Output auf abwechselnden Abtastungen negiert werden. Dies betrifft Block 889 in Fig. 29, Block 1140 in Fig. 31 und Block 1185 in den Fig. 32, 33, 34 und 37.
(iv) Es ist Sorgfalt vonnöten beim Ableiten der Vorwärtsweg- ROMs, die mehr als einen Input aufweisen. In Fig. 39 der früheren Anmeldung wechselt der Simulator, dessen Input Y1 ist, zwischen einem Anstiegsflankensimulator und einem Abfallflankensimulator. Der Simulator, dessen Input Y2 ist, wechselt in Antiphase zwischen Abfallflankensimulator und Anstiegsflankensimulator. In gleicher Weise wechselt Y3 in Phase mit Y1.
Wenn man wählt, die Vorwärtsweg-ROMs nicht zu duplizieren, sondern die Inputs und Outputs auf abwechselnden Abtastungen zu negieren, berücksichtigt dies den Wechsel der Y1- und Y3- Simulatoren effektiv. Es ist jedoch zum Erzeugungszeitpunkt explizit die Tatsache zu erkennen, daß der Y2-Simulator in Antiphase wechselt, dies erfolgt (unbedingt) durch Negieren der Inputs und Outputs des Y2-Simulators zur Erzeugungszeit.
Wenn diese Regeln befolgt werden, werden sowohl die Anstiegs- wie die Abfallflankenmodulationen linearisiert und daher werden sie nahezu äquivalent zueinander, mindestens soweit das Audioband betroffen ist. Daher treffen die zuvor erwähnten Schwierigkeiten um Rauschbearbeitung und CEM, deren modulationsinduzierte Ungleichheit in den effektiven Intervallen zwischen Abtastungspaaren nicht länger zu und es wird möglich, Rauschbearbeitung bei der Überabtastfrequenz vom doppelten Wert der Schaltfrequenz vorteilhaft zu nutzen.

Praxisbeispiel

Um die obigen Ideen zu erläutern wird nun ein praktisches Beispiel eines nichtlinearen Rauschbearbeiters vorgestellt, wie der in Fig. 33 der früheren Anmeldung, aber zur Verwendung mit CEM modifiziert, der bei einem Überabtastverhältnis von 64 (daher mit einer Schaltfrequenz von 32mal der ursprünglichen Abtastfrequenz), mit einer Bittaktfrequenz von 16mal der Überabtastfrequenz und mit einer Rauschhöhe im Grundband von ungefähr 26 Bits unter der angenommenen maximalen Modulationshöhe von 50% arbeitet.
Fig. 3 zeigt den nichtlinearen Rauschbearbeiter, siehe Fig. 33 der früheren Anmeldung und Fig. 21 von (5). Der Output dieser Schaltung ist ein 4-Bit-Wort, das den sequentiellen Flankenmodulator (CEM) antreibt (nicht gezeigt).
Das ROM 1185 führt die wesentliche Quantisierung des Signals höherer Präzision auf 4-Bits aus. Die Vorumsetzer Q1 und Q2 sind nur zum Begrenzen der Anzahl von Adressenleitungen zum Antrieb von ROM 1185 und daher der Größe vorgesehen. (In diesem Beispiel ist eine Gesamtzahl von 14 Adressenleitungen und daher eine Größe von 16384 Worten mit 4-Bits vorhanden).
Die in Fig. 3 nicht mit einer Breite markierten Signalwege sind idealerweise von hoher Präzision, beispielsweise 32 Bits, obwohl man für die praktische Ausführung aus Gründen der Wirtschaftlichkeit, die Präzision dieser Wege so weit wie möglich einschränken kann, so daß entsprechend die auf diese Weise erzeugten Quantisierungsfehler akzeptabel sind.
Zum Zwecke der Beschreibung wird der Signalweg über den Umsetzer 1140a vorübergehend ignoriert.
Die Blocks 1184, 1187, 1183 und 1181 führen die linearen Filterfunktionen des Rauschbearbeiters aus, während die 3 Tabellen, die den Block 1182 (das "Simulator-ROM") umfassen, das nichtlineare Element im Feedbackweg bilden. Wie in (5) erläutert ist, wird Kompensation der bekannten Modulatornichtlinearität durch Simulieren der Nichtlinearität mittels des ROM 1182 erreicht und durch Zuführen dieses Signals zurück zum Rauschbearbeiter, so daß die Fehler bedingt durch die nichtlineare Komponente im Grundband durch das Feedback so weit wie möglich reduziert werden können.
Ungeachtet, ob PWM oder CEM verwendet wird und wie in (5) weiter erläutert, kann die Nichtlinearität des Modulators nicht durch eine einzige nichtlineare Transferfunktion modelliert werden, da Wellenformfehler zu anderen Zeiten auftreten als den nominalen Abtastmomenten. Konzeptionell wäre eine kontinuierliche Zeitrepräsentation erforderlich, aber in der Praxis kann eine adäquate Repräsentation durch Berücksichtigung des mit jeder separat modulierten Flanke verbundenen Fehlers erhalten werden, und durch Modellieren eines solchen Fehlers durch Zuordnen von Impulsen zu einer kleinen Anzahl von Abtastmomenten vor und/oder gleichzeitig mit und/oder nach dem Abtastmoment entsprechend der unmodulierten Position der fraglichen Flanke. In Fig. 3 ordnet ROM 1182 den Impulsen S1, S0 und S-1 drei solcher Momente zu und wie in (5) diskutiert, ermöglicht dies, daß die Wirkung des PWM im Grundband auf eine relative Genauigkeit von ungefähr 3,4 · 10&supmin;&sup7; modelliert wird. (Die Werte des ROM 1182 sind in Fig. 7 angegeben).
Im Beispiel von Fig. 3 weist der Rauschbearbeitungsfilter eine rekursive Konstruktion Ster Ordnung auf. Zitat (5) diskutiert die Optimierung dieser Konstruktion, um ungefähr 20 Bits Reduktion des Quantisierungsrauschens beim Grundband zu erreichen, auf Kosten einer Zunahme von ungefähr 1,5 Bits im Breitband. Dies wird unter Anwendung der in (4) entwickelten Theorie vorgenommen. Fig. 36 der früheren Anmeldung (WO92/15153) offenbart eine geeignete Topologie für den Kern des Filters 1188, wobei Koeffizientenwerte im Text (S. 75-76) offenbart sind. Die Koeffizienten w1 und w2 in Fig. 3 sind die Koeffizienten der z&supmin;¹- und z&supmin;²-Terme der Potenzreihenentwicklung des "Rauschgewichtungsfilters" w(z&supmin;¹) (siehe (5)) mit den Werten
w1 = 2
w2 = 3,8732
und die Notation w3(z&supmin;¹) bezieht sich auf die ersten drei Terme in der Potenzreihenentwicklung:
w3(z&supmin;¹) = 1 + w1(z&supmin;¹) + w2(z&supmin;²).
In einer elementareren Konstruktion, die die Merkmale "Korrektur derselben Abtastung" und "Vorschau" wie sie in (5) diskutiert wurden, nicht umfaßt, bildet der Output des Blocks 1183 den Input zum Umsetzer. Um die "Korrektur derselben Abtastung" einzubringen, geht dem Umsetzer ein nichtlinearer Funktionsgenerator voraus oder alternativ kann der nichtlineare Funktionsgenerator plus Umsetzer durch den Vorumsetzer 1140b und das ROM 1185 ersetzt sein, wie in Fig. 3.
Die in Fig. 3 gezeigte Konstruktion umfaßt "Vorschau", dies wird durch den Weg von 1184 nach 1140a erreicht, der die Verzögerung 1187 umgeht und einige Information bezüglich des Signals zur Verfügung stellt, das am Input zu 1140b bei der NÄCHSTEN Abtastung zu erwarten ist.
Der Subtraktionsknoten unmittelbar vor 1140a, der "k"-mal das Signal bei 1140b subtrahiert, wie es in (5) diskutiert wurde, ist nur eine Vorrichtung zum Reduzieren der erforderlichen Größe des ROM 1185 und ist kein wesentlicher Teil der Konstruktion.
Die Impulse S&submin;&sub1;, S&sub0;, S&sub1;, die den Audiofrequenzeffekt des Outputs des Impulsbreitenmodulators simulieren, der dem Input Y entspricht, erfahren ein Feedback, werden durch die zugehörigen ersten drei Terme der Gewichtsfunktion des Rauschgewichtungsfilters gewichtet und von dem Signal subtrahiert, das dem Umsetzer 1140b im Netzwerk 1183 zugeführt wurde. Im Netzwerk 1184 werden die Abtastungen zur Zeitausrichtung differentiell verzögert, summiert und vom dreifach verzögerten Inputsignal an einem Subtraktionsmodus 1281 subtrahiert, und die Differenz wird in einem Filter 1188 gefiltert der Funktion Z³(W(Z&supmin;¹)-W&sub3;(Z&supmin;¹)) und zum Inputsignal vor der Verzögerung 1187 hinzuaddiert.
Es ist zu sehen, daß relativ zur früheren Schaltung, in der Schaltung von Fig. 3 eine Phaseninversion auf abwechselnden Abtastungen auf die Inputs und Outputs des Simulator-ROM 1182 und das Vorschau-ROM 1185 angewendet wurde. Weil eine Z&supmin;¹ Verzögerung zwischen dem Output von 1185 und dem Input von 1182 vorliegt, bilden gerade Abtastungen von 1185 ungerade Abtastungen bei 1182 ab und die Phaseninversion muß dies reflektieren.
Man muß sich natürlich auch darüber im klaren sein, welche Abtastungen (gerade oder ungerade) welchen Flankentyp (Anstieg oder Abfall) modulieren. Fig. 3 ist korrekt, wenn die geraden Abtastungen bei 1185 Output Anstiegsflanken modulieren und Simulator 1182 für Abfallflanken konditioniert ist, oder alternativ wenn gerade Abtastungen Abfallflanken modulieren und der Simulator für Anstiegsflanken konditioniert ist.
Eine weitere Veränderung in Fig. 3 in Bezug auf die vorige Anwendung ist die Subtraktion von "K"-mal des Inputs zum Umsetzer Q1 vom Umsetzer Q2. Diese Subtraktion stellt eine Schertransformation der Inputvariablen zum ROM dar, dessen Inhalte entsprechend angepaßt werden. Da ohne diese Subtraktion, die beiden Inputs zum ROM praktisch hochkorreliert sind, reduziert die Subtraktion den Bereich der dem Q2-Input präsentierten Daten wesentlich und ermöglicht auf diese Weise eine geringere Größe des ROM. Ohne die verschiedenen w-Werte (w1 = 2 ungefähr) wie es in der früheren Anmeldung gegeben ist, ist ein Wert K = 3 geeignet und ermöglicht, daß die ROM- Größe um einen Faktor von 4 oder mehr reduziert wird.
Die Ableitung des "Vorschau-ROM" 1185 wird wie folgt durchgeführt. Zitat (5) erläutert die Ableitung im Falle eines PWM-Modulators und dies wird nun auf den CEM-Fall ausgedehnt.
Fig. 4 zeigt ein Signal-Fließdiagramm, das die nichtlinearen Gleichungen darstellt, die gelöst werden müssen. Es ist zu sehen, daß dies sehr ähnlich der Fig. 17(c) von (5) ist.
Fig. 4 kann wie folgt interpretiert werden. Gegeben ist das "laufende" Inputsignal Q1 und das "Vorschau"-Signal Q2. Gewählt wird der CEM-Input Y1 und sein entsprechender (geschätzter) Wert auf der nächsten Abtastung Y2, um die (geschätzten) Fehler auf der laufenden Abtastung e1 und auf der nächsten Abtastung e2 zu minimieren. (Der Vorgang zur Lösung der Gleichungen ist durch zwei Op Amps unendlicher Verstärkung (infinite-gain op-amps) symbolisch dargestellt, wobei angenommen ist, daß die Outputs angepaßt werden, bis die Inputs null sind.)
Es ist beispielsweise zu sehen, daß das Fehlersignal e1 aus dem gewünschten Signal Q1 minus einiger von den Simulatoren abgeleiteten Terme besteht. Für angenommene Werte Y1, Y2 können die Simulatoren eine Darstellung des Output des CEM bereitstellen (im Basisband akkurat). In diesem Fall werden 3 Terme verwendet, so daß bei jeder modulierten Flanke angenommen wird, daß sie eine Auswirkung auf die vorige Abtastung, die laufende Abtastung und die nächste Abtastung hat. 50 ist die Auswirkung auf die laufende Abtastung und im Falle des Simulators Y1, trägt dies zum Fehlerterm e1 mit Koeffizient -1 bei, wie erwartet. S1 ist die Auswirkung auf die nächste Abtastung, daher trägt S1(Y1) zum Fehlerterm e2 auch mit Koeffizient -1 bei.
Schwieriger zu erklären sind die Wege bei den Koeffizienten w1 und w2. Dies kommt daher, daß was optimiert wird, nicht der tatsächliche Fehler zu jedem Moment ist, sondern der Fehler, der durch den "Rauschgewichtungsfilter" W(z&supmin;¹) gewichtet wird, wie es in (5) erläutert ist.
Die Bedingung, daß die Werte e1 und e2 beide null sein sollten, kann mit den (nichtlinearen) Gleichungen ausgedrückt werden:
Der letzte Term der zweiten Gleichung beeinhaltet Y3, interpretiert als Vorhersage des Modulatorinputs zweier späterer Abtastungen. Um zu vermeiden, daß eine solche Vorhersage akkurat gemacht werden muß, ist hier eine einfache Abschätzung eingefügt:
Y3 = (Y1+Y2)/2.
Für gegebene Q1 und Q2 gibt es nun 3 Gleichungen für die 3 Unbekannten Y1, Y2, Y3 und bei Vernachlässigung der Quantisierung der Y-Werte, können die Werte e1 und e2 beide auf null gezwungen werden, wenn die Q1- und Q2-Werte innerhalb eines vernünftigen Rahmens sind.
Nur das Y1-Ergebnis wird aus dieser Berechnung verwendet, da dies der Wert ist, der im ROM 1185 gespeichert werden muß. Bevor dies erfolgt, müssen jedoch noch zwei weitere Punkte angesprochen werden: Quantisierung und Übersteuerung.
Quantisierung kann einfach durch Quantisieren des berechneten Y1-Wertes auf den nächsten zulässigen Wert, der vom CEM-Modulator akzeptiert wird, vorgenommen werden; es gibt jedoch andere Möglichkeiten, wie Ergründen der Konsequenzen der Verwendung der beiden nächsten quantisierten Werte (einer auf jeder Seite des "exakten" Y1-Wertes) und Auswählen, welcher zum kleineren e1 führt. Wegen der Nichtlinearität können die beiden Vorgehensweisen unterschiedliche Antworten ergeben.
Zitat (5) gibt für den Fall von PWM an, wie man Übersteuerung durch Anpassen von Y1 zuvorkommen kann, wenn der berechnete Y2-Wert ausserhalb des zulässigen Bereichs liegt. Dieselben Prinzipien können im Fall von CEM angewendet werden, obwohl es bei CEM weniger notwendig sein kann, wenn der Modulator derart ist, daß es einer Flanke möglich ist auf das Territorium seines Nachbarn "einzubrechen", vorausgesetzt natürlich, daß keine Flankenkreuzung auftritt.
Der obige Vorgang wird für alle Werte Q1, Q2 wiederholt, die gültigen Adressen im ROM 1185 entsprechen (oder zumindest der Werteuntermenge, die in der Praxis erwartet werden kann), und der erhaltene Y1-Wert (nach Quantisierung und möglicher Übersteuerungsanpassung) bei der entsprechenden Adresse gespeichert.
Die in Bezug auf das frühere Diagramm wichtige Veränderung in Fig. 4 ist die Negation der Inputs und Outputs des mittleren Simulators (gespeist von Y2), die die Tatsache berücksichtigt, daß dieser Simulator Modulation einer Flanke vom entgegengesetzten Typ wie die beiden Nachbarn darstellt.
Oben im Diagramm, Fig. 4, ist die Addition von K-mal des Inputs Q1 zum Input Q2, um die in Fig. 3 eingeführte Subtraktion zu berücksichtigen.
Fig. 5 ist eine Auflistung eines möglichen Vorschau-ROM, das mit dem entsprechenden ROM für Abfallflankenmodulation gezeigt in den Fig. 6(a) und 6(b) verglichen werden soll. Diese ROMs wurden mit K = 2 erzeugt und mit Qunatisierungsschritten von 1/64 für den Q1-Umsetzer und 1/32 für den Q2- Umsetzer. Die ROM-Werte sind als Hexadezimalzeichen gezeigt mit einem Abschlag von "8", auf diese Weise stellt "8" eine Flanke in ihrer mittleren Position dar. Im Fall sequentieller Flankenmodulation werden Anstiegsflanken durch Bittakte (ROM- Wert - 8) nach links verschoben, während Abfallflanken durch Bittakte (ROM-Wert - 8) nach rechts verschoben werden. Im Falle der Abfallflankenmodulation stellen die Zahlen direkte Impulsbreiten in Bittakteinheiten im Bereich von 1 bis F(15) dar.
(In dieser Schrift bezieht sich "Negation" dieser ROM-Werte auf Negation des Konzeptionswerts, daher wird die "Negation" eines gespeicherten Wertes n als 16-n implementiert.)
Der Vollständigkeit halber ist der Inhalt des Simulator-ROM für die Abfallflankenmodulation auch angegeben, siehe Tabelle 1. (Diese quantisierten realen Zahlen sind auf 28 binäre Bits in der tatsächlichen Implementierung quantisiert.) Ohne Nichtlinearität, führen die Spitzenimpulsverschiebungen von +/- 7 Bittakten zu 50 Outputs von +/- 7/16 (d. h. +/- 0.4375), aber die Nichtlinearität verteilt diese "Gesamtladung" auf drei Outputs.
Wiederum in den ROM-Aufzeichnungen der Fig. 5 und 6 zeigt "?" an, daß die in Fig. 4 eingeführten nichtlinearen Gleichungen (siehe S. 78-79 der früheren Anmeldung) nicht zufriedenstellend gelöst werden konnten. Diese Bereiche des ROM sollten jedoch beim normalen Betrieb nicht angesprochen werden: ein Spezialwert kann hier in das ROM einkodiert werden und ein Monitor kann, im Falle, daß dieser Wert vom ROM ausgegeben wird, einen Systemreset erzwingen.
Im Falle der Abfallflankenmodulation, wird der Impulslänge nicht erlaubt, weniger als 1 Bittakt oder mehr als 15 Bittakte anzunehmen, daher sind die Werte auf dem ROM auf den Bereich 1 bis F beschränkt. Bei sequentieller Flankenmodula tion gibt es jedoch keinen Grund, warum eine Flanke nicht auf das Territorium eines Nachbarn "einbrechen" sollte, vorausgesetzt natürlich, daß der Nachbar zu diesem Zeitpunkt nicht anwesend ist. Es ist daher vorteilhaft, wenn ein Vorschau- ROM von mehr als 4 Bit Breite vorhanden ist, um einen breiteren Bereich für einzukodierende Verschiebungen zu ermöglichen, und mit dieser Modifikation zeigten Simulationstests, daß der sequentielle Flankenmodulator für Rauschbearbeitung bei Spitzenmodulationswerten im Bereich von 65-70% stabil ist.

Alternative Implementierungen

Im obigen wurde die Konvention übernommen, daß die in den Impulsmodulator eintretenden Zahlen jede Flanke in eine Richtung bewegen, so daß eine positivere Zahl zu einem positiveren elektrischen Output führt. Man kann jedoch alternativ den Impulsmodulator so konstruieren, daß jede Flanke in dieselbe Richtung bewegt wird. Dies ist äquivalent zum Negieren des endgültigen Outputs von Fig. 3 auf wechselnden Abtastungen, und vernichtet die konditionellen Negationen, die beim Output von 1185 und dem Input von 1182 in Fig. 3 gezeigt sind.
Man kann auch die bei den Inputs von Q1 und Q2 und den Outputs von 1182 gezeigten konditionellen Negationen versetzen. Im Extremfall können diese Negationen durch eine einzige konditionelle Negation am Input der gesamten Schaltung ersetzt werden, zusammen mit dem systematischen Ersetzen jedes Auftretens von z&supmin;¹ durch -z&supmin;¹ (oder generell von zn durch (-z)n.
Während Zeichenwechsel oben als eine sparsame und äquivalente Strategie zur Duplikation von ROMs für Anstiegs- und Abfallflanken betrachtet wurde, weist die Verwendung eines dupli zierten Simulator-ROM in der Tat den Vorteil auf, daß eine bekannte Diskrepanz zwischen der Anstiegszeit und der Form der Anstiegs- und Abfallflanken in Betracht gezogen werden kann. Bei Anstiegs- oder Abfallflankenmodulation ist eine solche Diskrepanz nicht schädlich, bei CEM und nichtüberlappender Rauschbearbeitung werden zwischen Fehlern auf Anstiegs- und Absteigsflanken Abzüge gemacht. Eine unterschiedliche Anstiegszeit bewirkt, daß solche Abzüge weniger effektiv sind, daher sollte dies idealerweise richtig simuliert werden, wenn möglichst geringes Rauschen im Audioband erforderlich ist.
Wandler, in denen die vorliegenden Erfindung ausgeführt ist können mit Vorteil in digitalen Audioleistungsverstärkern verwendet werden, wie der in Fig. 9 gezeigte. Hier wird ein digitales Audiosignal an einem digitalen Input 510 empfangen und über ein nichtlineares Feedbacknetzwerk 30, 80 zu einem Umsetzer 540 zugeführt, wie es oben mit Bezug zu Fig. 3 diskutiert wurde.
Der Output des Umsetzers 540 wird dann zu einem CEM-Impulsbreitenmodulator 550 zugeführt. Der Output des Impulsbreitenmodulators 550 wird dem Steuerterminal eines Festkörperschalters 551 zugeführt, der in einer Hochleistungsleitung von einer Energiequelle zu einem analogen Tiefpassfilter 560 positioniert ist, der mit dem analogen Hochleistungs-Outputterminal 570 verbunden ist. Um Radiofrequenzemissionen, Verlustleistung und andere unerwünschte Effekte zu vermeiden, ist es wünschenswert, den Schalter 551 bei einer möglichst niedrigen Frequenz zu schalten. Dies erfordert die Verwendung eines geringeren Überabtastverhältnisses, aber bei einem niedrigeren Oberabtastverhältnis, kann die Rauschbearbeitung das Umsetzerrauschen weniger reduzieren. Daher ist die durch die CEM gegebene zweifache Erhöhung des Überabtastverhältnis ses unter Verwendung der vorliegenden Erfindung besonders wertvoll für diese Anwendung.
Fig. 7 zeigt eine weitere Anwendung für einen Wandler, der die vorliegende Erfindung verkörpert. Der Wandler wird zum Antrieb eines Schaltverstärkers für einen Tieftonlautsprecher verwendet. Die Schaltung verwendet einen integrierten DSP 120, der die Signalumwandlungsfunktionen ausführt. In diesem Beispiel ist der DSP Texas Instruments TMS 320C51. Er adressiert einen Eprom 122, der mit einer Tabelle programmiert ist, wie sie in Fig. 5 gezeigt ist. Der DSP 120 weist einen ersten seriellen Port 120A auf, der mit einem SP-DIF-Sendeempfänger verbunden ist. Der DSP 120 empfängt über den SP- DIF-Sendeempfänger 121 den digitalen Output einer geeigneten Audioquelle wie einem CD-Spieler. Er gibt auch Outputs des digitalen Signals über den Sendeempfänger 121 und den ersten Port 120A zum Verarbeiten durch den DAC für die Hauptlautsprecher. Der gewandelte Output vom DSP120 zum Antrieb des Tieftonlautsprechers wird über einen zweiten seriellen Port 120B ausgegeben. Dieser läuft dann zu einer Outputschaltstufe wie der oben in Bezug auf den Leistungsverstärker von Fig. 9 beschriebenen und dann über einen Tiefpassfilter zum Tieftonlautsprecher.
Die DSP- sowie Lesedaten vom Eprom 122 werden mit einem Bereich des RAM als Arbeitsspeicher versehen. Er besitzt auch Inputs und Outputs, die mit Schaltern und LEDs 124 verbunden sind, die eine Schnittstelle zum Steuern des Systems zur Verfügung stellen.
Der DSP ist so programmiert, daß er einen Dezimierungsprozeß, FIR-Filtern und Interpolation zum Ableiten des Anteils des Audiosignals ausführt, der zum Antreiben des Tieftonlautsprechers benötigt wird. Obwohl der Tieftonlautsprecher in diesem Beispiel bei Frequenzen bis zu ungefähr 200 Hz arbei tet, ist der DSP zur Erleichterung des analogen Tiefpassfilterns so angeordnet, daß der Rauschoutput auf ungefähr 1 kHz geregelt ist, was den Rauschpegel im Band auf einen Wert reduziert, der im wesentlichen zu 19 Bit äquivalent ist. Nach Ableitung des Tieftonlautsprechersignals, wird dieses umgewandelt und mit Nichtlinearitätskorrektur auf 6 Bits rauschbearbeitet, wobei verschiedene nichtlineare Funktionen für die Abfall- und Anstiegsflanken verwendet werden, wie oben diskutiert. Der Output wird als CEM-Signal mit einer Wiederholungsrate von 44,1 WEz und 64 Quantisierungswerten ausgegeben.
Für eine verbesserte Stabilität wurde die Umwandlung mit einer Maßnahme zur momentanen Korrektur implementiert, aber ohne Verwendung eines Vorschau-ROM. Während das System von Fig. 4 den Vorausschauprozeß durch Annahme eines Wertes für y3 von (y1 + y2)/2 abschließt, wenn eine Stufe vorher durch Annahme von y2 = y1 abgeschlossen wurde, dann wird die Notwendigkeit einer Vorschaulinie vermieden. Dies erzeugt ein System, das selbst bei Gleichstrom-Inputs hochstabil ist. Das Simulations-ROM wird durch Auswahl der drei Werte zum Minimieren der Summe der Quadrate des Frequenzgangfehlers über einen Satz von Frequenzen über den interessierenden Bereich berechnet. Der Rauschbearbeitungsfilter ist rekursiv Ster Ordnung.
Andere Schaltkreise gemäß der vorliegenden Erfindung, wie ein Vollbereichs-DAC von 24 Bit kann beispielsweise unter Verwendung eines FPGA (field programmable gate array) von 10000 Gates implementiert werden.
Fig. 10 zeigt eine allgemeine physikalische Ausführungsform der Erfindung, bei der ein Inputsignal x1 durch ein Netzwerk 30 (einen "nichtlinearen Rauschbearbeiter") geleitet wird, um ein Outputsignal x2 zu erzeugen, das einem Umsetzer 40 zuge führt wird, dessen Output x3 einem sequentiellen Flankenmodulator (CEM) 50' zugeführt wird und auch zurück zum Netzwerk 30.
In diesem Bereich ist Fig. 10 ähnlich dem Stand der Technik,
Fig. 8, wobei ein CEM für den Impulsbreitenmodulator (PWM) des Standes der Technik ersetzt ist. Gemäß der Erfindung ist das Netzwerk 30 jedoch ferner gebildet aus einem linearen Netzwerk 100, plus Nichtlinearität in Form eines oder mehrerer "alternierender Funktionsgeneratoren" (AFGs) a&sub1;, a&sub2;, ... an. Jeder AFG nimmt einen oder mehrere Inputs und gibt einen Output ab: siehe Fig. 11 und die nachfolgende Diskussion.
Das lineare Netzwerk 100 empfängt das Inputsignal x1 und das Feedbacksignal x3 und es liefert das Outputsignal x2. Es versorgt auch die AFGs und empfängt den Output von jedem AFG.
Das Netzwerk 100 kann einige direkte Verbindungen umfassen, beispielsweise kann sein Inputsignal x3 direkt einem Input eines der AFGs zugeführt werden und der Output eines der AFGs kann ohne weitere Modifikation als Output x2 weitergegeben werden. Ferner erscheint der Umsetzer 40 nicht notwendigerweise als bestimmtes körperliches Element: wie unten diskutiert, wird seine Funktion in einigen Implementierungen von einem der AFGs übernommen.
Es ist inhärent, daß das Signal x3, das den CEM antreibt, abgetastet wird und die gewöhnliche Ausführungsform der Erfindung ist ein abgetastetes Datensystem, das in derselben Rate getaktet ist (die wie schon diskutiert, die doppelte Frequenz der "Rechteckwelle" beträgt, deren Flanken durch CEM moduliert werden). In diesem Fall umfaßt das lineare Netzwerk 1 wahrscheinlich Verzögerungsstufen z&supmin;¹, Multiplikationen durch konstante Koeffizienten, Additionen und Subtraktionen.
Es ist auch möglich, Ausführungsformen vorzunehmen, bei denen einige der Signale zeitkontinuierlich sind oder abgetastet, aber mit einer höheren Abtastfrequenz als der Input zum CEM. In diesem Fall müssen Abtaster oder Dezimator(en) in 100 eingeschlossen sein und 100 kann zeitkontinuierliche Filter oder digitale Filter umfassen, die bei der höheren Abtastrate arbeiten.
Ferner sind alle diese Möglichkeiten mit entweder analogen oder digitalen Signalen verfügbar, außer, daß digitale Signale nicht zeitkontinuierlich sein können.
Mit Bezug zu Fig. 11a nimmt ein "alternierender Funktionsgenerator" ein oder mehrere Inputsignale y1 ... yn und führt sie einem Paar Funktionsgeneratoren f1 und ft zu. Ein Schalter 5 wird mit derselben Rate betätigt wie die Rechteckwelle des CEM, so daß zu Zeitpunkten, die den Anstiegsflanken entsprechen, der Output f1 als Endoutput z ausgewählt wird und zu Zeitpunkten, die Abfallflanken entsprechen, der Output ft ausgewählt wird.
Den beiden Funktionsgeneratoren f1 und ft ist gemeinsam, daß sie durch die Gleichung in Bezug stehen:
ft(y) = -f1(-y)
in welchem Fall die alternative Implementierung von Fig. 11b bevorzugt sein kann. Hier wird ein einziger Funktionsgenerator f verwendet und die Paketschalter s0, s1, ... sn bewirken, daß sowohl der Input (die Inputs) und Output von f zu abwechselnden Zeitpunkten negiert werden.
(Es ist anzumerken, daß eine feste Nichtlinearität ein Spezialfall eines AFG (f1 = fg) ist und ebenso ist es mit einem Zeichenwechselelement, durch Substituieren von f1(x) - x; ft(x) = -x). Daher ist die Beschreibung von Fig. 11(b) nicht fundamental neu, da es als eine Anzahl (n+2) von Elementen des Typs 11(a) erweitert sein kann.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung können als solche charakterisiert werden, in denen der Feedbackweg vom Output des Umsetzers q zurück zu seinem Input Nichtlinearität umfaßt und sich für Anstiegsflanken wie für Abfallflanken unterscheidet. Und ferner, daß die Nichtlinearität "günstig" ist.
Um dieses Konzept mit Bezug zu Fig. 10 genauer zu definieren ist es zweckmäßig, keine Redundanz anzunehmen. Das heißt, wenn das Netzwerk 100 eine Topologie oder Koeffizienten aufweist, die derart sind, daß einige AFGs keinen direkten oder indirekten Einfluß auf den Output x2 haben, dann werden diese AFGs zuerst entfernt. Es wird ferner angenommen, daß AFGs, die wie in Fig. 11(b) implementiert sind, zum Zwecke der Charakterisierung wie in Fig. 11(a) erweitert sind, wie es oben erläutert ist.
Ausführungsformen der Erfindung werden nun wie folgt charakterisiert:
1) In mindestens einem der wie in Fig. 11(a) beschriebenen AFGs sind die beiden Funktionsgeneratoren fl und ft unterschiedlich.
2) In mindestens einem der wie in Fig. 11(a) beschriebenen AFGs ist mindestens einer der Funktionsgeneratoren f1 und ft nichtlinear. ("Nichtlinear" bedeutet nichtlinear als Funktion der Inputs y1 ... yn gemeinsam: beispielsweise ist ein Multiplier nichtlinear, obwohl er als Funktion jedes der beiden Inputs einzeln linear ist.)
3) Das lineare Netzwerk 100 ist so angeordnet, daß mindestens einer der Inputs y zu mindestens einem der AFGs mit unter schiedlichen Funktionsgeneratoren wie in (1) oben, eine nicht null betragende Abhängigkeit vom Signal x3 aufweist, das zu 100 zurückgeführt wird. Ferner weist der Output x2 von 100 eine nicht null betragende Abhängigkeit vom Output des AFG auf. Zum Zwecke der Abhängigkeitsbestimmung wird indirekte Abhängigkeit über die Signalwege durch andere AFGs in Betracht gezogen.
4) Das lineare Netzwerk 100 ist so angeordnet, daß mindestens einer der Inputs y zu mindestens einem der AFGS mit Nichtlinearität wie in (2) oben, eine nicht null betragende Abhängigkeit von Signal x3 aufweist, das zu 100 zurückgeführt wird. Damit ferner der Output x2 von 100 eine nicht null betragende Abhängigkeit aufweist, wird indirekte Abhängigkeit über Signalwege durch andere AFGs in Betracht gezogen.
5) Nichtlinearität in (2) oben ist derart, daß der schädliche Effekt der dem CEM-Modulator inhärenten Nichtlinearität im Grundband reduziert wird (wie in dieser Anmeldung diskutiert und ausführlich im Zusammenhang mit PWM in (5)). Eine solche Reduzierung kann vorliegen in Form von
a) Reduzierung des in (5) diskutierten "Intermodulationsrauschens" und/oder
b) Fähigkeit des Schaltkreises zur Stabilität bei höheren Modulationswerten.
Obwohl Fig. 11(a) eine natürliche Implementierung einer nichtlinearen Funktion ergibt, die für Anstiegs- und Abfallflanken getrennt berechnet ist und gleichermaßen ergibt Fig. 11(b) eine alternative und in gleicher Weise natürliche Implementierung in den Fällen, die die Beziehung erfüllen
ft(x) = f1(-x)
versteht es sich, daß dieselbe Funktionalität (ob die obige Beziehung hält oder nicht) unter Verwendung anderer Kombina tionen von schaltbaren Elementen und nichtlinearen Elementen erhalten werden kann.
Da ferner beispielsweise Verzögerungselemente gegen nichtlineare Elemente ausgetauscht sein können (mathematisch, "kommutieren" die beiden Betätigungen) und andere Schaltungsanordnungen können vorgenommen sein, ohne Funktionalität zu beeinflussen, die genannten schaltbaren Elemente und nichtlinearen Elemente können durch die Schaltung verteilt sein und die Kombination ist nicht notwendigerweise als ein verbundenes Subsystem der Schaltung identifizierbar.
In einer digitalen Implementierung können die nichtlinearen Funktionsgeneratoren f1, ft in Fig. 11(a) oder f in Fig. 11(b) durch ROM-Vorrichtungen implementiert sein und in diesem Fall kann jeder Signalinput durch einen Vorumsetzer (siehe Q1, Q2 in Fig. 3) konditioniert sein, um die Anzahl der Adressenleitungen zu reduzieren.
Ein praktisch bedeutsamer Spezialfall ist der, bei dem das Netzwerk 100 das Feedbacksignal y3 direkt oder indirekt über eine z&supmin;¹ Verzögerung zu einer Vielzahl von AFGs zuführt. Die praktische Konstruktion von Fig. 3 weist diese Form auf, wo das mit "OUT" markierte Signal dem Signal y3 in Fig. 10 äquivalent ist. Die Verzögerung 1181 in Fig. 3 wird als Teil des linearen Netzwerks 100 in Fig. 10 betrachtet und das ROM 1182 zusammen mit den Zeichenumkehrelementen seiner Inputs und Outputs erfüllt die Rolle von 3 AFGs der in Fig. 11(b) gezeigten Form, die jeweils die Signale S-1, S0 und S1 ergeben (mit Zeichenumkehr auf abwechselnden Abtastungen).
Der Umsetzer 40 erscheint nicht immer als körperlich getrennte Vorrichtung. Dies kommt daher, weil ein Umsetzer ein Spezialfall eines Funktionsgenerators ist. Wenn der Output eines AFG schon gezwungen ist, Werte anzunehmen, die als Inputs für den Modulator m akzeptabel sind, dann kann das Netzwerk 100 den Output der AFG direkt (oder indirekt über einen Verzögerer oder ein anderes Element, das die quantisierte Natur des Signals nicht zerstört) zu seinem Output x2 weitergeben, und dann braucht der Umsetzer 40 überhaupt nicht aufzutreten.
Dieser Aspekt ist in Fig. 3 eingebracht, wo ROM 1185 so programmiert ist, daß es eine geringe Anzahl an bestimmten Werten enthält, dieser Output wird direkt zum CEM weitergegeben (außer dem Zeichenwechsel). "AUS" in Fig. 3 ist sowohl mit y2 und y3 in Fig. 10 identifiziert und es gibt keinen Umsetzer.
In den oben als Beispiel beschriebenen Ausführungsformen sind ROM-Einrichtungen zur Darstellung nichtlinearer Funktionen in praktischen Implementierungen verwendet. Es können jedoch andere Mittel, z. B. konditionierbare Speicher oder Echtzeitlösungen von Gleichungen mit einem im wesentlichen ähnlichen Ergebnis selbstverständlich ersatzweise vorhanden sein. Tabelle 1

Literatur

[1] J. M. Goldberg & M. B. Sandler, "Pseudo-Natural Pulse Width Modulation for High Accuracy Digital-to-Analogue Conversion", Electronics Letters vol. 27 no. 16 pp 1491-2 (August 1991)
[2] M. O. Hawksford, "Dynamic Model-Based Linearisation of Quantized Pulse-With Modulation for Applications in Digital-to-Analog Conversion and Digital Power Amplifier Systems", J. Audio Eng. Soc., vol. 40 no. 4 pp 235-252 (April 1992) ·
[3] Y. Matsuya, K. Uchimara, A. Iwata and T. Kaneko, "A 17-bit Oversampling D-to-A Conversion Technology Using Multistage Noise Shaping", IEEE J. of Solid-state Circuits, vol. 24 no. 4 pp 969-975 (August 1989)
[4] M. A. Gerzon and P. G. Craven, "Optimal Noise Shaping and Dither of Digital Signals" presented at the 87th Convention of the Audio Engineering Society, J. Audio Eng. Soc. (Abstracts), vol. 37, p. 1072 (1989 Dec.) preprint 2822.
[5] P. G. Craven, "Toward the 24-bit DAC: Novel Noise- Shaping Topologies Incorporating Correction for the Nonlinearity in a PWM Output Stage", J. Audio Eng. Soc, vol 41, No. 5, Pp. 291-313 (May 1993).

Claims

1. Digital-Analog-Wandler umfassend einen sequentiellen Flankengleichrichter (50, 50') und einen Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) angeordnet, um den Input zum sequentiellen Flankengleichrichter (50) in Abhängigkeit von Werten entsprechend einem Output des sequentiellen Flankengleichrichters zu modifizieren, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Input des sequentiellen Flankenmodulators angewendete Rauschbearbeitung bei einer Überabtastungsfrequenz durchgeführt wird, die gleich bis doppelt so groß ist wie die Schaltfrequenz des Outputs des sequentiellen Flankenmodulators und dadurch, daß die Höhe der Rauschverringerung im Grundband, die durch den Rauschbearbeitungsschaltkreis bewirkt ist, im wesentlichen unabhängig ist von der Signalmodulationshöhe.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) so angeordnet ist, daß er verschiedene jeweilige nichtlineare Funktionen auf Abtastungen zu Zeitpunkten entsprechend den Outputs der Abfallflanke bzw. der Anstiegsflanke des sequentiellen Flankenmodulators anwendet.

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, umfassend einen Umsetzer (40), wobei der Output des Umsetzers mit dem sequentiellen Flankenmodulator (50) verbunden ist und bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis in einer Feedbackschleife um den Umsetzer verbunden ist und den Input zum Umsetzer modifiziert.

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) einen Simulatorschaltkreis (80) umfaßt, der so angeordnet ist, daß er einen Output in Abhängigkeit von der nichtlinearen Reaktion des Wandlers mit dem sequentiellen Flankenmodulator auf eine Abtastung erzeugt.

5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, bei dem der Simulatorschaltkreis eine Tabelle (82a-e) enthält, die mit Daten zum Modellieren der nichtlinearen Reaktion programmiert ist.

6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, bei dem die Tabelle (82a-e) vom Output eines Umsetzers (40) angesprochen wird.

7. Digital-Analog-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) so angeordnet ist, daß er eine Korrektur für einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator mindestens teilweise in Abhängigkeit von einem vorhergehenden Output des sequentiellen Flankenmodulators erzeugt.

8. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) so angeordnet ist, daß er eine Korrektur für einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator auch mindestens teilweise in Abhängigkeit von einem berechneten Wert im wesentlichen entsprechend einem aktuellen Output des sequentiellen Flankenmodulators erzeugt.

9. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 8, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) eine Verzögerungsstufe umfaßt und so angeordnet ist, daß er eine Korrektur für einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator auch mindestens teilweise in Abhängigkeit von einem berechneten Wert im wesentlichen entsprechend einem nachfolgenden Output des sequentiellen Flankenmodulators erzeugt.

10. Digital-Analog-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) einen nichtlinearen Prozessor umfaßt und Mittel zum bedingten Negieren eines oder mehrerer Inputs und/oder Outputs zum/vom nichtlinearen Prozessor, wobei der nichtlineare Prozessor und die Mittel zum bedingten Negieren in Kombination dadurch verschiedene jeweilige nichtlineare Funktionen auf Abtastungen zu Zeitpunkten jeweils entsprechend den Outputs der Abfallflanke bzw. der Anstiegsflanke des sequentiellen Flankenmodulators anwenden.

11. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Input für ein zu konvertierendes Signal, und Mittel zum Erzeugen eines umgesetzten Signals aus dem zu konvertierenden Signal, worin der Rauschbearbeitungsschaltkreis (30) Mittel zum Anwenden verschiedener jeweiliger Funktionen auf Inputabtastungen entsprechend den Outputs der Abfallflanke bzw. der Anstiegsflanke des sequentiellen Flankenmodulators umfaßt.

12. Gerät umfassend einen Digital-Analog-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das so konfiguriert ist, daß es einen Niederfrequenzlautsprecher antreibt.

13. Gerät nach Anspruch 12, umfassend einen Digitalsignalprozessorchip (120), der darauf programmiert ist, den Rauschbearbeitungsschaltkreis zu implementieren.

14. Gerät nach Anspruch 13, bei dem der Digitalsignalprozessorchip (120) auch ein oder mehrere Outputsignale lie fert, die geeignet sind, Lautsprecher höherer Frequenz anzutreiben.

15. Gerät nach Anspruch 13 oder 14, bei dem der Digitalsignalprozessorchip (120) auch den sequentiellen Flankenmodulator (50) implementiert, dessen Output als eine Folge von Impulsen durch eine serielle oder parallele Schnittstelle zugeführt wird.

16. Digitaler Leistungsverstärker umfassend einen Digital- Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 11.

17. Verfahren zum Betreiben eines Digital-Analog-Wandlers umfassend einen sequentiellen Flankenmodulator, wobei das Verfahren Anwendung einer Rauschbearbeitung am Input zum sequentiellen Flankenmodulator umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschbearbeitung bei einer Überabtastungsfrequenz durchgeführt wird, die gleich bis doppelt so groß ist wie die Schaltfrequenz des Outputs des sequentiellen Flankenmodulators und dadurch, daß die Höhe der Rauschverringerung im Grundband, die durch den Rauschbearbeitungsschaltkreis bewirkt wird, im wesentlichen unabhängig ist von der Signalmodulationshöhe.

18. Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Verfahren Anwenden verschiedener jeweiliger nichtlinearer Funktionen auf Abtastungen zu Zeitpunkten entsprechend den Outputs der Abfallflanke bzw. der Anstiegsflanke des sequentiellen Flankenmodulators umfaßt.

19. Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, bei dem der Schritt zum Anwenden der Rauschbearbeitung Anwenden einer nichtlinearen Funktion auf einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator mindestens teilweise in Abhän gigkeit von einem vorhergehenden Output des sequentiellen Flankenmodulators umfaßt.

20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schritt zum Anwenden der Rauschbearbeitung Anwenden einer nichtlinearen Funktion auf einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator mindestens teilweise auch in Abhängigkeit von einem berechneten Wert im wesentlichen entsprechend einem aktuellen Output des sequentiellen Flankenmodulators umfaßt.

21. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem der Schritt zum Anwenden der Rauschbearbeitung Anwenden einer nichtlinearen Funktion auf einen aktuellen Input zum sequentiellen Flankenmodulator mindestens teilweise auch in Abhängigkeit von einem berechneten Wert im wesentlichen entsprechend einem nachfolgenden Output des sequentiellen Flankenmodulators umfaßt.